JP2016025742A - Control device for full-pitch concentrated winding switched reluctance motor - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、全節集中巻スイッチトリラクタンスモータの各巻線に印加する電圧を制御する制御装置に関する。 The present invention relates to a control device that controls a voltage applied to each winding of a concentrated winding switched reluctance motor.
スイッチトリラクタンスモータの制御装置としては、下記特許文献１に見られるように、ヒステリシスコンパレータを用いて、単節集中巻スイッチトリラクタンスモータ（以下、「単節巻ＳＲモータ」という。）の備える巻線に流れる電流を指令電流に制御するものが知られている。この制御装置では、単節巻ＳＲモータの巻線の印加電圧として、正の直流電圧「ＶＤＣ」、ゼロ電圧、及び、負の直流電圧「−ＶＤＣ」を用いている。これにより、スイッチング回数及び巻線に流れる電流のリプルを低減させ、電力変換装置のスイッチングに伴い生じる単節巻ＳＲモータの高調波鉄損及び騒音の低減を図っている。
As a control device for a switched reluctance motor, as shown in the following
一方、従来、全節集中巻スイッチトリラクタンスモータ（以下、「全節巻ＳＲモータ」という。）が知られている。全節巻ＳＲモータでは、複数の巻線のそれぞれは、固定子の突極間に設けられた、回転方向に機械角で１８０°対向する一対のスロットに集中巻される。一方のスロットと他方のスロットでは、巻線は逆方向に巻かれている。そして、複数の巻線のうちの隣接する２つの巻線に通電して、回転子を回転させる。 On the other hand, a full-pitch concentrated winding switched reluctance motor (hereinafter referred to as a “full-pitch SR motor”) has been known. In the full-pitch SR motor, each of the plurality of windings is concentratedly wound in a pair of slots that are provided between the salient poles of the stator and face each other at a mechanical angle of 180 ° in the rotational direction. In one slot and the other slot, the windings are wound in opposite directions. And it supplies with electricity to two adjacent windings among a plurality of windings, and rotates a rotor.
上記特許文献１に記載された制御装置では、巻線に流れる電流を電流指令値に制御すべく、巻線の印加電圧がゼロ電圧から正の直流電圧に切り替えたり、ゼロ電圧から負の直流電圧に切り替えたりしている。このため、巻線の鎖交磁束の波形は歪み、高調波成分を多く含むこととなる。これにより、単節巻ＳＲモータの高調波鉄損及び騒音の低減効果が十分に得られない懸念がある。
In the control device described in
また、特許文献１に記載された技術を全節巻ＳＲモータに適用したとしても、同様の懸念が生ずる。
Moreover, even if the technique described in
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、全節巻ＳＲモータの高調波鉄損及び騒音を好適に低減させることのできる、全節巻ＳＲモータの制御装置を提供することにある。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a control device for a full-pitch SR motor that can suitably reduce harmonic iron loss and noise of the full-pitch SR motor. Is to provide.
本発明は、電力変換回路を用いて全節集中巻スイッチトリラクタンスモータを制御する制御装置であって、モータの有する各巻線の指令電圧をそれぞれ設定する電圧設定手段と、電力変換回路の操作により、各巻線に印加される電圧を指令電圧に制御する電圧制御手段と、を備え、指令電圧は、徐変する期間を含む正の電圧を印加する第１区間と、第１区間に連接し、第１区間とは異なる電圧を印加する第２区間と、第２区間に連接し、徐変する期間を含む負の電圧を印加する第３区間とを含むことを特徴とする。 The present invention is a control device that controls an all-node concentrated winding switched reluctance motor using a power conversion circuit, and includes a voltage setting unit that sets a command voltage of each winding of the motor, and an operation of the power conversion circuit. Voltage control means for controlling the voltage applied to each winding to a command voltage, the command voltage being connected to the first section for applying a positive voltage including a gradually changing period, and the first section, It includes a second period in which a voltage different from the first period is applied, and a third period in which a negative voltage including a gradually changing period is connected to the second period.
巻線の鎖交磁束の変化を緩やかにすることで、ＳＲモータの高調波鉄損及び騒音を低減させることができる。ここで、巻線の印加電圧の時間積分値が巻線の鎖交磁束となる関係から、巻線の印加電圧を徐変させることで、鎖交磁束の変化を緩やかにできる。 Harmonic iron loss and noise of the SR motor can be reduced by gradual change in the interlinkage magnetic flux of the windings. Here, from the relationship that the time integral value of the applied voltage of the winding becomes the interlinkage magnetic flux of the winding, the change of the interlinkage magnetic flux can be moderated by gradually changing the applied voltage of the winding.
上記構成では、指令電圧設定手段によって指令電圧が設定され、設定された指令電圧となるように巻線の印加電圧を制御することにより、鎖交磁束を間接的に制御することができる。そして、指令電圧が徐変する正の電圧及び負の電圧を含む指令電圧であるため、巻線の鎖交磁束の変化を緩やかにすることができ、鎖交磁束の高調波成分を低減させることができる。したがって、ＳＲモータの高調波鉄損及び騒音を好適に低減させることができる。 In the above-described configuration, the command voltage is set by the command voltage setting means, and the flux linkage can be indirectly controlled by controlling the applied voltage of the windings so as to be the set command voltage. And since the command voltage is a command voltage including a positive voltage and a negative voltage that gradually change, the change in the interlinkage magnetic flux of the winding can be moderated, and the harmonic component of the interlinkage magnetic flux can be reduced. Can do. Therefore, the harmonic iron loss and noise of the SR motor can be suitably reduced.
（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる制御装置を車載主機としての全節巻ＳＲモータに適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
(First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment in which a control device according to the present invention is applied to a full-pitch SR motor as an in-vehicle main machine will be described with reference to the drawings.
図１に示すように、直流電源としてのバッテリ１０は、端子電圧が例えば数百Ｖとなる２次電池である。なお、バッテリ１０としては、例えば、リチウムイオン２次電池やニッケル水素２次電池を用いることができる。
As shown in FIG. 1, a
バッテリ１０には、平滑コンデンサ１２を介して電力変換回路２０が接続されている。電力変換回路２０には、車載主機としてのモータジェネレータが接続されている。モータジェネレータとしては、Ｕ相巻線２２ｕ、Ｖ相巻線２２ｖ及びＷ相巻線２２ｗを備える３相の全節巻ＳＲモータを用いている。
A
電力変換回路２０は、Ｕ相を構成する、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕ１及びＵ相下アームダイオードＤｕ２の直列接続体、Ｕ相上アームダイオードＤｕ１及びＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕ２の直列接続体と、Ｖ相を構成する、Ｖ相上アームスイッチング素子Ｓｖ１及びＶ相下アームダイオードＤｖ２の直列接続体、Ｖ相上アームダイオードＤｖ１及びＶ相下アームスイッチング素子Ｓｖ２の直列接続体と、Ｗ相を構成する、Ｗ相上アームスイッチング素子Ｓｗ１及びＷ相下アームダイオードＤｗ２の直列接続体、Ｗ相上アームダイオードＤｗ１及びＷ相下アームスイッチング素子Ｓｗ２の直列接続体とを備えている。本実施形態では、Ｕ〜Ｗ相上アームスイッチング素子Ｓｕ１，Ｓｖ１，Ｓｗ１及びＵ〜Ｗ相下アームスイッチング素子Ｓｕ２，Ｓｖ２，Ｓｗ２として、ＩＧＢＴを用いている。
The
ここで、Ｕ相の接続態様について詳述する。Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕ１及びＵ相下アームダイオードＤｕ２の接続点と、Ｕ相上アームダイオードＤｕ１及びＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕ２の接続点とは、Ｕ相巻線２２ｕを介して接続されている。Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕ１のエミッタ及びＵ相下アームダイオードＤｕ２のカソード同士は接続され、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕ１のコレクタは、バッテリ１０の正極端子に接続されている。また、Ｕ相下アームダイオードＤｕ２のアノードは、バッテリ１０の負極端子に接続されている。一方、Ｕ相上アームダイオードＤｕ１のアノード及びＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕ２のコレクタ同士は接続され、Ｕ相上アームダイオードＤｕ１のカソードは、バッテリ１０の正極端子に接続されている。また、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｓｕ２のエミッタは、バッテリ１０の負極端子に接続されている。
Here, the connection mode of the U phase will be described in detail. A connection point between the U-phase upper arm switching element Su1 and the U-phase lower arm diode Du2 and a connection point between the U-phase upper arm diode Du1 and the U-phase lower arm switching element Su2 are connected via a U-phase winding 22u. Yes. The emitter of the U-phase upper arm switching element Su1 and the cathode of the U-phase lower arm diode Du2 are connected to each other, and the collector of the U-phase upper arm switching element Su1 is connected to the positive terminal of the
なお、Ｖ相及びＷ相の接続態様は、Ｕ相と同様である。このため、本実施形態では、Ｖ相及びＷ相についての接続態様の詳細な説明を省略する。 The connection mode of the V phase and the W phase is the same as that of the U phase. For this reason, in this embodiment, the detailed description of the connection aspect about V phase and W phase is abbreviate | omitted.
制御装置３０は、図示しない中央演算装置（ＣＰＵ）及びメモリを備え、メモリに記憶された各種プログラムを中央演算装置によって実行することで、全節巻ＳＲモータの駆動状態を示す制御量である出力トルクを、その指令値（駆動要求）であるトルク指令値Ｔ＊に制御する。制御装置３０には、平滑コンデンサ１２の端子間電圧Ｖｄｃ（バッテリ１０の出力電圧、電力変換回路２０の入力電圧）を検出する電圧センサ３４の検出値、全節巻ＳＲモータの回転子２６の回転子位置θを検出する回転角センサ３６の検出値が入力される。回転子位置θは、０°以上３６０°未満の範囲で変化する値である。
The
制御装置３０は、これら各種センサの検出値に基づき、全節巻ＳＲモータの出力トルクをトルク指令値Ｔ＊に制御すべく、電力変換回路２０を構成する各スイッチング素子Ｓｕ１、Ｓｕ２、Ｓｖ１、Ｓｖ２、Ｓｗ１、Ｓｗ２に対して、ＯＮ状態とＯＦＦ状態との切り替えを指示する操作信号ｇｕ１，ｇｕ２、ｇｖ１、ｇｖ２、ｇｗ１、ｇｗ２を出力することで、各スイッチング素子Ｓｕ１、Ｓｕ２、Ｓｖ１、Ｓｖ２、Ｓｗ１、Ｓｗ２を操作する。
Based on the detection values of these various sensors, the
詳しくは、制御装置３０は、回転数算出部３０ａ、電圧設定手段として機能する変調波生成部３０ｂ、及び、電圧制御手段として機能する操作信号生成部３０ｃを備えている。回転数算出部３０ａは、回転角センサ３６によって検出された回転子位置θの時間微分値を用いて回転数Ｎ（ｒ／ｍｉｎ）を算出する。また、変調波生成部３０ｂは、トルク指令値Ｔ＊、回転子位置θ及び回転数Ｎに基づき、Ｕ相変調波αｕ（θ）、Ｖ相変調波αｖ（θ）、Ｗ相変調波αｗ（θ）を生成する。操作信号生成部３０ｃは、変調波生成部３０ｂから出力された各変調波αｕ（θ）、αｖ（θ）、αｗ（θ）に基づき、各スイッチング素子Ｓｕ１、Ｓｕ２、Ｓｖ１、Ｓｖ２、Ｓｗ１、Ｓｗ２を操作するための操作信号ｇｕ１，ｇｕ２、ｇｖ１、ｇｖ２、ｇｗ１、ｇｗ２を生成する。
Specifically, the
なお、トルク指令値Ｔ＊は、例えば、制御装置３０よりも上位の制御装置（例えば、車両の走行制御を統括する制御装置）から制御装置３０に入力される。また、ＳＲモータの各相は独立しており、さらに、制御装置３０における各相に関する処理のそれぞれは、基本的には同一の処理となる。
The torque command value T * is input to the
図２（ａ）に全節巻ＳＲモータの概略を示す。全節巻ＳＲモータは、円筒形状の固定子２４と、円柱形状の回転子２６とを備えている。固定子２４の内面には、６つの突極２５、すなわち、相数の２倍の突極２５が、周方向に等間隔に設けられている。一方、回転子２６の外側には、４つの突極２７が、周方向に等間隔に設けられている。Ｕ相巻線２２ｕ、Ｖ相巻線２２ｖ、Ｗ相巻線２２ｗのそれぞれは、固定子２４の突極２５間に設けられた、回転方向に機械角で１８０°対向する一対のスロットに集中巻される。一方のスロットと他方のスロットでは、巻線は通電方向が逆方向となるように巻かれている。
FIG. 2A shows an outline of a full-pitch SR motor. The full-pitch SR motor includes a
全節巻ＳＲモータでは、Ｕ相巻線２２ｕ、Ｖ相巻線２２ｖ、Ｗ相巻線２２ｗのそれぞれに、互いに位相が１２０°ずれ、且つ、通電期間が重複するように電圧を印加する。そしてＵ相巻線２２ｕ、Ｖ相巻線２２ｖ、Ｗ相巻線２２ｗのうちの、２つの巻線に通電されることによるインダクタンスの変化を利用して、回転子２６を回転させる。このとき、固定子２４の突極２５、及び、回転子２６の突極２７には、固定子２４の突極２５を挟む一対の巻線に印加される電圧による鎖交磁束ψが発生する。
In the full-pitch SR motor, a voltage is applied to each of the U-phase winding 22u, the V-phase winding 22v, and the W-phase winding 22w so that the phases are shifted from each other by 120 ° and the energization periods overlap. Then, the
ところで、スイッチトリラクタンスモータとして、単節巻ＳＲモータも知られている。図２（ｂ）に単節巻ＳＲモータの概略を示す。単節巻ＳＲモータは、全節巻ＳＲモータと同様に、円筒形状の固定子２４と、円柱形状の回転子２６とを備えている。固定子２４の内面には、６つの突極２５、すなわち、相数の２倍の突極２５が、周方向に等間隔に設けられている。一方、回転子２６の外側には、４つの突極２７が、周方向に等間隔に設けられている。Ｘ相巻線２２ｘ、Ｙ相巻線２２ｙ、Ｚ相巻線２２ｚのそれぞれは、回転方向に機械角で１８０°対抗する、固定子２４の一対の突極２５に集中巻される。一方の突極２５と他方の突極２５とでは、巻線は通電方向が逆方向となるように巻かれている。また、互いに隣接する突極２５の間において、通電方向が同一方向となるように巻かれている。
Incidentally, a single-barrel SR motor is also known as a switched reluctance motor. FIG. 2B shows an outline of the single-node wound SR motor. Similar to the full-pitch SR motor, the single-pitch SR motor includes a
単節巻ＳＲモータでは、Ｕ相巻線２２ｕ、Ｖ相巻線２２ｖ、Ｗ相巻線２２ｗのそれぞれに、互いに位相が１２０°ずれるように電圧を印加する。すなわち、Ｕ相巻線２２ｕ、Ｖ相巻線２２ｖ、Ｗ相巻線２２ｗのそれぞれは、通電開始時期がずれている。このとき、固定子２４の突極２５に巻かれた巻線に印加される電圧による鎖交磁束ψが発生する。
In the single-node wound SR motor, a voltage is applied to each of the U-phase winding 22u, the V-phase winding 22v, and the W-phase winding 22w so that the phases are shifted from each other by 120 °. That is, the energization start timings of the U-phase winding 22u, the V-phase winding 22v, and the W-phase winding 22w are shifted. At this time, an interlinkage magnetic flux ψ is generated by a voltage applied to the winding wound around the
そのため、全節巻ＳＲモータにおいて、単節巻ＳＲモータと同等の鎖交磁束を発生させるためには、全節巻ＳＲモータの各スロットの巻線に印加される電圧を、単節巻ＳＲモータにおける、そのスロットを挟む突極２５に巻かれた一対の巻線に印加される電圧の合計値とすればよい。ゆえに、Ｕ相巻線２２ｕに印加するＵ相電圧Ｖｕ、Ｖ相巻線２２ｖに印加するＶ相電圧Ｖｖ、Ｗ相巻線２２ｗに印加するＷ相電圧Ｖｗは、単節巻ＳＲモータのＸ相巻線２２ｘに印加するＸ相電圧Ｖｘ、Ｙ相巻線２２ｙに印加するＹ相電圧Ｖｙ、Ｚ相巻線２２ｚに印加するＺ相電圧Ｖｚを用いて、下記数式１で表すことができる。
Therefore, in order to generate the interlinkage magnetic flux equivalent to that of the single-pitch winding SR motor in the full-pitch winding SR motor, the voltage applied to the winding of each slot of the full-pitch winding SR motor is changed to the single-pitch winding SR motor. The total value of the voltages applied to the pair of windings wound around the
上述した通り、全節巻ＳＲモータでは、固定子２４の突極２５のそれぞれについて、一対の巻線に通電を行うことにより、その一対の巻線に挟まれた突極２５に鎖交磁束ψを発生させる。一方、単節巻ＳＲモータでは、固定子２４の突極２５のそれぞれについて、その突極２５に巻かれた１つの巻線に通電を行うことにより鎖交磁束ψを発生させる。そこで、まず、単節巻ＳＲモータにおいて、鎖交磁束の変化を緩やかにすることができる、各相の電圧を指令する値である、Ｘ相指令電圧Ｖｘ（θ）、Ｙ相指令電圧Ｖｙ（θ）、Ｚ相指令電圧Ｖｚ（θ）を設定したうえで、上記数式１に基づいて、全節巻ＳＲモータの各相の電圧を指令する値である、Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）、Ｖ相指令電圧Ｖｖ（θ）、Ｗ相指令電圧Ｖｗ（θ）を決定する。
As described above, in the full-pitch SR motor, each of the
以下、鎖交磁束ψの変化を緩やかにすべく制御されるＵ相電圧Ｖｕについて説明する。なお、Ｖ相電圧Ｖｖ及びＷ相電圧Ｖｗについても、Ｕ相電圧Ｖｕと同様の制御が行われるため、その説明を省略する。後述する各実施形態においても同様である。 Hereinafter, the U-phase voltage Vu that is controlled so as to moderate the change of the linkage flux ψ will be described. Note that the V-phase voltage Vv and the W-phase voltage Vw are also controlled in the same manner as the U-phase voltage Vu, and thus description thereof is omitted. The same applies to each embodiment described later.
図３を用いて、本実施形態におけるＵ相指令電圧Ｖｕ（θ）の設定手法について説明する。図３では、単節巻ＳＲモータを想定した場合のＸ相指令電圧Ｖｘ（θ）及びＹ相指令電圧Ｖｙ（θ）と、全節巻ＳＲモータのＵ相指令電圧Ｖｕ（θ）の時間変化を示している。 A method for setting the U-phase command voltage Vu (θ) in the present embodiment will be described with reference to FIG. In FIG. 3, time changes of the X-phase command voltage Vx (θ) and the Y-phase command voltage Vy (θ) and the U-phase command voltage Vu (θ) of the full-pitch SR motor when a single-pitch SR motor is assumed. Is shown.
Ｘ相指令電圧Ｖｘ（θ）はＸ相通電開始角θｘ、通電角度幅Δθである正弦波であり、Ｙ相指令電圧Ｖｙ（θ）はＹ相通電開始角θｙ、通電角度幅Δθの正弦波である。Ｘ相通電開始角θｘは、Ｘ相巻線２２ｘへの通電開始を指示する角度を示しており、Ｙ相通電開始角θｙは、Ｙ相巻線２２ｙへの通電開始を指示する角度を示しており、通電角度幅Δθは通電を継続させる期間を示している。Ｘ相通電開始角θｘ、Ｙ相指令電圧Ｖｙ、通電角度幅Δθは、トルク指令値Ｔ＊及び回転数Ｎに基づいて定まる値である。 The X-phase command voltage Vx (θ) is a sine wave having an X-phase energization start angle θx and an energization angle width Δθ, and the Y-phase command voltage Vy (θ) is a sine wave having a Y-phase energization start angle θy and an energization angle width Δθ. It is. The X-phase energization start angle θx indicates an angle for instructing the start of energization to the X-phase winding 22x, and the Y-phase energization start angle θy indicates an angle for instructing the energization start of the Y-phase winding 22y. The energization angle width Δθ indicates a period during which energization is continued. The X-phase energization start angle θx, the Y-phase command voltage Vy, and the energization angle width Δθ are values determined based on the torque command value T * and the rotation speed N.
Ｘ相通電開始角θｘと、Ｙ相通電開始角θｙとは、上述したとおり、１２０°ずれている。また、通電角度幅Δθは、１２０°より大きく、２４０°よりも小さい。すなわち、Ｘ相指令電圧Ｖｘ（θ）の負電圧を印加する期間と、Ｙ相指令電圧Ｖｙ（θ）の正電圧を印加する期間とが、重複するように設定される。 As described above, the X-phase energization start angle θx and the Y-phase energization start angle θy are shifted by 120 °. The energization angle width Δθ is larger than 120 ° and smaller than 240 °. That is, the period during which the negative voltage of the X-phase command voltage Vx (θ) is applied and the period during which the positive voltage of the Y-phase command voltage Vy (θ) is applied are set to overlap.
そして、数式１に基づいて、単節巻ＳＲモータのＸ相指令電圧Ｖｘ（θ）と、Ｙ相指令電圧Ｖｙ（θ）を加算し、Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）とする。すなわち、Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）を求める際に、第１電圧としてＸ相指令電圧Ｖｘ（θ）を用いており、第２電圧としてＹ相指令電圧Ｖｙ（θ）を用いている。
Then, based on
Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）は、Ｘ相通電開始角θｘに対応する時間ｔ１において上昇を開始し、時間ｔ２において極大値をとって減少に転じ、時間ｔ３においてゼロとなる。続いて、時間ｔ４まで減少を続け、Ｙ相通電開始角θｙに対応する時間ｔ４では、Ｘ相指令電圧ＶｘとＹ相指令電圧Ｖｙとの加算により、極小値をとって増加に転ずる。そして、Ｘ相指令電圧Ｖｘの符号反転値とＹ相指令電圧Ｖｙとが等しくなる時間ｔ５においてゼロとなった後、Ｘ相通電開始角θｘに通電角度幅Δθを加算した時間に対応する時間ｔ６において極大値をとって減少に転じ、時間ｔ７においてゼロとなる。最後に、時間ｔ８において極小値をとって増加に転じ、時間ｔ９においてゼロとなる。 The U-phase command voltage Vu (θ) starts increasing at time t1 corresponding to the X-phase energization start angle θx, takes a local maximum value at time t2, starts to decrease, and becomes zero at time t3. Subsequently, it continues to decrease until time t4, and at time t4 corresponding to the Y-phase energization start angle θy, the minimum value is taken and increased by addition of the X-phase command voltage Vx and the Y-phase command voltage Vy. After the sign inversion value of the X-phase command voltage Vx becomes zero at the time t5 when the Y-phase command voltage Vy becomes equal, the time t6 corresponds to the time obtained by adding the energization angle width Δθ to the X-phase energization start angle θx. It takes a local maximum value at, starts to decrease, and becomes zero at time t7. Finally, it takes a minimum value at time t8 and starts increasing, and becomes zero at time t9.
すなわち、Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）は、徐変して増減する正の電圧が印加されるｔ１〜ｔ３の第１区間と、第１区間とは周波数及び振幅が異なる徐変する電圧が印加されるｔ３〜ｔ７の第２区間と、徐変して増減する負の電圧が印加されるｔ７〜ｔ９の第３区間とに区分される。第１区間の幅と第３区間の幅は等しくなっている。一方、第２区間の幅は、第１、第３区間の幅よりも長くなっている。また、第１区間と第２区間とは連接しており、第２区間と第３区間とは連接しているといえる。 That is, the U-phase command voltage Vu (θ) is applied with a gradually changing voltage having a different frequency and amplitude from the first interval of t1 to t3 to which a positive voltage that gradually increases and decreases is applied. The second section from t3 to t7 is divided into the third section from t7 to t9 to which a negative voltage that gradually increases and decreases is applied. The width of the first section is equal to the width of the third section. On the other hand, the width of the second section is longer than the width of the first and third sections. Moreover, it can be said that the 1st area and the 2nd area are connected, and the 2nd area and the 3rd area are connected.
続いて、図４を用いて、Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）、Ｖ相指令電圧Ｖｖ（θ）、Ｗ相指令電圧Ｖｗ（θ）について説明する。図４は、回転数Ｎ及びトルク指令値Ｔ＊が一定である場合の各指令電圧を示している。 Next, the U-phase command voltage Vu (θ), the V-phase command voltage Vv (θ), and the W-phase command voltage Vw (θ) will be described with reference to FIG. FIG. 4 shows each command voltage when the rotation speed N and the torque command value T * are constant.
Ｙ相通電開始角θｙはＸ相通電開始角θｘに対して位相が１２０°遅れるものとしており、Ｚ相通電開始角θｚはＹ相通電開始角θｙに対して位相が１２０°遅れるものとしている。また、通電角度幅Δθは、それぞれ等しくなっている。そのため、Ｙ相指令電圧Ｖｙ（θ）はＸ相指令電圧Ｖｘ（θ）に対して位相が１２０°遅れた同波形のものとなり、Ｙ相指令電圧Ｖｙ（θ）はＸ相指令電圧Ｖｘ（θ）に対して位相が１２０°遅れた同波形のものとなる。 The Y-phase energization start angle θy is assumed to be 120 ° behind the X-phase energization start angle θx, and the Z-phase energization start angle θz is assumed to be 120 ° behind the Y-phase energization start angle θy. Further, the energization angle widths Δθ are equal to each other. Therefore, the Y-phase command voltage Vy (θ) has the same waveform with a phase delayed by 120 ° with respect to the X-phase command voltage Vx (θ), and the Y-phase command voltage Vy (θ) is the X-phase command voltage Vx (θ ) With the same waveform with a phase delayed by 120 °.
ゆえに、Ｖ相指令電圧Ｖｖ（θ）はＵ相指令電圧Ｖｕ（θ）に対して位相が１２０°遅れた同波形のものとなり、Ｗ相指令電圧Ｖｗ（θ）はＶ相指令電圧Ｖｖ（θ）に対して位相が１２０°遅れた同波形のものとなる。 Therefore, the V-phase command voltage Vv (θ) has the same waveform with a phase delayed by 120 ° with respect to the U-phase command voltage Vu (θ), and the W-phase command voltage Vw (θ) is the V-phase command voltage Vv (θ). ) With the same waveform with a phase delayed by 120 °.
なお、回転数Ｎ及びトルク指令値Ｔ＊の少なくとも一方が変化した場合には、変化前の各指令電圧の波形と、変化後の各指令電圧の波形とは異なるものとなる。 When at least one of the rotational speed N and the torque command value T * changes, the waveform of each command voltage before the change and the waveform of each command voltage after the change are different.
次に、変調波生成部３０ｂが実行する変調波生成処理について、図５のフローチャートを用いて説明する。この処理は、所定の制御周期で繰り返し実行される。
Next, the modulation wave generation processing executed by the modulation
まず、上述したように、上位の制御装置から入力されるトルク指令値Ｔ＊、回転角センサ３６が検出した回転子位置θ、回転数算出部３０ａが算出した回転数Ｎ、電圧センサ３４が検出した端子間電圧Ｖｄｃを取得する（Ｓ１０１）。
First, as described above, the torque command value T * input from the host controller, the rotor position θ detected by the rotation angle sensor 36, the rotation speed N calculated by the rotation speed calculator 30a, and the
続いて、取得したトルク指令値Ｔ＊、回転数Ｎ、端子間電圧Ｖｄｃに基づき、指令変調率α０、Ｘ相巻線２２ｘへの通電開始を指示するＸ相通電開始角θｘ、Ｙ相巻線２２ｙへの通電開始を指示するＹ相通電開始角θｙ、通電継続期間を指示する通電角度幅Δθを設定する（Ｓ１０２）。ここで、指令変調率α０とは、正弦波形として設定されるＸ相指令電圧Ｖｘ（θ）、Ｙ相指令電圧Ｖｙ（θ）の振幅を、バッテリ１０から出力される端子間電圧Ｖｄｃで除算した値のことである。このとき、指令変調率α０、Ｘ相通電開始角θｘ、Ｙ相通電開始角θｙ、通電角度幅Δθは、トルク指令値Ｔ＊及び回転数Ｎと関係付けられたマップや数式を用いて設定すればよい。なお、マップや数式は、制御装置３０が備えるメモリに記憶されている。
Subsequently, based on the acquired torque command value T *, rotation speed N, and inter-terminal voltage Vdc, the command modulation rate α0, the X-phase energization start angle θx that instructs the energization start of the X-phase winding 22x, and the Y-phase winding A Y-phase energization start angle θy instructing the start of energization to 22y and an energization angle width Δθ instructing an energization continuation period are set (S102). Here, the command modulation rate α0 is obtained by dividing the amplitudes of the X-phase command voltage Vx (θ) and the Y-phase command voltage Vy (θ) set as sine waveforms by the inter-terminal voltage Vdc output from the
次に、回転子位置θが、Ｘ相における通電角度幅Δθ内であるか否かを判断する（Ｓ１０３）。具体的には、回転子位置θからＸ相通電開始角θｘを減算した値を分子とし、通電角度幅Δθを分母とする値をＸ相判定パラメータとし、０以上であり１以下であるか否かを判断する。ここで、回転子位置θがＸ相通電開始角θｘである場合には、Ｘ相判定パラメータは０となり、回転子位置θの変化に正比例してＸ相判定パラメータが増加し、回転子位置θが、Ｘ相通電開始角θｘに通電角度幅Δθを加算した値である場合には、Ｘ相判定パラメータが１となる。 Next, it is determined whether or not the rotor position θ is within the energization angle width Δθ in the X phase (S103). Specifically, a value obtained by subtracting the X-phase energization start angle θx from the rotor position θ is a numerator, and a value having an energization angle width Δθ as a denominator is an X-phase determination parameter. Determine whether. Here, when the rotor position θ is the X-phase energization start angle θx, the X-phase determination parameter is 0, and the X-phase determination parameter increases in direct proportion to the change in the rotor position θ. Is the value obtained by adding the energization angle width Δθ to the X-phase energization start angle θx, the X-phase determination parameter is 1.
回転子位置θが、Ｘ相における通電期間内であると判断した場合（Ｓ１０３：ＹＥＳ）、Ｘ相判定パラメータに３６０°を乗算した値を独立変数とする正弦関数に、指令変調率α０を乗算することで、Ｘ相変調波αｘ（θ）を生成する（Ｓ１０４）。そして、回転子位置θが、Ｙ相における通電角度幅Δθ内であるか否かの判断（Ｓ１０６）へ移行する。一方、回転子位置θが、Ｘ相における通電角度幅Δθ内でないと判断した場合（Ｓ１０３：ＮＯ）、Ｘ相変調波αｘ（θ）を０とする（Ｓ１０５）。そして、回転子位置θが、Ｙ相における通電角度幅Δθ内であるか否かの判断（Ｓ１０６）へ移行する。 When it is determined that the rotor position θ is within the energization period in the X phase (S103: YES), the command modulation factor α0 is multiplied to a sine function having a value obtained by multiplying the X phase determination parameter by 360 ° as an independent variable. Thus, the X-phase modulated wave αx (θ) is generated (S104). Then, the process proceeds to determination (S106) as to whether or not the rotor position θ is within the energization angle width Δθ in the Y phase. On the other hand, when it is determined that the rotor position θ is not within the energization angle width Δθ in the X phase (S103: NO), the X phase modulated wave αx (θ) is set to 0 (S105). Then, the process proceeds to determination (S106) as to whether or not the rotor position θ is within the energization angle width Δθ in the Y phase.
回転子位置θが、Ｙ相における通電期間内であるか否かの判断（Ｓ１０６）は、Ｘ相に対する判断と同様に行われる。すなわち、回転子位置θからＹ相通電開始角θｙを減算した値を分子とし、通電角度幅Δθを分母とする値をＹ相判定パラメータとし、０以上であり１以下であるか否かを判断する。 The determination of whether or not the rotor position θ is within the energization period in the Y phase (S106) is performed in the same manner as the determination for the X phase. That is, a value obtained by subtracting the Y-phase energization start angle θy from the rotor position θ is used as a numerator, and a value using the energization angle width Δθ as a denominator is used as a Y-phase determination parameter, and it is determined whether it is 0 or more and 1 or less. To do.
回転子位置θが、Ｙ相における通電角度幅Δθ内であると判断した場合（Ｓ１０６：ＹＥＳ）、Ｙ相判定パラメータに３６０°を乗算した値を独立変数とする正弦関数に、指令変調率α０を乗算することで、Ｙ相変調波αｙ（θ）を生成する（Ｓ１０７）。一方、回転子位置θが、Ｙ相における通電期間内でないと判断した場合（Ｓ１０８：ＮＯ）、Ｙ相変調波αｙ（θ）を０とする（Ｓ１０８）。 When it is determined that the rotor position θ is within the energization angle width Δθ in the Y phase (S106: YES), the command modulation rate α0 is changed to a sine function having a value obtained by multiplying the Y phase determination parameter by 360 ° as an independent variable. To generate a Y-phase modulated wave αy (θ) (S107). On the other hand, when it is determined that the rotor position θ is not within the energization period in the Y phase (S108: NO), the Y phase modulated wave αy (θ) is set to 0 (S108).
そして、Ｘ相変調波αｘ（θ）と、Ｙ相変調波αｙ（θ）とを加算することにより、Ｕ相変調波αｕ（θ）を算出し（Ｓ１０９）、一連の処理を一旦終了する。 Then, by adding the X-phase modulated wave αx (θ) and the Y-phase modulated wave αy (θ), the U-phase modulated wave αu (θ) is calculated (S109), and the series of processes is temporarily terminated.
なお、図５のフローチャートでは、Ｕ相変調波αｕ（θ）を算出するものを示しているが、変調波生成部３０ｂは、Ｖ相変調波αｖ（θ）及びＷ相変調波αｗ（θ）も、図５のフローチャートに係る処理と同様の処理により、同時に算出している。上述したように、Ｖ相電圧ＶｖはＹ相電圧ＶｙとＺ相電圧Ｖｚを加算したものであるため、Ｖ相変調波αｖ（θ）は、Ｙ相通電開始角θｙとＺ相通電開始角θｚを用いて算出される。また、Ｗ相電圧ＶｗはＺ相電圧ＶｚとＸ相電圧Ｖｘを加算したものであるため、Ｗ相変調波αｗ（θ）は、Ｚ相通電開始角θｚとＸ相通電開始角θｘを用いて算出される。
In the flowchart of FIG. 5, the U-phase modulation wave αu (θ) is calculated. However, the modulation
なお、図５のフローチャートに係る処理により生成された変調波αｕ（θ）に、バッテリ１０から出力される端子間電圧Ｖｄｃを乗算した値が、先の図４に示した指令電圧Ｖｕ（θ）となる。
Note that the value obtained by multiplying the modulation wave αu (θ) generated by the processing according to the flowchart of FIG. 5 by the inter-terminal voltage Vdc output from the
続いて、Ｕ相巻線２２ｕに印加される電圧が指令電圧Ｖｕ（θ）となるように、Ｕ相変調波αｕ（θ）に基づいて電力変換回路２０を制御する電圧制御処理について、図６〜図９を用いて説明する。なお、Ｖ相巻線２２ｖについての電圧制御処理、及び、Ｗ相巻線２２ｗについての電圧制御処理は、Ｕ相巻線２２ｕについでの電圧制御処理と同様に行われるため、省略する。
Subsequently, a voltage control process for controlling the
電圧制御処理は、Ｕ相巻線２２ｕに印加される電圧の波形が指令電圧Ｖｕ（θ）となるように、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕ１及びＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕ２のオン／オフ状態を切り替える、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御を行う。まず、図６（ａ）〜（ｄ）を用いて、Ｕ相巻線２２ｕに印加される電圧について説明する。 In the voltage control process, the on / off states of the U-phase upper arm switching element Su1 and the U-phase lower arm switching element Su2 are set so that the waveform of the voltage applied to the U-phase winding 22u becomes the command voltage Vu (θ). Switching (PWM) control is performed. First, the voltage applied to the U-phase winding 22u will be described with reference to FIGS.
図６（ａ）は、指令電圧Ｖｕ（θ）がＶｄｃである場合の電気経路を示している。この場合には、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕ１及びＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕ２が共にオン操作される。そのため、電気経路は、バッテリ１０の正極、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕ１、Ｕ相巻線２２ｕ、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｓｕ２、バッテリ１０の負極の順に電気的に接続される閉回路となり、Ｕ相巻線２２ｕには、Ｖｄｃの電圧が印加される。
FIG. 6A shows an electrical path when the command voltage Vu (θ) is Vdc. In this case, both the U-phase upper arm switching element Su1 and the U-phase lower arm switching element Su2 are turned on. Therefore, the electrical path is a closed circuit that is electrically connected in order of the positive electrode of the
図６（ｂ）は、指令電圧Ｖｕ（θ）が０である場合の電気経路を示している。この場合には、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕ１がオフ操作され、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｓｕ２がオン操作される。そのため、電気経路は、Ｕ相下アームダイオードＤｕ２、Ｕ相巻線２２ｕ、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｓｕ２の順に接続される閉回路となり、Ｕ相巻線２２ｕに印加される電圧はゼロとなる。 FIG. 6B shows an electrical path when the command voltage Vu (θ) is zero. In this case, the U-phase upper arm switching element Su1 is turned off, and the U-phase lower arm switching element Su2 is turned on. Therefore, the electrical path is a closed circuit in which the U-phase lower arm diode Du2, the U-phase winding 22u, and the U-phase lower arm switching element Su2 are connected in this order, and the voltage applied to the U-phase winding 22u is zero.
図６（ｃ）は、指令電圧Ｖｕ（θ）が０である場合の電気経路の、別の例を示している。この場合には、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕ１がオン操作され、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｓｕ２がオフ操作される。そのため、電気経路は、Ｕ相上アームダイオードＤｕ１、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕ１、Ｕ相巻線２２ｕの順に接続される閉回路となり、Ｕ相巻線２２ｕに印加される電圧はゼロとなる。 FIG. 6C shows another example of the electrical path when the command voltage Vu (θ) is zero. In this case, the U-phase upper arm switching element Su1 is turned on, and the U-phase lower arm switching element Su2 is turned off. Therefore, the electrical path is a closed circuit in which the U-phase upper arm diode Du1, the U-phase upper arm switching element Su1, and the U-phase winding 22u are connected in this order, and the voltage applied to the U-phase winding 22u is zero.
図６（ｄ）は、指令電圧Ｖｕ（θ）が−Ｖｄｃである場合の電気経路を示している。この場合には、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕ１及びＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕ２が共にオフ操作される。そのため、電気経路は、バッテリ１０の負極、Ｕ相下アームダイオードＤｕ２、Ｕ相巻線２２ｕ、Ｕ相上アームダイオードＤｕ１、バッテリ１０の正極の順に電気的に接続される閉回路となり、Ｕ相巻線２２ｕには、−Ｖｄｃの電圧が印加される。
FIG. 6D shows an electrical path when the command voltage Vu (θ) is −Vdc. In this case, both the U-phase upper arm switching element Su1 and the U-phase lower arm switching element Su2 are turned off. Therefore, the electrical path is a closed circuit that is electrically connected in order of the negative electrode of the
次に、図７のフローチャートを用いて、操作信号生成部３０ｃが実行する、Ｕ相変調波αｕ（θ）に基づく電圧制御処理を説明する。電圧制御処理では、変調波生成部３０ｂから出力されたＵ相変調波αｕ（θ）が搬送波Ｃｓ（θ）の値以上であるか否かを判断する。本実施形態では、搬送波Ｃｓ（θ）として、最小値が０であり最大値が１である三角波信号を用いている。
Next, a voltage control process based on the U-phase modulated wave αu (θ) executed by the operation signal generation unit 30c will be described using the flowchart of FIG. In the voltage control process, it is determined whether or not the U-phase modulated wave αu (θ) output from the modulated
まず、Ｕ相変調波αｕ（θ）が、０以上であるか否かを判断する（Ｓ２０１）。Ｕ相変調波αｕ（θ）が０以上であると判断した場合（Ｓ２０１：ＹＥＳ）、Ｕ相変調波αｕ（θ）が搬送波Ｃｓ（θ）以上であるか否かを判断する（Ｓ２０２）。Ｕ相変調波αｕ（θ）が搬送波Ｃｓ（θ）以上であると判断した場合（Ｓ２０２：ＹＥＳ）、電圧指示値Ｖ＊をＶｄｃとし、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕ１及びＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕ２へ、制御信号を送信する（Ｓ２０３）。また、Ｕ相変調波αｕ（θ）が搬送波Ｃｓ（θ）以上でないと判断した場合（Ｓ２０２：ＮＯ）、電圧指示値Ｖ＊を０とし、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕ１及びＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕ２へ、制御信号を送信する（Ｓ２０４）。 First, it is determined whether or not the U-phase modulated wave αu (θ) is 0 or more (S201). When it is determined that the U-phase modulated wave αu (θ) is equal to or greater than 0 (S201: YES), it is determined whether the U-phase modulated wave αu (θ) is equal to or greater than the carrier wave Cs (θ) (S202). When it is determined that the U-phase modulated wave αu (θ) is greater than or equal to the carrier wave Cs (θ) (S202: YES), the voltage instruction value V * is set to Vdc, and the U-phase upper arm switching element Su1 and the U-phase lower arm switching element A control signal is transmitted to Su2 (S203). When it is determined that the U-phase modulated wave αu (θ) is not equal to or higher than the carrier wave Cs (θ) (S202: NO), the voltage instruction value V * is set to 0, and the U-phase upper arm switching element Su1 and the U-phase lower arm switching are performed. A control signal is transmitted to the element Su2 (S204).
一方、Ｕ相変調波αｕ（θ）が０以上でない判断した場合（Ｓ２０１：ＮＯ）、Ｕ相変調波αｕ（θ）の符号反転値が搬送波Ｃｓ（θ）の値以上であるか否かを判断する（Ｓ２０５）。すなわち、Ｕ相変調波αｕ（θ）を正の値としたうえで、搬送波Ｃｓ（θ）との比較を行う。Ｕ相変調波αｕ（θ）の符号反転値が搬送波Ｃｓ（θ）の値以上であると判断した場合、電圧指示値Ｖ＊を−Ｖｄｃとし、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕ１及びＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕ２へ、制御信号を送信する（Ｓ２０６）。また、Ｕ相変調波αｕ（θ）の符号反転値が搬送波Ｃｓ（θ）以上でないと判断した場合（Ｓ２０５：ＮＯ）、電圧指示値Ｖ＊を０とし、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕ１及びＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕ２へ、制御信号を送信する（Ｓ２０４）。 On the other hand, when it is determined that the U-phase modulated wave αu (θ) is not equal to or greater than 0 (S201: NO), it is determined whether or not the sign inversion value of the U-phase modulated wave αu (θ) is equal to or greater than the value of the carrier wave Cs (θ). Judgment is made (S205). That is, the U-phase modulated wave αu (θ) is set to a positive value and then compared with the carrier wave Cs (θ). When it is determined that the sign inversion value of the U-phase modulated wave αu (θ) is equal to or greater than the value of the carrier wave Cs (θ), the voltage instruction value V * is set to −Vdc, the U-phase upper arm switching element Su1 and the U-phase lower arm A control signal is transmitted to the switching element Su2 (S206). If it is determined that the sign inversion value of the U-phase modulated wave αu (θ) is not equal to or greater than the carrier wave Cs (θ) (S205: NO), the voltage instruction value V * is set to 0, and the U-phase upper arm switching elements Su1 and U1 A control signal is transmitted to the lower arm switching element Su2 (S204).
図８（ａ）はＵ相変調波αｕ（θ）を示しており、図８（ｂ）は、０よりも小さい値となる場合には符号を反転させたＵ相変調波αｕ（θ）と、搬送波Ｃｓ（θ）とを示しており、図８（ｃ）は、Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）と、電圧指示値Ｖ＊に基づいてＵ相巻線２２ｕに印加される電圧とを示している。 FIG. 8A shows the U-phase modulated wave αu (θ), and FIG. 8B shows the U-phase modulated wave αu (θ) whose sign is inverted when the value is smaller than 0. FIG. 8C shows the U-phase command voltage Vu (θ) and the voltage applied to the U-phase winding 22u based on the voltage instruction value V *. ing.
図８に示すように、変調波αｕ（θ）及び搬送波Ｃｓ（θ）の大小比較に基づくパルス幅変調によって、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕ１及びＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕ２のオン／オフ操作を行うことができる。これにより、搬送波Ｃｓ（θ）の各周期におけるＵ相巻線２２ｕの平均印加電圧を指令電圧Ｖｕ（θ）に制御することができる。 As shown in FIG. 8, on / off operation of the U-phase upper arm switching element Su1 and the U-phase lower arm switching element Su2 is performed by pulse width modulation based on the magnitude comparison of the modulated wave αu (θ) and the carrier wave Cs (θ). It can be carried out. Thereby, the average applied voltage of the U-phase winding 22u in each cycle of the carrier wave Cs (θ) can be controlled to the command voltage Vu (θ).
ところで、図７のフローチャートで示したとおり、Ｕ相変調波αｕ（θ）が、０以上の場合には、電圧指示値Ｖ＊をＶｄｃと０とで切り替えている。また、Ｕ相変調波αｕ（θ）が、０よりも小さい場合には、電圧指示値Ｖ＊を−Ｖｄｃと０とで切り替えている。この際の、Ｕ相変調波αｕ（θ）に対する、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕ１の制御方法と、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｓｕ２の制御方法とを、図９（ａ）〜（ｄ）に示す。 Incidentally, as shown in the flowchart of FIG. 7, when the U-phase modulated wave αu (θ) is 0 or more, the voltage instruction value V * is switched between Vdc and 0. When the U-phase modulated wave αu (θ) is smaller than 0, the voltage instruction value V * is switched between −Vdc and 0. 9A to 9D show a control method of the U-phase upper arm switching element Su1 and a control method of the U-phase lower arm switching element Su2 with respect to the U-phase modulated wave αu (θ) at this time. .
Ｕ相変調波αｕ（θ）が０以上の場合、すなわち、電圧指示値Ｖ＊をＶｄｃと０とで切り替える場合、図６（ａ）で示した電流経路と、図６（ｂ）で示した電流経路と図６（ｃ）で示した電流経路の一方とを切り替えればよい。 When the U-phase modulated wave αu (θ) is 0 or more, that is, when the voltage instruction value V * is switched between Vdc and 0, the current path shown in FIG. 6A and the state shown in FIG. It is only necessary to switch between the current path and one of the current paths shown in FIG.
このとき、図６（ａ）で示した電流経路と図６（ｂ）で示した電流経路とを用いる場合には、図９（ａ）及び（ｃ）に示すように、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕ１について、オン状態とオフ状態とを切り替えるＰＷＭ制御を行い、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｓｕ２について常にオン状態とすればよい。また、図６（ａ）で示した電流経路と図６（ｃ）で示した電流経路とを用いる場合には、図９（ｂ）及び（ｄ）に示すように、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕ１を常にオン状態とし、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｓｕ２について、オン状態とオフ状態とを切り替えるＰＷＭ制御を行えばよい。 At this time, when the current path shown in FIG. 6A and the current path shown in FIG. 6B are used, as shown in FIGS. 9A and 9C, the U-phase upper arm switching is performed. For the element Su1, PWM control for switching between the on state and the off state is performed, and the U-phase lower arm switching element Su2 is always in the on state. When the current path shown in FIG. 6 (a) and the current path shown in FIG. 6 (c) are used, as shown in FIGS. 9 (b) and 9 (d), the U-phase upper arm switching element is used. It is sufficient to perform PWM control in which Su1 is always turned on and the U-phase lower arm switching element Su2 is switched between the on state and the off state.
一方、Ｕ相変調波αｕ（θ）が０よりも小さい場合、すなわち、電圧指示値Ｖ＊を−Ｖｄｃと０とで切り替える場合、図６（ｄ）で示した電流経路と、図６（ｂ）で示した電流経路と図６（ｃ）で示した電流経路の一方とを切り替えればよい。 On the other hand, when the U-phase modulated wave αu (θ) is smaller than 0, that is, when the voltage instruction value V * is switched between −Vdc and 0, the current path shown in FIG. ) And one of the current paths shown in FIG. 6C may be switched.
このとき、図６（ｄ）で示した電流経路と図６（ｂ）で示した電流経路とを用いる場合には、図９（ｂ）及び（ｃ）に示すように、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕ１を常にオフとし、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｓｕ２について、オン状態とオフ状態とを切り替えるＰＷＭ制御を行えばよい。また、図６（ｄ）で示した電流経路と図６（ｃ）で示した電流経路とを用いる場合には、図９（ｂ）及び（ｄ）に示すように、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕ１について、オン状態とオフ状態とを切り替えるＰＷＭ制御を行い、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｓｕ２を常にオフ状態とすればよい。 At this time, when the current path shown in FIG. 6D and the current path shown in FIG. 6B are used, as shown in FIGS. 9B and 9C, U-phase upper arm switching is performed. It is only necessary to perform PWM control in which the element Su1 is always turned off and the U-phase lower arm switching element Su2 is switched between an on state and an off state. When the current path shown in FIG. 6D and the current path shown in FIG. 6C are used, as shown in FIGS. 9B and 9D, the U-phase upper arm switching element is used. For Su1, PWM control for switching between an on state and an off state is performed, and the U-phase lower arm switching element Su2 is always in an off state.
図１０と図１１とを用いて、Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｕ相電流Ｉｕ、鎖交磁束ψ、及び、ラジアル力の変化を説明する。なお、上述した通り、全節巻ＳＲモータでは、突極２５を挟む一対の巻線に電圧を印加することにより鎖交磁束ψを発生させる。そのため、図１１（ｃ）に示す鎖交磁束ψ、及び、図１１（ｄ）に示すラジアル力は、Ｕ相電圧Ｖｕに加えて、Ｗ相指令電圧Ｖｗ（θ）に基づいて制御されるＷ相電圧Ｖｗも印加された状態で発生するものを示している。
Changes in the U-phase voltage Vu, the U-phase current Iu, the linkage flux ψ, and the radial force will be described with reference to FIGS. 10 and 11. As described above, in the full-pitch SR motor, a linkage magnetic flux ψ is generated by applying a voltage to a pair of windings sandwiching the
図１０は、従来例のごとく、巻線に流れる電流が一定となるように制御した場合を示している。Ｕ相電圧Ｖｕは、Ｕ相電流Ｉｕが一定となるように、制御される。すなわち、Ｕ相電流Ｉｕを増加させる必要が生ずれば、Ｕ相電圧Ｖｕとして最大値を印加し、Ｕ相電流Ｉｕを減少させる必要が生ずれば、Ｕ相電圧Ｖｕをゼロ電圧とする。この制御により、Ｕ相電流Ｉｕは一定に制御されるものの、鎖交磁束ψに急峻な変化が発生し、また、ラジアル力も増加する。 FIG. 10 shows a case where the current flowing through the winding is controlled to be constant as in the conventional example. U-phase voltage Vu is controlled such that U-phase current Iu is constant. That is, if it is necessary to increase the U-phase current Iu, the maximum value is applied as the U-phase voltage Vu, and if it is not necessary to decrease the U-phase current Iu, the U-phase voltage Vu is set to zero voltage. By this control, although the U-phase current Iu is controlled to be constant, a steep change occurs in the linkage flux ψ, and the radial force also increases.
図１１は本実施形態に係る制御を行った場合を示している。Ｕ相電圧ＶｕはＵ相指令電圧Ｖｕ（θ）に追従するように制御されるため、Ｕ相電流Ｉｕは一定とならない。一方、鎖交磁束ψを緩やかにすべく設定されたＵ相指令電圧Ｖｕ（θ）に追従するように、Ｕ相電圧Ｖｕを制御するためにより、鎖交磁束ψに急峻な変化は生じず、その変化は緩やかとなっている。また、それにともない、ラジアル力も小さくなる。 FIG. 11 shows a case where the control according to the present embodiment is performed. Since U-phase voltage Vu is controlled to follow U-phase command voltage Vu (θ), U-phase current Iu is not constant. On the other hand, since the U-phase voltage Vu is controlled so as to follow the U-phase command voltage Vu (θ) set so as to make the interlinkage magnetic flux ψ gentle, there is no sharp change in the interlinkage magnetic flux ψ. The change is gradual. Along with this, the radial force also decreases.
続いて、図１２を用いて、図１０の場合と図１１の場合とに対応する、全節巻ＳＲモータの損失の内訳を示す。図示されるように、本実施形態によれば、全節巻ＳＲモータにおける損失のうち、特に全節巻ＳＲモータの固定子２４における渦電流損と、回転子２６の渦電流損とを大きく低減させることができる。
Next, FIG. 12 is used to show the breakdown of the loss of the full-pitch SR motor corresponding to the case of FIG. 10 and the case of FIG. As shown in the figure, according to the present embodiment, among the losses in the full-pitch SR motor, particularly the eddy current loss in the
上記構成により、本実施形態に係る制御装置は以下の効果を奏する。 With the above configuration, the control device according to the present embodiment has the following effects.
（１）変調波生成部３０ｂにより生成された変調波αｕ（θ），αｖ（θ），αｗ（θ）により、指令電圧Ｖｕ（θ），Ｖｖ（θ），Ｖｗ（θ）となるように巻線２２ｕ，２２ｖ，２２ｗの印加電圧を制御することにより、鎖交磁束ψを間接的に制御することができる。そして、指令電圧Ｖｕ（θ），Ｖｖ（θ），Ｖｗ（θ）が、徐変する正の電圧及び負の電圧を含むため、巻線２２ｕ，２２ｖ，２２ｗの鎖交磁束ψの変化を緩やかにすることができ、鎖交磁束ψの高調波成分を低減させることができる。したがって、全節巻ＳＲモータの高調波鉄損及び騒音を好適に低減させることができる。
(1) The command voltages Vu (θ), Vv (θ), and Vw (θ) are obtained by the modulation waves αu (θ), αv (θ), and αw (θ) generated by the
（２）全節巻ＳＲモータの巻線に印加される電圧は、単節巻ＳＲモータの、隣り合う一対の突極２５に巻かれる巻線に印加される電圧の和として表すことができる。ゆえに、単節巻ＳＲモータの固定子２４の突極２５に生ずる鎖交磁束ψを減少させることができる電圧に基づいて、全節巻ＳＲモータの巻線２２ｕ，２２ｖ，２２ｗに印加される電圧を設定すれば、全節巻ＳＲモータの固定子２４の突極２５に生ずる鎖交磁束ψを減少させることができる。
(2) The voltage applied to the windings of the full-pitch SR motor can be expressed as the sum of the voltages applied to the windings wound around the pair of adjacent
ここで、単節巻ＳＲモータの巻線２２ｘ，２２ｙ，２２ｚに対する指令電圧Ｖｘ（θ），Ｖｙ（θ），Ｖｚ（θ）を、徐変する期間を含む正の電圧を印加する区間と、徐変する期間を含む負の電圧を印加する区間とを含むものとした場合、鎖交磁束ψは巻線に印加される電圧の時間積分値であるため、鎖交磁束ψの変化は緩やかになり、高調波成分は減少する。また、単節巻ＳＲモータの巻線２２ｘ，２２ｙ，２２ｚへの電圧の印加は、所定位相ずらして行われる。
Here, a section in which a positive voltage including a period of gradual change is applied to the command voltages Vx (θ), Vy (θ), and Vz (θ) for the
したがって、全節巻ＳＲモータの巻線２２ｕ，２２ｖ，２２ｗに対する指令電圧Ｖｕ（θ），Ｖｖ（θ），Ｖｗ（θ）を、単節巻ＳＲモータにおける鎖交磁束ψの変化を緩やかとする指令電圧Ｖｘ（θ），Ｖｙ（θ），Ｖｚ（θ）に基づいて求めることにより、全節巻ＳＲモータにおける鎖交磁束の変化を緩やかとすることができる。ゆえに、鎖交磁束ψの高調波成分を低減させることができ、高調波鉄損及び騒音を好適に低減させることができる。
Therefore, the command voltages Vu (θ), Vv (θ), and Vw (θ) for the
＜第２実施形態＞
本実施形態に係る制御装置は、第１実施形態に係る制御装置に対して、操作信号生成部３０ｃが実行する電圧制御処理が異なっている。
Second Embodiment
The control device according to the present embodiment is different from the control device according to the first embodiment in voltage control processing executed by the operation signal generation unit 30c.
図１３のフローチャートを用いて、本実施形態に係る操作信号生成部３０ｃが実行する、Ｕ相変調波αｕ（θ）に基づく電圧制御処理を説明する。電圧制御処理では、変調波生成部３０ｂから出力されたＵ相変調波αｕ（θ）が搬送波Ｃｓ（θ）の値以上であるか否かを判断する。本実施形態では、第１実施形態と異なり、搬送波Ｃｓ（θ）として、最小値が−１であり最大値が１である三角波信号を用いている。
A voltage control process based on the U-phase modulated wave αu (θ) executed by the operation signal generation unit 30c according to the present embodiment will be described with reference to the flowchart of FIG. In the voltage control process, it is determined whether or not the U-phase modulated wave αu (θ) output from the modulated
まず、Ｕ相変調波αｕ（θ）が搬送波Ｃｓ（θ）以上であるか否かを判断する（Ｓ２１０）。そして、Ｕ相変調波αｕ（θ）が搬送波Ｃｓ（θ）以上であると判断した場合（Ｓ２１０：ＹＥＳ）、電圧指示値Ｖ＊をＶｄｃとし、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕ１及びＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕ２へ、制御信号を送信する（Ｓ２１１）。一方、Ｕ相変調波αｕ（θ）が搬送波Ｃｓ（θ）以上でないと判断した場合（Ｓ２１０：ＮＯ）、電圧指示値Ｖ＊を−Ｖｄｃとし、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕ１及びＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕ２へ、制御信号を送信する（Ｓ２１２）。 First, it is determined whether or not the U-phase modulated wave αu (θ) is greater than or equal to the carrier wave Cs (θ) (S210). When it is determined that the U-phase modulated wave αu (θ) is equal to or greater than the carrier wave Cs (θ) (S210: YES), the voltage instruction value V * is set to Vdc, the U-phase upper arm switching element Su1 and the U-phase lower arm A control signal is transmitted to the switching element Su2 (S211). On the other hand, when it is determined that the U-phase modulated wave αu (θ) is not equal to or higher than the carrier wave Cs (θ) (S210: NO), the voltage instruction value V * is set to −Vdc, the U-phase upper arm switching element Su1 and the U-phase lower arm A control signal is transmitted to the switching element Su2 (S212).
本実施形態では、図１３のフローチャートで示したとおり、電圧指示値Ｖ＊とＶｄｃと−Ｖｄｃの２段階に切り替えている。すなわち、図６（ａ）で示した電気経路と、図６（ｄ）で示した電気経路とを切り替える制御を行っている。 In this embodiment, as shown in the flowchart of FIG. 13, the voltage instruction value V *, Vdc, and −Vdc are switched to two stages. That is, control is performed to switch between the electrical path shown in FIG. 6A and the electrical path shown in FIG.
図１４（ａ）は、Ｕ相変調波αｕ（θ）と搬送波Ｃｓ（θ）とを示しており、図１４（ｂ）は、Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）と、電圧指示値Ｖ＊に基づいてＵ相巻線２２ｕに印加される電圧とを示している。 14A shows the U-phase modulated wave αu (θ) and the carrier wave Cs (θ), and FIG. 14B shows the U-phase command voltage Vu (θ) and the voltage instruction value V *. The voltage applied to the U-phase winding 22u based on this is shown.
図１４に示すように、変調波αｕ（θ）及び搬送波Ｃｓ（θ）の大小比較に基づくパルス幅変調によって、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕ１及びＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕ２のオン／オフ操作を行うことができる。これにより、搬送波Ｃｓ（θ）の各周期におけるＵ相巻線２２ｕの平均印加電圧を指令電圧Ｖｕ（θ）に制御することができる。 As shown in FIG. 14, the ON / OFF operation of the U-phase upper arm switching element Su1 and the U-phase lower arm switching element Su2 is performed by pulse width modulation based on the magnitude comparison of the modulated wave αu (θ) and the carrier wave Cs (θ). It can be carried out. Thereby, the average applied voltage of the U-phase winding 22u in each cycle of the carrier wave Cs (θ) can be controlled to the command voltage Vu (θ).
上記構成により、本実施形態に係る制御装置は、第１実施形態に係る制御装置に準ずる効果を奏する。 With the above configuration, the control device according to the present embodiment has an effect similar to that of the control device according to the first embodiment.
＜第３実施形態＞
本実施形態では、上記各実施形態に対して、操作信号生成部３０ｃが実行する処理がＰＡＭ（パルス振幅変調）制御である点で、異なっている。また、電力変換回路２０についてもＰＡＭ制御を行うべく構成されており、上記各実施形態とは一部異なっている。
<Third Embodiment>
The present embodiment is different from the above embodiments in that the processing executed by the operation signal generation unit 30c is PAM (pulse amplitude modulation) control. The
すなわち、本実施形態に係る電力変換回路２０は、図示しない昇降圧型コンバータを備えている。昇降圧型コンバータは、各巻線２２ｕ、２２ｖ、２２ｗに接続されている。操作信号生成部３０ｃが、昇降圧型コンバータが備えるスイッチング素子へ操作信号を送信し、昇降圧型コンバータから各巻線２２ｕ、２２ｖ、２２ｗに印加される電圧を、指令電圧Ｖｕ（θ），Ｖｖ（θ），Ｖｗ（θ）に追従するように制御する。
That is, the
図１５を用いて、Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｕ相電流Ｉｕ、鎖交磁束ψ、及び、ラジアル力の変化を説明する。なお、上述した通り、全節巻ＳＲモータでは、突極２５を挟む一対の巻線に電圧を印加することにより鎖交磁束ψを発生させる。そのため、図１５（ｃ）に示す鎖交磁束ψ、及び、図１５（ｄ）に示すラジアル力は、Ｕ相電圧Ｖｕに加えて、Ｗ相指令電圧Ｖｗ（θ）に基づいて制御されるＷ相電圧Ｖｗも印加された状態で発生するものを示している。
The changes in the U-phase voltage Vu, the U-phase current Iu, the flux linkage ψ, and the radial force will be described with reference to FIG. As described above, in the full-pitch SR motor, a linkage magnetic flux ψ is generated by applying a voltage to a pair of windings sandwiching the
Ｕ相電圧ＶｕはＵ相指令電圧Ｖｕ（θ）に追従するように制御されため、Ｕ相電流Ｉｕは一定とならない。一方、鎖交磁束ψを緩やかにすべく設定されたＵ相指令電圧Ｖｕ（θ）に追従するように、Ｕ相電圧Ｖｕを制御するためにより、鎖交磁束ψに急峻な変化は生じず、その変化は緩やかとなっている。また、それにともない、ラジアル力も小さくなる。 Since the U-phase voltage Vu is controlled to follow the U-phase command voltage Vu (θ), the U-phase current Iu is not constant. On the other hand, since the U-phase voltage Vu is controlled so as to follow the U-phase command voltage Vu (θ) set so as to make the interlinkage magnetic flux ψ gentle, there is no sharp change in the interlinkage magnetic flux ψ. The change is gradual. Along with this, the radial force also decreases.
続いて、図１６を用いて、第１実施形態の図１０で示した場合と、本実施形態の図１５で示した場合とに対応する、全節巻ＳＲモータの損失の内訳を示す。図示されるように、本実施形態によれば、全節巻ＳＲモータにおける損失のうち、特に全節巻ＳＲモータの固定子２４における渦電流損と、回転子２６の渦電流損とを大きく低減させることができる。
Next, the breakdown of the loss of the full-pitch SR motor corresponding to the case shown in FIG. 10 of the first embodiment and the case shown in FIG. 15 of the present embodiment will be shown using FIG. As shown in the figure, according to the present embodiment, among the losses in the full-pitch SR motor, particularly the eddy current loss in the
本実施形態では、ＰＡＭ制御により、各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが指令電圧Ｖｕ（θ），Ｖｖ（θ），Ｖｗ（θ）となるように制御しているため、各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、より指令電圧Ｖｕ（θ），Ｖｖ（θ），Ｖｗ（θ）に近い値となる。そのため、上記各実施形態と比べて、損失をより低減することができる。 In this embodiment, each phase voltage Vu, Vv, Vw is controlled by the PAM control so as to become the command voltage Vu (θ), Vv (θ), Vw (θ). , Vw are values closer to the command voltages Vu (θ), Vv (θ), Vw (θ). Therefore, loss can be further reduced as compared with the above embodiments.
＜第４実施形態＞
本実施形態では、変調波生成部３０ｂが実行する変調波生成処理の一部が、上記各実施形態と異なっている。すなわち、本実施形態では、各変調波αｕ（θ），αｖ（θ），αｗ（θ）を生成する際に、各巻線２２ｕ，２２ｖ，２２ｗの巻線抵抗による電圧降下を考慮している。また、本実施形態では、Ｕ相巻線２２ｕに流れる電流値であるＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相巻線２２ｖに流れる電流値であるＶ相電流Ｉｖ、Ｗ相巻線２２ｗに流れる電流値であるＷ相電流Ｉｗをそれぞれ検出する、電流センサを備えている。
<Fourth embodiment>
In the present embodiment, a part of the modulation wave generation processing executed by the modulation
図１７に、Ｕ相を構成する回路の概略図を示している。Ｕ相巻線２２ｕに印加される電圧ＶＬは、端子間電圧Ｖｄｃから、巻線抵抗Ｒによる電圧降下分を除算した値となる。そこで、Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）に巻線抵抗Ｒによる電圧降下分を加算する。なお、電圧降下分は、巻線抵抗ＲにＵ相電流Ｉｕを乗算した値として算出される。なお、巻線抵抗Ｒは、予め計測された値が制御装置３０のメモリに記憶されている。
FIG. 17 shows a schematic diagram of a circuit constituting the U phase. The voltage VL applied to the U-phase winding 22u is a value obtained by dividing the voltage drop due to the winding resistance R from the inter-terminal voltage Vdc. Therefore, the voltage drop due to the winding resistance R is added to the U-phase command voltage Vu (θ). The voltage drop is calculated as a value obtained by multiplying the winding resistance R by the U-phase current Iu. Note that a value measured in advance for the winding resistance R is stored in the memory of the
変調波生成部３０ｂが実行する変調波生成処理について、図１８のフローチャートを用いて説明する。この処理は、所定の制御周期で繰り返し実行される。なお、図１８において、第１実施形態の図５のフローチャートと同一の部分には、同じ記号を付しており、その説明を省略する。
The modulation wave generation process executed by the modulation
まず、上位の制御装置から入力されるトルク指令値Ｔ＊、回転角センサ３６が検出した回転子位置θ、回転数算出部３０ａが算出した回転数Ｎ、電圧センサ３４が検出した端子間電圧Ｖｄｃ、Ｕ相電流Ｉｕを取得する（Ｓ１０１ａ）。続いて、第１実施形態と同様に、Ｘ相変調波αｘ（θ）及びＹ相変調波αｙ（θ）を算出する（Ｓ１０２〜Ｓ１０８）。
First, the torque command value T * input from the host controller, the rotor position θ detected by the rotation angle sensor 36, the rotation speed N calculated by the rotation speed calculation unit 30a, and the terminal voltage Vdc detected by the
そして、Ｘ相変調波αｘ（θ）とＹ相変調波αｙ（θ）との加算値に、巻線抵抗ＲにＵ相電流Ｉｕを乗算した電圧降下分を端子間電圧Ｖｄｃにより除算した値を加算し、Ｕ相変調波αｕ（θ）を得る（Ｓ１０９ａ）。 Then, a value obtained by dividing a voltage drop obtained by multiplying the winding resistance R by the U-phase current Iu by the added value of the X-phase modulated wave αx (θ) and the Y-phase modulated wave αy (θ) by the inter-terminal voltage Vdc. Addition is performed to obtain a U-phase modulated wave αu (θ) (S109a).
なお、上記各実施形態と同様に、図１８に示した変調波生成処理は、Ｖ相変調波αｖ（θ）、Ｗ相変調波αｗ（θ）についても同様に行われる。また、操作信号生成部３０ｃが実行する処理は、上記各実施形態のいずれかと同様の処理となる。 Similarly to the above embodiments, the modulation wave generation process shown in FIG. 18 is performed in the same manner for the V-phase modulation wave αv (θ) and the W-phase modulation wave αw (θ). Further, the process executed by the operation signal generation unit 30c is the same process as any one of the above embodiments.
上記構成により、本実施形態に係る制御装置は、第１〜３実施形態に係る制御装置に対して、指令電圧Ｖｕ（θ），Ｖｖ（θ），Ｖｗ（θ）の設定制度を高めることができる。ゆえに、高調波鉄損、振動及び騒音の低減効果をより高めることができる。 With the above configuration, the control device according to the present embodiment can increase the setting system of the command voltages Vu (θ), Vv (θ), and Vw (θ) with respect to the control devices according to the first to third embodiments. it can. Therefore, the effect of reducing harmonic iron loss, vibration and noise can be further enhanced.
＜第５実施形態＞
本実施形態では、トルク指令値Ｔ＊が所定値よりも小さいか否かを判定しており、また、回転数Ｎが所定数よりも少ないか否かを判定する点が、上記各実施形態と異なっている。すなわち、トルク指令値Ｔ＊にトルク上限値Ｔｌｉｍを設定しており、回転数Ｎに回転数上限値Ｎｌｉｍを設定している。トルク上限値Ｔｌｉｍ及び回転数上限値Ｎｌｉｍは、制御装置３０のメモリに記憶されている。
<Fifth Embodiment>
In the present embodiment, it is determined whether or not the torque command value T * is smaller than a predetermined value, and whether or not the rotational speed N is smaller than the predetermined number is the same as the above embodiments. Is different. That is, the torque upper limit value Tlim is set for the torque command value T *, and the rotation speed upper limit value Nlim is set for the rotation speed N. The torque upper limit value Tlim and the rotation speed upper limit value Nlim are stored in the memory of the
変調波生成部３０ｂは、トルク指令値Ｔ＊及び回転数Ｎを取得した際に、トルク指令値Ｔ＊がトルク上限値Ｔｌｉｍよりも小さく、且つ、回転数Ｎが回転数上限値Ｎｌｉｍよりも小さい場合に、変調波生成処理を実行する。一方、そうでない場合には、変調波生成処理を行わず、Ｕ相巻線２２ｕに流れるＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相巻線２２ｖに流れるＶ相電流Ｉｖ、Ｗ相巻線２２ｗに流れるＷ相電流Ｉｗのそれぞれが一定となるように制御を行う。
When the modulated
この場合には、制御装置３０が備える電流一定制御部により、取得したＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを用いて、それぞれの値が通電期間において等しくなるように、各スイッチング素子Ｓｕ１，Ｓｕ２，Ｓｖ１，Ｓｖ２，Ｓｗ１，Ｓｗ２のスイッチング制御を行う。
In this case, the constant current control unit included in the
図１９は、回転数Ｎに対して出力可能な最大トルクを示すグラフであり、図中に、トルク上限値Ｔｌｉｍと回転数上限値Ｎｌｉｍとを示している。すなわち、図１９中、斜線で示した範囲において、変調波生成処理が行われる。 FIG. 19 is a graph showing the maximum torque that can be output with respect to the rotation speed N, and shows the torque upper limit value Tlim and the rotation speed upper limit value Nlim. That is, the modulated wave generation process is performed in the range indicated by the oblique lines in FIG.
上記構成により、本実施形態に係る制御装置は、第１〜４実施形態に係る制御装置に準ずる効果に加えて、以下の効果を奏する。 With the above configuration, the control device according to the present embodiment has the following effects in addition to the effects similar to those of the control device according to the first to fourth embodiments.
（３）回転数Ｎが多いほど、電気角の１周期に相当する時間が短くなる。このため、回転数Ｎが多いにもかかわらず各相の指令電圧Ｖｕ（θ），Ｖｖ（θ），Ｖｗ（θ）を徐変させると、電気角の１周期における鎖交磁束ψを、トルク指令値Ｔ＊を満たすことができる程度に十分に増大させることができないおそれがある。ゆえに、トルク指令値Ｔ＊に対してＳＲモータの出力トルクが不足するおそれがある。本実施形態では、回転数Ｎに関する条件を課して指令電圧Ｖｕ（θ），Ｖｖ（θ），Ｖｗ（θ）を設定するものとしたため、ＳＲモータの出力トルクの不足を回避することができる。 (3) As the rotation speed N increases, the time corresponding to one cycle of the electrical angle is shortened. For this reason, if the command voltages Vu (θ), Vv (θ), and Vw (θ) of each phase are gradually changed in spite of a large number of rotations N, the flux linkage ψ in one cycle of the electrical angle is converted into torque. There is a possibility that it cannot be increased sufficiently to satisfy the command value T *. Therefore, the output torque of the SR motor may be insufficient with respect to the torque command value T *. In the present embodiment, since the command voltages Vu (θ), Vv (θ), and Vw (θ) are set by imposing conditions on the rotational speed N, it is possible to avoid a shortage of output torque of the SR motor. .
（４）上記各実施形態では、巻線に流れる電流の制御を行わず、トルク指令値Ｔ＊となるように、指令電圧Ｖｕ（θ），Ｖｖ（θ），Ｖｗ（θ）を設定して制御を行っている。そのため、トルク上限値Ｔｌｉｍ以上にトルク指令値Ｔ＊を与え、指令電圧Ｖｕ（θ），Ｖｖ（θ），Ｖｗ（θ）を徐変させると、ＳＲモータに流れる電流が増大し、ＳＲモータが破損する可能性がある。本実施形態では、トルク指令値Ｔ＊に関する条件を課して指令電圧Ｖｕ（θ），Ｖｖ（θ），Ｖｗ（θ）を設定するものとしているため、過電流によるＳＲモータの破損を、回避することができる。 (4) In each of the above embodiments, the command voltages Vu (θ), Vv (θ), and Vw (θ) are set so that the torque command value T * is obtained without controlling the current flowing through the winding. Control is in progress. Therefore, when the torque command value T * is given above the torque upper limit value Tlim and the command voltages Vu (θ), Vv (θ), Vw (θ) are gradually changed, the current flowing through the SR motor increases, and the SR motor There is a possibility of damage. In the present embodiment, since the command voltages Vu (θ), Vv (θ), and Vw (θ) are set by imposing conditions on the torque command value T *, damage to the SR motor due to overcurrent is avoided. can do.
＜第６実施形態＞
本実施形態では、各指令電圧Ｖｕ（θ）、Ｖｖ（θ）、Ｖｗ（θ）が、上記各実施形態と異なっている。すなわち、Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）、Ｖ相指令電圧Ｖｖ（θ）、Ｗ相指令電圧Ｖｗ（θ）を求める際に用いられる、Ｘ相指令電圧Ｖｘ（θ）、Ｙ相指令電圧Ｖｙ（θ）、Ｚ相指令電圧Ｖｚ（θ）は、上記各実施形態と同様に、位相が１２０°ずれた正弦波である。一方、Ｘ相指令電圧Ｖｘ（θ）、Ｙ相指令電圧Ｖｙ（θ）、Ｚ相指令電圧Ｖｚ（θ）の通電角度幅Δθがそれぞれ２４０°である。
<Sixth Embodiment>
In the present embodiment, the command voltages Vu (θ), Vv (θ), and Vw (θ) are different from those in the above embodiments. That is, the X-phase command voltage Vx (θ) and the Y-phase command voltage Vy () used when obtaining the U-phase command voltage Vu (θ), the V-phase command voltage Vv (θ), and the W-phase command voltage Vw (θ). θ) and the Z-phase command voltage Vz (θ) are sine waves whose phases are shifted by 120 °, as in the above embodiments. On the other hand, the energization angle width Δθ of the X-phase command voltage Vx (θ), the Y-phase command voltage Vy (θ), and the Z-phase command voltage Vz (θ) is 240 °.
なお、本実施形態において、変調波生成部３０ｂが実行する変調波生成処理、及び、操作信号生成部３０ｃが実行する電圧制御処理は、上記各実施形態のいずれかと同様の処理により行われる。
In the present embodiment, the modulation wave generation processing executed by the modulation
Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）を算出するために用いるＸ相指令電圧Ｖｘ（θ）とＹ相指令電圧Ｖｙ（θ）とは、通電角度幅Δθが２４０°であり、且つ、Ｙ相通電開始角θｙは、Ｘ相通電開始角θｘより１２０°遅れている。そのため、Ｘ相指令電圧Ｖｘ（θ）の負電圧印加部分の符号反転値と、Ｙ相指令電圧Ｖｙ（θ）の正電圧印加部分とが等しい値となる。 The X-phase command voltage Vx (θ) and the Y-phase command voltage Vy (θ) used to calculate the U-phase command voltage Vu (θ) have an energization angle width Δθ of 240 ° and the Y-phase energization start. The angle θy is delayed by 120 ° from the X-phase energization start angle θx. Therefore, the sign inversion value of the negative voltage application portion of the X-phase command voltage Vx (θ) is equal to the positive voltage application portion of the Y-phase command voltage Vy (θ).
Ｘ相指令電圧Ｖｘ（θ）と、Ｙ相指令電圧Ｖｙ（θ）とを加算したＵ相指令電圧Ｖｕ（θ）について、図２０を用いて説明する。 A U-phase command voltage Vu (θ) obtained by adding the X-phase command voltage Vx (θ) and the Y-phase command voltage Vy (θ) will be described with reference to FIG.
Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）は、Ｘ相通電開始角θｘに対応する時間ｔ１において上昇を開始し、時間ｔ２において極大値をとって降下に転じ、Ｙ相通電開始角θｙに対応する時間ｔ４でゼロとなる。ゼロ電圧は、通電角度幅Δθに対応する時間ｔ５まで継続し、その時間ｔ５において、降下に転ずる。そして、時間ｔ５において極大値をとって上昇に転じ、時間ｔ６においてゼロとなる。 The U-phase command voltage Vu (θ) starts to rise at time t1 corresponding to the X-phase energization start angle θx, takes a local maximum value at time t2 and starts to decrease, and time t4 corresponding to the Y-phase energization start angle θy. It becomes zero. The zero voltage continues until time t5 corresponding to the energization angle width Δθ, and at time t5, the voltage starts to drop. Then, at time t5, the maximum value is reached and the value starts to increase, and at time t6, the value becomes zero.
すなわち、Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）は、徐変して増減する正の電圧が印加されるｔ１〜ｔ３の第１区間と、ゼロ電圧となるｔ３〜ｔ４の第２区間と、徐変して増減する負の電圧が印加されるｔ４〜ｔ６の第３区間とに区分される。第１区間、第２区間、第３区間の長さは等しく、その長さを回転子位置θの角度幅により表すと、１２０°である。 That is, the U-phase command voltage Vu (θ) is gradually changed between a first period from t1 to t3 to which a positive voltage that gradually increases and decreases is applied, and a second period from t3 to t4 that is zero voltage. And a third interval from t4 to t6 to which a negative voltage that increases or decreases is applied. The lengths of the first section, the second section, and the third section are the same, and the length is 120 ° when expressed by the angular width of the rotor position θ.
本実施形態に係る制御装置は、上記構成により、上記各実施形態に係る制御装置に準ずる効果を奏する。 The control apparatus which concerns on this embodiment has an effect according to the control apparatus which concerns on each said embodiment with the said structure.
＜変形例＞
上記各実施形態において、Ｘ相指令電圧Ｖｘ（θ）、Ｙ相指令電圧Ｖｙ（θ）、Ｚ相指令電圧Ｖｚ（θ）をそれぞれ正弦波としたが、正弦波以外の、徐変する期間を含むものとしてもよい。この場合のＵ相指令電圧Ｖｕ（θ）について、図２１〜図２８を参照しながら、以下の（Ａ）〜（Ｈ）に例示する。また、鎖交磁束ψは、上記各実施形態と同様に、Ｗ相巻線２２ｗにもＷ相指令電圧Ｖｗ（θ）に基づく電圧を印加した場合を示している。なお、以下の各変形例において、単節巻ＳＲモータにおける指令電圧Ｖｘ（θ），Ｖｙ（θ），Ｖｚ（θ）を正弦波以外の波形としているため、変調波生成部３０ｂが実行する変調波生成処理が一部上記各実施形態と異なるものとなる。また操作信号生成部３０ｃが実行する電圧制御処理は上記各実施形態のいずれかと同様の処理により行われる。
<Modification>
In each of the above embodiments, the X-phase command voltage Vx (θ), the Y-phase command voltage Vy (θ), and the Z-phase command voltage Vz (θ) are sine waves. It may be included. The U-phase command voltage Vu (θ) in this case is exemplified in the following (A) to (H) with reference to FIGS. Further, the interlinkage magnetic flux ψ shows a case where a voltage based on the W-phase command voltage Vw (θ) is applied to the W-phase winding 22w as in the above embodiments. In each of the following modified examples, the command voltages Vx (θ), Vy (θ), and Vz (θ) in the single-ply wound SR motor are waveforms other than sine waves, so that the modulation performed by the modulation
（Ａ）図２１は、Ｘ相指令電圧Ｖｘ（θ）及びＹ相指令電圧Ｖｙ（θ）が、通電角度幅Δθが１２０°よりも大きく、且つ、２４０°よりも小さい三角波である場合の、Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）を示している。 (A) FIG. 21 shows a case where the X-phase command voltage Vx (θ) and the Y-phase command voltage Vy (θ) are triangular waves having a conduction angle width Δθ larger than 120 ° and smaller than 240 °. U-phase command voltage Vu (θ) is shown.
Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）は、Ｘ相通電開始角θｘに対応する時間ｔ１において上昇を開始し、時間ｔ２において極大値をとって降下に転じ、時間ｔ３においてゼロとなる。続いて、時間ｔ４まで降下を続け、Ｙ相通電開始角θｙに対応する時間ｔ４から時間ｔ５にかけて、Ｘ相指令電圧ＶｘとＹ相指令電圧Ｖｙとの加算により一定値をとった後、増加に転ずる。Ｘ相指令電圧Ｖｘの符号反転値とＹ相指令電圧Ｖｙとが等しくなる時間ｔ６においてゼロとなった後、時間ｔ７まで上昇を続け、時間ｔ７から時間ｔ８まで一定値をとり、降下に転ずる。そして、時間ｔ９においてゼロとなり、時間ｔ１０において極小値をとって降下に転じ、時間ｔ１１でゼロとなる。 The U-phase command voltage Vu (θ) starts increasing at time t1 corresponding to the X-phase energization start angle θx, takes a local maximum value at time t2, starts to decrease, and becomes zero at time t3. Subsequently, it continues to drop until time t4, and after increasing to a constant value by adding the X-phase command voltage Vx and the Y-phase command voltage Vy from time t4 to time t5 corresponding to the Y-phase energization start angle θy, Roll over. After the sign inversion value of the X-phase command voltage Vx becomes zero at time t6 when the Y-phase command voltage Vy becomes equal, the value continues to rise from time t7, takes a constant value from time t7 to time t8, and starts to fall. Then, it becomes zero at time t9, takes a local minimum value at time t10, starts to drop, and becomes zero at time t11.
すなわち、Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）は、徐変して増減する正の電圧が印加されるｔ１〜ｔ３の第１区間と、第１区間とは周波数及び振幅が異なる電圧が印加されるｔ３〜ｔ９の第２区間と、徐変して増減する負の電圧が印加されるｔ９〜ｔ１１の第３区間とに区分される。第１区間の幅と第３区間の幅は等しくなっている。一方、第２区間の幅は、第１、第３区間の幅よりも長くなっている。 That is, the U-phase command voltage Vu (θ) is a first interval from t1 to t3 to which a positive voltage that gradually increases and decreases is applied, and t3 to which a voltage having a different frequency and amplitude is applied to the first interval. Are divided into a second period from t9 to t9 and a third period from t9 to t11 to which a negative voltage gradually changing and increasing is applied. The width of the first section is equal to the width of the third section. On the other hand, the width of the second section is longer than the width of the first and third sections.
（Ｂ）図２２は、Ｘ相指令電圧Ｖｘ（θ）及びＹ相指令電圧Ｖｙ（θ）が、通電角度幅Δθが２４０°の三角波である場合の、Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）を示している。 (B) FIG. 22 shows the U-phase command voltage Vu (θ) when the X-phase command voltage Vx (θ) and the Y-phase command voltage Vy (θ) are triangular waves with a conduction angle width Δθ of 240 °. ing.
Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）は、Ｘ相通電開始角θｘに対応する時間ｔ１において上昇を開始し、時間ｔ２において極大値をとって降下に転じ、Ｙ相通電開始角θｙに対応する時間ｔ３でゼロとなる。ゼロ電圧は、通電角度幅Δθに対応する時間ｔ４まで継続し、その時間ｔ４において、降下に転ずる。そして、時間ｔ５において極大値をとって降下に転じ、時間ｔ６においてゼロとなる。 The U-phase command voltage Vu (θ) starts to rise at time t1 corresponding to the X-phase energization start angle θx, takes a local maximum value at time t2 and starts to decrease, and time t3 corresponding to the Y-phase energization start angle θy. It becomes zero. The zero voltage continues until time t4 corresponding to the energization angle width Δθ, and at time t4, the voltage starts to drop. Then, at time t5, the maximum value is reached and the flow starts to drop, and at time t6, it becomes zero.
すなわち、Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）は、徐変して増減する正の電圧が印加されるｔ１〜ｔ３の第１区間と、ゼロ電圧となるｔ３〜ｔ４の第２区間と、徐変して増減する負の電圧が印加されるｔ４〜ｔ６の第３区間とに区分される。第１区間、第２区間、第３区間の長さは等しく、その長さを回転子位置θの角度幅により表すと、１２０°である。 That is, the U-phase command voltage Vu (θ) is gradually changed between a first period from t1 to t3 to which a positive voltage that gradually increases and decreases is applied, and a second period from t3 to t4 that is zero voltage. And a third interval from t4 to t6 to which a negative voltage that increases or decreases is applied. The lengths of the first section, the second section, and the third section are the same, and the length is 120 ° when expressed by the angular width of the rotor position θ.
（Ｃ）図２３は、Ｘ相指令電圧Ｖｘ（θ）及びＹ相指令電圧Ｖｙ（θ）が、通電角度幅Δθが１２０°よりも大きく、且つ、２４０°よりも小さい台形波である場合の、Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）を示している。 (C) FIG. 23 shows a case where the X-phase command voltage Vx (θ) and the Y-phase command voltage Vy (θ) are trapezoidal waves having an energization angle width Δθ larger than 120 ° and smaller than 240 °. , U-phase command voltage Vu (θ).
Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）は、Ｘ相通電開始角θｘに対応する時間ｔ１において上昇を開始し、時間ｔ２から時間ｔ３まで一定値をとった後に降下に転じ、時間ｔ４においてゼロとなる。続いて、時間ｔ５まで降下を続け、Ｙ相通電開始角θｙに対応する時間ｔ５から時間ｔ６かけて、Ｘ相指令電圧ＶｘとＹ相指令電圧Ｖｙとの加算により一定値をとった後、増加に転ずる。Ｘ相指令電圧Ｖｘの符号反転値とＹ相指令電圧Ｖｙとが等しくなる時間ｔ７においてゼロとなり、そのゼロ電圧は時間ｔ８まで継続した後、上昇に転ずる。その後、時間ｔ９まで上昇して、時間ｔ９から時間ｔ１０まで一定値をとった後に降下に転じ、時間ｔ１１でゼロとなる。そして、時間ｔ１２まで降下を続け、時間ｔ１２から時間１３まで一定値をとった後に上昇に転じ、時間ｔ１４においてゼロとなる。
The U-phase command voltage Vu (θ) starts to increase at time t1 corresponding to the X-phase energization start angle θx, takes a constant value from time t2 to time t3, and then decreases to zero at time t4. Subsequently, it continues to drop until time t5, increases after taking a constant value by adding the X-phase command voltage Vx and the Y-phase command voltage Vy from time t5 corresponding to the Y-phase energization start angle θy to time t6. Turn to. At time t7 when the sign inversion value of the X-phase command voltage Vx becomes equal to the Y-phase command voltage Vy, the zero voltage continues until time t8, and then rises. Thereafter, it rises to time t9, takes a constant value from time t9 to time t10, then starts to drop, and becomes zero at time t11. Then, it continues to fall until time t12, takes a constant value from time t12 to
すなわち、Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）は、徐変して増減する期間を含む正の電圧が印加されるｔ１〜ｔ４の第１区間と、第１区間とは周波数及び振幅が異なり、徐変して増減する期間を含む電圧が印加されるｔ４〜ｔ１１の第２区間と、徐変して増減する期間を含む負の電圧が印加されるｔ１１〜ｔ１４の第３区間とに区分される。第１区間の幅と第３区間の幅は等しくなっている。一方、第２区間の幅は、第１、第３区間の幅よりも長くなっている。 That is, the U-phase command voltage Vu (θ) has a frequency and amplitude different from those of the first period from t1 to t4 to which a positive voltage including a period in which the phase gradually changes and increases or decreases is applied. Thus, it is divided into a second period from t4 to t11 in which a voltage including a period of increasing and decreasing is applied and a third period of t11 to t14 in which a negative voltage including a period of increasing and decreasing is applied. The width of the first section is equal to the width of the third section. On the other hand, the width of the second section is longer than the width of the first and third sections.
（Ｄ）図２４は、Ｘ相指令電圧Ｖｘ（θ）及びＹ相指令電圧Ｖｙ（θ）が、通電角度幅Δθが２４０°の台形波である場合の、Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）を示している。 (D) FIG. 24 shows the U-phase command voltage Vu (θ) when the X-phase command voltage Vx (θ) and the Y-phase command voltage Vy (θ) are trapezoidal waves with a conduction angle width Δθ of 240 °. Show.
Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）は、Ｘ相通電開始角θｘに対応する時間ｔ１において上昇を開始し、時間ｔ２から時間ｔ３まで一定値をとった後に降下に転じ、時間ｔ４においてゼロとなる。ゼロ電圧は、通電角度幅Δθに対応する時間ｔ５まで継続し、その時間ｔ５において、降下に転ずる。そして、時間ｔ６から時間ｔ７まで一定値をとった後に上昇に転じ、時間ｔ８でゼロとなる。 The U-phase command voltage Vu (θ) starts to increase at time t1 corresponding to the X-phase energization start angle θx, takes a constant value from time t2 to time t3, and then decreases to zero at time t4. The zero voltage continues until time t5 corresponding to the energization angle width Δθ, and at time t5, the voltage starts to drop. And after taking a fixed value from the time t6 to the time t7, it starts to rise and becomes zero at the time t8.
すなわち、Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）は、徐変して増減する期間を含む正の電圧が印加されるｔ１〜ｔ４の第１区間と、ゼロ電圧となるｔ４〜ｔ５の第２区間と、徐変して増減する期間を含む負の電圧が印加されるｔ５〜ｔ８の第３区間とに区分される。第１区間、第２区間、第３区間の長さは等しく、その長さを回転子位置θの角度幅により表すと、１２０°である。 That is, the U-phase command voltage Vu (θ) is a first interval from t1 to t4 to which a positive voltage including a period of gradually increasing and decreasing is applied, a second interval from t4 to t5 that is zero voltage, It is divided into the third period from t5 to t8 to which a negative voltage including a period that gradually increases and decreases is applied. The lengths of the first section, the second section, and the third section are the same, and the length is 120 ° when expressed by the angular width of the rotor position θ.
（Ｅ）図２５は、Ｘ相指令電圧Ｖｘ（θ）及びＹ相指令電圧Ｖｙ（θ）が、通電角度幅Δθが１２０°よりも大きく、且つ、２４０°よりも小さい多角形波である場合の、Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）を示している。 (E) FIG. 25 shows a case where the X-phase command voltage Vx (θ) and the Y-phase command voltage Vy (θ) are polygonal waves having a conduction angle width Δθ larger than 120 ° and smaller than 240 °. The U-phase command voltage Vu (θ) is shown.
Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）は、Ｘ相通電開始角θｘに対応する時間ｔ１において上昇を開始し、時間ｔ２で上昇量が変化し、時間ｔ３で極大値をとった後に降下に転じ、時間ｔ４で降下量が変化して、時間ｔ５でゼロとなる。続いて、Ｙ相通電開始角θｙに対応する時間ｔ６まで降下を続け、時間ｔ６から時間ｔ７にかけて、Ｘ相指令電圧ＶｘとＹ相指令電圧Ｖｙとの加算により一定値をとった後、増加に転ずる。そこから、時間ｔ８から時間ｔ９にかけての一定電圧区間、時間ｔ１０のゼロ電圧、時間ｔ１１から時間ｔ１２にかけての一定電圧区間を経つつ増加し、時間ｔ１３から時間ｔ１４にかけて一定値をとった後、降下に転じ、時間ｔ１５でゼロとなる。そして、時間ｔ１６で降下量が変化して、時間ｔ１７で極小値をとって上昇に転じ、時間ｔ１８で上昇量が変化して、時間ｔ１９においてゼロとなる。 The U-phase command voltage Vu (θ) starts to increase at time t1 corresponding to the X-phase energization start angle θx, the amount of increase changes at time t2, takes a local maximum at time t3, and then starts to decrease. The amount of descent changes at t4 and becomes zero at time t5. Subsequently, it continues to drop until time t6 corresponding to the Y-phase energization start angle θy, and after increasing to a constant value by adding the X-phase command voltage Vx and the Y-phase command voltage Vy from time t6 to time t7. Roll over. From there, it increases through a constant voltage interval from time t8 to time t9, a zero voltage at time t10, a constant voltage interval from time t11 to time t12, takes a constant value from time t13 to time t14, and then drops. And becomes zero at time t15. Then, the descent amount changes at time t16, takes a minimum value at time t17, starts to rise, changes at the time t18, and becomes zero at time t19.
すなわち、Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）は、徐変して増減する正の電圧が印加されるｔ１〜ｔ５の第１区間と、第１区間とは周波数及び振幅が異なり、徐変して増減する期間を含む電圧が印加されるｔ４〜ｔ１５の第２区間と、徐変して増減する期間を含む負の電圧が印加されるｔ１５〜ｔ１９の第３区間とに区分される。第１区間の幅と第３区間の幅は等しくなっている。一方、第２区間の幅は、第１、第３区間の幅よりも長くなっている。 That is, the U-phase command voltage Vu (θ) has a frequency and an amplitude different from those of the first interval t1 to t5 to which a positive voltage that gradually increases and decreases is applied, and gradually increases and decreases. Are divided into a second period from t4 to t15 in which a voltage including a period to be applied is applied, and a third period from t15 to t19 in which a negative voltage including a period in which the voltage gradually changes and increases or decreases is applied. The width of the first section is equal to the width of the third section. On the other hand, the width of the second section is longer than the width of the first and third sections.
（Ｆ）図２６は、Ｘ相指令電圧Ｖｘ（θ）及びＹ相指令電圧Ｖｙ（θ）が、通電角度幅Δθが２４０°の台形波である場合の、Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）を示している。 (F) FIG. 26 shows the U-phase command voltage Vu (θ) when the X-phase command voltage Vx (θ) and the Y-phase command voltage Vy (θ) are trapezoidal waves with a conduction angle width Δθ of 240 °. Show.
Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）は、Ｘ相通電開始角θｘに対応する時間ｔ１において上昇を開始し、時間ｔ２で上昇量が変化し、時間ｔ３で極大値をとった後に降下に転じ、時間ｔ４で降下量が変化して、時間ｔ５でゼロとなる。ゼロ電圧は、通電角度幅Δθに対応する時間ｔ６まで継続し、その時間ｔ６において、降下に転ずる。そして、時間ｔ７で降下量が変化して、時間ｔ８で極小値をとって上昇に転じ、時間ｔ９で上昇量が変化して、時間ｔ１０においてゼロとなる。 The U-phase command voltage Vu (θ) starts to increase at time t1 corresponding to the X-phase energization start angle θx, the amount of increase changes at time t2, takes a local maximum at time t3, and then starts to decrease. The amount of descent changes at t4 and becomes zero at time t5. The zero voltage continues until time t6 corresponding to the energization angle width Δθ, and at time t6, the zero voltage starts to drop. Then, the amount of descent changes at time t7, takes a minimum value at time t8 and starts to increase, and the amount of increase changes at time t9 and becomes zero at time t10.
すなわち、Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）は、徐変して増減する正の電圧が印加されるｔ１〜ｔ５の第１区間と、ゼロ電圧となるｔ５〜ｔ６の第２区間と、徐変して増減する負の電圧が印加されるｔ６〜ｔ１０の第３区間とに区分される。第１区間、第２区間、第３区間の長さは等しく、その長さを回転子位置θの角度幅により表すと、１２０°である。 That is, the U-phase command voltage Vu (θ) is gradually changed from a first period from t1 to t5 to which a positive voltage that gradually increases and decreases is applied, and from a second period from t5 to t6 that becomes zero voltage. And a third interval from t6 to t10 to which a negative voltage that increases or decreases is applied. The lengths of the first section, the second section, and the third section are the same, and the length is 120 ° when expressed by the angular width of the rotor position θ.
（Ｇ）図２７は、Ｘ相指令電圧Ｖｘ（θ）が、通電角度幅Δθが１２０°よりも大きく、且つ、２４０°よりも小さい正弦波であり、Ｙ相指令電圧Ｖｙ（θ）が、通電角度幅Δθが１２０°よりも大きく、且つ、２４０°よりも小さい三角波である場合の、Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）を示している。 (G) In FIG. 27, the X-phase command voltage Vx (θ) is a sine wave having a conduction angle width Δθ larger than 120 ° and smaller than 240 °, and the Y-phase command voltage Vy (θ) is The U-phase command voltage Vu (θ) in the case where the energization angle width Δθ is a triangular wave larger than 120 ° and smaller than 240 ° is shown.
Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）は、Ｘ相通電開始角θｘに対応する時間ｔ１において上昇を開始し、時間ｔ２において極大値をとって降下に転じ、時間ｔ３においてゼロとなる。続いて、時間ｔ４まで降下を続け、Ｙ相通電開始角θｙに対応する時間ｔ４では、Ｘ相指令電圧ＶｘとＹ相指令電圧Ｖｙとの加算により、極小値をとって上昇に転ずる。Ｘ相指令電圧Ｖｘの符号反転値とＹ相指令電圧Ｖｙとが等しくなる時間ｔ５においてゼロとなった後、時間ｔ６まで降下する。その後、上昇に転じ、Ｘ相通電開始角θｘに通電角度幅Δθを加算した時間に対応する時間ｔ７において極大値をとって降下に転じ、時間ｔ８においてゼロとなる。最後に、時間ｔ９において極小値をとって上昇に転じ、時間ｔ１０においてゼロとなる。 The U-phase command voltage Vu (θ) starts increasing at time t1 corresponding to the X-phase energization start angle θx, takes a local maximum value at time t2, starts to decrease, and becomes zero at time t3. Subsequently, it continues to drop until time t4, and at time t4 corresponding to the Y-phase energization start angle θy, it takes a minimum value and starts to rise by addition of the X-phase command voltage Vx and the Y-phase command voltage Vy. After the sign inversion value of the X-phase command voltage Vx becomes zero at the time t5 when the Y-phase command voltage Vy becomes equal, the value drops until the time t6. After that, it starts to rise, takes a local maximum value at time t7 corresponding to the time obtained by adding the energization angle width Δθ to the X-phase energization start angle θx, and turns down to zero at time t8. Finally, it takes a minimum value at time t9 and starts to increase, and becomes zero at time t10.
すなわち、Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）は、徐変して増減する正の電圧が印加されるｔ１〜ｔ３の第１区間と、第１区間とは周波数及び振幅が異なり、徐変して増減する電圧が印加されるｔ３〜ｔ８の第２区間と、徐変して増減する期間を含む負の電圧が印加されるｔ８〜ｔ１０の第３区間とに区分される。第１区間の幅と第３区間の幅は等しくなっている。一方、第２区間の幅は、第１、第３区間の幅よりも長くなっている。 That is, the U-phase command voltage Vu (θ) is different in frequency and amplitude from the first interval of t1 to t3 to which a positive voltage that gradually increases and decreases is applied, and gradually increases and decreases. Are divided into a second period from t3 to t8 in which a voltage to be applied is applied and a third period from t8 to t10 in which a negative voltage including a period in which the voltage gradually changes and increases or decreases is applied. The width of the first section is equal to the width of the third section. On the other hand, the width of the second section is longer than the width of the first and third sections.
（Ｈ）図２８は、Ｘ相指令電圧Ｖｘ（θ）が、通電角度幅Δθが２４０°の正弦波であり、Ｙ相指令電圧Ｖｙ（θ）が、通電角度幅Δθが２４０°の三角波である場合の、Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）を示している。 (H) In FIG. 28, the X-phase command voltage Vx (θ) is a sine wave with a conduction angle width Δθ of 240 °, and the Y-phase command voltage Vy (θ) is a triangular wave with a conduction angle width Δθ of 240 °. The U-phase command voltage Vu (θ) in a case is shown.
Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）は、Ｘ相通電開始角θｘに対応する時間ｔ１において上昇を開始し、時間ｔ２において極大値をとって降下に転じ、Ｙ相通電開始角θｙに対応する時間ｔ４でゼロとなる。ゼロ電圧は、通電角度幅Δθに対応する時間ｔ５まで継続し、その時間ｔ５において、降下に転ずる。そして、時間ｔ５において極大値をとって上昇に転じ、時間ｔ６においてゼロとなる。なお、負の値をとる正弦波と正の値をとる三角波とを加算した場合、ゼロとはならないものの、ゼロに近似する値とみなすことができる。そのため、時間ｔ３〜ｔ４の電圧をゼロとしている。 The U-phase command voltage Vu (θ) starts to rise at time t1 corresponding to the X-phase energization start angle θx, takes a local maximum value at time t2 and starts to decrease, and time t4 corresponding to the Y-phase energization start angle θy. It becomes zero. The zero voltage continues until time t5 corresponding to the energization angle width Δθ, and at time t5, the voltage starts to drop. Then, at time t5, the maximum value is reached and the value starts to increase, and at time t6, the value becomes zero. Note that, when a sine wave having a negative value and a triangular wave having a positive value are added, although it does not become zero, it can be regarded as a value approximate to zero. Therefore, the voltage from time t3 to t4 is set to zero.
すなわち、Ｕ相指令電圧Ｖｕ（θ）は、徐変して増減する正の電圧が印加されるｔ１〜ｔ５の第１区間と、ゼロ電圧となるｔ５〜ｔ６の第２区間と、徐変して増減する負の電圧が印加されるｔ６〜ｔ１０の第３区間とに区分される。第１区間、第２区間、第３区間の長さは等しく、その長さを回転子位置θの角度幅により表すと、１２０°である。 That is, the U-phase command voltage Vu (θ) is gradually changed from a first period from t1 to t5 to which a positive voltage that gradually increases and decreases is applied, and from a second period from t5 to t6 that becomes zero voltage. And a third interval from t6 to t10 to which a negative voltage that increases or decreases is applied. The lengths of the first section, the second section, and the third section are the same, and the length is 120 ° when expressed by the angular width of the rotor position θ.
また、指令電圧Ｖｕ（θ），Ｖｖ（θ），Ｖｗ（θ）の設定手法としては、さらに、以下に説明するものであってもよい。 Further, as a method for setting the command voltages Vu (θ), Vv (θ), and Vw (θ), the method described below may be further described.
指令電圧Ｖｕ（θ），Ｖｖ（θ），Ｖｗ（θ）を算出する際に用いられる指令電圧Ｖｘ（θ），Ｖｙ（θ），Ｖｚ（θ）の波形は、上記各実施形態で示した理想的な正弦波である正弦波形や、上記（Ａ）〜（Ｊ）の一部で登場した多角形状の波形に限らない。正弦波形が若干歪んだ波形（正弦波状の波形）や、三角波形が若干歪んだ波形（三角波状の波形）、台形波形が若干歪んだ波形（台形波状の波形）であってもよい。この場合であっても、鎖交磁束の変化を緩やかにできることから、ＳＲモータの高調波損失等の低減効果を得ることはできる。 The waveforms of the command voltages Vx (θ), Vy (θ), and Vz (θ) used when calculating the command voltages Vu (θ), Vv (θ), and Vw (θ) are shown in the above embodiments. It is not limited to a sine waveform that is an ideal sine wave or a polygonal waveform that appears in some of the above (A) to (J). The sine waveform may be a slightly distorted waveform (sine waveform), a triangular waveform may be slightly distorted (triangular waveform), or a trapezoidal waveform may be slightly distorted (trapezoidal waveform). Even in this case, since the change of the interlinkage magnetic flux can be moderated, it is possible to obtain an effect of reducing the harmonic loss or the like of the SR motor.
各実施形態において、制御装置が３相の全節巻ＳＲモータの制御を行うものとしたが、３相以外の全節巻ＳＲモータの制御を行うものとすることもできる。その場合には、全節巻ＳＲモータがｎ相であれば、各相の指令電圧を３６０°／ｎずれたものとすればよい。 In each embodiment, the control device controls the three-phase full-pitch SR motor. However, it is also possible to control all-pitch-turn SR motors other than the three-phase. In that case, if the full-pitch SR motor is n-phase, the command voltage of each phase may be shifted by 360 ° / n.
・上記第５実施形態において、トルク上限値Ｔｌｉｍと回転数上限値Ｎｌｉｍとの、いずれか一方のみを用いるものとしてもよい。 In the fifth embodiment, only one of the torque upper limit value Tlim and the rotation speed upper limit value Nlim may be used.
・上記各実施形態において、各スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いるものとしているが、ＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタであってもよい。 In each of the above embodiments, an IGBT is used as each switching element, but a MOSFET or a bipolar transistor may be used.
・直流電源はバッテリに限らない。例えば、交流電源と、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換して出力する整流回路とで直流電源を構成してもよい。 ・ DC power supply is not limited to batteries. For example, the DC power source may be configured by an AC power source and a rectifier circuit that converts an AC voltage output from the AC power source into a DC voltage and outputs the DC voltage.
・本発明の適用対象としては、車載主機としてのモータに限らず、例えば車載補機としてのモータであってもよい。また、本発明の適用対象としては、車載モータに限らない。 -The application target of the present invention is not limited to a motor as an in-vehicle main machine, but may be a motor as an in-vehicle auxiliary machine, for example. Further, the application target of the present invention is not limited to the in-vehicle motor.
２０…電力変換回路、２２ｕ…Ｕ相巻線、２２ｖ…Ｖ相巻線、２２ｗ…Ｗ相巻線、３０ｂ…変調波生成部、３０ｃ…操作信号生成部。
DESCRIPTION OF
Claims (13)
前記モータの有する各巻線（２２ｕ，２２ｖ，２２ｗ）の指令電圧（Ｖｕ（θ），Ｖｖ（θ），Ｖｗ（θ））をそれぞれ設定する電圧設定手段（３０ｂ）と、
前記電力変換回路の操作により、前記各巻線に印加される電圧を前記指令電圧に制御する電圧制御手段（３０ｃ）と、を備え、
前記指令電圧は、徐変する期間を含む正の電圧を印加する第１区間と、前記第１区間に連接し、前記第１区間とは異なる電圧を印加する第２区間と、前記第２区間に連接し、徐変する期間を含む負の電圧を印加する第３区間とを含むことを特徴とする制御装置。 A control device (30) for controlling an all-node concentrated winding switched reluctance motor using a power conversion circuit (20),
Voltage setting means (30b) for setting command voltages (Vu (θ), Vv (θ), Vw (θ)) of the windings (22u, 22v, 22w) of the motor,
Voltage control means (30c) for controlling the voltage applied to each winding to the command voltage by the operation of the power conversion circuit,
The command voltage includes a first interval in which a positive voltage including a gradually changing period is applied, a second interval that is connected to the first interval and applies a voltage different from the first interval, and the second interval. And a third section for applying a negative voltage including a gradually changing period.
前記モータの駆動状態に対応する駆動要求に基づいて、前記第１電圧及び前記第２電圧の振幅を示す変調率（α０）と、前記第１電圧及び前記第２電圧の通電期間を示す通電角度幅（Δθ）とを設定する手段（Ｓ１０２）と、
設定した前記変調率と前記通電角度幅とを用いて、通電開始時期を互いに前記所定位相ずらして、前記第１電圧及び前記第２電圧を算出する手段（Ｓ１０４，Ｓ１０７）と、
算出した前記第１電圧及び前記第２電圧の加算により前記指令電圧を生成する手段（Ｓ１０９）と、を有することを特徴とする請求項２に記載の制御装置。 The voltage setting means includes
Based on a drive request corresponding to the drive state of the motor, a modulation factor (α0) indicating the amplitude of the first voltage and the second voltage, and an energization angle indicating an energization period of the first voltage and the second voltage. Means (S102) for setting the width (Δθ);
Means (S104, S107) for calculating the first voltage and the second voltage by shifting the energization start timing by the predetermined phase using the set modulation factor and the energization angle width;
The control device according to claim 2, further comprising means (S109) for generating the command voltage by adding the calculated first voltage and the second voltage.
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