JP2015211481A - Dc power supply and air conditioner employing the same - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、交流電力を変換して得られる直流電力を電源とする直流電源装置、およびそれを用いた空気調和機に関する。 The present invention relates to a DC power supply apparatus that uses DC power obtained by converting AC power as a power supply, and an air conditioner using the DC power supply apparatus.
負荷としてモータを搭載した電車や自動車、産業機器、あるいは空気調和機等の機器には、交流電力を直流電力に変換する直流電源装置が搭載されている。そして、電力送電設備の負担軽減のために、前記の直流電源装置には電力効率が高いこと、ならびに高調波電流やリプルの低減によって力率の改善が求められている。
高調波電流やリプルの低減を実現する方法として、リアクトル（交流リアクトル）を備え、スイッチング素子のスイッチング動作によって回路を複数回、短絡して、入力電流波形を交流電源電圧波形のような正弦波に近くなるように成形し、力率を改善する方法が一般的に用いられている。
力率を改善する回路には、例えば特許文献１に開示された技術のように、整流ダイオードブリッジやＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの半導体のスイッチング素子と交流リアクトルを用いることが一般的である。
Devices such as trains, automobiles, industrial equipment, and air conditioners equipped with motors as loads are equipped with a DC power supply device that converts AC power into DC power. In order to reduce the burden on the power transmission equipment, the DC power supply is required to have high power efficiency and to improve the power factor by reducing harmonic currents and ripples.
As a method to reduce harmonic current and ripple, a reactor (AC reactor) is provided, and the circuit is short-circuited multiple times by switching operation of the switching element, and the input current waveform is changed to a sine wave like AC power supply voltage waveform. A method is generally used in which the power factor is improved by forming the parts close to each other.
As a circuit for improving the power factor, it is common to use a semiconductor switching element such as a rectifier diode bridge or IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) and an AC reactor as in the technique disclosed in
しかしながら、特許文献１に開示された技術では、前記の交流リアクトルには、正のサイクルと負のサイクルで、それぞれ逆方向の電流が流れることになる。また力率改善動作中も同様に、交流リアクトルにはそれぞれ逆方向の短絡電流が流れる。このように交流リアクトルに随時、逆方向の電流を通流させることで交流リアクトルには正から負の磁界の変化が発生することになり、ヒステリシス損失が発生するため、電力の高効率動作の妨げとなるという問題がある。
However, in the technique disclosed in
そこで、本発明はこのような問題点を解決するもので、その目的とするところは、直流電源装置の交流リアクトルで発生するヒステリシス損失による回路損失を低減し、高効率な直流電源装置を提供することである。 Accordingly, the present invention solves such problems, and an object of the present invention is to provide a highly efficient DC power supply device by reducing circuit loss due to hysteresis loss generated in an AC reactor of the DC power supply device. That is.
前記の課題を解決して、本発明の目的を達成するために、以下のように構成した。
すなわち、本発明の直流電源装置は、交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路を有する直流電源装置であって、前記コンバータ回路に、複数のダイオードからなるダイオードブリッジと、複数のスイッチング素子と、前記コンバータ回路のハイサイドまたはローサイドのどちらか一方に第１の交流リアクトルと第２の交流リアクトルと、を備え、前記複数のスイッチング素子によって、前記第１の交流リアクトルと第２の交流リアクトルのそれぞれに通流する電流の通流方向を一方向に制限しながら、力率改善制御を行うことを特徴とする。
また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。
In order to solve the above-described problems and achieve the object of the present invention, the present invention is configured as follows.
That is, the DC power supply device of the present invention is a DC power supply device having a converter circuit that converts AC power into DC power, and the converter circuit includes a diode bridge composed of a plurality of diodes, a plurality of switching elements, A first AC reactor and a second AC reactor are provided on either the high side or the low side of the converter circuit, and each of the first AC reactor and the second AC reactor is provided by the plurality of switching elements. It is characterized in that power factor improvement control is performed while restricting the flowing direction of the flowing current to one direction.
Other means will be described in the embodiment for carrying out the invention.
本発明によれば、直流電源装置の交流リアクトルで発生するヒステリシス損失による回路損失を低減し、高効率な直流電源装置を提供することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the circuit loss by the hysteresis loss which generate | occur | produces in the alternating current reactor of a direct-current power supply device can be reduced, and a highly efficient direct-current power supply device can be provided.
以下、本発明を実施するための形態（以下においては「実施形態」と称する）を、図面を参照して説明する。 Hereinafter, modes for carrying out the present invention (hereinafter referred to as “embodiments”) will be described with reference to the drawings.
（第１実施形態・直流電源装置）
本発明の第１実施形態の直流電源装置を図１〜図１０を参照して説明する。はじめに、図１を参照して、基本回路構成について説明する。その後、図２〜図５を参照して、基本動作を説明し、図６〜図９を参照して、同期整流制御と力率改善制御の制御パルスについて説明し、図１０を参照して、力率改善用のリアクトルのヒステリシス特性について説明する。
(First embodiment DC power supply)
A DC power supply device according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. First, the basic circuit configuration will be described with reference to FIG. Thereafter, the basic operation will be described with reference to FIGS. 2 to 5, the control pulses of the synchronous rectification control and the power factor correction control will be described with reference to FIGS. 6 to 9, and with reference to FIG. 10, The hysteresis characteristics of the power factor improving reactor will be described.
＜回路構成＞
図１は、本発明の第１実施形態の直流電源装置１０の回路構成を示す図である。また、直流電源装置１０に電源として入力する交流電源Ｖ１との接続関係、および出力する先の負荷２０１との接続関係も示している。
図１において、第１実施形態の直流電源装置１０は、第１、第２の交流リアクトルＬ１、Ｌ２とダイオードＤ１〜Ｄ４と、Ｎ型のＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）Ｑ１〜Ｑ４と、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）Ｑ５〜Ｑ６と、平滑コンデンサＣ１と、入力電流検出部１０１と、入力電流判定部１０２と、コンバータ制御部１０３と、負荷検出部１０４と、負荷判定部１０５と、直流電圧検出部１０６と、ゼロクロス検出部１０７と、ゼロクロス判定部１０８と、を備えている。
<Circuit configuration>
FIG. 1 is a diagram illustrating a circuit configuration of a DC
In FIG. 1, a DC
直流電源装置１０には、直流電源装置１０の第１の交流電源入力端子１１１と第２の交流電源入力端子１１２とを介して、交流電源Ｖ１が接続されて交流電力が入力している。
また、第２の交流電源入力端子１１２は、入力電流検出部１０１を介して第３の交流電源入力端子１１３に接続されている。
また、直流電源装置１０には、後記するように交流電源Ｖ１の交流電力（電圧）を直流電力（電圧）に変換したときの直流電源正極端子１２１と直流電源負極端子１２２とが備えられている。
The DC
The second AC
In addition, the DC
ダイオードＤ１とＮ型のＭＯＳＦＥＴＱ１は並列に接続されていて、ダイオードＤ１のカソードとＭＯＳＦＥＴＱ１のドレインは、直流電源正極端子１２１に接続されている。
ダイオードＤ１のアノードとＭＯＳＦＥＴＱ１のソースは、第１の交流リアクトルＬ１の第１端子と、ＩＧＢＴＱ５のコレクタに接続されている。
第１の交流リアクトルＬ１の第２端子は、第１の交流電源入力端子１１１に接続されている。
また、ＩＧＢＴＱ５のエミッタは、第３の交流電源入力端子１１３に接続されている。
ダイオードＤ３とＮ型のＭＯＳＦＥＴＱ３は並列に接続されていて、ダイオードＤ３のカソードとＭＯＳＦＥＴＱ３のドレインは、第１の交流電源入力端子１１１に接続されている。
ダイオードＤ３のアノードとＭＯＳＦＥＴＱ３のソースは、直流電源負極端子１２２に接続されている。
The diode D1 and the N-type MOSFET Q1 are connected in parallel, and the cathode of the diode D1 and the drain of the MOSFET Q1 are connected to the DC power supply
The anode of the diode D1 and the source of the MOSFET Q1 are connected to the first terminal of the first AC reactor L1 and the collector of the IGBT Q5.
The second terminal of the first AC reactor L1 is connected to the first AC
The emitter of the IGBT Q5 is connected to the third AC power
The diode D3 and the N-type MOSFET Q3 are connected in parallel, and the cathode of the diode D3 and the drain of the MOSFET Q3 are connected to the first AC power
The anode of the diode D3 and the source of the MOSFET Q3 are connected to the DC power source
ダイオードＤ２とＮ型のＭＯＳＦＥＴＱ２は並列に接続されていて、ダイオードＤ２のカソードとＭＯＳＦＥＴＱ２のドレインは、直流電源正極端子１２１に接続されている。
ダイオードＤ２のアノードとＭＯＳＦＥＴＱ２のソースは、第２の交流リアクトルＬ２の第１端子と、ＩＧＢＴＱ６のコレクタに接続されている。
第２の交流リアクトルＬ２の第２端子は、第３の交流電源入力端子１１３に接続されている。
また、ＩＧＢＴＱ６のエミッタは、第１の交流電源入力端子１１１に接続されている。
ダイオードＤ４とＮ型のＭＯＳＦＥＴＱ４は並列に接続されていて、ダイオードＤ４のカソードとＭＯＳＦＥＴＱ４のドレインは、第３の交流電源入力端子１１３に接続されている。
ダイオードＤ４のアノードとＭＯＳＦＥＴＱ４のソースは、直流電源負極端子１２２接続されている。
The diode D2 and the N-type MOSFET Q2 are connected in parallel, and the cathode of the diode D2 and the drain of the MOSFET Q2 are connected to the DC power source
The anode of the diode D2 and the source of the MOSFET Q2 are connected to the first terminal of the second AC reactor L2 and the collector of the IGBT Q6.
The second terminal of the second AC reactor L <b> 2 is connected to the third AC
The emitter of the IGBT Q6 is connected to the first AC power
The diode D4 and the N-type MOSFET Q4 are connected in parallel, and the cathode of the diode D4 and the drain of the MOSFET Q4 are connected to the third AC power
The anode of the diode D4 and the source of the MOSFET Q4 are connected to the DC power source
以上において、交流リアクトルＬ１は、第１の交流電源入力端子１１１と直流電源正極端子１２１の間に配置されている。また、交流リアクトルＬ２は、第３の交流電源入力端子１１３と直流電源正極端子１２１の間に配置されている。
つまり、交流リアクトルＬ１、Ｌ２は、第１の交流電源入力端子１１１、あるいは第３の交流電源入力端子１１３からみて直流電源正極端子１２１の側に配置されている。そのため、交流リアクトルＬ１、Ｌ２がコンバータ主回路（コンバータ回路）１００の「ハイサイド」に備えられていると、適宜、表記する。
また、ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２とダイオードＤ１、Ｄ２は、第１の交流電源入力端子１１１、あるいは第３の交流電源入力端子１１３からみて直流電源正極端子１２１側に配置されている。そのため、ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２とダイオードＤ１、Ｄ２を「ハイサイド」、または「ハイサイドの」、あるいは「ハイサイドに」という形容で適宜、表記する。
また、ＭＯＳＦＥＴＱ３、Ｑ４とダイオードＤ３、Ｄ４は、第１の交流電源入力端子１１１、あるいは第３の交流電源入力端子１１３からみて直流電源負極端子１２２側に配置されている。そのため、ＭＯＳＦＥＴＱ３、Ｑ４とダイオードＤ３、Ｄ４を「ローサイド」、または「ローサイドの」、あるいは「ローサイドに」という形容で適宜、表記する。
In the above,
That is, the
The MOSFETs Q1 and Q2 and the diodes D1 and D2 are disposed on the DC power supply
The MOSFETs Q3 and Q4 and the diodes D3 and D4 are disposed on the DC power supply
また、平滑コンデンサＣ１は、大容量の電解コンデンサが用いられている。平滑コンデンサＣ１のプラス側は、直流電源正極端子１２１に接続され、平滑コンデンサＣ１のマイナス側は、直流電源負極端子１２２に接続されている。
また、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４と、ＩＧＢＴＱ５、Ｑ６のゲートは、コンバータ制御部１０３（制御信号ＳＱ１〜ＳＱ６）で制御される。
なお、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４においては、それぞれのＭＯＳＦＥＴに逆並列にダイオードが表記されているが、これらのダイオードは、ＭＯＳＦＥＴの構造から生ずる寄生ダイオードである。
The smoothing capacitor C1 is a large-capacity electrolytic capacitor. The positive side of the smoothing capacitor C1 is connected to the DC power source
Further, MOSFETs Q1 to Q4 and gates of IGBTs Q5 and Q6 are controlled by converter control unit 103 (control signals SQ1 to SQ6).
In the MOSFETs Q1 to Q4, diodes are written in antiparallel to the respective MOSFETs, but these diodes are parasitic diodes generated from the structure of the MOSFETs.
以上のダイオードＤ１〜Ｄ４と、Ｎ型のＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４と、ＩＧＢＴＱ５〜Ｑ６、および第１、第２の交流リアクトルＬ１、Ｌ２と平滑コンデンサＣ１とによって、交流電力（電圧）を直流電力（電圧）に変換するコンバータの主回路（コンバータ主回路１００）が構成されている。
なお、前記の各回路素子の主たる役目についてであるが、ダイオードＤ１〜Ｄ４は、ダイオードブリッジ回路を構成して、交流電力（電圧）を直流電力（電圧）に整流するものである。ただし、ダイオード（Ｄ１〜Ｄ４）は、順方向においてもＰＮ接合による接触電位の順方向電圧降下の電圧ドロップがある。
The above-described diodes D1 to D4, N-type MOSFETs Q1 to Q4, IGBTs Q5 to Q6, the first and second AC reactors L1 and L2, and the smoothing capacitor C1 convert AC power (voltage) into DC power (voltage). The main circuit (converter main circuit 100) of the converter for converting to the above is configured.
As for the main role of each circuit element, the diodes D1 to D4 constitute a diode bridge circuit and rectify AC power (voltage) into DC power (voltage). However, the diodes (D1 to D4) have a voltage drop due to a forward voltage drop of the contact potential due to the PN junction even in the forward direction.
また、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４は、同期整流（同期整流制御）を行うことによって、ダイオードブリッジ回路（ダイオードＤ１〜Ｄ４）における前記の電圧ドロップによる導通損を低減する。
また、ＩＧＢＴＱ５〜Ｑ６と、第１、第２の交流リアクトルＬ１、Ｌ２は、第１の交流電源入力端子１１１と第２の交流電源入力端子１１２（もしくは第３の交流電源入力端子１１３）との間の交流電力、つまり交流電源Ｖ１側の交流電力の力率を改善するためである。
また、平滑コンデンサＣ１は、直流電力（電圧）の平滑化と安定化を図るための回路素子である。
The MOSFETs Q1 to Q4 reduce the conduction loss due to the voltage drop in the diode bridge circuit (diodes D1 to D4) by performing synchronous rectification (synchronous rectification control).
The IGBTs Q5 to Q6 and the first and second AC reactors L1 and L2 are connected to the first AC
The smoothing capacitor C1 is a circuit element for smoothing and stabilizing the DC power (voltage).
次に、コンバータ主回路１００以外の直流電源装置１０における各回路の構成について説明する。
入力電流検出部１０１は、前記のように第２の交流電源入力端子１１２と第３の交流電源入力端子１１３の間に備えられている。そして、入力電流検出部１０１は、交流電源Ｖ１から直流電源装置１０に入力する入力電流を検出する機能を有している。実際には、例えば、カレントトランスなどが用いられる。
入力電流判定部１０２は、入力電流検出部１０１の出力信号を入力し、入力電流検出部１０１が検出した電流値と、予め設定された閾値との大小関係を判定する機能を有している。
負荷検出部１０４は、直流電源負極端子１２２と負荷２０１との間に備えられている。そして、負荷２０１に流れる電流や、その他の特性、例えば負荷２０１がモータの場合には回転速度（回転数／時間）などを検出する機能を有している。負荷検出部１０４は、例えば、シャント抵抗を備えている。
負荷判定部１０５は、負荷検出部１０４の出力信号を入力し、負荷検出部１０４によって検出した検出値と、予め設定された閾値との大小関係を判定する機能を有している。
Next, the configuration of each circuit in DC
The input
The input
The
The
直流電圧検出部１０６は、その入力端子が直流電源正極端子１２１と直流電源負極端子１２２とに接続されていて、直流電源装置１０の出力電圧を検出する機能を有している。
ゼロクロス検出部１０７は、その入力端子が第１の交流電源入力端子１１１と第２の交流電源入力端子１１２とに接続されていて、交流電源Ｖ１の電圧のゼロクロスを検出する機能を有している。
ゼロクロス判定部１０８は、ゼロクロス検出部１０７の出力信号を入力し、ゼロクロス検出部１０７の検出値によって、交流電源Ｖ１の電圧のゼロクロスを判定する機能を有している。
コンバータ制御部１０３は、入力電流判定部１０２と負荷判定部１０５と直流電圧検出部１０６とゼロクロス判定部１０８とから送信された結果に応じて、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４、ＩＧＢＴＱ５、Ｑ６に制御信号（ＳＱ１〜ＳＱ６）を生成し、送信する機能を有している。
The DC
The zero
The zero
The
なお、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４は、例えばスーパー・ジャンクション構造のＭＯＳＦＥＴや、ＳiＣ−ＭＯＳＦＥＴ（ＳiＣ・ＭＯＳＦＥＴ）等の低損失のＭＯＳＦＥＴが、より適している。
また、負荷２０１としては、例えばＡＣモータ（交流モータ）を駆動するためのインバータ（直流電力を交流電力に変換）等がある。
As the MOSFETs Q1 to Q4, for example, super-junction structure MOSFETs or low-loss MOSFETs such as SiC-MOSFETs (SiC-MOSFETs) are more suitable.
Examples of the
＜直流電源装置の動作１：コンバータ動作＞
次に本発明の直流電源装置の動作と特性について説明する。まず、「直流電源装置の動作１」として、コンバータ動作（コンバータ主回路１００の動作）と特性を、図２〜図５を参照して説明する。
なお、図２〜図５は、コンバータ動作をわかりやすく説明するために、図１に示した直流電源装置を簡略化して、コンバータ主回路１００を主体として示した図である。
そのため、図１で示した入力電流検出部１０１、入力電流判定部１０２、コンバータ制御部１０３、負荷検出部１０４、負荷判定部１０５、直流電圧検出部１０６、ゼロクロス検出部１０７、ゼロクロス判定部１０８については、表記を省略している。
<Operation of DC power supply device 1: Converter operation>
Next, the operation and characteristics of the DC power supply device of the present invention will be described. First, as “
2 to 5 are diagrams showing the converter
Therefore, the input
＜コンバータ動作の概要＞
本発明の第１実施形態の直流電源装置１０のコンバータ（コンバータ回路、コンバータ主回路１００）は、全波整流動作（全波整流制御、同期整流制御、パッシブ動作時）と力率改善動作（力率改善制御、アクティブ動作時）を併せて行う。
また、全波整流動作においては、いわゆる同期整流（同期整流制御）を行っている。すなわち１周期のうち正のサイクルのときに、コンバータ（コンバータ主回路１００）が全波整流を行う場合（パッシブ動作時）には、ＭＯＳＦＥＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ４はオン（ＯＮ）する。
また、負のサイクルの場合に、コンバータが全波整流を行うとき（パッシブ動作時）には、ＭＯＳＦＥＴＱ２とＭＯＳＦＥＴＱ３はオンする。
つまり、コンバータ主回路１００は、基本的には、ダイオードＤ１〜Ｄ４によるダイオードブリッジ（Ｄ１〜Ｄ４）によって全波整流を行うが、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４をダイオードＤ１〜Ｄ４にそれぞれ並列に接続し、ダイオードＤ１〜Ｄ４に順方向電流が流れるタイミングで、それぞれＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４をオンすることによって、ダイオードＤ１〜Ｄ４の順方向電圧降下による電圧損失や電力損失を補い、全波整流の効率を高めるものである。
<Overview of converter operation>
The converter (converter circuit, converter main circuit 100) of the DC
In the full-wave rectification operation, so-called synchronous rectification (synchronous rectification control) is performed. That is, when the converter (converter main circuit 100) performs full-wave rectification during the positive cycle of one cycle (at the time of passive operation), MOSFET Q1 and MOSFET Q4 are turned on.
In the case of a negative cycle, when the converter performs full wave rectification (passive operation), the MOSFET Q2 and the MOSFET Q3 are turned on.
That is, the converter
また、この全波整流の工程において、発生する高調波やリップルが直流電源装置１０の入力側（交流電源Ｖ１側）に悪影響を与える場合がある。この高調波やリップルを除き、力率を改善するために、コンバータ制御部１０３が第１、第２の交流リアクトルＬ１、Ｌ２をＩＧＢＴＱ５、Ｑ６（およびＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４）を適切にオン・オフ（ＯＮ／ＯＦＦ）、すなわちアクティブ動作をさせる。
次に、正負のそれぞれのサイクルにおける同期整流制御（パッシブ動作時）と力率改善制御（アクティブ動作時）とに場合を分けて、各動作を説明する。
Further, in this full-wave rectification process, the generated harmonics and ripples may adversely affect the input side (AC power supply V1 side) of the DC
Next, each operation will be described by dividing the case into synchronous rectification control (in passive operation) and power factor improvement control (in active operation) in each positive and negative cycle.
《動作状態１：交流電源Ｖ１の電圧が正のサイクルでコンバータがパッシブ動作時》
図２は、交流電源Ｖ１の電圧が正のサイクルでコンバータ（コンバータ主回路１００）がパッシブ動作の場合の電流の経路を示す図である。
図２に示すように、ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ４はオン状態、ＭＯＳＦＥＴＱ２、Ｑ３、ＩＧＢＴＱ５、Ｑ６はオフ（ＯＦＦ）状態である。そのため、
交流電源Ｖ１⇒第１の交流リアクトルＬ１⇒ダイオードＤ１、ＭＯＳＦＥＴＱ１⇒平滑コンデンサＣ１⇒ダイオードＤ４、ＭＯＳＦＥＴＱ４⇒交流電源Ｖ１、
という経路で電流は流れる。
ここで、ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ４は、交流電源Ｖ１の電圧のゼロクロスを基準にして正のサイクルの間はオン状態となる。このとき、ローサイド（直流電源負極端子１２２側）のＭＯＳＦＥＴＱ４とダイオードＤ４に関して、並列に接続しているダイオードＤ４よりも電圧ドロップの小さいＭＯＳＦＥＴＱ４の方に電流は多く流れる、いわゆる同期整流を行っているため、本発明の直流電源装置（１０）は低損失動作が可能である。
<< Operation state 1: When the voltage of AC power supply V1 is a positive cycle and the converter is in passive operation >>
FIG. 2 is a diagram showing a current path when the voltage of AC power supply V1 is a positive cycle and the converter (converter main circuit 100) is in a passive operation.
As shown in FIG. 2, MOSFETs Q1 and Q4 are on, and MOSFETs Q2, Q3, IGBTs Q5 and Q6 are off. for that reason,
AC power supply V1⇒first AC reactor L1⇒diode D1, MOSFETQ1⇒smoothing capacitor C1⇒diode D4, MOSFETQ4⇒AC power supply V1,
Current flows through the path.
Here, the MOSFETs Q1 and Q4 are turned on during a positive cycle with reference to the zero cross of the voltage of the AC power supply V1. At this time, with respect to the MOSFET Q4 and the diode D4 on the low side (DC power supply
《動作状態２：交流電源Ｖ１の電圧が負のサイクルでコンバータがパッシブ動作時》
図３は、交流電源Ｖ１の電圧が負のサイクルでコンバータ（コンバータ主回路１００）がパッシブ動作の場合の電流の経路を示す図である。
図３に示すように、ＭＯＳＦＥＴＱ２、Ｑ３はオン状態、ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ４、ＩＧＢＴＱ５、Ｑ６はオフ状態である。そのため、
交流電源Ｖ１⇒第２の交流リアクトルＬ２⇒ダイオードＤ２、ＭＯＳＦＥＴＱ２⇒平滑コンデンサＣ１⇒ダイオードＤ３、ＭＯＳＦＥＴＱ３⇒交流電源Ｖ１、
という経路で電流は流れる。
動作状態１と同様にＭＯＳＦＥＴＱ２、Ｑ３は、交流電源Ｖ１の電圧のゼロクロスを基準にして正のサイクルの間はオン状態となり、同期整流を行うために低損失動作が可能である。
<< Operation state 2: When the voltage of the AC power supply V1 is negative and the converter is in passive operation >>
FIG. 3 is a diagram illustrating a current path when the voltage of the AC power supply V1 is a negative cycle and the converter (converter main circuit 100) is in a passive operation.
As shown in FIG. 3, MOSFETs Q2 and Q3 are on, and MOSFETs Q1 and Q4, IGBTs Q5 and Q6 are off. for that reason,
AC power source V1⇒second AC reactor L2⇒diode D2, MOSFET Q2⇒smoothing capacitor C1⇒diode D3, MOSFET Q3⇒AC power source V1,
Current flows through the path.
As in the
ここで、交流電源Ｖ１の電圧が正のサイクルの場合に、電流は第１の交流リアクトルＬ１にのみ通流する。
また、交流電源電圧が負のサイクルの場合に、電流は第２の交流リアクトルＬ２にのみ通流する。
つまり、交流電源Ｖ１の電圧の極性が変わっても、電流は片側の交流リアクトルにのみ通流している。さらに通流方向をみると、それぞれの交流リアクトルが直列接続されているダイオードＤ１、Ｄ２のアノードに向かって流れる一方向のみである。
すなわち第１の交流リアクトルＬ１と第２の交流リアクトルＬ２で発生する磁界、磁束密度の極性が変化することはない。
このため、ヒステリシスループは、後記する図１０に示すような軌跡（５１Ａ、５１Ｂ）とヒステリシス損失を示す領域５１Ｓで変化する。これは、後記する比較例の図１４の直流電源装置３０のヒステリシスループ（４１Ａ、４１Ｂ：図１９）である斜線部（領域４１Ｓ）と比較してヒステリシス損失を低減することが可能となる。
なお、図１０、図１４、図１９の詳細については、後記する。
Here, when the voltage of the AC power supply V1 is a positive cycle, the current flows only through the first AC reactor L1.
In addition, when the AC power supply voltage is a negative cycle, the current flows only through the second AC reactor L2.
That is, even if the polarity of the voltage of the AC power supply V1 changes, the current flows only through the AC reactor on one side. Looking further at the flow direction, there is only one direction in which each AC reactor flows toward the anodes of the diodes D1 and D2 connected in series.
That is, the polarities of the magnetic field and magnetic flux density generated in the first AC reactor L1 and the second AC reactor L2 do not change.
For this reason, the hysteresis loop changes in a locus (51A, 51B) as shown in FIG. 10 to be described later and a
Details of FIGS. 10, 14, and 19 will be described later.
《動作状態３：交流電源Ｖ１の電圧が正のサイクルでコンバータがアクティブ動作時》
図４は、交流電源Ｖ１の電圧が正のサイクルでコンバータ（コンバータ主回路１００）がアクティブ動作の場合の電流の経路を示す図である。
図４に示すように、ＭＯＳＦＥＴＱ２、Ｑ３、ＩＧＢＴＱ６はオフ状態、ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ４、ＩＧＢＴＱ５はオン状態となる。そのため、
交流電源Ｖ１⇒第１の交流リアクトルＬ１⇒ＩＧＢＴＱ５⇒交流電源Ｖ１、
という経路で電流は流れる。
なお、ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ４はオンであっても、ＭＯＳＦＥＴＱ１（ダイオードＤ１）⇒平滑コンデンサＣ１⇒ＭＯＳＦＥＴＱ４（ダイオードＤ４）の経路に電流は殆ど流れない。その理由は、ＩＧＢＴＱ５がオンしていると、前記のように、交流電源Ｖ１⇒第１の交流リアクトルＬ１⇒ＩＧＢＴＱ５⇒交流電源Ｖ１、という経路の方が、圧倒的に電流が流れやすいからである。
<< Operation state 3: When the voltage of the AC power supply V1 is positive and the converter is in active operation >>
FIG. 4 is a diagram showing a current path when the voltage of AC power supply V1 is a positive cycle and the converter (converter main circuit 100) is in an active operation.
As shown in FIG. 4, MOSFETs Q2, Q3, and IGBTQ6 are turned off, and MOSFETs Q1, Q4, and IGBTQ5 are turned on. for that reason,
AC power supply V1⇒first AC reactor L1⇒IGBTQ5⇒AC power supply V1,
Current flows through the path.
Even if the MOSFETs Q1 and Q4 are turned on, almost no current flows through the path of MOSFET Q1 (diode D1) → smoothing capacitor C1 → MOSFET Q4 (diode D4). The reason is that when the IGBT Q5 is turned on, as described above, the path of the AC power supply V1 → the first AC reactor L1 → the IGBTQ5 → the AC power supply V1 tends to flow overwhelmingly. .
《動作状態４：交流電源Ｖ１の電圧が負のサイクルでコンバータがアクティブ動作時》
図５は、交流電源Ｖ１の電圧が負のサイクルでコンバータ（コンバータ主回路１００）がアクティブ動作の場合の電流の経路を示す図である。
図５に示すように、ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ４、ＩＧＢＴＱ５はオフ状態、ＭＯＳＦＥＴＱ２、Ｑ３、ＩＧＢＴＱ６はオン状態となる。そのため、
交流電源Ｖ１⇒第２の交流リアクトルＬ２⇒ＩＧＢＴＱ６⇒交流電源Ｖ１、
という経路で電流は流れる。
なお、ＭＯＳＦＥＴＱ２、Ｑ３はオンであっても、ＭＯＳＦＥＴＱ２（ダイオードＤ２）⇒平滑コンデンサＣ１⇒ＭＯＳＦＥＴＱ３（ダイオードＤ３）の経路に電流は殆ど流れない。これは、ＩＧＢＴＱ６がオンしていると、前記のように、交流電源Ｖ１⇒第２の交流リアクトルＬ２⇒ＩＧＢＴＱ６⇒交流電源Ｖ１、という経路の方が、圧倒的に電流が流れやすいからである。
<< Operation state 4: When the voltage of the AC power supply V1 is negative and the converter is in active operation >>
FIG. 5 is a diagram showing a current path when the converter (converter main circuit 100) is in an active operation in a cycle in which the voltage of the AC power supply V1 is negative.
As shown in FIG. 5, MOSFETs Q1, Q4, and IGBTQ5 are turned off, and MOSFETs Q2, Q3, and IGBTQ6 are turned on. for that reason,
AC power source V1⇒second AC reactor L2⇒IGBTQ6⇒AC power source V1,
Current flows through the path.
Even if the MOSFETs Q2 and Q3 are turned on, almost no current flows through the path of MOSFET Q2 (diode D2) → smoothing capacitor C1 → MOSFET Q3 (diode D3). This is because, when the IGBT Q6 is turned on, as described above, the path of the AC power supply V1 → the second AC reactor L2 → the IGBTQ6 → the AC power supply V1 is overwhelmingly more likely to flow.
＜全波整流の同期制御と力率改善制御のパルスパターン＞
次に、全波整流の同期制御と力率改善制御におけるＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４、ＩＧＢＴＱ５、Ｑ６をそれぞれ制御するＱ１〜Ｑ６（図１のＳＱ１〜ＳＱ６）のパルスパターンと、そのときのコンバータ主回路１００の交流入力端子側の電流波形Ｉｉｎについて説明する。
<Pulse pattern of full-wave rectification synchronous control and power factor correction control>
Next, the pulse patterns of Q1 to Q6 (SQ1 to SQ6 in FIG. 1) for controlling MOSFETs Q1 to Q4, IGBTs Q5 and Q6 in full wave rectification synchronous control and power factor improvement control, respectively, and converter
《全波整流の同期整流制御のみの場合》
図６は、全波整流の同期制御のみの場合のＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４、ＩＧＢＴＱ５、Ｑ６をそれぞれ制御するＱ１〜Ｑ６（図１のＳＱ１〜ＳＱ６）のパルスパターンと、そのときのコンバータ主回路１００の交流入力端子側の電流波形Ｉｉｎを示す図である。なお、横軸方向は、時間の推移である。
図６において、Ｑ１、Ｑ４（パルス）で示す信号波形は、同一の波形であって、それぞれＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ４のゲートを制御する制御信号の波形である。また、Ｑ２、Ｑ３（パルス）で示す信号波形は、同一の波形であって、それぞれＭＯＳＦＥＴＱ２、Ｑ３のゲートを制御する制御信号の波形である。
また、Ｑ５、Ｑ６（パルス）で示す信号波形は、それぞれＩＧＢＴＱ５、Ｑ６のゲートを制御する制御信号の波形である。
また、Ｉｉｎ（電流）で示す電流波形は、コンバータ主回路１００の交流入力端子側（例えば、第３の交流電源入力端子１１３）に流れる電流波形である。
<Only for full-wave rectification synchronous rectification control>
FIG. 6 shows pulse patterns of Q1 to Q6 (SQ1 to SQ6 in FIG. 1) for controlling MOSFETs Q1 to Q4, IGBTs Q5 and Q6, respectively, in the case of only full-wave rectification synchronous control, and the alternating current of converter
In FIG. 6, signal waveforms indicated by Q1 and Q4 (pulses) are the same waveform, and are control signal waveforms for controlling the gates of the MOSFETs Q1 and Q4, respectively. The signal waveforms indicated by Q2 and Q3 (pulses) are the same waveform, and are the waveforms of control signals for controlling the gates of the MOSFETs Q2 and Q3, respectively.
The signal waveforms indicated by Q5 and Q6 (pulses) are control signal waveforms for controlling the gates of the IGBTs Q5 and Q6, respectively.
A current waveform indicated by Iin (current) is a current waveform that flows on the AC input terminal side (for example, the third AC power supply input terminal 113) of the converter
Ｑ１、Ｑ４が正電位（Ｈｉｇｈ）のとき（ｔｏｎ区間）、ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ４は、オンする。このとき、Ｑ２、Ｑ３が負電位（Ｌｏｗ）であって、ＭＯＳＦＥＴＱ２、Ｑ３は、オフしている。
また、Ｑ２、Ｑ３が正電位（Ｈｉｇｈ）のとき（ｔｏｎ区間）、ＭＯＳＦＥＴＱ２、Ｑ３は、オンする。このとき、Ｑ１、Ｑ４が負電位（Ｌｏｗ）であって、ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ４は、オフしている。
なお、Ｑ１、Ｑ４が負電位（Ｌｏｗ）のｔｏｆｆ区間とＱ２、Ｑ３が負電位（Ｌｏｗ）のｔｏｆｆ区間には、共に負電位（Ｌｏｗ）となるΔｔの区間（ｄｅａｄ ｔｉｍｅ）がある。
When Q1 and Q4 are positive potential (High) (ton interval), the MOSFETs Q1 and Q4 are turned on. At this time, Q2 and Q3 are at a negative potential (Low), and the MOSFETs Q2 and Q3 are off.
Further, when Q2 and Q3 are at a positive potential (High) (ton interval), the MOSFETs Q2 and Q3 are turned on. At this time, Q1 and Q4 are negative potentials (Low), and the MOSFETs Q1 and Q4 are off.
There is a Δt interval (dead time) in which both Q1 and Q4 are negative potentials (Low) and Q2 and Q3 are negative potentials (Low) and both are negative potentials (Low).
以上のＱ１、Ｑ４とＱ２、Ｑ３の制御信号によって、ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ４とＭＯＳＦＥＴＱ２、Ｑ３とが交互にオン・オフを繰り返して、全波整流の同期整流（同期整流制御）を行う。
なお、全波整流はダイオードＤ１〜Ｄ４によって構成されるダイオードブリッジによって行われるが、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４によって行われる全波整流の同期整流制御によって、前記したように、さらに電力効率が高まる。
また、前記のように、Ｑ１、Ｑ４のｔｏｆｆ区間とＱ２、Ｑ３のｔｏｆｆ区間が重なるΔｔの区間（ｄｅａｄ ｔｉｍｅ）を設けている。
このΔｔの区間を設けているのは、信号のオン・オフの切換え時にＭＯＳＦＥＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ３が、過渡的に共にオン（あるいはＭＯＳＦＥＴＱ２とＭＯＳＦＥＴＱ４が共にオン）して、ＭＯＳＦＥＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ３間（あるいはＭＯＳＦＥＴＱ２とＭＯＳＦＥＴＱ４間）に短絡電流（ショート電流、貫通電流）が流れるのを防ぐためである。
The MOSFETs Q1, Q4 and the MOSFETs Q2, Q3 are alternately turned on and off alternately by the control signals of Q1, Q4, Q2, and Q3 described above to perform synchronous rectification (synchronous rectification control) of full-wave rectification.
Note that full-wave rectification is performed by a diode bridge composed of diodes D1 to D4. However, as described above, the power efficiency is further improved by the synchronous rectification control of full-wave rectification performed by the MOSFETs Q1 to Q4.
Further, as described above, a Δt interval (dead time) is provided in which the toff interval of Q1 and Q4 and the toff interval of Q2 and Q3 overlap.
This Δt interval is provided because the MOSFET Q1 and the MOSFET Q3 are both turned on transiently (or both the MOSFET Q2 and the MOSFET Q4 are turned on) when the signal is switched on and off, and between the MOSFET Q1 and the MOSFET Q3 (or the MOSFET Q2 and the MOSFET Q4). This is to prevent a short-circuit current (short-circuit current, through-current) from flowing between.
また、Ｑ５、Ｑ６は、全区間で負電位（Ｌｏｗ）であって、ＩＧＢＴＱ５、Ｑ６は、オフしている。すなわち、力率改善制御は行っていない。
このときのＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４による全波整流の同期整流制御のみの場合におけるコンバータ主回路１００の交流入力端子側（例えば、第３の交流電源入力端子１１３）に流れる電流波形を、Ｉｉｎ（電流）として図６の最下段に示している。
図６における全波整流の同期整流制御のみの電流波形であるＩｉｎ（電流）は、電流が全く流れない区間もあって、純粋な正弦波形ではなく、交流電圧と交流電流の関係である力率は、交流電源Ｖ１が当初、供給する電力に比較すれば、低下している。
Further, Q5 and Q6 are negative potentials (Low) in all sections, and the IGBTs Q5 and Q6 are off. That is, power factor improvement control is not performed.
At this time, the current waveform flowing on the AC input terminal side (for example, the third AC power supply input terminal 113) of the converter
In FIG. 6, Iin (current), which is a current waveform of only full-wave rectification synchronous rectification control, is not a pure sine waveform, because there is a section where no current flows at all. Is lower than the power supplied initially by the AC power supply V1.
《全波整流の同期整流制御と力率改善制御が１ショットの場合》
図７は、全波整流の同期整流制御と力率改善制御が１ショットの場合のＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４、ＩＧＢＴＱ５、Ｑ６をそれぞれ制御するＱ１〜Ｑ６のパルスパターンと、そのときのコンバータ主回路１００の交流入力端子側の電流波形Ｉｉｎを示す図である。
図７が図６と異なるのは、Ｑ５、Ｑ６（パルス）で示す信号波形と、電流波形Ｉｉｎである。その他については、図７と図６とは、同一であるので、重複する説明は省略する。
図７において、Ｑ５（パルス）は、Ｑ１、Ｑ４（パルス）が正電位（Ｈｉｇｈ）のタイミングで短いパルス（ｔｏｎ１）を１発、発生する。また、Ｑ６（パルス）は、Ｑ２、Ｑ３（パルス）が正電位（Ｈｉｇｈ）のタイミングで短いパルス（ｔｏｎ１）を１発、発生する。
Ｑ５（パルス）がパルス（ｔｏｎ１）を発生すると、ＩＧＢＴＱ５がパルス（ｔｏｎ１）の間だけオンして、第１の交流電源入力端子１１１と第３の交流電源入力端子１１３との間に交流リアクトルＬ１がつながる。
<When full-wave rectification synchronous rectification control and power factor improvement control are one shot>
FIG. 7 shows the pulse patterns of Q1 to Q6 for controlling MOSFETs Q1 to Q4, IGBTs Q5 and Q6, respectively, and the AC of converter
FIG. 7 differs from FIG. 6 in the signal waveforms indicated by Q5 and Q6 (pulses) and the current waveform Iin. Other than that, FIG. 7 and FIG. 6 are the same, and redundant description is omitted.
In FIG. 7, Q5 (pulse) generates one short pulse (ton1) at the timing when Q1 and Q4 (pulse) are positive potentials (High). In addition, Q6 (pulse) generates one short pulse (ton1) at the timing when Q2 and Q3 (pulse) are positive potentials (High).
When Q5 (pulse) generates a pulse (ton1), the IGBT Q5 is turned on only during the pulse (ton1), and the AC reactor L1 is connected between the first AC
また、Ｑ６（パルス）がパルス（ｔｏｎ１）を発生すると、ＩＧＢＴＱ６がパルス（ｔｏｎ１）の間だけオンして、第３の交流電源入力端子１１３と第１の交流電源入力端子１１１との間に交流リアクトルＬ２がつながる。
この交流リアクトルＬ１、Ｌ２において、電気エネルギーの蓄積と放出が行われる。交流リアクトルＬ１、Ｌ２をＩＧＢＴＱ５、Ｑ６で第１の交流電源入力端子１１１と第３の交流電源入力端子１１３との間を短いパルス（ｔｏｎ１）でつなげることにより、コンバータ主回路１００の交流入力端子側に流れるＩｉｎ（電流）は、図７で示した電流波形となる。
以上の動作によって、Ｉｉｎ（電流）の波形は、図６の波形から、図７の波形に変化する。図７の電流波形は、図６の電流波形と比較して、交流入力端子側の力率は改善されている。
Further, when Q6 (pulse) generates a pulse (ton1), the IGBT Q6 is turned on only during the pulse (ton1), and an alternating current is generated between the third AC
In the AC reactors L1 and L2, electric energy is stored and released. By connecting the AC reactors L1 and L2 with IGBTs Q5 and Q6 between the first AC
With the above operation, the waveform of Iin (current) changes from the waveform of FIG. 6 to the waveform of FIG. In the current waveform of FIG. 7, the power factor on the AC input terminal side is improved as compared with the current waveform of FIG.
《全波整流の同期整流制御と力率改善制御が２ショットの場合》
図８は、全波整流の同期整流制御と力率改善制御が２ショットの場合のＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４、ＩＧＢＴＱ５、Ｑ６をそれぞれ制御するＱ１〜Ｑ６のパルスパターンと、そのときのコンバータ主回路１００の交流入力端子側の電流波形Ｉｉｎを示す図である。
図８が図７と異なるのは、Ｑ５、Ｑ６（パルス）で示す信号波形と、電流波形Ｉｉｎである。その他については、図８と図７とは、同一であるので、重複する説明は省略する。
図８において、Ｑ５（パルス）は、Ｑ１、Ｑ４（パルス）が正電位（Ｈｉｇｈ）のタイミングで短いパルスを２発（ｔｏｎ１、ｔｏｎ２）、発生する。また、Ｑ６（パルス）は、Ｑ２、Ｑ３（パルス）が正電位（Ｈｉｇｈ）のタイミングで短いパルスを２発（ｔｏｎ１、ｔｏｎ２）、発生する。
Ｑ５（パルス）がパルス（ｔｏｎ１、ｔｏｎ２）を発生すると、ＩＧＢＴＱ５がパルス（ｔｏｎ１、ｔｏｎ２）の間だけオンして、第１の交流電源入力端子１１１と第３の交流電源入力端子１１３との間に交流リアクトルＬ１がつながる。
<When full-wave rectification synchronous rectification control and power factor improvement control are 2 shots>
FIG. 8 shows pulse patterns of Q1 to Q6 for controlling MOSFETs Q1 to Q4 and IGBTs Q5 and Q6, respectively, when the full-wave rectification synchronous rectification control and power factor correction control are two shots, and the alternating current of the converter
FIG. 8 differs from FIG. 7 in the signal waveforms indicated by Q5 and Q6 (pulses) and the current waveform Iin. Other than that, FIG. 8 and FIG. 7 are the same, and redundant description is omitted.
In FIG. 8, Q5 (pulse) generates two short pulses (ton1, ton2) at timings when Q1 and Q4 (pulse) are positive potentials (High). In addition, Q6 (pulse) generates two short pulses (ton1, ton2) at timings when Q2 and Q3 (pulse) are positive potentials (High).
When Q5 (pulse) generates a pulse (ton1, ton2), the IGBT Q5 is turned on only during the pulse (ton1, ton2), and between the first AC
また、Ｑ６（パルス）がパルス（ｔｏｎ１、ｔｏｎ２）を発生すると、ＩＧＢＴＱ６がパルス（ｔｏｎ１、ｔｏｎ２）の間だけオンして、第３の交流電源入力端子１１３と第１の交流電源入力端子１１１との間に交流リアクトルＬ２がつながる。
なお、以上のｔｏｎ１、ｔｏｎ２との間にｔｏｎ１≧ｔｏｎ２の関係がある。
この交流リアクトルＬ１、Ｌ２をＩＧＢＴＱ５、Ｑ６で第１の交流電源入力端子１１１と第３の交流電源入力端子１１３との間を短いパルス（ｔｏｎ１、ｔｏｎ２）でつなげることにより、コンバータ主回路１００の交流入力端子側に流れるＩｉｎ（電流）は、図８で示した電流波形となる。
以上の動作によって、Ｉｉｎ（電流）の波形は、図７の波形から、図８の波形に変化する。図８の電流波形は、図７の電流波形と比較して、交流入力端子側の力率は、さらに改善されている。
When Q6 (pulse) generates pulses (ton1, ton2), the IGBT Q6 is turned on only during the pulses (ton1, ton2), and the third AC
There is a relationship of ton1 ≧ ton2 between the above ton1 and ton2.
By connecting the AC reactors L1 and L2 with IGBTs Q5 and Q6 between the first AC
With the above operation, the waveform of Iin (current) changes from the waveform of FIG. 7 to the waveform of FIG. In the current waveform in FIG. 8, the power factor on the AC input terminal side is further improved as compared with the current waveform in FIG.
《全波整流の同期整流制御と力率改善制御が３ショットの場合》
図９は、全波整流の同期整流制御と力率改善制御が３ショットの場合のＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４、ＩＧＢＴＱ５、Ｑ６をそれぞれ制御するＱ１〜Ｑ６のパルスパターンと、そのときのコンバータ主回路１００の交流入力端子側の電流波形Ｉｉｎを示す図である。
図９が図８と異なるのは、Ｑ５、Ｑ６（パルス）で示す信号波形と、電流波形Ｉｉｎである。その他については、図９と図８とは、同一であるので、重複する説明は省略する。
図９において、Ｑ５（パルス）は、Ｑ１、Ｑ４（パルス）が正電位（Ｈｉｇｈ）のタイミングで短いパルスを３発（ｔｏｎ１、ｔｏｎ２、ｔｏｎ３）、発生する。また、Ｑ６（パルス）は、Ｑ２、Ｑ３（パルス）が正電位（Ｈｉｇｈ）のタイミングで短いパルスを３発（ｔｏｎ１、ｔｏｎ２、ｔｏｎ３）、発生する。
Ｑ５（パルス）がパルス（ｔｏｎ１、ｔｏｎ２、ｔｏｎ３）を発生すると、ＩＧＢＴＱ５がパルス（ｔｏｎ１、ｔｏｎ２、ｔｏｎ３）の間だけオンして、第１の交流電源入力端子１１１と第３の交流電源入力端子１１３との間に交流リアクトルＬ１がつながる。
<< When full-wave rectification synchronous rectification control and power factor improvement control are 3 shots >>
FIG. 9 shows pulse patterns of Q1 to Q6 for controlling MOSFETs Q1 to Q4, IGBTs Q5 and Q6 when the synchronous rectification control and power factor improvement control of full wave rectification are three shots, and the AC of converter
9 differs from FIG. 8 in the signal waveforms indicated by Q5 and Q6 (pulses) and the current waveform Iin. Other than that, FIG. 9 and FIG. 8 are the same, and redundant description is omitted.
In FIG. 9, Q5 (pulse) generates three short pulses (ton1, ton2, and ton3) at the timing when Q1 and Q4 (pulse) are positive potentials (High). Further, Q6 (pulse) generates three short pulses (ton1, ton2, and ton3) at the timing when Q2 and Q3 (pulse) are positive potentials (High).
When Q5 (pulse) generates pulses (ton1, ton2, ton3), the IGBT Q5 is turned on only during the pulses (ton1, ton2, ton3), and the first AC
また、Ｑ６（パルス）がパルス（ｔｏｎ１、ｔｏｎ２、ｔｏｎ３）を発生すると、ＩＧＢＴＱ６がパルス（ｔｏｎ１、ｔｏｎ２、ｔｏｎ３）の間だけオンして、第３の交流電源入力端子１１３と第１の交流電源入力端子１１１との間に交流リアクトルＬ２がつながる。
なお、以上のｔｏｎ１、ｔｏｎ２、ｔｏｎ３との間にｔｏｎ１≧ｔｏｎ２≧ｔｏｎ３の関係がある。
この交流リアクトルＬ１、Ｌ２をＩＧＢＴＱ５、Ｑ６で第１の交流電源入力端子１１１と第３の交流電源入力端子１１３との間を短いパルス（ｔｏｎ１、ｔｏｎ２、ｔｏｎ３）でつなげることにより、コンバータ主回路１００の交流入力端子側に流れるＩｉｎ（電流）は、図９で示した電流波形となる。
以上の動作によって、Ｉｉｎ（電流）の波形は、図８の波形から、図９の波形に変化する。図９の電流波形は、図８の電流波形と比較して、交流入力端子側の力率は、さらに改善されている。
When Q6 (pulse) generates a pulse (ton1, ton2, ton3), the IGBT Q6 is turned on only during the pulse (ton1, ton2, ton3), and the third AC power
There is a relationship of ton1 ≧ ton2 ≧ ton3 among the above ton1, ton2, and ton3.
By connecting these AC reactors L1, L2 with IGBTs Q5, Q6 between the first AC
With the above operation, the waveform of Iin (current) changes from the waveform of FIG. 8 to the waveform of FIG. In the current waveform in FIG. 9, the power factor on the AC input terminal side is further improved as compared with the current waveform in FIG. 8.
＜第１実施形態の直流電源装置のヒステリシス特性＞
次に、本発明の第１実施形態の直流電源装置１０の第１、第２の交流リアクトル（Ｌ１、Ｌ２）のヒステリシス特性について説明する。
図１０は、図１における直流電源装置１０に用いられる第１、第２の交流リアクトルＬ１、Ｌ２のヒステリシス特性とヒステリシス損を示す図である。
図１０において、横軸は磁性体（リアクトル、交流リアクトル）に加える外部磁界Ｈであり、縦軸は磁束密度Ｂである。また、特性線５１Ａ、５１Ｂは、第１実施形態の直流電源装置１０の第１、第２の交流リアクトルＬ１、Ｌ２のヒステリシス特性である。また、特性線４１Ａ、４１Ｂは、後記する比較例のように、交流リアクトル（Ｌ３：図１４）の両端に大きな電圧が印加された結果、外部磁界Ｈが正負の方向に大きく印加されたときのヒステリシス特性である。
<Hysteresis Characteristics of DC Power Supply Device of First Embodiment>
Next, the hysteresis characteristics of the first and second AC reactors (L1, L2) of the DC
FIG. 10 is a diagram showing hysteresis characteristics and hysteresis loss of the first and second AC reactors L1 and L2 used in the DC
In FIG. 10, the horizontal axis represents the external magnetic field H applied to the magnetic material (reactor, AC reactor), and the vertical axis represents the magnetic flux density B. The
本発明の第１実施形態の直流電源装置１０においては、図４、図５に示すように、コンバータ主回路１００がアクティブの場合においても交流電源Ｖ１の電圧の極性にかかわらず第１の交流リアクトルＬ１、第２の交流リアクトルＬ２に通流する電流の方向は、一方（一方向）である。
すなわち第１の交流リアクトルＬ１と第２の交流リアクトルＬ２で発生する磁界、磁束密度の極性が変化することはない。このため、ヒステリシスループは、図１０の特性線５１Ａ、５１Ｂに示す軌跡で変化することになるため、ヒステリシス損は、特性線５１Ａ、５１Ｂで囲まれた面積に相当する領域損５１Ｓで表される。
これは、後記する比較例のヒステリシス特性に相当する特性線４１Ａ、４１Ｂで囲まれる面積に相当するヒステリシス損（領域４１Ｓ、図１９）に比較して、低減されている。
In the DC
That is, the polarities of the magnetic field and magnetic flux density generated in the first AC reactor L1 and the second AC reactor L2 do not change. For this reason, the hysteresis loop changes along the trajectory indicated by the
This is reduced compared to the hysteresis loss (
＜直流電源装置の動作２：全体の流れ、動作＞
次に、本発明の第１実施形態の直流電源装置１０の全体の流れ、および動作について説明する。
図１に示す本発明の第１実施形態の直流電源装置１０は、負荷２０１の大きさによって、コンバータ（コンバータ主回路１００）の動作状態を変更するためにＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４、ＩＧＢＴＱ５、Ｑ６のスイッチング動作を行う。
負荷の大小の判定には、例えば交流電源Ｖ１からの電源入力を見る。すなわち、入力電流検出部１０１によって入力電流を検出し、検出値の大小を入力電流判定部１０２によって判定する。
そして、その判定結果をコンバータ制御部１０３に送信する。
そして、送信された判定結果に応じてコンバータ制御部１０３は、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４、ＩＧＢＴＱ５、Ｑ６のゲートに制御信号ＳＱ１〜ＳＱ６を送信し、ゼロクロス検出部１０７によって検出し、ゼロクロス判定部１０８で判定した交流電源Ｖ１の電圧のゼロクロス位置を基準にしてスイッチング動作を開始する。
<Operation of DC power supply device 2: Overall flow, operation>
Next, the overall flow and operation of the DC
The DC
To determine whether the load is large or small, for example, power input from the AC power supply V1 is viewed. That is, the input
Then, the determination result is transmitted to
Then, according to the transmitted determination result,
負荷２０１としては、例えば三相モータ（不図示）を駆動するため三相インバータがある。この場合、負荷２０１の大小判定として、モータ（三相モータ）の回転速度（回転数／時間）や前記モータに流れる電流など検出することで負荷の大小判定を行うことができる。
例えば、モータ回転速度やモータ電流などの負荷の状態を検出する機能を持つ負荷検出部１０４によって負荷を検出する。そして、その検出値の大小を負荷判定部１０５によって判定する。負荷判定部１０５は、判定結果をコンバータ制御部１０３に送信する。
送信された判定結果に応じてコンバータ制御部１０３は、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４、ＩＧＢＴＱ５、Ｑ６のゲートに制御信号を送信して、ゼロクロス検出部１０７によって検出した交流電源Ｖ１の電圧のゼロクロス位置を基準にしてスイッチング動作を開始する。
An example of the
For example, the load is detected by the
Based on the transmitted determination result,
以上の一連の動作をまとめる。まず入力電流検出部１０１や負荷検出部１０４によって電流等を検出する。次に検出値の大小を入力電流判定部１０２や負荷判定部１０５によって判定する。
そして、判定結果がコンバータ制御部１０３に送信され、該コンバータ制御部１０３が送信結果に応じてＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４、ＩＧＢＴＱ５、Ｑ６に制御信号ＳＱ１〜ＳＱ６を生成して送信し、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４、ＩＧＢＴＱ５、Ｑ６をスイッチング動作させる。
以上のように負荷の大小を判定し、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４、ＩＧＢＴＱ５、Ｑ６のスイッチング動作の仕方を決定する。
The above series of operations will be summarized. First, a current or the like is detected by the input
Then, the determination result is transmitted to the
As described above, the magnitude of the load is determined, and the switching operation method of the MOSFETs Q1 to Q4, the IGBTs Q5 and Q6 is determined.
例えば入力の低い状態においては、ＩＧＢＴＱ５、Ｑ６のオン・オフを行わずにＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４のオン・オフのみを行い全波整流を行う（パッシブ動作）。
そして、負荷が大きくなってきた場合、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４とＩＧＢＴＱ５、Ｑ６のオン・オフを行うことで，力率の改善を行う（アクティブ動作）。
これらの動作の際のスイッチングの回数、オン時間、デューティー等の動作状態を決定する各パラメータは、運転状態に応じて所望の力率や効率を得るように調整すればよい。
例えば負荷が大きくなり力率が悪化するような場合は、ＩＧＢＴＱ５、Ｑ６のスイッチング回数を増やせばよい。
For example, in a low input state, IGBTs Q5 and Q6 are not turned on / off, and only MOSFETs Q1-Q4 are turned on / off to perform full-wave rectification (passive operation).
When the load increases, the power factor is improved (active operation) by turning on / off the MOSFETs Q1 to Q4 and the IGBTs Q5 and Q6.
Each parameter that determines the operation state such as the number of times of switching, the on-time, and the duty during these operations may be adjusted so as to obtain a desired power factor and efficiency in accordance with the operation state.
For example, when the load increases and the power factor deteriorates, the number of switchings of the IGBTs Q5 and Q6 may be increased.
なお、通常においては、スイッチング素子のスイッチング回数を増やせば、スイッチング損失は悪化することで回路損失が悪化する。しかし、本発明の第１実施形態においては、ＭＯＳＦＥＴによる同期整流を行っているため、導通損の低減効果を高める事ができて、スイッチング損失増大による回路損失の悪化分をカバーすることが可能である。
例えば、仮に回路損失の悪化をカバーしきれない場合においても、ＭＯＳＦＥＴを複数個並列接続して同期整流に用いるＭＯＳＦＥＴの個数を増やすことで更なる導通損の低減を行うことが可能である。
さらに本発明では、交流リアクトル（Ｌ１、Ｌ２）のヒステリシス損失を低減することが可能であるため、回路損失の悪化を最小限に抑えつつ、力率の改善を行うことが可能となる。
Normally, if the number of times of switching of the switching element is increased, the switching loss is worsened, and the circuit loss is worsened. However, in the first embodiment of the present invention, since the synchronous rectification is performed by the MOSFET, the effect of reducing the conduction loss can be enhanced and the deterioration of the circuit loss due to the increase of the switching loss can be covered. is there.
For example, even when the deterioration of circuit loss cannot be covered, it is possible to further reduce conduction loss by connecting a plurality of MOSFETs in parallel and increasing the number of MOSFETs used for synchronous rectification.
Furthermore, according to the present invention, the hysteresis loss of the AC reactors (L1, L2) can be reduced, so that the power factor can be improved while minimizing the deterioration of the circuit loss.
（第２実施形態・直流電源装置）
次に、本発明の第２実施形態の直流電源装置を、図１１を参照して説明する。
図１１は、本発明の第２実施形態の直流電源装置の回路構成を示す図である。
図１１で示した第２実施形態と、図１で示した第１実施形態との回路構成の相違は、コンバータ主回路１００Ｂ（１００）において、交流リアクトルＬ１、Ｌ２、およびＩＧＢＴＱ５、Ｑ６の第１の交流電源入力端子１１１および第３の交流電源入力端子１１３との接続関係の相違にある。
(Second embodiment DC power supply)
Next, a DC power supply device according to a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
FIG. 11 is a diagram showing a circuit configuration of the DC power supply device according to the second embodiment of the present invention.
The difference between the second embodiment shown in FIG. 11 and the first embodiment shown in FIG. 1 is that in converter
図１１において、ダイオードＤ１とＮ型のＭＯＳＦＥＴＱ１は並列に接続されていて、ダイオードＤ１のカソードとＭＯＳＦＥＴＱ１のドレインは、直流電源正極端子１２１に接続されている。
ダイオードＤ１のアノードとＭＯＳＦＥＴＱ１のソースは、第１の交流電源入力端子１１１に接続されている。
ダイオードＤ３とＮ型のＭＯＳＦＥＴＱ３は並列に接続されていて、ダイオードＤ３のカソードとＭＯＳＦＥＴＱ３のドレインは、第１の交流電源入力端子１１１に接続されている。
ダイオードＤ３のアノードとＭＯＳＦＥＴＱ３のソースは、第１の交流リアクトルＬ１の第１端子に接続されている。
第１の交流リアクトルＬ１の第２端子とＩＧＢＴＱ５のエミッタは、直流電源負極端子１２２接続されている。
ＩＧＢＴＱ５のコレクタは、第３の交流電源入力端子１１３に接続されている。
In FIG. 11, a diode D1 and an N-type MOSFET Q1 are connected in parallel, and the cathode of the diode D1 and the drain of the MOSFET Q1 are connected to the DC power supply
The anode of the diode D1 and the source of the MOSFET Q1 are connected to the first AC power
The diode D3 and the N-type MOSFET Q3 are connected in parallel, and the cathode of the diode D3 and the drain of the MOSFET Q3 are connected to the first AC power
The anode of the diode D3 and the source of the MOSFET Q3 are connected to the first terminal of the first AC reactor L1.
The second terminal of the first AC reactor L1 and the emitter of the IGBT Q5 are connected to the DC power source
The collector of the IGBT Q5 is connected to the third AC power
ダイオードＤ２とＮ型のＭＯＳＦＥＴＱ２は並列に接続されていて、ダイオードＤ２のカソードとＭＯＳＦＥＴＱ２のドレインは、直流電源正極端子１２１に接続されている。
ダイオードＤ２のアノードとＭＯＳＦＥＴＱ２のソースは、第３の交流電源入力端子１１３に接続されている。
ダイオードＤ４とＮ型のＭＯＳＦＥＴＱ４は並列に接続されていて、ダイオードＤ４のカソードとＭＯＳＦＥＴＱ４のドレインは、第３の交流電源入力端子１１３に接続されている。
ダイオードＤ４のアノードとＭＯＳＦＥＴＱ４のソースは、第２の交流リアクトルＬ２の第１端子に接続されている。
第２の交流リアクトルＬ２の第２端子とＩＧＢＴＱ６のエミッタは、直流電源負極端子１２２接続されている。
ＩＧＢＴＱ６のコレクタは、第１の交流電源入力端子１１１に接続されている。
The diode D2 and the N-type MOSFET Q2 are connected in parallel, and the cathode of the diode D2 and the drain of the MOSFET Q2 are connected to the DC power source
The anode of the diode D2 and the source of the MOSFET Q2 are connected to the third AC
The diode D4 and the N-type MOSFET Q4 are connected in parallel, and the cathode of the diode D4 and the drain of the MOSFET Q4 are connected to the third AC power
The anode of the diode D4 and the source of the MOSFET Q4 are connected to the first terminal of the second AC reactor L2.
The second terminal of the second AC reactor L2 and the emitter of the IGBT Q6 are connected to the DC power source
The collector of the IGBT Q6 is connected to the first AC
以上において、第１の交流リアクトルＬ１と、第２の交流リアクトルＬ２は、第１の交流電源入力端子１１１、あるいは第３の交流電源入力端子１１３から見て、直流電源負極端子１２２側に配置されている。そのため、交流リアクトルＬ１、Ｌ２がコンバータ主回路（コンバータ回路）１００の「ローサイド」に備えられていると、適宜、表記する。
また、ＩＧＢＴＱ５、Ｑ６は、第１の交流電源入力端子１１１、あるいは第３の交流電源入力端子１１３から見て、直流電源負極端子１２２側に配置されている。そのため、ＩＧＢＴＱ５、Ｑ６がコンバータ主回路（コンバータ回路）１００の「ローサイド」に備えられていると、適宜、表記する。
In the above, the first AC reactor L1 and the second AC reactor L2 are arranged on the DC power source
Further, the IGBTs Q5 and Q6 are arranged on the DC power supply
以上の交流リアクトルＬ１、Ｌ２、およびＩＧＢＴＱ５、Ｑ６の接続関係以外は、図１１の回路構成と図１の回路構成は同じである。したがって、実質的に重複する説明は省略する。
ローサイドに交流リアクトルＬ１、Ｌ２とＩＧＢＴＱ５、Ｑ６を備えた図１１の回路構成においても、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４、ＩＧＢＴＱ５、Ｑ６を適正に制御すれば、直流電源装置のリアクトルで発生するヒステリシス損失による回路損失を低減し、高効率な直流電源装置を提供することができる。
The circuit configuration in FIG. 11 and the circuit configuration in FIG. 1 are the same except for the connection relationship between the AC reactors L1 and L2 and the IGBTs Q5 and Q6. Therefore, the description which overlaps substantially is abbreviate | omitted.
Even in the circuit configuration of FIG. 11 provided with AC reactors L1 and L2 and IGBTs Q5 and Q6 on the low side, if MOSFETs Q1 to Q4, IGBTs Q5 and Q6 are appropriately controlled, circuit loss due to hysteresis loss generated in the reactor of the DC power supply device is reduced. A highly efficient direct current power supply device can be provided.
（第３実施形態・直流電源装置）
次に、本発明の第３実施形態の直流電源装置を、図１２を参照して説明する。
図１２は、本発明の第３実施形態の直流電源装置の回路構成を示す図である。
図１２の回路構成は、図１の回路構成からＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４を取り除いたものである。また、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４を取り除いたことにともない、コンバータ制御部１０３から出力する制御信号は、ＳＱ５、ＳＱ６のみとなっている。また、これらの変更にともない、コンバータ主回路１００Ｃとコンバータの表記の符号を変えている。
図１２において、ダイオードＤ１〜Ｄ４によって、ダイオードブリッジ回路を構成しているので、全波整流の機能は有している。ただし、図１の回路構成からＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４を取り除いているので、同期整流が行われず、導通損の低減効果は減少する。しかし、交流リアクトルＬ１、Ｌ２とＩＧＢＴＱ５、Ｑ６によって力率改善動作をリアクトルで発生するヒステリシス損失による回路損失を低減して、高効率な直流電源装置を提供することができる。
また、図１２の回路構成は、図１、図１１の回路構成に比較して、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４が不要である分、低コストと省スペースの効果がある。
(Third embodiment DC power supply)
Next, a DC power supply device according to a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
FIG. 12 is a diagram showing a circuit configuration of the DC power supply device according to the third embodiment of the present invention.
The circuit configuration of FIG. 12 is obtained by removing MOSFETs Q1 to Q4 from the circuit configuration of FIG. Further, as MOSFETs Q1 to Q4 are removed, the control signals output from
In FIG. 12, a diode bridge circuit is configured by the diodes D1 to D4, and thus has a full-wave rectification function. However, since MOSFETs Q1 to Q4 are removed from the circuit configuration of FIG. 1, synchronous rectification is not performed, and the effect of reducing conduction loss is reduced. However, the AC reactors L1 and L2 and the IGBTs Q5 and Q6 can reduce the circuit loss due to the hysteresis loss generated in the reactor by the power factor correction operation, and provide a highly efficient DC power supply device.
Further, the circuit configuration of FIG. 12 is advantageous in that it is low in cost and space-saving compared with the circuit configurations of FIGS. 1 and 11 because MOSFETs Q1 to Q4 are unnecessary.
（第４実施形態・直流電源装置）
次に、本発明の第４実施形態の直流電源装置を、図１３を参照して説明する。
図１３は、本発明の第４実施形態の直流電源装置の回路構成を示す図である。
図１３の回路構成は、図１１の回路構成からＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４を取り除いたものである。また、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４を取り除いたことにともない、コンバータ制御部１０３から出力する制御信号は、ＳＱ５、ＳＱ６のみとなっている。また、これらの変更にともない、コンバータ主回路１００Ｄとしてコンバータを表記する符号を変えている。
図１３において、ダイオードＤ１〜Ｄ４によって、ダイオードブリッジ回路を構成しているので、コンバータ主回路１００Ｄは、全波整流の機能は有している。ただし、図１の回路構成からＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４を取り除いているので、同期整流が行われず、導通損の低減効果は減少する。
しかし、交流リアクトルＬ１、Ｌ２とＩＧＢＴＱ５、Ｑ６によって力率改善動作をリアクトルで発生するヒステリシス損失による回路損失を低減して、高効率な直流電源装置を提供することができる。
また、図１３の回路構成は、図１、図１１の回路構成に比較して、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４が不要である分、低コストと省スペースの効果がある。
(Fourth embodiment DC power supply)
Next, a DC power supply device according to a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
FIG. 13 is a diagram showing a circuit configuration of the DC power supply device according to the fourth embodiment of the present invention.
The circuit configuration of FIG. 13 is obtained by removing MOSFETs Q1 to Q4 from the circuit configuration of FIG. Further, as MOSFETs Q1 to Q4 are removed, the control signals output from
In FIG. 13, since the diode bridge circuit is configured by the diodes D1 to D4, the converter
However, the AC reactors L1 and L2 and the IGBTs Q5 and Q6 can reduce the circuit loss due to the hysteresis loss generated in the reactor by the power factor correction operation, and provide a highly efficient DC power supply device.
Further, the circuit configuration of FIG. 13 has the effect of reducing the cost and saving the space because the MOSFETs Q1 to Q4 are unnecessary compared to the circuit configurations of FIGS.
＜比較例の直流電源装置＞
次に、比較例として、図１４に示すような交流リアクトルとＩＧＢＴとダイオードブリッジ回路を使用した一般的（特許文献１も含む）な直流電源装置について説明する。この比較例と前記した本願（第１〜第４実施形態）とを対比することによって、本願の特徴、特性をより明確に示すためである。
<DC power supply device of comparative example>
Next, as a comparative example, a general DC power supply apparatus (including Patent Document 1) using an AC reactor, an IGBT, and a diode bridge circuit as shown in FIG. 14 will be described. This is because the features and characteristics of the present application are shown more clearly by comparing this comparative example with the above-described present application (first to fourth embodiments).
図１４は、比較例の直流電源装置３０の回路構成の概要を示す図である。
図１４において、直流電源装置３０は、ダイオードＤ１〜Ｄ４からなる第１のダイオードブリッジ３０１と、ダイオードＤ５〜Ｄ８からなる第２のダイオードブリッジ３０２と、平滑コンデンサＣ１と、ＩＧＢＴＱ７と、交流リアクトルＬ３とを備えている。
なお、第１のダイオードブリッジ３０１と第２のダイオードブリッジ３０２の交流側の２端子からなる入力端子は、それぞれ互いに接続されている。
また、前記の交流側の入力端子のうちの１端子には交流リアクトルＬ３が直列に接続されている。
また、第１のダイオードブリッジ３０１の直流側の出力端子に並列に平滑コンデンサＣ１が接続されている。
また、第２のダイオードブリッジ３０２の直流側の出力端子に並列にＩＧＢＴＱ７が接続されている。
FIG. 14 is a diagram illustrating an outline of a circuit configuration of the DC
In FIG. 14, the
Note that the input terminals composed of two terminals on the AC side of the
An AC reactor L3 is connected in series to one of the AC-side input terminals.
In addition, a smoothing capacitor C1 is connected in parallel to the DC-side output terminal of the
Further, the IGBT Q7 is connected in parallel to the output terminal on the DC side of the
なお、図１４においては、図１で示した入力電流検出部１０１と入力電流判定部１０２とコンバータ制御部１０３と負荷検出部１０４と負荷判定部１０５と直流電圧検出部１０６とゼロクロス検出部１０７とゼロクロス判定部１０８は、共通であるため記載を省略している。
また、以上のように、共通である各部（１０１〜１０８）を省略しているために、直流電源装置３０と記載した構成は、コンバータ（３０）の構成でもある。
また、図１４においては、図１と同様に直流電源装置３０の入力側は、交流電源Ｖ１に接続され、出力側は負荷２０１に接続されている。負荷２０１としては、例えばＡＣモータを駆動するためのインバータ等がある。
In FIG. 14, the input
Moreover, since each part (101-108) which is common is abbreviate | omitted as mentioned above, the structure described as the direct-current
In FIG. 14, as in FIG. 1, the input side of the DC
＜比較例の直流電源装置の動作について＞
次に、交流電源Ｖ１の電圧の極性毎の直流電源装置の回路内電流の通流経路について図１５〜図１８を参照して説明する。
なお、ＩＧＢＴＱ７がオフの状態で全波整流を行う場合を「コンバータがパッシブ動作」と呼び、ＩＧＢＴＱ７をオンさせて短絡電流を流すことで力率改善を行う場合を「コンバータがアクティブ動作」と呼ぶこととする。
<Operation of DC power supply device of comparative example>
Next, the current flow path in the circuit of the DC power supply device for each polarity of the voltage of the AC power supply V1 will be described with reference to FIGS.
Note that the case where full-wave rectification is performed while the IGBT Q7 is off is referred to as "converter is passive operation", and the case where power factor is improved by turning on the IGBT Q7 and causing a short-circuit current to flow is referred to as "converter is active operation". I will do it.
《動作状態１：交流電源Ｖ１の電圧が正のサイクルでコンバータがパッシブ動作時》
図１５は、交流電源Ｖ１の電圧が正のサイクルでコンバータ（３０）がパッシブ動作の場合の電流の経路を示す図である。
図１５に示すように、回路内電流の通流経路は、
交流電源Ｖ１⇒交流リアクトルＬ３⇒ダイオードＤ１⇒平滑コンデンサＣ１⇒ダイオードＤ４⇒交流電源Ｖ１、
となる。
なお、ＩＧＢＴＱ７がオフしているので、第２のダイオードブリッジ（３０２、図１４）を形成しているダイオードＤ５〜Ｄ８には電流が流れていない。
<< Operation state 1: When the voltage of AC power supply V1 is a positive cycle and the converter is in passive operation >>
FIG. 15 is a diagram illustrating a current path when the voltage of the AC power supply V1 is a positive cycle and the converter (30) is in a passive operation.
As shown in FIG. 15, the current flow path in the circuit is
AC power source V1⇒AC reactor L3⇒Diode D1⇒Smoothing capacitor C1⇒Diode D4⇒AC power source V1,
It becomes.
Since the IGBT Q7 is off, no current flows through the diodes D5 to D8 forming the second diode bridge (302, FIG. 14).
《動作状態２：交流電源Ｖ１の電圧が負のサイクルでコンバータがパッシブ動作時》
図１６は、交流電源Ｖ１の電圧が負のサイクルでコンバータ（３０）がパッシブ動作の場合の電流の経路を示す図である。
図１６に示すように、回路内電流の通流経路は、
交流電源Ｖ１⇒ダイオードＤ２⇒平滑コンデンサＣ１⇒ダイオードＤ３⇒交流リアクトルＬ３⇒交流電源Ｖ１、
となる。
なお、ＩＧＢＴＱ７がオフしているので、第２のダイオードブリッジ（３０２、図１４）を形成しているダイオードＤ５〜Ｄ８には電流が流れていない。
<< Operation state 2: When the voltage of the AC power supply V1 is negative and the converter is in passive operation >>
FIG. 16 is a diagram showing a current path when the voltage of the AC power supply V1 is a negative cycle and the converter (30) is in a passive operation.
As shown in FIG. 16, the current flow path in the circuit is
AC power supply V1⇒diode D2⇒smoothing capacitor C1⇒diode D3⇒AC reactor L3⇒AC power supply V1,
It becomes.
Since the IGBT Q7 is off, no current flows through the diodes D5 to D8 forming the second diode bridge (302, FIG. 14).
《動作状態３：交流電源Ｖ１の電圧が正のサイクルでコンバータがアクティブ動作時》
図１７は、交流電源Ｖ１の電圧が正のサイクルでコンバータ（３０）がアクティブ動作時の場合の電流の経路を示す図である。
ＩＧＢＴＱ７がオンしているので、第２のダイオードブリッジ（３０２、図１４）を形成しているダイオードＤ５〜Ｄ８には電流が流れることが可能となる。
そのため、図１７に示すように、回路内電流の通流経路は、
交流電源Ｖ１⇒交流リアクトルＬ３⇒ダイオードＤ５⇒ＩＧＢＴＱ７⇒ダイオードＤ８⇒交流電源Ｖ１、
となる。
<< Operation state 3: When the voltage of the AC power supply V1 is positive and the converter is in active operation >>
FIG. 17 is a diagram showing a current path when the voltage of AC power supply V1 is a positive cycle and converter (30) is in an active operation.
Since the IGBT Q7 is on, a current can flow through the diodes D5 to D8 forming the second diode bridge (302, FIG. 14).
Therefore, as shown in FIG.
AC power supply V1⇒AC reactor L3⇒Diode D5⇒IGBTQ7⇒Diode D8⇒AC power supply V1,
It becomes.
《動作状態４：交流電源Ｖ１の電圧が負のサイクルでコンバータがアクティブ動作時》
図１８は、交流電源Ｖ１の電圧が負のサイクルでコンバータ（３０）がアクティブ動作時の場合の電流の経路を示す図である。
ＩＧＢＴＱ７がオンしているので、第２のダイオードブリッジ（３０２、図１４）を形成しているダイオードＤ５〜Ｄ８には電流が流れることが可能となる。
そのため、図１８に示すように、回路内電流の通流経路は、
交流電源Ｖ１⇒ダイオードＤ６⇒ＩＧＢＴＱ７⇒ダイオードＤ７⇒交流リアクトルＬ３⇒交流電源Ｖ１、
となる。
<< Operation state 4: When the voltage of the AC power supply V1 is negative and the converter is in active operation >>
FIG. 18 is a diagram showing a current path when the converter (30) is in an active operation in a cycle in which the voltage of the AC power supply V1 is negative.
Since the IGBT Q7 is on, a current can flow through the diodes D5 to D8 forming the second diode bridge (302, FIG. 14).
Therefore, as shown in FIG. 18, the current flow path in the circuit is
AC power source V1⇒Diode D6⇒IGBTQ7⇒Diode D7⇒AC reactor L3⇒AC power source V1,
It becomes.
＜交流リアクトルに発生するヒステリシス損失について＞
比較例の直流電源装置３０が、前記の動作状態１〜動作状態４を経た場合の交流リアクトルに発生するヒステリシス損失について説明する。
図１９は、比較例の直流電源装置３０が動作状態１〜動作状態４を経た場合の交流リアクトルのヒステリス特性とヒステリシス損失を示した図である。
図１９において、横軸は磁性体に加える外部磁界Ｈであり、縦軸は磁束密度Ｂを示している。
<About hysteresis loss that occurs in AC reactors>
The hysteresis loss that occurs in the AC reactor when the DC
FIG. 19 is a diagram illustrating the hysteresis characteristic and hysteresis loss of the AC reactor when the
In FIG. 19, the horizontal axis represents the external magnetic field H applied to the magnetic material, and the vertical axis represents the magnetic flux density B.
交流リアクトル（交流リアクトルＬ３）に電流を流すことで電流に応じた外部磁界Ｈ＝ＮＩ（Ｎ：コイル巻数、Ｉ通流電流）と、磁束密度Ｂ＝μＨ（μ：透磁率）の大きさの磁束密度が発生する。
例えば、磁化されていない磁性体、つまりリアクトル（交流リアクトル）の電磁鋼板に対して磁束を加え続けると電磁鋼板のＢ−Ｈカーブ（磁束密度Ｂと外部磁界Ｈの関連を示す特性曲線）は、図１９のｏ⇒ａという軌跡（特性線４１Ｃ）をたどる。そして磁束密度Ｂはある値で飽和する。
次に、極性を反転させて外部磁界Ｈを発生させたうえで、磁化された状態の電磁鋼板に先程と極性を反転した磁束（磁束密度）を加え続けると、電磁鋼板のＢ−Ｈカーブは、ａ⇒ｂ⇒ｃ⇒ｄという軌跡（特性線４１Ａ）をたどる。このときも、磁束密度Ｂはある値で飽和する。
さらに、極性を反転させた外部磁界Ｈを発生させて、磁化された状態の電磁鋼板に先程と極性を反転させた磁束（磁束密度）を加えると、Ｂ−Ｈカーブは、ｄ⇒ｅ⇒ｆ⇒ａという軌跡（特性線４１Ｂ）をたどる。
By passing an electric current through the AC reactor (AC reactor L3), an external magnetic field H = NI (N: number of coil turns, I conduction current) corresponding to the current and a magnetic flux density B = μH (μ: permeability) Magnetic flux density is generated.
For example, if magnetic flux is continuously applied to a magnetic material that is not magnetized, that is, an electromagnetic steel sheet of a reactor (AC reactor), the BH curve of the magnetic steel sheet (characteristic curve indicating the relationship between the magnetic flux density B and the external magnetic field H) is The trajectory (characteristic line 41C) of o⇒a in FIG. 19 is followed. The magnetic flux density B is saturated at a certain value.
Next, after reversing the polarity to generate the external magnetic field H and continuing to add the magnetic flux (magnetic flux density) whose polarity has been reversed to the magnetized steel sheet, the BH curve of the steel sheet becomes , A⇒b⇒c⇒d (
Further, when an external magnetic field H having a reversed polarity is generated and a magnetic flux (magnetic flux density) having a reversed polarity is applied to the magnetized steel sheet in the magnetized state, the BH curve becomes d⇒e⇒f. ⇒Follow the trajectory a (
このような外部磁界Ｈと磁束密度Ｂの変化によって描かれる閉曲線（ヒステリシスループ）で囲まれた面積（ハッチングで示された領域４１Ｓ）がリアクトル（交流リアクトル）で生じる損失、つまり、ヒステリシス損失を示している。
すなわち、外部磁界Ｈの極性を変化させ、リアクトルの電磁鋼板に加える磁束の極性が変化することで、リアクトルの電磁鋼板にはヒステリシス損失が発生する。
The area surrounded by the closed curve (hysteresis loop) drawn by the change of the external magnetic field H and the magnetic flux density B (
That is, by changing the polarity of the external magnetic field H and changing the polarity of the magnetic flux applied to the reactor electromagnetic steel sheet, hysteresis loss occurs in the reactor electromagnetic steel sheet.
＜比較例の直流電源装置の交流リアクトルに発生するヒステリシス損失について＞
次に、図１４に示した比較例の直流電源装置３０が動作したときに交流リアクトルＬ３に発生するヒステリシス損失について説明する。
<About Hysteresis Loss Generated in AC Reactor of DC Power Supply Device of Comparative Example>
Next, hysteresis loss that occurs in the AC reactor L3 when the
《パッシブ動作時における交流リアクトルＬ３に発生するヒステリシス損失について》
まず、比較例の直流電源装置３０において、コンバータ（３０）がパッシブ動作時における交流リアクトルＬ３に発生するヒステリシス損失について説明する。
図１５に示す直流電源装置３０に交流電源Ｖ１の正の電圧が印加された動作状態１では、交流リアクトルＬ３においてヒステリシスループは、
ｏ⇒ａ
という軌跡（特性線４１Ｃ、図１９）をたどる。
<< Hysteresis loss occurring in AC reactor L3 during passive operation >>
First, hysteresis loss that occurs in the AC reactor L3 when the converter (30) is in passive operation in the DC
In the
o⇒a
The trajectory (characteristic line 41C, FIG. 19) is followed.
次に、図１６に示すように、交流電源Ｖ１の電圧が負のサイクルとなった場合、つまり動作状態２となった場合は、交流リアクトルＬ３に通流する電流は逆方向となるため、交流リアクトルＬ３に発生する外部磁界Ｈも逆方向となって、交流リアクトルＬ３のヒステリシスループは、
ａ⇒ｂ⇒ｃ⇒ｄ
の軌跡（特性線４１Ａ、図１９）をたどる。
さらに、交流電源Ｖ１の電圧が反転して正のサイクル、つまり動作状態１となった場合、交流リアクトルＬ３のヒステリシスループは、
ｄ⇒ｅ⇒ｆ⇒ａ
という軌跡（特性線４１Ｂ、図１９）をたどる。
以上のように交流電源Ｖ１の電圧の極性が変化することで、交流リアクトルＬ３には、鋼板を通り抜ける磁束密度の極性変化によってヒステリシス損失（領域４１Ｓ）が発生する。
Next, as shown in FIG. 16, when the voltage of the AC power supply V1 becomes a negative cycle, that is, when the operation state 2 is reached, the current flowing through the AC reactor L3 is in the reverse direction. The external magnetic field H generated in the reactor L3 is also in the reverse direction, and the hysteresis loop of the AC reactor L3 is
a⇒b⇒c⇒d
Is traced (
Furthermore, when the voltage of the AC power supply V1 is inverted and becomes a positive cycle, that is, the operating
d⇒e⇒f⇒a
The trajectory (
As described above, a change in the polarity of the voltage of the AC power supply V1 causes a hysteresis loss (
《アクティブ動作時における交流リアクトルＬ３に発生するヒステリシス損失について》
次に比較例の直流電源装置３０において、コンバータ（３０）がアクティブ動作時における交流リアクトルＬ３に発生するヒステリシス損失について説明する。
交流電源Ｖ１の電圧が正のサイクルで回路を短絡する場合の動作状態３（図１７）と、交流電源Ｖ１の電圧が負のサイクルで回路を短絡する場合の動作状態４（図１８）とを比較すると、交流リアクトルＬ３に通流する電流の極性が異なることがわかる。
つまり、前述したように交流リアクトルＬ３には鋼板を通り抜ける磁束密度の極性変化によってヒステリシス損失が発生する。
<< Hysteresis loss occurring in AC reactor L3 during active operation >>
Next, hysteresis loss that occurs in the AC reactor L3 when the converter (30) is active in the DC
Operation state 3 (FIG. 17) when the circuit is short-circuited when the voltage of the AC power supply V1 is positive and operation state 4 (FIG. 18) when the circuit is short-circuited when the voltage of the AC power supply V1 is negative By comparison, it can be seen that the polarity of the current flowing through the AC reactor L3 is different.
That is, as described above, hysteresis loss occurs in the AC reactor L3 due to the change in polarity of the magnetic flux density that passes through the steel plate.
以上、図１４に示す比較例のような交流リアクトルＬ３、ＩＧＢＴＱ７、ダイオードＤ１〜Ｄ８で構成されるような直流電源装置３０において、交流電源Ｖ１の電圧の極性の変化によって、交流リアクトルＬ３にはヒステリシス損失が発生する。
As described above, in the
＜本願発明の直流電源装置と比較例の直流電源装置との比較＞
本願発明の第１実施形態の直流電源装置（１０、図１）に用いた第１の交流リアクトルＬ１と第２の交流リアクトルＬ２のヒステリシス特性およびヒステリシス損失は、前記したように、図１０に示したようになる。すなわち、ヒステリシス特性は、特性線５１Ａ、５１Ｂで表され、ヒステリシス損失は領域５１Ｓに相当する。
また、比較例の直流電源装置（３０、図１４）に用いた交流リアクトルＬ３のヒステリシス特性およびヒステリシス損失は、前記したように、図１９に示したようになる。すなわち、ヒステリシス特性は特性線４１Ａ、４１Ｂで表され、ヒステリシス損失は領域４１Ｓに相当する。
以上のヒステリシス特性およびヒステリシス損失を、本願発明の直流電源装置と比較例の直流電源装置との間で比較すると、図１０におけるヒステリシス損失に相当する領域５１Ｓは、図１９におけるヒステリシス損失に相当する領域４１Ｓより明確に小さい。
<Comparison between the DC power supply device of the present invention and the DC power supply device of the comparative example>
As described above, the hysteresis characteristics and the hysteresis loss of the first AC reactor L1 and the second AC reactor L2 used in the DC power supply device (10, FIG. 1) of the first embodiment of the present invention are shown in FIG. It becomes like. That is, the hysteresis characteristic is represented by
Further, as described above, the hysteresis characteristics and the hysteresis loss of the AC reactor L3 used in the DC power supply device (30, FIG. 14) of the comparative example are as shown in FIG. That is, the hysteresis characteristics are represented by
When the above hysteresis characteristics and hysteresis loss are compared between the DC power supply device of the present invention and the DC power supply device of the comparative example, the
なお、図１の第１の交流リアクトルＬ１と第２の交流リアクトルＬ２、そして図１４の交流リアクトルＬ３はすべて同一のもの（特性、材質、大きさ、インダクタンス値等）を想定している。
また、交流リアクトルは、本発明の直流電源装置（１０、図１）においても、また比較例の直流電源装置（３０、図１４）においても、力率改善用として特性上、欠かせないものである。
以上のように、本発明によれば、直流電源装置（１０、図１）のリアクトル（Ｌ１、Ｌ２：図１）で発生するヒステリシス損失による回路損失を低減し、高効率な直流電源装置を提供することが可能となる。
It is assumed that the first AC reactor L1 and the second AC reactor L2 in FIG. 1 and the AC reactor L3 in FIG. 14 are all the same (characteristics, material, size, inductance value, etc.).
In addition, the AC reactor is indispensable for improving the power factor in both the DC power supply device (10, FIG. 1) of the present invention and the DC power supply device (30, FIG. 14) of the comparative example. is there.
As described above, according to the present invention, a circuit loss due to hysteresis loss generated in the reactor (L1, L2: FIG. 1) of the DC power supply device (10, FIG. 1) is reduced, and a highly efficient DC power supply device is provided. It becomes possible to do.
（第５実施形態：空気調和機）
また、本発明の直流電源装置を空気調和機のコンバータ回路に使用することで、高力率・高効率な空気調和機を実現することが可能である。例えば、空気調和機の負荷が中間条件などの低負荷領域の場合は、コンバータ回路の動作を全波整流のみ行い、定格条件など負荷が上がってきた場合は、ＩＧＢＴのスイッチング動作を行い、力率改善を行う。更に負荷が増えて力率が悪化する場合にはスイッチング回数を増やせばよい。
(Fifth embodiment: air conditioner)
Further, by using the DC power supply device of the present invention for the converter circuit of an air conditioner, it is possible to realize an air conditioner with high power factor and high efficiency. For example, when the load of the air conditioner is in a low load region such as an intermediate condition, the converter circuit is operated only for full wave rectification, and when the load such as the rated condition is increased, the IGBT is switched and the power factor is Make improvements. Further, when the load increases and the power factor deteriorates, the number of times of switching may be increased.
（その他の実施形態）
以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述したが、本発明はこれら実施形態およびその変形に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があってもよく、以下にその例をあげる。
(Other embodiments)
As mentioned above, although embodiment of this invention was explained in full detail with reference to drawings, this invention is not limited to these embodiment and its deformation | transformation, There exists a design change etc. of the range which does not deviate from the summary of this invention. Well, here are some examples:
《スイッチング素子》
本実施形態においては、スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴとＩＧＢＴを例として説明しているが、本実施形態の特徴は、複数のスイッチング素子によって、第１の交流リアクトルＬ１と第２の交流リアクトルＬ２のそれぞれに通流する電流の通流方向を一方向に制限しながら力率改善制御を行うことにある。すなわち力率改善制御において、リアクトルのヒステリシス損失（回路損失）を低減することにある。したがって、スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴとＩＧＢＴに限定されない。例えばＢＪＴ（Bipolar junction transistor）やＢｉＣＭＯＣ（Bipolar Complementary Metal Oxide Semiconductor）等の半導体トランジスタ（半導体スイッチング素子）を用いてもよい。
<Switching element>
In the present embodiment, MOSFETs and IGBTs are described as examples of switching elements, but the feature of the present embodiment is that each of the first AC reactor L1 and the second AC reactor L2 is characterized by a plurality of switching elements. The purpose is to perform power factor correction control while restricting the direction of the flowing current to one direction. That is, in the power factor correction control, the hysteresis loss (circuit loss) of the reactor is reduced. Therefore, the switching element is not limited to MOSFET and IGBT. For example, a semiconductor transistor (semiconductor switching element) such as BJT (Bipolar junction transistor) or BiCMOC (Bipolar Complementary Metal Oxide Semiconductor) may be used.
《低損失のＭＯＳＦＥＴ》
本実施形態においては、ＭＯＳＦＥＴによる同期整流を行うことで回路の導通損低減を行っている。さらにＭＯＳＦＥＴをスーパー・ジャンクション・ＭＯＳＦＥＴやＳｉＣ（Silicon Carbide）・ＭＯＳＦＥＴなどの低損失のＭＯＳＦＥＴを使用することで更なる導通損低減を行うことができる。
また、半導体のスイッチング素子としては、ＧａＮ（Gallium Nitride）を用いた素子でもよい。
従来では、ショット数を増やすことでスイッチング損失が悪化するため回路損失も悪化していたが、本発明の構成とすることで、ショット数を増やしてスイッチング損失が増える場合においても、同期整流による導通損低減を行うことで、回路損失の悪化をカバーしつつ、力率改善を行うことが可能である。
<Low-loss MOSFET>
In this embodiment, circuit conduction loss is reduced by performing synchronous rectification using a MOSFET. Further, by using a low-loss MOSFET such as a super junction MOSFET or SiC (Silicon Carbide) MOSFET, the conduction loss can be further reduced.
Further, as a semiconductor switching element, an element using GaN (Gallium Nitride) may be used.
Conventionally, the circuit loss has also deteriorated because the switching loss is worsened by increasing the number of shots. However, even when the switching loss increases by increasing the number of shots by using the configuration of the present invention, conduction by synchronous rectification By reducing the loss, it is possible to improve the power factor while covering the deterioration of the circuit loss.
《ＭＯＳＦＥＴの個数》
本実施形態においては同期整流に用いるＭＯＳＦＥＴを１つで説明しているが、本発明は、その個数に限定されるものではなく、ＭＯＳＦＥＴの個数は所望の効果を得ることができるように選定すればよい。
<Number of MOSFETs>
In this embodiment, a single MOSFET used for synchronous rectification is described. However, the present invention is not limited to that number, and the number of MOSFETs can be selected so as to obtain a desired effect. That's fine.
《平滑コンデンサ》
図１において、平滑コンデンサＣ１は、電解コンデンサを用いて説明した。しかし負荷２０１に見合うだけの大容量のコンデンサであれば、電解コンデンサに限らない。例えば、プラスチックフィルムコンデンサ等の他のコンデンサを特性が合えば用いてもよい。
<Smoothing capacitor>
In FIG. 1, the smoothing capacitor C1 has been described using an electrolytic capacitor. However, the capacitor is not limited to an electrolytic capacitor as long as it has a large capacity to meet the
《入力電流検出部、負荷検出部》
図１において、入力電流検出部１０１は、第２の交流電源入力端子１１２と第３の交流電源入力端子１１３との間に備えられているが、第１の交流電源入力端子１１１側に備えられていてもよい。
また、負荷検出部１０４は直流電源負極端子１２２と負荷２０１との間に備えられているが、直流電源正極端子１２１と負荷２０１との間に備えられていてもよい。
<Input current detector, load detector>
In FIG. 1, the input
Further, the
《直流電源装置を搭載した機器》
本発明の直流電源装置を空気調和機に搭載した例を第４実施形態として説明したが、効果があるのは前記した空気調和機に限らない。
交流電力を直流電力に変換するコンバータを備えた機器、例えば負荷としてモータを搭載した電車や自動車等の車両、産業機器、エレベータ等、本発明の直流電源装置を搭載する、もしくは本発明の直流電源装置のコンバータ回路（コンバータ主回路）に用いた技術を前記の車両、エレベータ等のコンバータ回路に使用することで高力率・高効率な各種機器を実現することが可能である。
<< Equipment with DC power supply >>
Although the example which mounted the direct-current power supply device of this invention in the air conditioner was demonstrated as 4th Embodiment, it is not restricted to an above-described air conditioner that has an effect.
Equipment equipped with a converter for converting AC power into DC power, for example, vehicles such as trains and automobiles equipped with motors as loads, industrial equipment, elevators, etc. By using the technology used for the converter circuit (converter main circuit) of the apparatus for the converter circuit of the vehicle, elevator, etc., it is possible to realize various devices with high power factor and high efficiency.
１０ 直流電源装置
３０ 直流電源装置（コンバータ）
１００、１００Ｂ、１００Ｃ、１００Ｄ コンバータ主回路（コンバータ回路）
１０１ 入力電流検出部
１０２ 入力電流判定部
１０３ コンバータ制御部
１０４ 負荷検出部
１０５ 負荷判定部
１０６ 直流電圧検出部
１０７ ゼロクロス検出部
１０８ ゼロクロス判定部
１１１ 第１の交流電源入力端子
１１２ 第２の交流電源入力端子
１１３ 第３の交流電源入力端子
１２１ 直流電源正極端子
１２２ 直流電源負極端子
２０１ 負荷
３０１ 第１のダイオードブリッジ
３０２ 第２のダイオードブリッジ
Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３ 交流リアクトル
Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード
Ｑ１〜Ｑ４ ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ５〜Ｑ７ ＩＧＢＴ
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｖ１ 交流電源
10
100, 100B, 100C, 100D Converter main circuit (converter circuit)
DESCRIPTION OF
Q5-Q7 IGBT
C1 smoothing capacitor V1 AC power supply
Claims (10)
前記コンバータ回路に、
複数のダイオードからなるダイオードブリッジと、
複数のスイッチング素子と、
前記コンバータ回路のハイサイドまたはローサイドのどちらか一方に第１の交流リアクトルと第２の交流リアクトルと、
を備え、
前記複数のスイッチング素子によって、前記第１の交流リアクトルと第２の交流リアクトルのそれぞれに通流する電流の通流方向を一方向に制限しながら、力率改善制御を行うことを特徴とする直流電源装置。 A DC power supply device having a converter circuit for converting AC power into DC power,
In the converter circuit,
A diode bridge composed of a plurality of diodes;
A plurality of switching elements;
A first AC reactor and a second AC reactor on either the high side or the low side of the converter circuit;
With
The direct current characterized in that power factor improvement control is performed by the plurality of switching elements while restricting the flow direction of the current flowing through each of the first AC reactor and the second AC reactor in one direction. Power supply.
前記複数のスイッチング素子によって、併せて、前記コンバータ回路の同期整流制御を行うことを特徴とする直流電源装置。 In claim 1,
The DC power supply apparatus characterized by performing synchronous rectification control of the converter circuit together by the plurality of switching elements.
前記複数のダイオードとしての第１〜第４のダイオードと、
前記複数のスイッチング素子としての第１、第２のＩＧＢＴと、
平滑コンデンサと、
を備えるとともに、
前記第１、第２の交流リアクトルを前記コンバータ回路のハイサイドに備え、
前記第１、第２のＩＧＢＴをパルス状にオンすることによって、前記力率改善制御を行うことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。 The converter circuit is
First to fourth diodes as the plurality of diodes;
First and second IGBTs as the plurality of switching elements;
A smoothing capacitor;
With
The first and second AC reactors are provided on the high side of the converter circuit,
2. The DC power supply device according to claim 1, wherein the power factor correction control is performed by turning on the first and second IGBTs in a pulse shape. 3.
前記第２の交流リアクトルの一端は、前記第２のダイオードのアノードと前記第２のＩＧＢＴのコレクタに接続され、
前記第１、第２のダイオードのカソードは前記平滑コンデンサのプラス側が接続され、
前記第３、第４のアノードは前記平滑コンデンサのグランド側に接続され、
ていることを特徴とする請求項３に記載の直流電源装置。 One end of the first AC reactor is connected to the anode of the first diode and the collector of the first IGBT,
One end of the second AC reactor is connected to the anode of the second diode and the collector of the second IGBT,
The cathodes of the first and second diodes are connected to the positive side of the smoothing capacitor,
The third and fourth anodes are connected to the ground side of the smoothing capacitor,
The direct-current power supply device according to claim 3, wherein
前記複数のダイオードとしての第１〜第４のダイオードと、
前記複数のスイッチング素子としての第１〜第４のＭＯＳＦＥＴおよび第１、第２のＩＧＢＴと、
平滑コンデンサと、
を備えるとともに、
前記第１、第２の交流リアクトルを前記コンバータ回路のハイサイドに備え、
前記第１、第２のＩＧＢＴをパルス状にオンすることによって、前記力率改善制御を行うことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の直流電源装置。 The converter circuit is
First to fourth diodes as the plurality of diodes;
The first to fourth MOSFETs and the first and second IGBTs as the plurality of switching elements;
A smoothing capacitor;
With
The first and second AC reactors are provided on the high side of the converter circuit,
3. The DC power supply device according to claim 1, wherein the power factor correction control is performed by turning on the first and second IGBTs in a pulse form. 4.
前記第２の交流リアクトルの一端は、前記第２のダイオードのアノードと前記第２のＩＧＢＴのコレクタに接続され、
前記第１のＭＯＳＦＥＴと前記第１のダイオードは並列接続され、
前記第２のＭＯＳＦＥＴと前記第２のダイオードは並列接続され、
前記第３のＭＯＳＦＥＴと前記第３のダイオードは並列接続され、
前記第４のＭＯＳＦＥＴと前記第４のダイオードは並列接続され、
前記第１、第２のダイオードのカソードと前記第１、第２のＭＯＳＦＥＴのドレインは前記平滑コンデンサのプラス側が接続され、
前記第３、第４のアノードと前記第３、第４のソースは前記平滑コンデンサのグランド側に接続され、
ていることを特徴とする請求項５に記載の直流電源装置。 One end of the first AC reactor is connected to the anode of the first diode and the collector of the first IGBT,
One end of the second AC reactor is connected to the anode of the second diode and the collector of the second IGBT,
The first MOSFET and the first diode are connected in parallel;
The second MOSFET and the second diode are connected in parallel,
The third MOSFET and the third diode are connected in parallel,
The fourth MOSFET and the fourth diode are connected in parallel,
The cathodes of the first and second diodes and the drains of the first and second MOSFETs are connected to the positive side of the smoothing capacitor,
The third and fourth anodes and the third and fourth sources are connected to the ground side of the smoothing capacitor,
The DC power supply device according to claim 5, wherein
前記直流電源装置がパッシブ動作時に前記第１、第４のＭＯＳＦＥＴはオン、前記第２、第３のＭＯＳＦＥＴはオフ、前記第１、第２のＩＧＢＴはオフとなり、
前記直流電源装置がアクティブ動作時に前記第１、第４のＭＯＳＦＥＴはオン、前記第２、第３のＭＯＳＦＥＴはオフ、前記第１のＩＧＢＴはオン、前記第２のＩＧＢＴはオフとなる
ことを特徴とする請求項６に記載の直流電源装置。 When the voltage of the AC power supply supplied to the input of the DC power supply device is a positive cycle,
When the DC power supply device is in passive operation, the first and fourth MOSFETs are turned on, the second and third MOSFETs are turned off, and the first and second IGBTs are turned off.
The first and fourth MOSFETs are turned on, the second and third MOSFETs are turned off, the first IGBT is turned on, and the second IGBT is turned off when the DC power supply device is in an active operation. The DC power supply device according to claim 6.
前記直流電源装置がパッシブ動作時に前記第２、第３のＭＯＳＦＥＴはオン、前記第１、第４のＭＯＳＦＥＴはオフ、前記第１、第２のＩＧＢＴはオフとなり、
前記直流電源装置がアクティブ動作時に前記第２、第３のＭＯＳＦＥＴはオン、前記第１、第４のＭＯＳＦＥＴはオフ、前記第１のＩＧＢＴはオフ、前記第２のＩＧＢＴはオンとなる
ことを特徴とする請求項６に記載の直流電源装置。 When the voltage of the AC power supply supplied to the input of the DC power supply device is a negative cycle,
During the passive operation of the DC power supply device, the second and third MOSFETs are turned on, the first and fourth MOSFETs are turned off, and the first and second IGBTs are turned off.
During the active operation of the DC power supply device, the second and third MOSFETs are turned on, the first and fourth MOSFETs are turned off, the first IGBT is turned off, and the second IGBT is turned on. The DC power supply device according to claim 6.
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