JP2015201905A - inverter control device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ブラシレスDCモータのインバータ制御装置における駆動時の故障判定に関するものであり、またインバータ制御装置を用いた電動圧縮機および該インバータ制御装置によって駆動されるブラシレスDCモータを具備した家庭用冷蔵庫等の電気機器において使用可能な方式に関するものである。 The present invention relates to a failure determination at the time of driving in an inverter control device of a brushless DC motor, and an electric compressor using the inverter control device and a household refrigerator equipped with a brushless DC motor driven by the inverter control device. The present invention relates to a method that can be used in electrical equipment such as.
従来、モータ、インバータ及びモータとインバータを接続する電線等のモータ回路の欠相検出、漏電検出、地絡検出及び相間短絡検出等を行う方法としては、欠相検出リレーを用いる方法、零相電流を検出する変流器と漏電検出リレーを組合せる方法、漏電検出付き遮断器等を用いる方法及びサーマルリレーを用いる方法等がある。 Conventional methods for performing phase loss detection, leakage detection, ground fault detection, phase-to-phase short-circuit detection, etc. of a motor circuit such as a motor, an inverter, and an electric wire connecting the motor to the inverter, There are a method of combining a current transformer for detecting current and a leakage detection relay, a method of using a circuit breaker with leakage detection, a method of using a thermal relay, and the like.
ところで、モータを欠相運転すると、トルクの不足、意図する動作と逆の動作をする場合等があるので、欠相運転しないことが好ましい。このようなモータ回路の欠相を検出する方法としては、欠相検出機能付きサーマルリレーを用いる方法があるが、バイメタルによる方法なので、検出に時間がかかる。また、変流器(CT)等をモータ回路の電線に設けて、モータ回路の電流を検出する方法では、電流検出器の数は最大でモータ回路の電線の数、即ち、モータの相数分だけ必要になると共に、異常電流を判断する回路も必要になるなど装置が大型化する。さらに、モータ回路の欠相検出、漏電検出、地絡検出及び相間短絡検出等を併せて行う場合には、欠相検出機能付きサーマルリレーあるいは変流器(CT)等をモータ制御用のコンバータ及びインバータの出力側に、また、零相電流検出変流器と漏電検出リレーあるいは漏電検出付遮断器等をモータ制御用のコンバータ及びインバータの入力電源側に、コンバータ及びインバータとは別に設ける必要があり、一層装置が大型化する。 By the way, when the motor is phase-opened, there is a case where the torque is insufficient, an operation opposite to the intended operation may be performed, and therefore it is preferable not to perform the phase-opening operation. As a method for detecting such a phase failure in the motor circuit, there is a method using a thermal relay with a phase loss detection function, but since it is a bimetal method, it takes time to detect. In addition, in the method of detecting the current of the motor circuit by providing a current transformer (CT) or the like on the motor circuit wire, the number of current detectors is the maximum number of motor circuit wires, that is, the number of motor phases. The size of the apparatus is increased, such as a circuit for determining an abnormal current. Furthermore, when performing motor phase loss detection, leakage detection, ground fault detection, phase short circuit detection, etc., a thermal relay with a phase loss detection function or a current transformer (CT) or the like is used. It is necessary to install a zero-phase current detection current transformer and a leakage detection relay or a breaker with leakage detection on the output side of the inverter separately from the converter and inverter on the motor control converter and inverter input power supply side. Further, the apparatus becomes larger.
モータの稼働開始時に上記の異常を検出する方法として、特許文献1に記載のように、インバータに入力されるほぼ一定の大きさの電圧をインバータのトランジスタに印加し、インバータ装置の入力側に設けた分流器を用いて検出したインバータの入力電流を診断することにより、上記の異常を検出する方法が提案されている。この提案は、インバータに入力されるほぼ一定の大きさの電圧を、モータを回転させる交流周波数よりも高い周波数でオン・オフすることにより、モータ電流を制御している。
As a method of detecting the above abnormality at the start of motor operation, as described in
また、特許文献2のように、間欠運転する制御対象の稼動停止中に、制御対象を駆動するモータを制御する制御回路のインバータを介してモータ回路に直流電圧の印加を行うと、インバータの直流部の電流は、モータ回路に漏電及び地絡、欠相ならびに相間短絡等が発生しているときの値と、それらの発生していない正常な場合の値とでは異なることを利用して、インバータの直流部の電流を計測し、その電流値を判定することによって上記のモータ回路の異常を検知する制御を用いて、モータに対して、直流電圧の印加により、モータの回転は生じさせずに、これらの診断を行った場合でも、モータによって駆動される制御対象を稼動させることなく、また、モータ回路に印加する直流電圧は、異常診断に必要十分な小さな電流を流すのに必要な低い電圧として、モータ回路の損傷及び損傷を拡大することなく、異常を検知することで、モータ回路への電圧の印加を阻止することにより、モータ回路の損傷、損傷拡大、誤動作等を防止している。
Further, as in
しかしながら、特許文献1の構成では、インバータのトランジスタを高い周波数でオン・オフすると、発熱が大きくなるなどするため、例えば、冷却方法など、これらに対しての対応策が必要となる等の問題がある。
However, in the configuration of
また、特許文献2の構成では、モータ回路に印加する直流電圧を、異常診断用に小さな電流を流すのに必要な低い電圧を生成しなければならない回路を有する、診断パターンが複数あり、判断が複雑という課題を有していた。
Further, in the configuration of
本発明は、上記従来の課題を解決するもので、特許文献1同様にモータ駆動する電圧の印加であって、モータに対して直接回転を加えることなく安全に、かつより容易に異常を診断することの可能な信頼性の高いインバータ制御装置を提供するものである。
The present invention solves the above-described conventional problems, and applies a voltage for driving a motor as in
上記従来の課題を解決するために本発明のインバータ制御装置は、永久磁石を設けたロータと三相巻線を設けたステータからなるブラシレスDCモータと、前記ブラシレスDCモータを駆動するインバータ回路部と、前記インバータ回路部の三相出力電圧を制御するドライブ制御手段と、前記ブラシレスDCモータの電流値を検出する電流検出手段と、前記ブラシレスDCモータの誘起電圧と前記インバータ回路部の出力電圧により生成した基準電圧を比較検出する電圧比較手段を備え、前記ドライブ制御手段は、前記ブラシレスDCモータを駆動する前に、特定の処理により前記電流検出手段と前記電圧比較手段により入力した値の組み合わせに応じて、異常判断を行う異常判定手段により、異常判定をしたときは、前記ブラシレスDCモータを駆動させないようにする。 In order to solve the above-described conventional problems, an inverter control device of the present invention includes a brushless DC motor including a rotor provided with a permanent magnet and a stator provided with a three-phase winding, and an inverter circuit unit that drives the brushless DC motor; Drive control means for controlling the three-phase output voltage of the inverter circuit section, current detection means for detecting the current value of the brushless DC motor, an induced voltage of the brushless DC motor, and an output voltage of the inverter circuit section Voltage comparison means for comparing and detecting the reference voltage, and the drive control means according to a combination of values inputted by the current detection means and the voltage comparison means by a specific process before driving the brushless DC motor. When the abnormality is determined by the abnormality determination means for performing abnormality determination, the brushless DC module is The data so as not to drive.
本発明のインバータ制御装置は、ブラシレスDCモータの駆動において、特定の処理により駆動されることにより、モータ回路に漏電及び地絡、欠相ならびに相間短絡等が発生している場合と、それらが発生していない正常な場合において、電流検出手段、及び電圧比較手段の組み合わせの値の違いを利用することにより、ブラシレスDCモータ回路の異常を検知する。 In the inverter control device of the present invention, when the brushless DC motor is driven by a specific process, the motor circuit may have a leakage, a ground fault, an open phase, a short circuit between phases, and the like. In the case of normal operation that is not performed, an abnormality of the brushless DC motor circuit is detected by utilizing the difference in the combination of the current detection means and the voltage comparison means.
この場合、モータに対しては直流電圧の印加であるので、モータの回転は生じない。つまり、これらの診断を行った場合でも、モータによって駆動される制御対象を稼動させることはない。また、モータ回路に印加する直流電圧は、モータ駆動に必要な電圧値と同値としているので、異常診断の結果がが正常であれば、そのまま動作させることができる。 In this case, since the DC voltage is applied to the motor, the motor does not rotate. That is, even when these diagnoses are made, the control target driven by the motor is not operated. Further, since the DC voltage applied to the motor circuit has the same value as the voltage required for driving the motor, if the result of the abnormality diagnosis is normal, it can be operated as it is.
従って、モータ駆動に必要十分な小さな電流を流すのに必要な低い電圧を生成する回路が不要となり、低コストで実現できるほか、判定項目が少ない為に判定時間が短くでき、また、従来同様にモータ回路の損傷及び損傷を拡大することなく、異常を検知できる。 This eliminates the need for a circuit that generates a low voltage necessary for supplying a small current necessary for driving the motor, which can be realized at a low cost. In addition, since the number of judgment items is small, the judgment time can be shortened. Abnormalities can be detected without expanding the damage and damage to the motor circuit.
さらに、異常を検知した場合に、モータ回路への電圧の印加を阻止することにより、モータ回路の損傷、損傷拡大、誤動作等を防止できる。 Furthermore, when an abnormality is detected, the application of a voltage to the motor circuit is blocked to prevent damage to the motor circuit, expansion of damage, malfunction, and the like.
請求項1に記載の発明は、永久磁石を設けたロータと三相巻線を設けたステータからなるブラシレスDCモータと、ブラシレスDCモータを駆動するインバータ回路部と、インバータ回路部の三相出力電圧を制御するドライブ制御手段と、ブラシレスDCモータの電流値を検出する電流検出手段と、ブラシレスDCモータの誘起電圧とインバータ回路部の出力電圧により生成した基準電圧を比較検出する電圧比較手段を備え、ドライブ制御手段は、前記ブラシレスDCモータを駆動する前に、所定の出力による電流検出手段と電圧比較手段により入力した値の組み合わせに応じて、異常判断を行う異常判定手段により、異常判定をしたときは、ブラシレスDCモータを駆動させないようにしたものである。
The invention according to
したがって、ブラシレスDCモータを駆動するまえに、モータ回路の異常判定を行うことができるので、安全にブラシレスDCモータの駆動制御をすることができる。 Therefore, since it is possible to determine the abnormality of the motor circuit before driving the brushless DC motor, the drive control of the brushless DC motor can be safely performed.
また、ブラシレスDCモータを駆動する電圧と同値にて異常判定を行う為、起動処理として一連の処理として行う事もできる。 Moreover, since abnormality determination is performed with the same value as the voltage which drives a brushless DC motor, it can also perform as a series of processes as a starting process.
一般的にインバータ駆動回路で使用しているブートストラップコンデンサを利用しているため、適切な異常判定方法によっては、異常判定完了後には、ブートストラップコンデンサへの充電完了も可能となる。 Generally, since the bootstrap capacitor used in the inverter drive circuit is used, depending on an appropriate abnormality determination method, the charging to the bootstrap capacitor can be completed after the abnormality determination is completed.
請求項2に記載の発明は、請求項1に記載の発明において、ドライブ制御手段は、電圧比較手段により入力した信号に基づき誘起電圧ゼロクロス点からロータ位置検出信号を出力する位置検出判定手段と、位置検出判定手段からの出力信号に基づきインバータ回路部の転流波形を通電角180度未満の所定の周波数で出力する転流制御手段により制御することとしたものである。 According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the invention, the drive control means includes position detection determination means for outputting a rotor position detection signal from the induced voltage zero cross point based on the signal input by the voltage comparison means, Based on the output signal from the position detection determination means, the commutation waveform of the inverter circuit unit is controlled by the commutation control means for outputting at a predetermined frequency less than 180 degrees of conduction angle.
したがって、電圧比較手段は、通常の実回転数制御で使用する同一構成とすることにより、専用設計、追加回路等なく、同一入力にて制御を行うことを特徴とするものである。 Therefore, the voltage comparison means is characterized by performing the control with the same input without using a dedicated design, an additional circuit, or the like by adopting the same configuration used in normal actual rotational speed control.
請求項3に記載の発明は、請求項1または2に記載の発明において、分圧回路とコンパレータにより、2つの値を比較することにより値を出力するようにしたものである。 According to a third aspect of the present invention, in the first or second aspect of the present invention, a value is output by comparing two values by a voltage dividing circuit and a comparator.
したがって、分圧回路により、入力値自体を安価でドライブ回路等の低電圧回路への入力を可能とする電圧に変換に対すると同時に、誘起電圧を基準として、入力判断をHighがLowの2パターンによるロジックとして容易に処理が行う事ができる。 Therefore, the input value itself is converted into a voltage that can be input to a low-voltage circuit such as a drive circuit at a low cost by the voltage dividing circuit, and at the same time, the input judgment is made based on the induced voltage based on two patterns of High Low. Processing can be easily performed as logic.
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によってこの発明が限定されるものではない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. The present invention is not limited to the embodiments.
(実施の形態1)
図1は、本発明の実施の形態1におけるインバータ制御装置のブロック図である。図2
は、同実施の形態1におけるインバータ制御装置の電圧比較手段の内部回路図である。図3は、同実施の形態1における異常判定の正常入力を示すタイミングチャートである。図4〜図11は、同実施の形態1における異常判定の異常入力を示すタイミングチャートである。
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a block diagram of an inverter control device according to
These are the internal circuit diagrams of the voltage comparison means of the inverter control apparatus in
図1において、インバータ制御装置100は、商用交流電源101と、周知の構成からなる圧縮機構120aとブラシレスDCモータ103を具備した電動圧縮機120に接続されており、商用交流電源101を直流電源に変換する整流部102と、電動圧縮機120のブラシレスDCモータ103を駆動するインバータ回路部104を備えている。
In FIG. 1, an
さらにインバータ回路部104を駆動するドライブ回路105と、ブラシレスDCモータ103の端子電圧、及びを整流部102の電圧を検出する電圧比較手段106と、ブラシレスDCモータ103に流れる電流を検出する電流検出手段107、インバータ回路部104を制御するマイクロプロセッサ108を備えている。
Further, a
マイクロプロセッサ108は、電圧比較手段106からの出力信号に対してブラシレスDCモータ103の磁極位置を検出する位置検知判定手段109と、位置検出信号に基づいて転流信号を生成する転流制御手段110とを備えている。
The
また、マイクロプロセッサ108は、電圧比較手段106からの出力信号と、電流検出手段107の出力信号の組み合わせにより、インバータ回路部104の出力状態に対するブラシレスDCモータ103の異常判定を検出する異常判定手段111を備えている。
Further, the
さらに、位置検知判定手段109からの出力に基づいて転流信号を生成するための転流制御手段110の出力により、ドライブ回路105を駆動するために、回転速度を算出して回転速度を検出し、回転速度と回転速度指令、または位相差に応じて出力電圧にPWM変調演算して出力するドライブ制御手段112を備えている。
Further, in order to drive the
ブラシレスDCモータ103は、3相巻線のステータ103aとロータ103bとで構成されている。
The
ステータ103aは、ステータ巻線103u、103v、103wにより構成され、ロータ103bは、内部に永久磁石103α、103β、103γ、103δ、103ε、103ζを配置し、リラクタンストルクを発生する磁石埋込型構造である。
The
インバータ回路部104は、6つの三相ブリッジ接続されたスイッチングトランジスタTru、Trx、Trv、Try、Trw、Trzと、それぞれに並列に接続された環流ダイオードDu、Dx、Dv、Dy、Dw、Dzより構成されている。
The
電圧比較手段106は、図2に示すように、分圧回路とコンパレータ106a、106b、106cから構成されており、ブラシレスDCモータ103に加える整流部102の電圧を母線電圧として、母線電圧を元としてコンパレータ定格内に収まり、かつ、もう片側の比較電圧に対する分圧比の1/2となるように分圧した基準電圧と、ブラシレスDCモータ103のステータ巻線103u、103v、103wから定格内に収まるように分圧回路を介して得られる誘起電圧に基づく端子電圧信号が、コンパレータ106a、106b、106cにより比較され、位置検出信号PdU、PdV、PdWを得ている。
As shown in FIG. 2, the voltage comparison means 106 is composed of a voltage dividing circuit and
なお、本実施の形態1においては、母線電圧を元として分圧した基準電圧としているが、三相ブリッジ接続の中点電位を基準電圧として用いてもよい。
電流検出手段107は、オペアンプ(図示せず)等から構成されており、ブラシレスDC
モータ103に流れる電流値をシャント抵抗両端の微少な電圧値をオペアンプにより増幅して取得し、使用シャント抵抗値から電流値へ換算して、電流信号Arを得ている。
In the first embodiment, the reference voltage is divided based on the bus voltage, but the midpoint potential of the three-phase bridge connection may be used as the reference voltage.
The current detection means 107 is composed of an operational amplifier (not shown) and the like, and is a brushless DC
A current value flowing through the
位置検知判定手段109は、電圧比較手段106の出力信号から、ロータ103bの位置信号を得て位置検出信号を生成する。
The position
転流制御手段110は、位置検知判定手段109の位置検出信号によって転流のタイミングを計算し、スイッチングトランジスタTru、Trx、Trv、Try、Trw、Trzの転流信号を生成する。 The commutation control means 110 calculates the commutation timing based on the position detection signal of the position detection determination means 109, and generates commutation signals for the switching transistors Tru, Trx, Trv, Try, Trw, and Trz.
異常判定手段111は、ドライブ制御手段112によりスイッチングトランジスタTru、Trx、Trv、Try、Trw、Trzへ出力信号を駆動した際に、電圧比較手段106により得られる位置検出信号PdU、PdV、PdWと、電流信号Arによりインバータ回路部104、及びブラシレスDCモータ103の異常を判断する。
The
ドライブ制御手段112は、転流制御手段110の転流信号とPWM変調信号を合成し、スイッチングトランジスタTru、Trx、Trv、Try、Trw、TrzをON/OFFするドライブ信号を生成し、ドライブ回路105へ出力する。
The
ドライブ回路105では、ドライブ信号に基づき、スイッチングトランジスタTru、Trx、Trv、Try、Trw、TrzのON/OFFスイッチングを行い、ブラシレスDCモータ103を駆動する。
The
次に、ブラシレスDCモータ103を駆動する際に異常判定手段111により、異常判定を行う処理について、図3〜図11を用いて説明する。
Next, processing for performing abnormality determination by the
図3において、ドライブ制御手段112は、ブラシレスDCモータ103を駆動する前に、t1のように、スイッチングトランジスタTru、Trx、Trv、Try、Trw、Trz全てがOFFの状態から異常判定を開始する。このとき、位置検出信号PdU、PdV、PdW、及び電流信号Arの正常値は、t201a、t201b、t201c、t201dのように、全てLo状態(または、0)となる。
In FIG. 3, before driving the
ここで、スイッチングトランジスタTru、Trv、Trwのいずれかが短絡していた場合、或いは、電圧比較手段106内のコンパレータ106a、106b、106cのいずれかがHi出力故障をしていた場合、コンパレータ106a、106b、106cが比較を行う基準電位の元となる母線電圧の値に関わらず、図4のt1に示すように故障に該当する箇所に対応した位置検出信号がHi出力される。スイッチングトランジスタTruの短絡、または、コンパレータ106aがHi出力故障をしていた場合、t211aのように位置検出信号PdUはHi出力信号を出す。コンパレータ106aがHi出力故障をしていた場合は言うまでもないが、スイッチングトランジスタTruが故障していた場合、電圧比として基準電位は母線電圧の1/2、比較値は母線電圧となるため、基準電位よりも大きくなることからHi出力される。
Here, if any of the switching transistors Tru, Trv, Trw is short-circuited, or if any of the
スイッチングトランジスタTrvの短絡、または、コンパレータ106bがHi出力故障をしていた場合、t211bのように位置検出信号PdVはHi出力信号を出す。スイッチングトランジスタTrwの短絡、または、コンパレータ106cがHi出力故障をしていた場合、t211cのように位置検出信号PdWはHi出力信号を出す。2つ以上の箇所が同時に故障していた場合は、上記組み合わせとなる。
When the switching transistor Trv is short-circuited or the
また、スイッチングトランジスタTrx、Try、Trzのいずれかが短絡していた場
合、ドライブ回路105として構成される周知のブートストラップコンデンサにおいて、短絡しているスイッチングトランジスタに対応したブートストラップコンデンサへの充電が短絡しているスイッチングトランジスタ、電流検出手段107が監視するシャント抵抗を介して開始されることにより、いずれが短絡していても、図5のt1のt221dに示すように電流信号Arが出力される。
Further, when one of the switching transistors Trx, Try, Trz is short-circuited, in a known bootstrap capacitor configured as the
スイッチングトランジスタTru、Trv、Trwのいずれかが短絡していた場合、或いは、電圧比較手段106内のコンパレータ106a、106b、106cのいずれかがHi出力故障をしていた場合と、スイッチングトランジスタTrx、Try、Trzのいずれかが短絡していた場合とが組み合わさった場合、図4、図5に示す、各々の異常判定基準となるt211a、t211b、t211c、t221dの異常信号の組み合わせとなる。
When any of the switching transistors Tru, Trv, Trw is short-circuited, or when any of the
このように、ドライブ制御手段112によりスイッチングトランジスタTru、Trx、Trv、Try、Trw、Trzへ出力信号を加えることなく、スイッチングトランジスタTru、Trx、Trv、Try、Trw、Trzの短絡故障を検知できることにより、以降に行う他の異常判定を行うにあたり、ブラシレスDCモータ103を駆動する際に印加する電圧値と同値を、異常判定電圧として印加しても危険要因とはならない。
As described above, the
スイッチングトランジスタTru、Trx、Trv、Try、Trw、Trzの短絡故障、及び電圧比較手段106内のコンパレータ106a、106b、106cのHi出力故障がない、つまり、素子の短絡故障がない状態に次の異常判定処理t2へ移行する。
There is no short-circuit fault in the switching transistors Tru, Trx, Trv, Try, Trw, Trz, and there is no Hi output fault in the
t2以降では、1相ずつの故障確認を実施していく工程であり、本実施の形態1においては、t2、t3では、ステータ巻線103uに対応するU相を、t4、t5では、ステータ巻線103vに対応するV相を、t6、t7では、ステータ巻線103wに対応するW相を異常判定する工程と定義付けしている。
After t2, it is a step of performing failure confirmation for each phase. In the first embodiment, the U phase corresponding to the stator winding 103u is t2 and t3, and the stator winding is t4 and t5. The V phase corresponding to the
ここで、ステータ巻線103u、103v、103wに対する判定順序は問わない為、103vを103uより先に実施しても問題はなく、異常判定する工程順序は本実施の形態1に限定されるわけではない。実施工程順序に関わらず、異常判定を行った時点で、それ以降の判定を行わず、ブラシレスDCモータ103を駆動させずに処理を停止する。
Here, since the determination order for the
t2において、ステータ巻線103uを駆動する整流部102の−側に接続されるスイッチングトランジスタTrxを駆動する。正常時には、この時点でドライブ回路105内のブートストラップコンデンサへの充電が開始されることにより、図3のt202dのように電流信号Arを入力し、スイッチングトランジスタTrxが開放故障していた場合は、断線によってドライブ回路105内のブートストラップコンデンサへの充電が開始されないため、図6のt212dのように、電流信号Arは出力されない(0のままである)。
At t2, the switching transistor Trx connected to the negative side of the
また、ブラシレスDCモータ103が地絡していた場合、ブートストラップコンデンサへの充電が開始されるが、アースを介して充電が行われる為、電流検出手段107が検出するシャント抵抗へは電流が流れず、電流信号Arは出力されない。ブラシレスDCモータ103が駆動していない状態でのブートストラップコンデンサへの充電は、通常15Vなどの低電圧回路からの電圧供給から行われるものであるので、地絡に対しても安全に異常判定を行う事ができる。
In addition, when the
従って、電流信号Arによって、スイッチングトランジスタTrxの開放故障、及びブラシレスDCモータ103の地絡を判定することができる。
Therefore, it is possible to determine the open failure of the switching transistor Trx and the ground fault of the
万が一、電流検出手段107が検出元としているシャント抵抗が短絡していた場合、シャント抵抗の両端に電位差が発生しないことから、電流信号Arは出力されないため、電流検出手段107の故障判定も行う事ができる。 If the shunt resistor that is the detection source of the current detection means 107 is short-circuited, a potential difference does not occur at both ends of the shunt resistance, so the current signal Ar is not output. Can do.
t3において、ステータ巻線103uを駆動する整流部102の+側に接続されるスイッチングトランジスタTruを駆動する。正常時には、この時点でドライブ回路105内のブートストラップコンデンサへの充電が開始されていることにより、スイッチングトランジスタTru駆動可能となり整流部102の+側とステータ巻き線103uが導通する結果、コンパレータ106aの片側には母線電圧相当の分圧回路により値が入力されることにより、基準電位となる母線電圧の1/2相当の分圧回路による値以上となることにより、図3のt203aのように、PduはHi出力信号を出すが、スイッチングトランジスタTruが開放故障している場合は、整流部102の+側とステータ巻き線103uが導通しないため、コンパレータ106aの片側は0が入力されることにより、基準電位となる母線電圧の1/2相当の分圧回路による値未満となることにより、図7のt223aのようにLo出力信号のままとなる。コンパレータ106aがLo出力故障していた場合は、言うまでもなくLo出力信号のままとなる。
At t3, the switching transistor Tru connected to the + side of the rectifying
従って、t3においては、スイッチングトランジスタTruの短絡故障、及びコンパレータ106aのLo出力故障の異常判定を行う事ができる。
Therefore, at t3, it is possible to perform abnormality determination of the short-circuit fault of the switching transistor Tru and the Lo output fault of the
t4において、ステータ巻線103vを駆動する整流部102の−側に接続されるスイッチングトランジスタTryを駆動する。正常時には、この時点でドライブ回路105内のブートストラップコンデンサへの充電が開始されることにより、図3のt204dのように電流信号Arを入力し、スイッチングトランジスタTryが開放故障していた場合は、断線によってドライブ回路105内のブートストラップコンデンサへの充電が開始されないため、図8のt214dのように、電流信号Arは出力されない(0のままである)。
At t4, the switching transistor Try connected to the negative side of the rectifying
ここで、ステータ巻線103vのインピーダンス値が小さい場合、或いはt2において、スイッチングトランジスタTrxを駆動して、スイッチングトランジスタTruを駆動させるためのブートストラップコンデンサへの充電時間が長い、つまり異常判定に時間をとった場合、ステータ巻線103vを介して、スイッチングトランジスタTrv、及びスイッチングトランジスタTrwを駆動する為に必要なブートストラップコンデンサへの充電も同時に行われる。 Here, when the impedance value of the stator winding 103v is small, or at t2, the switching transistor Trx is driven and the charging time for the bootstrap capacitor for driving the switching transistor Tru is long. In this case, the bootstrap capacitor necessary for driving the switching transistor Trv and the switching transistor Trw is also simultaneously charged through the stator winding 103v.
本実施の形態1に関しては、他のスイッチングトランジスタに対応したブートストラップコンデンサへの充電が未完了である前提で説明を行っている。ステータ巻線103u、103v、103w及び異常判定時間により、他のスイッチングトランジスタに対応したブートストラップコンデンサへの充電が完了してしまい、次のスイッチングトランジスタを駆動して、対応するブートストラップコンデンサに充電ができない、つまり、図8のt214dのように、電流信号Arは出力されない場合は、本実施の形態1で言えば、スイッチングトランジスタTryを駆動して、ブートストラップコンデンサに充電ができない場合、t1〜t3でスイッチングトランジスタTrvの短絡及び、スイッチングトランジスタTrxに異常が無いことが確認できているため、t4での異常判定前に、図示はしないが、スイッチングトランジスタTrvとスイッチングトランジスタTrxを駆動させることにより、スイッチングトランジスタTrvに対応するブートストラップコンデンサの充電をなくした状態にしてから、t4でのスイッチングトランジスタTryの開放故障の異常判定処理を行う必要がある。
The first embodiment has been described on the premise that charging to the bootstrap capacitor corresponding to another switching transistor is not completed. Due to the
t2時点で、ステータ巻線103u、103vを介して、スイッチングトランジスタTrvに対応するブートストラップコンデンサへの充電をするため、t4でのt204dの電流信号Arは、少なくとも、t2でのt202dの電流信号Ar未満となるため、電流信号Arが、t202d、t204dで変化なく同値であったとすると、ステータ巻線103u、103vいずれかが欠相していることとなり、欠相判定を行う事ができる。
At time t2, in order to charge the bootstrap capacitor corresponding to the switching transistor Trv through the
また、ブラシレスDCモータ103が地絡していた場合、ブートストラップコンデンサへの充電が開始されるが、アースを介して充電が行われる為、電流検出手段107が検出するシャント抵抗へは電流が流れず、電流信号Arは出力されないが、t3時点でブラシレスDCモータ103の地絡は判定できているので、ここでは地絡である可能性はない。
In addition, when the
t5において、ステータ巻線103vを駆動する整流部102の+側に接続されるスイッチングトランジスタTrvを駆動する。正常時には、この時点でドライブ回路105内のブートストラップコンデンサへの充電が開始されていることにより、スイッチングトランジスタTrv駆動可能となり整流部102の+側とステータ巻き線103vが導通する結果、コンパレータ106bの片側には母線電圧相当の分圧回路により値が入力されることにより、基準電位となる母線電圧の1/2相当の分圧回路による値以上となることにより、図3のt205bのように、PdvはHi出力信号を出すが、スイッチングトランジスタTrvが開放故障している場合は、整流部102の+側とステータ巻き線103vが導通しないため、コンパレータ106bの片側は0が入力されることにより、基準電位となる母線電圧の1/2相当の分圧回路による値未満となることにより、図9のt225bのようにLo出力信号のままとなる。コンパレータ106bがLo出力故障していた場合は、言うまでもなくLo出力信号のままとなる。
At t5, the switching transistor Trv connected to the + side of the rectifying
従って、t5においては、スイッチングトランジスタTrvの短絡故障、及びコンパレータ106bのLo出力故障の異常判定を行う事ができる。
Therefore, at t5, it is possible to determine whether the switching transistor Trv is short-circuited or the
t6において、ステータ巻線103wを駆動する整流部102の−側に接続されるスイッチングトランジスタTrzを駆動する。正常時には、この時点でドライブ回路105内のブートストラップコンデンサへの充電が開始されることにより、図3のt205dのように電流信号Arを入力し、スイッチングトランジスタTrzが開放故障していた場合は、断線によってドライブ回路105内のブートストラップコンデンサへの充電が開始されないため、図10のt216dのように、電流信号Arは出力されない(0のままである)。
At t6, the switching transistor Trz connected to the negative side of the rectifying
t2時点で、ステータ巻線103u、103wを介して、スイッチングトランジスタTrwに対応するブートストラップコンデンサへの充電をするため、t6でのt206dの電流信号Arは、少なくとも、t2でのt202dの電流信号Ar未満となるため、電流信号Arが、t202d、t206dで変化なく同値であったとすると、ステータ巻線103u、103wいずれかが欠相していることとなり、欠相判定を行う事ができる。(ここでは、異常判定の順序上、ステータ巻線103uが欠相していた場合はt4にて判定可能となるため、ステータ巻線103wのみの欠相判定が対象となる。)
また、ブラシレスDCモータ103が地絡していた場合、ブートストラップコンデンサへの充電が開始されるが、アースを介して充電が行われる為、電流検出手段107が検出するシャント抵抗へは電流が流れず、電流信号Arは出力されないが、t3時点でブラシレスDCモータ103の地絡は判定できているので、ここでは地絡である可能性はない。
At time t2, in order to charge the bootstrap capacitor corresponding to the switching transistor Trw via the stator windings 103u and 103w, the current signal Ar at t206d at t6 is at least the current signal Ar at t202d at t2. Therefore, if the current signal Ar has the same value without change at t202d and t206d, either one of the stator windings 103u and 103w is missing, and the missing phase can be determined. (Here, in the order of abnormality determination, if the stator winding 103u is out of phase, it can be determined at t4, and therefore, only the stator winding 103w is determined to be out of phase.)
In addition, when the
t7において、ステータ巻線103wを駆動する整流部102の+側に接続されるスイッチングトランジスタTrwを駆動する。正常時には、この時点でドライブ回路105内のブートストラップコンデンサへの充電が開始されていることにより、スイッチングトラ
ンジスタTrw駆動可能となり整流部102の+側とステータ巻き線103wが導通する結果、コンパレータ106cの片側には母線電圧相当の分圧回路により値が入力されることにより、基準電位となる母線電圧の1/2相当の分圧回路による値以上となることにより、図3のt207cのように、PdwはHi出力信号を出すが、スイッチングトランジスタTrwが開放故障している場合は、整流部102の+側とステータ巻き線103wが導通しないため、コンパレータ106cの片側は0が入力されることにより、基準電位となる母線電圧の1/2相当の分圧回路による値未満となることにより、図11のt227cのようにLo出力信号のままとなる。コンパレータ106cがLo出力故障していた場合は、言うまでもなくLo出力信号のままとなる。
At t7, the switching transistor Trw connected to the + side of the rectifying
従って、t7においては、スイッチングトランジスタTrwの短絡故障、及びコンパレータ106cのLo出力故障の異常判定を行う事ができる。
Therefore, at t7, it is possible to determine whether the switching transistor Trw is short-circuited or the
このように、ブラシレスDCモータ103を駆動することなく、回路の特性や異常判定方法を組み合わせることにより、ブラシレスDCモータ103に加える電圧と同電圧にて異常判定を判定することができるので、コンバータ等が必要なく、安価で異常判定を実現することができる。
As described above, the abnormality determination can be determined by the same voltage as the voltage applied to the
また、判定方法も複雑なものではなく、スイッチングトランジスタを駆動しなくともスイッチングトランジスタの短絡故障を検出できるため、非常に安全に異常を判定することができる。 Also, the determination method is not complicated, and it is possible to detect a short-circuit failure of the switching transistor without driving the switching transistor, and therefore it is possible to determine an abnormality very safely.
以上のように、ブラシレスDCモータ103を駆動することなく、地絡、欠相、インバータ回路部104の部品故障を判定することができるため、高い信頼性が得ることができ、ブラシレスDCモータ103を具備した電動圧縮機120に、本実施の形態1におけるインバータ制御装置100を用いても、信頼性の高いものを提供することが可能となる。
As described above, since it is possible to determine the ground fault, phase loss, and component failure of the
また、電動圧縮機120、凝縮器、減圧装置、蒸発器を配管によって環状に連結した冷凍サイクル(いずれも図示せず)を具備した冷蔵庫等の物品貯蔵装置において、電動圧縮機120を、本実施の形態1のインバータ制御装置100を用いて異常判定することにより、信頼性の高めることができる。
Further, in the article storage device such as a refrigerator equipped with an electric compressor 120, a condenser, a decompression device, and a refrigeration cycle (all not shown) in which an evaporator is connected in a ring shape, the electric compressor 120 is implemented in this embodiment. The reliability can be improved by determining the abnormality using the
以上のように、本発明にかかるインバータ制御装置は、ブラシレスDCモータの欠相、地絡、及び駆動回路の部品故障をブラシレスDCモータの駆動前に判断することができるため、インバータ制御装置を用いるエアコン、冷蔵庫、洗濯機等の家庭用電気機器や、電気自動車等に有用である。 As described above, the inverter control device according to the present invention uses the inverter control device because it can determine the phase failure, ground fault, and component failure of the drive circuit of the brushless DC motor before driving the brushless DC motor. It is useful for household electric appliances such as air conditioners, refrigerators and washing machines, and electric vehicles.
100 インバータ制御装置
103 ブラシレスDCモータ
103a ステータ
103b ロータ
104 インバータ回路部
106 電圧比較手段
107 電流検出手段
109 位置検知判定手段
110 転流制御手段
111 異常判定手段
112 ドライブ制御手段
120 電動圧縮機
DESCRIPTION OF
Claims (3)
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JP2014077488A JP2015201905A (en) | 2014-04-04 | 2014-04-04 | inverter control device |
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