JP2015076703A - Antenna device and antenna exciting method - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、フェーズドアレーアンテナを構成する素子アンテナの各移相状態で生じる励振振幅位相誤差の影響を低減するアンテナ装置及びアンテナ励振方法に関するものである。 The present invention relates to an antenna device and an antenna excitation method for reducing the influence of an excitation amplitude phase error generated in each phase shift state of an element antenna constituting a phased array antenna.
フェーズドアレーアンテナを用いる通信システムでは、複数の素子アンテナ及び素子アンテナに接続されている複数の移相器を備えたフェーズドアレーアンテナと、複数の移相器を制御する移相器制御装置とから構成される。
移相器として、ディジタル移相器を使用する場合、各移相器の移相状態を移相器制御装置によって容易に制御することができるため、電子的にアンテナ放射パターンを制御することが可能であり、衛星通信システムやレーダシステム等のアンテナとして広く利用されている。
A communication system using a phased array antenna includes a plurality of element antennas, a phased array antenna including a plurality of phase shifters connected to the element antennas, and a phase shifter control device that controls the plurality of phase shifters. Is done.
When a digital phase shifter is used as the phase shifter, the phase shift state of each phase shifter can be easily controlled by the phase shifter control device, so that the antenna radiation pattern can be controlled electronically. It is widely used as an antenna for satellite communication systems and radar systems.
一般に、ディジタル移相器は、ダイオードなどの半導体素子を複数備えており、複数の半導体素子の動作状態/非動作状態を適宜組み合わせることで、複数の移相状態を実現している。
ただし、半導体素子は、個体毎に異なる動作特性を有するため、ディジタル移相器の通過特性は、移相状態毎に異なる特性となる。
この移相状態毎の通過特性のばらつき(以下、「通過移相誤差」と称する)と、挿入損(通過振幅)のばらつき(以下、「通過振幅誤差」と称する)によってアンテナ放射パターンが所望の特性と異なるものとなり、特性劣化を生じることがある。
In general, a digital phase shifter includes a plurality of semiconductor elements such as diodes, and a plurality of phase shift states are realized by appropriately combining operation states / non-operation states of the plurality of semiconductor elements.
However, since the semiconductor element has different operating characteristics for each individual, the passing characteristics of the digital phase shifter are different for each phase shift state.
The antenna radiation pattern is determined by the variation in pass characteristics for each phase shift state (hereinafter referred to as “pass phase error”) and the variation in insertion loss (pass amplitude) (hereinafter referred to as “pass amplitude error”). It may be different from the characteristic and may cause characteristic deterioration.
特性劣化の対策として、ディジタル移相器の移相状態毎の通過特性によるアンテナ利得の劣化を低減するアンテナ励振位相を決定する方法が提案されている(例えば、特許文献1、非特許文献1を参照)。
即ち、特許文献1には、所望の特性を実現する理想的なアナログ値の移相値を微小量ずつオフセットさせながら、通過振幅誤差を考慮して、その移相値を量子化することで決まる移相状態のアンテナ利得低下量を算出し、そのアンテナ利得低下量が最小となる移相状態をアンテナ励振位相に決定する方法が開示されている。
また、非特許文献1には、移相器の移相状態毎の通過振幅誤差と通過移相誤差を同時に考慮して、アンテナ利得劣化やヌルの深さ等を改善して、所望のフェーズドアレーアンテナの放射パターンを高精度に実現するアンテナ励振位相の算出手法が開示されている。
As a countermeasure against characteristic deterioration, a method of determining an antenna excitation phase that reduces deterioration of antenna gain due to a passing characteristic for each phase shift state of a digital phase shifter has been proposed (for example, Patent Document 1 and Non-Patent Document 1). reference).
That is, in Patent Document 1, it is determined by quantizing the phase shift value in consideration of the passing amplitude error while offsetting the phase shift value of an ideal analog value that realizes a desired characteristic by a minute amount. A method is disclosed in which an antenna gain reduction amount in a phase shift state is calculated, and a phase shift state that minimizes the antenna gain reduction amount is determined as an antenna excitation phase.
Further, Non-Patent Document 1 describes a desired phased array by improving antenna gain degradation, null depth, and the like by simultaneously considering a passing amplitude error and a passing phase shift error for each phase shift state of the phase shifter. A method for calculating an antenna excitation phase that realizes an antenna radiation pattern with high accuracy is disclosed.
ただし、フェーズドアレーアンテナにおいて、励振振幅を自在に制御することは容易ではなく、特許文献1及び非特許文献1でも、励振位相の補正(設定)のみを考慮している。
一方、フェーズドアレーアンテナにおいて、振幅位相制御を実現する技術として、時間ウエイトの概念を利用する時間変調アレーアンテナが以下の非特許文献2,3に開示されている。
これは、複数の励振位相でそれぞれ受信された信号、あるいは、送信された信号を時間平均(時間積分)することにより、等価的に所定の振幅分布を与えた状態と同じ効果(放射特性)を得るものである。
However, in the phased array antenna, it is not easy to freely control the excitation amplitude, and in Patent Document 1 and Non-Patent Document 1, only correction (setting) of the excitation phase is considered.
On the other hand, in the phased array antenna, as a technique for realizing amplitude phase control, a time modulation array antenna using the concept of time weight is disclosed in
This is because the same effect (radiation characteristics) as a state in which a predetermined amplitude distribution is given equivalently by time averaging (time integration) of signals received or transmitted at a plurality of excitation phases. To get.
従来のアンテナ装置は以上のように構成されているので、特許文献1及び非特許文献1の場合、移相器を使う制約上、励振位相誤差の補正のみを考慮しており、励振振幅誤差を補正することはできない。つまり、通過振幅誤差及び通過移相誤差の影響が小さくなる励振位相の組み合わせを探索するものであり、励振誤差自体を低減することができない課題があった。
一方、非特許文献2,3の場合、フェーズドアレーアンテナの性能を高めることができるが、励振振幅あるいは励振位相の誤差に対する対策は開示されておらず、励振振幅や励振位相の誤差を低減することができない課題があった。
Since the conventional antenna device is configured as described above, in the case of Patent Document 1 and Non-Patent Document 1, only the correction of the excitation phase error is considered due to the restriction of using the phase shifter, and the excitation amplitude error is reduced. It cannot be corrected. That is, a search is made for a combination of excitation phases in which the influence of the pass amplitude error and the pass phase shift error is small, and there is a problem that the excitation error itself cannot be reduced.
On the other hand, in the case of
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、フェーズドアレーアンテナを構成する素子アンテナの各移相状態で生じる励振振幅位相誤差の影響を低減することができるアンテナ装置及びアンテナ励振方法を得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an antenna device and an antenna excitation capable of reducing the influence of an excitation amplitude phase error generated in each phase shift state of an element antenna constituting a phased array antenna. The purpose is to obtain a method.
この発明に係るアンテナ装置は、フェーズドアレーアンテナを構成する素子アンテナと接続されている複数の移相器と、複数の移相器の出力信号を合成する合成器と、合成器により合成された信号を受信する受信機と、素子アンテナの励振位相を設定する励振位相設定手段と、励振位相設定手段により設定された励振位相に加える位相オフセット量を設定するとともに、その位相オフセット量を加える回数を設定するオフセット設定手段と、励振位相設定手段により設定された励振位相に対して、オフセット設定手段により設定された回数に至るまで、位相オフセット量を繰り返し加える位相オフセット手段と、位相オフセット手段により位相オフセット量が励振位相に加えられる毎に、その励振位相にしたがって複数の移相器の移相状態を制御する移相状態制御手段とを設け、時間平均手段が、移相状態制御手段により移相状態が制御される毎に、受信機により受信された信号を蓄積して、その信号の時間平均を算出するようにしたものである。 An antenna device according to the present invention includes a plurality of phase shifters connected to element antennas constituting a phased array antenna, a combiner that combines output signals of the plurality of phase shifters, and a signal combined by the combiner. Receiver, receiving phase setting means for setting the excitation phase of the element antenna, and setting the phase offset amount to be added to the excitation phase set by the excitation phase setting means, and setting the number of times to add the phase offset amount Offset setting means, a phase offset means for repeatedly adding a phase offset amount to the excitation phase set by the excitation phase setting means until the number of times set by the offset setting means, and a phase offset amount by the phase offset means Is added to the excitation phase, the phase shift states of the plurality of phase shifters are changed according to the excitation phase. Each time the phase shift state is controlled by the phase shift state control means, the signal received by the receiver is accumulated and the time average of the signal is calculated. It is to be calculated.
この発明によれば、励振位相設定手段により設定された励振位相に対して、オフセット設定手段により設定された回数に至るまで、位相オフセット量を繰り返し加える位相オフセット手段と、位相オフセット手段により位相オフセット量が励振位相に加えられる毎に、その励振位相にしたがって複数の移相器の移相状態を制御する移相状態制御手段とを設け、時間平均手段が、移相状態制御手段により移相状態が制御される毎に、受信機により受信された信号を蓄積して、その信号の時間平均を算出するように構成したので、フェーズドアレーアンテナを構成する素子アンテナの各移相状態で生じる励振振幅位相誤差の影響を低減することができる効果がある。 According to the present invention, the phase offset unit that repeatedly adds the phase offset amount to the excitation phase set by the excitation phase setting unit until the number of times set by the offset setting unit is reached, and the phase offset amount by the phase offset unit Phase shift state control means for controlling the phase shift states of a plurality of phase shifters according to the excitation phase each time is added to the excitation phase. Each time it is controlled, the signal received by the receiver is accumulated, and the time average of the signal is calculated. Therefore, the excitation amplitude phase generated in each phase shift state of the element antennas constituting the phased array antenna There is an effect that the influence of the error can be reduced.
実施の形態1.
図1はこの発明の実施の形態1によるアンテナ装置を示す構成図である。
図1において、フェーズドアレーアンテナ1はK本の素子アンテナ2−k(k=1,2,3,・・・,K)から構成されており、素子アンテナ2−kには移相器3−k(k=1,2,3,・・・,K)が接続されている。
移相器3−kは移相器制御装置6から出力された移相器制御信号が示す励振位相にしたがって素子アンテナ2−kから入射された高周波信号(電波)の位相を変化させる処理を実施する。
合成器4は移相器3−1〜3−Kから出力された高周波信号を合成し、合成後の高周波信号を受信機5に出力する処理を実施する。
Embodiment 1 FIG.
1 is a block diagram showing an antenna apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
In FIG. 1, a phased array antenna 1 is composed of K element antennas 2-k (k = 1, 2, 3,..., K). k (k = 1, 2, 3,..., K) are connected.
The phase shifter 3-k performs a process of changing the phase of the high-frequency signal (radio wave) incident from the element antenna 2-k according to the excitation phase indicated by the phase shifter control signal output from the phase
The synthesizer 4 synthesizes the high-frequency signals output from the phase shifters 3-1 to 3 -K, and performs a process of outputting the combined high-frequency signal to the
受信機5は合成器4から出力された合成後の高周波信号を検波し、その高周波信号を例えばベースバンドのディジタル信号(以下、「ディジタル受信データ」と称する)に変換する処理を実施する。ここでは、高周波信号をディジタル受信データに変換する例を説明するが、後段の信号処理に供する信号に変換するものであればよく、ディジタル受信データに変換するものに限るものではない。
移相器制御装置6は例えばCPUを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどから構成されており、移相器3−kの移相状態を制御することで、所望のフェーズドアレーアンテナ1の放射パターンを実現する装置である。
The
The phase
励振位相設定部7は例えばマウスやキーボードなどのマンマシンインタフェースで構成されており、ユーザの操作の下で、素子アンテナ2−1〜2−Kで共通の励振位相を設定する処理を実施する。なお、励振位相設定部7は励振位相設定手段を構成している。
位相オフセット量設定部8は例えばマンマシンインタフェースで構成されており、ユーザの操作の下で、励振位相設定部7により設定された励振位相に加える位相オフセット量を設定する処理を実施する。
位相オフセット回数設定部9は例えばマンマシンインタフェースで構成されており、ユーザの操作の下で、位相オフセット量設定部8により設定された位相オフセット量を加える回数である位相オフセット回数を設定する処理を実施する。
なお、位相オフセット量設定部8及び位相オフセット回数設定部9からオフセット設定手段が構成されている。
ここでは、励振位相設定部7、位相オフセット量設定部8及び位相オフセット回数設定部9がマンマシンインタフェースで構成されている例を示しているが、これに限るものではなく、例えば、外部から送信された設定値を示す情報を受信する通信機器などから構成されて、その情報にしたがって励振位相等を設定するものであってもよい。
The excitation
The phase offset
The phase offset
The phase offset
Here, an example in which the excitation
位相オフセット部10は励振時間制御部13から移相器3−kの更新タイミングを示す制御信号を受ける毎に、励振位相設定部7により設定された励振位相に対して、位相オフセット回数設定部9により設定された位相オフセット回数に至るまで、位相オフセット量設定部8により設定された位相オフセット量を加える処理を実施する。なお、位相オフセット部10は位相オフセット手段を構成している。
移相器制御信号出力部11は位相オフセット部10により位相オフセット量が励振位相に加えられる毎に、その励振位相を示す移相器制御信号を移相器3−1〜3−Kに出力する処理を実施する。なお、移相器制御信号出力部11は移相状態制御手段を構成している。
Each time the phase offset
Each time the phase offset amount is added to the excitation phase by the phase offset
時間平均処理部12は例えばCPUを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどから構成されており、励振時間制御部13からディジタル受信データの蓄積タイミングを示す制御信号を受ける毎に、受信機5から出力されたディジタル受信データを蓄積して、そのディジタル受信データの時間平均を算出する処理を実施する。なお、時間平均処理部12は時間平均手段を構成している。
励振時間制御部13は例えばCPUを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどから構成されており、移相器3−kにおける移相状態の制御周期と、時間平均処理部12における時間平均周期との同期を図るために、移相器3−kの更新タイミングを示す制御信号を位相オフセット部10に出力するとともに、受信機5から出力されたディジタル受信データの蓄積タイミングを示す制御信号を時間平均処理部12に出力する処理を実施する。
The time
The excitation
図1の例では、アンテナ装置の構成要素であるフェーズドアレーアンテナ1、受信機5、移相器制御装置6、時間平均処理部12及び励振時間制御部13のそれぞれが専用のハードウェアで構成されているものを想定しているが、アンテナ装置の一部がコンピュータで構成されていてもよい。
例えば、アンテナ装置の一部として、移相器制御装置6、時間平均処理部12及び励振時間制御部13がコンピュータで構成されている場合、移相器制御装置6、時間平均処理部12及び励振時間制御部13の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのメモリに格納し、当該コンピュータのCPUが当該メモリに格納されているプログラムを実行するようにすればよい。
図2はこの発明の実施の形態1によるアンテナ装置の処理内容(アンテナ励振方法)を示すフローチャートである。
In the example of FIG. 1, each of the phased array antenna 1, the
For example, when the phase
FIG. 2 is a flowchart showing the processing contents (antenna excitation method) of the antenna device according to Embodiment 1 of the present invention.
次に動作について説明する。
例えば、観測対象である目標物から到来する高周波信号(電波)は、フェーズドアレーアンテナ1を構成する素子アンテナ2−kから入射されて、移相器3−1〜3−Kに入力される。
移相器3−1〜3−Kは、素子アンテナ2−kから入射された高周波信号を入力すると、後述する移相器制御装置6から出力された移相器制御信号が示す励振位相にしたがって当該高周波信号の位相を変化させ、位相変化後の高周波信号を合成器4に出力する。
Next, the operation will be described.
For example, a high-frequency signal (radio wave) arriving from an object to be observed is incident from an element antenna 2-k constituting the phased array antenna 1 and input to the phase shifters 3-1 to 3-K.
When the high-frequency signal incident from the element antenna 2-k is input to the phase shifters 3-1 to 3 -K, according to the excitation phase indicated by the phase shifter control signal output from the phase
合成器4は、移相器3−1〜3−Kから位相変化後の高周波信号を受けると、それらの高周波信号を合成し、合成後の高周波信号を受信機5に出力する。
受信機5は、合成器4から合成後の高周波信号を受けると、その高周波信号を検波し、その高周波信号を例えばベースバンドのディジタル信号であるディジタル受信データに変換する。例えば、受信機5がディジタル受信機であれば、A/D変換後のディジタル信号を出力する。
When the synthesizer 4 receives the high-frequency signals after the phase change from the phase shifters 3-1 to 3 -K, the synthesizer 4 synthesizes the high-frequency signals and outputs the combined high-frequency signal to the
When receiving the combined high-frequency signal from the combiner 4, the
移相器制御装置6は、所望のフェーズドアレーアンテナ1の放射パターンを実現するために、移相器3−kの移相状態を制御する。
以下、移相器制御装置6の処理内容を具体的に説明する。
The phase
Hereinafter, the processing content of the phase
まず、移相器制御装置6の励振位相設定部7は、所望の放射パターンの実現に必要な励振位相βk(k=1,2,・・・,K、Kは素子アンテナの本数)を設定する(図2のステップST1)。
位相オフセット量設定部8は、励振位相設定部7により設定された励振位相βkに加える位相オフセット量φを設定する(ステップST2)。
また、位相オフセット回数設定部9は、位相オフセット量設定部8により設定された位相オフセット量φを励振位相βkに加える回数である位相オフセット回数Mを設定する(ステップST2)。
この位相オフセット回数Mは、移相器3−1〜3−Kの移相状態を変化させる回数に相当する。
First, the excitation
The phase offset
The phase offset
The number M of phase offsets corresponds to the number of times of changing the phase shift state of the phase shifters 3-1 to 3 -K.
ここで、位相オフセット量設定部8により設定される位相オフセット量φは、移相器3−1〜3−Kで位相を変えることが可能な最小の位相変位量であり、移相器3−1〜3−Kで位相を変えることが可能な位相範囲が、例えば、2π[rad]である場合、位相オフセット量φ×位相オフセット回数Mが2π[rad]になるように、位相オフセット量φ及び位相オフセット回数Mが設定される。
例えば、移相器3−1〜3−Kが、Nbビットのディジタル移相器である場合、ディジタル移相器は、2Nb個の量子化移相状態を有するので、位相を変えることが可能な位相範囲が2π[rad]であれば、位相オフセット量φは、2π/2Nbとなる。
Here, the phase offset amount φ set by the phase offset
For example, if the phase shifters 3-1 to 3 -K are Nb-bit digital phase shifters, the digital phase shifter has 2 Nb quantized phase shift states, so that the phase can be changed. If the phase range is 2π [rad], the phase offset amount φ is 2π / 2 Nb .
励振時間制御部13は、移相器3−kにおける移相状態の制御周期と、時間平均処理部12における時間平均周期との同期を図るために、移相器3−kの更新タイミングを示す制御信号を位相オフセット部10に出力するとともに、受信機5から出力されたディジタル受信データの蓄積タイミングを示す制御信号を時間平均処理部12に出力する。
また、励振時間制御部13は、高周波信号の蓄積数が位相オフセット回数Mに至ると、時間平均の算出指令を時間平均処理部12に出力する。
The excitation
In addition, when the number of high-frequency signals accumulated reaches the number of phase offsets M, the excitation
位相オフセット部10は、励振時間制御部13から移相器3−kの更新タイミングを示す制御信号を受けると、下記の式(1)に示すように、励振位相設定部7により設定された励振位相βkに対して、位相オフセット量設定部8により設定された位相オフセット量φを加算し、その加算結果であるオフセットした値を新たな励振位相θk,mとして設定する(ステップST3)。
なお、位相オフセット部10は、位相オフセット量φの加算処理の実施回数m(m=1,2,・・・,M)が、位相オフセット回数設定部9により設定された位相オフセット回数Mに至るまで、移相器3−kの更新タイミングを示す制御信号を受ける毎に、位相オフセット量φの加算処理を実施する。
When the phase offset
In the phase offset
移相器制御信号出力部11は、位相オフセット部10が新たな励振位相θk,mを設定する毎に、その励振位相θk,mを示す移相器制御信号を移相器3−kに出力する(ステップST4)。
これにより、移相器3−1〜3−Kが、移相器制御装置6から出力された移相器制御信号が示す励振位相θ1,m〜θK,mにしたがって、素子アンテナ2−kから入射された高周波信号の位相を変化させるが、励振位相βkは、上述したように、素子アンテナ2−1〜2−Kで共通の設定値であり、また、位相オフセット量φも素子アンテナ2−1〜2−Kで共通の設定値である。このため、励振位相θ1,m〜θK,mにしたがって高周波信号の位相を変化させても、素子アンテナ2−1〜2−Kの間(移相器3−1〜3−Kの間)の相対位相差は不変である。
したがって、移相器3−kの移相状態を変化させても、フェーズドアレーアンテナ1の放射パターンの振幅特性(包絡線)は不変であり、アンテナ利得は原理的に一定である。
Each time the phase offset
Thereby, the phase shifters 3-1 to 3 -K perform the
Therefore, even if the phase shift state of the phase shifter 3-k is changed, the amplitude characteristic (envelope) of the radiation pattern of the phased array antenna 1 remains unchanged, and the antenna gain is constant in principle.
ただし、移相器3−kの移相状態を変化させても、通過振幅誤差と通過移相誤差は発生する。
各移相状態で生じる通過振幅誤差をΔak,m、通過移相誤差をΔθk,mとすると、移相器3−kにおける実際の励振移相θ’k,mは、下記の式(2)のようになる。
However, even if the phase shift state of the phase shifter 3-k is changed, a pass amplitude error and a pass phase shift error are generated.
Assuming that the passing amplitude error generated in each phase shift state is Δa k, m and the passing phase shift error is Δθ k, m , the actual excitation phase shift θ ′ k, m in the phase shifter 3-k is expressed by the following equation ( 2).
移相器3−1〜3−Kで位相が変化された高周波信号は合成器4に入力され、上述したように、合成器4でK個の高周波信号が合成される。
合成後の高周波信号は受信機5に入力され、上述したように、受信機5で合成後の高周波信号が検波されて、その高周波信号が例えばベースバンドのディジタル信号であるディジタル受信データに変換される。
The high frequency signal whose phase has been changed by the phase shifters 3-1 to 3 -K is input to the synthesizer 4, and the K high frequency signals are synthesized by the synthesizer 4 as described above.
The combined high-frequency signal is input to the
時間平均処理部12は、励振時間制御部13からディジタル受信データの蓄積タイミングを示す制御信号を受ける毎に、受信機5から出力されたディジタル受信データを蓄積する(ステップST5)。
即ち、時間平均処理部12は、ディジタル受信データの蓄積数が位相オフセット回数Mに至るまで、受信機5から出力されたディジタル受信データを蓄積する。
時間平均処理部12は、ディジタル受信データの蓄積数が位相オフセット回数Mに到達して、励振時間制御部13から時間平均の算出指令を受けると(ステップST6)、蓄積しているM個のディジタル受信データを位相オフセット回数Mで除算することで、そのディジタル受信データの時間平均(時間積分)を算出する(ステップST7)。
The time
That is, the time
When the number of stored digital reception data reaches the number of phase offsets M and the time
また、ディジタル受信データの時間平均(時間積分)を算出する際、位相オフセット量φは既知であるので、位相オフセットの影響を除去するために、各ディジタル受信データに対して、その影響を打ち消す逆位相を補正しながら、時間平均をとるようにしてもよい。
Further, when calculating the time average (time integration) of the digital reception data, the phase offset amount φ is known. Therefore, in order to remove the influence of the phase offset, the reverse of canceling the influence on each digital reception data is performed. You may make it take a time average, correct | amending a phase.
一般的に、移相器などのハードウェアにおける振幅位相誤差は、平均が0、標準偏差がσのいわゆる正規分布に従うことが知られており、通過移相誤差Δθk,mの影響はM回の平均化効果によって低減される。また、通過振幅誤差についても、同様の平均化効果が得られる。 Generally, it is known that the amplitude phase error in hardware such as a phase shifter follows a so-called normal distribution with an average of 0 and a standard deviation of σ, and the influence of the passing phase shift error Δθ k, m is M times. Is reduced by the averaging effect. The same averaging effect can be obtained for the passing amplitude error.
ここで、図3はアンテナ装置における時間方向の各処理を示すタイミングチャートである。
図3(a)に示すように、素子アンテナ2−kが同一波形の信号sを繰り返し受信している状況を想定する。
移相器3−kの移相状態の切り替えタイミングは、図3(b)に示すように、受信信号sの周期に同期させている。
Here, FIG. 3 is a timing chart showing each process in the time direction in the antenna device.
As shown in FIG. 3A, a situation is assumed in which the element antenna 2-k repeatedly receives a signal s having the same waveform.
The switching timing of the phase shift state of the phase shifter 3-k is synchronized with the period of the reception signal s as shown in FIG.
この場合、m=1回目のとき、素子アンテナ2−kに接続されている移相器3−kの移相状態がθk,1に設定されると、図3(c)に示すように、受信機5の出力信号としてy_1が得られる。
以後、受信信号sの周期に同期して、移相状態θk,mを更新すると、受信機5の出力信号としてy_mが得られ、受信機5の出力信号y_mが蓄積される。
最終的には、受信機5のM個の出力信号y_1〜y_Mが蓄積され、M個の出力信号y_1〜y_Mが時間平均処理された出力y_aveが得られる。
図3の例では、受信信号sが間欠的で、かつ、その周期Tと移相状態の保持周期T1を同一としているが、これに限るものではなく、例えば、移相状態毎に受信信号sの同一部分を受信できれば、移相器の更新遅延があってもよく、T1がTより短くてもよい。
In this case, when m = 1, when the phase shift state of the phase shifter 3-k connected to the element antenna 2-k is set to θ k, 1 , as shown in FIG. , Y_1 is obtained as an output signal of the
Thereafter, when the phase shift state θ k, m is updated in synchronization with the period of the received signal s, y_m is obtained as the output signal of the
Finally, M output signals y_1 to y_M of the
In the example of FIG. 3, the received signal s is intermittent and the period T and the holding period T1 of the phase shift state are the same. However, the present invention is not limited to this, and for example, the received signal s for each phase shift state. If the same part can be received, there may be an update delay of the phase shifter, and T1 may be shorter than T.
以上で明らかなように、この実施の形態1によれば、励振位相設定部7により設定された励振位相βkに対して、位相オフセット回数設定部9により設定された位相オフセット回数Mに至るまで、位相オフセット量設定部8により設定された位相オフセット量φを加えることで、新たな励振位相θk,mを繰り返し設定する位相オフセット部10と、位相オフセット部10により設定された新たな励振位相θk,mにしたがって移相器3−mの移相状態を制御する移相器制御信号出力部11とを設け、時間平均処理部12が、移相器制御信号出力部11により移相状態が制御される毎に、受信機5から出力されたディジタル受信データを蓄積して、そのディジタル受信データの時間平均を算出するように構成したので、フェーズドアレーアンテナを構成する素子アンテナ2−kの各移相状態で生じる励振振幅位相誤差の影響を低減することができるようになり、より精度の高い振幅位相制御が可能なアンテナ装置が得られる効果がある。
As can be seen from the above, according to the first embodiment, the excitation phase β k set by the excitation
この実施の形態1では、時間平均処理部12が、蓄積しているM個のディジタル受信データを位相オフセット回数Mで除算することで、そのディジタル受信データの時間平均を算出するものを示したが、蓄積しているM個のディジタル受信データのデータサンプル数をLとして、M×Lのデータサイズに対して離散フーリエ変換を実施し、その離散フーリエ変換結果の中で最も高い値、即ち、ピークが検出される出力点を時間平均の結果として利用するようにしてもよい。
なお、M×Lが2のべき乗のサイズであれば、高速フーリエ変換(FFT)を適用することが可能である。
In the first embodiment, the time
Note that when M × L is a power of two, fast Fourier transform (FFT) can be applied.
実施の形態2.
図4はこの発明の実施の形態2によるアンテナ装置を示す構成図であり、図において、図1と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
送信機21は送信信号である高周波信号を生成し、その高周波信号をフェーズドアレーアンテナ1に出力する処理を実施する。
フェーズドアレーアンテナ1の分配器22は送信機21から出力された高周波信号を移相器3−1〜3−Kに分配する処理を実施する。
FIG. 4 is a block diagram showing an antenna apparatus according to
The
The
受信アンテナ31はフェーズドアレーアンテナ1の素子アンテナ2−1〜2−Kから放射された高周波信号を入射する。
図4の例では、受信アンテナ31はフェーズドアレーアンテナ1と異なる場所に設置されているが、フェーズドアレーアンテナ1と同一の場所又は近接している場所に設置されていてもよい。
送信側と受信側が離れた場所にある場合、両者をつなぐ配線を敷設することは現実的ではないため、この実施の形態2では、送信側のフェーズドアレーアンテナ1と別個に受信アンテナ31を配置している。
受信機32は受信アンテナ31から入射された高周波信号を検波し、その高周波信号を例えばベースバンドのディジタル信号であるディジタル受信データに変換する処理を実施する。
なお、受信アンテナ31及び受信機32から信号受信手段が構成されている。
The receiving
In the example of FIG. 4, the
In the case where the transmitting side and the receiving side are separated from each other, it is not realistic to lay the wiring connecting the two. In this second embodiment, the receiving
The
The receiving
励振時間記憶部33は例えばRAMやハードディスクなどの記憶装置から構成されており、予め、励振時間制御部13から出力される制御信号が示す移相器3−kの更新タイミングや、位相オフセット回数設定部9により設定された位相オフセット回数Mを記憶している。
時間平均処理部34は例えばCPUを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどから構成されており、励振時間記憶部33に記憶されている移相器3−kの更新タイミング毎に、受信機32から出力されたディジタル受信データを蓄積して、そのディジタル受信データの時間平均を算出する処理を実施する。
なお、励振時間記憶部33及び時間平均処理部34から時間平均手段が構成されている。
The excitation
The time
The excitation
図4の例では、アンテナ装置の構成要素であるフェーズドアレーアンテナ1、送信機21、移相器制御装置6、励振時間制御部13、受信アンテナ31、受信機32、励振時間記憶部33及び時間平均処理部34のそれぞれが専用のハードウェアで構成されているものを想定しているが、アンテナ装置の一部がコンピュータで構成されていてもよい。
例えば、アンテナ装置の一部として、移相器制御装置6及び励振時間制御部13がコンピュータで構成されている場合、移相器制御装置6及び励振時間制御部13の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのメモリに格納し、当該コンピュータのCPUが当該メモリに格納されているプログラムを実行するようにすればよい。
図5はこの発明の実施の形態2によるアンテナ装置の処理内容(アンテナ励振方法)を示すフローチャートである。
In the example of FIG. 4, the phased array antenna 1, the
For example, when the phase
FIG. 5 is a flowchart showing the processing contents (antenna excitation method) of the antenna device according to the second embodiment of the present invention.
上記実施の形態1では、アンテナ装置が高周波信号を受信する例を示したが、アンテナ装置のフェーズドアレーアンテナ1から放射された高周波信号を、フェーズドアレーアンテナ1と異なる場所に設置されている受信アンテナ31が入射することで、時間平均処理部34が高周波信号の時間平均を算出するようにしてもよい。
この場合、上記実施の形態1と比べて、フェーズドアレーアンテナ1における高周波信号の入出力関係が逆になるが、基本的な動作は変わらない。
このとき、移相器制御装置6及び励振時間制御部13も、上記実施の形態1と同様の動作を行うが、時間平均処理部12が実装されていないため、励振時間制御部13が時間平均処理部12を制御する処理は行われない。
In the first embodiment, an example in which the antenna device receives a high-frequency signal has been described. However, a high-frequency signal radiated from the phased array antenna 1 of the antenna device is a receiving antenna that is installed at a location different from the phased array antenna 1. When 31 is incident, the time
In this case, the input / output relationship of the high-frequency signal in the phased array antenna 1 is reversed as compared with the first embodiment, but the basic operation is not changed.
At this time, the phase
次に動作について説明する。
送信機21は、送信信号である高周波信号を生成し、その高周波信号をフェーズドアレーアンテナ1に出力する。
フェーズドアレーアンテナ1の分配器22は、送信機21から高周波信号を受けると、その高周波信号を移相器3−1〜3−Kに分配する。
Next, the operation will be described.
The
When the
移相器制御装置6は、所望のフェーズドアレーアンテナ1の放射パターンを実現するために、上記実施の形態1と同様に、移相器3−kの移相状態を制御する。
即ち、移相器制御装置6の励振位相設定部7は、上記実施の形態1と同様に、所望の放射パターンの実現に必要な励振位相βk(k=1,2,・・・,K、Kは素子アンテナの本数)を設定する(図5のステップST11)。この励振位相βkは、素子アンテナ2−1〜2−Kで共通の設定値である。
位相オフセット量設定部8は、上記実施の形態1と同様に、励振位相設定部7により設定された励振位相βkに加える位相オフセット量φを設定する(ステップST12)。
また、位相オフセット回数設定部9は、上記実施の形態1と同様に、位相オフセット量設定部8により設定された位相オフセット量φを励振位相βkに加える回数である位相オフセット回数Mを設定する(ステップST12)。
In order to realize a desired radiation pattern of the phased array antenna 1, the phase
That is, the excitation
Similarly to the first embodiment, the phase offset
Similarly to the first embodiment, the phase offset
位相オフセット部10は、励振時間制御部13から移相器3−kの更新タイミングを示す制御信号を受けると、上記の式(1)に示すように、励振位相設定部7により設定された励振位相βkに対して、位相オフセット量設定部8により設定された位相オフセット量φを加算し、その加算結果であるオフセットした値を新たな励振位相θk,mとして設定する(ステップST13)。
なお、位相オフセット部10は、位相オフセット量φの加算処理の実施回数m(m=1,2,・・・,M)が、位相オフセット回数設定部9により設定された位相オフセット回数Mに至るまで、移相器3−kの更新タイミングを示す制御信号を受ける毎に、位相オフセット量φの加算処理を実施する。
When the phase offset
In the phase offset
移相器制御信号出力部11は、位相オフセット部10が新たな励振位相θk,mを設定する毎に、その励振位相θk,mを示す移相器制御信号を移相器3−kに出力する(ステップST14)。
これにより、移相器3−1〜3−Kが、移相器制御装置6から出力された移相器制御信号が示す励振位相θ1,m〜θK,mにしたがって、素子アンテナ2−kから放射される高周波信号の位相を変化させるが、励振位相βkは、上述したように、素子アンテナ2−1〜2−Kで共通の設定値であり、また、位相オフセット量φも素子アンテナ2−1〜2−Kで共通の設定値である。このため、励振位相θ1,m〜θK,mにしたがって高周波信号の位相を変化させても、素子アンテナ2−1〜2−Kの間(移相器3−1〜3−Kの間)の相対位相差は不変である。
したがって、移相器3−kの移相状態を変化させても、フェーズドアレーアンテナ1の放射パターンの振幅特性(包絡線)は不変であり、アンテナ利得は原理的に一定である。
Each time the phase offset
Thereby, the phase shifters 3-1 to 3 -K perform the
Therefore, even if the phase shift state of the phase shifter 3-k is changed, the amplitude characteristic (envelope) of the radiation pattern of the phased array antenna 1 remains unchanged, and the antenna gain is constant in principle.
移相器3−1〜3−Kは、分配器22により分配された高周波信号を入力すると、移相器制御装置6から出力された移相器制御信号が示す励振位相θ1,m〜θK,mにしたがって当該高周波信号の位相を変化させ、位相変化後の高周波信号を素子アンテナ2−1〜2−Kに出力する。
これにより、フェーズドアレーアンテナ1の素子アンテナ2−1〜2−Kから位相変化後の高周波信号が放射される(ステップST15)。
When the phase shifters 3-1 to 3 -K receive the high-frequency signal distributed by the
Thereby, the high-frequency signal after the phase change is radiated from the element antennas 2-1 to 2-K of the phased array antenna 1 (step ST15).
受信アンテナ31は、フェーズドアレーアンテナ1の素子アンテナ2−1〜2−Kから放射された高周波信号を入射する。
受信機32は、受信アンテナ31から入射された高周波信号を検波し、その高周波信号を例えばベースバンドのディジタル信号であるディジタル受信データに変換する(ステップST16)。
The receiving
The
時間平均処理部34は、励振時間記憶部33の記憶内容を参照して、移相器3−kの更新タイミングを把握し、移相器3−kの更新タイミング毎に、受信機32から出力されたディジタル受信データを蓄積する(ステップST17)。
即ち、時間平均処理部34は、ディジタル受信データの蓄積数が位相オフセット回数Mに至るまで、受信機32から出力されたディジタル受信データを蓄積する。
時間平均処理部34は、ディジタル受信データの蓄積数が位相オフセット回数Mに到達すると(ステップST18)、蓄積しているM個のディジタル受信データを位相オフセット回数Mで除算することで、そのディジタル受信データの時間平均(時間積分)を算出する(ステップST19)。
The time
That is, the time
When the accumulated number of digital reception data reaches the number of phase offsets M (step ST18), the time
また、ディジタル受信データの時間平均(時間積分)を算出する際、位相オフセット量φは既知であるので、図1の時間平均処理部12と同様に、位相オフセットの影響を除去するために、各ディジタル受信データに対して、その影響を打ち消す逆位相を補正しながら、時間平均をとるようにしてもよい。
一般的に、移相器などのハードウェアにおける振幅位相誤差は、平均が0、標準偏差がσのいわゆる正規分布に従うことが知られており、通過移相誤差Δθk,mの影響はM回の平均化効果によって低減される。また、通過振幅誤差についても、同様の平均化効果が得られる。
Further, when calculating the time average (time integration) of the digital reception data, the phase offset amount φ is known, so that in order to remove the influence of the phase offset, similarly to the time
Generally, it is known that the amplitude phase error in hardware such as a phase shifter follows a so-called normal distribution with an average of 0 and a standard deviation of σ, and the influence of the passing phase shift error Δθ k, m is M times. Is reduced by the averaging effect. The same averaging effect can be obtained for the passing amplitude error.
以上で明らかなように、この実施の形態2によれば、時間平均処理部34が、励振時間記憶部33に記憶されている移相器3−kの更新タイミング毎に、受信機32から出力されたディジタル受信データを蓄積して、そのディジタル受信データの時間平均を算出するように構成したので、上記実施の形態1と同様に、フェーズドアレーアンテナを構成する素子アンテナ2−kの各移相状態で生じる励振振幅位相誤差の影響を低減することができるようになり、より精度の高い振幅位相制御が可能なアンテナ装置が得られる効果がある。
この実施の形態2では、時間平均処理部34が、励振時間記憶部33に記憶されている移相器3−kの更新タイミング毎に、受信機32から出力されたディジタル受信データを蓄積しているが、送信側と受信側が完全に同期している訳ではない。ただし、予め決められた手順により送信側から放射された高周波信号を受信しているので、送信側と受信側が完全に同期している場合と同様の結果を得ることができる。
As is apparent from the above, according to the second embodiment, the time
In the second embodiment, the time
この実施の形態2では、時間平均処理部34が、蓄積しているM個のディジタル受信データを位相オフセット回数Mで除算することで、そのディジタル受信データの時間平均を算出するものを示したが、蓄積しているM個のディジタル受信データのデータサンプル数をLとして、M×Lのデータサイズに対して離散フーリエ変換を実施し、その離散フーリエ変換結果の中で最も高い値、即ち、ピークが検出される出力点を時間平均の結果として利用するようにしてもよい。
なお、M×Lが2のべき乗のサイズであれば、高速フーリエ変換(FFT)を適用することが可能である。
In the second embodiment, the time
Note that when M × L is a power of two, fast Fourier transform (FFT) can be applied.
実施の形態3.
図6はこの発明の実施の形態3によるアンテナ装置を示す構成図であり、図において、図1及び図4と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
合成分配器40は送信機21から出力された高周波信号を移相器3−1〜3−Kに分配する一方、移相器3−1〜3−Kから出力された高周波信号を合成して、合成後の高周波信号を受信機5に出力する処理を実施する。
6 is a block diagram showing an antenna apparatus according to
The combiner /
上記実施の形態1では、フェーズドアレーアンテナ1を構成する素子アンテナ2−kが、観測対象である目標物から到来する高周波信号(電波)を入射する例を示したが、フェーズドアレーアンテナ1を構成する素子アンテナ2−kが高周波信号(電波)を放射したのち、例えば、観測対象である目標物に反射されて戻ってきた上記高周波信号の反射波を、フェーズドアレーアンテナ1を構成する素子アンテナ2−kが入射するようにしてもよい。
In the first embodiment, the example in which the element antenna 2-k constituting the phased array antenna 1 receives a high-frequency signal (radio wave) coming from the target object to be observed is shown. After the element antenna 2-k that radiates a high-frequency signal (radio wave), for example, the
次に動作について説明する。
送信機21は、上記実施の形態2と同様に、送信信号である高周波信号を生成し、その高周波信号をフェーズドアレーアンテナ1に出力する。
フェーズドアレーアンテナ1の合成分配器40は、送信機21から高周波信号を受けると、その高周波信号を移相器3−1〜3−Kに分配する。
Next, the operation will be described.
The
When the synthesizer /
移相器制御装置6は、所望のフェーズドアレーアンテナ1の放射パターンを実現するために、上記実施の形態1,2と同様に、移相器3−kの移相状態を制御する。
即ち、移相器制御装置6の励振位相設定部7は、上記実施の形態1,2と同様に、所望の放射パターンの実現に必要な励振位相βkを設定する(図7のステップST21)。この励振位相βkは、素子アンテナ2−1〜2−Kで共通の設定値である。また、高周波信号の送信時と受信時で同じ設定値である。
位相オフセット量設定部8は、上記実施の形態1,2と同様に、励振位相設定部7により設定された励振位相βkに加える位相オフセット量φを設定する(ステップST22)。
また、位相オフセット回数設定部9は、上記実施の形態1,2と同様に、位相オフセット量設定部8により設定された位相オフセット量φを励振位相βkに加える回数である位相オフセット回数Mを設定する(ステップST12)。
The phase
That is, the excitation
Similarly to the first and second embodiments, the phase offset
Similarly to the first and second embodiments, the phase offset
位相オフセット部10は、励振時間制御部13から移相器3−kの更新タイミングを示す制御信号を受けると、上記実施の形態1,2と同様に、励振位相設定部7により設定された励振位相βkに対して、位相オフセット量設定部8により設定された位相オフセット量φを加算し、その加算結果であるオフセットした値を新たな励振位相θk,mとして設定する(ステップST23)。
When the phase offset
移相器制御信号出力部11は、位相オフセット部10が新たな励振位相θk,mを設定すると、その励振位相θk,mを示す移相器制御信号を移相器3−kに出力する(ステップST24)。
これにより、移相器3−1〜3−Kが、移相器制御装置6から出力された移相器制御信号が示す励振位相θ1,m〜θK,mにしたがって、素子アンテナ2−kから放射される高周波信号の位相を変化させるが、励振位相βkは、上述したように、素子アンテナ2−1〜2−Kで共通の設定値であり、また、位相オフセット量φも素子アンテナ2−1〜2−Kで共通の設定値である。このため、励振位相θ1,m〜θK,mにしたがって高周波信号の位相を変化させても、素子アンテナ2−1〜2−Kの間(移相器3−1〜3−Kの間)の相対位相差は不変である。
したがって、移相器3−kの移相状態を変化させても、フェーズドアレーアンテナ1の放射パターンの振幅特性(包絡線)は不変であり、アンテナ利得は原理的に一定である。
When the phase offset
Thereby, the phase shifters 3-1 to 3 -K perform the
Therefore, even if the phase shift state of the phase shifter 3-k is changed, the amplitude characteristic (envelope) of the radiation pattern of the phased array antenna 1 remains unchanged, and the antenna gain is constant in principle.
移相器3−1〜3−Kは、合成分配器40により分配された高周波信号を入力すると、移相器制御装置6から出力された移相器制御信号が示す励振位相θ1,m〜θK,mにしたがって当該高周波信号の位相を変化させ、位相変化後の高周波信号を素子アンテナ2−1〜2−Kに出力する。
これにより、フェーズドアレーアンテナ1の素子アンテナ2−1〜2−Kから位相変化後の高周波信号が放射される(ステップST25)。
フェーズドアレーアンテナ1の素子アンテナ2−1〜2−Kから放射された高周波信号の一部は、観測対象である目標物により反射(あるいは散乱)されてフェーズドアレーアンテナ1に戻ってくる。
フェーズドアレーアンテナ1の素子アンテナ2−1〜2−Kは、目標物により反射されて戻ってきた高周波信号を入射する。
When the phase shifters 3-1 to 3 -K receive the high-frequency signal distributed by the combiner /
Thereby, the high-frequency signal after the phase change is radiated from the element antennas 2-1 to 2-K of the phased array antenna 1 (step ST25).
A part of the high-frequency signal radiated from the element antennas 2-1 to 2-K of the phased array antenna 1 is reflected (or scattered) by the target to be observed and returns to the phased array antenna 1.
The element antennas 2-1 to 2-K of the phased array antenna 1 receive a high-frequency signal that has been reflected by the target and returned.
位相オフセット部10は、フェーズドアレーアンテナ1の素子アンテナ2−1〜2−Kから高周波信号が放射されたのち、目標物により反射されて戻ってきた高周波信号が素子アンテナ2−1〜2−Kに入射されるまでの間に、励振位相設定部7により設定された励振位相βkに対して、さらに、位相オフセット量設定部8により設定された位相オフセット量φを加算し、その加算結果であるオフセットした値を新たな励振位相θk,mとして設定する(ステップST26)。
The phase offset
移相器制御信号出力部11は、位相オフセット部10が新たな励振位相θk,mを設定すると、その励振位相θk,mを示す移相器制御信号を移相器3−kに出力する(ステップST27)。
これにより、移相器3−1〜3−Kが、移相器制御装置6から出力された移相器制御信号が示す励振位相θ1,m〜θK,mにしたがって、素子アンテナ2−kから入射された高周波信号の位相を変化させるが、励振位相βkは、上述したように、素子アンテナ2−1〜2−Kで共通の設定値であり、また、位相オフセット量φも素子アンテナ2−1〜2−Kで共通の設定値である。このため、励振位相θ1,m〜θK,mにしたがって高周波信号の位相を変化させても、素子アンテナ2−1〜2−Kの間(移相器3−1〜3−Kの間)の相対位相差は不変である。
したがって、移相器3−kの移相状態を変化させても、フェーズドアレーアンテナ1の放射パターンの振幅特性(包絡線)は不変であり、アンテナ利得は原理的に一定である。
When the phase offset
Thereby, the phase shifters 3-1 to 3 -K perform the
Therefore, even if the phase shift state of the phase shifter 3-k is changed, the amplitude characteristic (envelope) of the radiation pattern of the phased array antenna 1 remains unchanged, and the antenna gain is constant in principle.
移相器3−1〜3−Kは、素子アンテナ2−kから入射された高周波信号(目標物により反射されて戻ってきた高周波信号)を入力すると、移相器制御装置6から出力された移相器制御信号が示す励振位相θ1,m〜θK,mにしたがって当該高周波信号の位相を変化させ、位相変化後の高周波信号を合成分配器40に出力する。
合成分配器40は、移相器3−1〜3−Kから位相変化後の高周波信号を受けると、それらの高周波信号を合成し、合成後の高周波信号を受信機5に出力する。
受信機5は、合成分配器40から合成後の高周波信号を受けると、その高周波信号を検波し、その高周波信号を例えばベースバンドのディジタル信号であるディジタル受信データに変換する(ステップST28)。
When the phase shifters 3-1 to 3 -K receive the high-frequency signal incident from the element antenna 2-k (the high-frequency signal returned by being reflected by the target), the phase shifter 3-1 to 3 -K is output from the phase
When the combiner /
When receiving the combined high-frequency signal from the combiner /
時間平均処理部12は、上記実施の形態1と同様に、励振時間制御部13からディジタル受信データの蓄積タイミングを示す制御信号を受ける毎に、受信機5から出力されたディジタル受信データを蓄積する(ステップST29)。
即ち、時間平均処理部12は、ディジタル受信データの蓄積数が位相オフセット回数M/2に至るまで、受信機5から出力されたディジタル受信データを蓄積する。
時間平均処理部12は、ディジタル受信データの蓄積数が位相オフセット回数M/2に到達して、励振時間制御部13から時間平均の算出指令を受けると(ステップST30)、蓄積しているM/2個のディジタル受信データを位相オフセット回数M/2で除算することで、そのディジタル受信データの時間平均(時間積分)を算出する(ステップST31)。
Similar to the first embodiment, the time
That is, the time
When the number of stored digital reception data reaches the number of phase offsets M / 2 and the time
以上で明らかなように、この実施の形態3によれば、1回の送信処理と受信処理で2回の位相オフセットが実行され、ディジタル受信データの蓄積数がM/2個になった時点で、位相オフセットの実行回数mが位相オフセット回数Mに到達する。このため、ディジタル受信データの蓄積数がM/2個になった時点で時間平均(時間積分)の算出処理が行われる。この結果、上記実施の形態1と比べて、時間平均するデータサイズを1/2に削減することができる効果を奏する。 As is apparent from the above, according to the third embodiment, two phase offsets are executed in one transmission process and reception process, and when the number of stored digital reception data becomes M / 2. The number m of phase offset executions reaches the number M of phase offsets. For this reason, a time average (time integration) calculation process is performed when the number of accumulated digital reception data reaches M / 2. As a result, there is an effect that the time-averaged data size can be reduced to ½ compared to the first embodiment.
この実施の形態3では、励振位相βk及び位相オフセット量φが高周波信号の送信時と受信時で同じ設定値である例を示したが、高周波信号の送信時の励振位相βk及び位相オフセット量φと、高周波信号の受信時の励振位相βk及び位相オフセット量φとが異なる値に設定されていてもよい。 In the third embodiment, the example in which the excitation phase β k and the phase offset amount φ are the same set values at the time of transmission and reception of the high-frequency signal is shown. However, the excitation phase β k and the phase offset at the time of transmission of the high-frequency signal are shown. The amount φ may be set to a value different from the excitation phase β k and the phase offset amount φ at the time of receiving a high-frequency signal.
実施の形態4.
図8はこの発明の実施の形態4によるアンテナ装置の移相器制御装置6を示す構成図であり、図において、図1と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
量子化移相状態記憶部51は例えばRAMやハードディスクなどの記憶装置から構成されており、移相器3−kにおける複数の量子化移相状態での通過移相量を記憶している。なお、量子化移相状態記憶部51はオフセット設定手段を構成している。
量子化励振位相設定部52は量子化移相状態記憶部51により記憶されている複数の量子化移相状態での通過移相量の中から、励振位相設定部7により設定された励振位相βkと最も近い移相候補点(以下、「第一通過移相量」と称する)を選択し、励振時間制御部13から移相器3−kの更新タイミングを示す制御信号を受ける毎に、第一通過移相量に隣接している移相候補点(以下、「第二通過移相量」と称する)を励振位相θk,mとして設定する処理を実施する。なお、量子化励振位相設定部52は位相オフセット手段を構成している。
Embodiment 4 FIG.
FIG. 8 is a block diagram showing a phase
The quantized phase shift
The quantization excitation
上記実施の形態1〜3では、位相オフセット部10が、励振時間制御部13から移相器3−kの更新タイミングを示す制御信号を受けると、励振位相設定部7により設定された励振位相βkに対して、位相オフセット量設定部8により設定された位相オフセット量φを加算し、その加算結果であるオフセットした値を新たな励振位相θk,mとして設定するものを示したが、この実施の形態4では、量子化励振位相設定部52が、以下のようにして、励振位相θk,mを設定する例を説明する。
図9は量子化励振位相設定部52の処理内容を示す説明図である。
In the first to third embodiments, when the phase offset
FIG. 9 is an explanatory diagram showing the processing contents of the quantization excitation
移相器3−kがNbビットのディジタル移相器で構成されている場合、実現可能な移相状態数Iは2Nb個である。したがって、位相オフセット量φの最小値やオフセット回数Mの上限値が明確に定まる。
図9の横軸は、移相器3−k(k=1,2・・・,,K)を示す番号であり、縦軸は、移相器3−kの通過移相量(量子化された通過移相量)である。
図9において、点線の○(符号60が付されている○)は、取りうる移相状態(以下、「移相候補点」と称する)を示しており、移相器毎に最大I点の状態がある。量子化移相状態記憶部51には、この複数の量子化移相状態での通過移相量が記憶されている。
When the phase shifter 3-k is composed of an Nb-bit digital phase shifter, the number of possible phase shift states I is 2 Nb . Therefore, the minimum value of the phase offset amount φ and the upper limit value of the number of offsets M are clearly determined.
The horizontal axis of FIG. 9 is a number indicating the phase shifter 3-k (k = 1, 2,..., K), and the vertical axis is the passing phase shift amount (quantization) of the phase shifter 3-k. Passed phase shift amount).
In FIG. 9, dotted circles (circled with reference numeral 60) indicate possible phase shift states (hereinafter referred to as “phase shift candidate points”), and a maximum of I points for each phase shifter. There is a state. The quantized phase shift
量子化励振位相設定部52は、励振位相設定部7により設定された励振位相βkを入力する。
ここでは説明の便宜上、励振位相設定部7により設定された励振位相βkは、図9において、符号61が付されている×印で表されているものとする。
量子化励振位相設定部52は、量子化移相状態記憶部51により記憶されている複数の量子化移相状態での通過移相量の中から、励振位相設定部7により設定された励振位相βk(×印の励振位相)と最も近い移相候補点である第一通過移相量を選択する。
図9の例では、実線の○(符号62が付されている○)を移相器3−kの第一通過移相量として選択している。
The quantization excitation
Here, for convenience of explanation, it is assumed that the excitation phase β k set by the excitation
The quantized excitation
In the example of FIG. 9, a solid line (circled with a symbol 62) is selected as the first passing phase shift amount of the phase shifter 3-k.
量子化励振位相設定部52は、移相器3−kの第一通過移相量(符号62が付されている〇)を選択すると、その第一通過移相量を最初の励振位相θk,mに設定する。
移相器制御信号出力部11は、位相オフセット部10が最初の励振位相θk,mを設定すると、上記実施の形態1〜3と同様に、その励振位相θk,mを示す移相器制御信号を移相器3−kに出力する。
When the quantization excitation
Phase shifter control
次に、量子化励振位相設定部52は、励振時間制御部13から移相器3−kの更新タイミングを示す制御信号を受けると、第一通過移相量に隣接している移相候補点である第二通過移相量を新たな励振位相θk,mに設定する。
図9の例では、第一通過移相量に対して、プラス側で隣接している移相候補点(符号63が付されている○)を新たな励振位相θk,mに設定している。
ここでは、プラス側で隣接している移相候補点を新たな励振位相θk,mに設定しているが、すべての移相器3の通過移相量を同一の値だけオフセットすればよく、マイナス側で隣接している移相候補点を新たな励振位相θk,mに設定するようにしてもよい。
移相器制御信号出力部11は、位相オフセット部10が新たな励振位相θk,mを設定すると、上記実施の形態1〜3と同様に、その励振位相θk,mを示す移相器制御信号を移相器3−kに出力する。
Next, when the quantization excitation
In the example of FIG. 9, the phase shift candidate points adjacent to the plus side (◯ marked with reference numeral 63) are set as the new excitation phase θ k, m with respect to the first passing phase shift amount. Yes.
Here, the phase shift candidate points adjacent on the plus side are set to the new excitation phase θ k, m , but the passing phase shift amounts of all the
Phase shifter control
図9から明らかなように、移相器間の相対位相は第一通過移相量と第二通過移相量で変化しておらず、上記実施の形態1〜3と同じ効果が得られる。
この手順をM回繰り返すことで、第M通過移相量(符号64が付されている○)まで選定する。
なお、M=Iとすると、全移相状態を使った時間平均化となり、最も励振誤差の低減効果が大きくなる。
以上のように、量子化移相状態を候補点として、ディジタル移相器の移相状態を決定することで、位相オフセット処理の簡易化を図ることができ、より高速な移相器制御が可能になる。
As is clear from FIG. 9, the relative phase between the phase shifters does not change between the first passage phase shift amount and the second passage phase shift amount, and the same effect as in the first to third embodiments can be obtained.
By repeating this procedure M times, selection is made up to the M-th passage phase shift amount (◯ marked with symbol 64).
Note that when M = I, time averaging using all the phase shift states is performed, and the effect of reducing the excitation error is the greatest.
As described above, phase shift processing can be simplified by determining the phase shift state of the digital phase shifter using the quantized phase shift state as a candidate point, enabling faster phase shifter control. become.
なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。 In the present invention, within the scope of the invention, any combination of the embodiments, or any modification of any component in each embodiment, or omission of any component in each embodiment is possible. .
1 フェーズドアレーアンテナ、2−1〜2−K 素子アンテナ、3−1〜3−K 移相器、4 合成器、5 受信機、6 移相器制御装置、7 励振位相設定部(励振位相設定手段)、8 位相オフセット量設定部(オフセット設定手段)、9 位相オフセット回数設定部(オフセット設定手段)、10 位相オフセット部(位相オフセット手段)、11 移相器制御信号出力部(移相状態制御手段)、12 時間平均処理部(時間平均手段)、13 励振時間制御部、21 送信機、22 分配器、31 受信アンテナ(信号受信手段)、32 受信機(信号受信手段)、33 励振時間記憶部(時間平均手段)、34 時間平均処理部(時間平均手段)、40 合成分配器、51 量子化移相状態記憶部(オフセット設定手段)、52 量子化励振位相設定部(位相オフセット手段)、60 移相候補点、61 励振位相設定部7により設定された励振位相、62 第一通過移相量、63 移相候補点、64 第M通過移相量。
1 phased array antenna, 2-1 to 2-K element antenna, 3-1 to 3-K phase shifter, 4 synthesizer, 5 receiver, 6 phase shifter controller, 7 excitation phase setting unit (excitation phase setting) Means), 8 phase offset amount setting section (offset setting means), 9 phase offset number setting section (offset setting means), 10 phase offset section (phase offset means), 11 phase shifter control signal output section (phase shift state control) Means), 12-hour average processing section (time-average means), 13 excitation time control section, 21 transmitter, 22 distributor, 31 receiving antenna (signal receiving means), 32 receiver (signal receiving means), 33 excitation time storage Part (time averaging means), 34 time average processing part (time averaging means), 40 synthesis distributor, 51 quantization phase shift state storage part (offset setting means), 52 quantization excitation position Setting unit (phase offset means) 60 phase candidate points, 61 excitation
Claims (9)
前記複数の移相器の出力信号を合成する合成器と、
前記合成器により合成された信号を受信する受信機と、
前記素子アンテナの励振位相を設定する励振位相設定手段と、
前記励振位相設定手段により設定された励振位相に加える位相オフセット量を設定するとともに、前記位相オフセット量を加える回数を設定するオフセット設定手段と、
前記励振位相設定手段により設定された励振位相に対して、前記オフセット設定手段により設定された回数に至るまで、前記位相オフセット量を繰り返し加える位相オフセット手段と、
前記位相オフセット手段により位相オフセット量が励振位相に加えられる毎に、前記励振位相にしたがって前記複数の移相器の移相状態を制御する移相状態制御手段と、
前記移相状態制御手段により移相状態が制御される毎に、前記受信機により受信された信号を蓄積して、前記信号の時間平均を算出する時間平均手段と
を備えたアンテナ装置。 A plurality of phase shifters connected to the element antenna constituting the phased array antenna;
A synthesizer for synthesizing output signals of the plurality of phase shifters;
A receiver for receiving the signal synthesized by the synthesizer;
An excitation phase setting means for setting an excitation phase of the element antenna;
An offset setting means for setting a phase offset amount to be added to the excitation phase set by the excitation phase setting means, and for setting a number of times to add the phase offset amount;
Phase offset means for repeatedly adding the phase offset amount to the excitation phase set by the excitation phase setting means until reaching the number of times set by the offset setting means;
Phase shift state control means for controlling the phase shift state of the plurality of phase shifters according to the excitation phase each time a phase offset amount is added to the excitation phase by the phase offset means;
An antenna device comprising: a time averaging unit that accumulates a signal received by the receiver and calculates a time average of the signal each time the phase shift state is controlled by the phase shift state control unit.
送信信号を出力する送信機と、
前記送信機から出力された送信信号を前記複数の移相器に分配する分配器と、
前記素子アンテナの励振位相を設定する励振位相設定手段と、
前記励振位相設定手段により設定された励振位相に加える位相オフセット量を設定するとともに、前記位相オフセット量を加える回数を設定するオフセット設定手段と、
前記励振位相設定手段により設定された励振位相に対して、前記オフセット設定手段により設定された回数に至るまで、前記位相オフセット量を繰り返し加える位相オフセット手段と、
前記位相オフセット手段により位相オフセット量が励振位相に加えられる毎に、前記励振位相にしたがって前記複数の移相器の移相状態を制御する移相状態制御手段と、
前記フェーズドアレーアンテナを構成する素子アンテナから放射された信号を受信する信号受信手段と、
前記移相状態制御手段により移相状態が制御される毎に、前記信号受信手段により受信された信号を蓄積して、前記信号の時間平均を算出する時間平均手段と
を備えたアンテナ装置。 A plurality of phase shifters connected to the element antenna constituting the phased array antenna;
A transmitter that outputs a transmission signal;
A distributor for distributing a transmission signal output from the transmitter to the plurality of phase shifters;
An excitation phase setting means for setting an excitation phase of the element antenna;
An offset setting means for setting a phase offset amount to be added to the excitation phase set by the excitation phase setting means, and for setting a number of times to add the phase offset amount;
Phase offset means for repeatedly adding the phase offset amount to the excitation phase set by the excitation phase setting means until reaching the number of times set by the offset setting means;
Phase shift state control means for controlling the phase shift state of the plurality of phase shifters according to the excitation phase each time a phase offset amount is added to the excitation phase by the phase offset means;
A signal receiving means for receiving a signal radiated from an element antenna constituting the phased array antenna;
An antenna device comprising: a time averaging unit that accumulates a signal received by the signal receiving unit and calculates a time average of the signal each time the phase shift state is controlled by the phase shift state control unit.
前記合成器は、前記複数の移相器の出力信号を合成して、その合成信号を前記受信機に出力する一方、前記送信機から出力された送信信号を前記複数の移相器に分配することを特徴とする請求項1記載のアンテナ装置。 It has a transmitter that outputs a transmission signal,
The combiner combines the output signals of the plurality of phase shifters and outputs the combined signal to the receiver, while distributing the transmission signal output from the transmitter to the plurality of phase shifters. The antenna device according to claim 1.
前記オフセット設定手段により設定される位相オフセット量は、前記移相器で位相を変えることが可能な最小の位相変位量であることを特徴とする請求項1から請求項4のうちのいずれか1項記載のアンテナ装置。 The phase shifter is a digital phase shifter;
5. The phase offset amount set by the offset setting means is a minimum phase displacement amount capable of changing a phase by the phase shifter. 6. The antenna device according to item.
受信機が、前記信号合成処理ステップで合成された信号を受信する信号受信処理ステップと、
励振位相設定手段が、前記素子アンテナの励振位相を設定する励振位相設定処理ステップと、
オフセット設定手段が、前記励振位相設定処理ステップで設定された励振位相に加える位相オフセット量を設定するとともに、前記位相オフセット量を加える回数を設定するオフセット設定処理ステップと、
位相オフセット手段が、前記励振位相設定処理ステップで設定された励振位相に対して、前記オフセット設定処理ステップで設定された回数に至るまで、前記位相オフセット量を繰り返し加える位相オフセット処理ステップと、
移相状態制御手段が、前記位相オフセット処理ステップで位相オフセット量が励振位相に加えられる毎に、前記励振位相にしたがって前記複数の移相器の移相状態を制御する移相状態制御処理ステップと、
時間平均手段が、前記移相状態制御処理ステップで移相状態が制御される毎に、前記信号受信処理ステップで受信された信号を蓄積して、前記信号の時間平均を算出する時間平均処理ステップと
を備えたアンテナ励振方法。 A signal combining process step in which the combiner combines the output signals of a plurality of phase shifters connected to the element antennas constituting the phased array antenna;
A signal reception processing step in which a receiver receives the signal synthesized in the signal synthesis processing step;
An excitation phase setting means for setting an excitation phase of the element antenna;
The offset setting means sets the phase offset amount to be added to the excitation phase set in the excitation phase setting processing step and sets the number of times to add the phase offset amount;
A phase offset processing step in which the phase offset means repeatedly adds the phase offset amount to the number of times set in the offset setting processing step with respect to the excitation phase set in the excitation phase setting processing step;
A phase-shift state control processing step for controlling a phase-shift state of the plurality of phase shifters in accordance with the excitation phase each time a phase offset amount is added to the excitation phase in the phase offset processing step; ,
A time average processing step for calculating a time average of the signal by storing the signal received in the signal reception processing step each time the phase shift state is controlled in the phase shift state control processing step. An antenna excitation method comprising:
分配器が、フェーズドアレーアンテナを構成する素子アンテナと接続されている複数の移相器に対して、前記送信機から出力された送信信号を分配する信号分配処理ステップと、
励振位相設定手段が、前記素子アンテナの励振位相を設定する励振位相設定処理ステップと、
オフセット設定手段が、前記励振位相設定処理ステップで設定された励振位相に加える位相オフセット量を設定するとともに、前記位相オフセット量を加える回数を設定するオフセット設定処理ステップと、
位相オフセット手段が、前記励振位相設定処理ステップで設定された励振位相に対して、前記オフセット設定処理ステップで設定された回数に至るまで、前記位相オフセット量を繰り返し加える位相オフセット処理ステップと、
移相状態制御手段が、前記位相オフセット処理ステップで位相オフセット量が励振位相に加えられる毎に、前記励振位相にしたがって前記複数の移相器の移相状態を制御する移相状態制御処理ステップと、
信号受信手段が、前記フェーズドアレーアンテナを構成する素子アンテナから放射された信号を受信する信号受信処理ステップと、
時間平均手段が、前記移相状態制御処理ステップで移相状態が制御される毎に、前記信号受信処理ステップで受信された信号を蓄積して、前記信号の時間平均を算出する時間平均処理ステップと
を備えたアンテナ励振方法。 A signal transmission processing step in which a transmitter outputs a transmission signal; and
A signal distribution processing step in which a distributor distributes a transmission signal output from the transmitter to a plurality of phase shifters connected to an element antenna constituting a phased array antenna;
An excitation phase setting means for setting an excitation phase of the element antenna;
The offset setting means sets the phase offset amount to be added to the excitation phase set in the excitation phase setting processing step and sets the number of times to add the phase offset amount;
A phase offset processing step in which the phase offset means repeatedly adds the phase offset amount to the number of times set in the offset setting processing step with respect to the excitation phase set in the excitation phase setting processing step;
A phase-shift state control processing step for controlling a phase-shift state of the plurality of phase shifters in accordance with the excitation phase each time a phase offset amount is added to the excitation phase in the phase offset processing step; ,
A signal receiving means for receiving a signal radiated from an element antenna constituting the phased array antenna; and
A time average processing step for calculating a time average of the signal by storing the signal received in the signal reception processing step each time the phase shift state is controlled in the phase shift state control processing step. An antenna excitation method comprising:
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2016199290A1 (en) * | 2015-06-12 | 2016-12-15 | 三菱電機株式会社 | Antenna apparatus and antenna excitation method |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04150502A (en) * | 1990-10-12 | 1992-05-25 | Mitsubishi Electric Corp | Phased array antenna system |
JP2005017143A (en) * | 2003-06-26 | 2005-01-20 | Toshiba Corp | Meteorological radar signal processor |
JP2012134643A (en) * | 2010-12-20 | 2012-07-12 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | Radio transmitter/receiver device and method |
-
2013
- 2013-10-08 JP JP2013211117A patent/JP6218541B2/en active Active
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04150502A (en) * | 1990-10-12 | 1992-05-25 | Mitsubishi Electric Corp | Phased array antenna system |
JP2005017143A (en) * | 2003-06-26 | 2005-01-20 | Toshiba Corp | Meteorological radar signal processor |
JP2012134643A (en) * | 2010-12-20 | 2012-07-12 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | Radio transmitter/receiver device and method |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2016199290A1 (en) * | 2015-06-12 | 2016-12-15 | 三菱電機株式会社 | Antenna apparatus and antenna excitation method |
JPWO2016199290A1 (en) * | 2015-06-12 | 2017-08-24 | 三菱電機株式会社 | Antenna device and antenna excitation method |
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