JP2015043659A - Power converter - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は電力変換装置に関し、特に、第1の交流電圧を全波整流して直流電圧を出力する全波整流器と、チョークインプット形のLCフィルタと、LCフィルタの出力にスイッチングを行って第2の交流電圧に変換するインバータとを備える装置に関する。 The present invention relates to a power converter, and more particularly to a full-wave rectifier that outputs a DC voltage by full-wave rectifying a first AC voltage, a choke input type LC filter, and a second output by switching the output of the LC filter. It is related with an apparatus provided with the inverter which converts into the alternating voltage of.
下掲の非特許文献1には、直流リンクから電解コンデンサなどの平滑回路を排除した電力変換装置が紹介されている。このような構成では入力電流の波形改善のため、交流電源側にインダクタとコンデンサで構成される交流フィルタが設けられる。
Non-Patent
下掲の特許文献1では、ダイオードブリッジとインバータとの間の直流リンク部にチョークインプット型のLCフィルタを設けた構成が開示されている。
電源電圧に歪みや変動が発生した場合、それが加振源となって、LCフィルタによって決定される共振周波数以上の周波数で、直流リンク部の電圧が振動する。 When the power supply voltage is distorted or fluctuated, it becomes an excitation source, and the voltage of the DC link unit vibrates at a frequency equal to or higher than the resonance frequency determined by the LC filter.
特許文献1ではLCフィルタを構成するインダクタンス素子の両端電圧に基づいて、インバータを制御し、以て直流電圧の振動を抑制しつつ、入力電流のひずみを抑制する技術が開示されている。特許文献2では、直流リンク電圧に基づいてインバータを制御している。
このような制御の帯域が狭い場合に(例えばインバータのスイッチング周波数が低い場合)、制御に用いる操作量が高周波で振動すると、制御系としての安定性が低下する。制御系としての安定性が低下すると発振現象を招来する。 When such a control band is narrow (for example, when the switching frequency of the inverter is low), if the operation amount used for the control vibrates at a high frequency, the stability as the control system decreases. When the stability of the control system is lowered, an oscillation phenomenon is caused.
かかる制御系としての安定性を維持するには、インダクタンス素子の両端電圧や、直流リンク電圧の共振周波数成分だけを制御に帰還させることが考えられる。これは、例えばバンドパスフィルタ等を用い、補償したい周波数成分だけを取り出すことで実現されるであろう。 In order to maintain stability as such a control system, it is conceivable to feed back only the voltage across the inductance element or the resonance frequency component of the DC link voltage to the control. This may be realized by using a band pass filter or the like and extracting only the frequency component to be compensated.
しかしそのような特定の周波数成分を取り出すには、LCフィルタを構成する素子のインダクタや静電容量、更には電源インピーダンスについて、ばらつくことを考慮しなければならない。このようなばらつきは共振周波数のばらつきを招来し、特定の周波数成分を取り出すことは容易ではない。 However, in order to extract such a specific frequency component, it is necessary to consider variations in the inductors and capacitances of the elements constituting the LC filter, and also in the power supply impedance. Such variation leads to variation in resonance frequency, and it is not easy to extract a specific frequency component.
また、高次の周波数についてはローパスフィルタを用いて除去することも考えられる。しかし共振周波数と振動成分とが十分に離れていない場合には、必要な成分まで除去してしまう可能性がある。また、位相遅れが大きくなることで、制御系の不安定を招来する。 It is also conceivable to remove high-order frequencies using a low-pass filter. However, if the resonance frequency and the vibration component are not sufficiently separated, there is a possibility that even a necessary component is removed. In addition, an increase in phase delay causes instability of the control system.
特許文献3では、制御に用いる操作量を制限することで、操作量が過大とならないようにし、制御の安定性を防いでいると考えられる。しかし、その操作量の制限について、具体的な指針は示されていない。また特許文献3は負荷の変動に対応する技術であり、電源電圧のひずみや変動に対応していない。 In Patent Document 3, it is considered that by restricting the operation amount used for the control, the operation amount does not become excessive, and the stability of the control is prevented. However, there is no specific guideline regarding the limitation of the operation amount. Further, Patent Document 3 is a technique for dealing with load fluctuations and does not deal with distortion or fluctuations in the power supply voltage.
上記の事情に鑑み、この発明は、インバータのスイッチング周波数を高めることなく、電源電圧変動に起因した制御不安定を回避することを目的とする。 In view of the above circumstances, an object of the present invention is to avoid control instability due to power supply voltage fluctuation without increasing the switching frequency of an inverter.
この発明にかかる電力変換装置は、電源(E1)から入力する第1の交流電圧を全波整流して直流電圧を出力する全波整流器(1)と、インダクタ(L1)と、コンデンサ(C1)とを有し、前記直流電圧の高域側を減衰させて出力する、チョークインプット形のLCフィルタ(2)と、前記LCフィルタの出力にスイッチングを行って第2の交流電圧に変換するインバータ(3)と、前記LCフィルタの出力に対する前記第2の交流電圧の振幅の比を制御して、前記インバータに前記スイッチングを行わせる制御部(4)とを備える。 The power converter according to the present invention includes a full-wave rectifier (1) that outputs a DC voltage by full-wave rectifying a first AC voltage input from a power supply (E1), an inductor (L1), and a capacitor (C1). A choke input type LC filter (2) that attenuates and outputs the high-frequency side of the DC voltage, and an inverter that switches the output of the LC filter to convert it to a second AC voltage ( 3) and a control unit (4) that controls the ratio of the amplitude of the second AC voltage to the output of the LC filter to cause the inverter to perform the switching.
そして前記制御部は、前記インダクタの両端電圧(VL)、前記インダクタに入力する電流(iL)、前記コンデンサの両端電圧(Vdc)の少なくともいずれか一つに基づく修正量(Δk)で前記比を修正する修正部(41)と、前記電源のインピーダンス及び前記第1の交流電圧の歪みがない場合の前記修正量の最大値以上の所定値を上限として、前記修正量を定める修正値決定部(42)とを有する。 Then, the control unit calculates the ratio with a correction amount (Δk) based on at least one of the voltage across the inductor (VL), the current input to the inductor (iL), and the voltage across the capacitor (Vdc). A correction unit (41) to be corrected, and a correction value determination unit that determines the correction amount with an upper limit of a predetermined value that is equal to or greater than the maximum value of the correction amount when there is no distortion of the power supply impedance and the first AC voltage ( 42).
望ましくは、前記修正値決定部(42)は、前記電源のインピーダンス及び前記第1の交流電圧の歪みがない場合の前記修正量の最小値以下の所定値を以て、前記修正量の下限値を定める。 Preferably, the correction value determining unit (42) determines a lower limit value of the correction amount with a predetermined value that is equal to or less than a minimum value of the correction amount when there is no distortion of the power source impedance and the first AC voltage. .
インバータのスイッチング周波数を高めることなく、電源電圧変動に起因した制御不安定が回避される。 Control instability due to power supply voltage fluctuations can be avoided without increasing the switching frequency of the inverter.
図1は、この実施の形態にかかる電力変換装置の構成を例示する回路図である。当該電力変換装置は、全波整流を行う全波整流器1と、LCフィルタ2と、インバータ3と、制御部4とを備えている。
FIG. 1 is a circuit diagram illustrating the configuration of the power conversion device according to this embodiment. The power conversion apparatus includes a full-
全波整流器1は交流電源E1から入力されるN(Nは自然数)相交流電圧を全波整流して、直流電圧を直流線LH,LLの間に出力する。図1ではN=3の場合、即ち全波整流器1は、三相交流電圧を入力する三相の整流回路として例示される。ただし全波整流器1に入力される交流電圧の相数、即ち全波整流器1の相数は三相に限らず適宜に設定されればよい。
The full-
図1では全波整流器1はダイオードブリッジとして例示される。ただし全波整流器1はダイオードブリッジに限定されない。例えば、他励式整流回路であってもよく、あるいは自励式整流回路であってもよい。他励式整流回路としては例えばサイリスタブリッジ整流回路を採用でき、自励式整流回路としては例えばPWM(Pulse-Width-Modulation:パルス幅変調)方式のAC−DCコンバータを採用できる。
In FIG. 1, the
LCフィルタ2はチョークインプット形のローパスフィルタである。LCフィルタ2はコンデンサC1とリアクタ(インダクタ)L1とを有する。 The LC filter 2 is a choke input type low-pass filter. The LC filter 2 includes a capacitor C1 and a reactor (inductor) L1.
コンデンサC1は直流線LH,LLの間に設けられている。コンデンサC1は例えばフィルムコンデンサである。このようなコンデンサC1は電解コンデンサに比べて安価である。一方で、コンデンサC1の静電容量は電解コンデンサの静電容量に比べて小さく、直流線LH,LLの間の直流電圧Vdcを十分に平滑しない。言い換えれば、コンデンサC1は全波整流器1が全波整流した整流電圧の脈動を許容する。よって直流電圧VdcはN相交流電圧の全波整流による脈動成分(即ちN相交流電圧の周波数の2N倍の周波数を有する脈動成分)を有する。図1の例示では、三相交流電圧を全波整流するので、直流電圧Vdcは三相交流電圧の周波数の6倍の周波数で脈動することとなる。
The capacitor C1 is provided between the DC lines LH and LL. The capacitor C1 is a film capacitor, for example. Such a capacitor C1 is less expensive than an electrolytic capacitor. On the other hand, the capacitance of the capacitor C1 is smaller than the capacitance of the electrolytic capacitor, and the DC voltage Vdc between the DC lines LH and LL is not sufficiently smoothed. In other words, the capacitor C1 allows pulsation of the rectified voltage that is full-wave rectified by the full-
リアクタL1はコンデンサC1よりも全波整流器1側において、直流線LH又は直流線LL(図1の例示では直流線LH)に設けられる。
The reactor L1 is provided on the DC line LH or the DC line LL (DC line LH in the illustration of FIG. 1) on the full-
図1では、交流電源E1と全波整流器1との間の電源インピーダンスを、抵抗とインダクタンスとの直列接続体9で示している。
In FIG. 1, the power source impedance between the AC power source E <b> 1 and the full-
コンデンサC1の静電容量は上述の通り小さいので、このLCフィルタの共振周波数は高くなる傾向にある。同様にリアクタL1のインダクタンスを小さくすればするほど、共振周波数は更に高くなる傾向にある。例えば図1においてコンデンサC1の静電容量が40μFであり、リアクタL1のインダクタンスが0.5mHである場合、共振周波数は約1.125kHz程度になる。 Since the capacitance of the capacitor C1 is small as described above, the resonance frequency of this LC filter tends to be high. Similarly, the smaller the inductance of the reactor L1, the higher the resonance frequency tends to be. For example, in FIG. 1, when the capacitance of the capacitor C1 is 40 μF and the inductance of the reactor L1 is 0.5 mH, the resonance frequency is about 1.125 kHz.
インバータ3は直流線LH,LLの間の直流電圧(コンデンサC1が支持する直流電圧)Vdcを入力する。そしてインバータ3は、制御部4からのスイッチング信号Sに基づいて直流電圧Vdcを交流電圧に変換し、この交流電圧を誘導性負荷M1へと出力する。 The inverter 3 inputs a DC voltage (DC voltage supported by the capacitor C1) Vdc between the DC lines LH and LL. Then, inverter 3 converts DC voltage Vdc into an AC voltage based on switching signal S from control unit 4, and outputs this AC voltage to inductive load M1.
図1では、例えばインバータ3は直流線LH,LLの間で互いに直列に接続される一対のスイッチング部を、三相分有している。図1の例示では、一対のスイッチング部Sup,Sunが互いに直列に接続され、一対のスイッチング部Svp,Svnが互いに直列に接続され、一対のスイッチング部Swp,Swnが互いに直列に接続される。そして各相の一対のスイッチング部Sxp,Sxn(xはu,v,wを代表する、以下同様)の間の接続点が出力線Pxを介して誘導性負荷M1に接続される。これらのスイッチング部Sxp,Sxnが適切なスイッチング信号Sに基づいて導通/非導通することで、インバータ3は直流電圧Vdcを三相交流電圧に変換してこれを誘導性負荷M1へと出力する。 In FIG. 1, for example, the inverter 3 includes a pair of switching units connected in series between the DC lines LH and LL for three phases. In the example of FIG. 1, a pair of switching units Sup and Sun are connected in series, a pair of switching units Svp and Svn are connected in series, and a pair of switching units Swp and Swn are connected in series. A connection point between a pair of switching units Sxp, Sxn (x represents u, v, w, and so on) of each phase is connected to the inductive load M1 via the output line Px. When these switching units Sxp and Sxn are turned on / off based on an appropriate switching signal S, the inverter 3 converts the DC voltage Vdc into a three-phase AC voltage and outputs it to the inductive load M1.
誘導性負荷M1は例えば回転機(例えば誘導機又は同期機)であってもよい。また図1の例示では三相の誘導性負荷M1が例示されているものの、その相数はこれに限らない。換言すれば、インバータ3は三相の電力変換器に限らない。以下では、インバータ3が出力する交流電圧を出力電圧とも呼ぶ。 The inductive load M1 may be, for example, a rotating machine (for example, an induction machine or a synchronous machine). Moreover, although the three-phase inductive load M1 is illustrated in the illustration of FIG. 1, the number of phases is not limited to this. In other words, the inverter 3 is not limited to a three-phase power converter. Below, the alternating voltage which the inverter 3 outputs is also called output voltage.
インバータ3は、スイッチング信号Sを介して、電圧制御率kに基づいて制御される。電圧制御率kとは直流電圧Vdc(これはLCフィルタ2の出力と把握することができる)に対するインバータ3の出力電圧の振幅Vmの比(=Vm/Vdc)である。つまり電圧制御率kは、直流電圧Vdcに対してどの程度の割合で交流電圧を出力するかを示す値となる。 The inverter 3 is controlled based on the voltage control rate k via the switching signal S. The voltage control rate k is the ratio (= Vm / Vdc) of the amplitude Vm of the output voltage of the inverter 3 to the DC voltage Vdc (which can be grasped as the output of the LC filter 2). That is, the voltage control rate k is a value indicating how much AC voltage is output with respect to the DC voltage Vdc.
直流電圧Vdcは電源電圧の歪み、変動の影響を受ける。その場合においても電圧制御率kを維持する制御を行っていると、振幅Vmにも電源電圧の歪み、変動の影響が及ぶ。かかる振幅の変動は、制御不安定を招来する。 The DC voltage Vdc is affected by power supply voltage distortion and fluctuation. Even in such a case, if control for maintaining the voltage control rate k is performed, the amplitude Vm is also affected by the distortion and fluctuation of the power supply voltage. Such fluctuations in amplitude lead to control instability.
もちろん、かかる変動の周波数と比較して高い周波数で制御を行うことができれば、換言すれば広い帯域で制御が可能であれば、かかる変動を回避するための制御を適時に行うことも考えられる。しかしそのような広い帯域での制御、換言すればインバータ3のスイッチング周波数を高めることは、電源の変動、歪みの周波数が高いことを考慮すれば容易ではない。 Of course, if the control can be performed at a frequency higher than the frequency of the fluctuation, in other words, if the control can be performed in a wide band, the control for avoiding the fluctuation may be performed in a timely manner. However, it is not easy to control in such a wide band, in other words, to increase the switching frequency of the inverter 3 in consideration of the high frequency of power supply fluctuation and distortion.
そこで、このような影響から振幅Vmの変動を回避するために、電圧制御率kを補正する。より詳細には、リアクタL1の両端電圧(リアクタ電圧)VL、リアクタL1に入力する電流iL、コンデンサC1の両端電圧たる直流電圧Vdcの少なくともいずれか一つに基づく修正量Δkで電圧制御率kを低減する補正を行う。 Therefore, in order to avoid fluctuations in the amplitude Vm from such influences, the voltage control rate k is corrected. More specifically, the voltage control rate k is set with a correction amount Δk based on at least one of the voltage across the reactor L1 (reactor voltage) VL, the current iL input to the reactor L1, and the DC voltage Vdc as the voltage across the capacitor C1. Make corrections to reduce.
電力変換装置にはコンデンサ電圧検出部5とリアクタ電圧検出部6が設けられる。コンデンサ電圧検出部5はコンデンサC1の両端電圧(直流電圧Vdc)を検出し、例えばこれにアナログ/デジタル変換を施して、制御部4に出力する。
The power converter is provided with a
リアクタ電圧検出部6はリアクタ電圧VLを検出し、例えばこれにアナログ/デジタル変換を施して、制御部4に出力する。ここでは一例として、リアクタ電圧VLはリアクタL1の両端の電位のうちコンデンサC1側の電位を基準とした電圧である。
The reactor
リアクタ電流検出部7はリアクタL1の電流(リアクタ電流)iLを検出し、例えばこれにアナログ/デジタル変換を施して、制御部4に出力する。ここでは一例として、リアクタ電流iLは全波整流器1からインバータ3へ向かう方向を正とする電流である。
The reactor current detection unit 7 detects a current (reactor current) iL of the reactor L1, for example, performs analog / digital conversion on this, and outputs it to the control unit 4. Here, as an example, the reactor current iL is a current having a positive direction from the full-
入力電流検出部8は誘導性負荷M1に対して出力線Pxから与えられる電流Ixを検出し、例えばこれにアナログ/デジタル変換を施して、制御部4に出力する。 The input current detection unit 8 detects the current Ix given from the output line Px to the inductive load M1, and performs analog / digital conversion on the current Ix, for example, and outputs it to the control unit 4.
修正量Δkを用いた電圧制御率kの修正それ自体は、例えば上述の特許文献1〜3等で公知である。以下、簡単に説明する。
The correction itself of the voltage control rate k using the correction amount Δk is known in, for example, the above-described
図2は制御部4の構成を示すブロック図である。制御部4は、第1ブロック401、第2ブロック402、第3ブロック403、減算器14を有している。
FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the control unit 4. The control unit 4 includes a
第1ブロック401には電流Ixが入力し、誘導性負荷M1の動作情報、例えば回転機の回転角周波数ωと、例えば回転軸座標系における電流Id,Iqを出力する。これらの出力は回転角周波数ωの指令値ω*に対する偏差Δωと共に第2ブロック402に入力する。
The current Ix is input to the
第2ブロック402は例えば回転軸座標系における電圧指令値Vd*,Vq*を第3ブロック403に出力する。第3ブロック403は電圧指令値Vd*,Vq*と、修正された電圧制御率k’とに基づいて、スイッチング信号Sを生成する。
For example, the
電圧制御率k’は、減算器14によって電圧制御率kと修正量Δkとの差として求められる。つまり、減算器14は修正量Δkで電圧制御率kを修正する修正部として機能する。 The voltage control rate k ′ is obtained by the subtractor 14 as the difference between the voltage control rate k and the correction amount Δk. That is, the subtractor 14 functions as a correction unit that corrects the voltage control rate k with the correction amount Δk.
以上のことから、制御部4は、電圧制御率k(あるいは電圧制御率k’)を制御して、インバータ3にスイッチングを行わせる機能を有している。 From the above, the control unit 4 has a function of controlling the voltage control rate k (or voltage control rate k ′) to cause the inverter 3 to perform switching.
さて、制御部4は修正量Δkを決定する修正値決定部42を有する。修正値決定部42は制御ゲインGkを有する増幅部42aと、制限部42bとを有する。増幅部42aは、リアクタ電圧VL、リアクタ電流iL、直流電圧Vdcの少なくともいずれか一つを入力し、これに制御ゲインGkを乗じて出力する。制限部42bは修正量Δkの上限値と下限値とを決定する。そして制限部42bは増幅部42aの出力が上限値と下限値との間の値をとれば、これを修正量Δkとして出力する。制限部42bは増幅部42aの出力が上限値以上であれば上限値を修正量Δkとして出力する。制限部42bは増幅部42aの出力が下限値以下であれば下限値を修正量Δkとして出力する。
The control unit 4 has a correction
さて、LCフィルタ2に入力する電流が急激に変化するほど、リアクタ電圧VL、リアクタ電流iL、直流電圧Vdcの共振周波数成分は大きくなる。よって電源インピーダンスが無い場合が、最も共振周波数成分の振幅が大きい。 As the current input to the LC filter 2 changes abruptly, the resonance frequency components of the reactor voltage VL, the reactor current iL, and the DC voltage Vdc increase. Therefore, when there is no power source impedance, the amplitude of the resonance frequency component is the largest.
よって、電源インピーダンスが無い場合における、共振抑制制御の操作量、つまり修正量Δkの値に基づいて、その上限値と下限値とを決定する。これにより、電源電圧に歪みや変動が無い場合において、共振抑制制御の操作量が影響を受けることはない。 Therefore, the upper limit value and the lower limit value are determined based on the operation amount of the resonance suppression control when there is no power source impedance, that is, the value of the correction amount Δk. Thereby, when there is no distortion or fluctuation in the power supply voltage, the operation amount of the resonance suppression control is not affected.
よって修正量Δkの上限は、電源電圧にひずみが無く、かつ電源インピーダンスが無い場合における修正量Δkの最大値以上の所定値に設定する。同様に、修正量Δkの下限は、電源電圧にひずみが無く、かつ電源インピーダンスが無い場合における修正量Δkの最小値以下の所定値に設定する。 Therefore, the upper limit of the correction amount Δk is set to a predetermined value equal to or greater than the maximum value of the correction amount Δk when the power supply voltage is not distorted and there is no power supply impedance. Similarly, the lower limit of the correction amount Δk is set to a predetermined value equal to or less than the minimum value of the correction amount Δk when the power supply voltage is not distorted and there is no power supply impedance.
図3は操作量Δkの時間的変化を示すグラフである。電源インピーダンスのインダクタンス成分lが0.0mH、0.2mH、0.4mHをとる場合の各々について、操作量Δkの時間的変化を示した。操作量Δkは時間に対して周期的に変動し、上述のようにインダクタンス成分が小さくなるほど変動量は増大する。
FIG. 3 is a graph showing temporal changes in the operation amount Δk. For each of the cases where the
l=0.0mHの場合(これは電源インピーダンスが無い場合に相当する)における操作量Δkの最大値QM及び最小値Qmを示した。操作量Δkの上限ΔkMは(QM−Qm)×a+QMで(a≧0)、下限ΔkmはQm−(QM−Qm)×bで(b≧0)、それぞれ設定される。例えばa=b=0.1である。 The maximum value QM and the minimum value Qm of the manipulated variable Δk in the case of l = 0.0 mH (this corresponds to the case where there is no power source impedance) are shown. The upper limit ΔkM of the operation amount Δk is set as (QM−Qm) × a + QM (a ≧ 0), and the lower limit Δkm is set as Qm− (QM−Qm) × b (b ≧ 0). For example, a = b = 0.1.
このような上限ΔkM、下限Δkmは予め実測、あるいはシミュレーションによって求めておき、制限部42bに記憶させておくことができる。
Such upper limit ΔkM and lower limit Δkm can be obtained in advance by actual measurement or simulation, and can be stored in the limiting
制御部4は例えばマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ(換言すれば手順)を実行する。上記記憶装置は、例えばROM(Read Only Memory)、RAM(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ(EPROM(Erasable Programmable ROM)等)、ハードディスク装置などの各種記憶装置の1つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部4はこれに限らず、制御部4によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。 The controller 4 includes a microcomputer and a storage device, for example. The microcomputer executes each processing step (in other words, a procedure) described in the program. The storage device is composed of one or more of various storage devices such as a ROM (Read Only Memory), a RAM (Random Access Memory), a rewritable nonvolatile memory (EPROM (Erasable Programmable ROM), etc.), and a hard disk device, for example. Is possible. The storage device stores various information, data, and the like, stores a program executed by the microcomputer, and provides a work area for executing the program. It can be understood that the microcomputer functions as various means corresponding to each processing step described in the program, or can realize that various functions corresponding to each processing step are realized. The controller 4 is not limited to this, and various procedures executed by the controller 4 or various means or various functions implemented may be realized by hardware.
図4及び図5はいずれもリアクタ電圧VLに基づいて修正量Δkを設定した場合の諸量を示すグラフである。いずれも三相の電源電圧Vr,Vs,Vtにパルス状の歪みが生じた場合の諸量の振る舞いを示している。但し、図4は操作量Δkの上限ΔkM及び下限Δkmを設定しない場合を示し、図5は操作量Δkの上限ΔkM及び下限Δkmを設定した場合を示す(但しa=b=0.1に設定した)。 4 and 5 are graphs showing various amounts when the correction amount Δk is set based on the reactor voltage VL. Each shows the behavior of various quantities when pulse-like distortion occurs in the three-phase power supply voltages Vr, Vs, and Vt. However, FIG. 4 shows the case where the upper limit ΔkM and the lower limit Δkm of the operation amount Δk are not set, and FIG. 5 shows the case where the upper limit ΔkM and the lower limit Δkm of the operation amount Δk are set (provided that a = b = 0.1 is set). did).
図5と図4を比較して理解されるように、直流電圧Vdc及びリアクタ電流iLの振幅は、操作量Δkの上限ΔkM及び下限Δkmを設けることで低減される。なお、比較しやすいように、図5では直流電圧Vdc及びリアクタ電流iLの最大値と最小値を示す破線の他、図4で示された直流電圧Vdc及びリアクタ電流iLの最大値と最小値を示す破線も追記した。 As understood from comparison between FIG. 5 and FIG. 4, the amplitudes of the DC voltage Vdc and the reactor current iL are reduced by providing the upper limit ΔkM and the lower limit Δkm of the manipulated variable Δk. For easy comparison, FIG. 5 shows the maximum and minimum values of the DC voltage Vdc and the reactor current iL shown in FIG. 4 in addition to the broken lines indicating the maximum and minimum values of the DC voltage Vdc and the reactor current iL. A broken line is also added.
図5で示された操作量Δkの最大値と最小値(破線で示す)の差も、図4で示された操作量Δkと比較して顕著に低減していることが判る。 It can be seen that the difference between the maximum value and the minimum value (indicated by a broken line) of the operation amount Δk shown in FIG. 5 is significantly reduced as compared with the operation amount Δk shown in FIG.
以上のように、操作量Δkの上限ΔkM及び下限Δkmを上述のように設定することにより、インバータ3のスイッチング周波数を高めることなく、電源電圧の変動に起因した制御不安定が回避される。 As described above, by setting the upper limit ΔkM and the lower limit Δkm of the operation amount Δk as described above, control instability due to fluctuations in the power supply voltage is avoided without increasing the switching frequency of the inverter 3.
なお、特許文献1〜3や非特許文献1で示された公知技術に鑑みれば、リアクタ電流iL、直流電圧Vdcに基づいて修正量Δkを設定した場合においても、操作量Δkの上限ΔkM及び下限Δkmを上述のように設定することにより、リアクタ電圧VLに基づいて修正量Δkを設定した場合と同様の効果が得られることは自明である。また、リアクタ電流iL、直流電圧Vdc、リアクタ電圧VLの複数を組み合わせて修正量Δkを設定しても同様である。
In view of the known techniques shown in
また、操作量Δkの上限ΔkMと下限Δkmの両方ではなく、いずれか一方のみを設定しても、相応の効果が得られることも自明である。 Also, it is obvious that even if only one of the upper limit ΔkM and the lower limit Δkm of the operation amount Δk is set, a corresponding effect can be obtained.
1 全波整流器
2 LCフィルタ
3 インバータ
4 制御部
41 修正部
42 修正値決定部
C1 コンデンサ
L1 インダクタ
DESCRIPTION OF
Claims (2)
インダクタ(L1)と、コンデンサ(C1)とを有し、前記直流電圧の高域側を減衰させて出力する、チョークインプット形のLCフィルタ(2)と、
前記LCフィルタの出力にスイッチングを行って第2の交流電圧に変換するインバータ(3)と、
前記LCフィルタの出力に対する前記第2の交流電圧の振幅の比を制御して、前記インバータに前記スイッチングを行わせる制御部(4)と
を備え、
前記制御部は、
前記インダクタの両端電圧(VL)、前記インダクタに入力する電流(iL)、前記コンデンサの両端電圧(Vdc)の少なくともいずれか一つに基づく修正量(Δk)で前記比を修正する修正部(41)と、
前記電源のインピーダンス及び前記第1の交流電圧の歪みがない場合の前記修正量の最大値以上の所定値を上限として、前記修正量を定める修正値決定部(42)と
を有する、電力変換装置。 A full-wave rectifier (1) for full-wave rectifying the first AC voltage input from the power supply (E1) and outputting a DC voltage;
A choke input type LC filter (2) having an inductor (L1) and a capacitor (C1), which attenuates and outputs the high frequency side of the DC voltage;
An inverter (3) for switching the output of the LC filter to convert it to a second AC voltage;
A control unit (4) for controlling the ratio of the amplitude of the second AC voltage to the output of the LC filter and causing the inverter to perform the switching;
The controller is
A correction unit (41) that corrects the ratio by a correction amount (Δk) based on at least one of the voltage across the inductor (VL), the current input to the inductor (iL), and the voltage across the capacitor (Vdc). )When,
A power conversion device comprising: a correction value determining unit (42) for determining the correction amount with an upper limit of a predetermined value equal to or greater than a maximum value of the correction amount when there is no distortion of the power source impedance and the first AC voltage .
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