JP2015005710A - 磁界発生用コイル電流制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 大容量の磁界発生装置の電流を高速高精度に制御する。
【解決手段】磁気エネルギーを回生するスイッチを磁界発生装置に直列接続し，電流を制御することで電圧源コンデンサに電流制御用の高電圧を発生することが可能で，その電圧でコイル電流を制御する。コンデンサの平均電圧は直列接続された低速電源により制御できる。
【選択図】図１

Description

発明の詳細な説明

本発明は、磁界発生用コイルなど誘導性負荷に電流を供給するための電源装置に関するものである。

磁気閉じ込め核融合装置，粒子加速器用磁界発生装置や，核磁気共鳴解析（Ｎｕｃｌｅａｒ Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｒｅｓｏｎａｎｃｅ：ＮＭＲ）装置などでは巨大な磁界発生用コイルと電源を必要とする。これら磁界発生用のコイル負荷は，誘導性負荷であって，その特徴は，電気抵抗が小さく，インダクタンスが大きい。近年の超電導コイルでは，インダクタンス成分がほとんどで抵抗分は零に近い。

このようなコイル負荷に大電流を供給する場合、磁気エネルギーが比較的小さい場合は高電圧で充電されたエネルギー源コンデンサを用いて、スイッチとしてイグナイトロン、放電ギャップスイッチ、サイリスタなどの半導体スイッチを用いて、磁界発生コイルに接続して、コンデンサの電荷の放電を開始させるコンデンサ放電型パルス電源がある。この場合，全磁気エネルギーを抵抗分に捨ててしまい，運転サイクルはコンデンサの再充電時間で決まってしまう。

「特許４３８２６６５」 既に特許登録されている「特許４３８２６６５」では，蓄積された磁気エネルギーを運転停止する際、抵抗に熱エネルギーとして捨てずに，半導体スイッチをオフすることでコンデンサに回生して，次回，それを使用することで，高い繰り返しの磁界制御電源が実現できることが開示されている。

この特許は，磁気エネルギーを捨てずにコンデンサに回生して次回の運転エネルギーにするため，磁気エネルギー分は充電する必要がない。そのため，高速繰り返しが可能，コンデンサを充電するための高圧電源が不要などの利点が示されている。

しかし，一般にコンデンサに蓄積できるエネルギー容量は最大数ＭＪと思われるが，それを越えて，さらに磁界のエネルギーが大きい数十ＭＪになると，例えば核融合実験装置ではコイルの磁気エネルギーが数１００ＭＪになるが，エネルギー源として電力系統からの受電，さらに受電条件が困難な場合はフライホイール付発電機を用いることが一般的である。近年はさらに超電導エネルギー貯蔵装置もエネルギー源として考えられている。すなわち，エネルギー蓄える要素として電界のエネルギー，機械エネルギー，磁界エネルギーなどが考えられる。

エネルギー貯蔵では単位体積当たりのエネルギー蓄積密度が重要である。フライホイールはかなり高いエネルギー密度が期待される。一般のフライホイール材料である鋼鉄でも，張力の限界近くで用いればエネルギー密度は２５０Ｊ／ｃｃである。現状のフィルムコンデンサでは０．３５Ｊ／ｃｃである。それは，運動エネルギーとして全質量でエネルギーを蓄えるフライホイールと電極間にのみ電界エネルギーを蓄えるコンデンサとの差である。例えば，１ＭＪのエネルギーを蓄えるのに必要な体積は，超高速回転のフライホイールでは４×１０^３ｃｃ，重量では３０ｋｇ程度で可能でたいへん小型である。回転スピードが１５００ｒｐｍ程度の低速のフライホイールでも，２００ｋｇの重量である。フィルムコンデンサでは，２．８×１０^６ｃｃ＝２．８ｍ^３である。具体的には，高さ０．７ｍ×奥行き０．４５ｍ×幅０．３５ｍの約４０ｋＪのフィルムコンデンサ（１０ｋＶ−８００マイクロＦ）が２５台の並列が必要である。

高電圧のコンデンサバンクの電流を半導体スイッチでオン・オフすれば，コイル電流は１ｋＨｚ以上の高速制御が可能であるが，コンデンサ方式以外は制御スピードの遅いエネルギー源である。それは，例えばフライホイールの場合，交流電力を介して発電機からエネルギーを取り出すが，直流出力は発電機の電圧と関係なく変圧器で昇圧することが可能だが，変換器にサイリスタを使っての交直変換では制御スピードは数１０ｍＳ程度であるのが一般的電源装置である。

最高の制御スピードを実現した例として，日本原子力研究所で１９８５年に完成された核融合実験装置ＪＴ−６０の垂直磁界コイル電流制御では，サイリスタを直接計算機から制御するＤＤＣ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ）コントロールを使用して５０ｋＡにおいて，プラスマイナス５ｋＡのステップ応答に３ｍＳの遅れで実現した実施例がある。これはサイリスタ制御での究極の制御スピードであろう。

近年の磁界制御は高速，高精度を要求されているため，コイル電流を高速半導体スイッチによるオン，オフ制御（チョッパー制御）することが必要である。コイル電流を高速に上昇・下降するためには高電圧を必要とする。特許登録されている「特許４３８２６６５」では磁気エネルギー回生スイッチ（Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｅｎｅｒｇｙ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ Ｓｗｉｔｃｈ：ＭＥＲＳ）と呼ぶ構成の，チョッパー制御装置によって磁気エネルギーを回生してコンデンサに充電して，電流を制御することは電源の要らないコイル電流制御装置であるとしている。

この方法では，極力，パルス的電力の供給をコンデンサに蓄積されたエネルギーによって，消費する分のみを受電電力を小さくする方向で設計されている。これは全エネルギーがコンデンサで蓄積できるコンデンサバンク容量が必要である。

この方式の問題は，コンデンサの放電と共に電圧が下がることと，これより大きな磁気エネルギーを持つ磁界コイルではコンデンサの体積が大きくなってこの方法は最良では無い。また，コンデンサの寿命や安全性に問題がある。

コイル電流を高速制御するためにコンデンサバンクをエネルギー源にする場合，コイル電流を高速にする制御するため，高電圧のコンデンサバンクを必要とする。高電圧の大容量のコンデンサバンクはエネルギー密度が低いので大きな設置面積を必要とする。本発明によって，コンデンサのエネルギー量を少ない高電圧のチョッパー制御を別に設けることで高速電源と低速電源とに分けることが可能である。

また，超電導磁気エネルギー電力貯蔵（ＳＭＥＳ）をエネルギー源とすることも考えられているが超電導コイルは耐電圧が高くない場合が多いが，その最大電圧で負荷コイルの制御能力が制限されてしまう。その場合，直流電流の電圧を上げるために電力可逆のＤＣＤＣ昇圧回路を必要とする。

発明が解決しようとする課題

このような考察から，大容量のコイル電流をｍＳ以下の高速に制御するために，高電圧のコンデンサのエネルギーの小さい電源と，低速に制御するエネルギーの大きい電源の直列制御が好ましいことになる。しかも，高速電源は高電圧でありエネルギーの蓄積量を最小限にして，低速電源が低圧ではあるが磁界コイルの運転に必要なエネルギーを主としてコンデンサ以外の蓄積要素で供給する案が最適であろう。低速電源はその充放電エネルギーやピーク電力変動，無効電力変動が許容すれば商用電力系統から取ることは当然考えられる。

問題はその制御方法である。高速電源は「特許４３８２６６５」に示す構成であるがコイル電流の指令値に電流を制御するためにコンデンサＣｍの電圧をコイルに短時間細かく充電・放電する。コイル電流が上昇する方向に電圧を出せば，その分コンデンサのエネルギーは減少する。逆にコイル電流が減少する方向に電圧を出せば，その分コンデンサのエネルギーは増大する。電圧源コンデンサのエネルギーの増減は電圧の増減であるので，電圧が大幅に減少すると高速電源の制御時に発生できる最大電圧に支障が出る。

本発明はこの高速かつ高電圧のコイル電流制御装置をコイル電流の高速制御のみに限定して使用することで，蓄積すべき高電圧のコンデンサの大きさを最小にすることができる。その場合，エネルギーの減少によって電圧が下がる場合，低速電源からエネルギーを供給できるようにして，蓄積すべきエネルギーは低速の大容量電源に極力，集中する。この構成によりコンパクトであって低コストの電源を構成できる。

課題を解決するための手段

図１にその構成をしめすが高速高電圧制御装置（磁気エネルギー回生スイッチ：ＭＥＲＳ）と低速電源との直列接続である。

「高速高電圧制御装置の制御」
高速高電圧制御装置ではその電圧源は磁気エネルギーを回生するコンデンサＣｍである。ここには充電電源は接続することなしに，２つのスイッチのＳ１，Ｓ２をオフすることでコイルの電流がダイオードを通して流れ、磁気エネルギーがコンデンサＣｍに回生されて充電することができる。制御に必要な電圧を充電した状態で運転の準備が完了する。次にコイル電流の制御指令がくるとその電流にコイル電流を高速にアップ，またはダウンするためのスイッチＳ１，Ｓ２を同時にオンまたはオフする。オンにより電流上昇，オフによって電流は減少する。また，スイッチの片方のみオンすると電流はバイパスされて負荷コイルには電圧が印加されないゼロ電圧モードになる。

制御周期を１ｍＳとすると，コイル電流の変化幅ΔＩを限定して運転するため，各制御サイクルの間のコンデンサＣｍの電圧変化はわずかである。エネルギーの変化量はΔＥ＝（Ｌ・（（Ｉ＋ΔＩ）^２−Ｉ^２）／２）
そのエネルギーは
コンデンサの電圧Ｖｃの変化はΔＥ＝Ｃ・（Ｖ＋ΔＶｃ）^２−Ｖ^２）／２。抵抗分の電圧は低速電源から供給されるので，高速電源の電圧はインダクタンス成分のみとなるので一定電流を制御する場合，平均電圧は概略ゼロになるはずである。

「低速電源の制御」
ここでは，低速大容量電源はサイリスタ，ＧＴＯサイリスタ，ＩＧＢＴなどによる大容量の交流直流変換装置であるが，低圧大容量の電解コンデンサや電気二重層コンデンサ，蓄電池でもよい。コイルの運転が可能となるエネルギーと電圧を持っているべきである。電圧は抵抗Ｒ分の逆起電力とインダクタンスＬの自己誘導電圧である。
Ｖ０＝Ｒ・Ｉ＋Ｌ・ｄＩ／ｄｔ
この場合のｄＩ／ｄｔは運転電流パターンの変化速度である。Ｖ０は最低限この電圧が無ければ誘導性負荷の運転は不可能である。この電圧はもっぱら低速大容量電源から供給される。

例えば，運転パターンの電流波形は粒子加速器の場合，電流を最低電流から最大電流まで約１秒で立ち上げる。
本発明では，低速電源には，高速電源の磁気エネルギー回生コンデンサＣｍの電圧を常に目標の範囲にあるように制御するという新たな制御能力を付加する。すなわち，コンデンサＣｍの電圧が下がってきた場合，低圧電源は電圧を上昇させるとコイル電流が上昇し，その結果高速電源はこれを抑えようと平均電圧を負にする。その結果，平均電圧と電流の掛け算である出力が負になって，電力の流れが逆になって結局，コンデンサＣｍの電圧は上昇する。

このように，低速電源は高速電源のコンデンサ電圧を必要な電圧範囲内になるように制御すれば良く，その制御の時定数はコンデンサの容量が大きければ大きいほど長くなるが，数十ｍＳの遅れは許容するならば，コンデンサの容量はその時間のエネルギー供給を行うに問題ないものであれば良い。この低速電源は，サイリスタ交直変換器など通常の交流電圧の点弧位相おくれ（アルファ）制御による低速制御装置でも可能になる。

発明の効果

コイル電流を高速制御するために直列接続される高電圧高速電源には大きなエネルギーを蓄積する必要が無くなり，数１０ｍＳの蓄積時間あれば，高速高電圧でコイル電圧を制御できる。高電圧のフィルムコンデンサのエネルギー蓄積量を最小限にして，その代わり低速電源のエネルギーの充放電には，フライホイール発電機や低圧コンデンサ，電解コンデンサなどエネルギー密度の高いエネルギー貯蔵手段を使えることは，全体電源のコンパクト化と低コスト化に寄与する。さらに許容できる容量であれば系統からの直接受電による交流直流変換回路であっても良い。それは高速に電力の充放電を繰り返す高速電源は独立した磁気エネルギーを回生したＭＥＲＳ回路のコンデンサから電力を得られるからである。

また，［特許文献１］「特許４３８２６６５」によれば，コイルの磁気エネルギーをコンデンサＣに蓄積するがコンデンサはエネルギー放出とともにコンデンサ電圧が低下して，運転の最終付近では電圧が半分以下に低下するという欠点がある。本制御方法では，コンデンサＣの電圧は低電圧電源によって数十ｍＳの時定数で制御されているのでその心配は無いが逆に電圧が上がりすぎる場合が電流を強制的に減少させるときに現れる心配があるので注意が必要である。平均的な下げるスピードは低速電源の電圧変化スピードに合わせる必要がある。このように高速電源と低速電源の協調運転が必要である。

図２に図１の構成をシミュレーション回路で示す。この実施例は，負荷は，ノーマル導体の磁界コイルの場合である。導体の電気抵抗による電圧と電流を変化する際のインダクタンスの逆起電力電圧，すなわちインダクティブな部分と同じ程度である場合を想定している。高エネルギー粒子加速器の磁界発生用電磁石の場合，電気抵抗０．７Ω，インダクタンス１．６Ｈである。これを約１秒でゼロから最大１．６ｋＡまで直線的に励磁するとすれば，最大電圧は最大電流到達時で，０．７×１．６ｋＡ＋１．６×１．６ｋＡ／１秒＝１．１２＋２．５６＝３．６８ｋＶ。この電圧は電流制御に最低限必要な電圧である。発生する電源はサイリスタまたはＧＴＯサイリスタによる交流から直流に変換する可逆変換器である。３．６８ｋＶが最大電圧では，最大電流付近では精密高速電流制御のためのプラス側の高電圧を発生する余裕がない。

ここで高速制御電圧をさらに４ｋＶを確保するために，もっとも簡単な方法は低速電源を７．６８ｋＶの発生電圧に増力する方法がある。この場合，電源の容量が４ｋＶ分増大することになり電力の受電容量も増大する。ここに本発明の磁気エネルギーを回生するコイル電流制御用の高圧高速電源を直列接続する。本電源はコイル電流の微小な変化幅に応じた磁気エネルギーを回生してコンデンサに蓄積されているが，コンデンサの電圧が減少した場合，低速電源の電圧を上昇させて電流を増やそうすることで，電流制御をする高速電源はその電流を減少させようと負の電圧を出す結果，磁気エネルギーがコンデンサに回生され電圧が上昇する。

このように高速電源のエネルギーは最終的には低速電源から供給される。ここでコンデンサの電圧の変化を補償する低速電源の制御スピードに合わせる制御システムが必要である。そのためにコンデンサ電圧を計測して低速電源にフィード・バック制御する。
すなわち，磁気エネルギーを回生して動作する高電圧の高速制御電源と低電圧の低速制御電源を組み合わせて合理的なコイル電流制御電源が構成できる。図３に高速電流制御，低速電圧制御の制御アルゴリズムの例を示す。

図４はシミュレーション結果（電流立ち上がり付近）を示す。上段の波形は電流の参照値Ｖｒｅｆと実際の電流Ｉｃｏｉｌを示す。電流は指令値通りに立ち上がっている。中段の波形はコンデンサの電圧波形を示す。ｔ＝５０ｍＳから制御を開始して，コンデンサにコイルの電流が流れて電圧が上昇している。下段の波形はコイルに印加される電圧Ｖｄｃｏｕｔと低速電源の電圧波形Ｖｓｌｏｗが示されている。電流参照値に対して実電流の差を見て制御されるがその制御ブロック図が図３に示されている。参照値より電流が２Ａ増えると下げる方向の制御，ここではスイッチＳ１，Ｓ２をオフし，電流が２Ａ下がるとスイッチをＳ１，Ｓ２の両方ともオンにしている。Ｓ１，Ｓ２の片方のみオンすると電流還流モードになる。ここではこのモードは使用していないがスイッチのオン・オフ回数を減らすことができる。

図５は立ち上げの全体シミュレーション結果を示す。コイル電流がほぼゼロから最大１６００Ａに到達するまでの１．２秒間を示している。上段の波形はコイル電流の参照値と実際値，２段目の波形は電圧源コンデンサＣｍの電圧Ｖｃである。最後まで平均４ｋＶ以上の電圧に保持されている。３段目の波形はコイルに印加された電圧と低速電源の電圧Ｖｓｌｏｗ，である。低速電源は３．５ｋＶ程度を発生して，コイル電圧はそこを中心にプラス，マイナス４ｋＶのコイル電流高速制御用の電圧が重畳している。最下段の波形は電源から電力を示している。高速電源からの電力Ｗｆｂはゼロのまま推移しているのがわかる。コンデンサＣｍの電圧が時間的に大きく変化しないからである。

超電導磁界コイルの精密な電流制御は磁界の制御であるので核磁気共鳴現象を利用した分子，原子の測定に必要である。この場合，超電導コイルの電気抵抗はほとんどゼロであるから本来，コイル電流を非常にゆっくり立ち上げる限り低速電源はわずかな電力で駆動することができる。本発明を用いて，図６の構成に示すように，コイル電流の制御を積極的に行おうとした場合，磁気エネルギー回生スイッチを直列に接続して，コイルの磁気エネルギーを一部，回生してコンデンサに電圧を貯めて，そのエネルギーによって，そのエネルギーの範囲内ではあるが，コイル電流を高速に制御することが可能である。

実施例をシミュレーションで示すことができる，図７は超電導コイル（１Ｈのコイル）永久電流スイッチ回路のシミュレーション回路であるが，電流１０Ａを中心に＋，−０．０２５Ａのヒステリシス制御を行おうとしている。ここには電流をバイパスするサイリスタスイッチもあるがこれを逆電圧でオフするシーケンスも行っている。

図８はシミュレーション結果で制御開始時点の詳細を示している。上段の波形はコイル電流の参照値と実際に電流である。中段の波形はコンデンサの電圧Ｖｃとコイル電流Ｉｄｃｏｕｔである。下段の波形はスイッチのゲートのオン・オフ指令である。ｔ＝５ｍＳで，制御すべき電流より０．５Ａ大きい状態で制御が開始されている。Ｓ１，Ｓ２のどちらをオン，どちらかをオフすることで，バイパス運転できるが，この例では専用のバイパス用サイリスタを用いてバイパス運転されていたが，ｔ＝５ｍＳで，制御が開始している。電流を１０．５Ａから１０．０Ａに，減少するように動いた結果，コンデンサには８０Ｖが充電された。制御電流の目標値が１０Ａであるので，その後１０Ａが維持されるようにコンデンサの電圧が充放電される。図８ではバイパスサイリスタを解除するシーケンスも表示されている。バイパスと解除するために短時間逆圧を印加している。

磁気閉じ込め核融合装置においても，超電導の磁界発生コイルを用いたプラズマ位置形状制御が行われるが，この電源にもフライホイールなどのエネルギー貯蔵で巨大な磁気エネルギーを充放電する低速低電圧電源を主電源として用い，本発明の磁気エネルギーで駆動される高速制御電源を直列接続することで，制御性の良いコンパクトな電源が構成できる。

磁気エネルギー回生スイッチを磁界発生装置に直列接続すれば，電流の磁気エネルギーを回生してコンデンサに電流制御用の高電圧に充電することができるのでコンデンサを予め充電する電源の必要がなく，磁気エネルギーを回生することによって充電した電圧で，スイッチを高速にオン・オフすれば，コイル電流を高速に精密に制御することができる。低電圧の低速電源と電流制御用の高速高圧電源の直列接続は高電圧電源の貯蔵すべきエネルギーを最小にする構成である。

図１は本発明の電流制御装置の構成である。 図２は実施の形態１のシミュレーション用詳細回路である。 図３は実施形態１の高速電流のヒステリシス制御のブロック図と電圧制御ブロック図 図４は実施の形態１のシミュレーション結果（電流立ち上がり付近）。 図５は実施の形態１の全体シミュレーション結果 図６は超電導コイルの電流制御装置である。 図７は超電導コイルのシミュレーション回路である。 図８は超電導コイルのシミュレーション結果である。

１ 高速電流スイッチ
２ コンデンサＣｍ
３ ダイオード
４ インダクタンス（磁界コイル）
５ 電気抵抗
６ 低速電源
７ 電流計測手段
８ 電圧計測手段
９ 電流高速制御部
１０ コンデンサ電圧制御部

Claims (4)

1. 誘導性負荷に、電流を供給するとともに、系の残留磁気エネルギーを回生して電流の制御に用いる電流制御装置であって、該電流制御装置は、
   対角線上に配置された２個の半導体スイッチとその反対の対角線上の２個のダイオードで構成されるブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された、エネルギー源コンデンサと、各前記半導体スイッチのオン・オフ制御を行う電流高速制御部とを具備し、前記制御部は、前記ブリッジ回路を構成する２個の前記半導体スイッチは両方ともオンまたはオフに，さらに２個のスイッチのどちらか片方だけをオンするの３状態を制御し、全オン時はコンデンサが負荷へ放電しコンデンサ電圧が下がる，全オフ時はダイオードからの電流がコンデンサを充電し，コンデンサ電圧が上がる，２個のスイッチのどちらか片方だけをオンするとコンデンサの充放電は停止し，負荷電流は還流するようにして，前記ブリッジ回路の交流端子を前記誘導性負荷と前記低速電源との間に接続し，
   かつ、前記電流高速制御部は、前記エネルギー源コンデンサの充放電のために高速にオン・オフを行って放電，充電電流を制御して前記誘導性負荷に流れる電流が必要な電流値になるように運転するが，その結果前記エネルギー源コンデンサの電圧が減少または増加するに従って、コンデンサ電圧制御部は、直列に接続された低速電源の電圧を調整して，これを所定の範囲内に維持することを特徴とする電流制御装置。
2. 前記各半導体スイッチが、寄生ダイオードを内蔵したパワーＭＯＳＦＥＴ、逆導通型ＧＴＯサイリスタ、またはＩＧＢＴ等の半導体スイッチのいずれかである請求項１に記載の電流制御装置。
3. 前記１組のペアのダイオードと前期１組のペアの半導体スイッチを逆導通型半導体スイッチで置き換え，電流の方向により選択された片方のペアのみ使用して，他方のペアにはゲートオフにし，単にダイオードとして使用して，電流双方向にしたことを特徴とする請求項１に記載の電流制御装置。
4. 請求項１に記載の電流制御装置を用い、さらに、前記誘導性負荷が超電導電磁石であることを特徴とする前記超電導電磁石を励磁するための電流制御装置。