JP2014507839A - トーン信号の未知の周波数誤差を推定するための装置および方法 - Google Patents

トーン信号の未知の周波数誤差を推定するための装置および方法 Download PDF

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Abstract

トーン信号の未知の周波数誤差を推定するステップは、誤差帯域幅の中で、誤差帯域幅を占有するトーン信号を含むワイヤレス信号をサンプリングして、異なる周波数オフセットに対しては繰り返し、信号サンプルを生成するステップと、周波数オフセットを信号サンプルに適用して、オフセット周波数による誤差帯域幅のオフセットと等しいオフセット帯域幅を占有する信号を表す、オフセット値を生成するステップと、誤差帯域幅よりも狭い周波数推定範囲内で、オフセット値を用いてトーン周波数誤差を推定するステップと、信号サンプルおよび推定されたトーン周波数誤差を用いて、トーン信号の信号対雑音比を測定するステップとを、含み得る。特定の周波数オフセットが、特定の推定されたトーン周波数誤差と閾値を超える測定された信号対雑音比とをもたらす場合、その特定の推定されたトーン周波数誤差は、トーン信号の未知の周波数誤差と等しいと判定され得る。他の態様、実施形態、および特徴も、請求され論じられる。

Description

関連出願の相互参照および優先権の主張
本特許出願は、(a)2010年12月28日に出願された「APPARATUS AND METHODS FOR DETECTING AND ESTIMATING A FREQUENCY ERROR OF A TONE IN A STREAM OF DATA SYMBOLS」という表題の仮出願第61/427,774号、および(b)2011年1月19日に出願された「APPARATUS AND METHODS FOR ESTIMATING AN UNKNOWN FREQUENCY ERROR OF A TONE SIGNAL」という表題の仮出願第61/434,361号の利益ならびに優先権を主張する。前記出願の両方が、本出願の譲受人に譲渡され、以下で全体が完全に述べられるかのように、参照によって本明細書に明確に組み込まれる。
本開示は一般に、通信システムに関する。より具体的には、本開示は、トーン信号の未知の周波数誤差を推定することに関する。
ワイヤレス通信システムは、世界中の多くの人々が通信するために使うようになった重要な手段になっている。ワイヤレス通信システムは、基地局によってそれぞれサービスされ得る多数の加入者局のための通信を提供することができる。加入者局は、アップリンクおよびダウンリンクでの伝送によって1つまたは複数の基地局と通信することができる。アップリンク(または逆方向リンク)は一般に、加入者局から基地局への通信リンクを指し、ダウンリンク(または順方向リンク)は一般に、基地局から加入者局への通信リンクを指す。
ワイヤレス通信システムのリソース(たとえば帯域幅および送信電力)は、複数の加入者局の間で共有され得る。符号分割多元接続(CDMA)、時分割多元接続(TDMA)、周波数分割多元接続(FDMA)、直交周波数分割多元接続(OFDMA)、シングルキャリア周波数分割多元接続(SC-FDMA)などを含む、様々な多元接続技法が知られている。
ワイヤレス通信システムの動作に関連する改善された方法および装置によって、利益が実現され得る。
本発明の例示的な実施形態は、トーン信号の未知の周波数誤差を推定することを対象とする。例示的な態様および実施形態が、以下で要約される。
一態様では、トーン信号の未知の周波数誤差を推定するための方法が提供される。方法は、たとえば、誤差帯域幅の中で、誤差帯域幅を占有するトーン信号を含むワイヤレス信号をサンプリングして、信号サンプルを生成するステップと、周波数オフセットを信号サンプルに適用して、オフセット周波数による誤差帯域幅のオフセットと等しいオフセット帯域幅を占有する信号を表すオフセット値を生成するステップと、誤差帯域幅よりも狭い周波数推定範囲内で、オフセット値を用いてトーン周波数誤差を推定するステップと、信号サンプルおよび推定されたトーン周波数誤差を用いてトーン信号の信号対雑音比を測定するステップと、異なる周波数オフセットに対して、適用するステップ、推定するステップ、および測定するステップを繰り返すステップと、ある特定の推定されたトーン周波数誤差および閾値を超える測定された信号対雑音比をもたらすある特定の周波数オフセットが適用された時に、その特定の推定されたトーン周波数誤差がトーン信号の未知の周波数誤差に等しいと判定するステップとを含み得る。
別の態様では、トーン信号の未知の周波数誤差を推定するための装置が提供される。この装置は、たとえば、誤差帯域幅を占有するトーン信号を含むワイヤレス信号を、誤差帯域幅の中でサンプリングして、信号サンプルを生成するためのサンプラと、様々な信号処理回路とを含み得る。信号処理回路は、たとえば、周波数オフセットを信号サンプルに適用して、オフセット周波数による誤差帯域幅のオフセットと等しいオフセット帯域幅を占有する信号を表すオフセット値を生成し、誤差帯域幅よりも狭い周波数推定範囲内で、オフセット値を用いてトーン周波数誤差を推定し、信号サンプルおよび推定されたトーン周波数誤差を用いてトーン信号の信号対雑音比を測定し、異なる周波数オフセットに対して、適用するステップ、推定するステップ、および測定するステップを繰り返し、ある特定の推定されたトーン周波数誤差および閾値を超える測定された信号対雑音比をもたらすある特定の周波数オフセットが適用された時に、その特定の推定されたトーン周波数誤差がトーン信号の未知の周波数誤差に等しいと判定するように構成され得る。
さらに別の態様では、トーン信号の未知の周波数誤差を推定するための別の装置が提供される。装置は、たとえば、誤差帯域幅を占有するトーン信号を含むワイヤレス信号を、誤差帯域幅の中でサンプリングして、信号サンプルを生成するための手段と、周波数オフセットを信号サンプルに適用して、オフセット周波数による誤差帯域幅のオフセットと等しいオフセット帯域幅を占有する信号を表すオフセット値を生成するための手段と、誤差帯域幅よりも狭い周波数推定範囲内で、オフセット値を用いてトーン周波数誤差を推定するための手段と、信号サンプルおよび推定されたトーン周波数誤差を用いてトーン信号の信号対雑音比を測定するための手段と、異なる周波数オフセットに対して、適用するステップ、推定するステップ、および測定するステップを繰り返すための手段と、ある特定の推定されたトーン周波数誤差および閾値を超える測定された信号対雑音比をもたらすある特定の周波数オフセットが適用された時に、その特定の推定されたトーン周波数誤差がトーン信号の未知の周波数誤差に等しいと判定するための手段とを含み得る。
さらに別の態様では、プロセッサによって実行されると、トーン信号の未知の周波数誤差を推定するための動作をプロセッサに実行させるコードを含む、コンピュータ可読媒体が提供される。コンピュータ可読媒体は、たとえば、誤差帯域幅を占有するトーン信号を含むワイヤレス信号を、誤差帯域幅の中でサンプリングして、信号サンプルを生成するためのコードと、周波数オフセットを信号サンプルに適用して、オフセット周波数による誤差帯域幅のオフセットと等しいオフセット帯域幅を占有する信号を表すオフセット値を生成するためのコードと、誤差帯域幅よりも狭い周波数推定範囲内で、オフセット値を用いてトーン周波数誤差を推定するためのコードと、信号サンプルおよび推定されたトーン周波数誤差を用いてトーン信号の信号対雑音比を測定するためのコードと、異なる周波数オフセットに対して、適用するステップ、推定するステップ、および測定するステップを繰り返すためのコードと、ある特定の推定されたトーン周波数誤差および閾値を超える測定された信号対雑音比をもたらすある特定の周波数オフセットが適用された時に、その特定の推定されたトーン周波数誤差がトーン信号の未知の周波数誤差に等しいと判定するためのコードとを含み得る。
添付の図面は、本発明の実施形態に関する説明において助けとなるように提示されており、本発明の限定ではなく、実施形態の例示のみのために提供されている。
本明細書で開示する方法および装置が利用され得るワイヤレス通信システムの一例を示す図である。 ワイヤレス通信システム中の送信機および受信機のブロック図である。 受信機における受信機ユニットおよび復調器の設計のブロック図である。 GSM(登録商標)における例示的なフレームおよびバーストのフォーマットを示す図である。 GSM(登録商標)における例示的なFCCHバーストのフォーマットを示す図である。 FCCHに従って移動局の発振器を訂正するための例示的なプロセスを示す図である。 プルインレンジを改善するための、受信機における受信機ユニットおよび復調器の設計の修正されたブロック図である。 様々な受信されたトーン周波数に対するローパスフィルタの効果を示す図である。 LPCフィルタリングを用いた、ある実施形態によるFCCH検出器の動作を示す図である。 ブロック当たりに使われるサンプルの数NがN=7である従来の実装形態の、オフセット周波数範囲にわたって広がるρcoherentを示す図である。 トーンオフセットの検出可能な範囲を広げるために、FCCH検出器によってブロック当たりN=3個のサンプルを使うことを示す図である。 Pのいくつかの値に対する、修正された周波数オフセットを示す図である。 いくつかの位相オフセットφnに対する、周波数オフセットを示す図である。 取得改善周波数推定システムのブロック図である。 ある例示的な実施形態による、以下で説明されるような方式で周波数推定を行うためのアルゴリズムを示す流れ図である。 SNRの計算を実行するための信号処理サブシステムの図である。 ρの選択値に対する、計算されたSNRと推定された周波数誤差における誤差との間の例示的な関係を示す図である。 1つまたは複数の実施形態による、トーン信号の未知の周波数誤差を推定するためのある例示的な方法の流れ図である。
本発明の特定の実施形態を対象とする以下の説明および関連する図面で、本発明の態様を開示する。本発明の範囲から逸脱することなく、代替的な実施形態を考案することができる。さらに、本発明の関連する詳細を不明瞭にしないように、本発明のよく知られている要素は詳細に説明されず、または省略される。
図1は、本明細書で開示する方法および装置が利用され得るワイヤレス通信システム100のある例を示す。ワイヤレス通信システム100は、複数の基地局(BS)102および複数のワイヤレス通信デバイス104を含む。各基地局102は、特定の地理的エリア106に対して通信カバレッジを提供する。「セル」という用語は、用語が使用される文脈に応じて、基地局102および/またはそのカバレッジエリア106を指し得る。
本明細書で使用する場合、「ワイヤレス通信デバイス」という用語は、ワイヤレス通信システムを介して音声および/またはデータ通信に使用され得る電子デバイスを指す。ワイヤレス通信デバイスの例には、携帯電話、携帯情報端末(PDA)、ハンドヘルデバイス、ワイヤレスモデム、ラップトップコンピュータ、パーソナルコンピュータなどがある。ワイヤレス通信デバイスは、代わりに、アクセス端末、モバイル端末、移動局、リモート局、ユーザ端末、端末、加入者ユニット、加入者局、モバイルデバイス、ワイヤレスデバイス、ユーザ装置(UE)、またはいくつかの他の同様の用語で呼ばれ得る。「基地局」という用語は、固定位置に取り付けられ加入者局と通信するために使用される、ワイヤレス通信局を指す。基地局は、代わりに、アクセスポイント、Node B、evolved Node B、またはいくつかの他の同様の用語で呼ばれ得る。
システム容量を向上させるために、基地局のカバレッジエリア106は、複数のより小さいエリア、たとえば3つのより小さいエリア108a、108b、および108cに分割され得る。より小さい各エリア108a、108b、108cは、それぞれのベーストランシーバ基地局(BTS)によってサービスされ得る。「セクタ」という用語は、用語が使用される文脈に応じて、BTSおよび/またはそのカバレッジエリア108を指し得る。セクタ化されたセルに対して、そのセルのすべてのセクタのBTSは通常、セルの基地局102内に一緒に位置し得る。
加入者局104は通常、ワイヤレス通信システム100の全体にわたって分散する。加入者局104は、任意の所与の瞬間においてダウンリンクおよび/またはアップリンク上で、0個、1個、または複数の基地局102と通信することができる。
集中型アーキテクチャでは、システムコントローラ110は、基地局102に結合されてよく、基地局102の調整および制御を行うことができる。システムコントローラ110は、単一のネットワークエンティティまたはネットワークエンティティの集合であってよい。分散型アーキテクチャでは、基地局102は、必要に応じて互いに通信することができる。
図2は、図1に示されるようなワイヤレス通信システムにおいて用いる、送信機218および受信機250のブロック図を示す。ダウンリンクでは、送信機218は、基地局(たとえば基地局102の1つ)の一部であってよく、受信機250は、ワイヤレスデバイス(たとえばワイヤレス通信デバイス104の1つ)の一部であってよい。アップリンクでは、送信機218は、ワイヤレスデバイス(たとえばワイヤレス通信デバイス104の1つ)の一部であってよく、受信機250は、基地局(たとえば基地局102の1つ)の一部であってよい。
送信機218において、送信(TX)データプロセッサ220は、データを受信して処理し(たとえば、フォーマットし、符号化し、インターリーブし)、符号化されたデータを提供する。変調器230は、符号化されたデータに対して変調を実行し、変調された信号を提供する。変調器230は、GSM(登録商標)ではガウス最小偏移変調(GMSK)、Enhanced Data rates for Global Evolution (EDGE)では8相位相偏移変調(8-PSK)などを実行することができる。GMSKは連続的な位相変調プロトコルであり、8-PSKはデジタル変調プロトコルである。送信機ユニット(TMTR)232は、変調された信号を調整し(たとえば、フィルタリングし、増幅し、アップコンバートし)、アンテナ234を介して送信される、変調されたRF信号を生成する。
受信機250において、アンテナ252は、送信機218および他の送信機から変調されたRF信号を受信する。アンテナ252は、受信されたRF信号を受信機ユニット(RCVR)254に与える。受信機ユニット254は、受信されたRF信号を調整し(たとえば、フィルタリングし、増幅し、ダウンコンバートし)、調整された信号をデジタル化してサンプルを与える。復調器260は、以下で説明されるようにサンプルを処理し、復調されたデータを与える。受信(RX)データプロセッサ270は、復調されたデータを処理し(たとえば、デインターリーブし復号し)、復号されたデータを与える。一般に、復調器260およびRXデータプロセッサ270による処理は、それぞれ、送信機218における変調器230およびTXデータプロセッサ220による処理を補足するものである。
コントローラ/プロセッサ240および280は、それぞれ、送信機218および受信機250における動作を指示する。メモリ242および282は、それぞれ、送信機218および受信機250により使われるコンピュータソフトウェアおよびデータの形態で、プログラムコードを記憶する。
図3は、受信機250における受信機ユニット254および復調器260の設計のブロック図を示す。受信機ユニット254内で、受信機チェーン340が、受信されたRF信号を処理し、IbbおよびQbbと示されるIおよびQベースバンド信号を与える。受信チェーン340は、低雑音の増幅、アナログフィルタリング、直交ダウンコンバージョンなどを実行することができる。アナログデジタルコンバータ(ADC)342は、fadcというサンプリングレートで、IおよびQベースバンド信号をデジタル化し、IadcおよびQadcと示されるIおよびQサンプルを与える。一般に、ADCサンプリングレートfadcは、任意の整数または非整数の因子によって、シンボルレートfsymと関連付けられ得る。サンプルをとられたデータからのIおよびQサンプルは、サンプルをとられたデータから有用な情報を取得するために、様々な方法で操作され得る。
復調器260内で、プリプロセッサ320は、ADC 342からのIおよびQサンプルに、事前処理を実行する。たとえば、プリプロセッサ320は、直流(DC)オフセットを除去すること、周波数オフセットを除去することなどができる。入力フィルタ322は、ある特定の周波数応答に基づいて、プリプロセッサ320からのサンプルをフィルタリングし、IinおよびQinと示される入力IおよびQサンプルを与える。フィルタ322は、IおよびQサンプルをフィルタリングし、ADC 342によるサンプリングに起因する像、さらにはジャマーを抑制することができる。フィルタ322はまた、サンプルレートの変換、たとえば、24倍のオーバーサンプリングから2倍のオーバーサンプリングへの変換を実行することもできる。データフィルタ324は、別の周波数応答に基づいて、入力フィルタ322からの入力IおよびQサンプルをフィルタリングし、IoutおよびQoutと示される出力IおよびQサンプルを与える。フィルタ322および324は、有限インパルス応答(FIR)フィルタ、無限インパルス応答(IIR)フィルタ、または他の種類のフィルタによって実装され得る。フィルタ322および324の周波数応答は、良好な性能を実現するように選択され得る。一設計では、フィルタ322の周波数応答は固定され、フィルタ324の周波数応答は設定可能である。
隣接チャネル干渉(ACI)検出器330は、フィルタ322から入力IおよびQサンプルを受信し、受信されたRF信号の中のACIを検出し、ACIインジケータをフィルタ324に与える。ACIインジケータは、ACIが存在するかどうかを示すことができ、存在する場合には、ACIが、+200KHzに中心があるより高いRFチャネルによるものか、かつ/または、-200KHzに中心があるより低いRFチャネルによるものかを、示すことができる。以下で説明されるように、フィルタ324の周波数応答は、良好な性能を実現するように、ACIインジケータに基づいて調整され得る。
等化器/検出器326は、フィルタ324から出力IおよびQサンプルを受け取り、等化、整合されたフィルタリング、検出、および/またはこれらのサンプルに対する他の処理を実行する。たとえば、等化器/検出器326は、IおよびQサンプルの列とチャネル推定とをもとに、送信された可能性が最も高いシンボルの列を決定する、最大可能性列推定器(MLSE)を実装することができる。
Global System for Mobile Communications (GSM(登録商標))は、セルラー、ワイヤレス通信において広く普及している規格である。GSM(登録商標)は、スペクトルリソースを共有する目的で、時分割多元接続(TDMA)および周波数分割多元接続(FDMA)の組合せを利用する。GSM(登録商標)ネットワークは通常、複数の周波数帯で動作する。たとえば、アップリンク通信では、GSM-900は、890〜915MHzの帯域(移動局からベーストランシーバ基地局)の無線スペクトルを一般に使用する。ダウンリンク通信では、GSM 900は、935〜960MHzの帯域を用いる(基地局から移動局)。さらに、各周波数帯は、200KHzのキャリア周波数へと分割され、200KHz間隔の124個のRFチャネルを提供する。GSM-1900は、アップリンクでは1850〜1910MHzの帯域を使い、ダウンリンクでは1930〜1990MHzの帯域を使う。GSM 900のように、FDMAは、アップリンクとダウンリンクの両方のスペクトルを、200KHz幅のキャリア周波数へと分割する。同様に、GSM-850は、アップリンクでは824〜849MHzの帯域を、ダウンリンクでは869〜894MHzの帯域を使い、GSM-1800は、アップリンクでは1710〜1785MHzの帯域を、ダウンリンクでは1805〜1880MHzの帯域を使う。
既存のGSM(登録商標)システムの例は、第3世代パートナーシッププロジェクト(3GPP)規格設定組織により発行された、「Technical Specification 3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group GSM/EDGE Radio Access Network; Multiplexing and multiple access on the radio path (Release 4)」と題する、技術的な仕様文書3GPP TS 45.002 V4.8.0 (2003-06)において特定される。
GSM(登録商標)における各チャネルは、固有の絶対的高周波チャネル(ARFCN)によって特定される。たとえば、ARFCN 1〜124が、GSM 900のチャネルに割り当てられ、ARFCN 512〜810が、GSM 1900のチャネルに割り当てられる。同様に、ARFCN 128〜251が、GSM 850のチャネルに割り当てられ、ARFCN 512〜885が、GSM 1800のチャネルに割り当てられる。また、各基地局は、1つまたは複数のキャリア周波数を割り当てられる。各キャリア周波数は、TDMAを用いて8個のタイムスロット(タイムスロット0〜7と名付けられる)に分割されるので、8個の連続するタイムスロットが、長さが4.615msの1つのTDMAフレームを形成する。物理チャネルは、TDMAフレーム内の1つのタイムスロットを占有する。各々のアクティブなワイヤレスデバイス/ユーザは、呼の期間の間、1つまたは複数のタイムスロットインデックスを割り当てられる。各ワイヤレスデバイスのユーザ固有データは、そのワイヤレスデバイスに割り当てられたタイムスロットにおいて、かつトラフィックチャネルのために使われるTDMAフレームにおいて送信される。
フレーム内の各タイムスロットは、GSM(登録商標)において「バースト」とも呼ばれる。各バーストは、2個の末尾フィールド、2個のデータフィールド、トレーニングシーケンス(またはミッドアンブル)フィールド、および保護期間(GP)を含む。バーストは、末尾フィールド、データフィールド、およびミッドアンブルフィールドのために148個のシンボルを含む。保護期間には、シンボルは送信されない。特定のキャリア周波数のTDMAフレームは番号を付けられ、マルチフレームと呼ばれる26個または51個のTDMAフレームのグループとして形成される。
図4Aは、GSM(登録商標)における例示的なフレームおよびバーストのフォーマットを示す。示されるように、送信のためのタイムラインはマルチフレームへと分割され、各フィールド中のシンボルの数が括弧の中に示されている。ユーザ固有データを送信するのに使われるトラフィックチャネルでは、この例における各マルチフレームは、TDMAフレーム0から25と名付けられる26個のTDMAフレームを含む。トラフィックチャネルは、各マルチフレームの、TDMAフレーム0から11およびTDMAフレーム13から24で送信される。制御チャネルは、TDMAフレーム12で送信される。近隣の基地局に対する測定を行うためにワイヤレスデバイスにより使われるデータは、アイドルTDMAフレーム25では送信されない。
GSM(登録商標)における探索では、ワイヤレスデバイスは、電力スキャンを実行して、ある周波数帯における各々の高周波(RF)チャネルの受信電力を測定することができ、強いRFチャネルを特定することができる。ワイヤレスデバイスは次いで、(i)周波数訂正チャネル(FCCH)で送信されるトーンを検出すること、(ii)同期チャネル(SCH)で送信されるバーストを復号して、GSM(登録商標)セルのBTS識別コード(BSIC)を取得すること、(iii)ブロードキャスト制御チャネル(BCCH)を復号して、システム情報を取得することによって、ある所望のチャネルでの取得を試みることができる。
図4Bは、ある例示的なFCCHバーストを示す。一般に、FCCHは、ダウンリンクGSMブロードキャストチャネルであり、すべてが「0」または「1」ビットである周波数訂正バーストを含む。FCCHは、所与の基地局によって送信されて、移動局のためのシグナリング情報を提供し、セルのキャリア周波数を確立し、必要であれば移動局が自身の動作周波数を訂正できるようにする。移動局および基地局は各々、固有のローカル発振器(LO)によって動作し、LOは、周波数ドリフトにさらされ、適切な通信のために時折再同期される必要があり得る。
基地局によって送信されるFCCHは、送信しているセルの周波数および粗いタイミング情報を移動局が取得できるようにする、「トーン」を搬送する。より具体的には、FCCHは、基地局から送信される周波数訂正バーストを搬送する。周波数訂正バーストは、シンボルレートの4分の1、すなわち67.7KHz前後の単一の周波数によって周波数変調されるキャリア周波数を有する信号を含む。送信される67.7KHzのトーンの周波数は、基地局のローカル発振器に基づく。移動局は、移動局の固有のローカル発振器を基準として用いて、ノミナルで67.7KHzの固有の周波数を導き出す。したがって、基地局のローカル発振器の周波数と移動局のローカル発振器の周波数との差によって、移動局のノミナルで67.7KHzの周波数と送信される67.7KHzのトーンとの間には周波数誤差が存在する。周波数訂正バーストが移動局によって受信されると、移動局は、受信された周波数訂正バーストに含まれるトーンを検出し、67.7KHzという移動局の固有のノミナル周波数に対する、検出されたトーンの周波数オフセットを推定する。この推定された周波数オフセットは、移動局のLOを訂正するために用いられる。
図5は、FCCHに従って移動局の発振器を訂正するための例示的なプロセスを示す。示されるように、移動局は、FCCHを通じて受信された信号をサンプリングし(ブロック502)、信号に含まれる、上で説明されたトーンを検出することを試みる(ブロック504)。トーンが適切に検出されない場合、移動局は単に、次のサンプルにおいて再試行する。トーンが検出されると、移動局は、ノミナル周波数からのトーンのオフセットのために、粗い周波数推定(fcoarse)を求めるステップ(ブロック506)、精密な周波数推定(ffine)を求めるステップ(ブロック508)、および信号対雑音比の推定(SNR)を求めるステップ(ブロック510)に進む。精密な周波数推定は、粗い周波数推定に続いて実行され、不利な信号条件における周波数推定をさらに洗練させることができる。たとえば、この推定は、中心点として粗い周波数推定値を採用し、±250Hzの区間内での探索に基づいて、離散時間フーリエ変換(DTFT)を実行し、周波数オフセットの精密な推定値ffineを生成することができる。推定されるSNRが許容可能な閾値(たとえば0dB)を超える限り(ブロック512)、精密な周波数推定値ffineが、移動局のLOに対する訂正として適用される(ブロック514)。ffineが大きい(たとえば250Hzを超える)場合、移動局は、受信された信号の第2のサンプルを用いて、第2の訂正のための反復を試みる(ブロック516)。そうではない場合、移動局は、SCH上で処理を進め(ブロック518)、クロック同期は完了したと見なされる。
現在、キャリア周波数の許容可能な周波数オフセットは、±0.1part per million (ppm)以内になるように規定される。1.9GHzというキャリア周波数では、この周波数オフセットは±190Hzに相当し、これによって、トーンの周波数が、190Hzという周波数誤差の分だけノミナルの67.7KHzからずれる。しかし、実際には、多数のモバイルネットワークが、±0.1ppmの範囲に落ち着く前に、少なくとも一時的に±10.0ppmのずれに日常的に達しまたはそれを超えることが、確認されている。この大きなずれは、電力不足、落雷、または他の要因の結果であり得る。こうしたずれは、多くの理由で問題であり、移動局が所与のセルに適切にとどまるのを妨げ得る。FCCHを復号するために現在用いられているアルゴリズムは、±22.6KHz程度の周波数誤差を有する、FCCH周波数訂正トーンを検出し推定することができる。この範囲は、FCCHの「プルイン」レンジと呼ばれることがあり、BTSの周波数源が±0.1ppmよりも大きくずれるべきではないという仮定の下で、LOの水晶の経年劣化(たとえば9.7ppm)を許容するように規定される。
図5のブロック506によって示される粗い周波数推定ステップの間、Luise-Regiannini (L-R)アルゴリズムのような周波数検出アルゴリズムが、周波数誤差を検出するために使われる。受信されたシンボルのサンプルは、バーストごとに繰り返し処理される。通常、100個前後のサンプルが、バーストの中央部分から採取される。バーストの終わりの部分は、チャネルの歪みの影響をより受けるので、最初は使われない。粗い周波数推定を行うために使われる100個のサンプルは、やはり同じサンプルであるが、この場合に使われる相関の指数は異なる。周波数誤差のグレーゾーンは、検出能力の限界に近い周波数オフセットの範囲であるので、周波数オフセットが周波数検出アルゴリズムによって検出されるかどうかに関して、ある程度の不確実さがもたらされる。いわゆる取得プルインレンジを制限するグレーゾーンに対処するために、取得プロセスの間に、3つの異なる可能性をパラメトリックに確認するために、3つの許可技法が本明細書で提供される。
したがって、粗い周波数推定の範囲を改善することができ、これによって最終的には、異なる方式でサンプルセットを処理することで全体の取得範囲が広がり、より広い周波数プルインレンジが得られる。粗い周波数推定を行うために使われるサンプルの数(たとえば100)は同じままであるが、この場合に使われる相関の指数(またはラグ)は異なる。目標の取得プルインレンジを制限するグレーゾーンに対処するために、取得プロセスの間に、3つの異なる可能性をパラメトリックに確認するために、3つの許可技法が提供される。3つすべての確認は相互に排他的であり、誤った警告の可能性がかなり減る。
したがって、本明細書の実施形態は、物理層の性能を改善することによって、改善されたプルインレンジを実現する。たとえば、図5を参照すると、プルインレンジは、検出可能なトーンの範囲を広げ(ブロック504において)、対応する粗い周波数推定の範囲を広げる(ブロック506において)ことによって、改善され得る。
図6は、ある例示的な実施形態による、プルインレンジを改善するための、復調器260の設計の修正されたブロック図を示す。示されるように、復調器260は、より広範囲の周波数オフセットfOをFCCH上で検出し復号するために、図3に示される復調器260から修正される。この点において、トーン検出器626および粗い周波数推定器628へと入力を行う、広げられたベースバンドフィルタ624が、フロントエンドの受信機ハードウェア620の後に提供される。
従来、受信されたFCCH信号は、カットオフ周波数または3dB帯域幅減衰が約83KHzである、比較的狭いベースバンドフィルタを通され、この83KHzは、67.7KHzのノミナル周波数に対して±22.6KHzという、標準的なGSM(登録商標)周波数オフセットfOの規格を満たすように選択されている。しかし、従来のフロントエンドのフィルタリングは、上で論じられたような現実の世界でよく見られるより大きな周波数誤差に対処できない。それは、これらの周波数は、使用できなくなる水準にまで、従来のファームウェアフィルタによって減衰されるからである。これは特に、大きく、かつ正であるオフセットに対して、当てはまる。FCCHトーンの検出および復号は、利用されるローパスフィルタの性質のために、低いSNRにおいては大きな複数の周波数オフセットfOに対して対称的にならない。たとえば、+20KHzの周波数オフセット(すなわち87.7KHzにおけるトーン)は、-20KHzの周波数オフセット(すなわち47.7KHzにおけるトーン)よりも大きく(たとえば4〜5dB)減衰される。それは、通過する信号のエネルギーが、より高い周波数においてロールオフされるからである。
図7は、様々な受信されたトーン周波数に対するローパスフィルタの効果を示す。具体的には、67.08KHzという理想に近いトーンが、±40KHzだけオフセットされたトーン(すなわち、一方のトーンは27.08KHz、もう一方のトーンは107.08KHz)とともに示される。一実施形態による、従来のファームウェアフィルタ710に対するカーブおよび中間フィルタ720に対するカーブを含む2つのフィルタが、3つのトーンに適用される。示されるように、従来のファームウェアフィルタは、正のオフセットトーンを大きく減衰し、一方中間フィルタは、このトーンのかなりの通過を許容しその後の処理を可能にする。ここで示される特定の設計では、3dB減衰帯域幅が124KHzである中間フィルタが、広げられたベースバンドフィルタ624に対して選択される。この設計では、広げられたベースバンドフィルタ624は、約+43KHzの周波数オフセットである正の側に、広げられたプルインレンジを提供し、これによって、関心のある周波数範囲にわたって非対称性が小さくなりつつ、その範囲の外側の不要な信号および雑音は依然として除去される。
広げられたベースバンドフィルタ624は、実行される処理の種類に基づいて変更され得る、デジタルフィルタであってよいことが理解されるだろう。FCCH検出では、広げられたベースバンドフィルタ624は、本明細書で論じられる理由により有利であり得る。しかし、FCCHが検出されると、フィルタは、後続の通信チャネルの処理のために、図3の構成などにおけるフィルタのようなより狭いフィルタと置き換えられ得る。
上で論じられたように、FCCHトーンは、トーンを含むFCCHを通じて受信された信号をサンプリングして分析することによって検出される。たとえば、所与のサンプルkにおいて受信された信号rは、以下のような信号モデルにより表され得る。
rk=h T s k+nk (1)
ここで、rkはk番目の受信されたサンプルであり、hはチャネルベクトルであり、skは送信されるデータベクトルであり、nkはk番目の受信されたサンプルの雑音因子である。
FCCHのデータは従来、ガウス最小偏移(GMSK)変調されると67.7KHzにおけるトーンになる、すべてが「1」または「0」の列によって表される。したがって、送信されるデータsは、以下のように概算され得る。
sl=exp(jlπ/2+φ) (2)
ここで、lは0とサンプリングに使われるウィンドウサイズLとの間の整数であり、φは初期位相オフセットである。
したがって、FCCHトーン上での所与の周波数オフセットfOに対して、式(1)において式(2)を用いて、受信されるサンプルrkは、以下のように表され得る。
ここで、θ=2πfoTであり、Tはシンボル期間であり、r = [rk, rk+1, ..., rk+L]であり、n = [nk, nk+1, ..., nk+L]である。
式(3)から、以下が理解され得る。
上式で、
である。
二位相偏移変調(BPSK)信号へと変換するために受信機においてπ/2だけ回転させた後には、受信された信号は、以下のように換算され得る。
図6に戻ると、トーン検出器626は、フィルタリングされた受信信号から、単一のトーンまたは高調波を検出するように構成される。たとえば、トーン検出器626は、以下の関数に従うなどして、1次線形予測符号(LPC)フィルタを使って、着信するデータのコヒーレントな和を形成することができる。
ここで、R(1)およびR(0)は相関値である。R(0)は、シンボルの受信された列をそれ自体と乗算することについての自己相関値を表す。列の各シンボルはそれ自体と乗算され、得られた積は加算されてコヒーレントな和を生成する。R(1)は、シンボルの受信された列を列のシフトされたバージョンと乗算して積を生成することについての相互相関値を表す。そして積が加算されて、コヒーレントな和を生成する。相関付けは、バーストごとに繰り返し実行される。トーン「フラグ」(すなわち、トーンが存在するかどうかの指示)を示すために、R*(1)/R(0)の比が使われる。この比は、非常に小さい値、または0に近い値から始まり、トーンの開始を示す所定の相関閾値(たとえば0.40)を通過し、相関閾値を下回って低下してトーンの終了を示す。
図8は、上記のLPCフィルタリングを用いた、ある例示的な実施形態によるトーン検出器626の動作を示す。示されるように、着信データは、所与のサンプルサイズのデータウィンドウに対応する、多数のブロック810に分割される(従来、ブロック当たりに使われるサンプリングされたデータシンボルの数Nは、N=7である)。各ブロックのサンプルは一緒に加算され、第1のコヒーレントな和z(1)、第2のコヒーレントな和z(2)、および第3のコヒーレントな和z(3)を生成する(820)。そして、第1のコヒーレントな和z(1)および第2のコヒーレントな和z(2)は相関付けられて、第1の相関付けの結果x(1)を生成する(830)。第2のコヒーレントな和z(2)および第3のコヒーレントな和z(3)も相関付けられて、第2の相関付けの結果x(2)を生成する。
FCCHトーンを含む信号は、以下のように指数関数的にも表され得る。
上式で、
であり、νkは追加のホワイトガウスノイズN(0,Nσ2)である。
このことから、コヒーレントな和が、ブロック当たりのサンプルの数Nに応じて、SNR(ρ)における利得を提供することが理解され得る。
上式で、
である。
図9は、ブロック当たりに使われるサンプルの数NがN=7である従来の実装形態での、オフセット周波数範囲にわたって広がるρcoherentを示す。このグラフは、トーン周波数オフセット(水平軸)が0(左側の垂直軸)である場合に、SNRが、ブロック当たりのシンボルサンプルの数に対応する、7という相対的な値を有する(すなわち、SNR利得が7である)ことを示す。トーン周波数オフセットが増加すると、この利得は減少する。周波数オフセットが27KHzである場合、利得は1であり、すなわち比(ρcoherent/ρ)は1である。トーン周波数オフセットが38.7KHzである場合、利得は0である。ここで理解され得るように、38.7KHzのオフセットでは、トーンは検出されない。また図から、トーン検出は、27KHzを超えると低いSNRにより低下することが理解され得る。
対称的に、図10は、トーンオフセットの検出可能な範囲を広げるために、FCCHトーン検出器626によって、たとえばブロック当たりN=3個のサンプルを使うことを示す。ブロック当たりより少数のサンプルを使うことで、計算においてより多くのブロックが使用できるようになることによって、大きな周波数オフセットに対する相関利得が大きくなる。図9との比較から理解され得るように、この利得は、小さな周波数オフセットにおける利得を犠牲にして低くなるが、この低下は検出を妨げるほど厳しくはない。N=7の場合と比較したN=3の場合のコヒーレントなSNRの損失は、コヒーレントに加算されるサンプルの数を増やすことで、つまり、より良好な相関付けとともにより良好なインデックス付けによって、十分に補償される。より良好なインデックス付けとは、正常なトーンの開始と終了を見つける際の曖昧さが小さいことを示唆する。
トーンの存在を検出しトーンの周波数を推定する時、移動局はまた、トーンの開始時間または終了時間を推定して、周波数バーストの粗いタイミングを与えることができる。この粗いタイミングは、検出されたトーンの後に続く、SCHバーストと呼ばれる同期バーストを見つけるために使われる。同期バーストは、後続の通常のバースト処理をスケジューリングするための、精密に調整されたタイミングを導き出すために使われる。SCHはまた、基地局IDを提供する。
従来の粗い周波数推定では、これらの従来技法を用いて検出され得る周波数オフセットf0は、以下の式に従って、相関の数Mによって制限される。
ここで、Fsはサンプリング周波数である。従来のGSM(登録商標)システムでは、M=11かつFs=270.833KHzであり、これは上で論じられたように、約22.6KHzの最大の現在検出可能なf0をもたらす。
粗い周波数推定は、推定される周波数オフセット
の式
を修正することによって、本明細書で開示される様々な実施形態に従って拡張されて、合計においてサンプルをスキップし、奇数番目のサンプルのみを採用することができ、たとえば以下のようである。
sinc関数の符号反転を防ぐために、
かつ
であるとすると、実数部分に対する虚数部分の比を入力することによってarctan関数を用いて、f0がここで以下のように境界を与えられることが理解され得る。
このようにして、推定される周波数オフセット
は、0というインデックスに対応する雑音の項を用いるのを避け、推定される周波数オフセット
の式からサンプルの数Mに対する依存性を完全に除去し、より広範囲な検出可能な周波数オフセットを提供する。
図11は、Pのいくつかの値に対する、修正された周波数オフセット
の式(10)を示す。示されるように、アルゴリズムが中程度のSNRまたは低いSNRにおいて取得を試み得るfnullの周囲には、不確かさという「グレーゾーン」が存在する。したがって、所望のより広い範囲にわたって適切な平均化を維持するには、SNRのトレードオフが存在する。
所望のオフセット範囲(たとえば、±50KHz)からそのようなグレーゾーンを除去し、変化するSNRにわたって大きな周波数オフセットに対するより安定的かつ正確なFCCH周波数推定を実現するために、「マルチパス」アルゴリズムをさらに用いて、互いにある位相φnだけオフセットされる異なる周波数のセットにわたり、上で説明された波形を中心に置くのを支援するための技法が提供され、これは以下の式に従う。
上式で、
である。
このマルチパスアルゴリズムは、元のサンプルがφnだけ回転されることを必要とせず、
となるような最終的な相関のみである。
図12は、位相φnのオフセットのいくつかの値に対する、上記の周波数オフセット
の式(13)を示す。具体的には、+π/5というオフセット(1220)によって、関数
の中心的極大部分が、位相オフセットを有さない(1210)中心的極大部分の右にシフトされ、-π/5というオフセット(1230)によって、中心的極大部分が、位相オフセットを有さない(1210)中心的極大部分の左にシフトされる。このシフトは、周波数誤差の推定の範囲を広げることが理解されるだろう。さらに、様々な実施形態は、特定の位相オフセット値に限定されないことが理解されるだろう。しかし、P=2である場合には、+π/5および-π/5というφ1およびφ2のオフセット値がそれぞれ、有利であることが判明している。Pの所与の値に対して、+π/(2P+1)および-π/(2P+1)というオフセット値が、有利であることが判明している。これらのオフセット値が選択されると、オフセットが適用されない場合の関数
の中心的極大部分の極大値は、π/(2P+1)というオフセットが適用される場合の関数
のヌルまたはゼロクロス周波数と同じ周波数に位置しており、すべてのオフセットに対する関数の組み合わされた振幅は、関心のある周波数範囲(すなわち誤差帯域幅)にわたって比較的高い。これは、異なるオフセットに対する複数の交差する中心的極大部分(図12に示される例では、各カーブに対して1つの中心的極大部分)の存在下で、周波数の組み合わされた領域によって表される。
図13は、取得改善周波数推定システムのブロック図を示し、これは、データシンボルのストリームにおけるトーンの周波数誤差を推定するための、図6に示される粗い周波数推定器628のより詳細な図を含む。信号サンプル1301の形態のデータシンボルのストリームが、トーン検出器626および相関器1310に与えられる。この信号サンプルは、その中にトーン周波数が存在し得る誤差帯域幅を占有するトーン信号を含む、信号を表す。
トーンがトーン検出器626によって検出されると、相関器1310は、信号サンプルの自己相関を行い、複数の複素数の相関値L(R1からRM+1と示される)を生成し、奇数の相関ラグ(たとえば1、3、5)の範囲に対応するL個の複素数の相関値の一部を選択する。位相回転器1320は、位相オフセットφnを選択された複素数の相関値に適用して、オフセット周波数による誤差帯域幅のオフセットと等しい帯域幅を占有する信号を表す、オフセット複素数相関値を生成する。スマート加算器1330は、オフセット複素数相関値を加算して、複素数の和を生成する。
周波数誤差推定器1340は、複素数の和を用いて周波数誤差を求めるように構成される。周波数誤差推定器1340は、複素数の和の偏角を計算するための角度推定器1350、位相回転器1320において前に適用された位相オフセットφnを除去し、トーンの周波数誤差を表す計算された位相
を生成するための位相加算器1360、および、計算された位相
をトーンの周波数誤差である推定
に変換するための位相周波数変換器1370を含み得る。
図14は、ある例示的な実施形態による、上で説明された方式で周波数推定を行うための、3回以上の繰り返しの可能性がある、マルチパス周波数推定アルゴリズムを示す流れ図である。示されるように、トーンが検出されると、シンボルサンプル(たとえば100個のサンプル)のストリームに対して、複数の相関R(k)が生成される(ブロック1402)。インデックスkは、最大でk=M+1のラグ値を表す。相関のサブセット(この例では、奇数の相関ラグR(1)、R(3)、およびR(5)、または単に相関R(1)、R(3)、およびR(5))が、今後の繰り返しのために保存される(ブロック1404)。相関値は、すべてのk(1からM+1)にわたって加算されて、複素数の和uを生成する(ブロック1406)。次いで、複素数の和の位相を求めるために、(たとえばatan関数を用いて)その偏角が計算される(ブロック1408)。この位相は、求められた位相値によりサンプルを回転させることによって計算される、周波数値およびSNRへと変換される(ブロック1410)。計算されたSNRが所与の閾値(たとえば0dB)を超える場合、トーンの周波数推定は成功したと見なされる(ブロック1412)。超えない場合、1つまたは複数のその後の繰り返しが、保存された相関R(1)、R(3)、およびR(5)、ならびに位相オフセットφnを用いて実行される。
たとえば、図14に示される実施形態では、第2の繰り返しが、φn=φ1という位相オフセットまたは回転を、保存された相関R(1)、R(3)、およびR(5)に適用することによって開始される(ブロック1416)。次いで、回転された相関値は加算され(ブロック1418)、位相が人為的なオフセットφnに対して計算されて調整され(ブロック1420)、第1の繰り返しにおける対応する動作と同様に、対応するSNRが計算される(ブロック1422)。計算されたSNRが閾値を超える場合、今度はトーンの周波数推定が成功したと見なされる(ブロック1424)。超えない場合、φn=φ1という位相オフセットによって第3の繰り返しが開始され(ブロック1426)、回転された相関値が加算され(ブロック1428)、人為的なオフセットφnに対して位相が計算され調整されて(ブロック1430)、対応するSNRが計算される(ブロック1432)。
計算されたSNRが閾値を超える場合、今度はトーンの周波数推定が成功したと見なされる(ブロック1434)。超えない場合、処理は終了し得る。マルチスレッド化されたプロセッサが使われる場合などの、いくつかの実施形態では、φn = 0、φ1、およびφ2という異なるオフセットに対する処理が、点線1440、1441によって図14において示されるように、並行して実行され得る。3回よりも多くの繰り返しが、判定ブロック1434の右側の破線1443によって示されるように実行され得る。各々の繰り返しは、位相オフセットφnの異なる値に対応する。
図15は、上で説明された信号対雑音比の計算を実行するための信号処理サブシステム1500の図である。トーン信号と雑音を含む受信された信号を表す、受信された入力サンプルは、総電力測定ブロック1501および位相回転器1503に入力される。各入力サンプルは、複素数の関数i+jqを表す。
上の式(4)および(5)を参照すると、トーン信号と雑音を表す入力サンプルは、式
によって表され得る。雑音成分を含まずトーン信号のみを表す入力サンプルのトーン成分は、
である。
このトーン成分の振幅は
であり、トーン成分の電力はこの値の2乗である。信号サンプルの電力は、信号サンプルの、位相内のおよび直交する(実数のおよび虚数の)デカルト座標(iおよびq)を2乗して、得られた積を加算し、トーン信号と雑音の電力(すなわち全体の電力)を表す和を得ることによって、得られ得る。
したがって、総電力測定ブロック1501は、各々の受信された入力サンプルのiおよびq(実数および虚数)成分を2乗して2乗積を生成するように動作し、次いで、2乗積を加算してそのサンプルの電力値を生成する。総電力測定ブロック1501は次いで、すべての入力サンプルの電力値を加算して、トーン信号と雑音の計算された総電力を生成する。
入力信号サンプルはまた、位相回転器1503、電力計算ブロック1504、および正弦波生成器1505を含むトーン再構築サブシステム1502にも入力される。
位相回転器1503は、図13に示される位相回転器1320と同様の方式で動作する。位相回転器1503は、入力信号サンプルと、推定されたトーン周波数誤差(たとえば、図13に示される周波数誤差推定器1340によって推定されるような)を表す位相値
とを受信する。位相回転器1503は、位相φを有する第1の入力サンプルを
だけインクリメントし、位相
を有する第1の位相が回転されたサンプルを生成する。位相回転器は、位相2φを有する第2の入力サンプルを
だけインクリメントし、位相
を有する第2の位相が回転されたサンプルを生成し、以下同様である。位相のこのインクリメントには、
に等しい周波数オフセットを追加する効果があり、Tはサンプル間隔であり、サンプリング周波数Fsの逆数である。
したがって、位相回転器は、位相値
を用いて入力信号サンプルの位相を回転させ、位相が回転されたサンプルを生成するように動作する。位相が回転されたサンプルは、たとえば図13に示される周波数誤差推定器1340によって計算された位相値
に対応する、推定されるトーン周波数誤差
によってオフセットされた、トーン信号と雑音とを含む信号を表す。
電力計算ブロック1504は、上で説明された総電力測定ブロック1501により実行される総電力の計算と同様の方式で、位相が回転されたサンプルの電力を計算して加算し、回転されたサンプルの合計の電力値
を生成する。電力計算ブロック1504は、この合計の電力値を使って、合計の電力値
の平方根
を計算することによって、再構築されるべき正弦波の対応する振幅を計算する。
この正弦波生成器1505は、計算された振幅
と、推定されたトーン周波数誤差
を表す位相値
とに基づいて、正弦波生成アルゴリズムを用いることによって、正弦波の形態で再構築されたトーン信号を表すサンプルを生成する。
正弦波生成器1505から出力されたサンプルは、入力信号の実際のトーン周波数と測定誤差を足したものに等しい周波数を有する、再構築されたトーン信号を表す。
測定誤差は、入力信号中の雑音と、周波数推定器(たとえば、周波数推定器628、1340)によって実行される周波数推定に関連する誤差との、関数である。測定誤差は、(i)平均誤差が0であり、標準偏差が0ではなく有限である、「交流」の項と、(ii)負または正のいずれかであり得る一定の誤差を表し標準偏差が0である、「直流」の項とを含む。「直流」の項は通常、周波数推定の正確さに基本的に依存する。「交流」の項は通常、入力信号中の雑音に基本的に依存する。
図16は、ρの選択値に対する、計算されたSNRと推定された周波数誤差における誤差との間の例示的な関係を示す。図15を再び参照すると、入力信号中の雑音と、周波数推定に関連する誤差がともに0である場合、測定誤差は0であり、正弦波生成器1505により生成されるサンプルは、雑音もトーン周波数誤差も伴わず、トーン信号のみを表す。上で図6に関連して説明されたように、推定されるトーン周波数誤差における誤差が、比較的狭い周波数範囲(たとえば、2KHz程度)内にある場合にのみ、推定されるトーンの測定されるSNRは高くなる(たとえば0dB以上)。この比較的狭い周波数範囲は、周波数誤差の各々の仮定の、トーン周波数の範囲よりもかなり狭く、各々の仮定は、φnの異なる値によって表される異なるオフセット周波数に関連する。
第1の減算器1506は、サンプルごとに、再構築されたトーン信号を表すサンプルを入力サンプルから減算して、雑音サンプルを生成する。入力サンプルは、トーン信号と雑音を表し、再構築されたトーン信号を表すサンプルは、雑音が加わっていないトーン信号を表す(測定誤差がないと仮定すれば)ので、雑音サンプルは、サンプリングされた入力信号中に存在する雑音を表す。雑音電力測定ブロック1507は、雑音サンプルの電力を計算し、そうした計算された電力を加算して雑音電力PNを計算することによって、総電力測定ブロック1501の動作と同様に動作する。第2の減算器1508は、計算された総電力PTから計算された雑音電力PNを減算し、計算されるトーン信号電力PS = PT-PNを生成する。除算器1509は、計算されたトーン信号電力PSを、計算された雑音電力PNによって除算し、計算されるSNRを生成する。
上で説明されたマルチパス技法の各々の異なる仮定は、トーン周波数の異なる範囲に対応する。(各々が異なる仮定に対する)3つすべての確認は、1つの確認が肯定的な結果を生み他の確認が否定的な結果を生むという点で、相互に排他的である。推定されるトーン周波数が、比較的狭い周波数範囲(たとえば、2KHz程度)内にある場合にのみ、推定されるトーンの測定されるSNRは高くなる(たとえば0dB以上)ので、これらの確認は相互に排他的である。この比較的狭い周波数範囲は、各々の仮定のトーン周波数の範囲よりもかなり狭い。したがって、誤った警告の確率がかなり低くなる。
図11および図12を再び参照すると、P=2の場合には、+π/5および-π/5という、φ1およびφ2のオフセット値が有利であることが判明しており、Pは、上の式(10)および(12)において使われるパラメータであり、(2P+1)は、(2P+1)個の選択された相関値を回転させることによって生成される、オフセット値の数である。Pの所与の値に対して、+π/(2P+1)および-π/(2P+1)というオフセット値が、有利であることが判明している。図12を参照すると、関数
の中心的極大部分は、π/(2P+1)のオフセットが適用された場合には右にシフトされ、極大部分は、-π/(2P+1)のオフセットが適用された場合には左にシフトされる。これらのオフセットは、P=2では、+π/5および-π/5に相当する。
これらのオフセット値が選択されると、オフセットが適用されない場合の関数
の中心的極大部分の極大値は、π/(2P+1)というオフセットが適用される場合の関数
のヌルまたはゼロクロス周波数と同一の周波数に位置する。同様に、π/(2P+1)というオフセットが適用される場合の関数
の中心的極大部分の極大値は、図12に示されるように、オフセットが適用されない場合の関数
のヌルまたはゼロクロス周波数と同一の周波数に位置する。関数
の振幅は常に、図12の3つの交差する最大の中心的極大部分の存在下で周波数の組み合わされた領域によって表されるように、オフセットφnの少なくとも1つの値に対して十分大きい。これらのオフセット値は、周波数推定範囲とほぼ等しい周波数の差だけ、離間している。
上で説明されたマルチパス技法によれば、図13の粗い周波数推定器628内の信号処理回路および信号処理サブシステム1500は、周波数推定を実行し、周波数オフセットがほぼ周波数推定範囲の分だけ離間されるように、異なる周波数オフセットに対してそれぞれ信号対雑音比を測定することができる。各々の周波数オフセットは、オフセット帯域幅の中央部に中心があり周波数推定範囲と同じ幅を有する、周波数推定帯域幅の中にある、周波数誤差の推定を可能にするように動作する。
したがって、オフセット周波数に中心があり周波数推定範囲と等しい幅を有する複数の周波数範囲が一緒に、誤差帯域幅を実質的にカバーするように、異なる周波数オフセットが選択され適用され得る。したがって、異なる周波数オフセットの間隔は、単にトーン周波数誤差の推定を精密にするために用いられ得るものよりも、かなり大きい。周波数オフセットが適用されない場合(周波数オフセットが0である場合に対応する)、トーン周波数誤差は周波数推定範囲の外側にあり、トーン周波数誤差は、ある特定の周波数オフセットが適用されるまで推定できない。
その特定の周波数オフセットの適用が、周波数推定範囲内へとトーン周波数をオフセットするように効果的に機能するように、周波数オフセットが適用される。このことは、信号サンプルの一部に特定の周波数オフセットを適用して、特定のオフセット周波数による誤差帯域幅のオフセットに等しいオフセット帯域幅を占有する信号(トーン信号を含む)を表すオフセット値を生成することによって、実現される。
このマルチパス技法は、トーン周波数誤差が検出され推定され得る帯域幅が、上で説明された周波数誤差推定器1340により利用されるような周波数誤差推定アルゴリズムにより与えられる周波数推定範囲よりも、かなり大きな周波数範囲を有するという、利点を有する。1つの利点は、高精度の周波数推定アルゴリズムが、より広範囲の周波数誤差にわたって使われ得るということである。この技法の別の利点は、特定の周波数オフセットを用いて周波数誤差が推定された場合に、その推定された周波数誤差をトーン周波数誤差の正確な推定として扱えること、かつ、推定された周波数誤差を精密化する必要がないということである。言い換えると、一度周波数推定が得られれば、さらなる繰り返しは必要ない。これは、より低精度の推定を得て、次いで繰り返しを実行して、続いてより高精度の推定を提供するという、繰り返し手法とは異なる。したがって、マルチパス技法は、従来の方法よりも高速かつ効率的であり、より広範囲のトーン周波数誤差を推定する能力を提供する。
図9および図10を再び参照すると、上記の説明から、信号処理回路は、信号サンプルのセットをNサンプルのブロックへと分割し、Nサンプルのブロックをコヒーレントに加算して複数のコヒーレントな和を生成し、次いで複数のコヒーレントな和を相関付けて、複数のコヒーレントな和に基づいてトーン検出を実行することによって、トーンを検出できるということが、思い起こされるだろう。トーンの周波数誤差が40〜50KHz程度である場合には、3に等しいNの値が有利であることが判明している(現実のネットワークでは、基地局のローカル発振器と移動局のローカル発振器との間に最大の誤差が存在する可能性が高い)。この3というNの値は、トーン検出に有利である。それは、40〜50KHz程度のトーン周波数誤差に対して、1よりも大きなコヒーレントなSNRの利得を提供しつつ、小さなトーン周波数誤差に対しては適切な利得を依然として提供するからである。この利点は、0KHzおよび50KHz(水平軸)という周波数オフセットに対応する、図10に示されるグラフ化された関数の値を調査することによって、かつ、グラフ化された関数の値1を表す水平の点線に留意することによって、理解され得る。
図17は、1つまたは複数の実施形態による、トーン信号の未知の周波数誤差を推定するためのある例示的な方法の流れ図を示す。
示されるように、誤差帯域幅を占有するトーン信号を含むワイヤレス信号が、誤差帯域幅の中でサンプリングされ、信号サンプルを生成することができる(ブロック1704)。周波数オフセットが、信号サンプルに適用されて、オフセット周波数による誤差帯域幅のオフセットに等しいオフセット帯域幅を占有する信号を表す、オフセット値を生成することができる(ブロック1708)。トーン周波数誤差が、オフセット値を用いて、誤差帯域幅よりも狭い周波数推定範囲内で推定され得る(ブロック1712)。トーン信号の信号対雑音比は、信号サンプルおよび推定されるトーン周波数誤差を用いて測定され得る(ブロック1716)。適用するステップ(ブロック1708)、推定するステップ(ブロック1712)、および測定するステップ(ブロック1716)は、異なる周波数オフセットに対して繰り返され得る(ブロック1720)。特定の推定されたトーン周波数誤差と閾値を超える測定された信号対雑音比とをもたらす、特定の周波数オフセットが適用されると、その特定の推定されたトーン周波数誤差は、トーン信号の未知の周波数誤差と等しいと判定され得る(ブロック1724)。
上で論じられたように、推定された周波数誤差は、所与のワイヤレス通信デバイスのローカル発振器を調整するのに、有用であり得る。したがって、いくつかの実施形態では、ローカル発振器の動作は、トーン信号の求められた未知の周波数誤差に従って、調整され得る(ブロック1728)。
上でより詳しく論じられたように、いくつかの実施形態では、異なる周波数オフセットは、ほぼ周波数推定範囲だけ離間され得る。さらに、異なる周波数オフセットは、一緒に誤差帯域幅を実質的にカバーする、オフセット帯域幅に中心がある関連する周波数範囲と、周波数推定範囲と等しい関連する幅とを有し得る。オフセット値は、信号サンプルの自己相関を実行して相関値を生成し、周波数オフセットを表す位相により相関値の位相を回転させることによって、生成され得る。
いくつかの実施形態では、トーン周波数誤差は、オフセット値を加算して複素数の和を生成し、複素数の和の位相を計算し周波数オフセットを表す位相によって複素数の和の位相を逆回転させ、推定されるトーン周波数誤差を表す位相を生成することによって、推定され得る。いくつかの実施形態では、加算するステップは、奇数番目のオフセット値のみを加算して、複素数の和を生成するステップを含み得る。たとえば、加算するステップは、奇数番目のオフセット値の中で最大の正の奇数番目のオフセット値の実数値と虚数値を加算して、残りの奇数番目のオフセット値の実数値のみを加算するステップを含み得る。別の例として、加算するステップは、最大の正の奇数番目のオフセット値を除いて、奇数番目のオフセット値のうちのすべての正の奇数番目のオフセット値の実数部に2を掛けて、2倍された値を生成するステップと、2倍された値を一緒に足してスマートな和を生成するステップと、最大の正の奇数番目のオフセット値をスマートな和に足して複素数の和を生成するステップとを含み得る。奇数番目のオフセット値は、7個未満のオフセット値、たとえば、番号が1、3、および5のオフセット値のみを含み得る。
トーン信号の信号対雑音比を測定するステップは、信号サンプルの総電力を測定するステップと、信号サンプルの雑音電力を測定するステップと、測定された総電力から測定された雑音電力を差し引いてトーンの信号電力を取得するステップとを含み得る。信号サンプルの雑音電力を測定するステップは、信号サンプルを用いて再生成されるトーンを表す正弦波サンプルおよび推定されるトーン周波数誤差を表す位相を生成するステップと、信号サンプルから正弦波サンプルを差し引いて雑音サンプルを生成するステップと、雑音サンプルの電力を測定するステップとを含み得る。正弦波サンプルを生成するステップは、推定されるトーン周波数誤差を表す位相によって信号サンプルの位相を回転させて、回転された信号サンプルを生成するステップと、回転された信号サンプルの電力を計算し加算して、電力の和を生成するステップと、指定されたトーン周波数および電力の和に基づいて正弦波サンプルを生成するステップとを含み得る。
いくつかの実施形態では、トーン信号は、信号サンプルを3サンプルのブロックへと分割し、3サンプルのブロックをコヒーレントに加算して、複数のコヒーレントな和を生成し、複数のコヒーレントな和を相関付け、複数のコヒーレントな和に基づいてトーン検出を実行することによって、検出され得る。
本明細書で説明する技法は、直交多重化方式に基づく通信システムを含む様々な通信システムに使用され得る。そのような通信システムの例には、直交周波数分割多元接続(OFDMA)システム、シングルキャリア周波数分割多元接続(SC-FDMA)システムなどがある。OFDMAシステムは、システム帯域幅全体を複数の直交する副搬送波に分割する変調技法である、直交周波数分割多重化(OFDM)を利用する。これらの副搬送波は、トーン、ビンなどと呼ばれることもある。OFDMでは、各副搬送波は、データによって独立して変調され得る。SC-FDMAシステムは、システム帯域幅全体にわたって分散される副搬送波上で送信するためにinterleaved FDMA(IFDMA)を、隣接する副搬送波のブロック上で送信するためにlocalized FDMA(LFDMA)を、または隣接する副搬送波の複数のブロック上で送信するためにenhanced FDMA(EFDMA)を利用することができる。一般に、変調シンボルは、OFDMでは周波数領域で、SC-FDMAでは時間領域で送られる。
本明細書で使われる「決定する」という用語は、幅広い動作を含み、したがって、「決定すること」は、算出すること、計算すること、処理すること、導出すること、調査すること、検索すること(たとえば、テーブル、データベース、または別のデータ構造を検索すること)、確認することなどを含み得る。また、「決定すること」は、受信すること(たとえば、情報を受信すること)、アクセスすること(たとえば、メモリ内のデータにアクセスすること)などを含み得る。また、「決定すること」は、解決すること、選択すること、選ぶこと、確立することなどを含み得る。
別段に明記されていない限り、「〜に基づいて」という句は、「〜のみに基づいて」を意味するのではない。言い換えれば、「〜に基づいて」という句は、「〜のみに基づいて」と「〜に少なくとも基づいて」の両方を表す。
「プロセッサ」という用語は、汎用プロセッサ、中央処理装置(CPU)、マイクロプロセッサ、デジタル信号プロセッサ(DSP)、コントローラ、マイクロコントローラ、ステートマシンなどを含むように、広く解釈されるものとする。いくつかの状況下では、「プロセッサ」は、特定用途向け集積回路(ASIC)、プログラマブル論理デバイス(PLD)、フィールドプログラマブルゲートアレイ(FPGA)などを指し得る。「プロセッサ」という用語は、たとえば、DSPとマイクロプロセッサとの組合せ、複数のマイクロプロセッサ、DSPコアと連動する1つまたは複数のマイクロプロセッサ、または他のそのような構成など、処理デバイスの組合せを指し得る。
「メモリ」という用語は、電子情報を格納することができる任意の電子構成要素を含むように、広く解釈されるものとする。メモリという用語は、たとえばランダムアクセスメモリ(RAM)、読取り専用メモリ(ROM)、不揮発性ランダムアクセスメモリ(NVRAM)、プログラマブル読取り専用メモリ(PROM)、消去可能プログラマブル読取り専用メモリ(EPROM)、電気的消去可能PROM(EEPROM)、フラッシュメモリ、磁気または光学のデータストレージ、レジスタなどの様々なタイプのプロセッサ可読媒体を指し得る。メモリは、プロセッサがメモリから情報を読み取り、かつ/または情報をメモリに書き込むことができる場合、プロセッサと電子通信すると言われる。プロセッサに一体のメモリは、プロセッサと電子通信している。
「命令」および「コード」という用語は、任意のタイプのコンピュータ可読ステートメントを含むように、広く解釈されるものとする。たとえば、「命令」および「コード」という用語は、1つまたは複数のプログラム、ルーチン、サブルーチン、関数、プロシージャなどを指し得る。「命令」および「コード」は、単一のコンピュータ可読ステートメントまたは多数のコンピュータ可読ステートメントを含み得る。
本明細書で説明した機能は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはそれらの任意の組合せで実装することができる。ソフトウェアで実装した場合、機能は、コンピュータ可読媒体上の1つまたは複数の命令として格納され得る。「コンピュータ可読媒体」という用語は、コンピュータによってアクセスされ得る任意の使用可能な媒体を指す。限定ではなく、例として、コンピュータ可読媒体は、RAM、ROM、EEPROM、CD-ROMもしくは他の光ディスクストレージ、磁気ディスクストレージもしくは他の磁気記憶デバイス、または、命令もしくはデータ構造の形態で所望のプログラムコードを運ぶまたは格納するために使用され、コンピュータによってアクセスされ得る任意の他の媒体を含み得る。本明細書で使用する場合、ディスク(disk)およびディスク(disc)は、コンパクトディスク(CD)、レーザディスク、光ディスク、デジタル多用途ディスク(DVD)、フレキシブルディスク、およびブルーレイ(登録商標)ディスクを含み、ディスク(disk)は、通常、磁気的にデータを再生し、ディスク(disc)は、レーザで光学的にデータを再生する。
ソフトウェアまたは命令は、伝送媒体を介して送信することもできる。たとえば、ソフトウェアが同軸ケーブル、光ファイバケーブル、ツイストペア、デジタル加入者回線(DSL)、または赤外線、無線、およびマイクロ波などのワイヤレス技術を使用してウェブサイト、サーバ、または他のリモートソースから送信される場合、同軸ケーブル、光ファイバケーブル、ツイストペア、DSL、または赤外線、無線、およびマイクロ波などのワイヤレス技術は伝送媒体の定義内に含まれる。
本明細書で開示される方法は、記載の方法を達成するための1つまたは複数のステップまたは動作を含む。方法ステップおよび/または動作は、特許請求の範囲から逸脱することなく、互いに交換され得る。言い換えれば、説明されている方法の適切な操作のために、ステップまたは動作の特定の順序が必要とされない限り、特定のステップおよび/または動作の順序および/または使用は、特許請求の範囲から逸脱することなく修正することができる。
さらに、本明細書に記載の方法および技法を実行するためのモジュールおよび/または他の適切な手段は、デバイスによってダウンロードされ、かつ/または他の方法で取得され得ることを諒解されたい。たとえば、本明細書で説明する方法を実行するための手段の転送を容易にするために、デバイスをサーバに結合することができる。代わりに、本明細書で説明する様々な方法は、デバイスが、ストレージ手段をデバイスに結合したすぐ後、または提供したすぐ後に、様々な方法を得ることができるように、記憶手段(たとえば、ランダムアクセスメモリ(RAM)、読取り専用メモリ(ROM)、コンパクトディスク(CD)またはフレキシブルディスクなどの物理的記憶媒体など)を介して提供することができる。さらに、本明細書で説明する方法および技法をデバイスに提供するための任意の他の適切な技法が利用されてもよい。
特許請求の範囲は、上に示された正確な構成および構成要素に限定されないことを理解されたい。様々な修正、変更、および変形を、特許請求の範囲から逸脱することなく、本明細書で説明するシステム、方法、および装置の構成、操作、および詳細において加えることができる。
218 送信機
250 受信機
260 復調器
620 フロントエンドの受信機ハードウェア
624 広げられたベースバンドフィルタ
626 トーン検出器
628 粗い周波数推定器

Claims (61)

  1. トーン信号の未知の周波数誤差を推定する方法であって、
    誤差帯域幅内で、前記誤差帯域幅を占有する前記トーン信号を含むワイヤレス信号をサンプリングして、信号サンプルを生成するステップと、
    周波数オフセットを前記信号サンプルに適用して、オフセット周波数による前記誤差帯域幅のオフセットに等しいオフセット帯域幅を占有する信号を表す、オフセット値を生成するステップと、
    前記誤差帯域幅よりも狭い周波数推定範囲内で、前記オフセット値を用いてトーン周波数誤差を推定するステップと、
    前記信号サンプルおよび前記推定されたトーン周波数誤差を用いて、前記トーン信号の信号対雑音比を測定するステップと、
    前記適用するステップ、前記推定するステップ、および前記測定するステップを、異なる周波数オフセットに対して繰り返すステップと、
    特定の推定されたトーン周波数誤差と閾値を超える測定された信号対雑音比とをもたらす、特定の周波数オフセットが適用されると、前記特定の推定されたトーン周波数誤差が、前記トーン信号の前記未知の周波数誤差と等しいと判定するステップと
    を含む、方法。
  2. 前記トーン信号の前記求められた未知の周波数誤差に従って、ローカル発振器の動作を調整するステップをさらに含む、請求項1に記載の方法。
  3. 前記異なる周波数オフセットが、およそ前記周波数推定範囲の分だけ離間される、請求項1に記載の方法。
  4. 前記異なる周波数オフセットが、一緒に前記誤差帯域幅を実質的にカバーする、前記オフセット帯域幅に中心がある関連する周波数範囲と、前記周波数推定範囲と等しい関連する幅とを有する、請求項1に記載の方法。
  5. 前記信号サンプルの自己相関を実行して相関値を生成し、前記周波数オフセットを表す位相により前記相関値の位相を回転させることによって、前記オフセット値を生成するステップをさらに含む、請求項1に記載の方法。
  6. 前記トーン周波数誤差が、前記オフセット値を加算して複素数の和を生成し、前記複素数の和の位相を計算し前記周波数オフセットを表す位相によって前記複素数の和の前記位相を逆回転させ、前記推定されるトーン周波数誤差を表す位相を生成することによって、推定される、請求項5に記載の方法。
  7. 前記加算するステップが、奇数番目のオフセット値のみを加算して前記複素数の和を生成するステップを含む、請求項6に記載の方法。
  8. 前記加算するステップが、
    前記奇数番目のオフセット値のうちの、最大の正の奇数番目のオフセット値の、実数値および虚数値を加算するステップと、
    前記奇数番目のオフセット値の、残りの奇数番目のオフセット値の実数値のみを加算するステップと
    を含む、請求項7に記載の方法。
  9. 前記加算するステップが、
    前記最大の正の奇数番目のオフセット値を除く、前記奇数番目のオフセット値のうちのすべての正の奇数番目のオフセット値の実数部に、2を掛けて、2倍された値を生成するステップと、
    前記2倍された値を一緒に加算して、スマートな和を生成するステップと、
    前記最大の正の奇数番目のオフセット値を前記スマートな和に加算して、前記複素数の和を生成するステップと
    を含む、請求項7に記載の方法。
  10. 前記奇数番目のオフセット値が、7個よりも少ないオフセット値を含む、請求項7に記載の方法。
  11. 前記奇数番目のオフセット値が、番号が1、3、および5のオフセット値のみを含む、請求項10に記載の方法。
  12. 前記トーン信号の前記信号対雑音比を測定するステップが、
    前記信号サンプルの前記総電力を測定するステップと、
    前記信号サンプルの雑音電力を測定するステップと、
    前記測定された総電力から前記測定された雑音電力を差し引いて、前記トーン信号の信号電力を取得するステップと
    を含む、請求項1に記載の方法。
  13. 前記信号サンプルの前記雑音電力を測定するステップが、
    前記信号サンプルを用いて再生成されるトーンを表す正弦波サンプルと、前記推定されるトーン周波数誤差を表す位相とを生成するステップと、
    前記信号サンプルから前記正弦波サンプルを差し引いて、雑音サンプルを生成するステップと、
    前記雑音サンプルの前記電力を測定するステップと
    を含む、請求項12に記載の方法。
  14. 前記正弦波サンプルを生成するステップが、
    前記推定されるトーン周波数誤差を表す位相によって、前記信号サンプルの位相を回転させ、回転された信号サンプルを生成するステップと、
    前記回転された信号サンプルの電力を計算し加算して、電力の和を生成するステップと、
    指定されたトーン周波数および前記電力の和に基づいて、正弦波サンプルを生成するステップと
    を含む、請求項13に記載の方法。
  15. 前記信号サンプルを3サンプルのブロックへと分割して、前記3サンプルのブロックをコヒーレントに加算して、複数のコヒーレントな和を生成することによって、前記トーン信号を検出するステップと、
    前記複数のコヒーレントな和を相関付けるステップと、
    前記複数のコヒーレントな和に基づいてトーン検出を実行するステップと
    をさらに含む、請求項1に記載の方法。
  16. トーン信号の未知の周波数誤差を推定するための装置であって、
    誤差帯域幅内で、前記誤差帯域幅を占有する前記トーン信号を含むワイヤレス信号をサンプリングして、信号サンプルを生成するためのサンプラと、
    周波数オフセットを前記信号サンプルに適用して、オフセット周波数による前記誤差帯域幅のオフセットに等しいオフセット帯域幅を占有する信号を表す、オフセット値を生成し、
    前記誤差帯域幅よりも狭い周波数推定範囲内で、前記オフセット値を用いてトーン周波数誤差を推定し、
    前記信号サンプルおよび前記推定されたトーン周波数誤差を用いて、前記トーン信号の信号対雑音比を測定し、
    前記適用するステップ、前記推定するステップ、および前記測定するステップを、異なる周波数オフセットに対して繰り返し、
    特定の推定されたトーン周波数誤差と閾値を超える測定された信号対雑音比とをもたらす、特定の周波数オフセットが適用されると、前記特定の推定されたトーン周波数誤差が、前記トーン信号の前記未知の周波数誤差と等しいと判定する
    ように構成される信号処理回路とを含む、装置。
  17. 前記トーン信号の前記求められた未知の周波数誤差に従って、ローカル発振器の動作を調整するように構成される、調整モジュールをさらに含む、請求項16に記載の装置。
  18. 前記異なる周波数オフセットが、およそ前記周波数推定範囲の分だけ離間される、請求項16に記載の装置。
  19. 前記異なる周波数オフセットが、一緒に前記誤差帯域幅を実質的にカバーする、前記オフセット帯域幅に中心がある関連する周波数範囲と、前記周波数推定範囲と等しい関連する幅とを有する、請求項16に記載の装置。
  20. 前記信号処理回路がさらに、前記信号サンプルの自己相関を実行して相関値を生成し、前記周波数オフセットを表す位相により前記相関値の位相を回転させることによって、前記オフセット値を生成するように構成される、請求項16に記載の装置。
  21. 前記トーン周波数誤差が、前記オフセット値を加算して複素数の和を生成し、前記複素数の和の位相を計算し前記周波数オフセットを表す位相によって前記複素数の和の前記位相を逆回転させ、前記推定されるトーン周波数誤差を表す位相を生成することによって、推定される、請求項20に記載の装置。
  22. 前記加算するステップが、奇数番目のオフセット値のみを加算して前記複素数の和を生成するステップを含む、請求項21に記載の装置。
  23. 前記加算するステップが、
    前記奇数番目のオフセット値のうちの、最大の正の奇数番目のオフセット値の、実数値および虚数値を加算するステップと、
    前記奇数番目のオフセット値の、残りの奇数番目のオフセット値の実数値のみを加算するステップと
    を含む、請求項22に記載の装置。
  24. 前記加算するステップが、
    前記最大の正の奇数番目のオフセット値を除く、前記奇数番目のオフセット値のうちのすべての正の奇数番目のオフセット値の実数部に、2を掛けて、2倍された値を生成するステップと、
    前記2倍された値を一緒に加算して、スマートな和を生成するステップと、
    前記最大の正の奇数番目のオフセット値を前記スマートな和に加算して、前記複素数の和を生成するステップと
    を含む、請求項23に記載の装置。
  25. 前記奇数番目のオフセット値が、7個よりも少ないオフセット値を含む、請求項23に記載の装置。
  26. 前記奇数番目のオフセット値が、番号が1、3、および5のオフセット値のみを含む、請求項25に記載の装置。
  27. 前記トーン信号の前記信号対雑音比を測定するステップが、
    前記信号サンプルの前記総電力を測定するステップと、
    前記信号サンプルの雑音電力を測定するステップと、
    前記測定された総電力から前記測定された雑音電力を差し引いて、前記トーンの信号電力を取得するステップと
    を含む、請求項16に記載の装置。
  28. 前記信号サンプルの前記雑音電力を測定するステップが、
    前記信号サンプルを用いて再生成されるトーンを表す正弦波サンプルと、前記推定されるトーン周波数誤差を表す位相とを生成するステップと、
    前記信号サンプルから前記正弦波サンプルを差し引いて、雑音サンプルを生成するステップと、
    前記雑音サンプルの前記電力を測定するステップと
    を含む、請求項27に記載の装置。
  29. 前記正弦波サンプルを生成するステップが、
    前記推定されるトーン周波数誤差を表す位相によって、前記信号サンプルの位相を回転させ、回転された信号サンプルを生成するステップと、
    前記回転された信号サンプルの電力を計算し加算して、電力の和を生成するステップと、
    指定されたトーン周波数および前記電力の和に基づいて、前記正弦波サンプルを生成するステップと
    を含む、請求項28に記載の装置。
  30. 前記信号処理回路がさらに、
    前記信号サンプルを3サンプルのブロックへと分割して、前記3サンプルのブロックをコヒーレントに加算して、複数のコヒーレントな和を生成することによって、前記トーン信号を検出し、
    前記複数のコヒーレントな和を相関付け、
    前記複数のコヒーレントな和に基づいてトーン検出を実行する
    ように構成される、請求項16に記載の装置。
  31. 未知の周波数誤差および雑音信号を有しトーン信号によって周波数変調された、キャリア信号を含む、放射された信号を処理し、前記トーン信号およびベースバンド雑音信号を含むベースバンド信号を前記信号処理回路に提供するための、受信機ユニット
    をさらに含む、請求項16に記載の装置。
  32. トーン信号の未知の周波数誤差を推定するための装置であって、
    誤差帯域幅内で、前記誤差帯域幅を占有する前記トーン信号を含むワイヤレス信号をサンプリングして、信号サンプルを生成するための手段と、
    周波数オフセットを前記信号サンプルに適用して、オフセット周波数による前記誤差帯域幅のオフセットに等しいオフセット帯域幅を占有する信号を表す、オフセット値を生成するための手段と、
    前記誤差帯域幅よりも狭い周波数推定範囲内で、前記オフセット値を用いてトーン周波数誤差を推定するための手段と、
    前記信号サンプルおよび前記推定されたトーン周波数誤差を用いて、前記トーン信号の信号対雑音比を測定するための手段と、
    前記適用するステップ、前記推定するステップ、および前記測定するステップを、異なる周波数オフセットに対して繰り返すための手段と、
    特定の推定されたトーン周波数誤差と閾値を超える測定された信号対雑音比とをもたらす、特定の周波数オフセットが適用されると、前記特定の推定されたトーン周波数誤差が、前記トーン信号の前記未知の周波数誤差と等しいと判定するための手段と
    を含む、装置。
  33. 前記トーン信号の前記求められた未知の周波数誤差に従って、ローカル発振器の動作を調整するための手段をさらに含む、請求項32に記載の装置。
  34. 前記異なる周波数オフセットが、およそ前記周波数推定範囲の分だけ離間される、請求項32に記載の装置。
  35. 前記異なる周波数オフセットが、一緒に前記誤差帯域幅を実質的にカバーする、前記オフセット帯域幅に中心がある関連する周波数範囲と、前記周波数推定範囲と等しい関連する幅とを有する、請求項32に記載の装置。
  36. 前記信号サンプルの自己相関を実行して相関値を生成し、前記周波数オフセットを表す位相により前記相関値の位相を回転させることによって、前記オフセット値を生成するための手段をさらに含む、請求項32に記載の装置。
  37. 前記トーン周波数誤差が、前記オフセット値を加算して複素数の和を生成するための手段、前記複素数の和の位相を計算するための手段、および、前記周波数オフセットを表す位相によって前記複素数の和の前記位相を逆回転させて、前記推定されるトーン周波数誤差を表す位相を生成するための手段によって、推定される、請求項36に記載の装置。
  38. 前記加算するための手段が、奇数番目のオフセット値のみを加算して前記複素数の和を生成するための手段を含む、請求項37に記載の装置。
  39. 前記加算するための手段が、
    前記奇数番目のオフセット値のうちの、最大の正の奇数番目のオフセット値の、実数値および虚数値を加算するための手段と、
    前記奇数番目のオフセット値の、残りの奇数番目のオフセット値の実数値のみを加算するための手段と
    を含む、請求項38に記載の装置。
  40. 前記加算するための手段が、
    前記最大の正の奇数番目のオフセット値を除く、前記奇数番目のオフセット値のうちのすべての正の奇数番目のオフセット値の実数部に、2を掛けて、2倍された値を生成するための手段と、
    前記2倍された値を一緒に加算して、スマートな和を生成するための手段と、
    前記最大の正の奇数番目のオフセット値を前記スマートな和に加算して、前記複素数の和を生成するための手段と
    を含む、請求項38に記載の装置。
  41. 前記奇数番目のオフセット値が、7個よりも少ないオフセット値を含む、請求項38に記載の装置。
  42. 前記奇数番目のオフセット値が、番号が1、3、および5のオフセット値のみを含む、請求項41に記載の装置。
  43. 前記トーン信号の前記信号対雑音比を測定するための手段が、
    前記信号サンプルの前記総電力を測定するための手段と、
    前記信号サンプルの雑音電力を測定するための手段と、
    前記測定された総電力から前記測定された雑音電力を差し引いて、前記トーンの信号電力を取得するための手段と
    を含む、請求項32に記載の装置。
  44. 前記信号サンプルの前記雑音電力を測定するための手段が、
    前記信号サンプルを用いて再生成されるトーンを表す正弦波サンプルと、前記推定されるトーン周波数誤差を表す位相とを生成するための手段と、
    前記信号サンプルから前記正弦波サンプルを差し引いて、雑音サンプルを生成するための手段と、
    前記雑音サンプルの前記電力を測定するための手段と
    を含む、請求項43に記載の装置。
  45. 前記正弦波サンプルを生成するための手段が、
    前記推定されるトーン周波数誤差を表す位相によって、前記信号サンプルの位相を回転させ、回転された信号サンプルを生成するための手段と、
    前記回転された信号サンプルの電力を計算し加算して、電力の和を生成するための手段と、
    指定されたトーン周波数および前記電力の和に基づいて、正弦波サンプルを生成するための手段と
    を含む、請求項44に記載の装置。
  46. 前記信号サンプルを3サンプルのブロックへと分割して、前記3サンプルのブロックをコヒーレントに加算して、複数のコヒーレントな和を生成することによって、前記トーン信号を検出するための手段と、
    前記複数のコヒーレントな和を相関付けるための手段と、
    前記複数のコヒーレントな和に基づいてトーン検出を実行するための手段と
    をさらに含む、請求項32に記載の装置。
  47. プロセッサによって実行されると、トーン信号の未知の周波数誤差を推定するための動作を前記プロセッサに実行させるコードを含む、コンピュータ可読記録媒体であって、
    誤差帯域幅内で、前記誤差帯域幅を占有する前記トーン信号を含むワイヤレス信号をサンプリングして、信号サンプルを生成するためのコードと、
    周波数オフセットを前記信号サンプルに適用して、オフセット周波数による前記誤差帯域幅のオフセットに等しいオフセット帯域幅を占有する信号を表す、オフセット値を生成するためのコードと、
    前記誤差帯域幅よりも狭い周波数推定範囲内で、前記オフセット値を用いてトーン周波数誤差を推定するためのコードと、
    前記信号サンプルおよび前記推定されたトーン周波数誤差を用いて、前記トーン信号の信号対雑音比を測定するためのコードと、
    前記適用するステップ、前記推定するステップ、および前記測定するステップを、異なる周波数オフセットに対して繰り返すためのコードと、
    特定の推定されたトーン周波数誤差と閾値を超える測定された信号対雑音比とをもたらす、特定の周波数オフセットが適用されると、前記特定の推定されたトーン周波数誤差が、前記トーン信号の前記未知の周波数誤差と等しいと判定するためのコードと
    を含む、コンピュータ可読記録媒体。
  48. 前記トーン信号の前記求められた未知の周波数誤差に従って、ローカル発振器の動作を調整するためのコードをさらに含む、請求項47に記載のコンピュータ可読記録媒体。
  49. 前記異なる周波数オフセットが、およそ前記周波数推定範囲の分だけ離間される、請求項47に記載のコンピュータ可読記録媒体。
  50. 前記異なる周波数オフセットが、一緒に前記誤差帯域幅を実質的にカバーする、前記オフセット帯域幅に中心がある関連する周波数範囲と、前記周波数推定範囲と等しい関連する幅とを有する、請求項47に記載のコンピュータ可読記録媒体。
  51. 前記信号サンプルの自己相関を実行して相関値を生成し、前記周波数オフセットを表す位相により前記相関値の位相を回転させることによって、前記オフセット値を生成するためのコードをさらに含む、請求項47に記載のコンピュータ可読記録媒体。
  52. 前記トーン周波数誤差が、前記オフセット値を加算して複素数の和を生成するためのコード、前記複素数の和の位相を計算するためのコード、および、前記周波数オフセットを表す位相によって前記複素数の和の前記位相を逆回転させて、前記推定されるトーン周波数誤差を表す位相を生成するためのコードによって、推定される、請求項51に記載のコンピュータ可読記録媒体。
  53. 前記加算するためのコードが、奇数番目のオフセット値のみを加算して前記複素数の和を生成するためのコードを含む、請求項52に記載のコンピュータ可読記録媒体。
  54. 前記加算するためのコードが、
    前記奇数番目のオフセット値のうちの、最大の正の奇数番目のオフセット値の、実数値および虚数値を加算するためのコードと、
    前記奇数番目のオフセット値の、残りの奇数番目のオフセット値の実数値のみを加算するためのコードと
    を含む、請求項53に記載のコンピュータ可読記録媒体。
  55. 前記加算するためのコードが、
    前記最大の正の奇数番目のオフセット値を除く、前記奇数番目のオフセット値のうちのすべての正の奇数番目のオフセット値の実数部に、2を掛けて、2倍された値を生成するためのコードと、
    前記2倍された値を一緒に加算して、スマートな和を生成するためのコードと、
    前記最大の正の奇数番目のオフセット値を前記スマートな和に加算して、前記複素数の和を生成するためのコードと
    を含む、請求項53に記載のコンピュータ可読記録媒体。
  56. 前記奇数番目のオフセット値が、7個よりも少ないオフセット値を含む、請求項53に記載のコンピュータ可読記録媒体。
  57. 前記奇数番目のオフセット値が、番号が1、3、および5のオフセット値のみを含む、請求項56に記載のコンピュータ可読記録媒体。
  58. 前記トーン信号の前記信号対雑音比を測定するためのコードが、
    前記信号サンプルの前記総電力を測定するためのコードと、
    前記信号サンプルの雑音電力を測定するためのコードと、
    前記測定された総電力から前記測定された雑音電力を差し引いて、前記トーンの信号電力を取得するためのコードと
    を含む、請求項47に記載のコンピュータ可読記録媒体。
  59. 前記信号サンプルの前記雑音電力を測定するためのコードが、
    前記信号サンプルを用いて再生成されるトーンを表す正弦波サンプルと、前記推定されるトーン周波数誤差を表す位相とを生成するためのコードと、
    前記信号サンプルから前記正弦波サンプルを差し引いて、雑音サンプルを生成するためのコードと、
    前記雑音サンプルの前記電力を測定するためのコードと
    を含む、請求項58に記載のコンピュータ可読記録媒体。
  60. 前記正弦波サンプルを生成するためのコードが、
    前記推定されるトーン周波数誤差を表す位相によって、前記信号サンプルの位相を回転させ、回転された信号サンプルを生成するためのコードと、
    前記回転された信号サンプルの電力を計算し加算して、電力の和を生成するためのコードと、
    指定されたトーン周波数および前記電力の和に基づいて、前記正弦波サンプルを生成するためのコードと
    を含む、請求項59に記載のコンピュータ可読記録媒体。
  61. 前記信号サンプルを3サンプルのブロックへと分割して、前記3サンプルのブロックをコヒーレントに加算して、複数のコヒーレントな和を生成することによって、前記トーン信号を検出するためのコードと、
    前記複数のコヒーレントな和を相関付けるためのコードと、
    前記複数のコヒーレントな和に基づいてトーン検出を実行するためのコードと
    をさらに含む、請求項47に記載のコンピュータ可読記録媒体。
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