JP2014230023A - Matching circuit and antenna device having matching circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、携帯端末等の無線機器において、アンテナの周波数を調整するための整合回路および整合回路を有するアンテナ装置に関するものである。 The present invention relates to a matching circuit for adjusting the frequency of an antenna and an antenna device having the matching circuit in a wireless device such as a portable terminal.
近年、携帯電話等の無線機器において、無線システムの増加に伴いアンテナの数は増加する傾向にある。またアンテナに許容される占有体積は減少される傾向にあり、内蔵アンテナにおいて小型化が強く要求されてきている。しかしながらアンテナ特性は一般的にアンテナのサイズに対してトレードオフの関係にあり、小型化が進むことにより周波数帯域の狭帯域化および効率の劣化が問題になっている。
この問題の解決方法として、1つのアンテナエレメントを用い、バリキャップダイオードの容量値を可変させて、同調周波数を複数の周波数に対応させる手法が提案されている(特許文献1参照)。
In recent years, in wireless devices such as mobile phones, the number of antennas tends to increase as the number of wireless systems increases. Further, the occupied volume allowed for the antenna tends to be reduced, and there is a strong demand for downsizing the built-in antenna. However, the antenna characteristics generally have a trade-off relationship with the size of the antenna, and with the progress of miniaturization, narrowing of the frequency band and deterioration of efficiency are problematic.
As a method for solving this problem, a technique has been proposed in which a single antenna element is used and the capacitance value of a varicap diode is varied so that the tuning frequency corresponds to a plurality of frequencies (see Patent Document 1).
特許文献1には、モノポールアンテナの給電部に可変容量素子としてバリキャップダイオードが接続されたアンテナ装置が開示されている。このアンテナではバリキャップダイオードに加える電圧を可変させることにより、整合素子である容量値を変化させて、所望の周波数に対応させることを可能にしている。しかしながらこの手法では、バリキャップダイオードの損失の影響が直接的にアンテナの特性を劣化させてしまう問題を避けられない。特にバリキャップダイオードの損失が大きくなる1GHz以上の周波数のアプリケーションではアンテナの特性劣化が顕著になり問題となる。
また、直列接続されたスイッチング素子と受動素子を有する受動素子部を並列に接続し、それぞれのスイッチング素子に対して分圧比の異なる分圧回路を経由して単一の駆動電圧供給端子よりスイッチング素子のON/OFFを制御することにより、並列に接続されたそれぞれの受動素子部の状態を切り替えることで容量値を変化させて所望の周波数に対応させる手段が考えられる。しかしながらこの手法では、全てのスイッチング素子をONにするためには、最も分圧比の低い分圧回路においてもスイッチング素子がONとなる電圧を供給する必要があり、消費電力の観点から改善が求められる。 In addition, a switching element connected in series and a passive element portion having a passive element are connected in parallel, and the switching element is connected to each switching element from a single drive voltage supply terminal via a voltage dividing circuit having a different voltage dividing ratio. By controlling the ON / OFF state, it is conceivable to change the capacitance value by switching the states of the passive element units connected in parallel so as to correspond to a desired frequency. However, in this method, in order to turn on all the switching elements, it is necessary to supply a voltage at which the switching elements are turned on even in the voltage dividing circuit with the lowest voltage dividing ratio, and improvement is required from the viewpoint of power consumption. .
また、直列接続されたスイッチング素子と受動素子を有する受動素子部を並列に接続し、それぞれのスイッチング素子に対して磁気抵抗効果素子を使用した分圧回路を経由して単一の駆動電圧供給端子を接続し、磁気抵抗効果素子の磁化自由層の磁化の方向を切り替えることにより分圧回路の分圧比を切り替えることによりスイッチング素子のON/OFFを制御することにより並列に接続されたそれぞれの受動素子部の状態を切り替えることで容量値を変化させて所望の周波数に対応させる手段が考えられる。しかしながらこの手法では、磁気抵抗効果素子と同数の切り替え電流供給端子および制御デバイスが必要であり、回路の複雑化およびそれに伴う大型化がさけられず、小型化が重要視される携帯端末等の無線機器において使用するためには、改善が求められる。 A switching element connected in series and a passive element having a passive element are connected in parallel, and a single drive voltage supply terminal is connected via a voltage dividing circuit using a magnetoresistive effect element for each switching element. Each passive element connected in parallel by controlling the ON / OFF of the switching element by switching the voltage dividing ratio of the voltage dividing circuit by switching the magnetization direction of the magnetization free layer of the magnetoresistive effect element A means for changing the capacitance value by switching the state of the unit to correspond to a desired frequency can be considered. However, this method requires the same number of switching current supply terminals and control devices as the magnetoresistive effect elements, and the complexity of the circuit and the accompanying increase in size cannot be avoided. Improvement is required for use in equipment.
本発明は、上記に課題を鑑みてなされたものであって、高周波帯域において特性劣化の少ない整合回路およびそれを用いたアンテナ装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a matching circuit with little characteristic deterioration in a high frequency band and an antenna device using the same.
前記課題を解決する本発明は、直列接続された第1のスイッチング素子と第1の受動素子を有する第1の受動素子部と、直列接続された第2のスイッチング素子と第2の受動素子を有し、前記第1の受動素子部に並列に接続された第2の受動素子部と、前記第1の受動素子部および前記第2の受動素子部に制御電圧を加えるための駆動電圧供給端子と、一端が前記駆動電圧供給端子に接続されて、他端が前記第1の受動素子部の一端に接続されている第1の分圧回路と、一端が前記駆動電圧供給端子に接続されて、他端が前記第2の受動素子部の一端に接続されている第2の分圧回路を備え、前記第1の分圧回路として、一端が前記駆動電圧供給端子に接続されている第1の抵抗と、一端が前記第1の抵抗の他端に接続されて、他端が基準電位に接続されている第2の抵抗から構成され、前記第2の分圧回路として、一端が前記駆動電圧供給端子に接続されている第3の抵抗と、一端が前記第3の抵抗の他端に接続されて、他端が基準電位に接続されている第4の抵抗から構成され、前記第1又は第2の抵抗のうち少なくとも1つ、および前記第3又は第4の抵抗のうち少なくとも1つは非磁性スペーサー層を介して磁化固定層と磁化自由層を備えた磁気抵抗効果素子であり、前記第1乃至4の抵抗のうち、磁気抵抗効果素子により構成される抵抗に対して、それぞれ隣接して設置された磁場供給機構を有し、前記磁場供給機構は、単一の切り替え電流供給端子に接続されたことを第1の特徴とする整合回路である。 The present invention for solving the above-described problems includes a first switching element having a first switching element and a first passive element connected in series, a second switching element and a second passive element connected in series. A second passive element unit connected in parallel to the first passive element unit, and a drive voltage supply terminal for applying a control voltage to the first passive element unit and the second passive element unit A first voltage dividing circuit having one end connected to the drive voltage supply terminal and the other end connected to one end of the first passive element unit; and one end connected to the drive voltage supply terminal. A second voltage dividing circuit having the other end connected to one end of the second passive element section, and the first voltage dividing circuit having the one end connected to the drive voltage supply terminal. One end of which is connected to the other end of the first resistor and the other end is connected to a reference voltage A second resistor connected to the drive voltage supply terminal, one end connected to the drive voltage supply terminal, and one end connected to the other end of the third resistor. And the other end is connected to a reference potential, at least one of the first or second resistors and at least one of the third or fourth resistors. One is a magnetoresistive effect element provided with a magnetization fixed layer and a magnetization free layer via a nonmagnetic spacer layer, and among the first to fourth resistances, the resistance constituted by the magnetoresistive effect element is respectively The matching circuit is characterized in that it has a magnetic field supply mechanism installed adjacently, and the magnetic field supply mechanism is connected to a single switching current supply terminal.
上記特徴の本発明の整合回路によれば、前記第1乃至4の抵抗のうち、磁気抵抗効果素子により構成される抵抗に対して、それぞれ隣接して設置された前記磁場供給機構より誘起される磁場を印加することにより、前記磁気抵抗効果素子の抵抗値を高抵抗もしくは低抵抗の状態へと切り替えることが可能となる。それにより、前記第1及び第2のスイッチング素子に印加される電圧の分圧比率を変えることが出来るため、駆動電圧供給端子から一定の電圧を加えた状態において、前記第1及び第2のスイッチング素子を任意にONとOFFに切り替えることが可能になる。そのため、本発明をアンテナ装置に組み合わせれば、整合回路の状態として、受動素子部の接続が4通りに構成することができ、アンテナの周波数を広範囲に可変させることが可能となる。また、高周波伝送路にバリキャップダイオードが存在しないため、損失の少ない伝送が可能となる。また、磁気抵抗効果素子の磁化自由層の磁化の方向は、一般的に20ns以下のパルス電流により反転可能なため、磁化自由層の磁化の方向を反転させるために磁場供給機構に対して印加する電流は大きな消費電力とはならず、通信が行われている最中、常に前記駆動電圧供給端子より印加する必要がある電圧は、一定かつ小さく済むため、回路全体の消費電力を小さくすることが可能となる。また前記磁場供給機構に対して電流を印加するための前記切り替え電流供給端子は、前記磁気抵抗効果素子の個数によらず単一ですむため、制御デバイスも単一で済み、簡易な回路で構成することが可能となるため、小型化が実現可能となる。 According to the matching circuit of the present invention having the above characteristics, among the first to fourth resistors, the resistors configured by the magnetoresistive effect element are induced by the magnetic field supply mechanisms installed adjacent to each other. By applying a magnetic field, the resistance value of the magnetoresistive effect element can be switched to a high resistance or low resistance state. Accordingly, since the voltage dividing ratio of the voltage applied to the first and second switching elements can be changed, the first and second switching elements can be applied in a state where a constant voltage is applied from the drive voltage supply terminal. The element can be arbitrarily switched ON and OFF. Therefore, when the present invention is combined with an antenna device, the connection of the passive element section can be configured in four ways as the state of the matching circuit, and the antenna frequency can be varied over a wide range. In addition, since there is no varicap diode in the high-frequency transmission line, transmission with less loss is possible. In addition, since the magnetization direction of the magnetization free layer of the magnetoresistive effect element can generally be reversed by a pulse current of 20 ns or less, it is applied to the magnetic field supply mechanism to reverse the magnetization direction of the magnetization free layer. The current does not consume a large amount of power, and the voltage that must always be applied from the drive voltage supply terminal during communication is constant and small, so that the power consumption of the entire circuit can be reduced. It becomes possible. In addition, since the switching current supply terminal for applying current to the magnetic field supply mechanism is single regardless of the number of the magnetoresistive effect elements, a single control device is required, and a simple circuit is configured. Therefore, downsizing can be realized.
なお、本発明において、磁気抵抗効果素子が低抵抗値の状態とは、磁気抵抗効果素子の磁化固定層の磁化の方向と、磁気抵抗効果素子の磁化自由層の磁化の方向が、略平行の状態であることを意味し、略平行とは2つの方向の成す角度が-30度以上、+30度以下の角度であることを意味する。さらに、本発明において、磁気抵抗効果素子が高抵抗値の状態とは、磁気抵抗効果素子の磁化固定層の磁化の方向と、磁気抵抗効果素子の磁化自由層の磁化の方向が、略反平行の状態であることを意味し、略反平行とは、2つの方向の成す角度が150度以上、210度以下の角度であることを意味する。 In the present invention, the state in which the magnetoresistive effect element has a low resistance value means that the magnetization direction of the magnetization fixed layer of the magnetoresistive effect element is substantially parallel to the magnetization direction of the magnetization free layer of the magnetoresistive effect element. This means that the angle between the two directions is -30 degrees or more and +30 degrees or less. Further, in the present invention, the state in which the magnetoresistive effect element has a high resistance value means that the magnetization direction of the magnetization fixed layer of the magnetoresistive effect element and the magnetization direction of the magnetization free layer of the magnetoresistive effect element are substantially antiparallel. This means that the angle between the two directions is an angle of 150 degrees or more and 210 degrees or less.
なお、本発明において、受動素子部とは、スイッチング素子と受動素子が隣接して接続された構成を意味する。 In the present invention, the passive element portion means a configuration in which a switching element and a passive element are adjacently connected.
さらに本発明にかかる整合回路は、前記磁場供給機構が、単一の導線を経由して前記単一の切り替え電流供給端子に接続されていることを特徴とする。 Furthermore, the matching circuit according to the present invention is characterized in that the magnetic field supply mechanism is connected to the single switching current supply terminal via a single conducting wire.
上記特徴の本発明の整合回路によれば、前記磁場供給機構は単一の導線により接続されるため、より小型化することが可能となる。また伝送線路が短くなるためアンテナ特性の劣化をさらに防ぐことが可能となる。 According to the matching circuit of the present invention having the above characteristics, since the magnetic field supply mechanism is connected by a single conductor, it can be further downsized. In addition, since the transmission line is shortened, it is possible to further prevent deterioration of the antenna characteristics.
さらに本発明にかかる整合回路は、前記第1及び第2の抵抗は非磁性スペーサー層を介して磁化固定層と磁化自由層を備えた磁気抵抗効果素子であることを特徴とする。 Furthermore, the matching circuit according to the present invention is characterized in that the first and second resistors are magnetoresistive elements each having a fixed magnetization layer and a free magnetization layer via a nonmagnetic spacer layer.
上記特徴の本発明の整合回路によれば、前記第1の分圧回路は、前記第1及び第2の抵抗の双方が磁気抵抗効果素子により構成されるため、いずれか一方を高抵抗値の状態とし他方を低抵抗値の状態とする、もしくはいずれか一方を低抵抗値の状態とし他方を高抵抗値の状態とすることにより、前記第1又は第2の抵抗のいずれか一方のみが磁気抵抗効果素子により構成される場合と比較し、分圧比の差を大きくすることが可能となる。それにより、磁気抵抗効果素子のMR比(磁気抵抗比)が小さくすむ、もしくは、前記第1のスイッチング素子のON/OFFの切り替え電圧の閾値のマージンが広がるなど、製造上のマージンが大きく広がり、歩留まり向上、製造上の省電力化、省資源化、コストの低下が可能となる。 According to the matching circuit of the present invention having the above characteristics, since both of the first and second resistors are configured by magnetoresistive elements, the first voltage dividing circuit has a high resistance value. Only one of the first and second resistors is magnetized by setting the state and the other to a low resistance state, or setting one to a low resistance value and the other to a high resistance state. Compared to the case where the resistor element is used, the difference in the voltage division ratio can be increased. Thereby, the MR ratio (magnetoresistance ratio) of the magnetoresistive effect element is reduced, or the margin of the threshold voltage of the ON / OFF switching voltage of the first switching element is widened, and the manufacturing margin is greatly widened. Yield improvement, manufacturing power saving, resource saving, and cost reduction are possible.
さらに本発明にかかる整合回路は、前記単一の切り替え電流供給端子より一方向に大きな電流を印加し、全ての前記磁場供給機構より誘起される磁場の方向に対して、それぞれ隣接する前記磁気抵抗効果素子の前記磁化自由層の磁化の方向を、磁場の方向と略同一となる方向に切り替えたとき、前記第1及び2抵抗は、いずれか一方が低抵抗値の状態をとり、他方は高抵抗値の状態となることを特徴とする。 Furthermore, the matching circuit according to the present invention applies a larger current in one direction than the single switching current supply terminal, and each of the adjacent magnetoresistors is adjacent to the direction of the magnetic field induced by all the magnetic field supply mechanisms. When the magnetization direction of the magnetization free layer of the effect element is switched to a direction that is substantially the same as the direction of the magnetic field, one of the first and second resistances is in a low resistance state and the other is a high resistance. It is characterized by being in a resistance value state.
上記特徴の本発明の整合回路によれば、前記第1の分圧回路の分圧比の差は、前記切り替え電流供給端子より、正の大きな電流を印加した場合と負の大きな電流を印加した場合の差が最大となる。そのため、前記第1のスイッチング素子を切り替えるために前記第1及び2の抵抗に隣接して設置された磁場供給機構に印加する電流は、細かな制御を必要としないため、制御デバイスの設計が容易となる。 According to the matching circuit of the present invention having the above characteristics, the difference in the voltage dividing ratio of the first voltage dividing circuit is that when a large positive current is applied and a large negative current is applied from the switching current supply terminal. The difference is the maximum. Therefore, since the current applied to the magnetic field supply mechanism installed adjacent to the first and second resistors to switch the first switching element does not require fine control, the control device can be easily designed. It becomes.
さらに本発明にかかるアンテナ装置は、アンテナと前記アンテナに接続された第1乃至4のいずれかの特徴に記載された整合回路とを備えたことを第5の特徴とする。 Furthermore, an antenna device according to the present invention has a fifth feature that includes an antenna and a matching circuit described in any one of the first to fourth features connected to the antenna.
上記特徴の本発明のアンテナ装置によれば、単一の切り替え電流供給端子からの供給電流を制御することにより、任意の整合素子を選択することができる。そのため、1つのアンテナエレメントで複数の周波数に対応したアンテナ装置が実現でき、装置の小型化および部品点数の削減が可能となる。 According to the antenna device of the present invention having the above characteristics, an arbitrary matching element can be selected by controlling a supply current from a single switching current supply terminal. Therefore, an antenna device corresponding to a plurality of frequencies can be realized with one antenna element, and the device can be downsized and the number of parts can be reduced.
本発明によれば、高周波帯域において特性劣化の少ない整合回路およびそれを用いたアンテナ装置を提供することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the matching circuit with little characteristic deterioration in a high frequency band and an antenna apparatus using the same can be provided.
以下、本発明の好適な実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。以下の実施形態に記載した内容により本発明が限定されるものではない。さらに、本実施形態はその趣旨を逸脱しない限り、さまざまな変更が可能である。 DESCRIPTION OF EXEMPLARY EMBODIMENTS Hereinafter, preferred embodiments of the invention will be described in detail with reference to the drawings. The present invention is not limited by the contents described in the following embodiments. Further, various modifications can be made to the present embodiment without departing from the spirit of the present embodiment.
図1は無線機に搭載されたアンテナの動作周波数を切り替えるための整合回路20の簡略図である。整合回路20は、電波を送受信するアンテナ1に接続された第1のスイッチング素子である第1のPINダイオード3aと第1の受動素子である第1のコンデンサ2aを有する第1の受動素子部40aと、前記第1の受動素子部40aに並列に接続され、第2のスイッチング素子である第2のPINダイオード3bと第2の受動素子である第2のコンデンサ2bを有する第2の受動素子部40bと、前記第1の受動素子部40aおよび前記第2の受動素子部40bに制御電圧を加えるための駆動電圧供給端子6と、一端が前記駆動電圧供給端子6に接続されて、他端が第1の受動素子部40aの一端に接続されている第1の分圧回路30aと、一端が前記駆動電圧供給端子6に接続されて、他端が第2の受動素子部40bの一端に接続されている第2の分圧回路30bを備えている。
FIG. 1 is a simplified diagram of a
また、前記第1の分圧回路30aは、一端が第2の接続ノード8を介して前記駆動電圧供給端子6に接続されている第1の抵抗4aと、一端が前記第1の抵抗4aの他端に接続されて、他端が基準電位に接続されている第2の抵抗5aから構成され、前記第2の分圧回路30bは、一端が前記第2の接続ノード8を介して前記駆動電圧供給端子6に接続されている第3の抵抗4bと、一端が前記第3の抵抗4bの他端に接続されて、他端が基準電位に接続されている第4の抵抗5bから構成されている。整合回路20は、さらに、前記第2の受動素子部40bが第1の接続ノード7およびDCカットのための第3のコンデンサ9を介して前記第1の受動素子部40aに接続されている。
The first
また、前記第1の抵抗4aは、非磁性スペーサー層を介して磁化固定層と磁化自由層を備えた第1の磁気抵抗効果素子15aから構成され、前記第1の磁気抵抗効果素子15aに隣接して第1の磁場供給機構18aが設置され、第1の切り替え電流供給端子14aに接続された導線を介して印加される電流により前記第1の磁場供給機構18aを駆動することで誘起される磁場を前記第1の磁気抵抗効果素子15aに対して印加する。前記第1の切り替え電流供給端子14aより印加される電流の正負を切り替えることにより前記第1の磁気抵抗化素子15aに対して印加される磁場の方向を切り替え、前記第1の磁気抵抗効果素子15aの磁化自由層の磁化の方向を切り替える。前記第1の磁気抵抗効果素子15aの磁化自由層の磁化の方向が切り替わることにより、前記第1の磁気抵抗効果素子15aの磁化固定層の磁化の方向と前記第1の磁気抵抗効果素子15aの磁化自由層の磁化の方向が、平行もしくは反平行の状態に切り替わるため、前記第1の磁気抵抗効果素子15aは低抵抗値もしくは高抵抗値の2つの抵抗値の状態が切り替わる。ただし、前記第1の磁気抵抗効果素子15aの抵抗値の状態を切り替える際には、前記第1の磁気抵抗効果素子15aの磁化自由層が持つ保持力(Hc)を上回る磁場を前記第1の磁場供給機構18aより供給させるために必要な電流量を前記第1の切り替え電流供給端子14aより印加する必要がある。また、前記第3の抵抗4bは、非磁性スペーサー層を介して磁化固定層と磁化自由層を備えた第3の磁気抵抗効果素子15bから構成され、前記第3の磁気抵抗効果素子15bに隣接して第3の磁場供給機構18bが設置され、前記第1の切り替え電流供給端子14aに接続された導線を介して印加される電流により前記第3の磁場供給機構18bを駆動することで誘起される磁場を前記第3の磁気抵抗効果素子15bに対して印加する。前記第1の切り替え電流供給端子14aより印加される電流の正負を切り替えることにより前記第3の磁気抵抗化素子15bに対して印加される磁場の方向を切り替え、前記第3の磁気抵抗効果素子15bの磁化自由層の磁化の方向を切り替える。前記第3の磁気抵抗効果素子15bの磁化自由層の磁化の方向が切り替わることにより、前記第3の磁気抵抗効果素子15bの磁化固定層の磁化の方向と前記第3の磁気抵抗効果素子15bの磁化自由層の磁化の方向が、平行もしくは反平行の状態に切り替わるため、前記第3の磁気抵抗効果素子15bは低抵抗値もしくは高抵抗値の2つの抵抗値の状態が切り替わる。ただし、前記第3の磁気抵抗効果素子15bの抵抗値の状態を切り替える際には、前記第3の磁気抵抗効果素子15bの磁化自由層が持つ保持力(Hc)を上回る磁場を前記第3の磁場供給機構18bより供給させるために必要な電流量を前記第1の切り替え電流供給端子14aより印加する必要がある。
The
(第1の実施形態)
図2は第1の実施形態に係る整合回路20の具体的な回路構成を示す。アンテナ1は並列接続された前記第1の受動素子部40aと前記第2の受動素子部40bのそれぞれ一端に接続されると共に、第4のコンデンサ13を介して送受信機11に接続されている。
(First embodiment)
FIG. 2 shows a specific circuit configuration of the matching
さらに整合回路20は、一端が前記第1の分圧回路30aの他端に接続されて、他端が前記第1のスイッチング素子3aの一端と接続されている第1の高周波カット素子である第1のチョークコイル12aと、一端が前記第1のスイッチング素子3aの他端に接続されて、他端が基準電位と接続されている第2の高周波カット素子である第2のチョークコイル12bを有し、及び、一端が前記第2の分圧回路30bの他端に接続されて、他端が前記第2のスイッチング素子3bの一端と接続されている第3の高周波カット素子である第3のチョークコイル12cと、一端が前記第2のスイッチング素子3bの他端に接続されて、他端が基準電位と接続されている第4の高周波カット素子である第4のチョークコイル12dを有している。前記第1、第2、第3および第4のチョークコイル12a、12b、12c、および12dは、DC信号に影響がなく高周波信号の通過を防ぐ役割を果たす。前記第1、および第3のチョークコイル12aおよび12cは、前記第1の接続ノード7を経由した高周波成分が前記電圧供給源6に流入することを防ぎ、前記電圧供給源6の安定化を図る役割を果たす。また、チョークコイルの代わりに抵抗素子を用いても同様の効果が得られる。
Further, the matching
前記第1および第2のPINダイオード3a、3bはスイッチング素子として機能し、そのON/OFFを制御する電圧供給源6が前記第2の接続ノード8を介して接続されている。前記第4のコンデンサ13はアンテナのインピーダンスを調整するためのものである。
The first and
前記第1の磁気抵抗効果素子15aの抵抗値が変化することにより、前記第1の分圧回路30aの分圧比が変化する。前記第2の抵抗5aの抵抗値は、前記第1の磁気抵抗効果素子15aの低抵抗値と高抵抗値の間の抵抗値であることが好ましい。これにより、前記第1の分圧回路30aの分圧比の変化量が大きくなる。前記第3の磁気抵抗効果素子15bの抵抗値が変化することにより、前記第2の分圧回路30bの分圧比が変化する。前記第4の抵抗5bの抵抗値は、前記第3の磁気抵抗効果素子15bの低抵抗値と高抵抗値の間の抵抗値であることが好ましい。これにより、前記第2の分圧回路30bの分圧比の変化量が大きくなる。前記第1の分圧回路30aの分圧比の変化量と、前記第2の分圧回路30bの分圧比の変化量は近い値であることが好ましい。これにより、前記第1のスイッチング素子である前記第1のPINダイオード3aと前記第2のスイッチング素子である前記第2のPINダイオード3bに同じPINダイオードを使用することが可能になる。
As the resistance value of the first
前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bの磁化自由層の磁化の方向を切り替えるために、前記第1および第3の磁場供給機構18aおよび18bに印加する必要のある臨界電流量は、前記第1の磁気抵抗効果素子15aの方が、前記第3の磁気抵抗効果素子15bよりも小さい。このため、第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bの磁化自由層の磁化の方向と、前記第1および第3の磁場供給機構18aおよび18bから放出される磁場の方向が異なる場合、前記第1の切り替え電流供給端子14aから印加される電流量を大きくしていった場合、前記第1の磁気抵抗効果素子15aの磁化自由層の向きが、前記第3の磁気抵抗効果素子15bの磁化自由層の向きよりも先に切り替わる。
In order to switch the magnetization directions of the magnetization free layers of the first and third
前記第1および第2の分圧回路30aおよび30bは、それぞれ独立して分圧比を変化させる必要がある。そのためには、前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bは、それぞれ独立して磁化自由層の磁化の方向を切り替える必要がある。そのためには、前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bの磁化自由層の磁化の方向を切り替えるために前記第1および第3の磁場供給機構18aおよび18bに印加する必要のある臨界電流量が異なる値となる必要があるが、以下に記載するように多数の手法が存在するため、本発明ではその方法に関して限定しない。
The first and second
例えば、図2に示すように、前記第1および第3の磁場供給機構18aおよび18bとして、コイルが巻かれた軟磁性材料により構成される磁極を前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bの近傍に配設し、前記第1の切り替え電流供給端子14aに接続された導線をコイルに接続することにより、コイルより誘起され磁極を介して放出される磁場を前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bの磁化自由層に印加することにより、前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bの磁化自由層の磁化の方向を切り替える方法が存在する。この場合、前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bの縦横の大きさのアスペクト比を変化させることにより、前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bの磁化自由層の保持力(Hc)を変化させることが可能であるため、磁化自由層の磁化の向きを切り替えるために磁場供給機構に印加する必要のある臨界電流量を、前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bの間で異なる値とすることが可能である。これにより、前記第1の切り替え電流供給端子14aから印加される電流量の大小を調整することにより、前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bは、それぞれ独立して磁化自由層の磁化の方向を切り替えることが可能である。また前記第1の磁気抵抗効果素子15aを覆うように軟磁性材料より構成される磁場を吸収するための軟磁性カバー層を形成することにより、磁化自由層の磁化の向きを切り替えるために磁場供給機構に印加する必要のある臨界電流量を、前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bの間で異なる値としても良い。また、前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bを覆うように軟磁性材料より構成される磁場を吸収するための軟磁性カバー層を形成した場合、軟磁性カバー層の縦横の大きさのアスペクト比を変化させることにより、磁化自由層の磁化の向きを切り替えるために磁場供給機構に印加する必要のある臨界電流量を、前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bの間で異なる値としても良い。また、前記第1および第3の磁場供給機構18aおよび18bの磁極の先端の断面積を変化させることで、コイルに同一の電流が流れた際に磁極先端から放出される磁場の大きさを変化させることにより、磁化自由層の磁化の向きを切り替えるために磁場供給機構に印加する必要のある臨界電流量を、前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bの間で異なる値としても良い。また、前記第1および第3の磁場供給機構18aおよび18bの磁極の先端から、前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bまでの距離を変化させることで、コイルに同一の電流が流れた際に磁気抵抗効果素子の磁化自由層に印加される磁場の大きさを変化させることにより、磁化自由層の磁化の向きを切り替えるために磁場供給機構に印加する必要のある臨界電流量を、前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bの間で異なる値としても良い。また、前記第1および第3の磁場供給機構18aおよび18bの磁極の先端前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bの間に、軟磁性材料により構成され磁束を導くためのフラックスガイド(FluxGuide)を形成し、フラックスガイドの先端の断面積もしくはフラックスガイドの先端から磁気抵抗効果素子までの距離を変化させることで、コイルに同一の電流が流れた際に磁気抵抗効果素子の磁化自由層に印加される磁場の大きさを変化させることにより、磁化自由層の磁化の向きを切り替えるために磁場供給機構に印加する必要のある臨界電流量を、前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bの間で異なる値としても良い。また、前記第1および第3の磁場供給機構18aおよび18bのコイルの巻数を変化させることで、コイルに同一の電流が流れた際に磁極先端から放出される磁場の大きさを変化させることにより、磁化自由層の磁化の向きを切り替えるために磁場供給機構に印加する必要のある臨界電流量を、前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bの間で異なる値としても良い。また上記手法を複数組み合わせて使用することにより、磁化自由層の磁化の向きを切り替えるために磁場供給機構に印加する必要のある臨界電流量を、前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bの間で異なる値としても良い。
For example, as shown in FIG. 2, as the first and third magnetic
また例えば、前記第1および第3の磁場供給機構18aおよび18bとして前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bの直上もしくは直下に導線を配設し前記第1の切り替え電流供給端子14aに接続することにより、導線に電流が流れる際に導線の周りに環状に誘起される磁場を前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bの磁化自由層に印加することにより、前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bの磁化自由層の磁化の方向を切り替える方法が存在する。この場合、前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bの縦横の大きさのアスペクト比を変化させることにより、前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bの磁化自由層の保持力(Hc)を変化させることが可能であるため、磁化自由層の磁化の向きを切り替えるために磁場供給機構に印加する必要のある臨界電流量を、前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bの間で異なる値とすることが可能である。これにより、前記第1の切り替え電流供給端子14aから印加される電流量の大小を調整することにより、前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bは、それぞれ独立して磁化自由層の磁化の方向を切り替えることが可能である。また前記第1の磁気抵抗効果素子15aとその直上もしくは直下に配設された前記第1の磁場供給機構18aである導線をまとめて覆うように軟磁性材料より構成される磁場を収束するための軟磁性ヨークを形成することにより、磁化自由層の磁化の向きを切り替えるために磁場供給機構に印加する必要のある臨界電流量を、前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bの間で異なる値としても良い。また、前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bとその直上もしくは直下に配設された前記第1および第3の磁場供給機構18aおよび18bである導線をまとめて覆うように軟磁性材料より構成される磁場を収束するための軟磁性ヨークを形成した場合、軟磁性ヨークの縦横の大きさのアスペクト比を変化させることにより、磁化自由層の磁化の向きを切り替えるために磁場供給機構に印加する必要のある臨界電流量を、前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bの間で異なる値としても良い。また、前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bの直上もしくは直下に配設された前記第1および第3の磁場供給機構18aおよび18bである導線の太さを変化させることで、導線に同一の電流が流れた際に導線の周りに環状に誘起される磁場の大きさを変化させることにより、磁化自由層の磁化の向きを切り替えるために磁場供給機構に印加する必要のある臨界電流量を、前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bの間で異なる値としても良い。また、前記第1の磁気抵抗効果素子15aとその直上もしくは直下に配設された前記第1の磁場供給機構18aである導線との間に比磁性材料より構成されるギャップ層を挿入することにより、前記第1の磁気抵抗効果素子15aとその直上もしくは直下に配設された前記第1の磁場供給機構18aである導線との距離を変化させることで、導線に同一の電流が流れた際に磁気抵抗効果素子の磁化自由層に印加される磁場の大きさを変化させることにより、磁化自由層の磁化の向きを切り替えるために磁場供給機構に印加する必要のある臨界電流量を、前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bの間で異なる値としても良い。また上記手法を複数組み合わせて使用することにより、磁化自由層の磁化の向きを切り替えるために磁場供給機構に印加する必要のある臨界電流量を、前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bの間で異なる値としても良い。
Further, for example, as the first and third magnetic
これらの構造により、単一の電圧供給源から2つのPINダイオードに同時に一定電圧を供給した状態において、単一の切り替え電流供給端子より印加する電流量および電流の正負の方向を調整することにより、整合素子を任意に選択することが可能となる。このことにより、低消費電力、回路の簡素化、小型化、コストおよび回路損失の削減が図れる。 With these structures, by adjusting the amount of current applied from a single switching current supply terminal and the positive / negative direction of the current in a state where a constant voltage is simultaneously supplied to two PIN diodes from a single voltage supply source, The matching element can be arbitrarily selected. Thus, low power consumption, circuit simplification, miniaturization, cost and circuit loss can be reduced.
第1の実施形態に係る整合回路20の具体的な動作を表1に示す。前記第1の切り替え電流供給端子14aに印加する電流量および電流の正負の方向を制御することで、前記第1および第2のPINダイオード3a、3bのON/OFFの状態を制御し、4つの状態を持つ。負の方向に大電流を印加した場合は、状態1として、前記PINダイオード3aおよび3b共にOFFになりキャパシタンスは0となる。負の方向に大電流を印加した後に続けて正の方向に小電流を印加した場合は、状態2として、前記PINダイオード3aのみがONになりキャパシタンスはC1となる。正の方向に大電流を印加した場合は、状態3として、前記PINダイオード3aおよび3b共にONになりキャパシタンスはC1+C2となる。正の方向に大電流を印加した後に続けて負の方向に小電流を印加した場合は、状態4として、前記PINダイオード3bのみがONになりキャパシタンスはC2となる。
Specific operations of the matching
図3に図2の整合回路をアンテナ装置に用いた場合のVSWR特性を表した模式図を示す。この図の縦軸はVSWR(電圧定在波比)、横軸は周波数を表している。 FIG. 3 is a schematic diagram showing VSWR characteristics when the matching circuit of FIG. 2 is used in an antenna device. In this figure, the vertical axis represents VSWR (voltage standing wave ratio) and the horizontal axis represents frequency.
図4に図2の整合回路をアンテナ装置に用いた場合の放射効率特性を表した模式図を示す。この図の縦軸は放射効率、横軸は周波数を表している。 FIG. 4 is a schematic diagram showing radiation efficiency characteristics when the matching circuit of FIG. 2 is used in an antenna device. In this figure, the vertical axis represents radiation efficiency and the horizontal axis represents frequency.
図3および図4のグラフ中に示した状態2、状態3の表示はスイッチング素子としての前記第1および第2のPINダイオード3a、3bのON/OFFの状態を示している。これらの図から分かるように前記第1および第2のPINダイオード3a、3bの2状態による整合回路の切り替えにより、GPS周波数帯(1.575GHz)からW−LAN周波数帯(2.44GHz)までの周波数2状態の可変を実現している。なお、図3および図4の周波数変化は、一例を示したものであり実際のアンテナ構成や無線機器端末に応じて調整されるものである。また図3および図4に記載していないが、C1およびC2のキャパシタンスの値を調整することにより、状態1および状態4としてさらに異なる周波数2状態の可変を実現できるため、GPS周波数帯およびW−LAN周波数帯と異なる周波数を利用する規格に同時に対応することも可能である。
The indications of the
例えば、本例の抵抗値を第1の抵抗4aである第1の磁気抵抗効果素子15aの磁化自由層と磁化固定層の磁化の方向が平行状態の抵抗値=200Ω、反平行状態の抵抗値=500Ω、第2の抵抗5a=320Ω、第3の抵抗4bである第3の磁気抵抗効果素子15bの磁化自由層と磁化固定層の磁化の方向が平行状態の抵抗値=200Ω、反平行状態の抵抗値=500Ω、第4の抵抗5b=320Ωとし、また、駆動電圧供給端子から印加される供給電圧を標準順方向電圧で1.2Vとし、また、第1の磁気抵抗効果素子15aの磁化自由層の磁化の方向を切り替えるために第1の磁場供給機構18aに印加する必要のある臨界電流量=4mA、第3の磁気抵抗効果素子15bの磁化自由層の磁化の方向を切り替えるために第3の磁場供給機構18bに印加する必要のある臨界電流量=8mAとする。この場合、第1の切り替え電流供給端子14aに−8mA ⇒ +4mAと電流を印加した場合の各抵抗の抵抗値は、前記第1の抵抗4aは200Ωとなり前記第2の抵抗5aの320Ωよりも低抵抗値であり、前記第3の抵抗4bは500Ωとなり前記第4の抵抗5bの320Ωよりも高抵抗値である。よって、分圧比率は、前記第2の分圧回路30b(比率0.39)よりも前記第1の分圧回路30a(比率0.62)の方が高比率となり、その結果、前記整合回路20は、前記第1のPINダイオード3aがONになり前記第2のPINダイオード3bがOFFになる。
For example, the resistance value of this example is the resistance value of the first
アンテナ1に並列接続された前記第1および第2のコンデンサ2a、2bは周波数調整用の整合素子であり、直列接続された前記第4のコンデンサ13はインピーダンス調整用の整合素子である。本例の容量値は例えば、前記第1のコンデンサ2a=0.1pF、前記第2のコンデンサ2b=1.5pF、前記第4のコンデンサ13=0.5pFである。つまりW−LAN周波数帯(状態2)では並列接続コンデンサはC1(0.1pF)を選択し、GPS周波数帯(状態3)では並列接続コンデンサはC1+C2(1.6pF)を選択することにより周波数の違う2つのアプリケーションを選択することを可能としている。これらのコンデンサの容量値はアンテナエレメントおよびGND間距離に依存するため、実際のアンテナに接続させる場合は各アンテナの特性に合うように容量値を調整する。
The first and
図5に整合回路20をアンテナ装置として携帯電話機に搭載した場合の実装レイアウトの例示図を示す。実装基板22上に給電点21、整合回路20、送受信機11が設けられている。実装基板22は汎用の電子部品が実装される基板で携帯電話に内蔵され、アンテナエレメントは給電点21に接続される。なお、実装基板22の材質としては、ABS樹脂やFR4などを用いることができる。
FIG. 5 shows an example of a mounting layout when the matching
本発明の第1の実施の形態は、周波数変更のための可変整合素子としてバリキャップダイオードを使用していなく、PINダイオードをスイッチング素子としてコンデンサを選択することにより整合回路を実現している。この構成によれば、バリキャップダイオードを使用していないので、バリキャップダイオードの損失によるアンテナ特性劣化を回避できる。この特性劣化の回避は、特に1GHz以上の周波数で有用である。さらにバリキャップダイオードよりも大きく容量値を変化させる事が可能となるため、広い周波数範囲での周波数可変が可能となる。 In the first embodiment of the present invention, a varicap diode is not used as a variable matching element for changing the frequency, and a matching circuit is realized by selecting a capacitor using a PIN diode as a switching element. According to this configuration, since no varicap diode is used, it is possible to avoid deterioration of antenna characteristics due to loss of the varicap diode. This avoidance of characteristic deterioration is particularly useful at a frequency of 1 GHz or more. Furthermore, since the capacitance value can be changed larger than that of the varicap diode, the frequency can be varied over a wide frequency range.
本発明の第1の実施の形態は、受動素子としてコンデンサを使用し、インピーダンスを容量性に変化させることにより整合回路を構成しているが、本発明ではそれに限定されない。受動素子としてインダクタを使用し、インピーダンスを誘導性に変化させることにより整合回路を構成しても同様の効果が得られる。 In the first embodiment of the present invention, a capacitor is used as a passive element and the matching circuit is configured by changing the impedance to be capacitive. However, the present invention is not limited to this. The same effect can be obtained even if the matching circuit is configured by using an inductor as a passive element and changing the impedance inductively.
本発明の第1の実施の形態は、磁場供給機構として、コイルが巻かれた軟磁性材料により構成される磁極を磁気抵抗効果素子の近傍に配設し、切り替え電流供給端子に接続された導線をコイルに接続することにより、コイルより誘起され磁場を磁極を介して放出する構成としているが、本発明ではそれに限定されない。電流により駆動し磁場を放出する構成であれば同様の効果が得られる。 In the first embodiment of the present invention, as a magnetic field supply mechanism, a magnetic wire made of a soft magnetic material wound with a coil is disposed in the vicinity of a magnetoresistive effect element, and a conducting wire connected to a switching current supply terminal Is connected to the coil to induce a magnetic field induced by the coil through the magnetic pole, but the present invention is not limited to this. The same effect can be obtained if the structure is driven by electric current and emits a magnetic field.
本発明の第1の実施の形態は、前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bの磁化自由層の磁化の方向を切り替えるために、前記第1および第3の磁場供給機構18aおよび18bに印加する必要のある臨界電流量は、前記第1の磁気抵抗効果素子15aの方が、前記第3の磁気抵抗効果素子15bよりも小さいとしているが、本発明ではそれに限定されない。前記第3の磁気抵抗効果素子15bの方が、前記第1の磁気抵抗効果素子15aよりも小さいとしても同様の効果が得られる。
In the first embodiment of the present invention, the first and third magnetic
本発明の第1の実施の形態は、前記第1および第3の磁場供給機構18aおよび18bに正の方向の大電流を印加する際に、前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bの磁化自由層と磁化固定層の磁化の方向が平行となり低抵抗値の状態となるとしているが、本発明ではそれに限定されない。前記第1および第3の磁場供給機構18aおよび18bに負の方向の大電流を印加する際に、前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bの磁化自由層と磁化固定層の磁化の方向が平行となり低抵抗値の状態となるとしてしても同様の効果が得られる。また前記第1および第3の磁場供給機構18aおよび18bに正の方向の大電流を印加する際に、前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bの磁化自由層と磁化固定層の磁化の方向が一方が平行となり他方が反平行となるとしてしても同様の効果が得られる。
In the first embodiment of the present invention, when a large current in the positive direction is applied to the first and third magnetic
本発明の第1の実施の形態は、前記第1および第3の抵抗4aおよび4bが磁気抵抗効果素子で構成されるとしているが、本発明ではそれに限定されない。前記第2および第4の抵抗5aおよび5bが磁気抵抗効果素子で構成されるとしてしても同様の効果が得られる。また前記第1および第2の抵抗4aおよび5aのいずれか一方と、前記第3および第4の抵抗4bおよび5bのいずれか一方が磁気抵抗効果素子で構成されるとしてしても同様の効果が得られる。
In the first embodiment of the present invention, the first and
(第2の実施形態)
図6に第2の実施形態に係る整合回路の簡略図を示す。図2に示す第1の実施形態に係る整合回路との異なる点は、第1および第3の磁場供給機構15aおよび15bは、単一の導線を経由して前記第1の切り替え電流供給端子14aに接続されている点である。それ以外の点は第1の実施形態に係る整合回路と同様である。このため、より小型化することが可能となる。また伝送線路が短くなるためアンテナ特性の劣化をさらに防ぐことが可能となる。
(Second Embodiment)
FIG. 6 shows a simplified diagram of a matching circuit according to the second embodiment. The difference from the matching circuit according to the first embodiment shown in FIG. 2 is that the first and third magnetic
(第3の実施形態)
図7に第3の実施形態に係る整合回路の簡略図を示す。図6に示す第2の実施形態に係る整合回路との異なる点は、第1、第2、第3および第4の抵抗4a、5a、4bおよび5bが第1、第2、第3および第4の磁気抵抗効果素子15a、16a、15b、16bにより構成されており、それぞれの磁気抵抗効果素子に隣接して第1、第2、第3および第4の磁場供給機構18a、19a、18bおよび19bが設置され、第1の切り替え電流供給端子14aに接続された導線を介して印加される電流により前記第1、第2、第3および第4の磁場供給機構18a、19a、18bおよび19bを駆動することで誘起される磁場を前記第1、第2、第3および第4の磁気抵抗効果素子15a、16a、15b、16bに対して印加する点である。それ以外の点は第2の実施形態に係る整合回路と同様である。
(Third embodiment)
FIG. 7 shows a simplified diagram of a matching circuit according to the third embodiment. The difference from the matching circuit according to the second embodiment shown in FIG. 6 is that the first, second, third and
前記第1および第2の磁気抵抗効果素子15aおよび16aの抵抗値が変化することにより、前記第1の分圧回路30aの分圧比が変化する。前記第1の磁気抵抗効果素子15aの磁化自由層の磁化の方向を切り替えるために前記第1の磁場供給機構18aに印加する必要のある臨界電流量は、前記第2の磁気抵抗効果素子16aの磁化自由層の磁化の方向を切り替えるために前記第2の磁場供給機構19aに印加する必要のある臨界電流量よりも小さい。それにより、前記第1の切り替え電流供給端子14aより印加する電流を調整し、前記第1および第2の磁気抵抗化素子15aおよび16aのいずれか一方が低抵抗値の状態をとり、他方は高抵抗値の状態となるようにすることにより、前記第1の分圧回路30aの分圧比の変化量が大きくなる。前記第3および第4の磁気抵抗効果素子15bおよび16bの抵抗値が変化することにより、前記第2の分圧回路30bの分圧比が変化する。前記第3の磁気抵抗効果素子15bの磁化自由層の磁化の方向を切り替えるために前記第3の磁場供給機構18bに印加する必要のある臨界電流量は、前記第4の磁気抵抗効果素子16bの磁化自由層の磁化の方向を切り替えるために前記第4の磁場供給機構19bに印加する必要のある臨界電流量よりも小さい。それにより、前記第1の切り替え電流供給端子14aより印加する電流を調整し、前記第3および第4の磁気抵抗化素子15bおよび16bのいずれか一方が低抵抗値の状態をとり、他方は高抵抗値の状態となるようにすることにより、前記第2の分圧回路30bの分圧比の変化量が大きくなる。前記第2の磁気抵抗効果素子16aの磁化自由層の磁化の方向を切り替えるために前記第2の磁場供給機構19aに印加する必要のある臨界電流量は、前記第3の磁気抵抗効果素子15bの磁化自由層の磁化の方向を切り替えるために前記第3の磁場供給機構18bに印加する必要のある臨界電流量よりも小さい。それにより、前記第1の切り替え電流供給端子14aより印加する電流を調整することで前記第1および第2の分圧回路30aおよび30bの分圧比を独立して変化させることが可能となる。
As the resistance values of the first and second
第3の実施形態に係る整合回路20の具体的な動作を表2に示す。前記第1の磁気抵抗効果素子15aの磁化自由層の磁化の方向を切り替えるために前記第1の磁場供給機構18aに印加する必要のある臨界電流量を電流(1)、前記第2の磁気抵抗効果素子16aの磁化自由層の磁化の方向を切り替えるために前記第2の磁場供給機構19aに印加する必要のある臨界電流量を電流(2)、前記第3の磁気抵抗効果素子15bの磁化自由層の磁化の方向を切り替えるために前記第3の磁場供給機構18bに印加する必要のある臨界電流量を電流(3)、前記第4の磁気抵抗効果素子16bの磁化自由層の磁化の方向を切り替えるために前記第4の磁場供給機構19bに印加する必要のある臨界電流量を電流(4)とし、電流(1)<電流(2)<電流(3)<電流(4)となる。前記第1の切り替え電流供給端子14aに印加する電流量および電流の正負の方向を制御することで、前記第1および第2のPINダイオード3a、3bのON/OFFの状態を制御し、4つの状態を持つ。
Table 2 shows specific operations of the matching
これらの構造により、前記第2の実施形態と比較して、分圧比の差を大きくすることが可能となる。それにより、磁気抵抗効果素子のMR比(磁気抵抗比)が小さくすむ、もしくは、前記第1のスイッチング素子のON/OFFの切り替え電圧の閾値のマージンが広がるなど、製造上のマージンが大きく広がり、歩留まり向上、製造上の省電力化、省資源化、コストの低下が可能となる。 With these structures, it is possible to increase the difference in the voltage division ratio as compared with the second embodiment. Thereby, the MR ratio (magnetoresistance ratio) of the magnetoresistive effect element is reduced, or the margin of the threshold voltage of the ON / OFF switching voltage of the first switching element is widened, and the manufacturing margin is greatly widened. Yield improvement, manufacturing power saving, resource saving, and cost reduction are possible.
本発明の第3の実施の形態は、前記第1の磁気抵抗効果素子15aの磁化自由層の磁化の方向を切り替えるために前記第1の磁場供給機構18aに印加する必要のある臨界電流量を電流(1)、前記第2の磁気抵抗効果素子16aの磁化自由層の磁化の方向を切り替えるために前記第2の磁場供給機構19aに印加する必要のある臨界電流量を電流(2)、前記第3の磁気抵抗効果素子15bの磁化自由層の磁化の方向を切り替えるために前記第3の磁場供給機構18bに印加する必要のある臨界電流量を電流(3)、前記第4の磁気抵抗効果素子16bの磁化自由層の磁化の方向を切り替えるために前記第4の磁場供給機構19bに印加する必要のある臨界電流量を電流(4)とした場合、電流(1)<電流(2)<電流(3)<電流(4)としているが、それに限定されない。電流(1)および電流(2)の双方と比較し、電流(3)および電流(4)の双方が小さいもしくは大きい構成であれば、前記第1の切り替え電流供給端子14aに印加する電流量および電流の正負の方向を制御することで同様の効果が得られる。例えば、電流(2)<電流(1)<電流(4)<電流(3)でもよく、電流(3)<電流(4)<電流(1)<電流(2)でも良い。
In the third embodiment of the present invention, a critical current amount that needs to be applied to the first magnetic
本発明の第3の実施の形態は、前記第1、第2、第3および第4の磁場供給機構18a、19a、18bおよび19bに負の方向の大電流を印加する際に、前記第1、第2、第3および第4の磁気抵抗効果素子15a、16a、15bおよび16bの磁化自由層と磁化固定層の磁化の方向が平行となり低抵抗値の状態となるとしているが、本発明ではそれに限定されない。前記第1、第2、第3および第4の磁場供給機構18a、19a、18bおよび19bに負の方向の大電流を印加する際に、前記第1、第2、第3および第4の磁気抵抗効果素子15a、16a、15bおよび16bのいずれかの磁化自由層と磁化固定層の磁化の方向が反平行となり高抵抗値の状態となるとしても、前記第1の切り替え電流供給端子14aに印加する電流量および電流の正負の方向を制御することで同様の効果が得られる。
In the third embodiment of the present invention, when a large current in the negative direction is applied to the first, second, third, and fourth magnetic
本発明の第3の実施の形態は、前記第1、第2、第3および第4の抵抗4a、5a、4bおよび5bが磁気抵抗効果素子で構成されるとしているが、本発明ではそれに限定されない。前記第1、第2および第3の抵抗4a、5a、および4bが磁気抵抗効果素子で構成されるとしても一定の効果が得られる。また、前記第1、第3および第4の抵抗4a、4bおよび5bが磁気抵抗効果素子で構成されるとして一定の効果が得られる。
In the third embodiment of the present invention, the first, second, third and
(第4の実施形態)
第4の実施形態に係る整合回路の簡略図も図7となる。第3の実施形態に係る整合回路との異なる点は、前記第1の切り替え電流供給端子14aより一方向に大きな電流を印加し、前記第1、第2、第3および第4の磁場供給機構18a、19a、18bおよび19bより誘起される磁場の方向に対して、前記第1、第2、第3および第4の磁気抵抗化素子15a、16a、15bおよび16bの磁化自由層の磁化の方向を、磁場の方向と略同一となる方向に切り替えたとき、前記第1および第2の磁気抵抗化素子15aおよび16aにおける磁化自由層の磁化の方向と磁化固定層の磁化の方向はいずれか一方が平行状態となり他方が反平行状態となり、前記第3および第4の磁気抵抗化素子15bおよび16bにおける磁化自由層の磁化の方向と磁化固定層の磁化の方向はいずれか一方が平行状態となり他方が反平行状態となる構成とされた点である。それ以外の点は第3の実施形態に係る整合回路と同様である。
(Fourth embodiment)
A simplified diagram of the matching circuit according to the fourth embodiment is also shown in FIG. The difference from the matching circuit according to the third embodiment is that a larger current is applied in one direction than the first switching current supply terminal 14a, and the first, second, third and fourth magnetic field supply mechanisms are applied. The direction of magnetization of the magnetization free layers of the first, second, third and fourth
前記第1および第2の磁気抵抗効果素子15aおよび16aの磁化自由層の磁化の方向を切り替えるために前記第1および第2の磁場供給機構18aおよび19aに印加する必要のある臨界電流量は、前記第3および第4の磁気抵抗効果素子15bおよび16bの磁化自由層の磁化の方向を切り替えるために前記第3および第4の磁場供給機構18bおよび19bに印加する必要のある臨界電流量よりも小さい。このため、前記第1、第2、第3および第4の磁気抵抗効果素子15a、16a、15bおよび16bの磁化自由層の磁化の方向と、前記第1、第2、第3および第4の磁場供給機構18a、19a、18bおよび19bから放出される磁場の方向が異なる場合、前記第1の切り替え電流供給端子14aから印加される電流量を大きくしていった場合、前記第1および第2の磁気抵抗効果素子15aおよび16aの磁化自由層の向きが、前記第3および第4の磁気抵抗効果素子15bおよび16bの磁化自由層の向きよりも先に切り替わる。それにより、前記第1の切り替え電流供給端子14aより印加する電流を調整することで前記第1および第2の分圧回路30aおよび30bの分圧比を独立して変化させることが可能となる。
The critical current amount that needs to be applied to the first and second magnetic
第4の実施形態に係る整合回路20の具体的な動作を表3に示す。前記第1の切り替え電流供給端子14aに印加する電流量および電流の正負の方向を制御することで、前記第1および第2のPINダイオード3a、3bのON/OFFの状態を制御し、4つの状態を持つ。
Table 3 shows specific operations of the matching
これらの構造により、前記第3の実施形態と比較して、前記第1および第2のスイッチング素子を切り替えるために前記第1の切り替え電流供給端子14aより印加する電流は、細かな制御を必要としないため、制御デバイスの設計が容易となる。 With these structures, compared with the third embodiment, the current applied from the first switching current supply terminal 14a to switch the first and second switching elements requires fine control. Therefore, the control device can be easily designed.
本発明の第4の実施の形態は、前記第1および第2の磁気抵抗効果素子15aおよび16aの磁化自由層の磁化の方向を切り替えるために前記第1および第2の磁場供給機構18aおよび19aに印加する必要のある臨界電流量は、前記第3および第4の磁気抵抗効果素子15bおよび16bの磁化自由層の磁化の方向を切り替えるために前記第3および第4の磁場供給機構18bおよび19bに印加する必要のある臨界電流量よりも小さいとしているが、それに限定されない。前記第1および第2の磁気抵抗効果素子15aおよび16aの磁化自由層の磁化の方向を切り替えるために前記第1および第2の磁場供給機構18aおよび19aに印加する必要のある臨界電流量は、前記第3および第4の磁気抵抗効果素子15bおよび16bの磁化自由層の磁化の方向を切り替えるために前記第3および第4の磁場供給機構18bおよび19bに印加する必要のある臨界電流量よりも大きいとしても同様の効果が得られる。
In the fourth embodiment of the present invention, the first and second magnetic
本発明の第4の実施の形態は、前記第1、第2、第3および第4の磁場供給機構18a、19a、18bおよび19bに負の方向の大電流を印加する際に、前記第2および第4の磁気抵抗効果素子16aおよび16bの磁化自由層と磁化固定層の磁化の方向が平行となり低抵抗値の状態となるとしているが、本発明ではそれに限定されない。前記第1の切り替え電流供給端子14aより一方向に大きな電流を印加し、前記第1、第2、第3および第4の磁場供給機構18a、19a、18bおよび19bより誘起される磁場の方向に対して、前記第1、第2、第3および第4の磁気抵抗化素子15a、16a、15bおよび16bの磁化自由層の磁化の方向を、磁場の方向と略同一となる方向に切り替えたとき、前記第1および第2の磁気抵抗化素子15aおよび16aにおける磁化自由層の磁化の方向と磁化固定層の磁化の方向はいずれか一方が平行状態となり他方が反平行状態となり、前記第3および第4の磁気抵抗化素子15bおよび16bにおける磁化自由層の磁化の方向と磁化固定層の磁化の方向はいずれか一方が平行状態となり他方が反平行状態となる構成が保たれていれば、前記第1、第2、第3および第4の磁場供給機構18a、19a、18bおよび19bに負の方向の大電流を印加する際に、前記第1および第3の磁気抵抗効果素子15aおよび15bのいずれかもしくは双方の磁化自由層と磁化固定層の磁化の方向が平行となり低抵抗値の状態となるとしても同様の効果が得られる。
In the fourth embodiment of the present invention, when a large current in the negative direction is applied to the first, second, third and fourth magnetic
本発明の第4の実施の形態は、前記第1、第2、第3および第4の抵抗4a、5a、4bおよび5bが磁気抵抗効果素子で構成されるとしているが、本発明ではそれに限定されない。前記第1、第2および第3の抵抗4a、5a、および4bが磁気抵抗効果素子で構成されるとしても一定の効果が得られる。また、前記第1、第3および第4の抵抗4a、4bおよび5bが磁気抵抗効果素子で構成されるとして一定の効果が得られる。
In the fourth embodiment of the present invention, the first, second, third and
(第5の実施形態)
図8に第5の実施形態に係る整合回路の簡略図を示す。図7に示す第4の実施形態に係る整合回路との異なる点は、受動素子部と分圧回路が3段並列に接続されている点である。それ以外の点は第4の実施形態に係る整合回路と同様である。第4の実施形態に係る整合回路では4状態の切り替えが可能となるが、さらに並列に第3の分圧回路30cおよび第3の受動素子部40cを接続することにより6状態の切り替えが可能となる。
(Fifth embodiment)
FIG. 8 shows a simplified diagram of a matching circuit according to the fifth embodiment. The difference from the matching circuit according to the fourth embodiment shown in FIG. 7 is that the passive element section and the voltage dividing circuit are connected in three stages in parallel. Other points are the same as those of the matching circuit according to the fourth embodiment. In the matching circuit according to the fourth embodiment, four states can be switched. Further, six states can be switched by connecting the third voltage dividing circuit 30c and the third passive element unit 40c in parallel. Become.
(比較例)
図9に比較例として本発明を使用しないアンテナ装置の回路の簡略図を示す。この構造によれば磁気抵抗効果素子と同数の切り替え電流供給端子と制御デバイスが必要となる。しかしながら本発明では、前記切り替え電流供給端子14aは、磁気抵抗効果素子が複数にも拘らず単一ですむため、制御デバイスも単一で済む。そのため回路の複雑化および回路損失増加を避けられる。また小型化が実現可能となる。また、部品点数が少なくなるためコストを抑えることが出来る。
(Comparative example)
FIG. 9 shows a simplified diagram of a circuit of an antenna device not using the present invention as a comparative example. According to this structure, the same number of switching current supply terminals and control devices as the magnetoresistive effect elements are required. However, in the present invention, since the switching current supply terminal 14a is single even though there are a plurality of magnetoresistance effect elements, a single control device is sufficient. Therefore, the complexity of the circuit and the increase in circuit loss can be avoided. Further, downsizing can be realized. In addition, the cost can be reduced because the number of parts is reduced.
本発明では全てのPINダイオードがONの場合に最も低い周波数の状態となるが、その際には全てのPINダイオードが並列に接続されているため、PINダイオードの高周波抵抗が最小になる。このことにより全体のPINダイオードの損失は低減できる。また、インピーダンス調整の前記コンデンサ13は整合回路20とは別に送受信機11の直前に接続されているため個別のアンテナおよび送受信機に合わせた調整が容易である。
In the present invention, when all the PIN diodes are ON, the state of the lowest frequency is obtained. At this time, since all the PIN diodes are connected in parallel, the high frequency resistance of the PIN diode is minimized. This can reduce the loss of the entire PIN diode. Further, since the
本発明は携帯無線機器に搭載される1GHz以上のアプリケーション(例えばGPS、W−LAN、Bluetooth(登録商標)などの多周波数のアンテナ周波数を切り替える複合アンテナ)に有効である。 The present invention is effective for an application of 1 GHz or higher (for example, a composite antenna that switches multi-frequency antenna frequencies such as GPS, W-LAN, Bluetooth (registered trademark)) mounted on a portable wireless device.
本発明は、また、薄膜構造により1チップ内に構成させることもできる。1チップ内に構成することのより、低背化および小型化が可能となり、線路損失の低減化が図れる。 The present invention can also be configured in one chip with a thin film structure. By configuring in one chip, the height and size can be reduced, and the line loss can be reduced.
以上、本発明の好適な実施例について説明したが、上記で説明した実施例以外にも変更することが可能である。 Although the preferred embodiments of the present invention have been described above, modifications other than those described above can be made.
以上のように、本発明に係る整合回路は、広帯域でアンテナの周波数を調整できる低損失の整合回路である。この整合回路により、1つのアンテナエレメントを使い複数のアプリケーションに対応可能なアンテナを実現できるため、アンテナの小型化、部品点数の削減などが可能となり、アンテナの付加価値を大きく向上させることが出来る。 As described above, the matching circuit according to the present invention is a low-loss matching circuit capable of adjusting the antenna frequency over a wide band. With this matching circuit, an antenna that can be used for a plurality of applications using a single antenna element can be realized. Therefore, the antenna can be reduced in size, the number of parts can be reduced, and the added value of the antenna can be greatly improved.
1 送受信用アンテナ
2a 第1のコンデンサ、2b 第2のコンデンサ、2c 第5のコンデンサ
3a 第1のPINダイオード、3b 第2のPINダイオード
3c 第3のPINダイオード
4a 第1の抵抗、4b 第3の抵抗、4c 第5の抵抗
5a 第2の抵抗、5b 第4の抵抗、5c 第6の抵抗
6 駆動電圧供給端子
7 第1の接続ノード
8 第2の接続ノード
9 第3のコンデンサ
10a、10b、10c、10d、10e、10f、10g、10h 基準電位(GND)
11 送受信機
12a 第1のチョークコイル、12b 第2のチョークコイル
12c 第3のチョークコイル、12d 第4のチョークコイル
13 第4のコンデンサ
14a 第1の切り替え電流供給端子
14b 第2の切り替え電流供給端子
15a 第1の磁気抵抗効果素子、15b 第3の磁気抵抗効果素子
16a 第2の磁気抵抗効果素子、16b 第4の磁気抵抗効果素子
17 第6のコンデンサ
18a 第1の磁場供給機構、18b 第3の磁場供給機構
19a 第2の磁場供給機構、19b 第4の磁場供給機構
20 整合回路
21 給電点
22 実装基板
30a 第1の分圧回路、30b 第2の分圧回路、30c 第3の分圧回路
40a 第1の受動素子部、40b 第2の受動素子部
40c 第3の受動素子部
DESCRIPTION OF
11 transceiver 12a first choke coil, 12b second choke coil 12c third choke coil, 12d
Claims (5)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2013107083A JP2014230023A (en) | 2013-05-21 | 2013-05-21 | Matching circuit and antenna device having matching circuit |
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Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2017203615A1 (en) * | 2016-05-25 | 2017-11-30 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | Power conversion device |
CN111262047A (en) * | 2020-02-07 | 2020-06-09 | 惠州Tcl移动通信有限公司 | Antenna circuit and mobile terminal |
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2013
- 2013-05-21 JP JP2013107083A patent/JP2014230023A/en active Pending
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