JP2014176013A - Wireless communication device - Google Patents

Wireless communication device Download PDF

Info

Publication number
JP2014176013A
JP2014176013A JP2013049363A JP2013049363A JP2014176013A JP 2014176013 A JP2014176013 A JP 2014176013A JP 2013049363 A JP2013049363 A JP 2013049363A JP 2013049363 A JP2013049363 A JP 2013049363A JP 2014176013 A JP2014176013 A JP 2014176013A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
variable gain
signal
gain amplifier
local
transmission
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2013049363A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP5932686B2 (en
Inventor
Takayuki Chikusawa
貴行 築澤
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Corp
Original Assignee
Panasonic Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Panasonic Corp filed Critical Panasonic Corp
Priority to JP2013049363A priority Critical patent/JP5932686B2/en
Priority to PCT/JP2014/001148 priority patent/WO2014141622A1/en
Priority to US14/400,317 priority patent/US9325288B2/en
Publication of JP2014176013A publication Critical patent/JP2014176013A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP5932686B2 publication Critical patent/JP5932686B2/en
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
    • H03G3/20—Automatic control
    • H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
    • H03G3/3036—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers
    • H03G3/3042—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers in modulators, frequency-changers, transmitters or power amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers
    • H04B2001/0416—Circuits with power amplifiers having gain or transmission power control

Landscapes

  • Transmitters (AREA)
  • Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a wireless communication device capable of obtaining a high-frequency transmission signal of desired power even when a threshold voltage of a transistor deviates from a desired value.SOLUTION: In a wireless communication device 1000, each of baseband variable gain amplifiers 507a and 507b amplifies a baseband signal. Each of mixers 504a and 504b converts the amplified baseband signal into a high-frequency transmission signal. Each of hybrid variable gain amplifiers 505a and 505b amplifies an in-phase local signal and an orthogonal local signal which are input to the mixers 504a and 504b. A level detection control section 514 controls the baseband variable gain amplifiers 507a and 507b and the hybrid variable gain amplifiers 505a and 505b, respectively, to the gain according to the power of the high-frequency transmission signal.

Description

本開示は、高周波信号を送信又は受信する無線通信装置に関する。   The present disclosure relates to a wireless communication apparatus that transmits or receives a high-frequency signal.

マイクロ波、ミリ波帯を用いた無線通信分野におけるＲＦ（Radio Frequency）回路のＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）化が進められ、ＲＦ回路の商用化に向けて小型化、低消費電力化の検討が図られている。   The RF (Radio Frequency) circuit in the field of wireless communication using the microwave and millimeter wave bands has been made into CMOS (Complementary Metal Oxide Semiconductor), and studies are underway to reduce the size and power consumption for commercialization of the RF circuit. It is illustrated.

ミリ波帯、例えば６０ＧＨｚ帯を用いた特定小電力無線では送信電波の強さ、即ち送信信号の電力が規定されている。高周波領域（例えばミリ波帯）では、ＩＣ（Integrated Circuit）チップを構成するトランジスタの閾値電圧が、プロセスばらつき、温度変動、又は電源電圧変動に応じて変化することで、高周波特性が大きく変動する。従って、送信信号の電力が変動することがあるので、送信信号の電力制御が必要となる。即ち、送信信号の電力を測定することで、送信電力を一定値に制御する必要がある。   In a specific low power radio using a millimeter wave band, for example, a 60 GHz band, the strength of a transmission radio wave, that is, the power of a transmission signal is defined. In a high frequency region (for example, in the millimeter wave band), the threshold voltage of a transistor constituting an IC (Integrated Circuit) chip changes according to process variation, temperature variation, or power supply voltage variation, so that the high frequency characteristics vary greatly. Therefore, since the power of the transmission signal may fluctuate, it is necessary to control the power of the transmission signal. That is, it is necessary to control the transmission power to a constant value by measuring the power of the transmission signal.

送信信号の電力を一定に制御する無線通信装置に関する先行技術として、例えば特許文献１及び２が知られている。特許文献１に示す無線送信機は、高周波信号の電力の測定結果に応じて、ＤＡＣ（Digital Analog Converter）に印加される基準電圧を変更することで、ベースバンド信号の電力レベルを変更し、高周波信号の送信電力レベルを一定に制御する。   For example, Patent Documents 1 and 2 are known as prior arts related to a wireless communication apparatus that controls the power of a transmission signal to be constant. The wireless transmitter shown in Patent Document 1 changes the power level of a baseband signal by changing a reference voltage applied to a DAC (Digital Analog Converter) in accordance with the measurement result of the power of the high-frequency signal. The transmission power level of the signal is controlled to be constant.

また、特許文献２に示すＲＦ電力増幅装置は、高周波信号の電力の測定結果に応じて、負帰還回路とアッテネータとが接続された誤差増幅器が出力する自動パワー制御電圧をＲＦ電力増幅器に印加することで、高周波信号の送信電力レベルを一定に制御する。なお、特許文献１及び２に示す各装置の動作については、図１４及び図１５を参照して後述する。   Further, the RF power amplifying apparatus shown in Patent Document 2 applies an automatic power control voltage output from an error amplifier to which a negative feedback circuit and an attenuator are connected, to the RF power amplifier according to the measurement result of the power of the high-frequency signal. Thus, the transmission power level of the high frequency signal is controlled to be constant. The operation of each device disclosed in Patent Documents 1 and 2 will be described later with reference to FIGS.

特開平５−１２２０８７号公報Japanese Patent Laid-Open No. 5-122087 特開２００９−８９２０２号公報JP 2009-89202 A

しかし、上述した特許文献１及び２では、ベースバンド信号と高周波信号との各送信電力を一定に制御することは記載されているが、高周波信号を生成するミキサ回路に入力される局所発振信号（ローカル信号）の送信電力を一定に制御することは考慮されていない。   However, in Patent Documents 1 and 2 described above, it is described that the transmission powers of the baseband signal and the high-frequency signal are controlled to be constant, but the local oscillation signal (that is input to the mixer circuit that generates the high-frequency signal) ( It is not considered that the transmission power of the local signal is controlled to be constant.

従って、ベースバンド信号の電力レベルを可変することで高周波信号の送信電力が一定に制御されても、ミキサに入力されるローカル信号の電力レベルがばらつくと、高周波信号の送信電力を一定に制御することが困難となるという課題がある。   Therefore, even if the transmission power of the high frequency signal is controlled to be constant by changing the power level of the baseband signal, if the power level of the local signal input to the mixer varies, the transmission power of the high frequency signal is controlled to be constant. There is a problem that it becomes difficult.

本開示は、上述した従来の課題を解決するために、トランジスタの閾値電圧が所望値から変動しても、所望電力の高周波送信信号を得る無線通信装置を提供することを目的とする。   In order to solve the above-described conventional problems, an object of the present disclosure is to provide a wireless communication apparatus that obtains a high-frequency transmission signal having a desired power even when a threshold voltage of a transistor fluctuates from a desired value.

本開示は、送信ベースバンド信号を増幅する送信ベースバンド可変利得増幅器と、増幅された前記送信ベースバンド信号を高周波送信信号に変換する送信ミキサと、前記送信ミキサに入力されるローカル信号を増幅する送信ローカル可変利得増幅器と、前記高周波送信信号の電力に応じて、前記送信ベースバンド可変利得増幅器及び前記送信ローカル可変利得増幅器の各利得を変更させる制御部と、を備える、無線通信装置である。   The present disclosure relates to a transmission baseband variable gain amplifier that amplifies a transmission baseband signal, a transmission mixer that converts the amplified transmission baseband signal into a high-frequency transmission signal, and amplifies a local signal input to the transmission mixer A wireless communication apparatus comprising: a transmission local variable gain amplifier; and a control unit that changes each gain of the transmission baseband variable gain amplifier and the transmission local variable gain amplifier according to the power of the high-frequency transmission signal.

更に、本開示は、ローカル信号と送信ベースバンド信号とを用いて高周波送信信号を生成する送信回路と、受信された高周波受信信号と前記ローカル信号とを用いてベースバンド受信信号を生成する受信回路と、前記高周波送信信号の電力に応じて、前記送信ベースバンド信号及び前記ローカル信号を増幅するための各利得を変更させる制御部と、を備え、前記制御部は、前記送信回路に入力される前記ローカル信号を増幅するための変更後の利得を設定する制御信号値と同一値、又は前記制御信号値から所定値を加算若しくは減算した値を、前記受信回路に入力される前記ローカル信号を増幅するための利得を設定する制御信号値として用いる、無線通信装置である。   Furthermore, the present disclosure provides a transmission circuit that generates a high-frequency transmission signal using a local signal and a transmission baseband signal, and a reception circuit that generates a baseband reception signal using the received high-frequency reception signal and the local signal. And a control unit that changes each gain for amplifying the transmission baseband signal and the local signal according to the power of the high-frequency transmission signal, and the control unit is input to the transmission circuit The local signal input to the receiving circuit is amplified by the same value as the control signal value for setting the changed gain for amplifying the local signal, or a value obtained by adding or subtracting a predetermined value from the control signal value. This is a wireless communication device used as a control signal value for setting a gain for the purpose.

本開示によれば、トランジスタの閾値電圧が所望値から変動しても、所望電力の高周波送信信号を得ることができる。   According to the present disclosure, a high-frequency transmission signal with desired power can be obtained even if the threshold voltage of a transistor varies from a desired value.

第１の実施形態の無線通信装置の回路構成を示す図The figure which shows the circuit structure of the radio | wireless communication apparatus of 1st Embodiment. ミキサに入力されるローカル信号とミキサから出力される高周波信号との電力特性を示すグラフGraph showing the power characteristics of the local signal input to the mixer and the high-frequency signal output from the mixer ベースバンド可変利得アンプ、ＶＣＯ可変利得アンプ、ローカル可変利得アンプ及びハイブリッド可変利得アンプの等価回路図の一例Example of equivalent circuit diagram of baseband variable gain amplifier, VCO variable gain amplifier, local variable gain amplifier and hybrid variable gain amplifier （Ａ），（Ｂ）図３に示す可変利得アンプの入力整合回路の等価回路図、（Ｃ），（Ｄ）図３に示す可変利得アンプの出力整合回路の等価回路図(A), (B) Equivalent circuit diagram of input matching circuit of variable gain amplifier shown in FIG. 3, (C), (D) Equivalent circuit diagram of output matching circuit of variable gain amplifier shown in FIG. 図３に示す可変利得アンプの電流値に対する利得特性を示すグラフFIG. 3 is a graph showing gain characteristics with respect to the current value of the variable gain amplifier shown in FIG. レベル検出制御部の内部構成の一例を示すブロック図Block diagram showing an example of the internal configuration of the level detection control unit 第１の実施形態の無線通信装置における送信信号の電力制御動作の詳細な内容を説明するフローチャートThe flowchart explaining the detailed content of the power control operation | movement of the transmission signal in the radio | wireless communication apparatus of 1st Embodiment. （Ａ）〜（Ｅ）第１の実施形態の無線通信装置における送信信号の電力制御動作の他の一例を簡易に説明するフローチャート(A)-(E) The flowchart which demonstrates simply another example of the power control operation | movement of the transmission signal in the radio | wireless communication apparatus of 1st Embodiment. ミキサに入力されるベースバンド信号とミキサから出力される高周波送信信号との電力特性を示すグラフA graph showing the power characteristics of the baseband signal input to the mixer and the high-frequency transmission signal output from the mixer 図８（Ｃ）に示す送信信号の電力制御動作の詳細な内容を説明するフローチャートFlowchart explaining the detailed contents of the power control operation of the transmission signal shown in FIG. 第２の実施形態の無線通信装置の回路構成を示す図The figure which shows the circuit structure of the radio | wireless communication apparatus of 2nd Embodiment. 受信回路のミキサに入力されるローカル信号とミキサから出力されるベースバンド信号との電力特性を示すグラフGraph showing the power characteristics of the local signal input to the mixer of the receiving circuit and the baseband signal output from the mixer 第２の実施形態の無線通信装置における送信信号の電力制御動作の詳細な内容を説明するフローチャートThe flowchart explaining the detailed content of the power control operation | movement of the transmission signal in the radio | wireless communication apparatus of 2nd Embodiment. 従来の無線通信装置の回路構成の一例を示す図The figure which shows an example of the circuit structure of the conventional radio | wireless communication apparatus. 従来の無線通信装置の回路構成の他の一例を示す図The figure which shows another example of the circuit structure of the conventional radio | wireless communication apparatus. トランジスタの製造プロセスのばらつきに応じた入出力信号の電力特性を示すグラフGraph showing power characteristics of input / output signals according to variations in transistor manufacturing processes （Ａ）トランジスタの等価回路図、（Ｂ）トランジスタのゲート電圧に対するドレイン電流特性を示すグラフ(A) Equivalent circuit diagram of transistor, (B) Graph showing drain current characteristics with respect to transistor gate voltage

（各実施形態の内容に至る経緯）
先ず、本開示の無線通信装置の各実施形態を説明する前に、各実施形態の内容に至る経緯について図１４〜図１７を参照して説明する。図１４は、従来の無線通信装置の回路構成の一例を示す図である（特許文献１参照）。図１５は、従来の無線通信装置の回路構成の他の一例を示す図である（特許文献２参照）。 (Background to the contents of each embodiment)
First, before describing each embodiment of the wireless communication apparatus according to the present disclosure, the process leading to the contents of each embodiment will be described with reference to FIGS. FIG. 14 is a diagram illustrating an example of a circuit configuration of a conventional wireless communication device (see Patent Document 1). FIG. 15 is a diagram illustrating another example of a circuit configuration of a conventional wireless communication device (see Patent Document 2).

図１４では、ベースバンド波形生成部１０において生成された位相が互いに直交する各ベースバンド信号ＤＴＳａ，ＤＴＳｂは、ＤＡＣ２０ａ，２０ｂにおいてアナログ信号波形に変換され、更に、低域通過フィルタ３ａ，３ｂにおいて不要周波数成分が除去された後、ミキサ４ａ，４ｂに入力される。   In FIG. 14, the baseband signals DTSa and DTSb whose phases generated by the baseband waveform generation unit 10 are orthogonal to each other are converted into analog signal waveforms by the DACs 20a and 20b, and are further unnecessary by the low-pass filters 3a and 3b. After the frequency component is removed, it is input to the mixers 4a and 4b.

ミキサ４ａ，４ｂでは、アナログベースバンド信号ＡＴＳａ，ＡＴＳｂが、局部発振器５及びπ／２移相器６により発生された局部発振信号とミキシングされ、アナログベースバンド信号ＡＴＳａ，ＡＴＳｂによって直交変調された搬送波が得られる。被変調波は加算器７において加算され、更に、帯域通過フィルタ８により帯域外の不要周波数成分が除去された後に送信電力増幅器９に入力されて電力増幅され、不図示のアンテナから送信される。   In the mixers 4a and 4b, the analog baseband signals ATSa and ATSb are mixed with the local oscillation signals generated by the local oscillator 5 and the π / 2 phase shifter 6 and orthogonally modulated by the analog baseband signals ATSa and ATSb. Is obtained. The modulated waves are added by the adder 7, and further, unnecessary frequency components outside the band are removed by the band pass filter 8, and then input to the transmission power amplifier 9 to be power amplified and transmitted from an antenna (not shown).

ここで、送信動作中に何らかの原因により被変調波の送信電力が変動したとすると、送信電力の変動レベルは、ＡＰＣ回路１１のＣＰＵ１５において所定の閾値と比較されることで検出される。ＡＰＣ回路１１は、粗結合コンデンサ１８に直列接続され、整流回路１２と低域通過フィルタ１３とＡＤＣ１４とＣＰＵ１５とを有する。   Here, if the transmission power of the modulated wave fluctuates for some reason during the transmission operation, the fluctuation level of the transmission power is detected by the CPU 15 of the APC circuit 11 being compared with a predetermined threshold value. The APC circuit 11 is connected in series to a coarse coupling capacitor 18 and includes a rectifier circuit 12, a low-pass filter 13, an ADC 14, and a CPU 15.

ＣＰＵ１５は、検出された変動レベルをキャンセルするためのデジタル利得制御情報ＧＳを生成してＤＡＣ３０に出力する。ＣＰＵ１５からデジタル利得制御情報ＧＳが出力されると、ＤＡＣ３０は、デジタル利得制御情報ＧＳに対応するアナログ電圧を発生させ、基準電圧ＧＶｒｅｆとして、ＤＡＣ２０ａ，２０ｂに供給する。ＤＡＣ２０ａ、２０ｂは、基準電圧ＧＶｒｅｆの変化に応じて直流利得を変更する。   The CPU 15 generates digital gain control information GS for canceling the detected fluctuation level and outputs it to the DAC 30. When the digital gain control information GS is output from the CPU 15, the DAC 30 generates an analog voltage corresponding to the digital gain control information GS and supplies the analog voltage to the DACs 20a and 20b as the reference voltage GVref. The DACs 20a and 20b change the DC gain according to the change of the reference voltage GVref.

これにより、アナログベースバンド信号ＡＴＳａ，ＡＴＳｂが局部発振信号とミキシングされることにより得られた被変調波の直流利得は変化し、送信電力増幅器９から出力される被変調波の送信電力レベルも変化する。被変調波の送信電力は、ＣＰＵ１５に予め設定された所定の閾値に対応する一定のレベルとなるように制御される。   As a result, the DC gain of the modulated wave obtained by mixing the analog baseband signals ATSa and ATSb with the local oscillation signal changes, and the transmission power level of the modulated wave output from the transmission power amplifier 9 also changes. To do. The transmission power of the modulated wave is controlled to be a constant level corresponding to a predetermined threshold preset in the CPU 15.

また、図１５では、ＲＦ電力増幅器１００のゲインを制御する誤差増幅器１０６の非反転入力端子に、抵抗Ｒ３，Ｒ４を有するアッテネータ１０７を介して、送信出力レベル指示電圧Ｖｒａｍｐが印加される。誤差増幅器１０６は、自動パワー制御電圧Ｖａｐｃにより、ＲＦ電力増幅器１００のゲインを制御する。誤差増幅器１０６の出力端子と反転入力端子との間の負帰還回路１０５は、第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２と第３抵抗Ｒ５とを有する。   In FIG. 15, the transmission output level instruction voltage Vramp is applied to the non-inverting input terminal of the error amplifier 106 that controls the gain of the RF power amplifier 100 via the attenuator 107 having resistors R3 and R4. The error amplifier 106 controls the gain of the RF power amplifier 100 by the automatic power control voltage Vapc. The negative feedback circuit 105 between the output terminal and the inverting input terminal of the error amplifier 106 includes a first resistor R1, a second resistor R2, and a third resistor R5.

パワー検出器１０２により検波された送信電力が低い場合には、アッテネータ１０７は、送信出力レベル指示電圧Ｖｒａｍｐの上昇に対する送信電力Ｐｏｕｔの増加を緩和する。一方、パワー検出器１０２により検波された送信電力が中程度又は高い場合には、第３抵抗Ｒ５は、送信出力レベル指示電圧Ｖｒａｍｐの変化による自動パワー制御電圧Ｖａｐｃの変化の制御感度を向上する。これにより、パワー検出器１０２により検波された送信電力に応じて、ＲＦ電力増幅器１００に入力される自動パワー制御電圧Ｖａｐｃによって高周波信号の電力を制御することで、精度の高いパワー制御ができる。   When the transmission power detected by the power detector 102 is low, the attenuator 107 moderates the increase in the transmission power Pout with respect to the increase in the transmission output level instruction voltage Vramp. On the other hand, when the transmission power detected by the power detector 102 is medium or high, the third resistor R5 improves the control sensitivity of the change in the automatic power control voltage Vapc due to the change in the transmission output level instruction voltage Vramp. Thereby, according to the transmission power detected by the power detector 102, the power of the high frequency signal is controlled by the automatic power control voltage Vapc input to the RF power amplifier 100, so that high-precision power control can be performed.

このように、従来の無線通信装置は、ベースバンド帯のＤＡＣ若しくは増幅器の利得、又は電力増幅器の利得を制御することで、安定したパワー制御を行うことができる。   Thus, the conventional wireless communication apparatus can perform stable power control by controlling the gain of the baseband DAC or amplifier, or the gain of the power amplifier.

しかし、図１４及び図１５に示す従来の無線通信装置では、ベースバンド信号と高周波信号との各電力レベルを制御することは記載されているが、高周波信号を生成するミキサ回路に入力されるローカル信号の電力レベルを制御することは考慮されていない。   However, in the conventional wireless communication apparatus shown in FIG. 14 and FIG. 15, although it is described that the power levels of the baseband signal and the high frequency signal are controlled, the local wireless signal input to the mixer circuit that generates the high frequency signal is described. Controlling the power level of the signal is not considered.

また、上述した無線通信装置の回路構成が搭載されるＩＣ（Integrated Circuit）チップの特性が製造時のプロセスばらつきによってばらつくと、無線通信装置は、高周波送信信号において所望電力Ｐｏを得ることが困難となる場合がある（図１６参照）。図１６は、トランジスタの製造ばらつきに応じた入出力信号の電力特性を示すグラフである。図１７（Ａ）は、トランジスタの等価回路図である。図１７（Ｂ）は、トランジスタのゲート電圧に対するドレイン電流特性を示すグラフである。   Further, if the characteristics of an IC (Integrated Circuit) chip on which the circuit configuration of the above-described wireless communication device is mounted vary due to process variations at the time of manufacture, it is difficult for the wireless communication device to obtain a desired power Po in a high-frequency transmission signal. (See FIG. 16). FIG. 16 is a graph showing power characteristics of input / output signals according to manufacturing variations of transistors. FIG. 17A is an equivalent circuit diagram of a transistor. FIG. 17B is a graph showing drain current characteristics with respect to the gate voltage of the transistor.

図１７（Ｂ）では、図１７（Ａ）に示すトランジスタのゲート電圧Ｖｇ−ドレイン電流Ｉｄの特性が示されている。ゲート電圧Ｖｇが閾値電圧Ｖｔｈを超えるとドレイン電流Ｉｄが流れる。トランジスタでは、プロセスばらつきによって閾値電圧Ｖｔｈが変動するので、閾値電圧Ｖｔｈが低いとドレイン電流Ｉｄは増加し、閾値電圧Ｖｔｈが高いとドレイン電流Ｉｄは減少する。   FIG. 17B shows characteristics of the gate voltage Vg−drain current Id of the transistor shown in FIG. When the gate voltage Vg exceeds the threshold voltage Vth, the drain current Id flows. In the transistor, the threshold voltage Vth varies due to process variations. Therefore, when the threshold voltage Vth is low, the drain current Id increases, and when the threshold voltage Vth is high, the drain current Id decreases.

また、トランジスタの最大動作周波数ｆｍａｘは、閾値電圧Ｖｔｈが低いと増加し、閾値電圧Ｖｔｈが高いと減少するので、最大動作周波数ｆｍａｘが高いと、トランジスタの高周波特性は良好となる。図１６では、閾値電圧Ｖｔｈが低い状態をＦ（Fast）状態、閾値電圧Ｖｔｈが高い状態をＳ（Slow）状態、閾値電圧Ｖｔｈが中心値（典型値又は平均値）の状態をＴ（Typical）状態として示されている。   Further, the maximum operating frequency fmax of the transistor increases when the threshold voltage Vth is low, and decreases when the threshold voltage Vth is high. Therefore, when the maximum operating frequency fmax is high, the high-frequency characteristics of the transistor are good. In FIG. 16, a state where the threshold voltage Vth is low is an F (Fast) state, a state where the threshold voltage Vth is high is an S (Slow) state, and a state where the threshold voltage Vth is a central value (typical value or average value) is T (Typical). Shown as a state.

無線通信装置が高周波送信信号において所望電力Ｐｏを得るためには、入力電力は、Ｆ状態ではＰｆ、Ｔ状態ではＰｔであれば良いが、Ｓ状態では最大動作周波数ｆｍａｘが低くなるため、入力電力をどれだけ高くしても所望電力Ｐｏを得ることは困難である。   In order for the wireless communication device to obtain the desired power Po in the high-frequency transmission signal, the input power may be Pf in the F state and Pt in the T state, but the maximum operating frequency fmax is low in the S state. However, it is difficult to obtain the desired power Po no matter how high.

ここで、ミリ波を用いる無線通信装置の回路における動作周波数がＳ状態の最大動作周波数ｆｍａｘと比べて充分低くない（例えば１／１０以下でない）回路では、増幅回路の利得が低下する傾向がある。このように、無線通信装置が例えば高周波信号（例えばミリ波）を用いる場合には、特許文献１又は特許文献２のように高周波の送信信号の電力制御を行っても、Ｓ状態において所望電力Ｐｏを得ることが困難であるという課題がある。   Here, in a circuit in which the operating frequency in the circuit of the wireless communication apparatus using millimeter waves is not sufficiently lower than the maximum operating frequency fmax in the S state (for example, not less than 1/10), the gain of the amplifier circuit tends to decrease. . Thus, when the wireless communication device uses, for example, a high-frequency signal (for example, millimeter wave), the desired power Po in the S state can be obtained even if the power control of the high-frequency transmission signal is performed as in Patent Document 1 or Patent Document 2. There is a problem that it is difficult to obtain.

そこで、以下の各実施形態では、ＩＣチップに用いられるトランジスタの閾値電圧が所望値（例えば典型値又は中心値）から変動して、例えば閾値電圧が高いＳ状態においても、所望電力の高周波送信信号を得る無線通信装置の例を説明する。   Therefore, in each of the following embodiments, the threshold voltage of a transistor used in an IC chip varies from a desired value (for example, a typical value or a center value), and a high-frequency transmission signal having a desired power even in an S state where the threshold voltage is high, for example. An example of a wireless communication apparatus that obtains the above will be described.

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態の無線通信装置１０００の回路構成を示す図である。図１に示す無線通信装置１０００は、主に送信機としての回路構成が図示されている。 (First embodiment)
FIG. 1 is a diagram illustrating a circuit configuration of a wireless communication apparatus 1000 according to the first embodiment. The wireless communication apparatus 1000 shown in FIG. 1 mainly shows a circuit configuration as a transmitter.

図１に示す無線通信装置１０００は、ベースバンド可変利得アンプ５０７ａ，５０７ｂと、ミキサ５０４ａ，５０４ｂと、電圧制御発振器（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator）５１１と、ＶＣＯ可変利得アンプ５１０と、ローカルスイッチ５０９と、ローカル可変利得アンプ５０８と、９０度ハイブリッド移相器５０６と、ハイブリッド可変利得アンプ５０５ａ，５０５ｂと、電力増幅器（ＰＡ：Power Amplifier）５０３と、結合器５０２と、パワー検波器（ＤＥＴ：Detector）５１３と、レベル検出制御部５１４とを含む。   1 includes baseband variable gain amplifiers 507a and 507b, mixers 504a and 504b, a voltage controlled oscillator (VCO) 511, a VCO variable gain amplifier 510, a local switch 509, and the like. A local variable gain amplifier 508, a 90-degree hybrid phase shifter 506, hybrid variable gain amplifiers 505a and 505b, a power amplifier (PA) 503, a coupler 502, and a power detector (DET: Detector). 513 and a level detection control unit 514.

送信ベースバンド可変利得増幅器としてのベースバンド可変利得アンプ５０７ａ，５０７ｂは、入力端子５１２ａ，５１２ｂを介して、位相が互いに直交する、即ち９０度の位相差を有する同相アナログベースバンド信号，直交アナログベースバンド信号を入力して増幅する。ベースバンド可変利得アンプ５０７ａ，５０７ｂは、後述するレベル検出制御部５１４が生成した制御信号の制御信号値に応じて、各利得を変更する。増幅された同相アナログベースバンド信号，直交アナログベースバンド信号は、それぞれミキサ５０４ａ，５０４ｂに入力される。   Baseband variable gain amplifiers 507a and 507b serving as transmission baseband variable gain amplifiers have in-phase analog baseband signals and quadrature analog bases having phases orthogonal to each other, that is, having a phase difference of 90 degrees, via input terminals 512a and 512b. A band signal is input and amplified. The baseband variable gain amplifiers 507a and 507b change each gain according to a control signal value of a control signal generated by a level detection control unit 514 described later. The amplified in-phase analog baseband signal and quadrature analog baseband signal are input to mixers 504a and 504b, respectively.

電圧制御発振器５１１は、印加された制御電圧に応じて、無線通信装置１０００における所定周波数の局所発振信号（ローカル信号）を生成してＶＣＯ可変利得アンプ５１０に出力する。所定周波数は、例えば６０ＧＨｚ（ミリ波）である。   The voltage controlled oscillator 511 generates a local oscillation signal (local signal) having a predetermined frequency in the wireless communication apparatus 1000 according to the applied control voltage, and outputs the local oscillation signal to the VCO variable gain amplifier 510. The predetermined frequency is, for example, 60 GHz (millimeter wave).

ＶＣＯ可変利得増幅器としてのＶＣＯ可変利得アンプ５１０は、電圧制御発振器５１１が生成したローカル信号を増幅してローカルスイッチ５０９に出力する。ＶＣＯ可変利得アンプ５１０は、後述するレベル検出制御部５１４が生成した制御信号の制御信号値に応じて、利得を変更する。   A VCO variable gain amplifier 510 as a VCO variable gain amplifier amplifies the local signal generated by the voltage controlled oscillator 511 and outputs the amplified local signal to the local switch 509. The VCO variable gain amplifier 510 changes the gain according to the control signal value of the control signal generated by the level detection control unit 514 described later.

ローカルスイッチ５０９は、不図示の制御回路が出力した制御信号に応じて、ＶＣＯ可変利得アンプ５１０が増幅したローカル信号を、ローカル可変利得アンプ５０８又は他の回路に出力する。   The local switch 509 outputs the local signal amplified by the VCO variable gain amplifier 510 to the local variable gain amplifier 508 or another circuit in accordance with a control signal output from a control circuit (not shown).

ローカル可変利得アンプ５０８は、ローカルスイッチ５０９を介して、ＶＣＯ可変利得アンプ５１０が増幅したローカル信号を増幅して９０度ハイブリッド移相器５０６に出力する。ローカル可変利得アンプ５０８は、後述するレベル検出制御部５１４が生成した制御信号の制御信号値に応じて、利得を変更する。   The local variable gain amplifier 508 amplifies the local signal amplified by the VCO variable gain amplifier 510 via the local switch 509 and outputs the amplified signal to the 90-degree hybrid phase shifter 506. The local variable gain amplifier 508 changes the gain according to the control signal value of the control signal generated by the level detection control unit 514 described later.

移相器としての９０度ハイブリッド移相器５０６は、ローカル可変利得アンプ５０８が増幅したローカル信号を基に、位相が互いに直交する同相ローカル信号，直交ローカル信号を生成し、同相ローカル信号をハイブリッド可変利得アンプ５０５ａに出力し、直交ローカル信号をハイブリッド可変利得アンプ５０５ｂに出力する。   The 90-degree hybrid phase shifter 506 as a phase shifter generates an in-phase local signal and an orthogonal local signal whose phases are orthogonal to each other based on the local signal amplified by the local variable gain amplifier 508, and the in-phase local signal is hybrid-variable. The signal is output to the gain amplifier 505a, and the orthogonal local signal is output to the hybrid variable gain amplifier 505b.

ハイブリッド可変利得増幅器としてのハイブリッド可変利得アンプ５０５ａは、９０度ハイブリッド移相器５０６が生成した同相ローカル信号を増幅してミキサ５０４ａに出力する。ハイブリッド可変利得アンプ５０５ａは、後述するレベル検出制御部５１４が生成した制御信号の制御信号値に応じて、利得を変更する。   A hybrid variable gain amplifier 505a as a hybrid variable gain amplifier amplifies the in-phase local signal generated by the 90-degree hybrid phase shifter 506 and outputs the amplified signal to the mixer 504a. The hybrid variable gain amplifier 505a changes the gain according to the control signal value of the control signal generated by the level detection control unit 514 described later.

ハイブリッド可変利得増幅器としてのハイブリッド可変利得アンプ５０５ｂは、９０度ハイブリッド移相器５０６が生成した直交ローカル信号を増幅してミキサ５０４ｂに出力する。ハイブリッド可変利得アンプ５０５ｂは、後述するレベル検出制御部５１４が生成した制御信号の制御信号値に応じて、利得を変更する。   A hybrid variable gain amplifier 505b as a hybrid variable gain amplifier amplifies the orthogonal local signal generated by the 90-degree hybrid phase shifter 506 and outputs the amplified signal to the mixer 504b. The hybrid variable gain amplifier 505b changes the gain according to the control signal value of the control signal generated by the level detection control unit 514 described later.

なお、ＶＣＯ可変利得アンプ５１０、ローカル可変利得アンプ５０８、ハイブリッド可変利得アンプ５０５ａ，５０５ｂは、ローカル信号（同相ローカル信号、直交ローカル信号を含む）の電力を増幅し、送信ローカル可変利得増幅器を構成する。   Note that the VCO variable gain amplifier 510, the local variable gain amplifier 508, and the hybrid variable gain amplifiers 505a and 505b amplify the power of the local signal (including the in-phase local signal and the quadrature local signal) to constitute a transmission local variable gain amplifier. .

送信ミキサとしてのミキサ５０４ａは、ベースバンド可変利得アンプ５０７ａが増幅した同相アナログベースバンド信号とハイブリッド可変利得アンプ５０５ａが増幅した同相ローカル信号とを用いて直交変調することで、高周波の同相送信信号（搬送波）を生成して電力増幅器５０３に出力する。   The mixer 504a serving as a transmission mixer performs high-frequency in-phase transmission signal (by using the in-phase analog baseband signal amplified by the baseband variable gain amplifier 507a and the in-phase local signal amplified by the hybrid variable gain amplifier 505a. (Carrier wave) is generated and output to the power amplifier 503.

送信ミキサとしてのミキサ５０４ｂは、ベースバンド可変利得アンプ５０７ｂが増幅した直交アナログベースバンド信号とハイブリッド可変利得アンプ５０５ｂが増幅した直交ローカル信号とを用いて直交変調することで、高周波の直交送信信号（搬送波）を生成して電力増幅器５０３に出力する。なお、高周波の同相送信信号と高周波の直交送信信号とは加算されて電力増幅器５０３に入力される。   A mixer 504b serving as a transmission mixer performs quadrature modulation using the quadrature analog baseband signal amplified by the baseband variable gain amplifier 507b and the quadrature local signal amplified by the hybrid variable gain amplifier 505b, whereby a high-frequency quadrature transmit signal ( (Carrier wave) is generated and output to the power amplifier 503. The high-frequency in-phase transmission signal and the high-frequency quadrature transmission signal are added and input to the power amplifier 503.

電力増幅器５０３は、ミキサ５０４ａ，５０４ｂが生成した高周波の同相送信信号と高周波の直交送信信号とが加算された高周波送信信号を増幅し、結合器５０２を介して出力端子５０１に出力する。出力端子５０１は不図示の送信アンテナに接続される。電力増幅器５０３が増幅した高周波送信信号は、送信アンテナにおいて給電されて電波として空中に放射される。   The power amplifier 503 amplifies the high-frequency transmission signal obtained by adding the high-frequency in-phase transmission signal generated by the mixers 504 a and 504 b and the high-frequency quadrature transmission signal, and outputs the amplified signal to the output terminal 501 via the coupler 502. The output terminal 501 is connected to a transmission antenna (not shown). The high-frequency transmission signal amplified by the power amplifier 503 is fed by the transmission antenna and radiated into the air as a radio wave.

結合器５０２は、例えば方向性結合器を用いて構成され、電力増幅器５０３が増幅した高周波送信信号の一部を抜き出してパワー検波器５１３に出力する。   The coupler 502 is configured using, for example, a directional coupler, and extracts a part of the high-frequency transmission signal amplified by the power amplifier 503 and outputs the extracted signal to the power detector 513.

パワー検波器５１３は、結合器５０２により抜き出された高周波送信信号を検波し、検波出力としての高周波送信信号の電力（レベル）をレベル検出制御部５１４に出力する。   The power detector 513 detects the high-frequency transmission signal extracted by the coupler 502 and outputs the power (level) of the high-frequency transmission signal as a detection output to the level detection control unit 514.

制御部としてのレベル検出制御部５１４は、パワー検波器５１３の検波出力としての高周波送信信号の電力（レベル）に応じて、ベースバンド可変利得アンプ５０７ａ，５０７ｂと、ＶＣＯ可変利得アンプ５１０、ローカル可変利得アンプ５０８及びハイブリッド可変利得アンプ５０５ａ，５０５ｂのうち少なくとも１つとの各利得を変更するための制御信号を生成する。制御信号には、変更後の利得を設定するための制御信号値が含まれる。   The level detection control unit 514 as a control unit is configured to change the baseband variable gain amplifiers 507a and 507b, the VCO variable gain amplifier 510, and the local variable according to the power (level) of the high-frequency transmission signal as the detection output of the power detector 513. A control signal for changing each gain with at least one of the gain amplifier 508 and the hybrid variable gain amplifiers 505a and 505b is generated. The control signal includes a control signal value for setting the changed gain.

レベル検出制御部５１４は、ベースバンド可変利得アンプ５０７ａ，５０７ｂと、ＶＣＯ可変利得アンプ５１０、ローカル可変利得アンプ５０８及びハイブリッド可変利得アンプ５０５ａ，５０５ｂのうち、利得を変更させる変更対象の各可変利得アンプに対し、変更後の各利得を設定するための制御信号値を含む制御信号を生成して出力する。なお、レベル検出制御部５１４の回路構成については図６を参照して後述する。更に、レベル検出制御部５１４は、利得の変更対象ではない各可変利得アンプに対し、現在設定されている各利得を設定する制御信号値を含む制御信号を生成して出力しても良いし、出力しなくても良い。   The level detection control unit 514 includes baseband variable gain amplifiers 507a and 507b, VCO variable gain amplifier 510, local variable gain amplifier 508, and hybrid variable gain amplifiers 505a and 505b. On the other hand, a control signal including a control signal value for setting each changed gain is generated and output. The circuit configuration of the level detection control unit 514 will be described later with reference to FIG. Further, the level detection control unit 514 may generate and output a control signal including a control signal value for setting each currently set gain for each variable gain amplifier that is not a gain change target. It is not necessary to output.

これにより、レベル検出制御部５１４は、ベースバンド可変利得アンプ５０７ａ，５０７ｂの利得を変更させることで、ミキサ５０４ａ，５０４ｂに入力される同相アナログベースバンド信号，直交アナログベースバンド信号の電力（レベル）を、適切な目標値に調整できる。   As a result, the level detection control unit 514 changes the gain of the baseband variable gain amplifiers 507a and 507b, so that the power (level) of the in-phase analog baseband signal and the quadrature analog baseband signal input to the mixers 504a and 504b. Can be adjusted to an appropriate target value.

更に、レベル検出制御部５１４は、ＶＣＯ可変利得アンプ５１０、ローカル可変利得アンプ５０８及びハイブリッド可変利得アンプ５０５ａ，５０５ｂのうち少なくとも１つの利得を変更させることで、ミキサ５０４ａ，５０４ｂに入力される同相ローカル信号，直交ローカル信号の電力（レベル）を適切な目標値に調整できる。   Further, the level detection control unit 514 changes the gain of at least one of the VCO variable gain amplifier 510, the local variable gain amplifier 508, and the hybrid variable gain amplifiers 505a and 505b, so that the in-phase local input to the mixers 504a and 504b is performed. The power (level) of signals and orthogonal local signals can be adjusted to an appropriate target value.

図２は、ミキサ５０４ａ，５０４ｂに入力されるローカル信号とミキサ５０４ａ，５０４ｂから出力される高周波信号との電力特性を示すグラフである。図２に示す実線は、ミキサ５０４ａ，５０４ｂに用いられるトランジスタの閾値電圧Ｖｔｈが典型値（中心値）となるＴ状態における電力特性を示す。図２に示す一点鎖線は、ミキサ５０４ａ，５０４ｂに用いられるトランジスタの閾値電圧Ｖｔｈが低い値となるＦ状態における電力特性を示す。図２に示す点線は、ミキサ５０４ａ，５０４ｂに用いられるトランジスタの閾値電圧Ｖｔｈが高い値となるＳ状態における電力特性を示す。   FIG. 2 is a graph showing the power characteristics of the local signal input to the mixers 504a and 504b and the high-frequency signal output from the mixers 504a and 504b. The solid line shown in FIG. 2 indicates power characteristics in the T state where the threshold voltage Vth of the transistors used in the mixers 504a and 504b is a typical value (center value). The dashed-dotted line shown in FIG. 2 shows the power characteristic in the F state where the threshold voltage Vth of the transistors used in the mixers 504a and 504b is low. The dotted lines shown in FIG. 2 indicate the power characteristics in the S state where the threshold voltage Vth of the transistors used in the mixers 504a and 504b is high.

図２では、プロセスばらつきによって、ミキサ５０４ａ，５０４ｂに入力されるローカル信号の電力（入力信号）に対する高周波送信信号の電力（出力電力）の特性が異なる。   In FIG. 2, the characteristics of the power (output power) of the high-frequency transmission signal with respect to the power (input signal) of the local signal input to the mixers 504a and 504b differ depending on process variations.

具体的には、ローカル信号の入力電力をＰＬｔとすると、出力電力はＴ状態では目標電力Ｐｍとなるが、Ｆ状態では目標電力Ｐｍより高く、Ｓ状態では目標電力Ｐｍより低くなる。即ち、ローカル信号の入力電力が一定であると、Ｓ状態ではミキサ５０４ａ，５０４ｂの出力電力が低下するので、電力増幅器５０３の出力電力が所望電力Ｐｏに満たない場合がある。   Specifically, when the input power of the local signal is PLt, the output power is the target power Pm in the T state, but is higher than the target power Pm in the F state and lower than the target power Pm in the S state. That is, if the input power of the local signal is constant, the output power of the mixers 504a and 504b decreases in the S state, so that the output power of the power amplifier 503 may not reach the desired power Po.

本実施形態では、無線通信装置１０００は、ミキサ５０４ａ，５０４ｂに入力されるローカル信号の入力電力を変更するために、ＶＣＯ可変利得アンプ５１０、ローカル可変利得アンプ５０８及びハイブリッド可変利得アンプ５０５ａ，５０５ｂのうち、少なくとも１つの利得を変更する。   In the present embodiment, the wireless communication apparatus 1000 uses the VCO variable gain amplifier 510, the local variable gain amplifier 508, and the hybrid variable gain amplifiers 505a and 505b to change the input power of the local signal input to the mixers 504a and 504b. Of these, at least one gain is changed.

これにより、無線通信装置１０００は、ローカル信号の電力を、Ｆ状態ではＴ状態よりも低い入力電力ＰＬｆに変更し、Ｓ状態ではＴ状態より高い入力電力ＰＬｓに変更することで、高周波送信信号の所望出力電力Ｐｍを得ることができる。   Thereby, the wireless communication apparatus 1000 changes the power of the local signal to the input power PLf lower than the T state in the F state, and to the input power PLs higher than the T state in the S state. Desired output power Pm can be obtained.

図３は、ＶＣＯ可変利得アンプ５１０、ローカル可変利得アンプ５０８及びハイブリッド可変利得アンプ５０５ａ，５０５ｂの等価回路図の一例である。ＶＣＯ可変利得アンプ５１０、ローカル可変利得アンプ５０８及びハイブリッド可変利得アンプ５０５ａ，５０５ｂは、例えば図３に示す可変利得アンプ６００の回路構成を共通に有する。   FIG. 3 is an example of an equivalent circuit diagram of the VCO variable gain amplifier 510, the local variable gain amplifier 508, and the hybrid variable gain amplifiers 505a and 505b. The VCO variable gain amplifier 510, the local variable gain amplifier 508, and the hybrid variable gain amplifiers 505a and 505b have, for example, a common circuit configuration of the variable gain amplifier 600 shown in FIG.

図３に示す可変利得アンプ６００は、入力端子６０１と、入力整合回路６０２と、増幅用トランジスタ６０３と、出力整合回路６０４と、出力端子６０５と、出力用バイアス端子６０６と、カレントミラー用トランジスタ６０７と、基準電流源回路６０８と、電流源端子６０９とを含む。増幅用トランジスタ６０３とカレントミラー用トランジスタ６０７とはカレントミラーを構成し、共にソース接地である。   A variable gain amplifier 600 shown in FIG. 3 includes an input terminal 601, an input matching circuit 602, an amplification transistor 603, an output matching circuit 604, an output terminal 605, an output bias terminal 606, and a current mirror transistor 607. A reference current source circuit 608 and a current source terminal 609. The amplifying transistor 603 and the current mirror transistor 607 form a current mirror, and both are grounded.

図３では、入力信号は、入力端子６０１に入力され、入力整合回路６０２を介して増幅用トランジスタ６０３において増幅され、出力整合回路６０４を介して出力端子６０５から出力される。   In FIG. 3, the input signal is input to the input terminal 601, amplified by the amplification transistor 603 via the input matching circuit 602, and output from the output terminal 605 via the output matching circuit 604.

図４（Ａ）及び図４（Ｂ）は、図３に示す可変利得アンプ６００の入力整合回路６０２の等価回路図である。図４（Ａ）に示す入力整合回路６０２は、キャパシタ６１２が直列に接続され、キャパシタ６１２と増幅用トランジスタ６０３との接続点にインダクタ６１３が並列に接続された構成である。図４（Ｂ）に示す入力整合回路６０２は、キャパシタ６１２と伝送線路６１１とが直列接続され、更にキャパシタ６１２と伝送線路６１１の接続点にインダクタ６１３が並列接続された構成である。入力整合回路６０２は、可変利得アンプ６００の用途に応じて、例えば図４（Ａ）又は図４（Ｂ）に示す回路構成が用いられる。   4A and 4B are equivalent circuit diagrams of the input matching circuit 602 of the variable gain amplifier 600 shown in FIG. An input matching circuit 602 illustrated in FIG. 4A has a structure in which a capacitor 612 is connected in series, and an inductor 613 is connected in parallel to a connection point between the capacitor 612 and the amplifying transistor 603. An input matching circuit 602 illustrated in FIG. 4B has a configuration in which a capacitor 612 and a transmission line 611 are connected in series, and an inductor 613 is connected in parallel at a connection point between the capacitor 612 and the transmission line 611. As the input matching circuit 602, for example, a circuit configuration illustrated in FIG. 4A or 4B is used depending on the application of the variable gain amplifier 600.

図４（Ｃ）及び図４（Ｄ）は、図３に示す可変利得アンプ６００の出力整合回路６０４の等価回路図である。図４（Ｃ）に示す出力整合回路６０４は、キャパシタ６２２が直列に接続され、キャパシタ６２２と増幅用トランジスタ６０３との接続点にインダクタ６２３が並列に接続された構成である。図４（Ｄ）に示す出力整合回路６０４は、伝送線路６２１とキャパシタ６２２とが直列接続され、更に伝送線路６２１とキャパシタ６２２の接続点にインダクタ６２３が並列接続された構成である。出力整合回路６０４は、可変利得アンプ６００の用途に応じて、例えば図４（Ｃ）又は図４（Ｄ）に示す回路構成が用いられる。   4C and 4D are equivalent circuit diagrams of the output matching circuit 604 of the variable gain amplifier 600 shown in FIG. An output matching circuit 604 illustrated in FIG. 4C has a structure in which a capacitor 622 is connected in series, and an inductor 623 is connected in parallel to a connection point between the capacitor 622 and the amplifying transistor 603. An output matching circuit 604 illustrated in FIG. 4D has a configuration in which a transmission line 621 and a capacitor 622 are connected in series, and an inductor 623 is connected in parallel to a connection point between the transmission line 621 and the capacitor 622. As the output matching circuit 604, for example, a circuit configuration shown in FIG. 4C or 4D is used depending on the application of the variable gain amplifier 600.

増幅用トランジスタ６０３のゲート端子は、入力整合回路６０２を介して、カレントミラー用トランジスタ６０７のゲート端子と基準電流源回路６０８とに接続される。増幅用トランジスタ６０３のゲート端子とカレントミラー用トランジスタ６０７のゲート端子とには、電流源端子６０９に印加された信号を基に基準電流源回路６０８が出力した基準電流に応じて、ＤＣのゲートバイアス電圧が印加される。   The gate terminal of the amplifying transistor 603 is connected to the gate terminal of the current mirror transistor 607 and the reference current source circuit 608 via the input matching circuit 602. The gate terminal of the amplifying transistor 603 and the gate terminal of the current mirror transistor 607 are connected to the DC gate bias according to the reference current output from the reference current source circuit 608 based on the signal applied to the current source terminal 609. A voltage is applied.

増幅用トランジスタ６０３のドレイン端子には、出力整合回路６０４を介して、出力用バイアス端子６０６からドレイン電圧が印加される。上述したように、増幅用トランジスタ６０３とカレントミラー用トランジスタ６０７とはカレントミラーを構成し、増幅用トランジスタ６０３及びカレントミラー用トランジスタ６０７のサイズの比と基準電流源回路６０８の出力電流とによって、可変利得アンプ６００の電流値、即ち出力用バイアス端子６０６に流れる電流値が決まる。可変利得アンプ６００の利得は、出力用バイアス端子６０６に流れる電流値によって決まるので、増幅用トランジスタ６０３及びカレントミラー用トランジスタ６０７のサイズの比と基準電流源回路６０８の出力電流とを変えることによって、利得を変更することができる。   A drain voltage is applied from the output bias terminal 606 to the drain terminal of the amplifying transistor 603 via the output matching circuit 604. As described above, the amplifying transistor 603 and the current mirror transistor 607 constitute a current mirror, which is variable depending on the size ratio of the amplifying transistor 603 and the current mirror transistor 607 and the output current of the reference current source circuit 608. The current value of the gain amplifier 600, that is, the current value flowing through the output bias terminal 606 is determined. Since the gain of the variable gain amplifier 600 is determined by the value of the current flowing through the output bias terminal 606, by changing the ratio of the sizes of the amplification transistor 603 and the current mirror transistor 607 and the output current of the reference current source circuit 608, The gain can be changed.

図５は、図３に示す可変利得アンプ６００の電流値に対する利得特性を示すグラフである。図５に示す実線は、増幅用トランジスタ６０３，カレントミラー用トランジスタ６０７の閾値電圧Ｖｔｈが典型値（中心値）となるＴ状態における利得特性を示す。図５に示す一点鎖線は、増幅用トランジスタ６０３，カレントミラー用トランジスタ６０７の閾値電圧Ｖｔｈが低い値となるＦ状態における利得特性を示す。図５に示す点線は、増幅用トランジスタ６０３，カレントミラー用トランジスタ６０７の閾値電圧Ｖｔｈが高い値となるＳ状態における利得特性を示す。   FIG. 5 is a graph showing gain characteristics with respect to the current value of the variable gain amplifier 600 shown in FIG. The solid line shown in FIG. 5 indicates the gain characteristic in the T state where the threshold voltage Vth of the amplifying transistor 603 and the current mirror transistor 607 is a typical value (center value). 5 indicates the gain characteristic in the F state where the threshold voltage Vth of the amplifying transistor 603 and the current mirror transistor 607 is low. The dotted lines shown in FIG. 5 indicate the gain characteristics in the S state where the threshold voltage Vth of the amplifying transistor 603 and the current mirror transistor 607 is high.

図５の横軸は、可変利得アンプ６００の電流値を表す。図５の縦軸は、可変利得アンプ６００の利得を表す。図５では、可変利得アンプ６００の電流値が増加すると、可変利得アンプ６００の利得は増加する。また、プロセスばらつきによって、可変利得アンプ６００の利得特性は変化する。   The horizontal axis of FIG. 5 represents the current value of the variable gain amplifier 600. 5 represents the gain of the variable gain amplifier 600. In FIG. 5, when the current value of the variable gain amplifier 600 increases, the gain of the variable gain amplifier 600 increases. Further, the gain characteristics of the variable gain amplifier 600 change due to process variations.

具体的には、可変利得アンプ６００の電流値をＩａｔとすると、可変利得アンプ６００の利得はＴ状態では目標値Ｇａとなるが、Ｆ状態では目標値Ｇａより高く、Ｓ状態では目標値Ｇａより低くなる。   Specifically, when the current value of the variable gain amplifier 600 is Iat, the gain of the variable gain amplifier 600 is the target value Ga in the T state, but is higher than the target value Ga in the F state, and higher than the target value Ga in the S state. Lower.

本実施形態では、可変利得アンプ６００は、可変利得アンプ６００の電流値を、Ｆ状態ではＴ状態よりも低い電流値Ｉａｆに変更し、Ｓ状態ではＴ状態より高い電流値Ｉａｓに変更することで、可変利得アンプ６００の目標値Ｇａの利得を得ることができる。即ち、可変利得アンプ６００は、可変利得アンプ６００の電流値を変更することで利得を変更でき、プロセスばらつきによらず、ミキサ５０４ａ，５０４ｂの出力電力を一定に調整できる。   In the present embodiment, the variable gain amplifier 600 changes the current value of the variable gain amplifier 600 to a current value Iaf that is lower than the T state in the F state and to a current value Ias that is higher than the T state in the S state. The gain of the target value Ga of the variable gain amplifier 600 can be obtained. That is, the variable gain amplifier 600 can change the gain by changing the current value of the variable gain amplifier 600, and can adjust the output power of the mixers 504a and 504b to be constant regardless of process variations.

図６は、レベル検出制御部５１４の内部構成の一例を示すブロック図である。図６に示すレベル検出制御部５１４は、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ：Analog Digital Converter）５２１と、レベル比較部５２２と、レベル制御部５２３とを含む。   FIG. 6 is a block diagram illustrating an example of an internal configuration of the level detection control unit 514. The level detection control unit 514 illustrated in FIG. 6 includes an analog-digital converter (ADC) 521, a level comparison unit 522, and a level control unit 523.

アナログデジタル変換器５２１は、パワー検波器５１３の検波出力としてのアナログの高周波送信信号のパワー（電力又はレベル）を、パワー（電力又はレベル）に応じたデジタル値に変換してレベル比較部５２２に出力する。   The analog-digital converter 521 converts the power (power or level) of the analog high-frequency transmission signal as the detection output of the power detector 513 into a digital value corresponding to the power (power or level), and sends it to the level comparison unit 522. Output.

レベル比較部５２２は、アナログデジタル変換器５２１の出力値（デジタルコード、デジタル値）から電力増幅器５０３の出力電力ＰＯＵＴを算出（検出）し、電力増幅器５０３の出力電力ＰＯＵＴと予め定められた基準出力電力Ｐｄｅｆとを比較して比較結果をレベル制御部５２３に出力する。   The level comparison unit 522 calculates (detects) the output power POUT of the power amplifier 503 from the output value (digital code, digital value) of the analog-digital converter 521, and outputs the output power POUT of the power amplifier 503 and a predetermined reference output. The power Pdef is compared and the comparison result is output to the level control unit 523.

レベル制御部５２３は、電力増幅器５０３の出力電力ＰＯＵＴと基準出力電力Ｐｄｅｆとの比較結果に応じて、ベースバンド可変利得アンプ５０７ａ，５０７ｂと、ＶＣＯ可変利得アンプ５１０、ローカル可変利得アンプ５０８及びハイブリッド可変利得アンプ５０５ａ，５０５ｂのうち、利得を変更させる変更対象の各可変利得アンプに対し、変更後の各利得を設定するための制御信号値を含む制御信号を生成する。   The level control unit 523 determines the baseband variable gain amplifiers 507a and 507b, the VCO variable gain amplifier 510, the local variable gain amplifier 508, and the hybrid variable in accordance with the comparison result between the output power POUT of the power amplifier 503 and the reference output power Pdef. Among the gain amplifiers 505a and 505b, a control signal including a control signal value for setting each changed gain is generated for each variable gain amplifier to be changed.

レベル制御部５２３は、ベースバンド可変利得アンプ５０７ａ，５０７ｂと、ＶＣＯ可変利得アンプ５１０、ローカル可変利得アンプ５０８及びハイブリッド可変利得アンプ５０５ａ，５０５ｂのうち、変更対象の各可変利得アンプに、生成した制御信号を出力する。なお、基準出力電力Ｐｄｅｆはレベル比較部５２２に外部から入力されても良いし、予めレベル比較部５２２に記憶されても良い。   The level control unit 523 generates the control generated for each variable gain amplifier to be changed among the baseband variable gain amplifiers 507a and 507b, the VCO variable gain amplifier 510, the local variable gain amplifier 508, and the hybrid variable gain amplifiers 505a and 505b. Output a signal. The reference output power Pdef may be input from the outside to the level comparison unit 522 or may be stored in the level comparison unit 522 in advance.

図７は、第１の実施形態の無線通信装置１０００における送信信号の電力制御動作の詳細な内容を説明するフローチャートである。図７では、「ＶＧＡ ＬＯＯＰ」、即ちベースバンド可変利得アンプ５０７ａ，５０７ｂの各利得が変更される動作が先に開始され、「ＶＧＡ ＬＯＯＰ」の後に、「ＬＯ ＬＯＯＰ」、即ちＶＣＯ可変利得アンプ５１０、ローカル可変利得アンプ５０８及びハイブリッド可変利得アンプ５０５ａ，５０５ｂのうち少なくとも１つの各利得が変更される動作が開始される。   FIG. 7 is a flowchart for explaining the detailed contents of the power control operation of the transmission signal in the wireless communication apparatus 1000 according to the first embodiment. In FIG. 7, “VGA LOOP”, that is, the operation of changing the gains of the baseband variable gain amplifiers 507 a and 507 b is started first. After “VGA LOOP”, “LO LOOP”, that is, the VCO variable gain amplifier 510. Then, the operation of changing the gain of at least one of the local variable gain amplifier 508 and the hybrid variable gain amplifiers 505a and 505b is started.

図７において、例えばベースバンド可変利得アンプ５０７ａ，５０７ｂと、ＶＣＯ可変利得アンプ５１０と、ローカル可変利得アンプ５０８と、ハイブリッド可変利得アンプ５０５ａ，５０５ｂとの各利得は最小値（初期値）に設定される（Ｓ１０００）。また、入力端子５１２ａ，５１２ｂにテスト用のベースバンド送信信号が入力される（Ｓ１０００）。   In FIG. 7, for example, the gains of the baseband variable gain amplifiers 507a and 507b, the VCO variable gain amplifier 510, the local variable gain amplifier 508, and the hybrid variable gain amplifiers 505a and 505b are set to minimum values (initial values). (S1000). In addition, a test baseband transmission signal is input to the input terminals 512a and 512b (S1000).

ここで、テスト用のベースバンド送信信号は、実際に無線通信装置１０００が用いる変調信号でも良いし、ＣＷ（Continuous Wave：無変調連続波）信号でも良い。   Here, the test baseband transmission signal may be a modulation signal actually used by the wireless communication apparatus 1000 or a CW (Continuous Wave) signal.

ミキサ５０４ａは、ベースバンド可変利得アンプ５０７ａが増幅した同相アナログベースバンド信号とハイブリッド可変利得アンプ５０５ａが増幅した同相ローカル信号とを用いて直交変調することで、高周波の同相送信信号を生成して電力増幅器５０３に出力する。   The mixer 504a generates a high-frequency in-phase transmission signal by performing quadrature modulation using the in-phase analog baseband signal amplified by the baseband variable gain amplifier 507a and the in-phase local signal amplified by the hybrid variable gain amplifier 505a. Output to the amplifier 503.

また、ミキサ５０４ｂは、ベースバンド可変利得アンプ５０７ｂが増幅した直交アナログベースバンド信号とハイブリッド可変利得アンプ５０５ｂが増幅した直交ローカル信号とを用いて直交変調することで、高周波の直交送信信号を生成して電力増幅器５０３に出力する。   Further, the mixer 504b generates a high-frequency orthogonal transmission signal by performing orthogonal modulation using the orthogonal analog baseband signal amplified by the baseband variable gain amplifier 507b and the orthogonal local signal amplified by the hybrid variable gain amplifier 505b. To the power amplifier 503.

電力増幅器５０３は、ミキサ５０４ａ，５０４ｂが生成した高周波の同相送信信号と高周波の直交送信信号とが加算された高周波送信信号を増幅し、結合器５０２を介して出力端子５０１に出力する。   The power amplifier 503 amplifies the high-frequency transmission signal obtained by adding the high-frequency in-phase transmission signal generated by the mixers 504 a and 504 b and the high-frequency quadrature transmission signal, and outputs the amplified signal to the output terminal 501 via the coupler 502.

パワー検波器５１３は、結合器５０２により抜き出された高周波送信信号を検波し（Ｓ１００１）、検波出力としての高周波送信信号の電力（レベル）をレベル検出制御部５１４に出力する。   The power detector 513 detects the high-frequency transmission signal extracted by the coupler 502 (S1001), and outputs the power (level) of the high-frequency transmission signal as a detection output to the level detection control unit 514.

レベル検出制御部５１４は、パワー検波器５１３の検波出力としてのアナログの高周波送信信号の電力（レベル）を、パワー（電力又はレベル）に応じたデジタル値に変換して電力増幅器５０３の出力電力ＰＯＵＴを検出する（Ｓ１００２）。   The level detection control unit 514 converts the power (level) of the analog high-frequency transmission signal as the detection output of the power detector 513 into a digital value corresponding to the power (power or level) and outputs the output power POUT of the power amplifier 503. Is detected (S1002).

レベル検出制御部５１４は、電力増幅器５０３の出力電力ＰＯＵＴと予め定められた基準出力電力Ｐｄｅｆとを比較する（Ｓ１００３）。電力増幅器５０３の出力電力ＰＯＵＴが基準出力電力Ｐｄｅｆより大きい場合には（Ｓ１００３、ＮＯ）、電力増幅器５０３の出力電力ＰＯＵＴが所望電力を超えているので、図７に示す無線通信装置１０００における送信信号の電力制御動作は終了する。   The level detection control unit 514 compares the output power POUT of the power amplifier 503 with a predetermined reference output power Pdef (S1003). If the output power POUT of the power amplifier 503 is larger than the reference output power Pdef (S1003, NO), the output power POUT of the power amplifier 503 exceeds the desired power, so the transmission signal in the wireless communication apparatus 1000 shown in FIG. This power control operation ends.

一方、レベル検出制御部５１４は、電力増幅器５０３の出力電力ＰＯＵＴが基準出力電力Ｐｄｅｆより小さいと判定した場合には（Ｓ１００３、ＹＥＳ）、ＶＧＡ利得、即ちベースバンド可変利得アンプ５０７ａ，５０７ｂの利得が上限値であるか否かを判定する（Ｓ１００４）。   On the other hand, when the level detection control unit 514 determines that the output power POUT of the power amplifier 503 is smaller than the reference output power Pdef (S1003, YES), the VGA gain, that is, the gains of the baseband variable gain amplifiers 507a and 507b It is determined whether it is an upper limit value (S1004).

レベル検出制御部５１４は、ベースバンド可変利得アンプ５０７ａ，５０７ｂの利得が上限値ではないと判定した場合には（Ｓ１００４、ＮＯ）、ベースバンド可変利得アンプ５０７ａ，５０７ｂの各利得を１ステップ増加するための制御信号値を含む制御信号を生成してベースバンド可変利得アンプ５０７ａ，５０７ｂに出力する。ベースバンド可変利得アンプ５０７ａ，５０７ｂは、レベル検出制御部５１４が生成した制御信号に応じて、現在の各利得を１ステップ増加する（Ｓ１００５）。ステップＳ１００５の後、無線通信装置１０００の動作はステップＳ１００１に進む。   When the level detection control unit 514 determines that the gains of the baseband variable gain amplifiers 507a and 507b are not the upper limit values (S1004, NO), each level of the baseband variable gain amplifiers 507a and 507b is increased by one step. A control signal including a control signal value is generated and output to the baseband variable gain amplifiers 507a and 507b. The baseband variable gain amplifiers 507a and 507b increase each current gain by one step according to the control signal generated by the level detection control unit 514 (S1005). After step S1005, the operation of the wireless communication apparatus 1000 proceeds to step S1001.

レベル検出制御部５１４は、ベースバンド可変利得アンプ５０７ａ，５０７ｂの利得が上限値であると判定した場合には（Ｓ１００４、ＹＥＳ）、「ＶＧＡ ＬＯＯＰ」を終了して「ＬＯ ＬＯＯＰ」を開始する。   When the level detection control unit 514 determines that the gains of the baseband variable gain amplifiers 507a and 507b are the upper limit values (S1004, YES), the level detection control unit 514 ends “VGA LOOP” and starts “LO LOOP”.

即ち、レベル検出制御部５１４は、ＶＣＯ可変利得アンプ５１０、ローカル可変利得アンプ５０８及びハイブリッド可変利得アンプ５０５ａ，５０５ｂのうち少なくとも１つの各利得を現在の各利得から１ステップ増加するための制御信号値を含む制御信号を生成してＶＣＯ可変利得アンプ５１０、ローカル可変利得アンプ５０８及びハイブリッド可変利得アンプ５０５ａ，５０５ｂのうち少なくとも１つに出力する。   That is, the level detection control unit 514 controls the control signal value for increasing at least one gain of each of the VCO variable gain amplifier 510, the local variable gain amplifier 508, and the hybrid variable gain amplifiers 505a and 505b by one step from each current gain. Is output to at least one of the VCO variable gain amplifier 510, the local variable gain amplifier 508, and the hybrid variable gain amplifiers 505a and 505b.

ＶＣＯ可変利得アンプ５１０、ローカル可変利得アンプ５０８及びハイブリッド可変利得アンプ５０５ａ，５０５ｂのうち少なくとも１つは、レベル検出制御部５１４が生成した制御信号に応じて、現在の各利得を１ステップ増加する（Ｓ２０００）。   At least one of the VCO variable gain amplifier 510, the local variable gain amplifier 508, and the hybrid variable gain amplifiers 505a and 505b increases each current gain by one step according to the control signal generated by the level detection control unit 514 ( S2000).

ミキサ５０４ａは、ベースバンド可変利得アンプ５０７ａが増幅した同相アナログベースバンド信号とハイブリッド可変利得アンプ５０５ａが増幅した同相ローカル信号とを用いて直交変調することで、高周波の同相送信信号を生成して電力増幅器５０３に出力する。   The mixer 504a generates a high-frequency in-phase transmission signal by performing quadrature modulation using the in-phase analog baseband signal amplified by the baseband variable gain amplifier 507a and the in-phase local signal amplified by the hybrid variable gain amplifier 505a. Output to the amplifier 503.

また、ミキサ５０４ｂは、ベースバンド可変利得アンプ５０７ｂが増幅した直交アナログベースバンド信号とハイブリッド可変利得アンプ５０５ｂが増幅した直交ローカル信号とを用いて直交変調することで、高周波の直交送信信号を生成して電力増幅器５０３に出力する。   Further, the mixer 504b generates a high-frequency orthogonal transmission signal by performing orthogonal modulation using the orthogonal analog baseband signal amplified by the baseband variable gain amplifier 507b and the orthogonal local signal amplified by the hybrid variable gain amplifier 505b. To the power amplifier 503.

電力増幅器５０３は、ミキサ５０４ａ，５０４ｂが生成した高周波の同相送信信号と高周波の直交送信信号とが加算された高周波送信信号を増幅し、結合器５０２を介して出力端子５０１に出力する。   The power amplifier 503 amplifies the high-frequency transmission signal obtained by adding the high-frequency in-phase transmission signal generated by the mixers 504 a and 504 b and the high-frequency quadrature transmission signal, and outputs the amplified signal to the output terminal 501 via the coupler 502.

パワー検波器５１３は、結合器５０２により抜き出された高周波送信信号を検波し（Ｓ２００１）、検波出力としての高周波送信信号の電力（レベル）をレベル検出制御部５１４に出力する。   The power detector 513 detects the high-frequency transmission signal extracted by the coupler 502 (S2001), and outputs the power (level) of the high-frequency transmission signal as a detection output to the level detection control unit 514.

レベル検出制御部５１４は、パワー検波器５１３の検波出力としてのアナログの高周波送信信号の電力（レベル）を、パワー（電力又はレベル）に応じたデジタル値に変換して電力増幅器５０３の出力電力ＰＯＵＴを検出する（Ｓ２００２）。   The level detection control unit 514 converts the power (level) of the analog high-frequency transmission signal as the detection output of the power detector 513 into a digital value corresponding to the power (power or level) and outputs the output power POUT of the power amplifier 503. Is detected (S2002).

レベル検出制御部５１４は、電力増幅器５０３の出力電力ＰＯＵＴと予め定められた基準出力電力Ｐｄｅｆとを比較する（Ｓ２００３）。電力増幅器５０３の出力電力ＰＯＵＴが基準出力電力Ｐｄｅｆより大きい場合には（Ｓ２００３、ＮＯ）、電力増幅器５０３の出力電力ＰＯＵＴが所望電力を超えているので、図７に示す無線通信装置１０００における送信信号の電力制御動作は終了する。   The level detection control unit 514 compares the output power POUT of the power amplifier 503 with a predetermined reference output power Pdef (S2003). If the output power POUT of the power amplifier 503 is larger than the reference output power Pdef (S2003, NO), the output power POUT of the power amplifier 503 exceeds the desired power, so the transmission signal in the wireless communication apparatus 1000 shown in FIG. This power control operation ends.

一方、レベル検出制御部５１４は、電力増幅器５０３の出力電力ＰＯＵＴが基準出力電力Ｐｄｅｆより小さいと判定した場合には（Ｓ２００３、ＹＥＳ）、ＬＯ利得、即ちＶＣＯ可変利得アンプ５１０、ローカル可変利得アンプ５０８及びハイブリッド可変利得アンプ５０５ａ，５０５ｂのうち少なくとも１つの各利得が上限値であるか否かを判定する（Ｓ２００４）。   On the other hand, when the level detection control unit 514 determines that the output power POUT of the power amplifier 503 is smaller than the reference output power Pdef (S2003, YES), the LO gain, that is, the VCO variable gain amplifier 510, the local variable gain amplifier 508 In step S2004, it is determined whether at least one of the hybrid variable gain amplifiers 505a and 505b has an upper limit value.

レベル検出制御部５１４がＶＣＯ可変利得アンプ５１０、ローカル可変利得アンプ５０８及びハイブリッド可変利得アンプ５０５ａ，５０５ｂのうち少なくとも１つの各利得が上限値ではないと判定した場合には（Ｓ２００４、ＮＯ）、無線通信装置１０００の動作はステップＳ２０００に戻る。   If the level detection control unit 514 determines that at least one of the gains of the VCO variable gain amplifier 510, the local variable gain amplifier 508, and the hybrid variable gain amplifiers 505a and 505b is not the upper limit value (S2004, NO), the wireless The operation of the communication apparatus 1000 returns to step S2000.

一方、レベル検出制御部５１４は、ＶＣＯ可変利得アンプ５１０、ローカル可変利得アンプ５０８及びハイブリッド可変利得アンプ５０５ａ，５０５ｂのうち少なくとも１つの各利得が上限値であると判定した場合には（Ｓ２００４、ＹＥＳ）、無線通信装置１０００の動作は終了する。   On the other hand, when the level detection control unit 514 determines that at least one of the VCO variable gain amplifier 510, the local variable gain amplifier 508, and the hybrid variable gain amplifiers 505a and 505b is the upper limit value (S2004, YES) ), The operation of the wireless communication apparatus 1000 ends.

以上により、本実施形態の無線通信装置１０００は、例えば「ＶＧＡ ＬＯＯＰ」の次に「ＬＯ ＬＯＯＰ」を実行することで、プロセスばらつきによってミキサ５０４ａ，５０４ｂの利得が低下した場合でも、ミキサ５０４ａ，５０４ｂに入力されるローカル信号（同相ローカル信号，直交ローカル信号）の電力を増加させ、電力増幅器５０３の所望の出力電力を得ることができる。   As described above, the wireless communication apparatus 1000 according to the present embodiment executes “LO LOOP” next to “VGA LOOP”, for example, so that even when the gain of the mixers 504a and 504b decreases due to process variations, the mixers 504a and 504b. The power of the local signal (in-phase local signal, quadrature local signal) input to the power amplifier 503 can be increased, and a desired output power of the power amplifier 503 can be obtained.

即ち、無線通信装置１０００は、トランジスタの閾値電圧がプロセスばらつきによって所望値から変動しても、高周波送信信号の所望電力を得ることができる。   That is, the wireless communication apparatus 1000 can obtain the desired power of the high-frequency transmission signal even if the threshold voltage of the transistor fluctuates from a desired value due to process variations.

なお、本実施形態では図８（Ａ）に示す「ＶＧＡ ＬＯＯＰ」の後に「ＬＯ ＬＯＯＰ」が実行されるが、例えば図８（Ｅ）に示す「ＬＯ ＬＯＯＰ」の後に「ＶＧＡ ＬＯＯＰ」が実行されても良い。   In this embodiment, “LO LOOP” is executed after “VGA LOOP” shown in FIG. 8A. For example, “VGA LOOP” is executed after “LO LOOP” shown in FIG. May be.

また、ベースバンド可変利得アンプ５０７ａ，５０７ｂと、ＶＣＯ可変利得アンプ５１０、ローカル可変利得アンプ５０８及びハイブリッド可変利得アンプ５０５ａ，５０５ｂのうち少なくとも１つとの各利得が変更されれば、各利得の変更順序は限定されない。例えば図８（Ｂ）〜（Ｄ）に示す順序に従って利得が変更されても良い。   If the gains of the baseband variable gain amplifiers 507a and 507b and at least one of the VCO variable gain amplifier 510, the local variable gain amplifier 508, and the hybrid variable gain amplifiers 505a and 505b are changed, the order of changing the gains is changed. Is not limited. For example, the gain may be changed according to the order shown in FIGS.

ここで、図８（Ａ）〜（Ｅ）は、第１の実施形態の無線通信装置１０００における送信信号の電力制御動作の他の一例を簡易に説明するフローチャートである。図８（Ａ）〜（Ｅ）に示す「ＶＧＡ ＬＯＯＰ」，「ＶＧＡ ＬＯＯＰ１」，「ＶＧＡ ＬＯＯＰ２」は、ベースバンド可変利得アンプ５０７ａ，５０７ｂの各利得が図７に示す「ＶＧＡ ＬＯＯＰ」に従って変更される動作を表す。図８（Ｂ），（Ｄ）に示す「ＶＣＯ ＬＯＯＰ」は、ＶＣＯ可変利得アンプ５１０の利得が図７に示す「ＬＯ ＬＯＯＰ」に従って変更される動作を表す。   Here, FIGS. 8A to 8E are flowcharts for simply explaining another example of the power control operation of the transmission signal in the wireless communication apparatus 1000 of the first embodiment. In “VGA LOOP”, “VGA LOOP1”, and “VGA LOOP2” shown in FIGS. 8A to 8E, the gains of the baseband variable gain amplifiers 507a and 507b are changed according to “VGA LOOP” shown in FIG. Represents the action. “VCO LOOP” shown in FIGS. 8B and 8D represents an operation in which the gain of the VCO variable gain amplifier 510 is changed according to “LO LOOP” shown in FIG.

図８（Ｂ），（Ｄ）に示す「ＬＯＳＷ ＬＯＯＰ」は、ローカル可変利得アンプ５０８の利得が図７に示す「ＬＯ ＬＯＯＰ」に従って変更される動作を表す。更に、図８（Ｂ），（Ｄ）に示す「ＨＹＢ ＬＯＯＰ」は、ハイブリッド可変利得アンプ５０５ａ，５０５ｂの利得が図７に示す「ＬＯ ＬＯＯＰ」に従って変更される動作を表す。   “LOSW LOOP” shown in FIGS. 8B and 8D represents an operation in which the gain of the local variable gain amplifier 508 is changed according to “LO LOOP” shown in FIG. Further, “HYB LOOP” shown in FIGS. 8B and 8D represents an operation in which the gains of the hybrid variable gain amplifiers 505a and 505b are changed according to “LO LOOP” shown in FIG.

図８（Ｂ）に示す「ＶＣＯ ＬＯＯＰ」，「ＬＯＳＷ ＬＯＯＰ」，「ＨＹＢ ＬＯＯＰ」は、ローカル信号、又は、同相ローカル信号及び直交ローカル信号の出力電力が増加するように、ＶＣＯ可変利得アンプ５１０、ローカル可変利得アンプ５０８及びハイブリッド可変利得アンプ５０５ａ，５０５ｂのうち少なくとも１つの各利得が変更される動作を表す。   “VCO LOOP”, “LOSW LOOP”, and “HYB LOOP” shown in FIG. 8B are used to increase the output power of the local signal, or the in-phase local signal and the quadrature local signal, This represents an operation in which at least one of the local variable gain amplifier 508 and the hybrid variable gain amplifiers 505a and 505b is changed.

これにより、無線通信装置１０００は、ミキサ５０４ａ，５０４ｂに入力される同相ローカル信号及び直交ローカル信号の入力電力の可変幅を大きくすることができる。   As a result, the wireless communication apparatus 1000 can increase the variable width of the input power of the in-phase local signal and the orthogonal local signal input to the mixers 504a and 504b.

また、図７に示すステップＳ１００４及びステップＳ２００４では、各利得が上限値まで増加される場合を想定して説明したが、特に上限値まで増加される必要はなく、所定の設定値（例えば中間値）まで増加される場合でも良い（図８（Ｃ）又は図８（Ｄ）参照）。   Further, in steps S1004 and S2004 shown in FIG. 7, the case where each gain is increased to the upper limit value has been described. However, it is not particularly necessary to increase the upper limit value, and a predetermined set value (for example, an intermediate value) ) May be increased (see FIG. 8C or FIG. 8D).

図９は、ミキサ５０４ａ，５０４ｂに入力されるベースバンド信号とミキサ５０４ａ，５０４ｂから出力される高周波送信信号との電力特性を示すグラフである。図９に示す実線は、ローカル信号の入力電力がＰＬ１における電力特性を示す。図９に示す二点鎖線は、ローカル信号の入力電力がＰＬ２における電力特性を示す。入力電力ＰＬ１＜入力電力ＰＬ２とする。   FIG. 9 is a graph showing the power characteristics of the baseband signal input to the mixers 504a and 504b and the high-frequency transmission signal output from the mixers 504a and 504b. The solid line shown in FIG. 9 indicates the power characteristics when the input power of the local signal is PL1. The two-dot chain line shown in FIG. 9 indicates the power characteristics when the input power of the local signal is PL2. Input power PL1 <input power PL2.

ローカル信号の入力電力がＰＬ１の場合、ベースバンド可変利得アンプ５０７ａ，５０７ｂの利得をＧｖ０からＧｖ１に増加することで、ミキサ５０４ａ，５０４ｂに入力されるベースバンド信号の入力電力はＰｖ０からＰｖ１に増加するが、Ｐｖ１付近ではミキサ５０４ａ，５０４ｂの飽和が始まり、利得Ｇｖ２に対応する入力電力Ｐｖ２ではかなり飽和し、ミキサ５０４ａ，５０４ｂの特性は歪む。   When the input power of the local signal is PL1, the input power of the baseband signal input to the mixers 504a and 504b increases from Pv0 to Pv1 by increasing the gain of the baseband variable gain amplifiers 507a and 507b from Gv0 to Gv1. However, in the vicinity of Pv1, the mixers 504a and 504b start to be saturated, and the input power Pv2 corresponding to the gain Gv2 is considerably saturated, and the characteristics of the mixers 504a and 504b are distorted.

このため、電力増幅器５０３の出力電力が所望電力Ｐｏに至らない場合、ミキサ５０４ａ，５０４ｂの歪み特性によって無線通信装置１０００として信号精度（例えばＥＶＭ（Error Vector Magnitude））が劣化する場合がある。   For this reason, when the output power of the power amplifier 503 does not reach the desired power Po, the signal accuracy (for example, EVM (Error Vector Magnitude)) of the wireless communication apparatus 1000 may deteriorate due to the distortion characteristics of the mixers 504a and 504b.

無線通信装置１０００は、ローカル信号の入力電力をＰＬ１からＰＬ２に増加することで、ベースバンド信号の入力電力Ｐｖ１ではミキサ５０４ａ，５０４の飽和を抑制してミキサ５０４ａ，５０４ｂを線形動作させ、ベースバンド信号の入力電力Ｐｖ２付近から飽和するようにミキサ５０４ａ，５０４ｂの線形性を向上させる。これにより、無線通信装置１０００は、送信信号の精度を保ったまま、所望電力Ｐｏを得ることができる。   The wireless communication apparatus 1000 increases the input power of the local signal from PL1 to PL2, thereby suppressing the saturation of the mixers 504a and 504 at the input power Pv1 of the baseband signal and linearly operating the mixers 504a and 504b. The linearity of the mixers 504a and 504b is improved so as to saturate from the vicinity of the signal input power Pv2. As a result, the wireless communication apparatus 1000 can obtain the desired power Po while maintaining the accuracy of the transmission signal.

従って、図１０に示すように、無線通信装置１０００は、「ＶＧＡ ＬＯＯＰ１」において、ベースバンド可変利得アンプ５０７ａ，５０７ｂの利得を所定の設定値Ｇｖ１まで増加し（Ｓ１００４’）、ベースバンド可変利得アンプ５０７ａ，５０７ｂの利得が設定値ＧＶ１となった時点において、「ＬＯ ＬＯＯＰ」の動作を実行する。   Therefore, as shown in FIG. 10, the radio communication apparatus 1000 increases the gains of the baseband variable gain amplifiers 507a and 507b to a predetermined set value Gv1 in “VGA LOOP1” (S1004 ′). When the gains of 507a and 507b reach the set value GV1, the “LO LOOP” operation is executed.

図１０は、図８（Ｃ）に示す送信信号の電力制御動作の詳細な内容を説明するフローチャートである。なお、図１０に示すフローチャートでは、図７に示す動作と同一の動作については同一の符号を付して説明を省略又は簡略化し、異なる内容について説明する。   FIG. 10 is a flowchart for explaining the detailed contents of the power control operation of the transmission signal shown in FIG. In the flowchart shown in FIG. 10, the same operations as those shown in FIG. 7 are denoted by the same reference numerals, description thereof is omitted or simplified, and different contents are described.

更に、無線通信装置１０００は、「ＬＯ ＬＯＯＰ」においてＶＣＯ可変利得アンプ５１０、ローカル可変利得アンプ５０８及びハイブリッド可変利得アンプ５０５ａ，５０５ｂのうち少なくとも１つの利得が上限値でも、電力増幅器５０３の出力電力が所望電力Ｐｏに満たない場合には、「ＶＧＡ ＬＯＯＰ２」の動作を実行する。   Further, in the wireless communication apparatus 1000, in “LO LOOP”, the output power of the power amplifier 503 is low even when at least one of the VCO variable gain amplifier 510, the local variable gain amplifier 508, and the hybrid variable gain amplifiers 505a and 505b has an upper limit value. When the desired power Po is not reached, the operation of “VGA LOOP2” is executed.

具体的には、レベル検出制御部５１４は、ベースバンド可変利得アンプ５０７ａ，５０７ｂの各利得を設定値Ｇｖ１から１ステップ増加するための制御信号値を含む制御信号を生成してベースバンド可変利得アンプ５０７ａ，５０７ｂに出力する。ベースバンド可変利得アンプ５０７ａ，５０７ｂは、レベル検出制御部５１４が生成した制御信号に応じて、現在の各利得（＝設定値Ｇｖ１）を１ステップ増加する（Ｓ３０００）。   Specifically, the level detection control unit 514 generates a control signal including a control signal value for increasing each gain of the baseband variable gain amplifiers 507a and 507b by one step from the set value Gv1, thereby generating a baseband variable gain amplifier. The data is output to 507a and 507b. The baseband variable gain amplifiers 507a and 507b increase the current gain (= set value Gv1) by one step according to the control signal generated by the level detection control unit 514 (S3000).

ミキサ５０４ａは、ベースバンド可変利得アンプ５０７ａが増幅した同相アナログベースバンド信号とハイブリッド可変利得アンプ５０５ａが増幅した同相ローカル信号とを用いて直交変調することで、高周波の同相送信信号を生成して電力増幅器５０３に出力する。   The mixer 504a generates a high-frequency in-phase transmission signal by performing quadrature modulation using the in-phase analog baseband signal amplified by the baseband variable gain amplifier 507a and the in-phase local signal amplified by the hybrid variable gain amplifier 505a. Output to the amplifier 503.

また、ミキサ５０４ｂは、ベースバンド可変利得アンプ５０７ｂが増幅した直交アナログベースバンド信号とハイブリッド可変利得アンプ５０５ｂが増幅した直交ローカル信号とを用いて直交変調することで、高周波の直交送信信号を生成して電力増幅器５０３に出力する。   Further, the mixer 504b generates a high-frequency orthogonal transmission signal by performing orthogonal modulation using the orthogonal analog baseband signal amplified by the baseband variable gain amplifier 507b and the orthogonal local signal amplified by the hybrid variable gain amplifier 505b. To the power amplifier 503.

電力増幅器５０３は、ミキサ５０４ａ，５０４ｂが生成した高周波の同相送信信号と高周波の直交送信信号とが加算された高周波送信信号を増幅し、結合器５０２を介して出力端子５０１に出力する。   The power amplifier 503 amplifies the high-frequency transmission signal obtained by adding the high-frequency in-phase transmission signal generated by the mixers 504 a and 504 b and the high-frequency quadrature transmission signal, and outputs the amplified signal to the output terminal 501 via the coupler 502.

パワー検波器５１３は、結合器５０２により抜き出された高周波送信信号を検波し（Ｓ３００１）、検波出力としての高周波送信信号の電力（レベル）をレベル検出制御部５１４に出力する。   The power detector 513 detects the high-frequency transmission signal extracted by the coupler 502 (S3001), and outputs the power (level) of the high-frequency transmission signal as a detection output to the level detection control unit 514.

レベル検出制御部５１４は、パワー検波器５１３の検波出力としてのアナログの高周波送信信号の電力（レベル）を、パワー（電力又はレベル）に応じたデジタル値に変換して電力増幅器５０３の出力電力ＰＯＵＴを検出する（Ｓ３００２）。   The level detection control unit 514 converts the power (level) of the analog high-frequency transmission signal as the detection output of the power detector 513 into a digital value corresponding to the power (power or level) and outputs the output power POUT of the power amplifier 503. Is detected (S3002).

レベル検出制御部５１４は、電力増幅器５０３の出力電力ＰＯＵＴと予め定められた基準出力電力Ｐｄｅｆとを比較する（Ｓ３００３）。電力増幅器５０３の出力電力ＰＯＵＴが基準出力電力Ｐｄｅｆより大きい場合には（Ｓ３００３、ＮＯ）、電力増幅器５０３の出力電力ＰＯＵＴが所望電力を超えているので、図１０に示す無線通信装置１０００における送信信号の電力制御動作は終了する。   The level detection control unit 514 compares the output power POUT of the power amplifier 503 with a predetermined reference output power Pdef (S3003). When the output power POUT of the power amplifier 503 is larger than the reference output power Pdef (S3003, NO), the output power POUT of the power amplifier 503 exceeds the desired power, so the transmission signal in the wireless communication apparatus 1000 shown in FIG. This power control operation ends.

一方、レベル検出制御部５１４は、電力増幅器５０３の出力電力ＰＯＵＴが基準出力電力Ｐｄｅｆより小さいと判定した場合には（Ｓ３００３、ＹＥＳ）、ＶＧＡ利得、即ちベースバンド可変利得アンプ５０７ａ，５０７ｂの各利得が上限値であるか否かを判定する（Ｓ３００４）。ステップＳ３００４においてベースバンド可変利得アンプ５０７ａ，５０７ｂの各利得が上限値である場合には（Ｓ３００４、ＹＥＳ）、無線通信装置１０００の送信信号の電力制御動作は終了する。   On the other hand, when the level detection control unit 514 determines that the output power POUT of the power amplifier 503 is smaller than the reference output power Pdef (S3003, YES), the VGA gain, that is, each gain of the baseband variable gain amplifiers 507a and 507b. Is an upper limit value (S3004). When the gains of the baseband variable gain amplifiers 507a and 507b are the upper limit values in step S3004 (S3004, YES), the power control operation of the transmission signal of the wireless communication apparatus 1000 ends.

ステップＳ３００４においてベースバンド可変利得アンプ５０７ａ，５０７ｂの各利得が上限値でない場合には（Ｓ３００４、ＮＯ）、無線通信装置１０００の動作はステップＳ３０００に戻る。   When the gains of the baseband variable gain amplifiers 507a and 507b are not the upper limit values in step S3004 (S3004, NO), the operation of the wireless communication apparatus 1000 returns to step S3000.

なお、本実施形態の無線通信装置１０００は、ベースバンド可変利得アンプ５０７ａ，５０７ｂ、ＶＣＯ可変利得アンプ５１０、ローカル可変利得アンプ５０８、ハイブリッド可変利得アンプ５０５ａ，５０５ｂの各利得を変更すると説明したが、他に、ミキサ５０４ａ，５０４ｂ、又は電力増幅器５０３の利得を変更しても良い。   The wireless communication apparatus 1000 according to the present embodiment has been described as changing the gains of the baseband variable gain amplifiers 507a and 507b, the VCO variable gain amplifier 510, the local variable gain amplifier 508, and the hybrid variable gain amplifiers 505a and 505b. In addition, the gain of the mixers 504a and 504b or the power amplifier 503 may be changed.

なお、本実施形態の無線通信装置１０００は、ダイレクトコンバージョン方式を用いているが、特にこの方式に限定する必要は無く、ベースバンド可変利得アンプとローカル可変利得増幅器とを有する方式であれば良く、例えばヘテロダイン方式でも同様の効果が得られる。   The wireless communication apparatus 1000 according to the present embodiment uses a direct conversion method, but is not particularly limited to this method, and may be any method that includes a baseband variable gain amplifier and a local variable gain amplifier. For example, the same effect can be obtained by the heterodyne method.

（第２の実施形態）
第１の実施形態では、送信機としての回路構成を有する無線通信装置１０００が、プロセスばらつきが生じることで、トランジスタの閾値電圧が所望値から変動しても、電力増幅器５０３の出力電力として所望電力Ｐｏを得る動作を説明した。 (Second Embodiment)
In the first embodiment, the wireless communication apparatus 1000 having a circuit configuration as a transmitter causes desired power as output power of the power amplifier 503 even if the threshold voltage of the transistor fluctuates from a desired value due to process variations. The operation of obtaining Po has been described.

第２の実施形態では、送受信機としての回路構成を有する無線通信装置２０００が、プロセスばらつきが生じることでトランジスタの閾値電圧が所望値から変動しても、送信回路において電力増幅器５０３の出力電力として所望電力Ｐｏを得て、更に、受信回路における一定の利得を得る動作を説明する。   In the second embodiment, even if the wireless communication device 2000 having a circuit configuration as a transmitter / receiver has a process variation and the threshold voltage of the transistor fluctuates from a desired value, the output power of the power amplifier 503 in the transmission circuit An operation of obtaining the desired power Po and further obtaining a constant gain in the receiving circuit will be described.

図１１は、第２の実施形態の無線通信装置２０００の回路構成を示す図である。図１１に示す無線通信装置２０００は、送信回路ＴＸと、受信回路ＲＸと、電圧制御発振器５１１と、ＶＣＯ可変利得アンプ５１０と、ローカルスイッチ５０９とを含む。図１１に示す回路構成において、図１に示す回路構成と同一の回路構成については同一の符号を付して説明を省略、簡略化又は補足し、異なる内容について説明する。   FIG. 11 is a diagram illustrating a circuit configuration of the wireless communication apparatus 2000 according to the second embodiment. A radio communication apparatus 2000 shown in FIG. 11 includes a transmission circuit TX, a reception circuit RX, a voltage controlled oscillator 511, a VCO variable gain amplifier 510, and a local switch 509. In the circuit configuration shown in FIG. 11, the same circuit configuration as that shown in FIG. 1 is denoted by the same reference numeral, description thereof is omitted, simplified or supplemented, and different contents will be described.

図１１に示す送信回路ＴＸは、ベースバンド可変利得アンプ５０７ａ，５０７ｂと、ミキサ５０４ａ，５０４ｂと、電圧制御発振器５１１と、ＶＣＯ可変利得アンプ５１０と、ローカルスイッチ５０９と、ローカル可変利得アンプ５０８と、９０度ハイブリッド移相器５０６と、ハイブリッド可変利得アンプ５０５ａ，５０５ｂと、電力増幅器５０３と、結合器５０２と、パワー検波器５１３と、レベル検出制御部５１４とを含む。   A transmission circuit TX shown in FIG. 11 includes baseband variable gain amplifiers 507a and 507b, mixers 504a and 504b, a voltage controlled oscillator 511, a VCO variable gain amplifier 510, a local switch 509, a local variable gain amplifier 508, A 90-degree hybrid phase shifter 506, hybrid variable gain amplifiers 505a and 505b, a power amplifier 503, a coupler 502, a power detector 513, and a level detection control unit 514 are included.

図１１に示す受信回路ＲＸは、ＬＮＡ（低雑音増幅器：Low Noise Amplifier）５５２と、ミキサ５５４ａ，５５４ｂと、ローカル可変利得アンプ５５８と、９０度ハイブリッド移相器５５６と、ハイブリッド可変利得アンプ５５５ａ，５５５ｂと、ベースバンド可変利得アンプ５５７ａ，５５７ｂとを含む。   The receiving circuit RX shown in FIG. 11 includes an LNA (Low Noise Amplifier) 552, mixers 554a and 554b, a local variable gain amplifier 558, a 90-degree hybrid phase shifter 556, a hybrid variable gain amplifier 555a, 555b and baseband variable gain amplifiers 557a and 557b.

ＬＮＡ５５２は、入力端子５５１を介して、高周波受信信号を入力して増幅する。増幅された高周波受信信号は、２つに分岐されてミキサ５５４ａ，５５４ｂに入力される。   The LNA 552 inputs and amplifies the high frequency reception signal via the input terminal 551. The amplified high frequency received signal is branched into two and input to the mixers 554a and 554b.

ローカルスイッチ５０９は、不図示の制御回路が出力した制御信号に応じて、ＶＣＯ可変利得アンプ５１０が増幅したローカル信号を、ローカル可変利得アンプ５０８又はローカル可変利得アンプ５５８に出力する。   The local switch 509 outputs the local signal amplified by the VCO variable gain amplifier 510 to the local variable gain amplifier 508 or the local variable gain amplifier 558 in accordance with a control signal output from a control circuit (not shown).

なお、ローカルスイッチ５０９は、ＶＣＯ可変利得アンプ５１０が増幅したローカル信号を送信回路又は受信回路に切り換えて出力しているが、ローカルスイッチ５０９を設けずに、電圧制御発振器５１１及びＶＣＯ可変利得アンプ５１０が送信回路ＴＸ及び受信回路ＲＸに対して１つずつそれぞれ設けられても良い。   The local switch 509 switches and outputs the local signal amplified by the VCO variable gain amplifier 510 to the transmission circuit or the reception circuit. However, the local switch 509 is not provided, and the voltage controlled oscillator 511 and the VCO variable gain amplifier 510 are provided. May be provided for each of the transmission circuit TX and the reception circuit RX.

ローカル可変利得アンプ５５８は、ローカルスイッチ５０９を介して、ＶＣＯ可変利得アンプ５１０が増幅したローカル信号を増幅して９０度ハイブリッド移相器５５６に出力する。ローカル可変利得アンプ５５８は、レベル検出制御部５１４が生成した制御信号の制御信号値に応じて、利得を変更する。   The local variable gain amplifier 558 amplifies the local signal amplified by the VCO variable gain amplifier 510 via the local switch 509 and outputs the amplified signal to the 90-degree hybrid phase shifter 556. The local variable gain amplifier 558 changes the gain according to the control signal value of the control signal generated by the level detection control unit 514.

９０度ハイブリッド移相器５５６は、ローカル可変利得アンプ５５８が増幅したローカル信号を基に、位相が互いに直交する同相ローカル信号，直交ローカル信号を生成し、同相ローカル信号をハイブリッド可変利得アンプ５５５ａに出力し、直交ローカル信号をハイブリッド可変利得アンプ５５５ｂに出力する。   The 90-degree hybrid phase shifter 556 generates an in-phase local signal and an orthogonal local signal whose phases are orthogonal to each other based on the local signal amplified by the local variable gain amplifier 558, and outputs the in-phase local signal to the hybrid variable gain amplifier 555a. Then, the quadrature local signal is output to the hybrid variable gain amplifier 555b.

ハイブリッド可変利得増幅器としてのハイブリッド可変利得アンプ５５５ａは、９０度ハイブリッド移相器５５６が生成した同相ローカル信号を増幅してミキサ５５４ａに出力する。ハイブリッド可変利得アンプ５５５ａは、レベル検出制御部５１４が生成した制御信号の制御信号値に応じて、利得を変更する。   A hybrid variable gain amplifier 555a as a hybrid variable gain amplifier amplifies the in-phase local signal generated by the 90-degree hybrid phase shifter 556 and outputs the amplified signal to the mixer 554a. The hybrid variable gain amplifier 555a changes the gain according to the control signal value of the control signal generated by the level detection control unit 514.

ハイブリッド可変利得増幅器としてのハイブリッド可変利得アンプ５５５ｂは、９０度ハイブリッド移相器５５６が生成した直交ローカル信号を増幅してミキサ５５４ｂに出力する。ハイブリッド可変利得アンプ５５５ｂは、レベル検出制御部５１４が生成した制御信号の制御信号値に応じて、利得を変更する。   Hybrid variable gain amplifier 555b as a hybrid variable gain amplifier amplifies the orthogonal local signal generated by 90-degree hybrid phase shifter 556 and outputs the amplified signal to mixer 554b. The hybrid variable gain amplifier 555b changes the gain according to the control signal value of the control signal generated by the level detection control unit 514.

受信ミキサとしてのミキサ５５４ａは、ＬＮＡ５５２が増幅したアナログの高周波受信信号とハイブリッド可変利得アンプ５５５ａが増幅した同相ローカル信号とを用いて直交復調することで、同相アナログベースバンド受信信号を生成してベースバンド可変利得アンプ５５７ａに出力する。   The mixer 554a as a reception mixer generates an in-phase analog baseband reception signal by performing quadrature demodulation using the analog high-frequency reception signal amplified by the LNA 552 and the in-phase local signal amplified by the hybrid variable gain amplifier 555a. This is output to the band variable gain amplifier 557a.

受信ミキサとしてのミキサ５５４ｂは、ＬＮＡ５５２が増幅したアナログの高周波受信信号とハイブリッド可変利得アンプ５５５ｂが増幅した直交ローカル信号とを用いて直交復調することで、直交アナログベースバンド受信信号を生成してベースバンド可変利得アンプ５５７ｂに出力する。   The mixer 554b serving as a reception mixer generates an orthogonal analog baseband reception signal by performing orthogonal demodulation using the analog high-frequency reception signal amplified by the LNA 552 and the orthogonal local signal amplified by the hybrid variable gain amplifier 555b. This is output to the band variable gain amplifier 557b.

受信ベースバンド可変利得増幅器としてのベースバンド可変利得アンプ５５７ａ，５５７ｂは、同相アナログベースバンド受信信号，直交アナログベースバンド受信信号を入力して増幅する。増幅された同相アナログベースバンド信号，直交アナログベースバンド信号は、それぞれ出力端子５６２ａ，５６２ｂに出力され、不図示の各ＡＤＣ（Analog Digital Converter）に入力される。   Baseband variable gain amplifiers 557a and 557b as reception baseband variable gain amplifiers input and amplify in-phase analog baseband reception signals and quadrature analog baseband reception signals. The amplified in-phase analog baseband signal and quadrature analog baseband signal are output to output terminals 562a and 562b, respectively, and input to each ADC (Analog Digital Converter) (not shown).

制御部としてのレベル検出制御部５１４は、送信回路ＴＸにおけるローカル可変利得アンプ５０８及びハイブリッド可変利得アンプ５０５ａ，５０５ｂのうち少なくとも１つのうち、利得を変更させる変更対象の各可変利得アンプに対し、変更後の各利得を設定するための制御信号値を含む制御信号を、受信回路ＲＸにおけるローカル可変利得アンプ５５８及びハイブリッド可変利得アンプ５５５ａ，５５５ｂのうち少なくとも１つに同様に出力する。   The level detection control unit 514 serving as a control unit is changed for each variable gain amplifier to be changed to change the gain among at least one of the local variable gain amplifier 508 and the hybrid variable gain amplifiers 505a and 505b in the transmission circuit TX. A control signal including a control signal value for setting each subsequent gain is similarly output to at least one of the local variable gain amplifier 558 and the hybrid variable gain amplifiers 555a and 555b in the reception circuit RX.

即ち、レベル検出制御部５１４は、送信回路ＴＸにおけるローカル可変利得アンプ５０８及びハイブリッド可変利得アンプ５０５ａ，５０５ｂのうち、利得を変更させる変更対象の各可変利得アンプに対し、変更後の各利得を設定する制御信号値を、受信回路ＲＸにおけるローカル可変利得アンプ５５８及びハイブリッド可変利得アンプ５５５ａ，５５５ｂのうち、利得を変更させる変更対象の各可変利得アンプに対し、変更後の利得を設定するための制御信号値として用いる。   In other words, the level detection control unit 514 sets each changed gain for each variable gain amplifier to be changed among the local variable gain amplifier 508 and the hybrid variable gain amplifiers 505a and 505b in the transmission circuit TX. Control for setting the changed gain to each variable gain amplifier to be changed among the local variable gain amplifier 558 and the hybrid variable gain amplifiers 555a and 555b in the receiving circuit RX. Used as signal value.

これにより、レベル検出制御部５１４は、無線通信装置２０００の送信回路ＴＸと同様に、ローカル可変利得アンプ５５８及びハイブリッド可変利得アンプ５５５ａ，５５５ｂのうち少なくとも１つにおいて利得を変更することで、無線通信装置２０００の受信回路ＲＸにおいてもミキサ５５４ａ，５５４ｂに入力されるローカル信号の入力電力を適切な目標値に調整できる。   Thereby, the level detection control unit 514 changes the gain in at least one of the local variable gain amplifier 558 and the hybrid variable gain amplifiers 555a and 555b, similarly to the transmission circuit TX of the wireless communication apparatus 2000, thereby performing wireless communication. Also in the receiving circuit RX of the device 2000, the input power of the local signal input to the mixers 554a and 554b can be adjusted to an appropriate target value.

図１２は、受信回路ＲＸのミキサ５５４ａ，５５４ｂに入力されるローカル信号とミキサ５５４ａ，５５４ｂから出力されるベースバンド信号との電力特性を示すグラフである。図１２に示す実線は、ミキサ５５４ａ，５５４ｂに用いられるトランジスタの閾値電圧Ｖｔｈが典型値（中心値）となるＴ状態における電力特性を示す。図１２に示す一点鎖線は、ミキサ５５４ａ，５５４ｂに用いられるトランジスタの閾値電圧Ｖｔｈが低い値となるＦ状態における電力特性を示す。図１２に示す点線は、ミキサ５５４ａ，５５４ｂに用いられるトランジスタの閾値電圧Ｖｔｈが高い値となるＳ状態における電力特性を示す。   FIG. 12 is a graph illustrating the power characteristics of the local signal input to the mixers 554a and 554b of the reception circuit RX and the baseband signal output from the mixers 554a and 554b. The solid line shown in FIG. 12 indicates the power characteristics in the T state where the threshold voltage Vth of the transistors used in the mixers 554a and 554b is a typical value (center value). The dashed-dotted line shown in FIG. 12 shows the power characteristic in the F state where the threshold voltage Vth of the transistors used in the mixers 554a and 554b is low. The dotted lines shown in FIG. 12 indicate the power characteristics in the S state where the threshold voltage Vth of the transistors used in the mixers 554a and 554b is high.

図１２では、プロセスばらつきによって、送信回路ＴＸのミキサ５０４ａ，５０４ｂと同様に、受信回路ＲＸのミキサ５５４ａ，５５４ｂに入力されるローカル信号の入力電力に対するベースバンド信号の出力電力の特性が異なる。   In FIG. 12, the characteristics of the output power of the baseband signal with respect to the input power of the local signal input to the mixers 554a and 554b of the reception circuit RX are different due to process variations, as in the mixers 504a and 504b of the transmission circuit TX.

具体的には、ローカル信号の入力電力をＰｒｔとすると、出力電力はＴ状態では目標電力Ｐｒｍとなるが、Ｆ状態では目標電力Ｐｒｍより高く、Ｓ状態では目標電力Ｐｒｍより低くなる。即ち、ローカル信号の入力電力が一定であると、Ｓ状態ではトランジスタの閾値電圧Ｖｔｈが高く、最大動作周波数ｆｍａｘが減少してしまい、ミリ波帯を用いる無線通信回路では動作周波数がｆｍａｘと比べて充分低くない（例えば１／１０以下でない）と、Ｓ状態では、ミキサ５５４ａ，５５４ｂの各利得は低下する。   Specifically, when the input power of the local signal is Prt, the output power is the target power Prm in the T state, but is higher than the target power Prm in the F state and lower than the target power Prm in the S state. That is, if the input power of the local signal is constant, the threshold voltage Vth of the transistor is high in the S state, and the maximum operating frequency fmax is reduced. In a wireless communication circuit using the millimeter wave band, the operating frequency is compared with fmax. If not sufficiently low (for example, not less than 1/10), the gains of the mixers 554a and 554b are reduced in the S state.

言い換えると、本実施形態の無線通信装置２０００が単一のチップ（１チップ）のＣＭＯＳにより構成される場合、プロセスばらつきによって、送信回路ＴＸと、受信回路ＲＸとの両方に同様の影響を受ける場合がある。例えば、チップがＦ状態となると、チップ上に構成される送信回路ＴＸ及び受信回路ＲＸも同様にＦ状態となり、送信回路ＴＸ及び受信回路ＲＸに用いられるトランジスタの特性がＦ状態となる。   In other words, when the wireless communication apparatus 2000 of the present embodiment is configured by a single chip (one chip) CMOS, both the transmission circuit TX and the reception circuit RX are similarly affected by process variations. There is. For example, when the chip is in the F state, the transmission circuit TX and the reception circuit RX configured on the chip are similarly in the F state, and the characteristics of the transistors used in the transmission circuit TX and the reception circuit RX are in the F state.

そこで、本実施形態では、無線通信装置２０００は、送信回路ＴＸのミキサ５０４ａ，５０４ｂに入力されるローカル信号の入力電力の設定値を、受信回路ＲＸのミキサ５５４ａ，５５４ｂに入力されるローカル信号の入力電力の設定値に用いる。   Therefore, in the present embodiment, the wireless communication apparatus 2000 uses the set value of the input power of the local signal input to the mixers 504a and 504b of the transmission circuit TX as the local signal input to the mixers 554a and 554b of the reception circuit RX. Used as a setting value for input power.

言い換えると、無線通信装置２０００は、ローカル可変利得アンプ５０８及びハイブリッド可変利得アンプ５０５ａ，５０５ｂのうち、利得を変更させる変更対象の各可変利得アンプに対し、変更後の各利得を設定するための制御信号値を、ローカル可変利得アンプ５５８及びハイブリッド可変利得アンプ５５５ａ，５５５ｂのうち、利得を変更させる変更対象の各可変利得アンプに対し、変更後の各利得を設定するための制御信号値に用いる。   In other words, radio communication apparatus 2000 performs control for setting each changed gain for each variable gain amplifier to be changed among local variable gain amplifier 508 and hybrid variable gain amplifiers 505a and 505b. The signal value is used as a control signal value for setting each changed gain for each variable gain amplifier to be changed among the local variable gain amplifier 558 and the hybrid variable gain amplifiers 555a and 555b.

これにより、無線通信装置２０００は、送信回路ＴＸのミキサ５０４ａ，５０４ｂと受信回路ＲＸのミキサ５５４ａ，５５４ｂとに対してプロセスばらつきの影響が同様に生じても、送信回路ＴＸのミキサ５０４ａ，５０４ｂだけでなく、受信回路ＲＸのミキサ５５４ａ，５５４ｂにおいても一定の利得を得ることができる。   As a result, even if the influence of process variation similarly occurs on the mixers 504a and 504b of the transmission circuit TX and the mixers 554a and 554b of the reception circuit RX, the wireless communication apparatus 2000 only has the mixers 504a and 504b of the transmission circuit TX. In addition, a constant gain can be obtained in the mixers 554a and 554b of the receiving circuit RX.

なお、無線通信装置２０００は、ローカル可変利得アンプ５０８及びハイブリッド可変利得アンプ５０５ａ，５０５ｂのうち、利得を変更させる変更対象の各可変利得アンプに対し、変更後の各利得を設定するための制御信号値と同一の値を、ローカル可変利得アンプ５５８及びハイブリッド可変利得アンプ５５５ａ，５５５ｂのうち、利得を変更させる変更対象の各可変利得アンプに対し、変更後の各利得を設定するための制御信号値に用いなくても良い。   Radio communication apparatus 2000 has a control signal for setting each changed gain for each variable gain amplifier to be changed among local variable gain amplifier 508 and hybrid variable gain amplifiers 505a and 505b. The control signal value for setting each changed gain to the variable gain amplifier to be changed among the local variable gain amplifier 558 and the hybrid variable gain amplifiers 555a and 555b. You do not have to use it.

例えば、無線通信装置２０００は、ローカル可変利得アンプ５０８及びハイブリッド可変利得アンプ５０５ａ，５０５ｂのうち、利得を変更させる変更対象の各可変利得アンプに対し、変更後の各利得を設定するための制御信号値より所定値低い値又は高い値を、ローカル可変利得アンプ５５８及びハイブリッド可変利得アンプ５５５ａ，５５５ｂのうち、利得を変更させる変更対象の各可変利得アンプに対し、変更後の各利得を設定するための制御信号値として用いても良い。これは、送信回路ＴＸのミキサ５０４ａ，５０４ｂと受信回路ＲＸのミキサ５５４ａ，５５４ｂの各ローカル信号の入力電力に対する出力電力特性が一致するとは限らないためである。   For example, the wireless communication apparatus 2000 uses the control signal for setting each changed gain for each variable gain amplifier to be changed among the local variable gain amplifier 508 and the hybrid variable gain amplifiers 505a and 505b. In order to set each changed gain to a variable gain amplifier to be changed among the local variable gain amplifier 558 and the hybrid variable gain amplifiers 555a and 555b with a value lower or higher by a predetermined value than the value. It may be used as a control signal value. This is because the output power characteristics with respect to the input power of the local signals of the mixers 504a and 504b of the transmission circuit TX and the mixers 554a and 554b of the reception circuit RX do not always match.

図１３は、第２の実施形態の無線通信装置２０００における送信信号の電力制御動作の詳細な内容を説明するフローチャートである。なお、図１３に示すフローチャートでは、図７に示す動作と同一の動作については同一の符号を付して説明を省略又は簡略化し、異なる内容について説明する。   FIG. 13 is a flowchart for explaining the detailed contents of the power control operation of the transmission signal in the wireless communication apparatus 2000 according to the second embodiment. In the flowchart shown in FIG. 13, the same operations as those shown in FIG. 7 are denoted by the same reference numerals, description thereof is omitted or simplified, and different contents will be described.

図１３において、送信回路ＴＸのミキサ５０４ａ，５０４ｂに入力されるベースバンド信号及びローカル信号を増幅するための各利得を変更するための動作（「ＴＸ ＬＯＯＰ」）は、ステップＳ１０００〜ステップＳ２００４までの「ＶＧＡ ＬＯＯＰ」及び「ＬＯ ＬＯＯＰ」であり、図７に示すステップＳ１０００〜ステップＳ２００４までの動作と同一であるため説明を省略する。   In FIG. 13, the operation for changing each gain for amplifying the baseband signal and the local signal (“TX LOOP”) input to the mixers 504a and 504b of the transmission circuit TX is performed from step S1000 to step S2004. “VGA LOOP” and “LO LOOP” are the same as the operations from step S1000 to step S2004 shown in FIG.

本実施形態では、無線通信装置２０００は、ステップＳ２００４の後、送信ローカルの利得設定値、即ちローカル可変利得アンプ５０８及びハイブリッド可変利得アンプ５０５ａ，５０５ｂのうち、利得を変更させる変更対象の各可変利得アンプに対し、変更後の各利得を設定する制御信号値と同一の値を、ローカル可変利得アンプ５５８及びハイブリッド可変利得アンプ５５５ａ，５５５ｂのうち利得を変更させる変更対象の各可変利得アンプに対し、変更後の各利得を設定するための制御信号値に用いる（Ｓ４０００、ＲＸ ＵＰＤＡＴＥ）。   In the present embodiment, after step S2004, the wireless communication apparatus 2000 sets each variable gain to be changed to change the gain among the transmission local gain setting values, that is, the local variable gain amplifier 508 and the hybrid variable gain amplifiers 505a and 505b. For each variable gain amplifier to be changed whose gain is changed among the local variable gain amplifier 558 and the hybrid variable gain amplifiers 555a and 555b, the same value as the control signal value for setting each gain after the change to the amplifier. It is used as a control signal value for setting each gain after change (S4000, RX UPDATE).

なお、図１３では、「ＴＸ ＬＯＯＰ」は、「ＶＧＡ ＬＯＯＰ」と「ＬＯ ＬＯＯＰ」とであるが、例えば図８（Ｂ）〜図８（Ｄ）に示す各動作であっても良い。   In FIG. 13, “TX LOOP” is “VGA LOOP” and “LO LOOP”. However, for example, the operations shown in FIGS. 8B to 8D may be performed.

以上により、本実施形態の無線通信装置２０００は、送信回路ＴＸのミキサ５０４ａ，５０４ｂに入力されるローカル信号の入力電力の設定値、言い換えるとローカル可変利得アンプ５０８及びハイブリッド可変利得アンプ５０５ａ，５０５ｂのうち、利得を変更させる変更対象の各可変利得アンプに対し、変更後の各利得を設定するための制御信号値を、受信回路ＲＸのミキサ５５４ａ，５５４ｂに入力されるローカル信号の入力電力の設定値、言い換えるとローカル可変利得アンプ５５８及びハイブリッド可変利得アンプ５５５ａ，５５５ｂのうち、利得を変更させる変更対象の各可変利得アンプに対し、変更後の各利得を設定するための制御信号値として用いる。   As described above, the wireless communication apparatus 2000 according to the present embodiment has the set values of the input power of the local signals input to the mixers 504a and 504b of the transmission circuit TX, in other words, the local variable gain amplifier 508 and the hybrid variable gain amplifiers 505a and 505b. Among these, for each variable gain amplifier to be changed whose gain is to be changed, the control signal value for setting each changed gain is set to the input power of the local signal input to the mixers 554a and 554b of the receiving circuit RX. Among the values, in other words, among the local variable gain amplifier 558 and the hybrid variable gain amplifiers 555a and 555b, it is used as a control signal value for setting each changed gain for each variable gain amplifier to be changed.

これにより、無線通信装置２０００は、プロセスばらつきが生じることで送信回路ＴＸに用いられるトランジスタの閾値電圧が所望値（典型値、中心値）から変動しても、送信回路ＴＸにおいて電力増幅器５０３の出力電力として所望電力Ｐｏを得ることができる。更に、無線通信装置２０００は、プロセスばらつきが生じることで受信回路ＲＸに用いられるトランジスタの閾値電圧が所望値（典型値、中心値）から変動しても、ローカル可変利得アンプ５０８及びハイブリッド可変利得アンプ５０５ａ，５０５ｂのうち、利得を変更させる変更対象の各可変利得アンプに対し、変更後の各利得を設定する制御信号値と同一の値又は所定値高い値又は低い値を用いることで、受信回路ＲＸにおいて一定の利得を得ることができる。   As a result, the wireless communication apparatus 2000 allows the output of the power amplifier 503 in the transmission circuit TX even if the threshold voltage of the transistor used in the transmission circuit TX varies from a desired value (typical value, center value) due to process variations. The desired power Po can be obtained as the power. Further, the wireless communication device 2000 can detect the local variable gain amplifier 508 and the hybrid variable gain amplifier even if the threshold voltage of the transistor used in the reception circuit RX varies from a desired value (typical value, center value) due to process variations. Of the 505a and 505b, for each variable gain amplifier to be changed whose gain is to be changed, the same value as the control signal value for setting each changed gain or a predetermined value higher or lower value is used. A constant gain can be obtained in RX.

以上、図面を参照して各種の実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。   As mentioned above, although various embodiment was described with reference to drawings, it cannot be overemphasized that this indication is not limited to this example. It will be apparent to those skilled in the art that various changes and modifications can be made within the scope of the claims, and these are naturally within the technical scope of the present disclosure. Understood.

本開示は、高周波、特にミリ波帯を用いた送受信機において、プロセスばらつきによる送信電力変動を低減し、安定した送信電力を出力する送受信機として有用である。   The present disclosure is useful as a transceiver that reduces transmission power fluctuation due to process variations and outputs stable transmission power in a transceiver using a high frequency, particularly, a millimeter wave band.

５０２ 結合器
５０３ 電力増幅器
５０４ａ，５０４ｂ，５５４ａ，５５４ｂ ミキサ
５０５ａ，５０５ｂ，５５５ａ，５５５ｂ ハイブリッド可変利得アンプ
５０６，５５６ ９０度ハイブリッド移相器
５０７ａ，５０７ｂ，５５７ａ，５５７ｂ ベースバンド可変利得アンプ
５０８，５５８ ローカル可変利得アンプ
５０９ ローカルスイッチ
５１０ ＶＣＯ可変利得アンプ
５１１ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）
５１３ パワー検波器（ＤＥＴ）
５１４ レベル検出制御部
５５２ ＬＮＡ
１０００，２０００ 無線通信装置 502 Combiner 503 Power amplifier 504a, 504b, 554a, 554b Mixer 505a, 505b, 555a, 555b Hybrid variable gain amplifier 506, 556 90 degree hybrid phase shifter 507a, 507b, 557a, 557b Baseband variable gain amplifier 508, 558 Local Variable gain amplifier 509 Local switch 510 VCO variable gain amplifier 511 Voltage controlled oscillator (VCO)
513 Power detector (DET)
514 Level detection control unit 552 LNA
1000, 2000 wireless communication device

Claims (10)

送信ベースバンド信号を増幅する送信ベースバンド可変利得増幅器と、
増幅された前記送信ベースバンド信号を高周波送信信号に変換する送信ミキサと、
前記送信ミキサに入力されるローカル信号を増幅する送信ローカル可変利得増幅器と、
前記高周波送信信号の電力に応じて、前記送信ベースバンド可変利得増幅器及び前記送信ローカル可変利得増幅器の各利得を変更させる制御部と、を備える、
無線通信装置。 A transmission baseband variable gain amplifier for amplifying a transmission baseband signal;
A transmission mixer for converting the amplified transmission baseband signal into a high-frequency transmission signal;
A transmission local variable gain amplifier for amplifying a local signal input to the transmission mixer;
A controller that changes each gain of the transmission baseband variable gain amplifier and the transmission local variable gain amplifier according to the power of the high-frequency transmission signal;
Wireless communication device. 請求項１に記載の無線通信装置であって、
前記ローカル信号を基に、互いに直交する同相ローカル信号と直交ローカル信号を生成する移相器と、を更に備え、
前記送信ローカル可変利得増幅器は、
前記同相ローカル信号を増幅する第１のハイブリッド可変利得増幅器と、
前記直交ローカル信号を増幅する第２のハイブリッド可変利得増幅器と、を含む、
無線通信装置。 The wireless communication device according to claim 1,
A phase shifter for generating an in-phase local signal and an orthogonal local signal orthogonal to each other based on the local signal;
The transmission local variable gain amplifier includes:
A first hybrid variable gain amplifier that amplifies the in-phase local signal;
A second hybrid variable gain amplifier for amplifying the orthogonal local signal;
Wireless communication device. 請求項１に記載の無線通信装置であって、
前記ローカル信号を生成する電圧制御発振器と、を更に備え、
前記送信ローカル可変利得増幅器は、
生成された前記ローカル信号を増幅するＶＣＯ可変利得増幅器を含む、
無線通信装置。 The wireless communication device according to claim 1,
A voltage-controlled oscillator for generating the local signal,
The transmission local variable gain amplifier includes:
A VCO variable gain amplifier for amplifying the generated local signal;
Wireless communication device. 請求項１に記載の無線通信装置であって、
前記制御部は、
前記送信ベースバンド可変利得増幅器、前記送信ローカル可変利得増幅器の順に各利得を変更させる、
無線通信装置。 The wireless communication device according to claim 1,
The controller is
Each gain is changed in the order of the transmission baseband variable gain amplifier and the transmission local variable gain amplifier.
Wireless communication device. 請求項１に記載の無線通信装置であって、
前記制御部は、
前記送信ベースバンド可変利得増幅器の利得を初期値から所定の第１設定値まで変更させ、
前記送信ローカル可変利得増幅器の利得を初期値から所定の第２設定値又は上限値まで変更させ、
前記送信ベースバンド可変利得増幅器の利得を前記所定の第１設定値から変更させる、
無線通信装置。 The wireless communication device according to claim 1,
The controller is
Changing the gain of the transmission baseband variable gain amplifier from an initial value to a predetermined first set value;
Changing the gain of the transmission local variable gain amplifier from an initial value to a predetermined second set value or upper limit value;
Changing the gain of the transmission baseband variable gain amplifier from the predetermined first set value;
Wireless communication device. ローカル信号と送信ベースバンド信号とを用いて高周波送信信号を生成する送信回路と、
受信された高周波受信信号と前記ローカル信号とを用いてベースバンド受信信号を生成する受信回路と、
前記高周波送信信号の電力に応じて、前記送信ベースバンド信号及び前記ローカル信号を増幅するための各利得を変更させる制御部と、を備え、
前記制御部は、
前記送信回路に入力される前記ローカル信号を増幅するための変更後の利得を設定する制御信号値と同一値、又は所定値を加算若しくは減算した値を、前記受信回路に入力される前記ローカル信号を増幅するための利得を設定する制御信号値として用いる、
無線通信装置。 A transmission circuit that generates a high-frequency transmission signal using a local signal and a transmission baseband signal;
A reception circuit that generates a baseband reception signal using the received high-frequency reception signal and the local signal;
A control unit that changes each gain for amplifying the transmission baseband signal and the local signal according to the power of the high-frequency transmission signal, and
The controller is
The same value as the control signal value for setting the changed gain for amplifying the local signal input to the transmission circuit, or a value obtained by adding or subtracting a predetermined value to the local signal input to the reception circuit Used as a control signal value for setting a gain for amplifying
Wireless communication device. 請求項６に記載の無線通信装置であって、
前記送信回路は、
前記送信ベースバンド信号を増幅する送信ベースバンド可変利得増幅器と、
増幅された前記送信ベースバンド信号を前記高周波送信信号に変換する送信ミキサと、
前記送信ミキサに入力される前記ローカル信号を増幅する送信ローカル可変利得増幅器と、を含み、
前記受信回路は、
前記高周波受信信号を前記ベースバンド受信信号に変換する受信ミキサと、
前記受信ミキサに入力される前記ローカル信号を増幅する受信ローカル可変利得増幅器と、を含み、
前記制御部は、
前記送信ローカル可変利得増幅器の変更後の利得を設定する制御信号値と同一値、又は所定値を加算若しくは減算した値を、前記受信ローカル可変利得増幅器の利得を設定する制御信号値として用いる、
無線通信装置。 The wireless communication device according to claim 6,
The transmission circuit includes:
A transmission baseband variable gain amplifier for amplifying the transmission baseband signal;
A transmission mixer for converting the amplified transmission baseband signal into the high-frequency transmission signal;
A transmission local variable gain amplifier that amplifies the local signal input to the transmission mixer;
The receiving circuit is
A receiving mixer for converting the high-frequency received signal into the baseband received signal;
A receiving local variable gain amplifier that amplifies the local signal input to the receiving mixer;
The controller is
The same value as the control signal value for setting the gain after change of the transmission local variable gain amplifier, or a value obtained by adding or subtracting a predetermined value is used as the control signal value for setting the gain of the reception local variable gain amplifier.
Wireless communication device. 請求項６又は７に記載の無線通信装置であって、
前記送信回路と前記受信回路とは、単一のチップに集積される、
無線通信装置。 The wireless communication device according to claim 6 or 7,
The transmitter circuit and the receiver circuit are integrated on a single chip;
Wireless communication device. 請求項７に記載の無線通信装置であって、
前記ローカル信号を基に、互いに直交する同相ローカル信号と直交ローカル信号を生成する移相器と、を更に備え、
前記送信ローカル可変利得増幅器は、
前記同相ローカル信号を増幅する第１のハイブリッド可変利得増幅器と、
前記直交ローカル信号を増幅する第２のハイブリッド可変利得増幅器と、を含み、
前記受信ローカル可変利得増幅器は、
前記同相ローカル信号を増幅する第３のハイブリッド可変利得増幅器と、
前記直交ローカル信号を増幅する第４のハイブリッド可変利得増幅器と、を含む、
無線通信装置。 The wireless communication device according to claim 7,
A phase shifter for generating an in-phase local signal and an orthogonal local signal orthogonal to each other based on the local signal;
The transmission local variable gain amplifier includes:
A first hybrid variable gain amplifier that amplifies the in-phase local signal;
A second hybrid variable gain amplifier for amplifying the orthogonal local signal;
The receiving local variable gain amplifier is:
A third hybrid variable gain amplifier for amplifying the in-phase local signal;
A fourth hybrid variable gain amplifier for amplifying the orthogonal local signal;
Wireless communication device. 請求項７に記載の無線通信装置であって、
前記ローカル信号を生成する電圧制御発振器と、を更に備え、
前記送信ローカル可変利得増幅器と前記受信ローカル可変利得増幅器とは、
生成された前記ローカル信号を増幅するＶＣＯ可変利得増幅器を共通に用いる、
無線通信装置。 The wireless communication device according to claim 7,
A voltage-controlled oscillator for generating the local signal,
The transmission local variable gain amplifier and the reception local variable gain amplifier are:
A VCO variable gain amplifier that amplifies the generated local signal is used in common.
Wireless communication device.
JP2013049363A 2013-03-12 2013-03-12 Wireless communication device Expired - Fee Related JP5932686B2 (en)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013049363A JP5932686B2 (en) 2013-03-12 2013-03-12 Wireless communication device
PCT/JP2014/001148 WO2014141622A1 (en) 2013-03-12 2014-03-03 Wireless communication apparatus
US14/400,317 US9325288B2 (en) 2013-03-12 2014-03-03 Wireless communication device

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013049363A JP5932686B2 (en) 2013-03-12 2013-03-12 Wireless communication device

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2014176013A true JP2014176013A (en) 2014-09-22
JP5932686B2 JP5932686B2 (en) 2016-06-08

Family

ID=51536302

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2013049363A Expired - Fee Related JP5932686B2 (en) 2013-03-12 2013-03-12 Wireless communication device

Country Status (3)

Country Link
US (1) US9325288B2 (en)
JP (1) JP5932686B2 (en)
WO (1) WO2014141622A1 (en)

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9746700B2 (en) * 2014-07-08 2017-08-29 Cisco Technology, Inc. Silicon photonic hybrid polarization demultiplexer
KR102257344B1 (en) * 2014-09-29 2021-05-27 삼성전자주식회사 Apparatus and method for improving nonlinearity of power amplifier in wireless communication system
US9667312B2 (en) * 2015-01-13 2017-05-30 Hughes Network Systems, Llc Radio based automatic level control for linear radio calibration
CN106169936A (en) * 2015-05-19 2016-11-30 松下知识产权经营株式会社 Radio communication device and wireless communication system
US9825657B2 (en) * 2016-01-12 2017-11-21 Google Inc. Digital pre-distortion linearization for mobile communication
CN106067769B (en) * 2016-05-19 2018-10-30 中电科仪器仪表有限公司 A kind of power amplifier circuit
US10404212B1 (en) 2018-08-06 2019-09-03 Futurewei Technologies, Inc. Programmable driver for frequency mixer
US10979091B1 (en) * 2019-07-22 2021-04-13 Rockwell Collins, Inc. Reconfigurable wideband image suppressing receiver

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11274947A (en) * 1998-03-20 1999-10-08 Toshiba Corp Radio transmitter, and radio transmission unit used for the radio transmitter
JP2002076980A (en) * 2000-08-31 2002-03-15 Matsushita Electric Ind Co Ltd Transmitter-receiver and transmission and reception method
JP2002246939A (en) * 2001-02-14 2002-08-30 Mitsubishi Electric Corp Vehicle-mounted equipment for dsrc

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH05122087A (en) 1991-10-28 1993-05-18 Toshiba Corp Radio transmitter
JP4368592B2 (en) * 2003-02-19 2009-11-18 シャープ株式会社 Digital broadcast receiving tuner and receiving apparatus having the same
JP2004343164A (en) * 2003-05-13 2004-12-02 Renesas Technology Corp Semiconductor integrated circuit for communication and radio communication system
GB2418790A (en) * 2004-09-29 2006-04-05 Renesas Tech Corp Direct upconversion of transmission signal employing a notch filter
JP2009089202A (en) 2007-10-02 2009-04-23 Renesas Technology Corp Rf power amplification device

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11274947A (en) * 1998-03-20 1999-10-08 Toshiba Corp Radio transmitter, and radio transmission unit used for the radio transmitter
JP2002076980A (en) * 2000-08-31 2002-03-15 Matsushita Electric Ind Co Ltd Transmitter-receiver and transmission and reception method
JP2002246939A (en) * 2001-02-14 2002-08-30 Mitsubishi Electric Corp Vehicle-mounted equipment for dsrc

Also Published As

Publication number Publication date
WO2014141622A1 (en) 2014-09-18
JP5932686B2 (en) 2016-06-08
US20150111512A1 (en) 2015-04-23
US9325288B2 (en) 2016-04-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5932686B2 (en) Wireless communication device
JP4750463B2 (en) High frequency power amplifier, transmitter using the same, and mobile communication terminal
US7082290B2 (en) Communication semiconductor integrated circuit, a wireless communication apparatus, and a loop gain calibration method
KR101069052B1 (en) Additional regulation of the reference signal of the automatic power control in a mobile terminal
TWI502882B (en) Power amplifier saturation detection
US7460842B2 (en) Wireless transmitter having polar loop controller with current feedback and methods
JP2005502233A (en) System and method for calibration of power control in a wireless communication device
JP4623507B2 (en) Semiconductor integrated circuit for communication and portable communication terminal
US9166859B2 (en) Wireless communication apparatus and transmission power control method
JP2006094076A (en) High-frequency power amplifier circuit and electronic component for high-frequency power amplification
US9319261B2 (en) Transmission apparatus
JP5829957B2 (en) Wireless communication device
KR20050032810A (en) Temperature compensation device for automatic gain control loop
JP6464526B2 (en) High frequency output control circuit
JP6204222B2 (en) Wireless communication device
US9148103B2 (en) Gain measurement circuit, gain measurement method, and communication apparatus
US20080261541A1 (en) Method and Device for Amplifying an Amplitude and Phase Modulated Electric Signal
US7999599B2 (en) Adaptive bias circuit
US20110234313A1 (en) Apparatus and Method for Operating Parameter-Dependent Gain Adjustment in Radio Devices
KR100983604B1 (en) Apparatus of a Cartesian feedback linearization with improved efficiency
KR100717879B1 (en) Ultra wideband rf transmitter
JP2007174554A (en) High frequency power amplifier circuit
JP2016220188A (en) Radio communication device and radio communication system
WO2011070732A1 (en) Transmission power control method and transmission power control device
JP2006191353A (en) Semiconductor integrated circuit for high frequency power amplification and electronic component loaded with same

Legal Events

Date Code Title Description
RD02 Notification of acceptance of power of attorney

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422

Effective date: 20150116

A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20150630

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20160105

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20160307

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20160329

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20160428

R151 Written notification of patent or utility model registration

Ref document number: 5932686

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees