JP2014175816A - Pulse generation circuit - Google Patents
Pulse generation circuit Download PDFInfo
- Publication number
- JP2014175816A JP2014175816A JP2013046131A JP2013046131A JP2014175816A JP 2014175816 A JP2014175816 A JP 2014175816A JP 2013046131 A JP2013046131 A JP 2013046131A JP 2013046131 A JP2013046131 A JP 2013046131A JP 2014175816 A JP2014175816 A JP 2014175816A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- triangular wave
- offset
- voltage
- circuit
- capacitor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 77
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 11
- 238000000926 separation method Methods 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 22
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 14
- 230000002093 peripheral effect Effects 0.000 description 6
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 2
- 101150110971 CIN7 gene Proteins 0.000 description 1
- 101150110298 INV1 gene Proteins 0.000 description 1
- 101100397044 Xenopus laevis invs-a gene Proteins 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Images
Abstract
Description
本発明は、パルス信号を生成するパルス生成回路に係り、特に、PWMパルス信号を生成するパルス生成回路における耐ノイズ性の向上等を図ったものに関する。 The present invention relates to a pulse generation circuit that generates a pulse signal, and more particularly to a circuit that improves noise resistance in a pulse generation circuit that generates a PWM pulse signal.
この種の従来回路としては、例えば、図7に示されたような構成のものが良く知られている。
以下、この従来回路について、図7を参照しつつ説明する。
この従来のパルス生成回路は、三角波生成回路100Cと、PWM生成用比較回路200Cとに大別されて構成されたものとなっている。
三角波生成回路100Cは、2つの基準電圧源V1,V2と、基準電圧切換スイッチSW1と、第1のコンパレータCP1と、2つの定電流源I1,I2と、2つのトランジスタM1,M2とを主たる構成要素として構成されており、出力端子P1には、三角波タイミングコンデンサC1が接続されるものとなっている。なお、トランジスタM1には、PチャンネルMOS FETが、トランジスタM2には、NチャンネルMOS FETが、それぞれ用いられたものとなっている。
また、PWM生成用比較回路200Cは、第2のコンパレータCP2を有して構成されたものとなっている。
As this type of conventional circuit, for example, one having a configuration as shown in FIG. 7 is well known.
Hereinafter, this conventional circuit will be described with reference to FIG.
This conventional pulse generation circuit is roughly divided into a triangular
The triangular
Further, the PWM
次に、かかる構成における回路動作について、図8を参照しつつ概略的に説明する。
最初に、まず、三角波生成回路100Cの動作について概略的に説明することとする。
三角波生成回路100Cは、基準電圧切換スイッチSW1が、基準電圧源V1側に切り替えられている場合、トランジスタM1がオン状態となる一方、トランジスタM2はオフ状態となり、三角波タイミングコンデンサC1は、定電流源I1により充電される。
Next, the circuit operation in such a configuration will be schematically described with reference to FIG.
First, the operation of the triangular
In the triangular
そして、三角波タイミングコンデンサC1の充電が開始されると、出力端子P1の電圧が時間経過と共に線形に上昇し、やがて出力端子P1の電圧と基準電圧源V1の電圧が等しくなると、第1のコンパレータCP1の出力が切り換わる(図8(A)、図8(B)参照)。
ここで、図8(A)は、出力端子P1における出力電圧の変化を、図8(B)は、PWMパルス出力端子P3におけるPWMパルス信号の変化を、それぞれ表した波形図である。
Then, when charging of the triangular wave timing capacitor C1 is started, the voltage of the output terminal P1 rises linearly with the passage of time, and when the voltage of the output terminal P1 and the voltage of the reference voltage source V1 eventually become equal, the first comparator CP1. Are switched (see FIGS. 8A and 8B).
Here, FIG. 8A is a waveform diagram showing a change in the output voltage at the output terminal P1, and FIG. 8B is a waveform diagram showing a change in the PWM pulse signal at the PWM pulse output terminal P3.
第1のコンパレータCP1の出力が切り換わると、トランジスタM1がオフ状態となる一方、トランジスタM2がオン状態となり、同時に、基準電圧切換スイッチSW1が、基準電圧源V2側へ切り換わることとなる。その結果、三角波タイミングコンデンサC1は、定電流源I1による充電状態から定電流源I2による放電状態へ遷移し、出力端子P1の電圧は時間経過と共に線形に下降してゆく(図8(A)参照)。 When the output of the first comparator CP1 is switched, the transistor M1 is turned off, while the transistor M2 is turned on. At the same time, the reference voltage switch SW1 is switched to the reference voltage source V2 side. As a result, the triangular wave timing capacitor C1 transitions from the charged state by the constant current source I1 to the discharged state by the constant current source I2, and the voltage at the output terminal P1 decreases linearly with time (see FIG. 8A). ).
そして、出力端子P1の電圧が基準電圧源V2の電圧と等しくなると、第1のコンパレータCP1の出力が再び切り換わり、トランジスタM1がオン状態になる一方、トランジスタM2がオフ状態となり、先に説明した最初の状態に戻ることとなる。
しかして、このような状態が繰り返される結果、出力端子P1には、三角波が発生する(図8(A)参照)。
When the voltage of the output terminal P1 becomes equal to the voltage of the reference voltage source V2, the output of the first comparator CP1 is switched again, the transistor M1 is turned on, and the transistor M2 is turned off. It will return to the initial state.
Therefore, as a result of repeating such a state, a triangular wave is generated at the output terminal P1 (see FIG. 8A).
次に、PWM生成用比較回路200Cの動作について概括的に説明する。
PWM生成用比較回路200Cにおいては、上述のようにして発生した三角波が、第2のコンパレータCP2の反転入力端子に印加される一方、第2のコンパレータCP2の非反転入力端子に接続された電圧入力端子P2には、任意に設定された電圧が印加され、これらの2つの電圧の比較が行われる。
その結果、三角波と電圧入力端子P2の電圧の大小関係に応じたデューティー比を有するPWMパルス信号が、PWMパルス出力端子P3に出力されることとなる(図8(B)参照)。
Next, the operation of the PWM
In the PWM
As a result, a PWM pulse signal having a duty ratio corresponding to the magnitude relationship between the triangular wave and the voltage at the voltage input terminal P2 is output to the PWM pulse output terminal P3 (see FIG. 8B).
かかる回路においては、回路動作が理想的な状態にあれば、図8に示されたように、三角波と電圧入力端子P2の印加電圧に応じたPWMパルス信号が発生し、電圧入力端子P2の印加電圧を変化させることによって、PWMパルス信号のデューティー比を所望する大きさに設定することができる。
このようなPWMパルス信号を生成するパルス生成回路としては、例えば、LEDドライバの負荷駆動信号源として用いた例が、特許文献1等に開示されている。
In such a circuit, if the circuit operation is in an ideal state, as shown in FIG. 8, a PWM pulse signal corresponding to the triangular wave and the voltage applied to the voltage input terminal P2 is generated, and the voltage input terminal P2 is applied. By changing the voltage, the duty ratio of the PWM pulse signal can be set to a desired magnitude.
As such a pulse generation circuit for generating a PWM pulse signal, for example, an example in which the pulse generation circuit is used as a load drive signal source of an LED driver is disclosed in Patent Document 1 and the like.
しかしながら、実際のパルス生成回路においては、出力端子P1における三角波の上限値・下限値付近において、周辺回路、例えば、スイッチング電源やスイッチングドライバ等であって、電圧・電流が急峻に変化し、近傍の回路にノイズを放出するような回路からのノイズ等の影響により三角波の形状が崩れ、理想的なPWMパルスが生成されないという問題が発生することがある。
特に、三角波の上限値・下限値付近では、三角波タイミングコンデンサC1が充電から放電状態、又は、放電から充電状態へ切り換わるため、三角波タイミングコンデンサC1への充・放電電流が小さいか、又は、ゼロの状態(期間)が存在し、三角波の時間軸に対する電圧変動量(傾斜)が低下し、ノイズ(電圧・電流)の影響を受け易い。
However, in the actual pulse generation circuit, in the vicinity of the upper limit value and lower limit value of the triangular wave at the output terminal P1, it is a peripheral circuit, such as a switching power supply or a switching driver, and the voltage / current changes sharply. There is a case where the shape of the triangular wave collapses due to the influence of noise or the like from the circuit that emits noise to the circuit, and an ideal PWM pulse cannot be generated.
In particular, in the vicinity of the upper limit value and lower limit value of the triangular wave, the triangular wave timing capacitor C1 is switched from the charging state to the discharging state, or from the discharging state to the charging state, so the charging / discharging current to the triangular wave timing capacitor C1 is small or zero. State (period) exists, the amount of voltage fluctuation (tilt) with respect to the time axis of the triangular wave is reduced, and it is easily affected by noise (voltage / current).
例えば、図9には、三角波の上限値付近におけるノイズの影響による波形例が示されており、同図を参照しつつ、先の図7に示された従来回路におけるノイズの影響について説明すれば、三角波の上限値付近にノイズが重畳した状態にあって(図9(A)参照)、電圧入力端子P2に印加された電圧との比較が行われると、PWMパルス出力端子P3から出力されるPWMパルス信号は、波形割れ等の問題を含んだ信号となってしまう(図9(B)参照)。さらには、そのディーティーが、電圧入力端子P2の印加電圧に応じた本来の値と異なるものとなってしまい、所望の値が得られなくなるという問題も招く。
また、上述のように三角波にノイズが重畳すると、見かけ上の三角波の振幅が変動するため、三角波の周波数がシフト、変動するという問題も生ずる。
For example, FIG. 9 shows a waveform example due to the influence of noise in the vicinity of the upper limit value of the triangular wave, and the influence of noise in the conventional circuit shown in FIG. 7 will be described with reference to FIG. When the noise is superimposed near the upper limit value of the triangular wave (see FIG. 9A) and compared with the voltage applied to the voltage input terminal P2, it is output from the PWM pulse output terminal P3. The PWM pulse signal is a signal including problems such as waveform breakage (see FIG. 9B). Furthermore, the duty is different from the original value corresponding to the voltage applied to the voltage input terminal P2, and there is a problem that a desired value cannot be obtained.
In addition, when noise is superimposed on a triangular wave as described above, the apparent amplitude of the triangular wave varies, which causes a problem that the frequency of the triangular wave shifts and varies.
本発明は、上記実状に鑑みてなされたもので、ノイズの重畳による繰り返し周波数の変動や波形割れなどを確実に抑圧、低減し、信頼性のあるPWMパルス信号を生成することのできるパルス生成回路を提供するものである。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and a pulse generation circuit capable of reliably suppressing and reducing repetition frequency fluctuations and waveform breakage due to noise superposition and generating a reliable PWM pulse signal. Is to provide.
上記本発明の目的を達成するため、本発明に係るパルス生成回路は、
三角波用コンデンサに対して充放電を行う2つの定電流源と、前記2つの定電流源の前記三角波用コンデンサに対する接続を切り換える三角波回路用半導体素子と、前記三角波用コンデンサの端子電圧と基準電圧との比較に応じて前記三角波回路用半導体素子の動作を制御する第1のコンパレータとを具備し、前記三角波用コンデンサに三角波を生成可能に構成されてなる三角波生成回路と、前記三角波用コンデンサの充放電の切り換わり付近において、前記三角波にオフセット電圧を付加せしめるよう構成されてなるオフセット回路と、
前記オフセット回路の出力と所望の電圧とを比較し、その比較結果に応じてPWM信号を生成するPWM生成用比較回路とを具備してなるものである。
ことを特徴とするパルス生成回路。
かかる構成において、前記第1のコンパレータは、前記三角波用コンデンサの端子電圧に代えて、前記オフセット回路の出力電圧と前記基準電圧との比較を行うよう構成されてなるものも好適である。
また、上記構成において、前記オフセット回路は、オフセット用定電流源と、オフセット用半導体素子と、オフセット用抵抗器とを有し、前記第1のコンパレータの出力に応じて前記オフセット用半導体素子を介して前記オフセット用定電流源と前記オフセット用抵抗器との接続を制御し、前記オフセット用定電流源による前記オフセット用抵抗器への通電により発生したオフセット電圧を、前記三角波用コンデンサの端子電圧に加減算可能に構成されてなるものが好適である。
さらに、前記オフセット回路は、前記三角波用コンデンサの端子電圧と前記三角波の中点電圧とを比較するオフセット用コンパレータと、オフセット用コンデンサと、オフセット用スイッチ素子とを有し、前記オフセット用コンパレータと前記第1のコンパレータの出力に応じて前記オフセット用スイッチ素子を介して前記オフセット用コンデンサの充放電を切り換え、時間と共に振幅が変化するオフセット電圧を、前記三角波用コンデンサの端子電圧に加減算可能に構成されてなるものも好適である。
In order to achieve the above object of the present invention, a pulse generation circuit according to the present invention includes:
Two constant current sources that charge and discharge the triangular wave capacitor, a triangular wave circuit semiconductor element that switches connection of the two constant current sources to the triangular wave capacitor, a terminal voltage and a reference voltage of the triangular wave capacitor, A triangular wave generation circuit configured to generate a triangular wave in the triangular wave capacitor, and charging of the triangular wave capacitor. An offset circuit configured to add an offset voltage to the triangular wave in the vicinity of discharge switching;
It comprises a PWM generation comparison circuit that compares the output of the offset circuit with a desired voltage and generates a PWM signal according to the comparison result.
A pulse generation circuit characterized by the above.
In this configuration, it is also preferable that the first comparator is configured to compare the output voltage of the offset circuit and the reference voltage instead of the terminal voltage of the triangular wave capacitor.
Further, in the above configuration, the offset circuit includes an offset constant current source, an offset semiconductor element, and an offset resistor, and passes through the offset semiconductor element in accordance with an output of the first comparator. And controlling the connection between the offset constant current source and the offset resistor, and the offset voltage generated by energizing the offset resistor by the offset constant current source is used as the terminal voltage of the triangular wave capacitor. What is comprised so that addition and subtraction is possible is suitable.
Further, the offset circuit includes an offset comparator that compares a terminal voltage of the triangular wave capacitor and a midpoint voltage of the triangular wave, an offset capacitor, and an offset switch element, and the offset comparator and the The charge / discharge of the offset capacitor is switched via the offset switch element according to the output of the first comparator, and an offset voltage whose amplitude changes with time can be added to or subtracted from the terminal voltage of the triangular wave capacitor. Are also suitable.
本発明によれば、三角波の上限電圧、下限電圧近傍での時間軸に対する電圧変動量の大きな三角波を得ることができ、PWM生成用比較回路における比較動作において、周辺回路等からのノイズの影響を受け難く、信頼性の高い、確実な回路動作を確保することができる。
特に、三角波生成回路において、オフセット回路の出力電圧と基準電圧との比較を行う構成を採ることにより、三角波の上限電圧及び下限電圧近傍で時間軸に対する電圧変動がより増加し、三角波生成回路のコンパレータの出力状態の切り換わり時に、いわゆるヒステリシスを設けたと等価な動作となるため、三角波生成回路の比較動作が、周辺回路等からのノイズの影響を受け難くなり、信頼性の高い、確実な回路動作を確保することができ、三角波の振幅や周波数の耐ノイズ性の向上を図ることができる。
さらに、オフセット回路におけるオフセット電圧の発生に、コンデンサの充放電を用いる構成を採ることで、三角波の上限電圧及び下限電圧近傍における時間軸に対する電圧変化がより大きなオフセット付三角波を得ることができ、ノイズ耐性を更に向上することができ、しかも、電圧変化の時定数を調整することで、オフセット付三角波の先端形状を調整でき、周辺回路等のノイズ環境に応じて最適なノイズ耐性を得ることができるという効果を奏するものである。
According to the present invention, a triangular wave having a large voltage fluctuation amount with respect to the time axis in the vicinity of the upper limit voltage and lower limit voltage of the triangular wave can be obtained. Reliable and reliable circuit operation can be ensured.
In particular, in the triangular wave generation circuit, by adopting a configuration that compares the output voltage of the offset circuit with the reference voltage, voltage fluctuations with respect to the time axis increase near the upper limit voltage and lower limit voltage of the triangular wave, and the comparator of the triangular wave generation circuit When the output state is switched, the operation is equivalent to providing a so-called hysteresis, so the comparison operation of the triangular wave generator circuit is less affected by noise from peripheral circuits, etc., and highly reliable and reliable circuit operation And the noise resistance of the amplitude and frequency of the triangular wave can be improved.
Furthermore, by adopting a configuration that uses capacitor charging / discharging to generate the offset voltage in the offset circuit, it is possible to obtain a triangular wave with an offset that has a larger voltage change with respect to the time axis in the vicinity of the upper limit voltage and lower limit voltage of the triangular wave. The tolerance can be further improved, and the tip shape of the triangular wave with offset can be adjusted by adjusting the time constant of the voltage change, and the optimum noise tolerance can be obtained according to the noise environment of the peripheral circuit etc. This is an effect.
以下、本発明の実施の形態について、図1乃至図6を参照しつつ説明する。
なお、以下に説明する部材、配置等は本発明を限定するものではなく、本発明の趣旨の範囲内で種々改変することができるものである。
最初に、第1の実施例について、図1及び図2を参照しつつ説明する。
第1の実施例におけるパルス生成回路は、三角波生成回路100と、PWM生成用比較回路200と、オフセット回路300とに大別されて構成されたものとなっており、従来と基本的に同様の構成を有する三角波生成回路100とPWM生成用比較回路200との間に、オフセット回路300が新たに設けられた構成となっている。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 6.
The members and arrangements described below do not limit the present invention and can be variously modified within the scope of the gist of the present invention.
First, a first embodiment will be described with reference to FIGS. 1 and 2.
The pulse generation circuit in the first embodiment is roughly divided into a triangular
三角波生成回路100は、第1及び第2の基準電圧源(図1においては、それぞれ「V1」、「V2」と表記)15,16と、基準電圧切換スイッチ(図1においては「SW1」と表記)40と、第1のコンパレータ(図1においては「CP1」と表記)4と、第1及び第2のトランジスタ(図1においては、それぞれ「M1」、「M2」と表記)1,2と、第1及び第2の定電流源(図1においては、それぞれ「I1」、「I2」と表記)11,12を主たる構成要素として構成されたものとなっている。
The triangular
かかる三角波生成回路100は、基本的に従来回路同様の回路構成を有してなるものである。
以下、具体的に、回路構成について説明すれば、まず、第1のコンパレータ4には、第1の基準電圧源15、又は、第2の基準電圧源16のいずれか一方が、基準電圧切換スイッチ40を介して択一的に接続されるようになっている。
すなわち、基準電圧切換スイッチ40は、切換端子40cと、第1端子40aと、第2端子40bとを有し、例えば、半導体素子を用いてなるいわゆる電子スイッチである。かかる基準電圧切換スイッチ40においては、第1のコンパレータ4の出力が論理値Lowに相当するレベルにある場合、切換端子40cが第1端子40aと接続状態とされる一方、第1のコンパレータ4の出力が論理値Highに相当するレベルにある場合、切換端子40cは第2端子40bと接続状態とされるようになっている。
The triangular
The circuit configuration will be specifically described below. First, either the first
That is, the reference
切換端子40cは、その一端が第1のコンパレータ4の反転入力端子に接続される一方、他端側が上述したように、第1端子40a、又は、第2端子40bと択一的に接続されるようになっている。
一方、第1端子40aは、第1の定電圧源15の正極側に接続され、第1の定電圧源15の負極側はグランドに接続されたものとなっている。
また、第2端子40bは、第2の定電圧源16の正極側に接続され、第2の定電圧源16の負極側はグランドに接続されたものとなっている。
One end of the switching
On the other hand, the
The
第1の定電圧源15は、三角波生成回路100から出力される三角波の上限電圧設定用であり、第2の定電圧源16は、三角波生成回路100から出力される三角波の下限電圧設定用である。そして、第1の定電圧源15の出力電圧を便宜的に上限基準電圧V1、第2の定電圧源16の出力電圧を便宜的に下限基準電圧V2とすると、V1>V2に設定されている。
The first
第1のトランジスタ(三角波回路用半導体素子)1は、本発明の実施の形態においては、PチャンネルMOS FETが、第2のトランジスタ(三角波回路用半導体素子)2には、NチャンネルMOS FETが、それぞれ用いられている。
第1及び第2のトランジスタ1,2のゲートは、相互に接続されると共に、第1のコンパレータ4の出力端子に接続されたものとなっている。
In the embodiment of the present invention, the first transistor (triangular wave circuit semiconductor element) 1 is a P-channel MOS FET, and the second transistor (triangular wave circuit semiconductor element) 2 is an N-channel MOS FET. Each is used.
The gates of the first and
さらに、第1及び第2のトランジスタ1,2は、第1のトランジスタ1のドレインと第2のトランジスタ2のドレインが相互に接続されると共に、第1のコンパレータ4の非反転入力端子、三角波出力端子(図1においては「P1」と表記)51、及び、後述するオフセット回路300に接続されている。
Further, the first and
一方、第1のトランジスタ1のソースには、第1の定電流源11が接続され、この第1の定電流源11は電源電圧が印加されるようになっている。
また、第2のトランジスタ2のソースとグランドとの間には、第2の定電流源12が直列接続されて設けられている。
そして、三角波生成回路100の外部において、三角波出力端子51とグランドとの間には、三角波タイミングコンデンサ(図1においては「C1」と表記)21が直列接続されて設けられたものとなっている。
On the other hand, a first constant
A second constant
Further, outside the triangular
次に、PWM生成用比較回路200は、第2のコンパレータ5を用いて構成されたものとなっている。
すなわち、第2のコンパレータ5の反転入力端子には、後述するオフセット回路300の出力電圧が印加される一方、非反転入力端子には、アナログ電圧入力端子(図1においては「P2」と表記)52を介して、所望するアナログ電圧が印加可能となっている。
そして、第2のコンパレータ5からは、PWMパルス出力端子(図1においては「P3」と表記)53を介して、後述するようにPWMパルス信号が出力可能となっている。
Next, the PWM
That is, an output voltage of an offset
The
次に、オフセット回路300は、第3のトランジスタ(図1においては「M3」と表記)3と、反転回路(図1においては「INV1」)7と、第3の定電流源(図1においては「I3」と表記)13と、オフセット用抵抗器(図1においては「R1」と表記)25を有し、後述するように、三角波生成回路100から出力された三角波にオフセットが施されるよう構成されたものとなっている。
Next, the offset
以下、具体的な回路構成について説明すれば、まず、第3のトランジスタ(オフセット用半導体素子)3には、PチャンネルMOS FETが用いられており、そのゲートには、反転回路7の出力端子が接続され、この反転回路7の入力段は、三角波生成回路100の第1のコンパレータ4の出力端子に接続されている。
また、第3のトランジスタ3のソースは、第3の定電流源(オフセット用定電流源)13に接続されており、この第3の定電流源13は電源電圧が印加されるようになっている。
Hereinafter, a specific circuit configuration will be described. First, a P-channel MOS FET is used for the third transistor (offset semiconductor element) 3, and the output terminal of the inverting
The source of the
一方、第3のトランジスタ3のドレインは、オフセット付三角波出力端子(図1においては「P4」と表記)54を介して、PWM生成用比較回路200の第2のコンパレータ5の反転入力端子に接続されると共に、オフセット用抵抗器25を介して三角波出力端子51に接続されている。
かかるオフセット回路300において発生されるオフセット電圧は、第3の定電流源13とオフセット用抵抗器25とにより後述するように設定されるものとなっている。
On the other hand, the drain of the
The offset voltage generated in the offset
次に、上記構成における動作等について、図2に示された波形図を参照しつつ説明する。
まず、三角波生成回路100の動作は、基本的に従来回路と同様であるので、概括的に説明し、以下、オフセット回路300の動作を中心に説明することとする。
三角波生成回路100は、基準電圧切換スイッチ40が、第1の端子40a側に切り替えられている場合、第1のトランジスタ1がオン状態となる一方、第2のトランジスタ2はオフ状態となり、三角波タイミングコンデンサ21は、第1の定電流源11により充電される。
Next, the operation and the like in the above configuration will be described with reference to the waveform diagram shown in FIG.
First, since the operation of the triangular
In the triangular
そして、三角波タイミングコンデンサ21の充電が開始されると、三角波出力端子51の端子電圧が時間経過と共に線形に上昇し、やがて三角波出力端子51の端子電圧が上限基準電圧V1と等しくなると、第1のコンパレータ4の出力状態が切り換わる。
When the charging of the triangular
第1のコンパレータ4の出力状態が切り換わると、第1のトランジスタ1がオフ状態となる一方、第2のトランジスタ2がオン状態となり、同時に、基準電圧切換スイッチ40が、第2端子40b側へ切り換わることとなる。その結果、三角波タイミングコンデンサ21は、第1の定電流源11よる充電状態から第2の定電流源12による放電状態へ遷移し、三角波出力端子51の電圧は時間経過と共に線形に下降してゆく。
When the output state of the
そして、三角波出力端子51の端子電圧が下限基準電圧V2と等しくなると、第1のコンパレータ4の出力状態が再び切り換わり、第1のトランジスタ1がオン状態になる一方、第2のトランジスタ2がオフ状態となり、先に説明した最初の状態に戻ることとなる。
しかして、このような状態が繰り返される結果、三角波出力端子51には、三角波が得られることとなる。
When the terminal voltage of the triangular
Thus, as a result of such a state being repeated, a triangular wave is obtained at the triangular
次に、オフセット回路300におけるオフセット電圧は、その発生が、三角波生成回路100の第1のコンパレータ4の出力信号により制御されるようになっている。すなわち、第1のコンパレータ4の出力が論理値Highに相当するレベルとなった場合、換言すれば、三角波タイミングコンデンサ(三角波用コンデンサ)21が放電状態にある場合、第3のトランジスタ3がオン状態となり、第3の定電流源13の電流がオフセット用抵抗器25に流れることでオフセット電圧が発生することとなる。
Next, the generation of the offset voltage in the offset
オフセット用抵抗器25の電圧降下により得られたオフセット電圧は、三角波出力端子51における電圧に加減算されて、オフセット付三角波出力端子54からオフセット付三角波が出力される。
PWM生成用比較回路200においては、上述のようにオフセット回路300から出力されたオフセット付三角波と、アナログ電圧入力端子52に任意に設定されたアナログ入力電圧との比較が行われ、その比較結果に応じてPWMパルス信号がPWMパルス出力端子53から出力されるものとなっている。
The offset voltage obtained by the voltage drop of the offset
In the PWM
次に、三角波生成回路100から出力される三角波と、オフセット回路300から出力されるオフセット付三角波の波形の違いについて、図2を参照しつつ、より具体的に説明する。
三角波生成回路100から出力される三角波に対して、三角波タイミングコンデンサ21が充電状態から放電状態へ切り換わる際にオフセット電圧(I3×R1)が加算される一方、三角波タイミングコンデンサ21が放電状態から充電状態へ切り換わる際にはオフセット電圧(I3×R1)が減算されるようになっている。
Next, the difference in waveform between the triangular wave output from the triangular
An offset voltage (I3 × R1) is added to the triangular wave output from the triangular
その結果、図2(B)に示されたように、オフセット付三角波の上限基準電圧V1と下限基準電圧V2付近で時間軸に対して急峻な電圧変動を得ることができる。
ここで、I3は、便宜的に第3の定電流源13の出力電流、R1は、オフセット用抵抗器25の抵抗値とする。
As a result, as shown in FIG. 2B, steep voltage fluctuations with respect to the time axis can be obtained in the vicinity of the upper limit reference voltage V1 and the lower limit reference voltage V2 of the triangular wave with offset.
Here, for convenience, I3 is an output current of the third constant
かかる動作により、オフセット付三角波(図2(B)参照)は、元の三角波(図2(A)参照)に比して、上限基準電圧V1、下限基準電圧V2付近のそれぞれで、時間軸に対する電圧変動量(換言すれば、時間軸に対する電圧変動を表す特性線の傾斜)が大きくなり、PWM生成用比較回路200におけるアナログ電圧入力端子52へ印加されたアナログ入力電圧との比較動作において、周辺回路等からのノイズの影響を受け難くなり、第2のコンパレータ5における確実な比較動作が得られることとなる。特に、アナログ入力電圧が、三角波の上限値V1以上、又は、下限値(V2+I3×R1)以下となる場合に、第2のコンパレータ5における比較動作のノイズに対する確実性、安定性が従来に比してより顕著なものとなる。
By this operation, the triangular wave with offset (see FIG. 2B) is compared with the original triangular wave (see FIG. 2A) at the upper reference voltage V1 and the lower reference voltage V2, respectively, with respect to the time axis. In the comparison operation with the analog input voltage applied to the analog
次に、第2の実施例について、図3及び図4を参照しつつ説明する。
なお、図1に示された第1の実施例の回路における構成要素と同一の構成要素については、同一の符号を付して、その詳細な説明を省略し、以下、異なる点を中心に説明することとする。
この第2の実施例におけるパルス生成回路も、三角波生成回路100と、PWM生成用比較回路200と、オフセット回路300とに大別されて構成されたものである点は、第1の実施例におけるパルス生成回路と基本的に同様であるが、詳細を次述するよう、三角波生成回路100の第1のコンパレータ4の非反転入力端子における比較電圧の設定が第1の実施例と異なるものである。
Next, a second embodiment will be described with reference to FIGS.
The same components as those in the circuit of the first embodiment shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, detailed description thereof will be omitted, and different points will be mainly described below. I decided to.
The pulse generation circuit in the second embodiment is also roughly divided into a triangular
すなわち、三角波生成回路100の第1のコンパレータ4の非反転入力端子は、オフセット回路300の第3のトランジスタ3のドレイン、換言すれば、オフセット付三角波出力端子54に接続されており、オフセット付三角波が第1のコンパレータ4の非反転入力端子に印加されて、比較動作がなされるよう構成されたものとなっている。
That is, the non-inverting input terminal of the
次に、かかる構成における動作について、図4を参照しつつ説明する。
三角波生成回路100の第1のコンパレータ4においては、オフセット付三角波の振幅電圧が、三角波の上限基準電圧V1、又は、下限基準電圧V2となった際に、それぞれ出力信号の切り換えが生ずるため、結果的に、三角波出力端子51の振幅は、上限値がV1、下限値が(V2−I3×R1)となる(図4(A)、及び、図4(B)参照)。
Next, the operation in this configuration will be described with reference to FIG.
In the
このように、第2の実施例においては、第1のコンパレータ4の非反転入力端子に入力されるオフセット付三角波の上限電圧(V1+I3×R1)及び下限電圧(V2−I3×R1)付近で、時間軸に対する電圧変動量が増加する。その結果、第1のコンパレータ4の出力の切り換わりの際にヒステリシスが設けられたと等価な動作となるため、上限基準電圧V1、下限基準電圧V2との比較動作において、周辺回路等からのノイズの影響を受け難くなり、第1のコンパレータ4における確実な比較動作が得られることとなる。
Thus, in the second embodiment, in the vicinity of the upper limit voltage (V1 + I3 × R1) and the lower limit voltage (V2−I3 × R1) of the triangular wave with offset input to the non-inverting input terminal of the
したがって、従来と異なり、三角波の振幅や周波数のノイズに対する安定性が向上されることとなる。
また、上述のように、オフセット付三角波の上限電圧(V1+I3×R1)及び下限電圧(V2−I3×R1)付近での時間軸に対する電圧変動量が増加するため、第1の実施例同様、第2のコンパレータ5における比較動作のノイズに対する確実性、安定性が従来に比してより顕著なものとなる。
Therefore, unlike the conventional case, the stability of the triangular wave with respect to amplitude and frequency noise is improved.
Further, as described above, since the voltage fluctuation amount with respect to the time axis near the upper limit voltage (V1 + I3 × R1) and the lower limit voltage (V2−I3 × R1) of the triangular wave with offset increases, as in the first embodiment, The certainty and stability with respect to noise of the comparison operation in the
次に、第3の実施例について、図5及び図6を参照しつつ説明する。
なお、図1に示された第1の実施例の回路における構成要素と同一の構成要素については、同一の符号を付して、その詳細な説明を省略し、以下、異なる点を中心に説明することとする。
この第3の実施例におけるパルス生成回路は、三角波生成回路100Aと、PWM生成用比較回路200と、オフセット回路300Aとに大別されて構成されてなるもので、特に、三角波生成回路100Aとオフセット回路300Aのそれぞれの回路構成が、第1の実施例とは異なるものとなっている(詳細は後述)。
Next, a third embodiment will be described with reference to FIGS.
The same components as those in the circuit of the first embodiment shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, detailed description thereof will be omitted, and different points will be mainly described below. I decided to.
The pulse generation circuit in the third embodiment is roughly divided into a triangular
以下、第1の実施例における回路構成と異なる点を中心に説明する。
最初に、三角波生成回路100Aは、2つの基準電圧V1,V2を、抵抗器ににおける電圧降下によって得るよう構成された点が、先の図1に示された三角波生成回路100と異なるもので、他の回路構成は、基本的に三角波生成回路100と同一である。
The following description will focus on differences from the circuit configuration of the first embodiment.
First, the triangular
すなわち、三角波生成回路100Aにおいては、第1及び第2の定電圧源15,16(図1参照)に代えて、第1乃至第4の基準電圧発生用分圧抵抗器(図5においては、それぞれ「RD1」、「RD2」、「RD3」、「RD4」と表記)31〜34が用いられ、上限基準電圧V1、下限基準電圧V2が得られるよう構成されたものとなっている。
具体的には、まず、図示されない電源とグランドとの間に、電源側から第1乃至第4の基準電圧発生用分圧抵抗器31〜34が直列接続されて設けられている。
That is, in the triangular
Specifically, first to fourth reference voltage generating
そして、基準電圧切換スイッチ40の第1端子40aが、第1の基準電圧発生用分圧抵抗器31と第2の基準電圧発生用分圧抵抗器32の相互の接続点に接続されている。
また、基準電圧切換スイッチ40の第2端子40bが、第3の基準電圧発生用分圧抵抗器33と第4の基準電圧発生用分圧抵抗器34の相互の接続点に接続されている。
The first terminal 40 a of the reference
The
なお、切換端子40cは、その一端が第1のコンパレータ4の反転入力端子に接続される一方、他端側が、第1のコンパレータ4の出力に応じて第1端子40a、又は、第2端子40bと択一的に接続されるようになっている点は、先の図1に示された第1の実施例と同様である。
また、第2の基準電圧発生用分圧抵抗器32と第3の基準電圧発生用分圧抵抗器33の相互の接続点は、後述するオフセット回路300Aに接続されている。
One end of the switching
The connection point between the second reference voltage generating
さらに、この三角波生成回路100Aにおいては、第1のコンパレータ4の非反転入力端子が、後述するオフセット回路300Aに接続されている点が、図1に示された三角波生成回路100と異なるものとなっている。
なお、先に述べたように第1のコンパレータ4の出力端子より後段部分は、図1に示された回路構成と同一であるので、ここでの再度の詳細な説明は省略することとする。
Further, the triangular
As described above, the portion subsequent to the output terminal of the
次に、オフセット回路300Aについて説明する。
このオフセット回路300Aは、第3のコンパレータ(図5においては「CP3」と表記)6と、排他的論理和回路(図5においては「EX1」と表記)8と、第1及び第2のオフセット発生抵抗器(図5においては、それぞれ「RO1」、「RO2」と表記)26,27と、オフセット用コンデンサ(図5においては「C2」と表記)22と、容量充放電切換スイッチ(図5においては「SW2」と表記)41とを有して構成されたものとなっている。
Next, the offset
The offset
以下、具体的にオフセット回路300Aの回路構成を説明する。
まず、第3のコンパレータ(オフセット用コンパレータ)6の反転入力端子には、先の三角波生成回路100Aの第2の基準電圧発生用分圧抵抗器32と第3の基準電圧発生用分圧抵抗器33の相互の接続点が接続されており、上限基準電圧V1と下限基準電圧V2の和の1/2の電圧(V1+V2)/2が印加されるようになっている。
Hereinafter, the circuit configuration of the offset
First, the second reference voltage generating
また、第3のコンパレータ6の非反転入力端子は三角波出力端子51を介して三角波タイミングコンデンサ21に接続されるようになっている。
一方、第3のコンパレータ6の出力端子は、排他的論理和回路8の一方の入力端子に接続され、この排他的論理和回路8の他方の入力端子は、三角波生成回路100Aの第1のコンパレータ4の出力端子に接続されたものとなっている。
The non-inverting input terminal of the
On the other hand, the output terminal of the
そして、排他的論理和回路8の出力端子は、容量充放電切換スイッチ(オフセット用スイッチ素子)41の開閉成を制御する制御信号として用いられるようになっている。
すなわち、容量充放電切換スイッチ41は、基準電圧切換スイッチ40同様、半導体素子等により構成されてなる良く知られたいわゆる電子スイッチである。かかる容量充放電切換スイッチ41は、切換端子41cと、第1端子41aと、第2端子41bを有し、外部からの制御により切換端子41cが、第1端子41aと第2端子41bのいずれか一方と択一的に接続されるようになっている。
The output terminal of the exclusive OR
That is, the capacity charge /
この実施例においては、排他的論理和回路8の出力が論理値Lowに相当するレベルにある場合、切換端子41cは第2端子41bと接続状態とされる一方、排他的論理和回路8の出力が論理値Highに相当するレベルにある場合、切換端子41cは第1端子41aと接続状態とされるものとなっている。
この容量充放電切換スイッチ41の切換端子41cとグランドとの間には、オフセット用コンデンサ22が接続される一方、第1端子41aは、三角波生成回路100Aの第1及び第2のトランジスタ1,2の相互の接続点と共に、第1のオフセット付三角波出力端子55に接続されている。
In this embodiment, when the output of the exclusive OR
An offset
また、容量充放電切換スイッチ41の第2端子41bは、第11のコンパレータ4の非反転入力端子と共に、第2のオフセット発生用抵抗器27を介して三角波出力端子51に接続されると同時に、第2のオフセット付三角波出力端子56に接続されている。この第2のオフセット付三角波出力端子56は、PWM生成用比較回路200を構成する第2のコンパレータ5の反転入力端子に接続されたものとなっている。
そして、第1のオフセット付三角波出力端子55と三角波出力端子51との間には、第1のオフセット発生抵抗器26が直列接続されて設けられている。
In addition, the second terminal 41b of the capacitor charge /
A first offset generating
次に、かかる構成における動作について、図6を参照しつつ説明する。
まず、三角波生成回路100Aにおいては、第1乃至第4の基準電圧発生用分圧抵抗器31〜34によって、三角波の振幅(V1,V2)、及び、オフセット回路300Aの動作タイミングを定めるための基準電圧(V1+V2)/2を生成している点を除けば、基本的な回路動作は、図1に示された第1の実施例における三角波生成回路100と同様である。
Next, the operation in this configuration will be described with reference to FIG.
First, in the triangular
次に、オフセット回路300Aにおいては、容量充放電切換スイッチ41により、オフセット用コンデンサ22の充放電動作が切り換えられるようになっており、切換端子41cが第1端子41aと接続された状態にある場合には、オフセット用コンデンサ22は充電状態とされる一方、切換端子41cが第2端子41bと接続された状態にある場合には、オフセット用コンデンサ22は放電状態とされるようになっている。このオフセット用コンデンサ22の充電電圧は、後述するように三角波タイミングコンデンサ21の充放電に応じた電圧変化を生ずるものとなっている。
Next, in the offset
すなわち、三角波タイミングコンデンサ21が充電状態にある場合、三角波出力端子51における電圧に、第1のオフセット発生抵抗器26で発生されたオフセット電圧(I1×RO1)が加算された電圧が、オフセット用コンデンサ22の充電電圧となる(図6(B)及び図6(D)参照)。一方、三角波タイミングコンデンサ21が放電状態にある場合、三角波出力端子51における電圧から、第1のオフセット発生抵抗器26で発生されたオフセット電圧(I2×RO1)が減算された電圧が、オフセット用コンデンサ22の充電電圧となる(図6(B)及び図6(D)参照)。
なお、ここで、I1は便宜的に第1の定電流源11の出力電流を、I2は便宜的に第2の定電流源12の出力電流を、RO1は便宜的に第1のオフセット発生抵抗器26の抵抗値を、それぞれ表すこととする。
That is, when the triangular
Here, I1 is an output current of the first constant
一方、切換端子41cが第2端子41bと接続された状態とされ、オフセット用コンデンサ22が放電状態とされた場合、オフセット用コンデンサ22は、その容量の大きさと第2のオフセット発生抵抗器27の抵抗値で定まる時定数で三角波出力端子51の電圧(図6(A)参照)に向かって収束しながら放電が行われることとなる。換言すれば、オフセット用コンデンサ22は、上述の放電により、三角波出力端子51の電圧に充電されることとなり、この間、三角波出力端子51の電圧には、時定数C2×RO2を有する放電電圧が加算され、第2のオフセット付三角波出力端子54に出力されることとなる(図6(E)参照)。
On the other hand, when the switching
オフセット発生回路300Aにおけるオフセット用コンデンサ22の充放電の切り換えは、第3のコンパレータ6と排他的論理和回路8により三角波に同期したタイミングで行われる。すなわち、第3のコンパレータ6は、三角波出力端子51の電圧と三角波の中点電圧(V1+V2)/2の比較を行い、その比較結果に応じて出力が切り換えられるようになっている。
また、第3のコンパレータ6と第1のコンパレータ4の出力は、排他的論理和回路8に入力されることで、三角波の一周期中の中間時点から三角波タイミングコンデンサ21が、充電又は放電に切り換わるタイミングまでの間は、排他的論理和回路8の出力は論理値Highに相当するレベルとなり、容量充放電切換スイッチ41の切換端子41cが第1端子41aに接続せしめられるため、オフセットコンデンサ22は充電状態となる。
Switching between charging and discharging of the offset
Further, the outputs of the
一方、三角波タイミングコンデンサ21が充電又は放電開始後から三角波の一周期中の中間時点までの間は、排他的論理和回路8の出力は論理値Lowに相当するレベルとなり、容量充放電切換スイッチ41の切換端子41cが第2端子41bに接続せしめられ、オフセットコンデンサ22は放電状態となる。
ここで、三角波タイミングコンデンサ21の容量値C1がオフセット用コンデンサ22の容量値C2に比して非常に大(C1》C2)であれば、三角波タイミングコンデンサ21とオフセット用コンデンサ22の両者は、それぞれの充放電動作に互いに影響を及ぼし合うことはない。
On the other hand, during the period from the start of charging or discharging of the triangular
Here, if the capacitance value C1 of the triangular
すなわち、C1》C2の関係が成立している場合には、容量充放電切換スイッチ41の切換端子41cが第1端子41aに切り替わった際のオフセット用コンデンサ22の充電動作は即座に完了し、三角波タイミングコンデンサ21の充放電動作に影響を及ぼすことはない。この場合、第1及び第2の定電流源11,12の電流の極一部がオフセット用コンデンサ22の充電電流となる。また、容量充放電切換スイッチ41の切換端子41cが第2端子41bに切り替わった際のオフセット用コンデンサ22の放電動作は、C2×RO2の放電時定数を伴いながら三角波出力端子51の電圧に収束し、この場合においても、三角波タイミングコンデンサ21の充電動作に影響を及ぼすことはない。この場合、オフセット用コンデンサ22の放電電流の極一部が三角波タイミングコンデンサ21の充電電流となる。
That is, when the relationship of C1 >> C2 is established, the charging operation of the offset
上述のような動作によって、第2のオフセット付三角波出力端子54におけるオフセット付三角波(図6(E)参照)は、三角波出力端子51における元の三角波に比して、上限電圧(V1+I1×RO1)付近、下限電圧(V2−I2×RO1)付近のそれぞれにおいて、時間軸に対する電圧変動量(換言すれば、時間軸に対する電圧変動を表す特性線の傾斜)が大きくなり(図6(E)参照)、PWM生成用比較回路200におけるアナログ入力電圧との比較動作において、周辺回路等からのノイズの影響を受け難くなり、第2のコンパレータ5における確実な比較動作が得られることとなる。
Through the operation as described above, the triangular wave with offset at the second triangular wave output terminal with offset 54 (see FIG. 6E) is higher than the original triangular wave at the triangular wave output terminal 51 (V1 + I1 × RO1). The voltage fluctuation amount with respect to the time axis (in other words, the slope of the characteristic line representing the voltage fluctuation with respect to the time axis) increases in the vicinity and in the vicinity of the lower limit voltage (V2-I2 × RO1) (see FIG. 6E). In the comparison operation with the analog input voltage in the PWM
この第3の実施例の場合、先の第1の実施例、第2の実施例に比して、時間軸に対する電圧変化がより大きなオフセット付三角波となるため、第1及び第2の実施例に比してよりノイズ耐性が高い回路となる。
また、この第3の実施例の場合、電圧変化量の時定数を定めるオフセット用コンデンサ22の放電カーブを、オフセット用コンデンサ22の容量値や第2のオフセット発生抵抗器27の抵抗値を適宜選択することで任意のカーブに容易に調整できる。すなわち、換言すれば、オフセット用コンデンサ22の容量値や第2のオフセット発生抵抗器27の抵抗値を適宜選択することで、オフセット電圧を、三角波タイミングコンデンサ21が充電状態から放電状態、又は、放電状態から充電状態に切り換わった時点から所望する時点までに設定可能可能となっている。これにより、この第3の実施例においては、周辺回路によるノイズ環境に応じて回路動作を最適な設定とできるものとなっている。
In the case of the third embodiment, the voltage change with respect to the time axis becomes a larger triangular wave with an offset than in the first and second embodiments, so the first and second embodiments. As a result, the circuit is more resistant to noise.
In the case of the third embodiment, the discharge curve of the offset
より高いノイズ耐性が所望されるPWMパルス信号生成用のパルス生成回路に適用できる。 The present invention can be applied to a pulse generation circuit for generating a PWM pulse signal in which higher noise tolerance is desired.
100…三角波生成回路
200…PWM生成用比較回路
300…オフセット回路
4…第1のコンパレータ
5…第2のコンパレータ
6…第3のコンパレータ
21…三角波タイミングコンデンサ
22…オフセット用コンデンサ
40…基準電圧切換スイッチ
41…容量充放電切換スイッチ
DESCRIPTION OF
Claims (4)
前記オフセット回路の出力と所望の電圧とを比較し、その比較結果に応じてPWM信号を生成するPWM生成用比較回路とを具備してなることを特徴とするパルス生成回路。 Two constant current sources that charge and discharge the triangular wave capacitor, a triangular wave circuit semiconductor element that switches connection of the two constant current sources to the triangular wave capacitor, a terminal voltage and a reference voltage of the triangular wave capacitor, A triangular wave generation circuit configured to generate a triangular wave in the triangular wave capacitor, and charging of the triangular wave capacitor. An offset circuit configured to add an offset voltage to the triangular wave in the vicinity of discharge switching;
A pulse generation circuit comprising: a PWM generation comparison circuit that compares the output of the offset circuit with a desired voltage and generates a PWM signal according to the comparison result.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2013046131A JP6087670B2 (en) | 2013-03-08 | 2013-03-08 | Pulse generation circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2013046131A JP6087670B2 (en) | 2013-03-08 | 2013-03-08 | Pulse generation circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2014175816A true JP2014175816A (en) | 2014-09-22 |
JP6087670B2 JP6087670B2 (en) | 2017-03-01 |
Family
ID=51696666
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2013046131A Active JP6087670B2 (en) | 2013-03-08 | 2013-03-08 | Pulse generation circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP6087670B2 (en) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR20170131029A (en) * | 2016-05-20 | 2017-11-29 | 현대자동차주식회사 | Apparatus for controlling duty rate of PWM |
CN109194323A (en) * | 2018-11-08 | 2019-01-11 | 常州朗奇威电器有限公司 | Optical coupling isolation circuit and its working method for motor control |
JP2019022295A (en) * | 2017-07-14 | 2019-02-07 | エイブリック株式会社 | Switching regulator |
CN109873615A (en) * | 2018-12-29 | 2019-06-11 | 上海琪埔维半导体有限公司 | A kind of pulse width filter |
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH10313235A (en) * | 1997-05-09 | 1998-11-24 | Rohm Co Ltd | V/f conversion circuit |
JP2000013198A (en) * | 1998-06-22 | 2000-01-14 | Ricoh Co Ltd | Hysteresis comparator circuit and waveform generation circuit |
JP2003188693A (en) * | 2001-12-20 | 2003-07-04 | Nec Kansai Ltd | Oscillation circuit |
JP2004072657A (en) * | 2002-08-09 | 2004-03-04 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | Triangular wave oscillation circuit |
JP2006197570A (en) * | 2004-12-15 | 2006-07-27 | Asahi Kasei Microsystems Kk | Waveform generation circuit and spectrum spreading clock generation apparatus |
-
2013
- 2013-03-08 JP JP2013046131A patent/JP6087670B2/en active Active
Patent Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH10313235A (en) * | 1997-05-09 | 1998-11-24 | Rohm Co Ltd | V/f conversion circuit |
JP2000013198A (en) * | 1998-06-22 | 2000-01-14 | Ricoh Co Ltd | Hysteresis comparator circuit and waveform generation circuit |
JP2003188693A (en) * | 2001-12-20 | 2003-07-04 | Nec Kansai Ltd | Oscillation circuit |
JP2004072657A (en) * | 2002-08-09 | 2004-03-04 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | Triangular wave oscillation circuit |
JP2006197570A (en) * | 2004-12-15 | 2006-07-27 | Asahi Kasei Microsystems Kk | Waveform generation circuit and spectrum spreading clock generation apparatus |
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR20170131029A (en) * | 2016-05-20 | 2017-11-29 | 현대자동차주식회사 | Apparatus for controlling duty rate of PWM |
KR102506841B1 (en) * | 2016-05-20 | 2023-03-08 | 현대자동차주식회사 | Apparatus for controlling duty rate of PWM |
JP2019022295A (en) * | 2017-07-14 | 2019-02-07 | エイブリック株式会社 | Switching regulator |
CN109194323A (en) * | 2018-11-08 | 2019-01-11 | 常州朗奇威电器有限公司 | Optical coupling isolation circuit and its working method for motor control |
CN109873615A (en) * | 2018-12-29 | 2019-06-11 | 上海琪埔维半导体有限公司 | A kind of pulse width filter |
CN109873615B (en) * | 2018-12-29 | 2023-07-07 | 上海琪埔维半导体有限公司 | Pulse width filter |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP6087670B2 (en) | 2017-03-01 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP5634028B2 (en) | DC-DC converter control circuit, DC-DC converter, and DC-DC converter control method | |
US20090315530A1 (en) | Pulse controlled soft start scheme for buck converter | |
US9543826B2 (en) | Audible noise avoiding circuit and DC-DC boost converter having the same | |
JP6403973B2 (en) | Switching regulator | |
US20130049832A1 (en) | Clock generator with duty cycle control and method | |
JP5405891B2 (en) | Power supply device, control circuit, and control method for power supply device | |
JP5347748B2 (en) | DC / DC converter and control method of DC / DC converter | |
US8102217B2 (en) | Oscillator having feedback path which is capable of supplying reduced voltage potential to oscillation circuit | |
JP2016119700A (en) | Semiconductor device | |
JP6087670B2 (en) | Pulse generation circuit | |
JP2012065235A (en) | Voltage output circuit | |
JP2009130879A (en) | Level shift circuit | |
JP2008167556A (en) | Switching control circuit | |
CN104142702A (en) | Output circuit and voltage signal output method | |
TWI660585B (en) | Latch circuit | |
US20150200608A1 (en) | Power converter | |
US9360881B2 (en) | Drive circuit, integrated circuit device, and method for controlling charge pump circuit | |
JP5966503B2 (en) | Buck-boost DC-DC converter and portable device | |
JP6232726B2 (en) | Semiconductor integrated circuit and power supply control method for semiconductor integrated circuit | |
JP5414904B2 (en) | Control signal generation circuit, charge pump drive circuit, clock driver, and charge pump drive method | |
US7986179B2 (en) | Circuit and method for reducing popping sound | |
US20130321029A1 (en) | Input decision circuit | |
JP5398422B2 (en) | Switching power supply | |
JP2011091937A (en) | Power supply circuit | |
JP5599663B2 (en) | Drive signal generation circuit, control device, switching power supply device, and control method |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20160129 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20160909 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20161101 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20161207 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20170124 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20170202 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 6087670 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |