JP2011091937A - Power supply circuit - Google Patents
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Description
本発明は、定電圧出力を得るための電源回路に関する。 The present invention relates to a power supply circuit for obtaining a constant voltage output.
従来より、半導体集積回路(IC)に定電圧を供給するための電源回路ICが広く利用されている。この電源回路ICでは、通常使用によって変化する電池の出力から、一定電圧の出力を得る。例えば、12V程度の電池電圧から5V程度の定電圧出力を得る。 Conventionally, a power supply circuit IC for supplying a constant voltage to a semiconductor integrated circuit (IC) has been widely used. In this power supply circuit IC, a constant voltage output is obtained from the output of the battery that changes with normal use. For example, a constant voltage output of about 5V is obtained from a battery voltage of about 12V.
この電源回路ICでは、出力電圧をエラーアンプに帰還し、基準電圧と比較して、エラー信号を得、このエラー信号に応じたPWM制御を行って出力電圧を基準電圧に対応したものに制御している。 In this power supply circuit IC, the output voltage is fed back to the error amplifier, compared with the reference voltage, an error signal is obtained, and PWM control according to the error signal is performed to control the output voltage to correspond to the reference voltage. ing.
ここで、PWM制御による出力段は、エラー信号のレベルに応じたデューティー比のPWM信号で出力トランジスタをオンオフし、出力トランジスタの出力をコイルを介し、コンデンサに供給することによって行っている。 Here, the output stage by the PWM control is performed by turning on and off the output transistor with a PWM signal having a duty ratio corresponding to the level of the error signal, and supplying the output of the output transistor to the capacitor via the coil.
ここで、電池電圧が下がってくると、デューティー比が大きくなる。一方、デューティー比が100%になると、電流が連続してコイルに流れることになり、コイルLが飽和してしまってインダクタンスが低くなり、大きな電流を出力してしまう。そして、エラーアンプや、基準電圧などの回路特性のバラツキなどを考え、デューティー比の上限を90%程度に設定している。 Here, when the battery voltage decreases, the duty ratio increases. On the other hand, when the duty ratio is 100%, current continuously flows through the coil, the coil L is saturated, the inductance is lowered, and a large current is output. Then, the upper limit of the duty ratio is set to about 90% in consideration of error amplifiers and variations in circuit characteristics such as a reference voltage.
ところが、このように上限のデューティー比を90%にするということは、電池電圧が電源ICの出力電圧に近づいてきたときに、比較的早めに出力電圧が維持できなくなる。そこで、上限のデューティー比を、100%にならない(コイルが飽和しない)ことを条件としてさらに上昇したいという要求がある。 However, setting the upper limit duty ratio to 90% in this way makes it impossible to maintain the output voltage relatively early when the battery voltage approaches the output voltage of the power supply IC. Therefore, there is a demand for further increasing the upper limit duty ratio on condition that the upper limit duty ratio is not 100% (the coil is not saturated).
本発明に係る電源回路は、出力信号が負帰還され、基準電圧と比較してエラー信号を出力するエラーアンプと、このエラーアンプからのエラー信号と三角波を比較して、比較結果に応じたデューティー比のPWM信号を出力するPWM比較器と、このPWM比較からのPWM信号に応じて出力トランジスタを駆動して、前記出力信号の電圧が前記基準電圧の対応しものになるように調整する電圧調整回路と、所定の短時間のパルス信号である短パルス信号を前記PWM信号と別に発生する短パルス発生回路と、短時間パルス発生回路からの短パルス信号を前記PWM信号と組み合わせ、前記PWM信号のデューティー比が100%になるのを防止するデューティー比調整回路と、を有する。 In the power supply circuit according to the present invention, an output signal is negatively fed back, an error amplifier that outputs an error signal compared with a reference voltage, an error signal from the error amplifier is compared with a triangular wave, and a duty according to the comparison result A PWM comparator that outputs a PWM signal of a ratio, and a voltage adjustment that drives an output transistor according to the PWM signal from the PWM comparison and adjusts the voltage of the output signal to correspond to the reference voltage A short pulse generation circuit that generates a short pulse signal that is a predetermined short-time pulse signal separately from the PWM signal, and a short pulse signal from the short-time pulse generation circuit is combined with the PWM signal, and the PWM signal A duty ratio adjusting circuit for preventing the duty ratio from becoming 100%.
また、前記前記短パルス発生回路は、前記三角波の頂点に同期して短パルス信号を発生することが好適である。 Further, it is preferable that the short pulse generating circuit generates a short pulse signal in synchronization with the apex of the triangular wave.
また、前記短パルス発生回路は、論理演算回路を含み、2つの信号の論理演算により短パルス信号を発生することが好適である。 The short pulse generation circuit preferably includes a logical operation circuit and generates a short pulse signal by logical operation of two signals.
本発明によれば、Lレベルの期間を保持しつつ、デューティー比を100%に近づけたPWM信号を得ることができる。 According to the present invention, it is possible to obtain a PWM signal with a duty ratio approaching 100% while maintaining an L level period.
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
図1は、実施形態に係る電源回路の全体構成を示す回路図である。分圧回路10は、抵抗R1,R2の直列接続からなり、電源回路の出力電圧Voutを抵抗R1,R2によって分圧した電圧を抵抗R1,R2の中間点から出力する。なお、本電源回路は全体として、出力電圧Voutを基準電圧が入力されるエラーアンプに負帰還して、出力電圧Voutを分圧した電圧を基準電圧に一致させる回路である。分圧回路10を抵抗ラダーで構成し、分圧回路10からの出力電圧を変更することで、基準電圧を変更することなく、出力電圧Voutを変更することができる。
FIG. 1 is a circuit diagram illustrating an overall configuration of a power supply circuit according to the embodiment. The voltage dividing
分圧回路10の出力電圧は、エラーアンプ12の負入力端に入力される。エラーアンプ12の正入力端には基準電圧Vrefが入力されており、エラーアンプ12は両入力端への入力電圧を比較して、その比較結果についての信号(エラー信号)を出力する。
The output voltage of the voltage dividing
ここで、基準電圧Vrefは、基準電源14の出力であり、基準電源14がエラーアンプ12の正入力端に接続される。そこで、エラーアンプ12においては、分圧回路10の出力電圧と基準電圧Vrefの差電圧についてのエラー信号が出力される。このエラー信号は、出力電圧Voutが低い程正の大きな信号、出力電圧Voutが高いほど負の大きな信号となる。
Here, the reference voltage Vref is an output of the
このエラー信号は、コンパレータ(PWM比較器)20の正入力端に入力され、ここで負入力端に入力される三角波と比較される。例えば、コンパレータ20の出力は、エラー信号が0の場合にデューティー比50%となり、エラー信号が正の大きな信号になるとそれだけデューティー比が小さくなり、負の大きな信号になるとそれだけデューティー比が大きくなる。
This error signal is input to the positive input terminal of the comparator (PWM comparator) 20, where it is compared with the triangular wave input to the negative input terminal. For example, the output of the
コンパレータ20の出力は、アンドゲート(デューティー比調整回路)18を介し、トランジスタ(出力トランジスタ)22のゲートに供給される。このトランジスタ22はドレインに電源Vinが供給され、ソースは、コイル24を介し出力電圧Voutの出力端Voutに接続されている。また、トランジスタ22とコイル24の中間部には、アノードがアースに接続されたダイオード28のカソードが接続され、出力端Voutには他端がアースに接続されたコンデンサ26の一端が接続されている。従って、トランジスタ22のスイッチングのデューティー比に応じて、電源Vinが降圧された出力電圧Voutが出力端Voutに得られる。そして、この出力端Voutは、分圧回路10に接続されている。
The output of the
従って、Vout×R1/(R1+R2)=Vrefが成り立つように、エラーアンプ12の出力が決定され、これに応じたデューティー比でトランジスタ22がPWM制御されて出力電圧Voutが制御される。例えば、Vin=5V、Vout=3V程度の降圧した出力電圧が得られる。なお、昇圧する場合には、ダイオード28に並列してトランジスタを設けこのトランジスタをスイッチングすればよい。
Therefore, the output of the
本実施形態においては、上述のアンドゲート18の他の入力端にはナンドゲート16の出力が供給されている。このナンドゲート16はコンパレータ20に入力される三角波と同期するパルス信号と、これを遅延回路30で所定の短時間だけ遅延した信号のナンドをとる回路であり、三角波の頂点に対応するタイミングで小さなLレベルのパルスを有する信号である。
In the present embodiment, the output of the
コンパレータ20は、三角波がエラー信号を上回る場合にLレベルを出力するため、コンパレータ20の出力であるPWM信号は、エラー信号が三角波より下に位置する場合には、三角波の頂点付近はLレベルとなっている。従って、アンドゲート18にLレベルの短パルスが入力されても、その出力に影響はない。
Since the
一方、コンパレータ20の出力であるPWM信号のデューティー比が、100%の場合には、ナンドゲート16からの出力のLレベルがPWM信号のLレベルとなる。例えば、ナンドゲート16からの出力のLレベルがPWM信号デューティー1%に対応すれば、PWM信号のデューティー比は99%となる。そして、ナンドゲート16において、このようなデューティー比の信号確実に得ることができるため、PWM信号として、デューティー比99%の信号を確実に得ることができる。
On the other hand, when the duty ratio of the PWM signal that is the output of the
ここで、図2には、三角波とエラー信号の比較状態、PWM信号の一例、短パルス信号の一例を示してある。一点鎖線で示すエラー信号の場合は、そのレベルが三角波の頂点より低いため、エラー信号が三角波より低い期間にLレベルとなるPWM信号が得られる。短パルス信号は、三角波の頂点付近でLレベルとなる信号であり、コンパレータ20の出力におけるLレベル期間内においてLレベルとなるだけであり、アンドゲート18の出力に得られるPWM信号に変化はない。
Here, FIG. 2 shows a comparison state of a triangular wave and an error signal, an example of a PWM signal, and an example of a short pulse signal. In the case of the error signal indicated by the alternate long and short dash line, since the level is lower than the apex of the triangular wave, a PWM signal that becomes the L level during the period in which the error signal is lower than the triangular wave is obtained. The short pulse signal is a signal that becomes L level near the apex of the triangular wave, and only becomes L level within the L level period in the output of the
一方、破線で示すエラー信号の場合、そのレベルが三角波の頂点より高いため、比較で得られるPWM信号は、すべてHレベルの信号になる。このとき、アンドゲート18には、短パルス信号が供給されるため、アンドゲート18の出力であるPWM信号は、短パルス信号と同じLレベルの期間を有するものになる。
On the other hand, in the case of the error signal indicated by the broken line, since the level is higher than the apex of the triangular wave, all PWM signals obtained by comparison are H level signals. At this time, since the short pulse signal is supplied to the
ここで、三角波は、図3に示すような回路で、形成することができる。電源Vinは、定電流源50、スイッチ52、コンデンサ54を介しグランドに接続されている。そして、スイッチ52とコンデンサ54の中間点は、スイッチ56、定電流源58を介し、グランドに接続されている。そして、スイッチ52とコンデンサ54の中間点(出力端)から三角波が出力される。
Here, the triangular wave can be formed by a circuit as shown in FIG. The power source Vin is connected to the ground via a constant
すなわち、スイッチ52をオン、スイッチ56をオフにすることで、コンデンサ54が定電流源50からの定電流により充電され、出力端の電圧が上昇する。一方、スイッチ52をオフ、スイッチ56をオンにすることで、コンデンサ54が定電流源58の定電流により放電され、出力端の電圧が下降する。従って、PWM信号の周波数と同一周波数のパルス信号によって、スイッチ52,56を相補的にオンすることによって、コンデンサ54の充電、放電の繰り返しによる三角波が形成される。なお、定電流源50,58の定電流量を変更することで、三角波の上りの勾配と、下りの勾配を変更することができ、鋸状の三角波なども容易に形成することができる。
That is, when the
従って、三角波の頂点のタイミングは、スイッチ52,56を制御するパルス信号によって決定される。そこで、このパルス信号を上述したナンドゲート16の入力に利用することによって、ナンドゲート16の出力に、三角波の頂点に同期してLレベルとなる短パルス信号を得ることができる。なお、三角波のコンパレータ20への入力経路に遅延回路を入力することで、短パルス信号のLレベル期間の中心を三角波の頂点に一致させることも好適である。さらに、生成された三角波の中心レベルに応じたデューティー比50%の信号を生成し、これを90度程度遅延した信号に基づいて、短パルス信号を形成することもできる。
Therefore, the timing of the apex of the triangular wave is determined by the pulse signal that controls the
例えば、図4に示すように、スイッチ52,56のスイッチングを制御するスイッチング信号と、これを遅延回路30で所定時間遅延し反転した反転信号をナンドゲート16に入力することによって、所定幅の短パルス信号を得ることができる。
For example, as shown in FIG. 4, a switching signal for controlling switching of the
このように、三角波の頂点に同期して、Lレベル期間を有する短パルス信号を設けることによって、常時短パルス信号をPWM信号に掛け合わせることによっても、余分なLレベル期間を付加することなく、必要なときにだけLレベル期間を付与することができる。 In this manner, by providing a short pulse signal having an L level period in synchronization with the apex of the triangular wave, even by constantly multiplying the PWM signal by the short pulse signal, without adding an extra L level period, The L level period can be given only when necessary.
これによって、コイル24の飽和することを防止できる期間がPWM信号のデューティー比1%であれば、短パルス信号のLレベル期間を1%に設定してデューティー比99%の出力電圧を安定して得ることができる。
Accordingly, if the period during which the
すなわち、コンパレータ20の出力電圧が三角波の頂点の電圧を上回る状態においても、短パルス信号において、Lレベルの期間が確保され、コイル24の飽和を防止することができる。
That is, even when the output voltage of the
なお、短パルス信号を作成するのは、ナンドゲート16でなくてもよく、極性を適宜反転するなどして、他の論理演算回路で構成することも可能である。また、遅延回路30の遅延量を制御することで、短パルス信号のパルス幅を制御できる。さらに、三角波の周波数に応じて、遅延量を適切な量に制御することも好適である。
Note that the short pulse signal may not be generated by the
10 分圧回路、12 エラーアンプ、14 基準電源、16 ナンドゲート、18 アンドゲート、20 コンパレータ、22 トランジスタ、24 コイル、26,54 コンデンサ、28 ダイオード、30 遅延回路、50,58 定電流源、52,56 スイッチ。 10 voltage divider circuit, 12 error amplifier, 14 reference power supply, 16 NAND gate, 18 AND gate, 20 comparator, 22 transistor, 24 coil, 26, 54 capacitor, 28 diode, 30 delay circuit, 50, 58 constant current source, 52, 56 switches.
Claims (3)
このエラーアンプからのエラー信号と三角波を比較して、比較結果に応じたデューティー比のPWM信号を出力するPWM比較器と、
このPWM比較からのPWM信号に応じて出力トランジスタを駆動して、前記出力信号の電圧が前記基準電圧の対応しものになるように調整する電圧調整回路と、
所定の短時間のパルス信号である短パルス信号を前記PWM信号と別に発生する短パルス発生回路と、
短時間パルス発生回路からの短パルス信号を前記PWM信号と組み合わせ、前記PWM信号のデューティー比が100%になるのを防止するデューティー比調整回路と、
を有する電源回路。 An error amplifier that outputs an error signal in comparison with a reference voltage, and the output signal is negatively fed back;
A PWM comparator that compares the error signal from the error amplifier with a triangular wave and outputs a PWM signal having a duty ratio according to the comparison result;
A voltage adjustment circuit that drives the output transistor in accordance with the PWM signal from the PWM comparison and adjusts the voltage of the output signal to correspond to the reference voltage;
A short pulse generating circuit for generating a short pulse signal which is a predetermined short time pulse signal separately from the PWM signal;
A duty ratio adjustment circuit that combines a short pulse signal from a short time pulse generation circuit with the PWM signal to prevent the duty ratio of the PWM signal from reaching 100%;
A power circuit.
前記前記短パルス発生回路は、前記三角波の頂点に同期して短パルス信号を発生する電源回路。 The power supply circuit according to claim 1,
The short pulse generation circuit is a power supply circuit that generates a short pulse signal in synchronization with the apex of the triangular wave.
前記短パルス発生回路は、論理演算回路を含み、2つの信号の論理演算により短パルス信号を発生することを特徴とする電源回路。 The power supply circuit according to claim 1 or 2,
The short pulse generation circuit includes a logical operation circuit and generates a short pulse signal by logical operation of two signals.
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JP2014011895A (en) * | 2012-06-29 | 2014-01-20 | Oki Data Corp | Piezoelectric transformer drive unit, power unit and image formation apparatus |
JP2015162939A (en) * | 2014-02-26 | 2015-09-07 | 京セラ株式会社 | Dc/dc converter and control method therefor |
US9391514B2 (en) | 2011-10-28 | 2016-07-12 | Foundation Of Soongsil University-Industry Cooperation | Device for controlling a switching mode power supply |
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- 2009-10-22 JP JP2009243460A patent/JP2011091937A/en not_active Withdrawn
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