JP2014158323A - Motor controller - Google Patents

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Shigekazu Okumura
繁一 奥村
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a motor controller which can control a synchronous reluctance motor that can reduce torque ripples.SOLUTION: A correction value setting unit 61 reads a current correction value corresponding to the rotor rotation angle θ, calculated by a rotation angle calculation unit 53, from a current correction value table 40a. When a current command value Iis a value of 0 or more, the correction value setting unit 61 sets the current correction value read from the current correction value table 40a, as it is, as the current correction value I. When the current command value Iis a value less than 0, the correction value setting unit 61 sets a value, obtained by inverting the sign of the current correction value read from the current correction value table 40a, as the current correction value I. A correction value addition unit 62 corrects the q-axis current command value i, by adding the current correction value Iset by the correction value setting unit 61 to the q-axis current command value i.

Description

この発明は、シンクロナスリラクタンスモータを制御するモータ制御装置に関する。   The present invention relates to a motor control device that controls a synchronous reluctance motor.

電磁エネルギーの位置に対する変化によって発生するリラクタンストルクのみを利用して、ロータを回転させるリラクタンスモータが知られている。リラクタンスモータには、ステータおよびロータが突極部を有するスイッチトリラクタンスモータ（ＳＲＭ：Switched Reluctance Motor）と、ステータがブラシレスモータと同様の構造のシンクロナスリラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ：Synchronous Reluctance Motor）とがある。   A reluctance motor that rotates a rotor using only reluctance torque generated by a change in the position of electromagnetic energy is known. The reluctance motor includes a switched reluctance motor (SRM) in which the stator and the rotor have salient poles, and a synchronous reluctance motor (SynRM) in which the stator has the same structure as a brushless motor. .

シンクロナスリラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）は、ステータおよびロータのうち、ロータのみに突極部を有している。ＳｙｎＲＭでは、ロータの突極部により、磁束の流れやすい突極部の方向（以下、「ｄ軸方向」という）と磁束が流れにくい非突極部の方向（以下、「ｑ軸方向」という）とがある。このため、ｄ軸方向のインダクタンス（以下、「ｄ軸インダクタンス」という）とｑ軸方向のインダクタンス（以下、「ｑ軸インダクタンス」という）の差によりリラクタンストルクが発生し、このリラクタンストルクによってロータが回転する。   A synchronous reluctance motor (SynRM) has a salient pole part only in a rotor among a stator and a rotor. In the SynRM, the direction of the salient pole part where the magnetic flux easily flows (hereinafter referred to as “d-axis direction”) and the direction of the non-salient pole part where the magnetic flux hardly flows (hereinafter referred to as “q-axis direction”) due to the salient pole part of the rotor There is. Therefore, a reluctance torque is generated due to a difference between an inductance in the d-axis direction (hereinafter referred to as “d-axis inductance”) and an inductance in the q-axis direction (hereinafter referred to as “q-axis inductance”), and the rotor is rotated by the reluctance torque. To do.

特開2002-305900号公報JP 2002-305900 A

長谷川 勝（中部大学）、道木 慎二（名古屋大学）、佐竹 明善（オークマ）、王 道洪（岐阜大学）、「永久磁石電動機・リラクタンスモータの駆動回路技術とドライブ制御技術 −６．リラクタンスモータ制御技術− 」、平成１６年電気学会産業応用部門大会論文集、Ｉ−１１９〜Ｉ−１２４（２００４）Masaru Hasegawa (Chubu University), Shinji Michiki (Nagoya University), Akiyoshi Satake (Okuma), Hiroshi Wang (Gifu University), "Drive circuit technology and drive control technology for permanent magnet motors and reluctance motors-6. Reluctance motor control Technology- ", Proceedings of 2004 Annual Conference of the Institute of Electrical Engineers of Japan, I-119 to I-124 (2004)

本出願人は、ＳｙｎＲＭをブラシレスモータと同様な方法で制御する方法を開発している。ＳｙｎＲＭを駆動する場合には、ステータに電流を流してロータを励磁する。これにより、ロータが磁化され、ロータが回転する。ＳｙｎＲＭを駆動した場合、ブラシレスモータに比べてトルククリップルが大きいことが判明した。
この発明の目的は、制御によってシンクロナスリラクタンスモータのトルクリップルを低減させることができるモータ制御装置を提供することである。 The present applicant has developed a method for controlling SynRM in the same manner as a brushless motor. When driving the SynRM, a current is passed through the stator to excite the rotor. Thereby, a rotor is magnetized and a rotor rotates. It was found that when the SynRM was driven, the torque rapple was larger than that of the brushless motor.
An object of the present invention is to provide a motor control device capable of reducing torque ripple of a synchronous reluctance motor by control.

請求項１記載の発明は、回転角に対するトルクリップル測定値が予め求められているシンクロナスリラクタンスモータ（１８）を制御するモータ制御装置（１２）であって、前記モータの実回転角を検出する回転角検出手段（２５，５３）と、前記モータに流れる実電流を検出する電流検出手段（３３）と、前記モータの電流指令値を設定する電流指令値設定手段（４１，４３，４４）と、前記モータの回転角毎に、前記トルククリップル測定値を打ち消すための電流補正値を記憶したテーブル（４０ａ）と、前記回転角検出手段によって検出される実回転角に対応した電流補正値を前記テーブルから求め、その電流補正値を用いて、前記電流指令値設定手段によって設定される電流指令値を補正する電流指令値補正手段（６０）と、前記電流指令値補正手段による補正後の電流指令値と、前記電流検出手段によって検出される実電流とに基づいて、前記モータを制御する制御手段（４５，４６，４７，４８）とを含むモータ制御装置である。なお、括弧内の英数字は、後述の実施形態における対応構成要素等を表すが、むろん、この発明の範囲は当該実施形態に限定されない。以下、この項において同じ。   The invention according to claim 1 is a motor control device (12) for controlling a synchronous reluctance motor (18) for which a torque ripple measurement value for a rotation angle is obtained in advance, and detects an actual rotation angle of the motor. Rotation angle detection means (25, 53), current detection means (33) for detecting the actual current flowing through the motor, current command value setting means (41, 43, 44) for setting the current command value of the motor, A table (40a) storing a current correction value for canceling the measured torque cripple value for each rotation angle of the motor, and a current correction value corresponding to the actual rotation angle detected by the rotation angle detecting means. Current command value correction means (60) for correcting the current command value set by the current command value setting means using the current correction value obtained from the table; A motor control device including control means (45, 46, 47, 48) for controlling the motor based on the current command value corrected by the command value correcting means and the actual current detected by the current detecting means. It is. In addition, although the alphanumeric character in parentheses represents a corresponding component in an embodiment described later, of course, the scope of the present invention is not limited to the embodiment. The same applies hereinafter.

この発明によれば、トルククリップル測定値を打ち消すための電流補正値を用いて電流指令値が補正されるので、トルクリップルを低減することが可能となる。
請求項２記載の発明は、前記電流指令値補正手段は、前記テーブルと前記回転角検出手段によって検出される実回転角とに基づいて、前記実回転角に応じた電流補正値を設定する電流補正値設定手段（６１）と、前記電流補正値設定手段によって設定される電流補正値を、前記電流指令値設定手段によって設定された電流指令値に加算する加算手段（６２）とを含む、請求項１に記載のモータ制御装置である。 According to the present invention, since the current command value is corrected using the current correction value for canceling the torque cripple measurement value, it is possible to reduce torque ripple.
According to a second aspect of the present invention, the current command value correction means sets the current correction value according to the actual rotation angle based on the table and the actual rotation angle detected by the rotation angle detection means. A correction value setting means (61), and an addition means (62) for adding the current correction value set by the current correction value setting means to the current command value set by the current command value setting means. The motor control device according to Item 1.

請求項３記載の発明は、トルクリップル測定装置を用いて計測したトルク値からトルク値の平均値を減算することによって算出した回転角に対するトルクリップル測定値が予め求められているシンクロナスリラクタンスモータ（１８）を制御するモータ制御装置（１２）であって、前記モータの実回転角を検出する回転角検出手段（２５，５３）と、前記モータに流れる実電流を検出する電流検出手段（３３）と、前記モータの電流指令値を設定する電流指令値設定手段（４１，４３，４４）と、前記電流指令値設定手段によって設定される電流指令値を補正する電流指令値補正手段（４０，６０）と、前記電流指令値補正手段による補正後の電流指令値と、前記電流検出手段によって検出される実電流とに基づいて、前記モータを制御する制御手段（４５，４６，４７，４８）とを含み、前記電流指令値補正手段は、前記回転角検出手段によって検出された実回転角が、トルクリップル測定値が正の値となる回転角である場合には、前記モータのロータを励磁するための励磁電圧が大きくなるように、前記電流指令値設定手段によって設定された電流指令値を補正し、前記実回転角が、トルクリップル測定値が負の値となる回転角である場合には、前記モータのロータを励磁するための励磁電圧が小さくなるように前記電流指令値設定手段によって設定された電流指令値を補正するように構成されている、モータ制御装置である。   The invention according to claim 3 is a synchronous reluctance motor in which a torque ripple measurement value for a rotation angle calculated by subtracting an average value of torque values from a torque value measured using a torque ripple measurement device is obtained in advance. 18) a motor control device (12) for controlling the rotation angle detection means (25, 53) for detecting the actual rotation angle of the motor, and a current detection means (33) for detecting the actual current flowing through the motor. Current command value setting means (41, 43, 44) for setting the current command value of the motor, and current command value correction means (40, 60) for correcting the current command value set by the current command value setting means. ), The current command value corrected by the current command value correcting means, and the actual current detected by the current detecting means. Control means (45, 46, 47, 48), wherein the current command value correction means is such that the actual rotation angle detected by the rotation angle detection means is a rotation angle at which the torque ripple measurement value is a positive value. In some cases, the current command value set by the current command value setting means is corrected so that the excitation voltage for exciting the rotor of the motor is increased, and the actual rotation angle is calculated as the torque ripple measurement value. When the rotation angle is a negative value, the current command value set by the current command value setting means is corrected so as to reduce the excitation voltage for exciting the rotor of the motor. It is a motor control device.

この発明では、実回転角がトルクリップル測定値が正の値となる回転角である場合には、励磁電圧が大きくなるので、誘起電圧の絶対値が大きくなり、駆動電圧波形と誘起電圧波形との差を狭めることができる。これにより、シンクロナスリラクタンスモータの出力トルクを減少させることができるから、トルクリップルを低減させることができる。
一方、実回転角がトルクリップル測定値が負の値となる回転角である場合には、励磁電圧が小さくなるので、誘起電圧の絶対値が小さくなり、駆動電圧波形と誘起電圧波形との差を広げることができる。これにより、シンクロナスリラクタンスモータの出力トルクを増加させることができるから、トルクリップルを低減させることができる In the present invention, when the actual rotation angle is a rotation angle at which the torque ripple measurement value is a positive value, the excitation voltage increases, so the absolute value of the induced voltage increases, and the drive voltage waveform and the induced voltage waveform The difference of can be narrowed. Thereby, since the output torque of a synchronous reluctance motor can be reduced, torque ripple can be reduced.
On the other hand, when the actual rotation angle is a rotation angle at which the torque ripple measurement value is a negative value, the excitation voltage decreases, so the absolute value of the induced voltage decreases, and the difference between the drive voltage waveform and the induced voltage waveform Can be spread. Thereby, since the output torque of the synchronous reluctance motor can be increased, torque ripple can be reduced.

図１は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置が適用された電動パワーステアリング装置の概略構成を示す模式図である。FIG. 1 is a schematic diagram showing a schematic configuration of an electric power steering device to which a motor control device according to an embodiment of the present invention is applied. 図２は、電動モータの構成を説明するための図解図である。FIG. 2 is an illustrative view for explaining the configuration of the electric motor. 図３は、ＥＣＵの電気的構成を示す概略図である。FIG. 3 is a schematic diagram showing an electrical configuration of the ECU. 図４は、本出願人が既に開発しているモータ制御装置の電気的構成を示す概略図である。FIG. 4 is a schematic diagram showing an electrical configuration of a motor control device that has already been developed by the present applicant. 図５は、検出操舵トルクＴｈの絶対値に対する電流指令値Ｉａ ＊の設定例を示すグラフである。FIG. 5 is a graph showing a setting example of the current command value I a * with respect to the absolute value of the detected steering torque Th. 図６は、複数の電機子電流Ｉａ毎に取得した電流位相角βに対するモータトルクＴの特性データの一例を示すグラフである。Figure 6 is a graph showing an example of the characteristic data of the motor torque T for the current phase angle β obtained for each of the plurality of armature current I a. 図７は、各電機子電流Ｉａに対してモータトルクＴが最大となる電流位相角βの実測データと、各電機子電流ＩａとモータトルクＴが最大となる電流位相角βとの関係を近似的に表した直線とを示すグラフである。Figure 7 shows the relationship between the motor and the measured data of the current phase angle β of torque T becomes the maximum, and the current phase angle β of the armature current I a and the motor torque T is maximized for each armature current I a It is a graph which shows the straight line which represented approximately. 図８は、電流指令値Ｉａ ＊が正の値である場合に、本実施形態によるモータ制御方法によって、電動モータを正転方向に回転させることができることを説明するための模式図である。FIG. 8 is a schematic diagram for explaining that the electric motor can be rotated in the forward rotation direction by the motor control method according to the present embodiment when the current command value I a * is a positive value. 図９は、電流指令値Ｉａ ＊が負の値である場合に、本実施形態によるモータ制御方法によって、電動モータを逆転方向に回転させることができることを説明するための模式図である。FIG. 9 is a schematic diagram for explaining that the electric motor can be rotated in the reverse direction by the motor control method according to the present embodiment when the current command value I a * is a negative value. 図１０Ａは、トルクリップル測定装置を用いて計測した電動モータのトルク値からトルク値の平均値を減算することによって算出した、電動モータのトルクリップル測定値を示すグラフである。FIG. 10A is a graph showing the torque ripple measurement value of the electric motor calculated by subtracting the average value of the torque value from the torque value of the electric motor measured using the torque ripple measurement device. 図１０Ｂは、図１０Ａの０[deg]から６０[deg] までのトルクリップル測定値を拡大して示すグラフである。FIG. 10B is an enlarged graph showing torque ripple measurement values from 0 [deg] to 60 [deg] in FIG. 10A.

以下では、この発明の実施形態を、添付図面を参照して詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置が適用された電動パワーステアリング装置の概略構成を示す模式図である。
電動パワーステアリング装置１は、車両を操向するための操舵部材としてのステアリングホイール２と、このステアリングホイール２の回転に連動して転舵輪３を転舵する転舵機構４と、運転者の操舵を補助するための操舵補助機構５とを備えている。ステアリングホイール２と転舵機構４とは、ステアリングシャフト６および中間軸７を介して機械的に連結されている。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
FIG. 1 is a schematic diagram showing a schematic configuration of an electric power steering device to which a motor control device according to an embodiment of the present invention is applied.
The electric power steering apparatus 1 includes a steering wheel 2 as a steering member for steering the vehicle, a steering mechanism 4 that steers the steered wheels 3 in conjunction with the rotation of the steering wheel 2, and steering by the driver. And a steering assist mechanism 5 for assisting. The steering wheel 2 and the steering mechanism 4 are mechanically coupled via a steering shaft 6 and an intermediate shaft 7.

ステアリングシャフト６は、ステアリングホイール２に連結された入力軸８と、中間軸７に連結された出力軸９とを含む。入力軸８と出力軸９とは、トーションバー１０を介して同一軸線上で相対回転可能に連結されている。すなわち、ステアリングホイール２が回転されると、入力軸８および出力軸９は、互いに相対回転しつつ同一方向に回転するようになっている。   The steering shaft 6 includes an input shaft 8 connected to the steering wheel 2 and an output shaft 9 connected to the intermediate shaft 7. The input shaft 8 and the output shaft 9 are connected via a torsion bar 10 so as to be relatively rotatable on the same axis. That is, when the steering wheel 2 is rotated, the input shaft 8 and the output shaft 9 rotate in the same direction while rotating relative to each other.

ステアリングシャフト６の周囲には、トルクセンサ１１が設けられている。トルクセンサ１１は、入力軸８および出力軸９の相対回転変位量に基づいて、ステアリングホイール２に与えられた操舵トルクを検出する。トルクセンサ１１によって検出される操舵トルクは、ＥＣＵ（電子制御ユニット：Electronic Control Unit）１２に入力される。
転舵機構４は、ピニオン軸１３と、転舵軸としてのラック軸１４とを含むラックアンドピニオン機構からなる。ラック軸１４の各端部には、タイロッド１５およびナックルアーム（図示略）を介して転舵輪３が連結されている。ピニオン軸１３は、中間軸７に連結されている。ピニオン軸１３は、ステアリングホイール２の操舵に連動して回転するようになっている。ピニオン軸１３の先端には、ピニオン１６が連結されている。 A torque sensor 11 is provided around the steering shaft 6. The torque sensor 11 detects the steering torque applied to the steering wheel 2 based on the relative rotational displacement amount of the input shaft 8 and the output shaft 9. The steering torque detected by the torque sensor 11 is input to an ECU (Electronic Control Unit) 12.
The steered mechanism 4 includes a rack and pinion mechanism including a pinion shaft 13 and a rack shaft 14 as a steered shaft. The steered wheel 3 is connected to each end of the rack shaft 14 via a tie rod 15 and a knuckle arm (not shown). The pinion shaft 13 is connected to the intermediate shaft 7. The pinion shaft 13 rotates in conjunction with the steering of the steering wheel 2. A pinion 16 is connected to the tip of the pinion shaft 13.

ラック軸１４は、自動車の左右方向（直進方向に直交する方向）に沿って直線状に延びている。ラック軸１４の軸方向の中間部には、ピニオン１６に噛み合うラック１７が形成されている。このピニオン１６およびラック１７によって、ピニオン軸１３の回転がラック軸１４の軸方向移動に変換される。ラック軸１４を軸方向に移動させることによって、転舵輪３を転舵することができる。   The rack shaft 14 extends linearly along the left-right direction of the automobile (a direction orthogonal to the straight-ahead direction). A rack 17 that meshes with the pinion 16 is formed at an intermediate portion in the axial direction of the rack shaft 14. By the pinion 16 and the rack 17, the rotation of the pinion shaft 13 is converted into the axial movement of the rack shaft 14. The steered wheels 3 can be steered by moving the rack shaft 14 in the axial direction.

ステアリングホイール２が操舵（回転）されると、この回転が、ステアリングシャフト６および中間軸７を介して、ピニオン軸１３に伝達される。そして、ピニオン軸１３の回転は、ピニオン１６およびラック１７によって、ラック軸１４の軸方向移動に変換される。これにより、転舵輪３が転舵される。
操舵補助機構５は、操舵補助用の電動モータ１８と、電動モータ１８の出力トルクを転舵機構４に伝達するための減速機構１９とを含む。電動モータ１８は、この実施形態では、シンクロナスリラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）からなる。減速機構１９は、ウォーム軸２０と、このウォーム軸２０と噛み合うウォームホイール２１とを含むウォームギヤ機構からなる。減速機構１９は、伝達機構ハウジングとしてのギヤハウジング２２内に収容されている。 When the steering wheel 2 is steered (rotated), this rotation is transmitted to the pinion shaft 13 via the steering shaft 6 and the intermediate shaft 7. The rotation of the pinion shaft 13 is converted into an axial movement of the rack shaft 14 by the pinion 16 and the rack 17. Thereby, the steered wheel 3 is steered.
The steering assist mechanism 5 includes an electric motor 18 for assisting steering and a speed reduction mechanism 19 for transmitting the output torque of the electric motor 18 to the steering mechanism 4. In this embodiment, the electric motor 18 is a synchronous reluctance motor (SynRM). The speed reduction mechanism 19 includes a worm gear mechanism that includes a worm shaft 20 and a worm wheel 21 that meshes with the worm shaft 20. The speed reduction mechanism 19 is accommodated in a gear housing 22 as a transmission mechanism housing.

ウォーム軸２０は、電動モータ１８によって回転駆動される。また、ウォームホイール２１は、ステアリングシャフト６とは同方向に回転可能に連結されている。ウォームホイール２１は、ウォーム軸２０によって回転駆動される。
電動モータ１８によってウォーム軸２０が回転駆動されると、ウォームホイール２１が回転駆動され、ステアリングシャフト６が回転する。そして、ステアリングシャフト６の回転は、中間軸７を介してピニオン軸１３に伝達される。ピニオン軸１３の回転は、ラック軸１４の軸方向移動に変換される。これにより、転舵輪３が転舵される。すなわち、電動モータ１８によってウォーム軸２０を回転駆動することによって、転舵輪３が転舵されるようになっている。 The worm shaft 20 is rotationally driven by the electric motor 18. The worm wheel 21 is coupled to the steering shaft 6 so as to be rotatable in the same direction. The worm wheel 21 is rotationally driven by the worm shaft 20.
When the worm shaft 20 is rotationally driven by the electric motor 18, the worm wheel 21 is rotationally driven and the steering shaft 6 rotates. The rotation of the steering shaft 6 is transmitted to the pinion shaft 13 via the intermediate shaft 7. The rotation of the pinion shaft 13 is converted into the axial movement of the rack shaft 14. Thereby, the steered wheel 3 is steered. That is, the wheel 3 is steered by rotating the worm shaft 20 by the electric motor 18.

電動モータ１８のロータの回転角（ロータ回転角）は、レゾルバ等の回転角センサ２５によって検出される。回転角センサ２５の出力信号は、ＥＣＵ１２に入力される。電動モータ１８は、モータ制御装置としてのＥＣＵ１２によって制御される。
図２は、電動モータ１８の構成を説明するための図解図である。
電動モータ１８は、前述したようにシンクロナスリラクタンスモータであり、図２に図解的に示すように、周方向に間隔をおいて配置された複数の突極部を有するロータ１００と、電機子巻線を有するステータ１０５とを備えている。電機子巻線は、Ｕ相のステータ巻線１０１、Ｖ相のステータ巻線１０２およびＷ相のステータ巻線１０３が星型結線されることにより構成されている。 The rotation angle of the rotor of the electric motor 18 (rotor rotation angle) is detected by a rotation angle sensor 25 such as a resolver. An output signal of the rotation angle sensor 25 is input to the ECU 12. The electric motor 18 is controlled by the ECU 12 as a motor control device.
FIG. 2 is an illustrative view for explaining the configuration of the electric motor 18.
The electric motor 18 is a synchronous reluctance motor as described above, and, as schematically shown in FIG. 2, the rotor 100 having a plurality of salient pole portions arranged at intervals in the circumferential direction, and an armature winding And a stator 105 having a wire. The armature winding is constituted by a star connection of a U-phase stator winding 101, a V-phase stator winding 102, and a W-phase stator winding 103.

各相のステータ巻線１０１，１０２，１０３の方向にＵ軸、Ｖ軸およびＷ軸をとった三相固定座標（ＵＶＷ座標系）が定義される。また、ロータ１００の回転中心側から外周部へ磁束の流れやすい突極部の方向にｄ軸方向をとり、ロータ１００の回転中心側から外周部へ磁束が流れにくい非突極部の方向にｑ軸方向をとった二相回転座標系（ｄｑ座標系。実回転座標系）が定義される。ｄｑ座標系は、ロータ１００の回転角（ロータ回転角）θに従う実回転座標系である。ロータ回転角θ（電気角）は、この実施形態では、隣接する２つの突起部（ｄ軸）のうちの基準となる一方の突極部（ｄ軸）のＵ軸から反時計回りの回転角として定義される。基準となる前記一方の突極部の方向を＋ｄ軸方向といい、それに隣接する他方の突極部の方向を−ｄ軸方向ということにする。＋ｄ軸に対して電気角で＋９０度回転した軸を＋ｑ軸とい、＋ｄ軸に対して電気角で−９０度回転した軸を−ｑ軸ということにする。ロータ１００（突極部）に生じる磁極（Ｎ極およびＳ極）は、ｄｑ座標系における電流ベクトルＩａの方向によって決定される。この実施形態では、電動モータ１８の正転方向は、図２におけるロータ１００の反時計方向に対応し、電動モータ１８の逆転方向は、図２におけるロータ１００の時計方向に対応するものとする。 Three-phase fixed coordinates (UVW coordinate system) are defined in which the U, V, and W axes are taken in the direction of the stator windings 101, 102, and 103 of each phase. Further, the d-axis direction is taken in the direction of the salient pole where the magnetic flux easily flows from the rotation center side of the rotor 100 to the outer periphery, and q in the direction of the non-salient pole where the magnetic flux does not easily flow from the rotation center side of the rotor 100 to the outer periphery. A two-phase rotating coordinate system (dq coordinate system; actual rotating coordinate system) taking the axial direction is defined. The dq coordinate system is an actual rotation coordinate system according to the rotation angle (rotor rotation angle) θ of the rotor 100. In this embodiment, the rotor rotation angle θ (electrical angle) is a counterclockwise rotation angle from the U axis of one salient pole portion (d axis) serving as a reference of two adjacent projections (d axis). Is defined as The direction of the one salient pole portion serving as a reference is referred to as a + d-axis direction, and the direction of the other salient pole portion adjacent thereto is referred to as a −d-axis direction. The axis rotated by +90 degrees in electrical angle with respect to the + d axis is called + q axis, and the axis rotated by -90 degrees in electrical angle with respect to the + d axis is called -q axis. Rotor 100 poles occurring (salient pole portion) (N and S poles) is determined by the direction of the current vector I a in the dq coordinate system. In this embodiment, the forward rotation direction of the electric motor 18 corresponds to the counterclockwise direction of the rotor 100 in FIG. 2, and the reverse rotation direction of the electric motor 18 corresponds to the clockwise direction of the rotor 100 in FIG.

通常は、ロータ回転角θを用いることによって、ＵＶＷ座標系とｄｑ座標系との間での座標変換が行われる（たとえば、特開２００９−１３７３２３号公報の式（１），（２）参照）。ただし、この実施形態では、後述するように、ロータ回転角θの代わりに、座標変換用回転角δを用いて座標変換が行われる。
図２において、Ｉａは、回転磁界をつくるための電流ベクトル（電機子電流ベクトル）である。βは電流位相角であり、電機子電流ベクトルＩａとｄ軸との位相差である。 Normally, coordinate conversion between the UVW coordinate system and the dq coordinate system is performed by using the rotor rotation angle θ (see, for example, equations (1) and (2) in JP 2009-137323 A). . However, in this embodiment, as will be described later, coordinate conversion is performed using a rotation angle δ for coordinate conversion instead of the rotor rotation angle θ.
In FIG. 2, Ia is a current vector (armature current vector) for generating a rotating magnetic field. β is the current phase angle, which is the phase difference between the armature current vector Ia and the d-axis.

本実施形態のモータ制御装置としてのＥＣＵ１２について説明する前に、図４〜図９を参照して、本出願人が既に開発しているモータ制御装置２００について説明する。なお、ＥＣＵ１２以外の電動パワーステアリング装置の構成は、図１の電動パワーステアリング装置１の構成と同じであるものとして、モータ制御装置２００について説明する。
図４は、本出願人が既に開発しているモータ制御装置２００の電気的構成を示す概略図である。 Before describing the ECU 12 as the motor control device of the present embodiment, the motor control device 200 already developed by the present applicant will be described with reference to FIGS. 4 to 9. The motor control device 200 will be described assuming that the configuration of the electric power steering device other than the ECU 12 is the same as the configuration of the electric power steering device 1 of FIG.
FIG. 4 is a schematic diagram showing an electrical configuration of a motor control device 200 that has already been developed by the present applicant.

モータ制御装置２００は、マイクロコンピュータ２０１と、このマイクロコンピュータ２０１によって制御され、電動モータ１８に電力を供給する駆動回路（インバータ回路）３２と、電動モータ１８の各相のステータ巻線１０１，１０２，１０３に流れる電流を検出する電流検出部３３とを備えている。
電流検出部３３は、電動モータ１８の各相のステータ巻線に流れる相電流ｉＵ，ｉＶ，ｉＷ（以下、総称するときには「三相検出電流ｉＵ，ｉＶ，ｉＷ」という）を検出する。これらは、ＵＶＷ座標系における各座標軸方向の電流値である。 The motor control apparatus 200 includes a microcomputer 201, a drive circuit (inverter circuit) 32 that is controlled by the microcomputer 201 and supplies electric power to the electric motor 18, and stator windings 101, 102, 102, And a current detection unit 33 that detects a current flowing through 103.
The current detection unit 33 includes phase currents i U , i V , i W (hereinafter, collectively referred to as “three-phase detection currents i U , i V , i W ) flowing in the stator windings of the respective phases of the electric motor 18. Is detected. These are current values in the coordinate axis directions in the UVW coordinate system.

マイクロコンピュータ２０１は、ＣＰＵおよびメモリ（ＲＯＭ、ＲＡＭ、不揮発性メモリなど）を備えており、所定のプログラムを実行することによって、複数の機能処理部として機能するようになっている。この複数の機能処理部には、電流指令値設定部４１と、ｄ軸電流指令値設定部４３と、ｑ軸電流指令値設定部４４と、ｄ軸電流偏差演算部４５と、ｑ軸電流偏差演算部４６と、ｄ軸ＰＩ（比例積分）制御部４７と、ｑ軸ＰＩ（比例積分）制御部４８と、ｄ軸指示電圧生成部４９と、ｑ軸指示電圧生成部５０と、二相／三相座標変換部５１と、ＰＷＭ制御部５２と、回転角演算部５３と、電流位相角演算部５４と、座標変換用回転角設定部５５と、三相／二相座標変換部５６とが含まれている。   The microcomputer 201 includes a CPU and a memory (ROM, RAM, non-volatile memory, etc.), and functions as a plurality of function processing units by executing a predetermined program. The plurality of function processing units include a current command value setting unit 41, a d-axis current command value setting unit 43, a q-axis current command value setting unit 44, a d-axis current deviation calculation unit 45, and a q-axis current deviation. Calculation unit 46, d-axis PI (proportional integration) control unit 47, q-axis PI (proportional integration) control unit 48, d-axis command voltage generation unit 49, q-axis command voltage generation unit 50, two-phase / A three-phase coordinate conversion unit 51, a PWM control unit 52, a rotation angle calculation unit 53, a current phase angle calculation unit 54, a coordinate conversion rotation angle setting unit 55, and a three-phase / two-phase coordinate conversion unit 56 include.

電流指令値設定部４１は、電動モータ１８の電機子電流の指令値である電流指令値Ｉａ ＊を設定する。具体的には、電流指令値設定部４１は、トルクセンサ１１によって検出される操舵トルク（検出操舵トルクＴｈ）に基づいて電流指令値Ｉａ ＊を設定する。検出操舵トルクＴｈに対する電流指令値Ｉａ ＊の設定例は、図５に示されている。検出操舵トルクＴｈは、たとえば左方向への操舵のためのトルクが正の値にとられ、右方向への操舵のためのトルクが負の値にとられている。電動モータ１８の左方向への操舵を補助するためのモータトルクの方向は、電動モータ１８の正転方向に対応し、右方向への操舵を補助するためのモータトルクの方向は、電動モータ１８の逆転方向に対応するものとする。電流指令値Ｉａ ＊は、電動モータ１８から左方向操舵のための操舵補助力を発生させるべきときには正の値とされ、電動モータ１８から右方向操舵のための操舵補助力を発生させるべきときには負の値とされる。 The current command value setting unit 41 sets a current command value I a * that is a command value of the armature current of the electric motor 18. Specifically, the current command value setting unit 41 sets the current command value I a * based on the steering torque (detected steering torque Th) detected by the torque sensor 11. An example of setting the current command value I a * for the detected steering torque Th is shown in FIG. For the detected steering torque Th, for example, the torque for steering in the left direction is a positive value, and the torque for steering in the right direction is a negative value. The direction of the motor torque for assisting the leftward steering of the electric motor 18 corresponds to the normal rotation direction of the electric motor 18, and the direction of the motor torque for assisting the rightward steering is determined by the electric motor 18. It corresponds to the reverse direction. The current command value I a * is a positive value when a steering assist force for leftward steering is to be generated from the electric motor 18, and when a steering assist force for rightward steering is to be generated from the electric motor 18. Negative value.

電流指令値Ｉａ ＊は、検出操舵トルクＴｈの正の値に対しては正をとり、検出操舵トルクＴｈの負の値に対しては負の値をとる。検出操舵トルクＴｈが零のときには、電流指令値Ｉａ ＊は零とされる。そして、検出操舵トルクＴｈの絶対値が大きくなるほど、電流指令値Ｉａ ＊の絶対値は大きな値とされる。これにより、検出操舵トルクＴｈの絶対値が大きくなるほど、操舵補助力を大きくすることができる。 The current command value I a * is positive with respect to a positive value of the detected steering torque Th, and is negative with respect to a negative value of the detected steering torque Th. When the detected steering torque Th is zero, the current command value I a * is zero. The absolute value of the current command value I a * is increased as the absolute value of the detected steering torque Th increases. Thereby, the steering assist force can be increased as the absolute value of the detected steering torque Th increases.

電流指令値設定部４１は、たとえば、図５に示されるような操舵トルクＴｈと電流指令値Ｉａ ＊との関係を記憶したマップまたはそれらの関係を表す演算式を用いて、操舵トルクＴｈに応じた電流指令値Ｉａ ＊を設定する。電流指令値設定部４１によって設定された電流指令値Ｉａ ＊は、ｑ軸電流指令値設定部４４に与えられる。
ｑ軸電流指令値生成部４４は、電流指令値設定部４１から与えられた電機子電流指令値Ｉａ ＊を、ｑ軸電流指令値ｉｑ ＊として設定する。つまり、電流指令値設定部４１によって設定された電機子電流指令値Ｉａ ＊がｑ軸電流指令値ｉｑ ＊となる。ｄ軸電流指令値設定部４３は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊を設定する。ｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊は、零に設定される。つまり、ｑ軸電流指令値ｉｑ ＊が有意値とされ、ｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊が零とされる。ｑ軸電流指令値ｉｑ ＊は、ｄ軸電流指令値ｉｄ ＊およびｑ軸電流指令値ｉｑ ＊を総称して、「二相指示電流ｉｄ ＊，ｉｑ ＊」という場合がある。 The current command value setting unit 41 uses, for example, a map that stores the relationship between the steering torque Th and the current command value I a * as shown in FIG. 5 or an arithmetic expression that represents the relationship to the steering torque Th. A corresponding current command value I a * is set. The current command value I a * set by the current command value setting unit 41 is given to the q-axis current command value setting unit 44.
The q-axis current command value generation unit 44 sets the armature current command value I a * given from the current command value setting unit 41 as the q-axis current command value i q * . That is, the armature current command value I a * set by the current command value setting unit 41 becomes the q-axis current command value i q * . The d-axis current command value setting unit 43 sets the d-axis current command value I d * . The d-axis current command value I d * is set to zero. That is, the q-axis current command value i q * is a significant value, and the d-axis current command value I d * is zero. The q-axis current command value i q * may be collectively referred to as “two-phase command current i d * , i q * ” as the d-axis current command value i d * and the q-axis current command value i q * .

回転角演算部５３は、回転角センサ２５の出力信号に基づいて、電動モータ１８のロータの回転角（ロータ回転角、実回転角）θを演算する。回転角演算部５３によって演算されたロータ回転角θは、座標変換用回転角設定部５５に与えられる。
電流位相角演算部５４は、電流検出部３３によって検出された三相検出電流ｉＵ，ｉＶ，ｉＷに基づいて、電流位相角β（電気角）［deg］を演算する。電流位相角演算部５４の動作の詳細については、後述する。電流位相角演算部５４によって演算された電流位相角βは、座標変換用回転角設定部５５に与えられる。 The rotation angle calculation unit 53 calculates the rotation angle (rotor rotation angle, actual rotation angle) θ of the rotor of the electric motor 18 based on the output signal of the rotation angle sensor 25. The rotor rotation angle θ calculated by the rotation angle calculation unit 53 is given to the coordinate conversion rotation angle setting unit 55.
The current phase angle calculator 54 calculates a current phase angle β (electrical angle) [deg] based on the three-phase detected currents i U , i V , i W detected by the current detector 33. Details of the operation of the current phase angle calculator 54 will be described later. The current phase angle β calculated by the current phase angle calculation unit 54 is given to the rotation angle setting unit 55 for coordinate conversion.

座標変換用回転角設定部５５は、二相／三相座標変換部５１および三相／二相座標変換部５６において座標変換に用いられる座標変換用回転角δを演算する。具体的には、座標変換用回転角設定部５５は、回転角演算部５３によって演算されたロータ回転角θと、電流位相角演算部５４によって演算された電流位相角βと、電流指令値設定部４１によって設定された電流指令値Ｉａ ＊とに基づいて、座標変換用回転角δを演算する。座標変換用回転角設定部５５の動作の詳細については後述する。 The coordinate conversion rotation angle setting unit 55 calculates a coordinate conversion rotation angle δ used for coordinate conversion in the two-phase / three-phase coordinate conversion unit 51 and the three-phase / two-phase coordinate conversion unit 56. Specifically, the coordinate conversion rotation angle setting unit 55 sets the rotor rotation angle θ calculated by the rotation angle calculation unit 53, the current phase angle β calculated by the current phase angle calculation unit 54, and the current command value setting. Based on the current command value I a * set by the unit 41, the coordinate conversion rotation angle δ is calculated. Details of the operation of the coordinate conversion rotation angle setting unit 55 will be described later.

電流検出部３３によって検出された三相検出電流ｉＵ，ｉＶ，ｉＷは、三相／二相座標変換部５６にも与えられる。三相／二相座標変換部５６は、座標変換用回転角設定部５５によって演算された座標変換用回転角δをロータ回転角θの代わりに用いて、三相検出電流ｉＵ，ｉＶ，ｉＷをｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑに変換する。以下、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを総称するときには「二相検出電流ｉｄ，ｉｑ」という。 The three-phase detection currents i U , i V , i W detected by the current detection unit 33 are also given to the three-phase / two-phase coordinate conversion unit 56. The three-phase / two-phase coordinate conversion unit 56 uses the coordinate conversion rotation angle δ calculated by the coordinate conversion rotation angle setting unit 55 instead of the rotor rotation angle θ, to detect the three-phase detection currents i U , i V , i W is converted into a d-axis current i d and a q-axis current i q . Hereinafter, the d-axis current i d and the q-axis current i q are collectively referred to as “two-phase detection currents i d , i q ”.

三相／二相座標変換部５６によって得られたｄ軸電流ｉｄは、ｄ軸電流偏差演算部４５に与えられる。三相／二相座標変換部５６によって得られたｑ軸電流ｉｑは、ｑ軸電流偏差演算部４６に与えられる。
ｄ軸電流偏差演算部４５は、ｄ軸電流指令値ｉｄ ＊に対するｄ軸電流ｉｄの偏差を演算する。ｄ軸電流偏差演算部４５によって演算された電流偏差は、ｄ軸ＰＩ制御部４７に与えられて、ＰＩ演算処理を受ける。ｄ軸指示電圧生成部４９は、ｄ軸ＰＩ制御部４７の演算結果に応じて、ｄ軸指示電圧ｖｄ ＊を生成する。 D-axis current i d obtained by the three-phase / two-phase coordinate converter 56 is supplied to the d-axis current deviation calculation unit 45. The q-axis current i q obtained by the three-phase / two-phase coordinate conversion unit 56 is given to the q-axis current deviation calculation unit 46.
d-axis current deviation calculation unit 45 calculates the deviation of the d-axis current i d for the d-axis current command value i d *. The current deviation calculated by the d-axis current deviation calculation unit 45 is given to the d-axis PI control unit 47 and subjected to PI calculation processing. The d-axis command voltage generator 49 generates a d-axis command voltage v d * according to the calculation result of the d-axis PI controller 47.

ｑ軸電流偏差演算部４６は、ｑ軸電流指令値ｉｑ ＊に対するｑ軸電流ｉｑの偏差を演算する。ｑ軸電流偏差演算部４６によって演算された電流偏差は、ｑ軸ＰＩ制御部４８に与えられて、ＰＩ演算処理を受ける。ｑ軸指示電圧生成部５０は、ｑ軸ＰＩ制御部４８の演算結果に応じて、ｑ軸指示電圧ｖｑ ＊を生成する。以下、ｄ軸指示電圧ｖｄ ＊およびｑ軸指示電圧ｖｑ ＊を総称するときには「二相指示電圧ｖｄ ＊，ｖｑ ＊」という。 The q-axis current deviation calculator 46 calculates the deviation of the q-axis current i q from the q-axis current command value i q * . The current deviation calculated by the q-axis current deviation calculation unit 46 is given to the q-axis PI control unit 48 and subjected to PI calculation processing. The q-axis command voltage generation unit 50 generates a q-axis command voltage v q * according to the calculation result of the q-axis PI control unit 48. Hereinafter, the d-axis command voltage v d * and the q-axis command voltage v q * are collectively referred to as “two-phase command voltages v d * , v q * ”.

二相指示電圧ｖｄ ＊，ｖｑ ＊は、二相／三相座標変換部５１に与えられる。二相／三相座標変換部５１は、座標変換用回転角設定部５５によって演算された座標変換用回転角δをロータ回転角θの代わりに用いて、ｄ軸指示電圧ｖｄ ＊およびｑ軸指示電圧ｖｑ ＊を、Ｕ相，Ｖ相およびＷ相の指示電圧ｖＵ ＊，ｖＶ ＊，ｖＷ ＊に変換する。以下、Ｕ相，Ｖ相およびＷ相の指示電圧ｖＵ ＊，ｖＶ ＊，ｖＷ ＊を総称するときには「三相指示電圧ｖＵ ＊，ｖＶ ＊，ｖＷ ＊」という。 The two-phase command voltages v d * and v q * are given to the two-phase / three-phase coordinate conversion unit 51. The two-phase / three-phase coordinate conversion unit 51 uses the coordinate conversion rotation angle δ calculated by the coordinate conversion rotation angle setting unit 55 instead of the rotor rotation angle θ, and uses the d-axis command voltage v d * and the q-axis. The command voltage v q * is converted into U-phase, V-phase, and W-phase command voltages v U * , v V * , and v W * . Below, U-phase, command voltage of V-phase and W-phase v U *, v V *, v W * when a generic term for "three-phase command voltage v U *, v V *, v W * " called.

ＰＷＭ制御部５２は、Ｕ相指示電圧ｖＵ ＊、Ｖ相指示電圧ｖＶ ＊およびＷ相指示電圧ｖＷ ＊にそれぞれ対応するデューティ比のＵ相ＰＷＭ制御信号、Ｖ相ＰＷＭ制御信号およびＷ相ＰＷＭ制御信号を生成し、駆動回路３２に供給する。
駆動回路３２は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相に対応した三相インバータ回路からなる。このインバータ回路を構成するパワー素子がＰＷＭ制御部５２から与えられるＰＷＭ制御信号によって制御されることにより、三相指示電圧ｖＵ ＊，ｖＶ ＊，ｖＷ ＊に相当する電圧が電動モータ１８の各相のステータ巻線に印加されることになる。 The PWM control unit 52 includes a U-phase PWM control signal, a V-phase PWM control signal, and a W-phase with duty ratios corresponding to the U-phase command voltage v U * , the V-phase command voltage v V *, and the W-phase command voltage v W * , respectively. A PWM control signal is generated and supplied to the drive circuit 32.
The drive circuit 32 includes a three-phase inverter circuit corresponding to the U phase, the V phase, and the W phase. By the power elements that constitute the inverter circuit are controlled by the PWM control signals provided from the PWM control unit 52, the three-phase command voltage v U *, v V *, v W voltage corresponding to * of the electric motor 18 It is applied to the stator winding of each phase.

電流偏差演算部４５，４６およびＰＩ制御部４７，４８は、電流フィードバック制御手段を構成している。この電流フィードバック制御手段の働きによって、電動モータ１８に流れるモータ電流が、ｄ軸およびｑ軸電流指令値設定部４３，４４によって演算される二相指示電流ｉｄ ＊，ｉｑ ＊に近づくように制御される。
次に電流位相角演算部５４の動作について詳しく説明する。電流位相角演算部５４は、電流検出部３３によって検出された三相検出電流ｉＵ，ｉＶ，ｉＷから演算される電機子電流Ｉａと、予め設定された電流位相角演算式とに基づいて、電機子電流Ｉａに対してモータトルクが最大値に近い値となる電流位相角β（電気角）［deg］を演算する。 The current deviation calculation units 45 and 46 and the PI control units 47 and 48 constitute current feedback control means. Due to the action of this current feedback control means, the motor current flowing through the electric motor 18 approaches the two-phase indicating currents i d * and i q * calculated by the d-axis and q-axis current command value setting units 43 and 44. Be controlled.
Next, the operation of the current phase angle calculator 54 will be described in detail. The current phase angle calculation unit 54 calculates an armature current I a calculated from the three-phase detection currents i U , i V , i W detected by the current detection unit 33 and a preset current phase angle calculation formula. Based on the armature current Ia , the current phase angle β (electrical angle) [deg] at which the motor torque is close to the maximum value is calculated.

この実施形態では、座標変換部５６によって得られるｑ軸電流ｉｑが、電流位相角βを演算するための電機子電流Ｉａとして用いられる。電流位相角演算式の作成方法について説明する。
電動モータ１８を高効率で駆動するためには、電機子電流に対するモータトルクの比が大きくなるように電動モータ１８を制御すればよい。 In this embodiment, the q-axis current i q obtained by the coordinate conversion unit 56 is used as the armature current I a for calculating the current phase angle β. A method for creating the current phase angle calculation formula will be described.
In order to drive the electric motor 18 with high efficiency, the electric motor 18 may be controlled so that the ratio of the motor torque to the armature current is increased.

極対数がＰｎであるシンクロナスリラクタンスモータにおけるモータトルクＴは、次式(1)で表される。
Ｔ＝Ｐｎ・（Ｌｄ−Ｌｑ）・ｉｄ・ｉｑ …(1)
Ｌｄはｄ軸インダクタンス［H］であり、Ｌｑはｑ軸インダクタンス［H］である。また、ｉｄはｄ軸電流［A］であり、ｉｑはｑ軸電流［A］である。 The motor torque T in the synchronous reluctance motor having the number of pole pairs Pn is expressed by the following equation (1).
T = P n · (L d -L q) · i d · i q ... (1)
L d is the d-axis inductance [H], and L q is the q-axis inductance [H]. Further, id is a d-axis current [A], and i q is a q-axis current [A].

電機子電流の大きさをＩａ［A］とし、電流位相差をβ［deg］とすると、ｉｑ＝Ｉａ・sinβ，ｉｄ＝Ｉａ・cosβとなるので、モータトルクＴは、次式(2)で表される。なお、電流位相差βは、回転磁界をつくるための電流ベクトル（電機子電流ベクトル）とｄ軸との位相差である。
Ｔ＝（１／２）・Ｐｎ・（Ｌｄ−Ｌｑ）・Ｉａ ２sin２β …(2)
したがって、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑが電流位相角βによって変動しなければ、電流位相角βが４５［deg］のときにモータトルクＴは最大となる。しかしながら、ＳｙｎＲＭでは、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑがロータコアの磁気飽和の影響を受けて変動するため、モータトルクＴは電流位相角βが４５［deg］のときに必ずしも最大にならない。 Assuming that the magnitude of the armature current is I a [A] and the current phase difference is β [deg], i q = I a · sin β, i d = I a · cos β, so the motor torque T is It is expressed by equation (2). The current phase difference β is a phase difference between a current vector (armature current vector) for generating a rotating magnetic field and the d-axis.
T = (1/2) · P n · (L d −L q ) · I a 2 sin 2β (2)
Therefore, if the d-axis inductance L d and the q-axis inductance L q do not vary with the current phase angle β, the motor torque T becomes maximum when the current phase angle β is 45 [deg]. However, in SynRM, since the d-axis inductance L d and the q-axis inductance L q fluctuate due to the magnetic saturation of the rotor core, the motor torque T is not necessarily maximized when the current phase angle β is 45 [deg]. .

そこで、この実施形態では、電動モータ１８に対して予め実験を行うことにより、使用する電機子電流Ｉａの範囲において、複数の電機子電流Ｉａ毎に電流位相角βに対するモータトルクＴの特性データを取得する。
図６は、複数の電機子電流Ｉａ毎に取得した電流位相角βに対するモータトルクＴの特性データの一例を示すグラフである。図６の特性データは、前記非特許文献１に掲載のデータを転用したものである。図６では、横軸に電流位相角βをとり、縦軸にモータトルクＴをとり、各電機子電流Ｉａの電流位相角βに対するモータトルクＴの特性を、それぞれ曲線で表している。 Therefore, in this embodiment, by performing the experiment in advance to the electric motor 18, the range of the armature current I a to be used, the characteristics of the motor torque T for the current phase angle β for each of the plurality of armature current I a Get the data.
Figure 6 is a graph showing an example of the characteristic data of the motor torque T for the current phase angle β obtained for each of the plurality of armature current I a. The characteristic data in FIG. 6 is obtained by diverting data published in Non-Patent Document 1. In Figure 6, takes the current phase angle β to the horizontal axis, the vertical axis represents the motor torque T, which represents the characteristics of the motor torque T, respectively curves for the current phase angle β of the armature current I a.

図６のグラフにおいて、各電機子電流Ｉａに対応する電流位相角−モータトルク特性曲線上の最大トルク値を結ぶ曲線を直線近似することにより、電機子電流Ｉａとその電機子電流Ｉａに対してモータトルクが最大値に近い値となる電流位相角βとの関係を表す近似式を求める。具体的には、次式（3）に基づいて、電機子電流Ｉａと電流位相角βとの関係を表す近似式を求める。なお、電機子電流Ｉａが零のときにモータトルクが最大となる電流位相角βは４５度になるものとする。 In the graph of FIG. 6, the current phase angle corresponding to the armature current I a - by linear approximation curve connecting the maximum torque value on the motor torque curve, the armature current I a and the armature current I a , An approximate expression representing the relationship with the current phase angle β at which the motor torque is close to the maximum value is obtained. Specifically, an approximate expression representing the relationship between the armature current Ia and the current phase angle β is obtained based on the following expression (3). It is assumed that the current phase angle β at which the motor torque is maximum when the armature current Ia is zero is 45 degrees.

β＝｛（βｍａｘ−βｍｉｎ）／Ｉａｍａｘ｝・Ｉａ＋βｍｉｎ …(3)
Ｉａｍａｘは、電機子電流Ｉａの最大値（電流指令値Ｉａ ＊の最大値）であり、この例では、Ｉａｍａｘ＝５０[A]である。βｍａｘは、電機子電流Ｉａが最大値Ｉａｍａｘである場合に、モータトルクＴが最大値となる電流位相角βであり、この例では、βｍａｘ＝６６[deg]であるとする。βｍｉｎは、電機子電流Ｉａが最小値（零）である場合に、モータトルクＴが最大値となる電流位相角βであり、この例では、βｍｉｎ＝４５[deg]であるとする。 β = {(β max −β min ) / I amax } · I a + β min (3)
I amax is the maximum value of the armature current I a (the maximum value of the current command value I a * ), and in this example, I amax = 50 [A]. β max is a current phase angle β at which the motor torque T becomes the maximum value when the armature current I a is the maximum value I amax , and in this example, β max = 66 [deg]. β min is the current phase angle β at which the motor torque T is the maximum when the armature current I a is the minimum value (zero). In this example, β min = 45 [deg]. .

前記式(3)に、Ｉａｍａｘ＝５０[A]、βｍａｘ＝６６[deg]およびβｍａｘ＝４５[deg]を代入すると、次式(4)で表されるような近似式が得られる。
β＝（２１／５０)・Ｉａ＋４５ …(4)
式(4)が、電機子電流Ｉａから電流位相角βを演算するための演算式（電流位相角演算式）となる。 Substituting I amax = 50 [A], β max = 66 [deg], and β max = 45 [deg] into the equation (3) yields an approximate expression represented by the following equation (4). .
β = (21/50) · I a +45 (4)
Equation (4) becomes an arithmetic expression for calculating the current phase angle β from the armature current I a and (current phase angle arithmetic expression).

図７の折れ線ａは、各電機子電流Ｉａに対してモータトルクＴが最大となる電流位相角βの実測データを示すグラフである。図７の直線ｂは、前記式(4)で表される近似直線を示している。
電流位相角演算部５４には、前述のようにして求められた電流位相角演算式（例えば前記式(4)）が予め設定されている。電流位相角演算部５４は、座標変換部５６から得られたｑ軸電流ｉｑを電機子電流Ｉａとし、予め設定されている電流位相角演算式と電機子電流Ｉａとに基づいて、電流指令値Ｉａに対してモータトルクが最大値に近い値となる電流位相角βを演算する。 Polygonal line a in FIG. 7, the motor torque T for each armature current I a is a graph showing measured data of the current phase angle β becomes maximum. A straight line b in FIG. 7 indicates an approximate straight line represented by the above formula (4).
In the current phase angle calculation unit 54, the current phase angle calculation formula (for example, the formula (4)) obtained as described above is set in advance. The current phase angle calculation unit 54 sets the q-axis current i q obtained from the coordinate conversion unit 56 as an armature current I a, and based on a preset current phase angle calculation formula and the armature current I a , motor torque calculating the current phase angle β to a value close to the maximum value to the current command value I a.

次に、座標変換用回転角設定部５５の動作について詳しく説明する。座標変換用回転角設定部５５は、電流指令値Ｉａ ＊が零以上の値である場合には、つまり電動モータ１８が停止しているかまたは電動モータ１８を回転させるべき方向が正転方向である場合には、次式(5)に基づいて、座標変換用回転角δを設定する。
δ＝θ−（９０−β） …(5)
一方、電流指令値Ｉａ ＊が零未満の値である場合には、つまり電動モータ１８を回転させるべき方向が逆転方向である場合には、座標変換用回転角設定部５５は、次式(6)に基づいて、座標変換用回転角δを設定する。 Next, the operation of the coordinate conversion rotation angle setting unit 55 will be described in detail. When the current command value I a * is a value equal to or greater than zero, the coordinate conversion rotation angle setting unit 55 means that the electric motor 18 is stopped or the direction in which the electric motor 18 should be rotated is the normal rotation direction. In some cases, the coordinate conversion rotation angle δ is set based on the following equation (5).
δ = θ− (90−β) (5)
On the other hand, when the current command value I a * is less than zero, that is, when the direction in which the electric motor 18 is to be rotated is the reverse direction, the coordinate conversion rotation angle setting unit 55 uses the following formula ( Based on 6), the coordinate conversion rotation angle δ is set.

δ＝θ＋（９０−β） …(6)
このように、電動モータ１８を回転させるべき方向に応じて、座標変換用回転角δが｛θ−（９０−β）｝または｛θ＋（９０−β）｝に設定されることにより、電動モータ１８をそれを回転させるべき方向に回転駆動することができる。
以下、この理由について説明する。以下において、演算式Ｉｄ ＊＝Ｉａ ＊cosβおよび演算式Ｉｑ ＊＝Ｉａ ＊sinβに基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊を設定するとともに、ｄｑ座標系とＵＶＷ座標系との間の座標変換をロータ回転角θを用いて行うような制御方法を基本制御方法ということにする。基本制御方法においては、ＳｙｎＲＭの回転方向を反転させる場合には、電流指令値Ｉａ ＊の極性を変えずに、βが−βに置き換えられる。 δ = θ + (90−β) (6)
As described above, the rotation angle δ for coordinate conversion is set to {θ− (90−β)} or {θ + (90−β)} in accordance with the direction in which the electric motor 18 is to be rotated. 18 can be driven to rotate in the direction in which it should be rotated.
Hereinafter, this reason will be described. In the following, the d-axis current command value I d * and the q-axis current command value I q * are set based on the calculation formula I d * = I a * cos β and the calculation formula I q * = I a * sin β, and dq A control method in which coordinate conversion between the coordinate system and the UVW coordinate system is performed using the rotor rotation angle θ is referred to as a basic control method. In the basic control method, when the rotation direction of SynRM is reversed, β is replaced with −β without changing the polarity of the current command value I a * .

まず、図８Ａ〜図８Ｃを参照して、電流指令値Ｉａ ＊が正の値（Ｉａ ＊＞０）である場合、つまり電動モータを正転方向に回転駆動させる場合について説明する。基本制御方法によって電動モータを正転方向に回転駆動させる場合を想定する。基本制御方法では、ｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊が、それぞれ演算式Ｉｄ ＊＝｜Ｉａ ＊｜cosβおよび演算式Ｉｑ ＊＝｜Ｉａ ＊｜sinβに基づいて設定される。また、二相／三相座標変換部および三相／二相座標変換部は回転角演算部によって演算されるロータ回転角θをそのまま用いて座標変換を行う。なお、βは４５度付近の角度であるとする。この場合には、ｄ軸電流成分ｉｄがｄ軸電流指令値ｉｄ ＊（＞０）に等しくなりかつｑ軸電流成分ｉｑがｑ軸電流指令値ｉｑ ＊（＞０）に等しくなるように電流制御が行われるので、電機子電流ベクトルＩａは図８Ａに示すようになる。 First, the case where the current command value I a * is a positive value (I a * > 0), that is, the case where the electric motor is driven to rotate in the forward rotation direction will be described with reference to FIGS. 8A to 8C. Assume that the electric motor is driven to rotate in the forward direction by the basic control method. In the basic control method, the d-axis current command value I d * and the q-axis current command value I q * are calculated using the arithmetic expression I d * = | I a * | cos β and the arithmetic expression I q * = | I a * | sin β, respectively. Is set based on Further, the two-phase / three-phase coordinate conversion unit and the three-phase / two-phase coordinate conversion unit perform coordinate conversion using the rotor rotation angle θ calculated by the rotation angle calculation unit as it is. Note that β is an angle around 45 degrees. In this case, the d-axis current component i d is equal to the d-axis current command value i d * (> 0) and the q-axis current component i q is equal to the q-axis current command value i q * (> 0). Thus, the armature current vector Ia is as shown in FIG. 8A.

ロータ１００には磁石が設けられてないので電動モータ１８が駆動されていないときには無極性である。ステータ巻線１０１〜１０３に電流が流れるとロータ１００に磁界が発生し、ロータ１００が磁化される。この際、ロータ１００の極性は、ステータ巻線１０１〜１０３に流れる電流の方向によって決まる。図８Ａにおいて、電機子電流ベクトルＩａの終点がｄｑ座標系の第１象限または第４象限にある場合には、ロータ１００における＋ｄ軸方向に対応する突極部の極性がＮ極となり、−ｄ軸方向に対応する突極部の極性がＳ極となる。電機子電流ベクトルＩａの終点がｄｑ座標系の第２象限または第３象限にある場合には、ロータ１００における＋ｄ軸方向に対応する突極部の極性がＳ極となり、−ｄ軸方向に対応する突極部の極性がＮ極となる。 Since the rotor 100 is not provided with a magnet, it is non-polar when the electric motor 18 is not driven. When a current flows through the stator windings 101 to 103, a magnetic field is generated in the rotor 100, and the rotor 100 is magnetized. At this time, the polarity of the rotor 100 is determined by the direction of the current flowing through the stator windings 101 to 103. In Figure 8A, when the end point of the armature current vector I a is in the first or fourth quadrant of the dq coordinate system, the polarity of the salient pole portion corresponding to + d-axis direction of the rotor 100 becomes an N pole, - The salient pole portion corresponding to the d-axis direction is the S pole. If the end point of the armature current vector I a is in the second quadrant or the third quadrant of the dq coordinate system, the polarity of the salient pole portion corresponding to + d-axis direction of the rotor 100 becomes an S pole, in -d axis The polarity of the corresponding salient pole part is N pole.

そして、極性がＮ極である突極部が、電機子電流ベクトルＩａ側に引き付けられる。したがって、図８Ａの例では、＋ｄ軸方向に対応する突極部が電機子電流ベクトルＩａ側に引き付けられるので、ロータ１００は反時計方向（正転方向）に回転する。
次に、二相／三相座標変換部および三相／二相座標変換部は基本制御方法と同様に回転角演算部によって演算されたロータ回転角θをそのまま用いて座標変換を行うが、ｄ軸電流指令値ｉｄ ＊を零に設定し、ｑ軸電流指令値ｉｑ ＊を図８Ａの電流指令値Ｉａ ＊（＞０）と同じ値に設定する場合を想定する。この場合には、ｄ軸電流成分ｉｄが０となりかつｑ軸電流成分ｉｑがＩａ ＊に等しくなるように電流制御が行われるので、電機子電流ベクトルＩａは図８Ｂに示すようになる。このような制御では、電機子電流ベクトルＩａを、図８Ａに示すような本来発生させるべき角度（方向）に発生させることができない。 Then, the salient pole part having a polarity of N is attracted to the armature current vector Ia side. Therefore, in the example of FIG. 8A, the salient pole portion corresponding to the + d-axis direction is attracted to the armature current vector Ia side, so the rotor 100 rotates counterclockwise (forward rotation direction).
Next, the two-phase / three-phase coordinate conversion unit and the three-phase / two-phase coordinate conversion unit perform coordinate conversion using the rotor rotation angle θ calculated by the rotation angle calculation unit as it is, as in the basic control method. It is assumed that the shaft current command value i d * is set to zero and the q-axis current command value i q * is set to the same value as the current command value I a * (> 0) in FIG. 8A. In this case, current control is performed so that the d-axis current component id is 0 and the q-axis current component iq is equal to Ia * , so that the armature current vector Ia is as shown in FIG. 8B. Become. In such control, the armature current vector I a, can not be generated in the angle (direction) should originally be generated as shown in Figure 8A.

そこで、前記実施形態のように、ｄ軸電流指令値ｉｄ ＊を零に設定し、ｑ軸電流指令値ｉｑ ＊を図８Ａの電流指令値Ｉａ ＊と同じ値に設定した上で、各座標変換部５１，５６が座標変換用回転角｛θ−（９０−β）｝を用いて座標変換を行う場合を想定する。この場合には、各座標変換部５１，５５は、図８Ｃに示すように、ｑ軸を−（９０−β）度回転させたｑ’軸と、ｄ軸を−（９０−β）度回転させたｄ’軸とからなるｄ’ｑ’座標系で、座標変換を行うことになる。この際、ｄ軸電流指令値ｉｄ ＊の大きさ（＝０）がｄ’軸電流成分ｉｄ’となり、ｑ軸電流指令値ｉｄ ＊（＝Ｉａ ＊）の大きさがｑ’軸 電流成分ｉｑ’となるから、電機子電流ベクトルＩａは図８Ｃに示すようになる。つまり、図８Ａに示す電流ベクトルＩａの方向と同じ方向に電機子電流ベクトルＩａを発生させることができる。したがって、電動モータ１８を回転させるべき方向に駆動させることができる。 Therefore, as in the above embodiment, the d-axis current command value i d * is set to zero, and the q-axis current command value i q * is set to the same value as the current command value I a * in FIG. It is assumed that each of the coordinate conversion units 51 and 56 performs coordinate conversion using the coordinate conversion rotation angle {θ− (90−β)}. In this case, as shown in FIG. 8C, the coordinate conversion units 51 and 55 rotate the q-axis by − (90−β) degrees and the d-axis by − (90−β) degrees as shown in FIG. 8C. Coordinate conversion is performed in the d′ q ′ coordinate system including the d ′ axis. At this time, the magnitude (= 0) of the d-axis current command value i d * is the d′-axis current component i d ′, and the magnitude of the q-axis current command value i d * (= I a * ) is the q′-axis. Since it becomes the current component i q ′, the armature current vector I a is as shown in FIG. 8C. In other words, it is possible to generate the armature current vector I a in the same direction as the direction of the current vector I a shown in Figure 8A. Therefore, the electric motor 18 can be driven in the direction to be rotated.

次に、図９Ａ〜図９Ｃを参照して、電流指令値Ｉａ ＊が負の値（Ｉａ ＊＜０）である場合、つまり電動モータを逆転方向に回転駆動させる場合について説明する。基本制御方法によって電動モータを逆転方向に回転駆動させる場合を想定する。電流指令値Ｉａ ＊が負の値である場合には、電動モータ１８を回転させるべき方向が逆転方向であることを示している。したがって、基本制御方法では、電流指令値Ｉａ ＊の極性を変えずに、βが−βに置き換えられる。つまり、ｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊が、それぞれ演算式Ｉｄ ＊＝｜Ｉａ ＊｜cos（−β）＝｜Ｉａ ＊｜cosβおよび演算式Ｉｑ ＊＝｜Ｉａ ＊｜sin（−β）＝−｜Ｉａ ＊｜sinβに基づいて設定される。また、二相／三相座標変換部および三相／二相座標変換部は回転角演算部によって演算されるロータ回転角θをそのまま用いて座標変換を行う。この場合には、ｄ軸電流指令値ｉｄ ＊が正の値（ｉｄ ＊＞０）となり、ｑ軸電流指令値ｉｑ ＊が負の値（ｉｄ ＊＜０）となる。そして、ｄ軸電流成分ｉｄがｄ軸電流指令値ｉｄ ＊（＞０）に等しくなりかつｑ軸電流成分ｉｑがｑ軸電流指令値ｉｑ ＊（＜０）に等しくなるように電流制御が行われるので、電機子電流ベクトルＩａは図９Ａに示すようになる。この電機子電流ベクトルＩａの終点はｄｑ座標系の第４象限にあるので、ロータ１００における＋ｄ軸方向に対応する突極部の極性がＮ極となり、−ｄ軸方向に対応する突極部の極性がＳ極となる。したがって、＋ｄ軸方向に対応する突極部が電機子電流ベクトルＩａ側に引き付けられるのでロータ１００は時計方向（逆転方向）に回転する。 Next, a case where the current command value I a * is a negative value (I a * <0), that is, a case where the electric motor is driven to rotate in the reverse direction will be described with reference to FIGS. 9A to 9C. Assume that the electric motor is rotationally driven in the reverse direction by the basic control method. When the current command value I a * is a negative value, it indicates that the direction in which the electric motor 18 should be rotated is the reverse direction. Therefore, in the basic control method, β is replaced with −β without changing the polarity of the current command value I a * . In other words, the d-axis current command value I d * and the q-axis current command value I q * are respectively calculated as the calculation formula I d * = | I a * | cos (−β) = | I a * | cos β and the calculation formula I q. * = | Ia * | sin (−β) = − | Ia * | sinβ is set. Further, the two-phase / three-phase coordinate conversion unit and the three-phase / two-phase coordinate conversion unit perform coordinate conversion using the rotor rotation angle θ calculated by the rotation angle calculation unit as it is. In this case, the d-axis current command value i d * becomes a positive value ( id * > 0), and the q-axis current command value i q * becomes a negative value ( id * <0). The current is set such that the d-axis current component i d is equal to the d-axis current command value i d * (> 0) and the q-axis current component i q is equal to the q-axis current command value i q * (<0). Since control is performed, the armature current vector Ia is as shown in FIG. 9A. Since the end point of the armature current vector I a is in the fourth quadrant of the dq coordinate system, the polarity of the salient pole portion corresponding to + d-axis direction of the rotor 100 becomes an N pole, salient pole corresponding to -d axis The polarity of this is the S pole. Therefore, the salient pole portion corresponding to the + d-axis direction is attracted to the armature current vector Ia side, so that the rotor 100 rotates clockwise (reverse direction).

次に、二相／三相座標変換部および三相／二相座標変換部は基本制御方法と同様に回転角演算部によって演算されたロータ回転角θをそのまま用いて座標変換を行うが、ｄ軸電流指令値ｉｄ ＊を零に設定し、ｑ軸電流指令値ｉｑ ＊を図９Ａの電流指令値Ｉａ ＊（＜０）と同じ値に設定する場合を想定する。この場合には、ｄ軸電流成分ｉｄが０となりかつｑ軸電流成分ｉｑがＩａ ＊（＜０）に等しくなるように電流制御が行われるので、電機子電流ベクトルＩａは図９Ｂに示すようになる。このような制御では、電機子電流ベクトルＩａを、図９Ａに示すような本来発生させるべき角度（方向）に発生させることができない。 Next, the two-phase / three-phase coordinate conversion unit and the three-phase / two-phase coordinate conversion unit perform coordinate conversion using the rotor rotation angle θ calculated by the rotation angle calculation unit as it is, as in the basic control method. Assume that the shaft current command value i d * is set to zero and the q-axis current command value i q * is set to the same value as the current command value I a * (<0) in FIG. 9A. In this case, current control is performed so that the d-axis current component id is 0 and the q-axis current component iq is equal to Ia * (<0), so the armature current vector Ia is As shown. In such control, the armature current vector I a, can not be generated in the angle (direction) should originally be generated as shown in Figure 9A.

そこで、前記実施形態のように、ｄ軸電流指令値ｉｄ ＊を零に設定し、ｑ軸電流指令値ｉｑ ＊を図９Ａの電流指令値Ｉａ ＊（＜０）と同じ値に設定した上で、各座標変換部５１，５６が座標変換用回転角｛θ＋（９０−β）｝を用いて座標変換を行う場合を想定する。この場合には、各座標変換部５１，５５は、図９Ｃに示すように、ｄ軸を＋（９０−β）度回転させたｄ’軸と、ｑ軸を＋（９０−β）度回転させたｑ’軸とからなるｄ’ｑ’座標系で、座標変換を行うことになる。この際、ｄ軸電流指令値ｉｄ ＊の大きさ（＝０）がｄ’軸電流成分ｉｄ’となり、ｑ軸電流指令値ｉｄ ＊（＝Ｉａ ＊＜０）がｑ’軸 電流成分ｉｑ’となるから、電機子電流ベクトルＩａは図９Ｃに示すようになる。つまり、図９Ａに示す電流ベクトルＩａの方向と同じ方向に電機子電流ベクトルＩａを発生させることができる。したがって、電動モータ（ＳｙｎＲＭ）１８を回転させるべき方向に駆動させることができる。 Therefore, as in the above embodiment, the d-axis current command value i d * is set to zero, and the q-axis current command value i q * is set to the same value as the current command value I a * (<0) in FIG. 9A. Then, it is assumed that the coordinate conversion units 51 and 56 perform coordinate conversion using the coordinate conversion rotation angle {θ + (90−β)}. In this case, as shown in FIG. 9C, the coordinate conversion units 51 and 55 rotate the d ′ axis by + (90−β) degrees and the q axis by + (90−β) degrees as shown in FIG. 9C. Coordinate conversion is performed in a d′ q ′ coordinate system composed of the q ′ axis. At this time, the magnitude (= 0) of the d-axis current command value i d * becomes the d′-axis current component i d ′, and the q-axis current command value i d * (= I a * <0) becomes the q′-axis current. Since it becomes the component i q ′, the armature current vector I a is as shown in FIG. 9C. In other words, it is possible to generate the armature current vector I a in the same direction as the direction of the current vector I a shown in Figure 9A. Therefore, the electric motor (SynRM) 18 can be driven in the direction to be rotated.

図１０Ａは、トルクリップル測定装置を用いて計測した電動モータ１８のトルク値からトルク値の平均値を減算することによって算出した、電動モータ１８のトルクリップル測定値を示すグラフである。トルクリップル測定装置は、電動モータ１８のロータ回転角に対する出力トルクを計測する装置である。
図１０Ａのグラフの横軸はロータ回転角θ(電気角)[deg]を示し、縦軸はトルクリップル[Nm]を示している。図１０Ａからわかるように、ＳｙｎＲＭでは、電気角の６０度に相当する周期で同じトルクリップル波形が現れる。図１０Ｂは、図１０Ａ中のロータ回転角θが０[deg]から６０[deg]までの間のトルクリップル波形を拡大して示すグラフである。 FIG. 10A is a graph showing the torque ripple measurement value of the electric motor 18 calculated by subtracting the average value of the torque values from the torque value of the electric motor 18 measured using the torque ripple measurement device. The torque ripple measuring device is a device that measures output torque with respect to the rotor rotation angle of the electric motor 18.
The horizontal axis of the graph in FIG. 10A indicates the rotor rotation angle θ (electrical angle) [deg], and the vertical axis indicates the torque ripple [Nm]. As can be seen from FIG. 10A, in SynRM, the same torque ripple waveform appears in a period corresponding to 60 electrical degrees. FIG. 10B is an enlarged graph showing a torque ripple waveform when the rotor rotation angle θ in FIG. 10A is from 0 [deg] to 60 [deg].

次に本実施形態におけるモータ制御装置としてのＥＣＵ１２について説明する。
図３は、ＥＣＵ１２の電気的構成を示す概略図である。図３において、前述の図４に示された各部に対応する部分には、図４中と同一参照符号を付して示す。
このＥＣＵ１２は、トルクリップルを低減するために開発されたものである。ＥＣＵ１２は、マイクロコンピュータ３１と、このマイクロコンピュータ３１によって制御され、電動モータ１８に電力を供給する駆動回路（インバータ回路）３２と、電動モータ１８の各相のステータ巻線１０１，１０２，１０３に流れる電流を検出する電流検出部３３とを備えている。 Next, the ECU 12 as the motor control device in the present embodiment will be described.
FIG. 3 is a schematic diagram showing an electrical configuration of the ECU 12. 3, portions corresponding to the respective portions shown in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals as in FIG.
The ECU 12 has been developed to reduce torque ripple. The ECU 12 flows through a microcomputer 31, a drive circuit (inverter circuit) 32 that is controlled by the microcomputer 31 and supplies electric power to the electric motor 18, and stator windings 101, 102, and 103 of each phase of the electric motor 18. And a current detection unit 33 that detects a current.

マイクロコンピュータ３１は、ＣＰＵおよびメモリを備えており、所定のプログラムを実行することによって、複数の機能処理部として機能するようになっている。メモリは、ＲＯＭ、ＲＡＭ、不揮発性メモリ４０などを含む。複数の機能処理部には、電流指令値設定部４１と、ｄ軸電流指令値設定部４３と、ｑ軸電流指令値設定部４４と、ｄ軸電流偏差演算部４５と、ｑ軸電流偏差演算部４６と、ｄ軸ＰＩ（比例積分）制御部４７と、ｑ軸ＰＩ（比例積分）制御部４８と、ｄ軸指示電圧生成部４９と、ｑ軸指示電圧生成部５０と、二相／三相座標変換部５１と、ＰＷＭ制御部５２と、回転角演算部５３と、電流位相角演算部５４と、座標変換用回転角設定部５５と、三相／二相座標変換部５６と、電流補正部６０とが含まれている。   The microcomputer 31 includes a CPU and a memory, and functions as a plurality of function processing units by executing a predetermined program. The memory includes ROM, RAM, nonvolatile memory 40, and the like. The plurality of function processing units include a current command value setting unit 41, a d-axis current command value setting unit 43, a q-axis current command value setting unit 44, a d-axis current deviation calculation unit 45, and a q-axis current deviation calculation. Unit 46, d-axis PI (proportional integration) control unit 47, q-axis PI (proportional integration) control unit 48, d-axis command voltage generation unit 49, q-axis command voltage generation unit 50, two-phase / 3-phase Phase coordinate conversion unit 51, PWM control unit 52, rotation angle calculation unit 53, current phase angle calculation unit 54, coordinate conversion rotation angle setting unit 55, three-phase / two-phase coordinate conversion unit 56, current A correction unit 60 is included.

このＥＣＵ１２と図４に示されるモータ制御装置２００とを比較すると、このＥＣＵ１２では、電流補正部６０が設けられている点と、不揮発性メモリ４０内に電流補正部６０によって使用される電流補正値テーブル４０ａが記憶されている点が異なっている。以下、電流補正部６０と、不揮発性メモリ４０内に記憶されている電流補正値テーブル４０ａとについて説明する。   When this ECU 12 is compared with the motor control device 200 shown in FIG. 4, the ECU 12 has a current correction unit 60 and a current correction value used by the current correction unit 60 in the nonvolatile memory 40. The difference is that the table 40a is stored. Hereinafter, the current correction unit 60 and the current correction value table 40a stored in the nonvolatile memory 40 will be described.

不揮発性メモリ４０には、電動モータ１８のロータ回転角毎に、トルククリップル測定値を打ち消すための電流補正値を記憶した電流補正値テーブル４０ａが記憶されている。電流補正値テーブル４０ａは、図１０Ａに示されているトルクリップルの測定データに基づいて作成されている。より具体的には、図１０Ａに示されているロータ回転角毎のトルクリップル測定値[Nm]を電動モータ１８のトルク定数で除算することにより、ロータ回転角毎の電流補正値[A]が演算されている。この実施形態では、電流補正値テーブル４０ａは、ロータ回転角が０[deg]から３６０[deg]までの範囲に対する所定角度単位ごとの電流補正値のデータから構成されている。   The nonvolatile memory 40 stores a current correction value table 40a that stores a current correction value for canceling the torque cripple measurement value for each rotor rotation angle of the electric motor 18. The current correction value table 40a is created based on the torque ripple measurement data shown in FIG. 10A. More specifically, the current correction value [A] for each rotor rotation angle is obtained by dividing the torque ripple measurement value [Nm] for each rotor rotation angle shown in FIG. 10A by the torque constant of the electric motor 18. It has been calculated. In this embodiment, the current correction value table 40a is composed of data of current correction values for each predetermined angle unit with respect to the range of the rotor rotation angle from 0 [deg] to 360 [deg].

電流補正部６０は、補正値設定部６１と補正値加算部６２とから構成されている。補正値設定部６１には、回転角演算部５３によって演算されたロータ回転角（実回転角）θと、電流指令値設定部４１によって設定された電流指令値Ｉａ ＊とが入力される。補正値設定部６１は、回転角演算部５３によって演算されたロータ回転角（実回転角）θに対応した電流補正値を電流補正値テーブル４０ａから読み出す。そして、補正値設定部６１は、電流指令値Ｉａ ＊が零以上の値であるときには（Ｉａ ＊≧０）、電流補正値テーブル４０ａから読み出した電流補正値を、そのまま電流補正値Ｉｃとして設定する。一方、電流指令値Ｉａ ＊が零未満の値であるときには（Ｉａ ＊＜０）、補正値設定部６１は、電流補正値テーブル４０ａから読み出した電流補正値の符号を反転させた値を、電流補正値Ｉｃとして設定する。 The current correction unit 60 includes a correction value setting unit 61 and a correction value addition unit 62. The correction value setting unit 61 receives the rotor rotation angle (actual rotation angle) θ calculated by the rotation angle calculation unit 53 and the current command value I a * set by the current command value setting unit 41. The correction value setting unit 61 reads a current correction value corresponding to the rotor rotation angle (actual rotation angle) θ calculated by the rotation angle calculation unit 53 from the current correction value table 40a. Then, when the current command value I a * is greater than or equal to zero (I a * ≧ 0), the correction value setting unit 61 directly uses the current correction value read from the current correction value table 40a as the current correction value I c. Set as. On the other hand, when the current command value I a * is less than zero (I a * <0), the correction value setting unit 61 sets a value obtained by inverting the sign of the current correction value read from the current correction value table 40a. It is set as a current correction value I c.

補正値加算部６２は、ｑ軸電流指令値生成部４４によって設定されたｑ軸電流指令値ｉｑ ＊に、補正値設定部６１によって設定された電流補正値Ｉｃを加算することにより、ｑ軸電流指令値ｉｑ ＊を補正する。補正値加算部６２によって得られた補正後のｑ軸電流指令値ｉｑ ＊＊（＝ｉｑ ＊＋Ｉｃ）がｑ軸電流偏差演算部４６に与えられる。この実施形態では、ｄ軸電流指令値ｉｄ ＊（＝０）および補正後のｑ軸電流指令値ｉｑ ＊＊（＝ｉｑ ＊＋Ｉｃ）が二相指示電流ｉｄ ＊，ｉｑ ＊＊となる。 The correction value adding unit 62 adds the current correction value I c set by the correction value setting unit 61 to the q-axis current command value i q * set by the q-axis current command value generating unit 44, so that q The shaft current command value i q * is corrected. The corrected q-axis current command value i q ** (= i q * + I c ) obtained by the correction value adding unit 62 is given to the q-axis current deviation calculating unit 46. In this embodiment, the d-axis current command value i d * (= 0) and the corrected q-axis current command value i q ** (= i q * + I c ) are the two-phase indicating currents i d * and i q *. *

本実施形態では、ｑ軸電流指令値ｉｑ ＊に電流補正値Ｉｃが加算された値が、ｑ軸電流指令値ｉｑ ＊＊としてｑ軸電流偏差演算部４６に与えられる。これにより、トルクリップルを低減させることができる。
以下、この理由について説明する。ＳｙｎＲＭでは、モータ駆動回路の出力電圧の一部が回転磁界を発生するための駆動電圧として使用され、モータ駆動回路の出力電圧の一部がロータを励磁するための励磁電圧として使用されると考えられる。そして、ＳｙｎＲＭでは、ロータの形状およびロータとステータ巻線の位置関係（回転角）とによって、ロータを励磁するための励磁電圧が変化すると考えられる。ロータを励磁するための励磁電圧が変化すると、ＳｙｎＲＭが発生する誘起電圧が局所的に変動する。つまり、誘起電圧波形が局所的に歪む。これにより、トルクリップルが発生すると考えられる。 In the present embodiment, q axis current command value i q * on the current correction value I c is added value is given to the q-axis current deviation calculation unit 46 as the q-axis current command value i q **. Thereby, torque ripple can be reduced.
Hereinafter, this reason will be described. In SynRM, a part of the output voltage of the motor drive circuit is used as a drive voltage for generating a rotating magnetic field, and a part of the output voltage of the motor drive circuit is used as an excitation voltage for exciting the rotor. It is done. In SynRM, it is considered that the excitation voltage for exciting the rotor varies depending on the shape of the rotor and the positional relationship (rotation angle) between the rotor and the stator winding. When the excitation voltage for exciting the rotor changes, the induced voltage generated by SynRM varies locally. That is, the induced voltage waveform is locally distorted. Thereby, it is considered that torque ripple occurs.

誘起電圧の局所的な変動によって誘起電圧の絶対値が適正値よりも小さくなった場合には、駆動電圧と誘起電圧との差の絶対値が増加する。このため、ＳｙｎＲＭの出力トルクが増加し、正の値のトルクリップルが発生する。この場合、誘起電圧の絶対値が小さくなるほどトルクリップルの絶対値が大きくなる。一方、誘起電圧の局所的な変動によって誘起電圧の絶対値が適正値よりも大きくなった場合には、駆動電圧と誘起電圧との差の絶対値が減少する。このため、ＳｙｎＲＭの出力トルクが減少し、負の値のトルクリップルが発生する。この場合、誘起電圧の絶対値が大きくなるほどトルクリップルの絶対値が大きくなる。   When the absolute value of the induced voltage becomes smaller than the appropriate value due to local fluctuation of the induced voltage, the absolute value of the difference between the drive voltage and the induced voltage increases. For this reason, the output torque of SynRM increases and a positive torque ripple occurs. In this case, the absolute value of the torque ripple increases as the absolute value of the induced voltage decreases. On the other hand, when the absolute value of the induced voltage becomes larger than the appropriate value due to local fluctuation of the induced voltage, the absolute value of the difference between the drive voltage and the induced voltage decreases. For this reason, the output torque of the SynRM decreases, and a negative torque ripple occurs. In this case, the absolute value of the torque ripple increases as the absolute value of the induced voltage increases.

誘起電圧の絶対値が適正値よりも小さくなった場合（トルクリップル測定値が正の値となる場合）には、ロータの励磁電圧を増加させて、誘起電圧の絶対値を大きくすれば、トルクリップルを低減させることができる。前記実施形態では、トルクリップル測定値が正の値をとるロータ回転角においては、ｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊が零以上の値であれば、正の値の電流補正値Ｉｃをｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊に加算し、ｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊が零未満の値であれば、負の値の電流補正値Ｉｃをｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊に加算している。これにより、ロータの励磁電圧が増加され、誘起電圧の絶対値が大きくなるので、トルクリップルを低減させることができる。 If the absolute value of the induced voltage is smaller than the appropriate value (when the measured torque ripple value is a positive value), increasing the excitation voltage of the rotor and increasing the absolute value of the induced voltage will increase the torque. Ripple can be reduced. In the embodiment, at the rotor rotation angle at which the torque ripple measurement value takes a positive value, if the q-axis current command value I q * is a value equal to or greater than zero, the positive current correction value I c is set to the q-axis. added to the current command value I q *, q-axis current command value I q * is if the value is less than zero, and adds the current correction value I c of the negative value q-axis current command value I q * . As a result, the excitation voltage of the rotor is increased and the absolute value of the induced voltage is increased, so that torque ripple can be reduced.

一方、誘起電圧の絶対値が適正値よりも大きくなった場合（トルクリップル測定値が負の値となる場合）には、ロータの励磁電圧を減少させて、誘起電圧の絶対値を小さくすれば、トルクリップルを低減させることができる。前記実施形態では、トルクリップル測定値が負の値をとるロータ回転角においては、ｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊が零以上の値であれば、負の値の電流補正値Ｉｃをｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊に加算し、ｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊が零未満の値であれば、正の値の電流補正値Ｉｃをｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊に加算している。これにより、ロータの励磁電圧が低減され、誘起電圧の絶対値が小さくなるので、トルクリップルを低減させることができる。 On the other hand, when the absolute value of the induced voltage is larger than the appropriate value (when the measured torque ripple value is negative), the excitation voltage of the rotor can be decreased to reduce the absolute value of the induced voltage. Torque ripple can be reduced. In the embodiment, at the rotor rotation angle at which the torque ripple measurement value takes a negative value, if the q-axis current command value I q * is a value equal to or greater than zero, the negative current correction value I c is set to the q-axis. added to the current command value I q *, q-axis current command value I q * is if the value is less than zero, and adding a positive value of the current correction value I c to the q-axis current command value I q * . As a result, the excitation voltage of the rotor is reduced and the absolute value of the induced voltage is reduced, so that torque ripple can be reduced.

以上、この発明の一実施形態について説明したが、この発明はさらに他の形態で実施することもできる。前述の実施形態では、電流補正値テーブル４０ａは、ロータ回転角が０[deg]から３６０[deg]までの範囲に対する所定角度単位ごとの電流補正値のデータから構成されている。しかし、前述したように、ＳｙｎＲＭでは、電気角の６０度に相当する周期で同じトルクリップル波形が現れるので、電流補正値テーブル４０ａは、ロータ回転角が０[deg]から６０[deg]までの範囲に対する所定角度単位ごとの電流補正値のデータから構成されていてもよい。この場合には、回転角演算部５３によって演算されたロータ回転角θを前記６０度内の回転角に換算し、換算後の回転角に対応した電流補正値を電流補正値テーブル４０ａから読み出せばよい。   As mentioned above, although one Embodiment of this invention was described, this invention can also be implemented with another form. In the above-described embodiment, the current correction value table 40a is composed of data of current correction values for each predetermined angle unit with respect to the range of the rotor rotation angle from 0 [deg] to 360 [deg]. However, as described above, in SynRM, the same torque ripple waveform appears in a period corresponding to 60 degrees of the electrical angle. Therefore, the current correction value table 40a indicates that the rotor rotation angle is from 0 [deg] to 60 [deg]. You may comprise from the data of the electric current correction value for every predetermined angle unit with respect to the range. In this case, the rotor rotation angle θ calculated by the rotation angle calculation unit 53 is converted into the rotation angle within 60 degrees, and the current correction value corresponding to the converted rotation angle can be read from the current correction value table 40a. That's fine.

また、前述の実施形態では、電流位相角演算部５４は、電流検出部３３によって検出された検出電流から演算された電機子電流Ｉａ（この実施形態ではｑ軸電流ｉｑ）と、予め設定された電流位相角演算式（例えば式(4)参照）とに基づいて、電機子電流Ｉａに対してモータトルクが最大値に近い値となる電流位相角βを演算している。しかし、電流位相角演算部５４は、前記電流位相角演算式によって表される電機子電流Ｉａと電流位相角βとの関係を記憶したマップと、電流検出部３３によって検出された検出電流から演算された電機子電流Ｉａとに基づいて、電機子電流Ｉａに対してモータトルクが最大値に近い値となる電流位相角βを演算してもよい。 In the above-described embodiment, the current phase angle calculation unit 54 sets the armature current I a (q-axis current i q in this embodiment) calculated from the detection current detected by the current detection unit 33 and the preset value. based on the currents phase angle arithmetic expression (e.g. equation (4)), the motor torque is calculated the current phase angle β to a value close to the maximum value for the armature current I a. However, the current phase angle calculation unit 54 stores the relationship between the armature current Ia and the current phase angle β expressed by the current phase angle calculation formula, and the detected current detected by the current detection unit 33. based on the computed armature current I a, the motor torque may be calculated current phase angle β to a value close to the maximum value for the armature current I a.

また、前述の実施形態では、前記式(3)に基づいて、各電機子電流Ｉａに対応する電流位相角−モータトルク特性曲線上の最大トルク値を結ぶ曲線を直線近似し、得られた近似式に基づいて電流位相角演算式を求めている。しかし、最小二乗法等の他の方法によって、各電機子電流Ｉａに対応する電流位相角−モータトルク特性曲線上の最大トルク値を結ぶ曲線を直線近似し、得られた近似式に基づいて電流位相角演算式を求めるようにしてもよい。 In the above-described embodiment, the curve connecting the maximum torque values on the current phase angle-motor torque characteristic curve corresponding to each armature current Ia is obtained by linear approximation based on the equation (3). The current phase angle calculation formula is obtained based on the approximate formula. However, by another method such as a least square method, a curve connecting the maximum torque values on the current phase angle-motor torque characteristic curve corresponding to each armature current Ia is linearly approximated, and based on the obtained approximate expression A current phase angle calculation formula may be obtained.

また、電流位相角演算部５４は、力率に基づいて、電流位相角βを演算するものであってもよいし、電動モータ１８の出力電圧に基づいて電流位相角βを演算するものであってもよい。
その他、特許請求の範囲に記載された事項の範囲で種々の設計変更を施すことが可能である。 Further, the current phase angle calculation unit 54 may calculate the current phase angle β based on the power factor, or calculate the current phase angle β based on the output voltage of the electric motor 18. May be.
In addition, various design changes can be made within the scope of matters described in the claims.

１１…トルクセンサ、１２…ＥＣＵ、１８…電動モータ、２５…回転角センサ、３１…マイクロコンピュータ、３３…電流検出部、４０…不揮発性メモリ、４０ａ…電流補正値テーブル、４１…電流指令値設定部、４３…ｄ軸電流指令値設定部、４４…ｑ軸電流指令値設定部、４５…ｄ軸電流偏差演算部、４６…ｑ軸電流偏差演算部、４７…ｄ軸ＰＩ制御部、４８…ｑ軸ＰＩ制御部、４９…ｄ軸指示電圧生成部、 ５０…ｑ軸指示電圧生成部、５１…二相／三相座標変換部、５４…電流位相角演算部、５５…座標変換用回転角演算部、５６…三相／二相座標変換部、６０…電流補正部、６１…補正値設定部、６２…補正値加算部、１００…ロータ、１０１，１０２，１０３…ステータ巻線、１０５…ステータ   DESCRIPTION OF SYMBOLS 11 ... Torque sensor, 12 ... ECU, 18 ... Electric motor, 25 ... Rotation angle sensor, 31 ... Microcomputer, 33 ... Current detection part, 40 ... Non-volatile memory, 40a ... Current correction value table, 41 ... Current command value setting , 43 ... d-axis current command value setting unit, 44 ... q-axis current command value setting unit, 45 ... d-axis current deviation calculation unit, 46 ... q-axis current deviation calculation unit, 47 ... d-axis PI control unit, 48 ... q-axis PI control unit, 49 ... d-axis command voltage generation unit, 50 ... q-axis command voltage generation unit, 51 ... two-phase / three-phase coordinate conversion unit, 54 ... current phase angle calculation unit, 55 ... rotation angle for coordinate conversion Calculation unit 56 ... Three-phase / two-phase coordinate conversion unit, 60 ... Current correction unit, 61 ... Correction value setting unit, 62 ... Correction value addition unit, 100 ... Rotor, 101, 102, 103 ... Stator winding, 105 ... Stator

Claims (3)

回転角に対するトルクリップル測定値が予め求められているシンクロナスリラクタンスモータを制御するモータ制御装置であって、
前記モータの実回転角を検出する回転角検出手段と、
前記モータに流れる実電流を検出する電流検出手段と、
前記モータの電流指令値を設定する電流指令値設定手段と、
前記モータの回転角毎に、前記トルククリップル測定値を打ち消すための電流補正値を記憶したテーブルと、
前記回転角検出手段によって検出される実回転角に対応した電流補正値を前記テーブルから求め、その電流補正値を用いて、前記電流指令値設定手段によって設定される電流指令値を補正する電流指令値補正手段と、
前記電流指令値補正手段による補正後の電流指令値と、前記電流検出手段によって検出される実電流とに基づいて、前記モータを制御する制御手段と、を含むモータ制御装置。 A motor control device for controlling a synchronous reluctance motor in which a torque ripple measurement value for a rotation angle is obtained in advance,
Rotation angle detection means for detecting the actual rotation angle of the motor;
Current detecting means for detecting an actual current flowing through the motor;
Current command value setting means for setting a current command value of the motor;
A table storing a current correction value for canceling the torque cripple measurement value for each rotation angle of the motor;
A current command value for obtaining a current correction value corresponding to the actual rotation angle detected by the rotation angle detection unit from the table, and correcting the current command value set by the current command value setting unit using the current correction value. Value correction means;
A motor control device comprising: a control means for controlling the motor based on a current command value corrected by the current command value correction means and an actual current detected by the current detection means. 前記電流指令値補正手段は、
前記テーブルと前記回転角検出手段によって検出される実回転角とに基づいて、前記実回転角に応じた電流補正値を設定する電流補正値設定手段と、
前記電流補正値設定手段によって設定される電流補正値を、前記電流指令値設定手段によって設定される電流指令値に加算する加算手段とを含む、請求項１に記載のモータ制御装置。 The current command value correcting means is
Current correction value setting means for setting a current correction value according to the actual rotation angle based on the table and the actual rotation angle detected by the rotation angle detection means;
The motor control device according to claim 1, further comprising: an adding unit that adds a current correction value set by the current correction value setting unit to a current command value set by the current command value setting unit. トルクリップル測定装置を用いて計測したトルク値からトルク値の平均値を減算することによって算出した回転角に対するトルクリップル測定値が予め求められているシンクロナスリラクタンスモータを制御するモータ制御装置であって、
前記モータの実回転角を検出する回転角検出手段と、
前記モータに流れる実電流を検出する電流検出手段と、
前記モータの電流指令値を設定する電流指令値設定手段と、
前記電流指令値設定手段によって設定される電流指令値を補正する電流指令値補正手段と、
前記電流指令値補正手段による補正後の電流指令値と、前記電流検出手段によって検出される実電流とに基づいて、前記モータを制御する制御手段とを含み、
前記電流指令値補正手段は、前記回転角検出手段によって検出された実回転角が、トルクリップル測定値が正の値となる回転角である場合には、前記モータのロータを励磁するための励磁電圧が大きくなるように、前記電流指令値設定手段によって設定された電流指令値を補正し、前記実回転角が、トルクリップル測定値が負の値となる回転角である場合には、前記モータのロータを励磁するための励磁電圧が小さくなるように前記電流指令値設定手段によって設定された電流指令値を補正するように構成されている、モータ制御装置。 A motor control device for controlling a synchronous reluctance motor in which a torque ripple measurement value for a rotation angle calculated by subtracting an average value of torque values from a torque value measured using a torque ripple measurement device is obtained in advance. ,
Rotation angle detection means for detecting the actual rotation angle of the motor;
Current detecting means for detecting an actual current flowing through the motor;
Current command value setting means for setting a current command value of the motor;
Current command value correcting means for correcting the current command value set by the current command value setting means;
Control means for controlling the motor based on the current command value corrected by the current command value correcting means and the actual current detected by the current detecting means,
When the actual rotation angle detected by the rotation angle detection unit is a rotation angle at which the torque ripple measurement value is a positive value, the current command value correction unit is an excitation for exciting the rotor of the motor. When the current command value set by the current command value setting means is corrected so that the voltage increases, and the actual rotation angle is a rotation angle at which the torque ripple measurement value is a negative value, the motor A motor control device configured to correct the current command value set by the current command value setting means so that an excitation voltage for exciting the rotor of the motor becomes small.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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JP2011050118A (en) * 2009-08-25 2011-03-10 Meidensha Corp System for suppressing torque ripple of electric motor

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011050118A (en) * 2009-08-25 2011-03-10 Meidensha Corp System for suppressing torque ripple of electric motor

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