JP2014143552A - 送信装置、リモートラジオヘッド、無線通信システム、及び送信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 簡素な構成で信号の送信方向を制御すること。
【解決手段】 送信装置は、複数のアンテナ素子を有し、指向方向に対して信号を送信するための送信装置であって、複数のアンテナ素子のそれぞれに向けて供給された送信信号に対応するデジタル信号を、対応するアンテナ素子と指向方向とに応じた時間だけ遅延させ、遅延させたデジタル信号のそれぞれをアナログ信号に変換して、対応するアンテナ素子のそれぞれから出力させる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、アンテナの指向方向を制御して信号を送信する技術に関する。

移動体通信では、膨大なユーザトラヒックの収容のために、複数の周波数帯域で通信エリアを構築している。また、単一の周波数帯域（例えば２ＧＨｚ帯）の中では、通信システムの世代移行もあり、ある帯域幅（例えば、２０ＭＨｚ）を２つ以上の通信システムで使い分ける場合もある。たとえば、３Ｇのｃｄｍａ２０００又はＷＣＤＭＡ等による３Ｇシステムと、４ＧシステムのＬＴＥとが、１つの周波数帯で共存する場合が挙げられる。このような場合においては、３Ｇシステムでのサービスが終了した際には、２０ＭＨｚの帯域全てを４Ｇシステムが使用することとなり、さらに場合によっては、一部の帯域を４Ｇ以降のシステムで用いることとなる。

一方、送信信号のベースバンド処理等を行うベースバンドユニット（ＢＢＵ）と、無線部分の処理を行うリモートラジオヘッド（ＲＲＨ）とを有する無線通信システムが実現されている。ここで、ＲＲＨが、ある周波数帯域幅をカバーし、どのような通信システムにでも対応できるようにしておくことにより、システム移行を容易にすることができる。ＲＲＨの変更が不要であれば、ＢＢＵの変更のみでシステムの移行ができるようになるからである。これにより、ＲＲＨは、複数の相異なる無線通信システムの信号を送信することとなる。

このように、ひとつのＲＲＨから異なる無線通信システムの信号を送信する機能が望まれる一方で、アンテナのチルト角を、送信する信号が属する無線通信システムに応じて設定したいという要望がある。すなわち、例えば、３Ｇシステムには広範囲なカバレッジを確保させ、一方で４Ｇシステムには高速通信を可能とするためにカバレッジを３Ｇシステムと比べて狭くするように、チルト角を制御したい場合がある。

Ｍ． Ｃａｒｅｔｔｉ等、"Ｃｅｌｌ Ｓｐｌｉｔｔｉｎｇ Ｂａｓｅｄ ｏｎ Ａｃｔｉｖｅ Ａｎｔｅｎｎａｓ：Ｐｅｒｆｏｒｍａｃｎｅ Ａｓｓｅｓｓｍｅｎｔ ｆｏｒ ＬＴＥ Ｓｙｓｔｅｍ、"ＷＡＭＩＣＯＮ ２０１２ ＩＥＥＥ １３ｔｈ Ａｎｎｕａｌ、ｐｐ．１５−１７、２０１２年４月

しかし、従来の機械チルトでは、物理的にアンテナを動かすため装置が大掛かりとなり、また制御が容易でない。また、電気チルト方式は複数の方式が存在し、その中にベースバンド信号に対して各アンテナ素子に応じた係数をデジタル信号処理で乗算する方式がある。しかしながら、この方式では、乗算後のベースバンド信号がアンテナ素子毎に異なる信号となるためＲＦへの周波数変換回路と増幅回路とを別々に備える必要が生じ、回路が複雑になりやすいという課題があった。

本発明は上述の課題に鑑みてなされたものであり、簡易な構成で信号の送信方向を制御する技術を提案することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明による送信装置は、複数のアンテナ素子を有し、指向方向に対して信号を送信するための送信装置であって、前記複数のアンテナ素子のそれぞれに向けて供給された送信信号に対応するデジタル信号を、対応するアンテナ素子と前記指向方向とに応じた時間だけ遅延させる遅延手段と、前記遅延させた前記デジタル信号のそれぞれをアナログ信号に変換して前記対応するアンテナ素子のそれぞれから出力させる出力手段と、を有する。

また、本発明によるリモートラジオヘッドは、ベースバンドユニットと複数のアンテナ素子を有するリモートラジオヘッドとを含み、指向方向へ向けて信号を送信する無線通信システムにおける、リモートラジオヘッドであって、前記複数のアンテナ素子のそれぞれに向けて供給された送信信号に対応するデジタル信号を、対応するアンテナ素子と前記指向方向とに応じた時間だけ遅延させる遅延手段と、前記遅延させた前記デジタル信号のそれぞれをアナログ信号に変換して前記対応するアンテナ素子のそれぞれから出力させる出力手段と、を有する。

本発明によれば、簡素な構成で信号の送信方向を制御することができる。

無線通信システムの構成例を示す図。 ベースバンドユニット（ＢＢＵ）の構成例を示す図。 リモートラジオヘッド（ＲＲＨ）の構成例を示す図。 複数の無線通信システムに対応したリモートラジオヘッド（ＲＲＨ）の構成例を示す図。 遅延回路の構成例を示す図。 遅延素子（インバータ）の回路図。 インバータを用いない場合の遅延素子の回路図。 複数の通信システムの信号を増幅し合成する回路の構成例を示す図。 複数の通信システムの信号を増幅し合成する回路の別の構成例を示す図。

以下、添付図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。

（無線通信システムの構成）
図１に、本実施形態に係る無線通信システムの構成例を示す。本無線通信システムは、ベースバンドユニット（ＢＢＵ）とリモートラジオヘッド（ＲＲＨ）とを含む。ＢＢＵは、ＲＲＨが構成するエリアに存在する移動局（不図示）へ送信すべきベースバンドまたは中間周波数の送信信号を生成し、その送信信号をそのまま、又はパルス形状のデジタル信号に変換してＲＲＨへ転送する。ＲＲＨは、送信信号が、複数の通信システム（例えば通信システムＡ及び通信システムＢ）ごとに定められる指向方向（チルト角）で送信されるように、受信した信号を処理してアンテナから出力する。なお、図１の例では、１つのＢＢＵに対して複数のＲＲＨが接続されているが、この組み合わせには限られず、１つのＢＢＵに対して１つのＲＲＨが接続されてもよいし、複数のＢＢＵと複数のＲＲＨが適宜組み合わされて接続されてもよい。

なお、以下の説明において、例として、８００ＭＨｚ帯の周波数帯域を使用するものとし、キャリア周波数はｆｃ＝８００ＭＨｚであり、割り当てられた信号周波数帯域幅は７９０ＭＨｚから８１０ＭＨｚの２０ＭＨｚ幅であるとする。また、当該帯域内において、図１に示すように、２種類の通信システムが通信を行うものとし、通信システムＡは中心周波数７９２．５ＭＨｚ、信号周波数帯域幅５ＭＨｚとし、通信システムＢは中心周波数８０２．５ＭＨｚ、信号周波数帯域幅１５ＭＨｚとする。

（ベースバンドユニット（ＢＢＵ）の構成）
図２は、ＢＢＵの機能構成を示すブロック図である。ＢＢＵでは、移動局へ送信すべき送信信号として、ベースバンド信号（Ｉ信号およびＱ信号）を生成する。その後、各信号をＩＦ（中間周波数）信号に複素周波数変換する。通信システムＡの信号については、中心周波数が−７．５ＭＨｚ（＝ｆ_IFA）、通信システムＢの信号については中心周波数が２．５ＭＨｚ（＝ｆ_IFB）となるように、複素周波数変換する。なお、本実施形態では、通信システムＡと通信システムＢの信号を同時に送信する場合について説明するが、いずれかのみであってもよい。例えば、通信システムＡを４Ｇシステムとし、通信システムＢを３Ｇシステムとする場合に、システムの世代間移行が完了している場合は、全ての信号が通信システムＡの信号であってもよい。この場合、図２における、通信システムＢ用のベースバンド生成部、複素周波数変換部、及びΔ−Σ変換部は省略されてもよい。また、いずれの場合も、複素周波数変換は省略されてもよい。

ベースバンド信号をＩＦ変換した後に、各システムのＩＦ信号をデルタシグマ変換（Δ−Σ変換）して、送信信号をパルス形状の信号に変換する。このとき、例えば、デルタシグマ変換のサンプリングレートを４００ＭＨｚにする。このサンプリングレートについては、搬送波周波数（８００ＭＨｚ）の２倍又は４倍（１．６ＧＨｚ又は３．２ＧＨｚ）の整数分の１で、信号周波数帯域幅２０ＭＨｚに対して、所定数倍以上（所定数は２より大きく、例えば１０）であればよい。本説明では、２０ＭＨｚの信号周波数帯域幅に対して、４００ＭＨｚでサンプリングしているため、信号周波数帯域幅の２０倍のサンプリングレートでオーバーサンプリングしていることとなる。なお、デルタシグマ変換によって出力される信号のシンボルレートは、オーバーサンプリングのサンプリングレートとなる。

デルタシグマ変換の際には、ゼロから１０ＭＨｚまでの量子化雑音を低減するようにノイズシェーピングを行う。なお、送信信号のＡＣＬＲ（隣接チャネル漏えい電力）特性を良好に保つために、ゼロから３０ＭＨｚまでの量子化雑音を抑えるようにノイズシェーピングの形を設定してもよい。なお、デルタシグマ変換には様々なバリエーションが存在するが、これらのどれを用いてもよい。ただし、以下の説明では、デルタシグマ変換によって得られるデジタル信号は＋１と−１とのいずれかを取るパルス形状の信号であるものとする。

なお、本実施形態では、デルタシグマ変換によって送信信号に対応するパルス形状のデジタル信号を得ているが、この信号は、原信号を復元できるデジタル信号であればどのようなものであってもよい。すなわち、例えば、デルタシグマ変換を施す前のベースバンド信号やＩＦ信号であってもよい。なお、このデジタル信号のシンボルレートは、例えば、十分高速なものとし、上述のような信号周波数帯域幅と比して十分に大きい所定数倍以上のサンプリングレートでオーバーサンプリングされた結果として、このデジタル信号が得られてもよい。また、シンボルレートは、例えば、搬送波周波数の整数分の１であってもよい。

デルタシグマ変換された信号は、光信号変換部において光信号に変換される。デルタシグマ変換回路の出力は、例えば一定のビット数ごとにパケット化してどのチャネルかを示す情報（通信システムＡ又は通信システムＢ、及びＩＱを特定する情報）と、パケットの順番が分かる情報とを付加されて時間多重化され、ＲＲＨへ送信される。

なお、上述の説明では、デルタシグマ変換後の信号がＲＲＨへ送信されると説明したがこれに限られず、例えば、生成されたベースバンド信号又はＩＦ帯へ周波数変換された信号がＲＲＨへ送信されてもよい。この場合、ＲＲＨは、ベースバンド信号又はＩＦ帯の信号を受信した後にデルタシグマ変換などの変換処理を実行し、その変換結果として送信信号に対応するパルス形状の信号（デジタル信号）を取得してもよい。

（リモートラジオヘッド（ＲＲＨ）の構成）
図３は、ＲＲＨの機能構成を示すブロック図である。ＢＢＵが送信した信号は、例えば光ファイバーを通じて、ＲＲＨが受信する。ＲＲＨでは、光信号において多重されていたＩＱ信号（ＩＦ信号）を分離する。分離後、各信号のシンボルレートを搬送波周波数の４倍に変換する。なお、ＢＢＵでデルタシグマ変換を行っていない場合は、この分離した信号に対してデルタシグマ変換を施した後に、その結果得られたデジタル信号のシンボルレートを変換する。

変換の方法としてはシンボル繰り返しがある。変換前のシンボルレートが搬送波周波数の４倍の整数分の１である場合は、その整数の回数だけシンボルを繰り返す。例えば、本例では、搬送波周波数の４倍が３．２ＧＨｚであり、シンボルレートが４００ＭＨｚであるため、各シンボルを８回繰り返す。具体的には、｛−１，１，−１｝という信号系列に対しては、それぞれのシンボルを８回繰り返し、｛−１，−１，−１，−１，−１，−１，−１，−１，１，１，１，１，１，１，１，１，−１，−１，−１，−１，−１，−１，−１，−１｝と変換する。

その後、ＩＱ信号を搬送波周波数に周波数変換する。具体的には、搬送波周波数の正弦波と余弦波とをその４倍の周波数でサンプリングした結果を乗じる。ここで、正弦波を位相０からその周波数の４倍で４回サンプリングすると｛０，１，０，−１｝となり、以下、この系列を繰り返すこととなる。また、余弦波を同様に位相０からその周波数の４倍で４回サンプリングすると｛１，０，−１，０｝となり、以下、この系列の繰り返しとなる。したがって、余弦波をＩ成分のサンプルに乗じた結果と、正弦波をＱ成分のサンプルに乗じた結果とを加算すると、｛Ｉ（１），Ｑ（２），−Ｉ（３），−Ｑ（４），…｝となる。したがって、デルタシグマ変換によってデジタル信号を得た場合などは、この周波数変換後の信号においても、パルス状の形状が保たれる。

なお、上述の説明では、分離後のＩＱ信号のそれぞれのシンボルレートを搬送波周波数の４倍に変換して、正弦波と余弦波を乗じた後に加算して周波数変換後の信号を取得したが、これに限られない。例えば、正弦波と余弦波のサンプルでは、それぞれ「０」が１つおきに出現する。したがって、分離後のＩＱ信号のシンボルレートを搬送波周波数の４倍に変換すると、そのうちの半分の情報は使用されないこととなる。このため、シンボルレートの変換においては、搬送波周波数の２倍への変換に留め、その後、Ｉ成分とＱ成分のそれぞれに対して｛１，−１｝を繰り返す系列を乗算し、乗算後の信号をＩ成分、Ｑ成分の順番にインターリーブして並べることで実現できる。例えば、シンボルレートを搬送波周波数の２倍にしたＩ信号とＱ信号をそれぞれ｛Ｉ’（１），Ｉ’（２），…｝、｛Ｑ’（１），Ｑ’（２），…｝とすると、周波数変換後の信号｛Ｉ’（１），Ｑ’（１），−Ｉ’（２），−Ｑ’（２），…｝が得られる。周波数変換後の信号のシンボルレートは、この場合も搬送波周波数の４倍となる。

このように、シンボルレート変換前のデジタル信号のシンボルレートを、搬送波周波数の２倍又は４倍の整数分の１としておくことで、シンボルの繰り返しと並び替えによって、容易に周波数変換を行うことが可能となる。

なお、このようにＩ信号とＱ信号のシンボルが時間方向にインターリーブされる場合、Ｑ信号はＩ信号に対して、１／４×（１／８００ＭＨｚ）遅れることになる。このため、ベースバンド信号とＩＦ信号の生成時に、Ｑ信号に対して時間遅れを与えることで信号の歪みを抑えることができる。

周波数変換後の信号は、各アンテナ素子に向けて分配される。アンテナ素子までの配線については、距離が同じになるように配線長を調整してもよいし、素子間に特定の位相差を与えるように長さを調整してもよい。分配器については、例えばインバータ出力を４分配してその後にインバータを備えるようにしてもよい。なお、デルタシグマ変換で得られた信号を用いる場合は、分配器に入力される信号はパルス信号であるため、線形性を気にする必要がなくなる。

なお、複数のシステム（通信システムＡ及び通信システムＢ）の信号を同時に扱う場合は、図４に示すように、ＲＲＨは、受信した光信号を分離した後に、それぞれ異なるシンボルレート変換部へ入力する。そして、シンボルレート変換がされた信号は、システムごとに周波数変換され、それぞれが分配器へ入力される。

分配後の信号は、遅延回路において遅延を与えられる。なお、遅延回路は分配器の直後に配置されてもよいし、アンテナ素子の直近に配置されてもよい。

なお、上述の説明では、ＢＢＵからデルタシグマ変換した信号を取得する、または、ＢＢＵからデルタシグマ変換されていない信号を取得して、アンテナ素子の分配前にデルタシグマ変換をするとしたが、これに限られない。例えば、ＢＢＵからデルタシグマ変換されていない信号を取得した場合、その信号を各アンテナ素子に分配し、その後にデルタシグマ変換するようにしてもよい。すなわち、デルタシグマ変換等により得られるデジタル信号が各アンテナ素子（に対応する遅延回路）に供給される構成であれば、デジタル信号は無線通信システムのどの部分で生成されてもよい。

（遅延回路の構成）
図５に遅延回路の構成例を示す。図５に示す通り、１つ以上の遅延回路がアンテナ素子ごとに配置される。遅延させる対象の信号はデジタル信号であるため、デジタル遅延回路を用いることができる。特に、遅延させる対象の信号がパルス信号のようなデジタル信号である場合、図５に示すように、遅延回路としてインバータ回路を用いることができる。なお、デジタル信号が多値信号である場合も、同様にインバータ回路を用いることができ、この場合は、多値信号に対応するように、インバータ回路を並列に配置しておけばよい。

図５の例では、１つの遅延回路は、スイッチによって、インバータ回路を通過しない経路と、２段のインバータ回路を通過する経路と、４段のインバータ回路を通過する経路とを切り替えることで遅延時間の調整が可能である。インバータ回路の遅延時間をΔτとすると、通過させる遅延素子の個数を設定することによって、２Δτ単位での遅延時間の調整が可能となる。このような遅延回路を多段に接続することで、遅延時間の調整範囲を広げることができる。なお、図中ではスイッチでインバータ回路が０個、２個、４個の経路に切り替えできるようにしているが、さらに６個、８個のインバータ回路を含んだ経路に切り替え可能としてもよい。

また、遅延素子として、図６に示すようなインバータ回路に代えて、図７のような回路を含んだ経路をスイッチで切り替え可能となるように、遅延回路を構成してもよく、これによりΔτ単位で遅延調整をするようにしてもよい。ただし、アンテナ素子間で位相反転が発生しないようにする必要があり、通過するインバータ回路の個数は奇数、偶数のどちらかに統一する必要がある。

遅延回路では、ＢＢＵから通知されるチルト角制御情報にしたがって、指向方向に応じた時間だけ遅延するように、遅延時間を調整できる。多くの場合、アンテナ素子間の物理的な距離は一定に保たれており、このときチルト角をつけるために、素子間の遅延時間を所定時間に設定する。例えば、アンテナ素子ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）に対して、遅延時間Ｔ_d（ｎ）＝４Δτ（ｎ−１）となるようにスイッチを切り替える。なお、遅延された信号は、スイッチングアンプによって増幅できる。アンプは、例えば、図６に示すインバータ回路を用いることができる。必要となる出力電力のレベルに合わせて、高電圧のデバイスを用いてもよい。

各アンテナ素子に対応する遅延時間量で遅延された信号は、最後に、アナログ信号に戻されて各アンテナ素子から出力される。例えば、デルタシグマ変換により得られた信号については、例えば、積分回路を用いることによりアナログ信号に変換される。ここで、アンテナ素子への入力前に、送信信号の周波数帯域を通過させる帯域通過フィルタを用いることにより、送信信号の周波数帯域外の雑音を遮断してもよい。

なお、各アンテナ素子において、アナログ化処理は同等の時間がかかるため、ここでの相対位相の変化は生じない。したがって、遅延回路で与えた遅延により、適切に位相変換することができ、複数のアンテナ素子を用いることでアンテナの指向方向を変化させることが可能となるため、チルト角を適切に制御することが可能となる。同様の方法を用いてに、水平方向の指向方向を変化させてもよい。

このように、ＲＲＨにおいて、デジタル信号（例えばパルス形状の信号）を受信または生成することにより取得し、そのデジタル信号を用いてデジタル遅延回路によって位相を変更するため、アナログ移相器を用いる必要がなくなる。これにより、簡素な構成で、アンテナの指向方向を適切に制御することが可能となる。また、デルタシグマ変換を用いる場合は、遅延素子としてインバータ回路を用いることが可能となるため、より簡素な構成で信号の位相を変換することが可能となる。また、インバータ回路を用いる場合、遅延時間を信号が通過するインバータ回路の個数によって容易に変更できるため、容易に指向方向の制御を行うことができる。さらに、シンボルレートが十分に高いデジタル信号に対して遅延を与えることで、与えられる遅延時間の粒度を細かくすることができ、高精度な指向方向制御を行うことができる。

なお、複数のシステムの信号を同時に扱う場合に、分配器後の遅延回路をシステム毎に用意し、システムに応じた遅延時間を設定可能とすることができる。そして、それぞれのシステムに対して定められた遅延時間で遅延させられた信号を合成して、同一のアンテナ素子で出力する。

例えば、異なる通信システム間で異なるチルト角が設定される場合、例えば通信システムＡでは、遅延時間をＴ_dA（ｎ）＝４Δτ（ｎ−１）に設定し、通信システムＢでは、Ｔ_dB（ｎ）＝６Δτ（ｎ−１）に設定する。この場合、アンテナ素子２では、４Δτ遅延した通信システムＡの信号と、６Δτ遅延した通信システムＢの信号が送られてくる。このアンテナ素子２は、これらの信号を増幅、合成して、アンテナから空間に放射する。

通信システムＡと通信システムＢのそれぞれの信号をスイッチングアンプで増幅した後の合成は、例えばトランスによって行う。図８に示すように、出力側のトランスを縦列接続することで各アンプの出力信号を加算することが可能である。なお、アンプの段数については、複数段配置しておき、使用する周波数帯域幅の比率に応じて、アンプの接続数を調整してもよい。周波数帯域幅の割合が１対１の場合は図８に示すように通信システムＡと通信システムＢとのそれぞれの接続先のアンプの数が同数となるように設定してもよい。また、帯域幅の割合が１対３の場合は、図９に示すように、１対３の割合でアンプを接続してもよい。トランスで合成された信号は、帯域通過フィルタで帯域外雑音を除去した後でアンテナに出力される。

このようにすることにより、簡素な構成で、システムごとに異なる指向方向を得ることができ、それぞれのシステムに適したチルト角を与えることが可能となる。

Claims (12)

1. 複数のアンテナ素子を有し、指向方向に対して信号を送信するための送信装置であって、
   前記複数のアンテナ素子のそれぞれに向けて供給された送信信号に対応するデジタル信号を、対応するアンテナ素子と前記指向方向とに応じた時間だけ遅延させる遅延手段と、
   前記遅延させた前記デジタル信号のそれぞれをアナログ信号に変換して前記対応するアンテナ素子のそれぞれから出力させる出力手段と、
   を有することを特徴とする送信装置。
2. 前記デジタル信号は、前記送信信号に対応するベースバンドまたは中間周波数の信号をデルタシグマ変換することにより得られる信号である、
   ことを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
3. 前記遅延手段は、インバータ回路を含み、通過させる前記インバータ回路の個数を制御することにより、前記デジタル信号を、前記指向方向に応じた時間だけ遅延させる、
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の送信装置。
4. 前記遅延手段は、前記複数のアンテナ素子のそれぞれに向けて供給された複数の通信システムのための送信信号のそれぞれに対応するデジタル信号を、当該デジタル信号のそれぞれが対応するアンテナ素子と、前記複数の通信システムごとに定められる指向方向とに応じた時間だけ遅延させ、
   前記出力手段は、対応するアンテナ素子ごとに、前記複数の通信システムのための前記遅延させた複数のデジタル信号をアナログ信号に変換すると共に合成して、当該デジタル信号が対応するアンテナ素子のそれぞれから出力させる、
   ことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の送信装置。
5. 前記出力手段は、
   前記遅延させた複数のデジタル信号のそれぞれを増幅するスイッチングアンプと、
   前記増幅した信号を変換して得られる複数のアナログ信号のそれぞれを合成するためのトランスと、
   を有することを特徴とする請求項４に記載の送信装置。
6. ベースバンドユニットと複数のアンテナ素子を有するリモートラジオヘッドとを含み、指向方向へ向けて信号を送信する無線通信システムにおける、リモートラジオヘッドであって、
   前記複数のアンテナ素子のそれぞれに向けて供給された送信信号に対応するデジタル信号を、対応するアンテナ素子と前記指向方向とに応じた時間だけ遅延させる遅延手段と、
   前記遅延させた前記デジタル信号のそれぞれをアナログ信号に変換して前記対応するアンテナ素子のそれぞれから出力させる出力手段と、
   を有することを特徴とするリモートラジオヘッド。
7. 前記送信信号に対応するベースバンドまたは中間周波数の信号を前記ベースバンドユニットから受信する受信手段と、
   前記受信した信号に基づいて、前記複数のアンテナ素子のそれぞれに向けて供給されるデジタル信号を取得する取得手段と、
   をさらに有することを特徴とする請求項６に記載のリモートラジオヘッド。
8. 前記送信信号に対応するデジタル信号を前記ベースバンドユニットから受信する受信手段と、
   前記受信した信号を前記複数のアンテナに分配する分配手段と、
   をさらに有することを特徴とする請求項６に記載のリモートラジオヘッド。
9. ベースバンドユニットと複数のアンテナ素子を有するリモートラジオヘッドとを含み、指向方向へ向けて信号を送信する無線通信システムであって、
   前記ベースバンドユニットは、
   送信信号に対応するデジタル信号を生成する生成手段と、
   前記デジタル信号を前記リモートラジオヘッドへ転送する転送手段と、
   を有し、
   前記リモートラジオヘッドは、
   前記デジタル信号を受信して取得する取得手段と、
   取得した前記デジタル信号を、前記複数のアンテナ素子に対応させて分配する分配手段と、
   前記複数のアンテナ素子に対応させて前記分配されたデジタル信号のそれぞれを、対応するアンテナ素子と前記指向方向とに応じた時間だけ遅延させる遅延手段と、
   前記遅延させたデジタル信号のそれぞれをアナログ信号に変換して前記対応するアンテナ素子のそれぞれから出力させる出力手段と、
   を有することを特徴とする無線通信システム。
10. ベースバンドユニットと複数のアンテナ素子を有するリモートラジオヘッドとを含み、指向方向へ向けて信号を送信する無線通信システムであって、
    前記ベースバンドユニットは、
    送信信号に対応するベースバンドまたは中間周波数の信号を生成する生成手段と、
    前記生成された信号を前記リモートラジオヘッドへ転送する転送手段と、
    を有し、
    前記リモートラジオヘッドは、
    前記生成された信号を前記ベースバンドユニットから受信する受信手段と、
    前記受信した信号に基づいて、前記複数のアンテナ素子のそれぞれに向けて供給される、デジタル信号を取得する取得手段と、
    前記複数のアンテナ素子のそれぞれに向けて供給された前記デジタル信号を、対応するアンテナ素子と前記指向方向とに応じた時間だけ遅延させる遅延手段と、
    前記遅延させた信号のそれぞれをアナログ信号に変換して前記対応するアンテナ素子のそれぞれから出力させる出力手段と、
    を有することを特徴とする無線通信システム。
11. 複数のアンテナ素子を有し、指向方向に対して信号を送信するための送信装置における送信方法であって、
    遅延手段が、前記複数のアンテナ素子のそれぞれに向けて供給された送信信号に対応するデジタル信号を、対応するアンテナ素子と前記指向方向とに応じた時間だけ遅延させる遅延工程と、
    出力手段が、前記遅延させた前記デジタル信号のそれぞれをアナログ信号に変換して前記対応するアンテナ素子のそれぞれから出力させる出力工程と、
    を有することを特徴とする送信方法。
12. ベースバンドユニットと複数のアンテナ素子を有するリモートラジオヘッドとを含み、指向方向へ向けて信号を送信する無線通信システムの、リモートラジオヘッドにおける信号の送信方法であって、
    遅延手段が、前記複数のアンテナ素子のそれぞれに向けて供給された送信信号に対応するデジタル信号を、対応するアンテナ素子と前記指向方向とに応じた時間だけ遅延させる遅延工程と、
    出力手段が、前記遅延させた前記デジタル信号のそれぞれをアナログ信号に変換して前記対応するアンテナ素子のそれぞれから出力させる出力工程と、
    を有することを特徴とする送信方法。

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