JP2014120831A - ヘリカルアンテナ - Google Patents

Abstract

【課題】本願発明は、小型化、広帯域化及びインピーダンスの安定化を実現できるヘリカルアンテナ１を提供する。
【解決手段】ヘリカルアンテナ１は、接地型で、直列共振モード及び並列共振モードが同時に発生する複合モードで動作するものであり、搬送波の波長λ／４以上、かつ、波長λ×２倍以下の線長と、波長λ／２０６９以上、かつ、波長λ以下の直径Ｄと、波長λ／８５７以上、かつ、波長λ以下の軸長ｈと、波長λ／６６６７以上、かつ、波長λ／６０００以下のピッチ幅ｐとを有する。
【選択図】図１

Description

本願発明は、複合モードを発生させるヘリカルアンテナに関する。

従来から、同軸線路の中心導体による内部導体と、金属線を密巻きにしたコイル状導体による外部導体とを組み合わせた小型のヘリカルアンテナが知られている（非特許文献１）。この非特許文献１に記載の技術では、一般的なアンテナの最大寸法が波長λ／１０程度であるのに対し、波長λ／２６又は波長λ／８０程度の寸法にヘリカルアンテナを小型化することができる。

また、従来のアンテナにおいて、複数の共振周波数を近接した周波数で発生させる広帯域化技術が知られている（非特許文献２）。この非特許文献２に記載の技術では、逆Ｆアンテナに付加素子を設けることで、比帯域幅で約１４％、広帯域化することができる。

また、従来から、波長λ／１０程度の寸法のアンテナに対するインピーダンス安定を、人体ファントムによる実験やＦＤＴＤ法（Finite-Difference Time-Domain method：時間領域差分法）による電磁解析で求める技術が知られている（非特許文献３）。

ここで、携帯端末の普及や高機能化、そしてより低い周波数帯の有効利用を考慮すると、ヘリカルアンテナのさらなる小型化、広帯域化及びインピーダンスの安定化が必要となるが、非特許文献１〜３に記載の技術では不十分である。

そこで、従来のヘリカルアンテナにおいて、複合モードを発生させる技術が提案されている（非特許文献４）。この複合モードとは、物理的には１つのアンテナに見えるが、電波的には２つのアンテナが並列接続され、広帯域になるモードのことである。

三ツ木真一、他「密巻き型小型ヘリカルアンテナ」、電子情報通信学会論文誌.B,Vol.J87-B No.4,pp.524-534,2004年4月 関根秀一、他「並列共振を用いた広帯域逆Ｆアンテナの設計」、電子情報通信学会論文誌.B,Vol.J86-B No.9,pp.1806-1815,2003年9月 小川晃一「携帯端末アンテナシステムの評価・解析・高性能化技術」、電子情報通信学会論文誌.B,Vol.J93-B No.9,pp.1100-1114,2010年9月 森下久「小型携帯端末用アンテナ：設計概念から将来展望まで」、電子情報通信学会論文誌.B,Vol.J88-B No.9,pp.1601-1612,2005年9月

しかし、非特許文献４に記載の技術では、複合モードの具体的な生成条件が明らかになっておらず、ヘリカルアンテナの小型化、広帯域化及びインピーダンスの安定化が困難であるという問題がある。

そこで、本願発明は、小型化、広帯域化及びインピーダンスの安定化を実現できるヘリカルアンテナを提供することを課題とする。

前記した課題を解決するため、本願第１発明に係るヘリカルアンテナは、接地型で、直列共振及び並列共振が同時に発生する複合モードのヘリカルアンテナであって、搬送波の波長λ／４以上、かつ、波長λ×２倍以下の線長と、長λ／２０６９以上、かつ、波長λ以下の直径と、波長λ／８５７以上、かつ、波長λ以下の軸長と、波長λ／６６６７以上、かつ、波長λ／６０００以下のピッチ幅と、を有することを特徴とする。
かかる構成によれば、ヘリカルアンテナは、線長、直径、軸長及びピッチ幅が前記範囲のために、複合モードを発生させることができる。

また、前記した課題を解決するため、本願第２発明に係るヘリカルアンテナは、非接地型で、直列共振及び並列共振が同時に発生する複合モードのヘリカルアンテナであって、搬送波の波長λ／２以上、かつ、波長λ×２倍以下の線長と、波長λ／２０６９以上、かつ、波長λ以下の直径と、波長λ×２／８５７以上、かつ、波長λ以下の軸長と、波長λ／６６６７以上、かつ、波長λ／６０００以下のピッチ幅と、を有することを特徴とする。
かかる構成によれば、ヘリカルアンテナは、線長、直径、軸長及びピッチ幅が前記範囲のために、複合モードを発生させることができる。

本願第３発明に係るヘリカルアンテナは、ローディングインコイル又はローディングコンデンサの少なくとも一方が付加されたことを特徴とする。
かかる構成によれば、ヘリカルアンテナは、所望周波数の搬送波に対し、物理的に線長が長い又は短い場合でも、これら素子を付加することで、この搬送波に合わせて共振周波数を調整することができる。

本願第１，２発明に係るヘリカルアンテナは、複合モードを発生させ、小型化、広帯域化及びインピーダンスの安定化を実現することができる。
本願第３発明に係るヘリカルアンテナは、搬送波に合わせて共振周波数を調整することができる。

（ａ）は本願発明の実施形態に係るヘリカルアンテナの構造を示す外観図であり、（ｂ）は従来のモノポールアンテナの構造を示す外観図である。 従来の空中線の並列接続による広帯域化を説明する説明図である。 従来の空中線の並列接続による周波数特性を説明する説明図である。 従来の中波空中線の並列接続による周波数特性を説明する説明図である。 従来の複共振空中線の等価回路を示す回路図である。 図１のヘリカルアンテナの等価回路を示す回路図である。 本願発明の変形例に係るヘリカルアンテナの構造を示す外観図である。 図７のヘリカルアンテナのインピーダンスの測定結果を示すグラフである。 本願発明の実施例１に係るヘリカルアンテナにおいて、インピーダンスの測定結果を示すグラフである。 比較例１のヘリカルアンテナにおいて、インピーダンスの測定結果を示すグラフである。 比較例２のヘリカルアンテナにおいて、インピーダンスの測定結果を示すグラフである。 比較例３のヘリカルアンテナにおいて、インピーダンスの測定結果を示すグラフである。 参考例２〜５の実験方法を説明する説明図である。 参考例１の実験方法を説明する説明図である。 参考例１のヘリカルアンテナにおいて、インピーダンスの測定結果を示すグラフである。 参考例２のヘリカルアンテナにおいて、インピーダンスの測定結果を示すグラフである。 参考例３のヘリカルアンテナにおいて、インピーダンスの測定結果を示すグラフである。 参考例４のヘリカルアンテナにおいて、インピーダンスの測定結果を示すグラフである。 参考例５のヘリカルアンテナにおいて、インピーダンスの測定結果を示すグラフである。 参考例１〜５における軸長と、巻き数と、直径との関係を説明する説明図である。 本願発明の実施例２に係るヘリカルアンテナにおいて、インピーダンスの測定結果を示すグラフである。 本願発明の実施例３に係るヘリカルアンテナにおいて、インピーダンスの測定結果を示すグラフである。

以下、本願発明の実施形態について、適宜図面を参照しながら詳細に説明する。なお、各実施形態において、同一の部材には同一の符号を付し、説明を省略した。

［ヘリカルアンテナの構造］
図１を参照して、本願発明の実施形態に係るヘリカルアンテナ１の構造について、説明する。
図１（ａ）に示すように、ヘリカルアンテナ１は、接地型で複合モードを発生させるものであり、搬送波の波長λ／４以上、かつ、波長λ×２以下の線長と、波長λ／２０６９以上、かつ、波長λ以下の直径Ｄと、波長λ／８５７以上、かつ、波長λ以下の軸長ｈと、波長λ／６６６７以上、かつ、波長λ／６０００以下のピッチ幅ｐとを有する。
なお、線長は、ヘリカルアンテナ１（アンテナ素子２）の一方から他方の端までの長さを表す。

すなわち、ヘリカルアンテナ１は、図１（ｂ）のモノポールアンテナ９０をコイル状に巻いたものであり、給電点インピーダンスを整合しやすい値とし、放射抵抗を増加させて放射効率を高めている。これによって、ヘリカルアンテナ１は、波長λよりも直径Ｄ、ピッチ幅ｐ、軸長ｈがかなり短くなり、小型化を実現できる。

このヘリカルアンテナ１は、導電性の素材（例えば、アルミニウム、銅）でアンテナ素子２を製造することができる。また、ヘリカルアンテナ１は、絶縁性の素材（例えば、プラスチックや発泡スチロール）で形成された円柱状の保持部材４（図１３）に、アンテナ素子２を巻きつけて保持してもよい。

また、ヘリカルアンテナ１は、その給電方法が制限されず、送受信機や給電線とインピーダンス整合を取るため、抵抗を大きくできる給電方法を用いることが好ましい。例えば、ヘリカルアンテナ１は、インピーダンス変換回路による給電法、偏位給電法、又は、タップ給電法を用いることができる。

＜複合モードの概略＞
複合モードの概略について、説明する（適宜図１参照）。
ヘリカルアンテナ１は、物理的には１つのアンテナであるが、所定の条件（複合モードの生成条件）を満たすことで、複合モードを発生させる。
複合モードとは、ループアンテナ及びモノポールアンテナの並列接続のように、直列共振モード及び並列共振モードが同時に生成されるモードのことである。言い換えるなら、複合モードは、ループ配列とモノポール配列とが等価的に並列接続され、広帯域化を実現したモードである。

この複合モードにおいて、誘導性リアクタンスは、ループ配列によって増加し、モノポール配列の容量性リアクタンスと相殺する。そのため、ヘリカルアンテナ１は、ヘリカル構造を調整することにより、軸長ｈを一般的なモノポールアンテナやダイポールアンテナよりもかなり短くでき、自己共振による広帯域化を実現できる。さらに、ヘリカルアンテナ１は、同一周波数において、ループ配列及びモノポール配列それぞれの直列共振に加え、これら配列の並列接続に起因した並列共振が生じることから、さらなる広帯域化を実現できる。

ここで、ヘリカルアンテナ１の自己インピーダンス（放射抵抗Ｒ、インダクタンスＸＬ、キャパシタンスＸＣ）は、以下の式（１）で得られる。この式（１）において、Ｎは巻き数を示す。

式（１）より、ヘリカルアンテナ１は、軸長ｈがかなり短くなるが、アンテナ素子２の長さが従来の空中線（アンテナ）とほぼ同一であるため、十分な電流経路長が確保され、周囲環境の影響を受けにくくなる。さらに、ヘリカルアンテナ１は、電気的に平衡な構造のため、不平衡電流がアース（不図示）上に誘起されず、アンテナ素子近傍に存在する物体の影響を軽減でき、インピーダンスが安定する。

＜＜空中線の並列接続による広帯域化＞＞
従来の空中線の並列接続による広帯域化は、ヘリカルアンテナ１における複合モードと本質的に同一原理のため、図２を参照して説明する。
空中線は、小型化すると、放射効率、利得若しくは帯域幅の何れか、又は、全てが劣化することが知られている。すなわち、空中線の広帯域化は、小型化と相対的な関係にある。

ここで、空中線の広帯域化を達成するために、線長が波長λ／２の空中線９１と、線長が波長λ／４の空中線９２とを並列接続する方法が考えられる。図２に示すように、複共振空中線９４は、コイル、コンデンサ等の付加素子（不図示）を接続することで、各空中線９１，９２単体の直列共振α，βに加え、空中線９１，９２の並列接続により並列共振γが生じる。これによって、複共振空中線９４は、複数の周波数で共振が得られ、広帯域化を図ることができる。

空中線９１，９２単体であれば、周波数が高くなるほど誘導性リアクタンスが大きくなり、直列共振周波数を超えると強い容量性リアクタンスになる特性が繰り返し出現する。一方、２本の空中線９１，９２による並列共振モードは、２本の空中線９１，９２の並列接続のため、周波数が高くなるほど誘導性リアクタンスが減少し、直列共振周波数を超えると強い誘導性リアクタンスになる特性が繰り返し出現する。つまり、並列共振モードは、空中線９１，９１単体に比べ、逆の周波数特性となる。
なお、交流電源９３は、空中線９１，９２に電力を供給する給電部である。

以上より、波長λ／２の空中線９２と、この空中線９２の直列共振周波数（インピーダンス特性が発散）が並列共振周波数（インピーダンス特性が収束）に一致するλ／４の空中線９１とを並列接続すればよい。これによって、図３の実線が示すように、多くの周波数において、インピーダンスの急激な変動が生じる直列共振を打ち消すと共に、直列共振とは逆特性を有する並列接続によるインピーダンス特性が加わるため、広い周波数でインピーダンスを一定にできる。

この図３では、横軸が周波数ｆを示し、縦軸がインピーダンス（Ｒ，Ｘ）を示す。また、図３では、並列接続時の周波数特性を実線で図示し、波長λ／２の空中線９１の周波数特性を破線で図示し、波長λ／４の空中線９２の周波数特性を点線で図示した。

この広帯域化手法を、例えば、中波空中線に適用した場合を考える。この場合、線長が５００メートル及び２５０メートルの空中線を並列接続することで、図４に示すように、３００ＫＨｚ、９００ＫＨｚ、１５００ＫＨｚで複共振が発生し、広帯域化を実現できる。

この図４では、横軸が周波数ｆを示し、縦軸がインピーダンス（Ｘ）を示す。また、図４では、線長が５００メートルの空中線の周波数特性を実線で図示し、線長が２５０メートルの空中線の周波数特性を破線で図示した。

＜＜並列接続した複共振空中線の自己共振手法＞＞
前記した複共振空中線９４は、非常時にすぐ利用可能とするため、空中線単体で自己共振が実現され、整合不要であることが好ましい。そこで、図５を参照し、複共振空中線９４の自己共振手法について、説明する。

ここでは、波長λに対し、線長が短い２本の空中線を想定し、それぞれ空中線９５，９６と呼ぶ。この空中線９５，９６のインピーダンスは、実部と虚部との合計となる。従って、空中線９５，９６の等価回路は、実部を示す抵抗Ｒと、虚部を示すリアクタンス（コイル又はコンデンサ）Ｘとの直列接続で表すことができる。図５では、空中線９５の等価回路がＲ１，Ｘ１の直列接続であり、空中線９６の等価回路がＲ２，Ｘ２の直列接続である。

この場合、交流電源９３から見て、複共振空中線９４のインピーダンスＺは、以下の式（２）で表すことができる（ｊは虚数単位）。また、虚部を０Ωにするため、この式（２）は、以下の式（３）に変形することができる。

前記した式（３）より、虚部が０Ωとなるには、以下の３条件が考えられる。
条件１：Ｘ１＝Ｘ２＝０
条件２：Ｒ１^２＋Ｘ１^２＝Ｒ２^２＋Ｘ２^２＝０
条件３：Ｘ２（Ｒ１^２＋Ｘ１^２）＝−Ｘ１（Ｒ２^２＋Ｘ２^２）

条件１は、空中線９５，９６の一方が所望周波数で直列共振となることを考慮すると、虚部が０Ωにならないため、成立しない。また、条件２は、実数の二乗が０にならないため、成立しない。さらに、条件３は、空中線９５が並列共振、空中線９６が直列共振であると仮定し、Ｘ１＝０、Ｘ２＝±∞とすると、成立しない。

このように、以上３つの条件は、全て成立しない。そこで、図６に示すように、交流電源９３に、ＤＣ（Direct Current）カット用のコンデンサＸＣを直列接続することを考える。ここで、コンデンサＸＣは、容量性リアクタンスを有し、これに任意の値を設定できると仮定する。この場合、虚部が０Ωとなる条件は、以下の式（４）で表すことができる。そして、この式（４）では、共振周波数より搬送波の周波数を若干高くすれば、Ｘ２≒＋∞となるため、｜ＸＣ｜≒０となる。

以上より、複共振空中線９４では、Ｘ１＝０という条件に加え、前記した式（４）を満たすコンデンサＸＣを交流電源９３に直列接続することにより、虚部を０Ωにすることができる。さらに、虚部が０Ωとなる条件下では、複共振空中線９４は、誘導性リアクタンスを有し、コンデンサＸＣがＬＰＦ（Low Pass Filter）を形成することから、雑音除去等の電波品質改善効果も期待できる。

次に、複共振空中線９４の実部を５０Ω（複共振空中線９４に接続する送受信機の抵抗値）とする手法について説明する。
空中線９５が並列共振、空中線９６が直列共振であると考え、前記した式（２）にＸ１＝０を代入すると、実部は、以下の式（５）で表すことができる。そして、この式（５）は、Ｒ＝５０を代入し、Ｘ２を左辺に移動させると、式（６）に変形することができる。

前記した式（６）が成立するためには、右辺の平方根内が０又は正の値であり、Ｘ２＝±∞であることから、同項の分母が限りなく０に近い必要がある。すなわち、前記した式（６）が成立する条件は、以下の式（７）及び式（８）で表すことができる。

前記した式（８）より、Ｒ１≒５０が得られる。また、前記した式（７）は、以下の式（９）に変形することができる。式（９）にＲ１≒５０を代入することで、式（１０）を得ることができる。いかなる空中線も抵抗Ｒを持つことを考慮すると、式（１０）が必ず成立するものと考えられる。従って、空中線９５が並列共振状態、空中線９６が直列共振状態である複共振空中線９４では、Ｒ１＝５０を満たせば、実部が５０Ωとなる。

すなわち、複共振空中線９４を自己共振させる条件（すなわち、実部が５０Ω、虚部が０Ωとなる条件）は、以下の４条件にまとめることができる。
条件Ａ：空中線９５は、抵抗Ｒ１が５０Ω、リアクタンスＸ１が０Ωであり、搬送波の周波数ｆで並列共振状態となる、線長λ／４のダイポールアンテナと等価なものする。
条件Ｂ：空中線９６は、搬送波の周波数ｆで直列共振状態となる、素子長λ／２のダイポールアンテナと等価なものとする。
条件Ｃ：空中線９６は、前記した式（６）を満たすコイルＸ２を付加する。
条件Ｄ：複共振空中線９４は、空中線９５，９６を並列接続し、前記した式（４）を満たすコンデンサＸＣを基部に付加する。

前記したように、従来の空中線の並列接続による広帯域化は、ヘリカルアンテナ１の複合モードと本質的に同一原理である。従って、ヘリカルアンテナ１は、前記した寸法により条件Ａ〜Ｄを満たし、図６の空中線９５，９６を並列接続したのと同様が得られ、複合モードを発生させることができる。

（変形例）
本願発明は、前記した実施形態に限定されず、その趣旨を逸脱しない範囲で様々な変形を加えることができる。
図７に示すように、ヘリカルアンテナ１は、ローディングコンデンサ（ローディングキャパシタ）３を付加してもよい。このとき、ヘリカルアンテナ１のインピーダンスは、図８に示すように、虚部が０Ωとなる（破線）。これによって、ヘリカルアンテナ１は、複合モードをより安定して発生させると共に、搬送波に合わせて共振周波数を調整することができる。
この図８では、横軸が周波数を示し、縦軸がインピーダンスを示す。また、図８では、インピーダンスの実部を実線で図示し、虚部を破線で図示した。

なお、ヘリカルアンテナ１は、ローディングコンデンサ３を付加する場所が特に制限されず、アンテナ素子２の基部、中間又は頂点に付加してもよい。
また、ヘリカルアンテナ１は、ローディングコンデンサ３の代わりにローディングインコイル（ローディングインダクタ、不図示）を付加してもよい。さらに、ヘリカルアンテナ１は、ローディングコンデンサ３及びローディングインコイルの両方を付加してもよい。
これらローディングコンデンサ３やローディングインコイルは、一般的なものであるため、詳細な説明を省略する。

（実施例１、比較例１〜３：ヘリカルアンテナの線長）
図９〜図１２を参照し、本願発明の実施例１及び比較例１〜３について、説明する（適宜図１参照）。
様々な線長のヘリカルアンテナ１に対し、５００ＫＨｚ〜１５００ＫＨｚの周波数レンジの搬送波を用いて、インピーダンスを測定した。

実施例１として、線長が波長λ／４のヘリカルアンテナ１の測定結果を図９に図示した。
比較例１として、線長が波長λ／１６のヘリカルアンテナ１の測定結果を図１０に図示した。
比較例２として、線長が波長λ／８のヘリカルアンテナ１の測定結果を図１１に図示した。
比較例３として、線長が波長３λ／１６のヘリカルアンテナ１の測定結果を図１２に図示した。

図９〜図１２では、横軸が周波数を示し、縦軸がインピーダンスを示す（図１５〜図２２も同様）。
また、図９〜図１２では、周波数の１スケールが１００ＫＨｚである。
また、図９〜図１２では、インピーダンスの実部（実線）は、レンジが０〜１ＫΩであり、１スケールが１００Ωである。
また、図９〜図１２では、インピーダンスの虚部（破線）は、レンジが±１ＫΩであり、１スケールが２００Ωである。

実施例１（図９）では、実部が一定となっており、広帯域であることがわかる。一方、比較例１〜３（図１０〜図１２）では、実部が一定とならず、広帯域化が困難であることがわる。以上より、ヘリカルアンテナ１の線長は、波長λ／４以上にすればよいと考えられる。

（参考例１〜５の実験方法）
図１３，図１４を参照し、参考例１〜５の実験方法について、説明する（適宜図１参照）。
ヘリカルアンテナ１の線長を一定（波長λ／４）とし、ピッチ幅ｐ又は直径Ｄの何れか一方を変化させ、そのときのインピーダンスを測定する実験を行った。なお、ヘリカルアンテナ１は、線長を一定であれば、ピッチ幅ｐの変化に応じて、軸長ｈも変化することになる。

具体的には、図１３に示すように、ヘリカルアンテナ１は、発泡スチロ−ルの保持部材３にアンテナ素子２を巻きつけ、アンテナ素子２の一端をインピーダンス測定器９７に接続した。また、インピーダンス測定器９７は、接地させた。このとき、搬送波の周波数ｆが５ＭＨｚ、つまり、波長λが６０メートルであった。このとき、搬送波の周波数ｆが５ＭＨｚ、つまり、波長λが６０メートルであった。
また、図１４に示すように、アンテナ素子２（図１３）を覆い隠すようにアルミ箔９８を巻き付けて、ピッチ幅ｐ＝０の状態を再現し、このときのインピーダンスも測定した。

（参考例１〜３：ヘリカルアンテナのピッチ幅、軸長）
図１５〜図１７を参照し、参考例１〜３について、説明する（適宜図１参照）。
参考例１として、図１４のように、ピッチ幅ｐ＝０のヘリカルアンテナ１の測定結果を図１５に図示した。

図１５では、周波数は、レンジが２ＭＨｚ〜２０ＭＨｚであり、１スケールが２００ＫＨｚである。
また、図１５では、インピーダンスの実部（実線）は、レンジが０〜１ＫΩであり、１スケールが１００Ωである。
また、図１５では、インピーダンスの虚部（破線）は、レンジが±５ＫΩであり、１スケールが１ＫΩである。

参考例２として、ピッチ幅ｐ＝０．０２メートル（３．２５×１０^−４λ）のヘリカルアンテナ１の測定結果を図１６に図示した。
参考例３として、ピッチ幅ｐ＝０．０３メートル（５×１０^−４λ）のヘリカルアンテナ１の測定結果を図１７に図示した。

図１６，図１７では、周波数は、レンジが２ＭＨｚ〜２２ＭＨｚであり、１スケールが２２０ＫＨｚである。
また、図１６，図１７では、インピーダンスの実部（実線）は、レンジが０〜５００Ωであり、１スケールが５０Ωである。
また、図１６，図１７では、インピーダンスの虚部（破線）は、レンジが±１０ＫΩであり、１スケールが２ＫΩである。

図１５〜図１７より、ピッチ幅ｐを変化させた場合のインピーダンスの傾向がわかる。具体的には、実部は、ピッチ幅ｐを短くすることにより、全周波数において増大することがわかる。この理由は、ピッチ幅ｐの減少が軸長ｈの減少につながり、軸長ｈの減少によるモノポール成分の実部減少量と比較して、巻き数Ｎの増加によるループ成分の実部増大量が大きくなるためと考えられる。

また、虚部は、ピッチ幅ｐを短くすることにより、全周波数において増大すると共に、共振周波数間隔が長くなることがわかる。ここで、虚部が増大する理由は、巻き数Ｎの増大により、誘導性リアクタンスが増大するためと考えられる。また、共振周波数間隔が長くなる理由は、軸長ｈの減少が伝送線路長の減少につながり、インピーダンスのｃｏｔ関数の周期が長くなるためと考えられる。

（参考例４，５：ヘリカルアンテナの直径）
図１８，図１９を参照し、参考例４，５について、説明する（適宜図１参照）。
参考例４として、直径Ｄ＝０．１メートル（１．６５×１０^−３λ）のヘリカルアンテナ１の測定結果を図１８に図示した。
参考例５として、直径Ｄ＝０．２メートル（３．２５×１０^−３λ）のヘリカルアンテナ１の測定結果を図１９に図示した。

図１８，図１９では、周波数は、レンジが２ＭＨｚ〜２０ＭＨｚであり、１スケールが２００ＫＨｚである。
また、図１８，図１９では、インピーダンスの実部（実線）は、レンジが０〜５００Ωであり、１スケールが５０Ωである。
また、図１８，図１９では、インピーダンスの虚部（破線）は、レンジが±１０ＫΩであり、１スケールが１ＫΩである。

図１８，図１９より、直径Ｄを変化させた場合のインピーダンスの傾向がわかる。具体的には、実部は、直径Ｄを長くすることにより、全周波数において減少することがわかる。この理由は、直径Ｄの延長によるループ成分の実部増大量と比較して、軸長ｈ及び巻き数Ｎの減少による、モノポール成分及びループ成分の実部減少量が大きいためと考えられる。

また、虚部は、直径Ｄを長くすることにより、全周波数において増大すると共に、共振周波数間隔が長くなることがわかる。ここで、虚部が増大する理由は、直径Ｄの増大により、誘導性リアクタンスが増大するためと考えられる。また、共振周波数間隔が長くなる理由は、軸長ｈの減少が伝送線路長の減少につながり、インピーダンスのｃｏｔ関数の周期が長くなるためと考えられる。

（軸長、巻き数及び直径の関係）
図２０に示すように、参考例１〜５のまとめると、軸長ｈ、巻き数Ｎ及び直径Ｄが次の関係を有することがわかる。
軸長ｈ、巻き数Ｎ及び直径Ｄが増大すると、太線で図示したインピーダンスの実部が増大することがわかる（矢印ａ）。
巻き数Ｎ及び直径Ｄが増大すると、インピーダンスの虚部が増大することがわかる（矢印ｂ）。
軸長ｈが減少すると、伝送路経路長が短くなり、共振周波数間隔が長くなる（矢印ｃ）。

そして、前記した関係を考慮し、インピーダンスの実部を５０Ω（送受信機の抵抗Ｒ）とするには、ヘリカルアンテナ１は、ピッチ幅ｐを＝０．０１メートル（λ／６０００）、直径Ｄ＝０．０２９メートル（λ／２０６９）、及び、軸長ｈ＝０．０７メートル（λ／８５７）とすればよい。
なお、巻き数Ｎは、ヘリカルアンテナ１のピッチ幅ｐ及び軸長ｈからおのずと求まるため、詳細な説明を省略する。

（実施例２，３）
図２１，図２２を参照し、本願発明の実施例２，３について、説明する（適宜図１参照）。
ここで、線長が波長λ／４、直径Ｄがλ／１２００、軸長ｈがλ／１８７．５、ピッチ幅ｐがλ／６６６７のヘリカルアンテナ１を制作した。そして、実施例２として、このヘリカルアンテナ１に人が近づいたときのインピーダンスを測定し、その結果を図２１に図示した。

また、線長が波長λ／４、 直径Ｄがλ／６００、軸長ｈがλ／４８０、ピッチ幅ｐがλ／６０００のヘリカルアンテナ１を制作した。そして、実施例３として、このヘリカルアンテナ１に人が近づいたときのインピーダンスを測定し、その結果を図２２に図示した。

図２１，図２２では、周波数は、レンジが５００ＫＨｚ〜１５００ＫＨｚであり、１スケールが１００ＫＨｚである。
また、図２１，図２２では、インピーダンスの実部（実線）は、レンジが０〜１００Ωであり、１スケールが１０Ωである。
また、図２１，図２２では、インピーダンスの虚部（破線）は、レンジが±２ＫΩであり、１スケールが４００Ωである。

実施例２，３（図２１，図２２）から、ヘリカルアンテナ１は、人が至近距離（波長λ／１２００）まで接近しても、インピーダンスの変動が少なく、インピーダンスが安定していることがわかる。

（実施例１〜３及び参考例１〜５のまとめ）
実施例１〜３から、ヘリカルアンテナ１の線長は、搬送波の波長λ／４以上であればよいことがわかる。
また、技術常識を考慮して、ヘリカルアンテナ１の線長は、波長λの２倍以下であればよいと考えられる。

参考例１〜５から、ヘリカルアンテナ１の直径Ｄは、波長λ／２０６９以上であればよいことがわかる。
また、技術常識を考慮して、ヘリカルアンテナ１の直径Ｄは、波長λ以下であればよいと考えられる。
さらに、実施例２，３から、ヘリカルアンテナ１の直径Ｄは、波長λ／１２００以上、波長λ／６００以下であればより好ましいことがわかる。

参考例１〜５から、ヘリカルアンテナ１の軸長ｈは、波長λ／８５７以上であればよいことがわかる。
また、技術常識を考慮して、ヘリカルアンテナ１の軸長ｈは、波長λ以下であればよいと考えられる。
さらに、実施例２，３から、ヘリカルアンテナ１の軸長ｈは、波長λ／４８０以上、λ／１８７．５以下であればより好ましいことがわかる。

実施例２，３及び参考例１〜５から、ヘリカルアンテナ１のピッチ幅ｐは、波長λ／６６６７以上、波長λ／６０００以下であればよいことがわかる。

なお、ヘリカルアンテナ１は、搬送波の周波数帯が特に制限されず、様々な周波数帯の搬送波でも複合モードを発生させることは言うまでもない。

なお、ヘリカルアンテナ１は、接地型に制限されず、非接地型としてもよい。非接地型のヘリカルアンテナ１は、接地面下部の射影がないため、接地型に比べ、線長が２倍必要で、同直径及び同ピッチ幅で、軸長ｈが２倍必要になる。つまり、非接地型のヘリカルアンテナ１は、線長が波長λ／２以上、軸長ｈが波長λ×２／８５７以上必要になる。

１ ヘリカルアンテナ
２ アンテナ素子
３ ローディングコンデンサ
４ 保持部材

Claims (3)

1. 接地型で、直列共振及び並列共振が同時に発生する複合モードのヘリカルアンテナであって、
   搬送波の波長λ／４以上、かつ、前記波長λ×２以下の線長と、
   前記波長λ／２０６９以上、かつ、前記波長λ以下の直径と、
   前記波長λ／８５７以上、かつ、前記波長λ以下の軸長と、
   前記波長λ／６６６７以上、かつ、前記波長λ／６０００以下のピッチ幅と、
   を有することを特徴とするヘリカルアンテナ。
2. 非接地型で、直列共振及び並列共振が同時に発生する複合モードのヘリカルアンテナであって、
   搬送波の波長λ／２以上、かつ、前記波長λ×２以下の線長と、
   前記波長λ／２０６９以上、かつ、前記波長λ以下の直径と、
   前記波長λ×２／８５７以上、かつ、前記波長λ以下の軸長と、
   前記波長λ／６６６７以上、かつ、前記波長λ／６０００以下のピッチ幅と、
   を有することを特徴とするヘリカルアンテナ。
3. ローディングインコイル又はローディングコンデンサの少なくとも一方が付加されたことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のヘリカルアンテナ。

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