JP2014107962A - Harmonic wave suppression device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、高調波抑制装置に関する。 The present invention relates to a harmonic suppression device.
電力用の半導体素子と制御装置とを有するインバータと呼ばれる装置を使用する電子機器では、電源の周波数に対して奇数倍の周波数を有する高調波電流が発生することがある。高調波成分が電力系統にあると、電力設備等に悪影響を与えるため、高調波成分を可能な限り小さい値に抑制する必要がある。高調波電流を相殺して抑制するための高調波抑制装置として、電力用のアクティブフィルタと呼ばれる装置が従来から使用されている。
このようなアクティブフィルタに関する技術として、下記の特許文献１，２および非特許文献１，２が知られている。
In an electronic device using a device called an inverter having a power semiconductor element and a control device, a harmonic current having a frequency that is an odd multiple of the frequency of the power supply may be generated. If the harmonic component is present in the power system, it will adversely affect the power equipment and the like, so it is necessary to suppress the harmonic component to the smallest possible value. As a harmonic suppression device for canceling and suppressing the harmonic current, a device called an active filter for electric power has been conventionally used.
The following patent documents 1 and 2 and non-patent documents 1 and 2 are known as techniques relating to such an active filter.
特許文献１（特開２００８−１７８２２１号公報）には、高調波電流を含む有効電力瞬時値の積分計算が基本波成分のみの有効電力瞬時値の演算結果と一致し、高調波電流を含む無効電力瞬時値の積分計算から基本波成分のみの無効電力瞬時値の演算結果と一致していることを利用して、基本波電流を算出して、負荷電流と、基本波電流との差分を補償電流として出力するアクティブフィルタに関する技術が記載されている。
従って、特許文献１に記載の技術では、３次以降の全ての高調波成分を補償している。
In Patent Document 1 (Japanese Patent Laid-Open No. 2008-178221), the integral calculation of the active power instantaneous value including the harmonic current coincides with the calculation result of the active power instantaneous value including only the fundamental wave component, and the invalidity including the harmonic current is disclosed. Using the fact that the calculation result of the reactive power instantaneous value of only the fundamental wave component from the integral calculation of the instantaneous power value is used, the fundamental wave current is calculated, and the difference between the load current and the fundamental current is compensated. A technique related to an active filter that outputs current is described.
Therefore, the technique described in Patent Document 1 compensates for all third-order and higher harmonic components.
特許文献２（特開２００３−１０２１２７号公報）には、交流電圧源に接続された負荷に対して並列にアクティブフィルタを接続する構成が記載されている。特許文献２に記載の構成では、高調波電流成分を含む負荷電流検出部の出力から、基本波成分を基本波阻止フィルタ（２）で阻止し、基本波阻止フィルタ（２）の出力の一部を、３次高調波と５次高調波を阻止するフィルタ（３，５）に通し、基本波阻止フィルタ（２）の出力の残りから、第３、５次高調波が阻止された出力を減算することで、７次以降の高調波成分のみを含む出力を得て、アクティブフィルタの制御信号の基にしている。
そして、特許文献２に記載の技術では、アクティブフィルタを使用して、３次高調波と５次高調波のみを、選択的に相殺して抑制している。
Patent Document 2 (Japanese Patent Laid-Open No. 2003-102127) describes a configuration in which an active filter is connected in parallel to a load connected to an AC voltage source. In the configuration described in Patent Document 2, the fundamental wave component is blocked by the fundamental wave rejection filter (2) from the output of the load current detection unit including the harmonic current component, and a part of the output of the fundamental wave rejection filter (2). Is passed through filters (3, 5) that block the third and fifth harmonics, and the output from which the third and fifth harmonics are blocked is subtracted from the rest of the output from the fundamental wave blocking filter (2). As a result, an output including only the seventh and higher harmonic components is obtained and used as a basis for the control signal of the active filter.
In the technique described in Patent Document 2, an active filter is used to selectively cancel and suppress only the third harmonic and the fifth harmonic.
非特許文献１には、単相電源を用いる機器から発生する高調波電流を抑制する単相アクティブフィルタにおいて、負荷電流の基本波成分の変化に伴ってアクティブフィルタから流出するエネルギーを、ゼロにするように制御する技術が記載されている。
非特許文献１に記載の技術では、５次や７次高調波が主な補償対象である三相アクティブフィルタとは異なり、主に補償する対象が３次高調波電流である単相アクティブフィルタに関して、負荷が急変した場合の直流電圧の変動に対応する技術である。
In Non-Patent Document 1, in a single-phase active filter that suppresses harmonic currents generated from equipment using a single-phase power supply, the energy flowing out from the active filter with a change in the fundamental wave component of the load current is set to zero. Techniques for controlling are described.
In the technique described in Non-Patent Document 1, unlike a three-phase active filter whose main compensation target is fifth-order or seventh-order harmonics, a single-phase active filter whose main compensation target is a third-order harmonic current. This is a technique for dealing with fluctuations in DC voltage when the load suddenly changes.
非特許文献２には、単相回路における家電機器が発生する高調波電流を抑制するアクティブフィルタにおいて、電源電圧（vs(t)）と負荷電流（iL(t)）との相関係数（ｒ）を使用して、電源側の有効電流（iLp(t)）を演算して、負荷電流（iL(t)）から有効電流（iLp(t)）を減算することにより、障害電流（iLq(t)）を導出し、障害電流（iLq(t)）をアクティブフィルタの電流指令値として使用する技術が記載されている。
なお、非特許文献２に記載の技術では、３次以降の全ての高調波が抑制される。
Non-Patent Document 2 discloses a correlation coefficient between a power supply voltage (v s (t)) and a load current (i L (t)) in an active filter that suppresses harmonic currents generated by home appliances in a single-phase circuit. use (r), by which calculates the effective current of the power supply side (i Lp (t)), subtracts the effective from the load current (i L (t)) current (i Lp (t)), A technique for deriving a fault current (i Lq (t)) and using the fault current (i Lq (t)) as a current command value for an active filter is described.
Note that in the technique described in Non-Patent Document 2, all the third and higher harmonics are suppressed.
（従来技術の問題点）
特許文献１や非特許文献１，２に記載されているように、従来の単相アクティブフィルタは、単相の負荷から発生する高調波（奇数倍の周波数成分）を全て補償することを目的としているため、アクティブフィルタの電力容量が大きいという問題点がある。したがって、アクティブフィルタの体積が大きくなる問題がある。
特に、特許文献１，２や非特許文献１，２に記載されているような単相の機器では、３次高調波が含まれるため、従来の単相のアクティブフィルタでは、３次高調波の抑制を行うことが一般的であった。
(Problems of conventional technology)
As described in Patent Document 1 and Non-Patent Documents 1 and 2, the conventional single-phase active filter is intended to compensate for all harmonics (odd multiple frequency components) generated from a single-phase load. Therefore, there is a problem that the power capacity of the active filter is large. Therefore, there is a problem that the volume of the active filter becomes large.
In particular, single-phase devices such as those described in Patent Documents 1 and 2 and Non-Patent Documents 1 and 2 include third-order harmonics. Therefore, conventional single-phase active filters have third-order harmonics. It was common to do suppression.
本発明は、高調波抑制装置の容量を低減することを技術的課題とする。 This invention makes it a technical subject to reduce the capacity | capacitance of a harmonic suppression apparatus.
前記技術的課題を解決するために、請求項１に記載の発明の高調波抑制装置は、
少なくとも△結線を含み且つ三相の電圧を単相に変換する三相変圧器の単相側に電気的に接続された負荷に対して、前記負荷を流れる電流に含まれる高調波の成分において、５次以上の高調波を検出する高調波の検出部と、
検出された５次以降の高調波とは逆位相の波形の補償電流を供給する補償電流の供給部と、
を備え、
３次高調波を補償せず且つ５次以上の高調波を補償することを特徴とする。
In order to solve the technical problem, the harmonic suppression device of the invention according to claim 1,
For a harmonic component included in the current flowing through the load with respect to a load that includes at least a Δ connection and is electrically connected to the single-phase side of a three-phase transformer that converts a three-phase voltage into a single phase, A harmonic detection unit that detects harmonics of the fifth order or higher;
A compensation current supply unit for supplying a compensation current having a waveform opposite in phase to the detected fifth and higher harmonics;
With
The third-order harmonic is not compensated, and the fifth-order or higher-order harmonic is compensated.
請求項１に記載の発明によれば、３次高調波を補償せず且つ５次以上の高調波を補償するので、従来の高調波抑制装置に比べて、高調波抑制装置の容量を低減することができる。 According to the first aspect of the present invention, since the third harmonic is not compensated and the fifth or higher harmonic is compensated, the capacity of the harmonic suppressor is reduced as compared with the conventional harmonic suppressor. be able to.
次に図面を参照しながら、本発明の実施の形態の具体例である実施例を説明するが、本発明は以下の実施例に限定されるものではない。
なお、以下の図面を使用した説明において、理解の容易のために説明に必要な部材以外の図示は適宜省略されている。
Next, examples which are specific examples of embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings, but the present invention is not limited to the following examples.
In the following description using the drawings, illustrations other than members necessary for the description are omitted as appropriate for easy understanding.
図１は本発明の実施例１の高調波抑制装置を含む回路の説明図である。
図１において、実施例１の高調波抑制装置を含む回路の一例として、住宅用における電気配線の回路１を示す。回路１は、住宅外の電線を利用して供給される三相２００Ｖの電源２から、△−Ｙ結線型の三相変圧器３を通じて、三相から単相に変換されて、住宅４に供給される。
住宅４内では、単相の交流電源に対して、負荷の一例としてのＬＥＤ電球６が接続されている。ＬＥＤ電球６に対して、並列に、実施例１の高調波抑制装置の一例としてのアクティブフィルタ７が接続されている。すなわち、実施例１では、並列型のアクティブフィルタ７が使用されている。
FIG. 1 is an explanatory diagram of a circuit including a harmonic suppression device according to Embodiment 1 of the present invention.
In FIG. 1, a circuit 1 for electrical wiring in a house is shown as an example of a circuit including the harmonic suppression device according to the first embodiment. The circuit 1 is converted from a three-phase 200V power source 2 supplied by using an electric wire outside the house through a Δ-Y connection type three-phase transformer 3 to be converted to a single phase and supplied to the house 4. Is done.
In the house 4, an LED bulb 6 as an example of a load is connected to a single-phase AC power source. An active filter 7 as an example of the harmonic suppression device of the first embodiment is connected to the LED bulb 6 in parallel. That is, in the first embodiment, the parallel type active filter 7 is used.
図２は図１の回路において単相に変換された後の部分の等価回路の説明図である。
なお、図１、図２において、住宅４内では、図２に示す単相の交流電源３ａを有する回路１ａが３つ存在していることと等価であるため、以下の説明では、図２を使用して、１つの単相の回路１ａに基づいて説明を行い、残りの２つの単相の回路については説明を省略する。
図２において、実施例１のアクティブフィルタ７は、補償電流の供給部の一例としてのＰＷＭインバータ８と、連系リアクトル９とを有する。ＰＷＭインバータ８は、スイッチング素子の一例としてのＭＯＳＦＥＴが４つ組み合わされたフルブリッジ回路８ａを有し、フルブリッジ回路８ａの直流側にはコンデンサ８ｂが接続されている。
FIG. 2 is an explanatory diagram of an equivalent circuit of a portion after being converted into a single phase in the circuit of FIG.
1 and 2, this is equivalent to the presence of three circuits 1 a having the single-phase AC power supply 3 a shown in FIG. 2 in the house 4. Therefore, in the following description, FIG. The description will be made based on one single-phase circuit 1a, and description of the remaining two single-phase circuits will be omitted.
In FIG. 2, the active filter 7 according to the first embodiment includes a PWM inverter 8 as an example of a compensation current supply unit, and an interconnection reactor 9. The PWM inverter 8 has a full bridge circuit 8a in which four MOSFETs as an example of a switching element are combined, and a capacitor 8b is connected to the DC side of the full bridge circuit 8a.
なお、連系リアクトル９は、フルブリッジ回路８ａの交流側に直列に接続されている。
また、実施例１のアクティブフィルタ７では、スイッチングに伴うリプルを除去するためのフィルタが設けられていないが、例えば、フルブリッジ回路８ａの交流側に並列にコンデンサを接続する等の公知のスイッチングリプル除去用のフィルタを設けることも可能である。
The interconnecting reactor 9 is connected in series to the AC side of the full bridge circuit 8a.
Further, the active filter 7 of the first embodiment is not provided with a filter for removing ripples caused by switching. For example, a known switching ripple such as connecting a capacitor in parallel to the AC side of the full bridge circuit 8a. It is also possible to provide a filter for removal.
図３は実施例１のアクティブフィルタの制御手段の説明図であり、制御手段のブロック線図である。
図２、図３において、アクティブフィルタ７は、制御手段の一例としての制御器１１を有する。実施例１の制御器１１は、集積回路の一例としてのＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）を使用している。すなわち、制御器１１は、小型の情報処理装置、いわゆるマイクロコンピュータにより構成されており、外部との信号の入出力、必要な処理を実行するためのプログラムおよびデータ等が記憶されたＲＯＭ、必要なデータを一時的に記憶するためのＲＡＭや、前記ＲＯＭに記憶されたプログラムに応じた処理を行うＣＰＵ、ならびにクロック発振器等を有しており、前記ＲＯＭに記憶されたプログラムを実行することにより種々の機能を実現することができる。
実施例１の制御器１１では、ＰＬＬ（位相同期：Phase Locked Loop）、直流電圧制御、高調波検出、電圧フィードフォワード制御、アクティブフィルタの交流側電流制御を行う。
FIG. 3 is an explanatory diagram of the control means of the active filter according to the first embodiment, and is a block diagram of the control means.
2 and 3, the active filter 7 includes a controller 11 as an example of a control unit. The controller 11 of the first embodiment uses an FPGA (Field Programmable Gate Array) as an example of an integrated circuit. That is, the controller 11 is composed of a small information processing device, a so-called microcomputer, and inputs / outputs signals to / from the outside, a ROM storing programs and data for executing necessary processing, and the like. It has a RAM for temporarily storing data, a CPU that performs processing in accordance with the program stored in the ROM, a clock oscillator, and the like. Various programs can be executed by executing the program stored in the ROM. The function can be realized.
The controller 11 according to the first embodiment performs PLL (phase locked loop), DC voltage control, harmonic detection, voltage feedforward control, and AC side current control of the active filter.
なお、実施例１の回路１では、アクティブフィルタ７の制御器１１で使用される信号として、コンデンサ８ｂに印加されている直流電圧vdcと、単相の交流電源３ａの交流電圧（系統電圧）vsと、ＬＥＤ電球６に流れる負荷電流iLと、連系リアクトル９を流れる電流iAFと、が図示しない電圧計、電流計により検出されている。
図３において、実施例１の制御器１１は、第１の座標変換部の一例として、負荷電流iLが入力される基本波用の座標変換部１２を有する。
また、負荷電流iLは、第１の遅延器の一例としての基本波用の遅延器１３にも入力される。基本波用の遅延器１３は、ＲＡＭを使用しており、負荷電流iLの波形を一時的にメモリに保存して、基本波の周期に対して１／４周期後に出力することで、波形の位相シフトを行う。したがって、例えば、基本波の周期が２０ms（＝周波数５０Hz）の場合、基本波用の遅延器１３は、１／４周期である５ms遅延させた電流iLD1を、基本波用の座標変換部１２に出力する。
In the circuit 1 of the first embodiment, the DC voltage v dc applied to the capacitor 8b and the AC voltage (system voltage) of the single-phase AC power source 3a are used as signals used by the controller 11 of the active filter 7. The voltage s , the load current i L flowing through the LED bulb 6, and the current i AF flowing through the interconnection reactor 9 are detected by a voltmeter and ammeter (not shown).
In FIG. 3, the controller 11 according to the first embodiment includes a fundamental wave coordinate conversion unit 12 to which a load current i L is input as an example of a first coordinate conversion unit.
The load current i L is also input to a fundamental wave delay device 13 as an example of a first delay device. The fundamental wave delay unit 13 uses a RAM, temporarily stores the waveform of the load current i L in the memory, and outputs the waveform after 1/4 period of the fundamental wave period. Phase shift. Therefore, for example, when the period of the fundamental wave is 20 ms (= frequency 50 Hz), the fundamental wave delay unit 13 converts the current i LD1 delayed by 5 ms, which is a quarter period, to the coordinate conversion unit 12 for the fundamental wave. Output to.
基本波用の座標変換部１２では、２軸の固定座標系を２軸の回転座標系（ｄ軸、ｑ軸）に変換するｄｑ変換が行われる。なお、ｄｑ変換の基本的な内容は、電気回路の分野において周知慣用であるため詳細な説明は省略する。
実施例１のｄｑ変換では、負荷電流iLと、基本波用の遅延器１３から出力された遅延した電流値iLD1と、基本波の周波数ωと、に基づいて、以下の数１の演算される。
なお、基本波の周波数ωは、交流電圧vsが入力されるＰＬＬ１４で演算されたωｔの信号から生成される。実施例１のＰＬＬ１４は、交流電圧vsのゼロクロス間隔を利用して周波数ωｔを出力している。
The fundamental wave coordinate conversion unit 12 performs dq conversion to convert a biaxial fixed coordinate system into a biaxial rotational coordinate system (d axis, q axis). The basic content of the dq conversion is well known in the field of electric circuits, and thus detailed description thereof is omitted.
In the dq conversion of the first embodiment, based on the load current i L , the delayed current value i LD1 output from the fundamental wave delay device 13, and the fundamental wave frequency ω, the following calculation of Equation 1 is performed. Is done.
Incidentally, the frequency ω of the fundamental wave is generated from a signal of ωt calculated by PLL14 the AC voltage v s is inputted. PLL14 of Example 1, and outputs a frequency ωt by utilizing zero crossing interval of the AC voltage v s.
基本波用の座標変換部１２は、ｄｑ変換された負荷電流iLのｄ軸方向成分id1およびｑ軸方向成分iq1を出力する。各成分id1，iq1は、それぞれ、基本波用のローパスフィルタ（LPF）１６を通じて、基本波の成分のみが抽出される。実施例１の基本波用のローパスフィルタ１６は、一例として、カットオフ周波数は１Hzとすることができる。
ローパスフィルタ１６を通過した各成分iLPd1，iLPq1は、第１の逆変換部の一例としての基本波の逆変換部１７に入力される。基本波の逆変換部１７は、逆ｄｑ変換を行い、負荷電流iLの基本波成分iL1を演算する。なお、逆ｄｑ変換の際に必要な基本波の周波数ωは、ＰＬＬ１４から入力される。
したがって、基本波用の座標変換部１２、基本波用の遅延器１３、ローパスフィルタ１６および基本波用の逆変換部１７により、負荷電流iLから基本波成分iL1が演算されて出力される。
The fundamental wave coordinate converter 12 outputs the d-axis direction component i d1 and the q-axis direction component i q1 of the dq-converted load current i L. From the components i d1 and i q1 , only the fundamental wave component is extracted through the low-pass filter (LPF) 16 for the fundamental wave. As an example, the low-pass filter 16 for the fundamental wave of the first embodiment can have a cutoff frequency of 1 Hz.
The components i LPd1 and i LPq1 that have passed through the low-pass filter 16 are input to the fundamental wave inverse transform unit 17 as an example of the first inverse transform unit. The fundamental wave inverse converter 17 performs inverse dq conversion to calculate the fundamental wave component i L1 of the load current i L. The frequency ω of the fundamental wave necessary for the inverse dq conversion is input from the PLL 14.
Therefore, the fundamental wave component i L1 is calculated from the load current i L and output by the fundamental wave coordinate conversion unit 12, the fundamental wave delay unit 13, the low-pass filter 16, and the fundamental wave inverse conversion unit 17. .
前記負荷電流iLは、第２の座標変換部の一例としての３次高調波用の座標変換部２１と、第２の遅延器の一例としての３次高調波用の遅延器２２にも入力される。
実施例１の３次高調波用の遅延器２２では、３次高調波の周期に対して１／４周期だけ遅延させた信号を出力する。したがって、例えば、基本波の周期が２０msの場合、３次高調波用の遅延器２２は、３次高調波の周期（２０／３）msの１／４周期である５／３＝１．６ms遅延させた電流iLD3を出力する。
The load current i L is also input to the coordinate converter 21 for the third harmonic as an example of the second coordinate converter and the delay device 22 for the third harmonic as an example of the second delay unit. Is done.
The third-order harmonic delay device 22 according to the first embodiment outputs a signal delayed by a quarter period with respect to the period of the third-order harmonic. Therefore, for example, when the period of the fundamental wave is 20 ms, the delay device 22 for the third harmonic is 1/4 of the period of the third harmonic (20/3) ms, which is 5/3 = 1.6 ms. The delayed current i LD3 is output.
３次高調波用の座標変換部２１は、ＰＬＬ１４から入力される周波数が、３次高調波の周波数３ωとなるだけで、基本波用の座標変換部１２と同様の座標変換が行われる。３次高調波用の座標変換部２１から出力された負荷電流iLのｄ軸方向成分id3およびｑ軸方向成分iq3は、ローパスフィルタ２３を通過した後、第２の逆変換部の一例としての３次高調波用の逆変換部２４に入力される。３次高調波用の逆変換部２４では、基本波用の逆変換部１７と同様に、逆ｄｑ変換がされ、負荷電流iLの３次高調波成分iL3が出力される。
したがって、３次高調波用の座標変換部２１、３次高調波用の遅延器２２、ローパスフィルタ２３および３次高調波用の逆変換部２４により、負荷電流iLから３次高調波成分iL3が演算されて出力される。
負荷電流iLの基本波成分iL1と３次高調波成分iL3は加算され、加算された値iL1＋iL3を負荷電流iLから減算することで、５次高調波以降の成分のみからなる高調波成分iLhが演算される。したがって、実施例１では、符号１２〜２４を付した各制御部により、５次以降の高調波成分iLhを検出する高調波の検出部１２〜２４が構成されている。
The coordinate transformation unit 21 for the third harmonic is subjected to the same coordinate transformation as the coordinate transformation unit 12 for the fundamental wave only by the frequency input from the PLL 14 being the frequency 3ω of the third harmonic. The d-axis direction component i d3 and the q-axis direction component i q3 of the load current i L output from the coordinate conversion unit 21 for the third harmonic pass through the low-pass filter 23, and then are an example of a second inverse conversion unit. Is input to the inverse transform unit 24 for the third harmonic. In the third-order harmonic inverse converter 24, the inverse dq conversion is performed and the third-order harmonic component i L3 of the load current i L is output in the same manner as the fundamental-wave inverse converter 17.
Therefore, the third harmonic component i is converted from the load current i L by the coordinate converter 21 for the third harmonic, the delay unit 22 for the third harmonic, the low-pass filter 23, and the inverse converter 24 for the third harmonic. L3 is calculated and output.
The fundamental wave component i L1 and the third harmonic component i L3 of the load current i L are added, and the added value i L1 + i L3 is subtracted from the load current i L only from the components after the fifth harmonic. A harmonic component i Lh is calculated. Accordingly, in the first embodiment, the harmonic detection units 12 to 24 that detect the fifth and subsequent harmonic components i Lh are configured by the control units denoted by reference numerals 12 to 24.
図４は実施例１のゲイン調整器の説明図である。
図５は実施例１のゲインの調整の説明図であり、図５Ａは交流電圧のグラフ、図５Ｂは補償電流のグラフ、図５Ｃは可変ゲインのグラフである。
高調波成分iLhは、可変ゲイン部２６に入力される。図４において、可変ゲイン２６のゲインKvarは、ゲイン調整部２７により調整される。図４、図５において、ゲイン調整部２７の判別部２７ａには、予め設定された値であるピーク指令値IAFpeak *から、補償電流iAFの予め設定された期間におけるピーク値IAFpeakが減算された値が入力され、入力値の正負、すなわち、入力値が０以上(正)であるか、０未満（負）であるかが判別される。なお、実施例１では、ピーク値IAFpeakを検知する期間として、系統電圧vsがゼロクロスする間隔が設定されている。
FIG. 4 is an explanatory diagram of the gain adjuster according to the first embodiment.
FIG. 5 is an explanatory diagram of gain adjustment according to the first embodiment. FIG. 5A is an AC voltage graph, FIG. 5B is a compensation current graph, and FIG. 5C is a variable gain graph.
The harmonic component i Lh is input to the variable gain unit 26. In FIG. 4, the gain K var of the variable gain 26 is adjusted by the gain adjusting unit 27. 4 and 5, the determination unit 27a of the gain adjustment unit 27 subtracts the peak value I AFpeak during a preset period of the compensation current i AF from the peak command value I AFpeak * which is a preset value. Then, it is determined whether the input value is positive or negative, that is, whether the input value is 0 or more (positive) or less than 0 (negative). In Example 1, as the period for detecting the peak value I AFpeak, it is set interval system voltage v s is zero-crossing.
判別部２７ａから出力された判別結果の信号は、増減部２７ｂに入力される。増減部２７ｂは、判別結果が正である場合には、予め設定されたゲインの調整量ΔKvarを加算し、判別結果が負である場合は、ゲインの調整量ΔKvarを減算する。すなわち、現時点をｄ回目の期間とし、ｄ回目のゲインをKvar（ｄ）とした場合、以下の数２で、ゲインKvarが調整することで、図５Ｃに示す結果が得られる。
したがって、例えば、指令値（目標値）IAFpeak*に対して、出力電流のピーク値（IAFpeak）が大きい場合に、KvarをΔKvarだけ下げることで、出力電流が下がり、逆の場合には、KvarをΔKvarだけ上げることで、出力電流が上がる。すなわち、オートゲインコントロール（ＡＧＣ）が行われる。よって、ゲインKvarを、補償電流iAFに応じて調整することで、補償電流iAFのピーク値を指令値に近づけるように調整することが可能である。
なお、実施例１では、ピーク値に基づいて、補償電流iAFの最大値を調整する構成を例示したが、これに限定されず、例えば、補償電流iAFのサンプリング値を使用して、区分求積法による積分演算を行い、得られた値iAFrmと、予め設定された指令値iAFrm *との大小関係で、数２と同様にしてゲインKvarを調整することで、補償電流iAFの実効値を指令値通りに自動調整することも可能である。
また、ピーク値による調整や実効値による調整を行わず、ゲインKvarを固定値とすることも可能である。
Therefore, for example, when the peak value (I AFpeak ) of the output current is large with respect to the command value (target value) I AFpeak * , the output current is lowered by reducing Kvar by ΔKvar, and in the opposite case, Increasing Kvar by ΔKvar increases the output current. That is, auto gain control (AGC) is performed. Therefore, by adjusting the gain K var according to the compensation current i AF , it is possible to adjust the peak value of the compensation current i AF so as to approach the command value.
In the first embodiment, the configuration in which the maximum value of the compensation current i AF is adjusted based on the peak value is exemplified. However, the present invention is not limited to this. For example, the sampling value of the compensation current i AF is used for classification. Compensation current i is obtained by adjusting the gain K var in the same manner as in Equation 2 with the magnitude relationship between the obtained value i AFrm and the preset command value i AFrm * by performing an integration operation by the quadrature method. It is also possible to automatically adjust the AF effective value according to the command value.
In addition, the gain K var can be set to a fixed value without performing adjustment using the peak value or adjustment using the effective value.
図３において、実施例１の制御器１１は、直流電圧制御部３１を有する。直流電圧制御部３１は、直流電圧vdcを一定の値に制御する。実施例１の直流電圧制御部３１は、予め設定された直流電圧vdcの目標値vdc *と、検知された直流電圧vdcとの差分（vdc−vdc *）について積分処理を行う。なお、実施例１では、具体例として、目標値vdc *＝２００Ｖに設定されているが、具体的な数値は設計や仕様等に応じて変更可能である。
そして、積分された値に、sinωtを積算した値を、可変ゲイン部２６からの出力値と加算して、連系リアクトル９を流れる電流の指令値、すなわち、アクティブフィルタ７の電流指令値iAF *が得られる。
In FIG. 3, the controller 11 according to the first embodiment includes a DC voltage control unit 31. The DC voltage control unit 31 controls the DC voltage v dc to a constant value. DC voltage control unit 31 of the embodiment 1 performs the target value v dc * of preset DC voltage v dc, the integration process for the differential (v dc -v dc *) of the detected DC voltage v dc . In the first embodiment, the target value v dc * = 200 V is set as a specific example, but specific numerical values can be changed according to the design, specifications, and the like.
Then, the value obtained by integrating sinωt to the integrated value is added to the output value from the variable gain unit 26, and the command value of the current flowing through the interconnection reactor 9, that is, the current command value i AF of the active filter 7 is obtained. * Is obtained.
電流指令値iAF *と、連系リアクトル９を流れる電流（補償電流）iAFとの差分（iAF *−iAF）は、比例制御部３２において、比例ゲインKpで比例制御される。そして、比例制御部３２からの出力が、交流電圧vsと加算された値が、アクティブフィルタ７の電圧指令信号vINV *として出力される。
電圧指令信号vINV *に基づいて、５次以上の高調波の逆位相の電流を流すように、ＰＷＭインバータ８が制御されて、系統電圧vsおよび系統電流isに含まれる５次以上の高調波が抑制される。
The difference (i AF * −i AF ) between the current command value i AF * and the current (compensation current) i AF flowing through the interconnection reactor 9 is proportionally controlled by the proportional control unit 32 with the proportional gain Kp. The output from the proportional controller 32, a value obtained by adding the AC voltage v s is output as the voltage command signal v INV active filter 7 *.
Based on the voltage command signal v INV * , the PWM inverter 8 is controlled so as to flow a current in the opposite phase of the fifth and higher harmonics, and the fifth and higher harmonics included in the system voltage vs and the system current is. Is suppressed.
（実施例１の作用）
前記構成を備えた実施例１のアクティブフィルタ７では、３次高調波は補償されず、５次高調波以上の高調波が補償される。したがって、系統電圧vsには、ＬＥＤ６で発生した３次高調波が含まれることになる。しかし、実施例１では、△−Ｙ結線型の三相変圧器３が使用されており、３次高調波は、△結線内を循環して外部に出力されない。よって、結果として、下位の系統であるＬＥＤ６で発生した３次高調波も５次以降の高調波も、上位の系統である３相の電源２側には出力されず、３次以降の高調波が補償される。
したがって、３次を補償せず、５次以降を補償する実施例１の単相用のアクティブフィルタ７は、３次高調波も補償する従来の単相用のアクティブフィルタに比べて、電力容量を小さくすることができる。したがって、アクティブフィルタ７を小型化することも可能である。また、実施例１のアクティブフィルタ７では、３次高調波を補償しないため、補償電流量を減少させることができる。したがって、インバータ損失を低減することができ、アクティブフィルタ動作時の電力の損失を低減することもできる。
(Operation of Example 1)
In the active filter 7 according to the first embodiment having the above-described configuration, the third harmonic is not compensated, and the higher harmonic than the fifth harmonic is compensated. Therefore, the system voltage v s includes the third harmonic generated by the LED 6. However, in the first embodiment, the Δ-Y connection type three-phase transformer 3 is used, and the third harmonic is circulated in the Δ connection and is not output to the outside. Therefore, as a result, the third harmonic and the fifth and subsequent harmonics generated by the LED 6 as the lower system are not output to the three-phase power source 2 side as the upper system, and the third and higher harmonics are not output. Is compensated.
Therefore, the single-phase active filter 7 according to the first embodiment that compensates for the fifth and subsequent orders without compensating the third order has a power capacity higher than that of the conventional single-phase active filter that compensates for third-order harmonics. Can be small. Therefore, the active filter 7 can be downsized. Moreover, since the active filter 7 of the first embodiment does not compensate for the third harmonic, the amount of compensation current can be reduced. Therefore, inverter loss can be reduced, and power loss during active filter operation can also be reduced.
（実験例）
図６は実験例の回路の説明図である。
実施例１の構成について、実験を行った。実験は、負荷として、ＬＥＤ６に替えて、コンデンサ入力形ダイオード整流回路４１を使用した。実験例での回路４１は、４つのダイオード４２によるフルブリッジ回路４３と、フルブリッジ回路４３の直流側に接続された容量2200[μＦ]のコンデンサ４４と、コンデンサ４４に並列に接続された40[Ω]の抵抗４６と、からなる。また、コンデンサ入力形ダイオード整流回路４１の交流側には、動作時の負荷電流の増加を防ぐために、5[mH]のリアクトル４７を接続した。
(Experimental example)
FIG. 6 is an explanatory diagram of a circuit of an experimental example.
An experiment was conducted on the configuration of Example 1. In the experiment, a capacitor input diode rectifier circuit 41 was used in place of the LED 6 as a load. The circuit 41 in the experimental example includes a full bridge circuit 43 including four diodes 42, a capacitor 44 having a capacity of 2200 [μF] connected to the DC side of the full bridge circuit 43, and 40 [ Ω] resistor 46. A 5 [mH] reactor 47 was connected to the AC side of the capacitor input diode rectifier circuit 41 in order to prevent an increase in load current during operation.
（実験例１）
実験例１は、実施例１のアクティブフィルタの構成を利用した。なお、連系リアクトル９は、5.8［mH］のコイルを使用し、コンデンサ８ｂとして、容量1000[μF]のコンデンサを使用した。実験例１では、まず、下位系統である単相回路における系統電流isと、補償電流iAFの波形を測定して、３次、５次、７次の高調波電流の実効値ih3，ih5，ih7、系統電流のＴＨＤ（全高調波歪：Total Harmonic Distortion）、アクティブフィルタの容量および負荷電力に対する比を検出した。また、実験例１では、上位系統である三相回路における系統電流の波形を測定し、３次、５次、７次の高調波電流の実効値ih3，ih5，ih7、系統電流のＴＨＤ、入力した電圧を検出した。
（比較例１）
比較例１では、アクティブコンデンサを使用せずに、実験例１と同様に実験を行った。
（比較例２）
比較例２では、３次高調波も補償する従来のアクティブフィルタを使用して、実験例１と同様に実験を行った。
(Experimental example 1)
In Experimental Example 1, the configuration of the active filter of Example 1 was used. The interconnection reactor 9 uses a coil of 5.8 [mH], and a capacitor of 1000 [μF] is used as the capacitor 8b. In Example 1, first, the system current i s in the single-phase circuit is lower line, by measuring a compensation current i AF waveforms 3, fifth, effective value i h3 of 7 harmonic currents, i h5 , i h7 , THD (Total Harmonic Distortion) of the system current, the capacity of the active filter and the ratio to the load power were detected. In Experimental Example 1, the waveform of the system current in the three-phase circuit, which is the upper system, is measured, and the effective values i h3 , i h5 , i h7 of the third, fifth, and seventh harmonic currents are calculated. THD, the input voltage was detected.
(Comparative Example 1)
In Comparative Example 1, an experiment was performed in the same manner as in Experimental Example 1 without using an active capacitor.
(Comparative Example 2)
In Comparative Example 2, an experiment was performed in the same manner as in Experimental Example 1 using a conventional active filter that compensates for third-order harmonics.
図７は実験例において測定された波形の説明図であり、図７Ａは系統電圧および負荷電流のグラフ、図７Ｂは比較例２における系統電流および補償電流のグラフ、図７Ｃは実験例１における系統電流および補償電流のグラフである。
なお、比較例１では、アクティブフィルタを使用しない、すなわち、補償されないため、系統電流の波形は負荷電流の波形と一致し、且つ、補償電流は常時ゼロとなるため図示は省略する。また、実験例１、比較例１，２のいずれにおいても、負荷電流の波形は共通であるため、図７Ａにのみ示し、全ての図示は省略する。
図７において、図７Ａに示す負荷電流iLのグラフに対して、全ての高調波を補償する比較例２では、図７Ｂに示すように、補償後の系統電流isの波形は、系統電圧vsと同様に正弦波となっている。一方で、３次を補償しない実験例１では、図７Ｃに示すように、補償後の系統電流isの波形は、正弦波に対して、大きく歪んだ形となっている。
7 is an explanatory diagram of waveforms measured in the experimental example, FIG. 7A is a graph of the system voltage and load current, FIG. 7B is a graph of the system current and compensation current in Comparative Example 2, and FIG. It is a graph of an electric current and compensation current.
In Comparative Example 1, since no active filter is used, that is, compensation is not performed, the waveform of the system current matches the waveform of the load current, and the compensation current is always zero. Also, in both experimental example 1 and comparative examples 1 and 2, since the waveform of the load current is common, it is shown only in FIG. 7A and all illustrations are omitted.
7, with respect to the graph of the load current i L shown in FIG. 7A, in Comparative Example 2 to compensate for all harmonics, as shown in FIG. 7B, the waveform of the system current i s after compensation, the system voltage Similar to v s , it is a sine wave. On the other hand, in Example 1 not compensate for third order, as shown in FIG. 7C, the waveform of the system current i s after compensation for sinusoidal, and has a shape distorted significantly.
図８は実験結果の説明図であり、３次、５次、７次の高調波電流実効値、補償電流実効値、系統電流のＴＨＤ、アクティブフィルタの容量の一覧表である。
図８において、３次、５次、７次の高調波電流の実効値ih3，ih5，ih7を検出すると、比較例１では、全く補償されないため、各高調波が検出された。全ての高調波を補償する比較例２では、ほぼ全てがゼロとなっており、実験例１では、３次のみが比較例１と同様に補償されていなかった。したがって、ＴＨＤは、比較例２はほぼゼロに近いが、比較例１および実験例１では50％に近い大きな値となっていた。
一方で、補償電流iAFは、比較例２が一番大きく、補償しない比較例１はゼロ、実験例１では比較例２の1/3程度になっている。なお、実験例では、負荷電力は457[VA]であり、2.7[A]の補償電流が流れる比較例２ではアクティブフィルタの必要な容量が270.1[VA]となる。したがって、負荷電力に対して、59％の電力容量が必要となる。これに対して、実験例１では、必要な容量が91.1[VA]で済み、負荷電力に対して19％で済む。すなわち、実験例１では、従来のアクティブフィルタである比較例２に比べて、容量が19/59≒1/3程度に容量を減らすことができる。
FIG. 8 is an explanatory diagram of the experimental results, and is a list of third-order, fifth-order, and seventh-order harmonic current effective values, compensation current effective values, system current THD, and active filter capacity.
In FIG. 8, when the effective values i h3 , i h5 , and i h7 of the third-order, fifth-order, and seventh-order harmonic currents are detected, since no compensation is made in Comparative Example 1, each harmonic is detected. In Comparative Example 2 that compensates for all harmonics, almost all of them were zero, and in Experimental Example 1, only the third order was not compensated as in Comparative Example 1. Therefore, although THD was almost close to zero in Comparative Example 2, it was a large value close to 50% in Comparative Example 1 and Experimental Example 1.
On the other hand, the compensation current i AF is the largest in Comparative Example 2, is zero in Comparative Example 1 that is not compensated, and is about 1/3 of Comparative Example 2 in Experimental Example 1. In the experimental example, the load power is 457 [VA], and in Comparative Example 2 in which the compensation current of 2.7 [A] flows, the required capacity of the active filter is 270.1 [VA]. Therefore, 59% of the power capacity is required with respect to the load power. On the other hand, in Experimental Example 1, the required capacity is 91.1 [VA], which is 19% of the load power. That is, in Experimental Example 1, the capacity can be reduced to about 19 / 59≈1 / 3 as compared with Comparative Example 2 that is a conventional active filter.
図９は三相回路における波形のグラフであり、図９Ａは系統電圧、図９Ｂは比較例１の場合の波形、図９Ｃは比較例２の場合の波形、図９Ｄは実験例１の波形である。
図１０は実験結果の説明図であり、３次、５次、７次の高調波電流実効値、系統電流のＴＨＤ、入力された電圧の一覧表である。
図９において、図９Ａの系統電圧に対して、高調波の補償がされない比較例１では、図９Ｂに示すように、波形が大きく歪む。したがって、下位系統の高調波が上位系統に悪影響を与えてしまう。全ての高調波が補償される比較例２では、図９Ｃに示すように、系統電圧に近い波形となっており、図１０に示すように、ＴＨＤは6.3%と低い値となっている。これらに対して、実験例１では、図９Ｄに示すように、比較例２と同様に系統電圧に近い波形となっており、図１０に示すように、ＴＨＤが4.7%となっている。したがって、3次高調波を補償しない実験例１のアクティブフィルタ７でも、３相変圧器３よりも上位系統では高調波の影響をほとんど与えず、結果として、３次高調波も補償された結果が得られた。
9 is a graph of waveforms in a three-phase circuit, FIG. 9A is a system voltage, FIG. 9B is a waveform in Comparative Example 1, FIG. 9C is a waveform in Comparative Example 2, and FIG. 9D is a waveform in Experimental Example 1. is there.
FIG. 10 is an explanatory diagram of experimental results, and is a list of third-order, fifth-order, and seventh-order harmonic current effective values, system current THD, and input voltages.
In FIG. 9, in Comparative Example 1 in which harmonics are not compensated for the system voltage in FIG. 9A, the waveform is greatly distorted as shown in FIG. 9B. Therefore, the lower harmonic system has an adverse effect on the upper system. In Comparative Example 2 in which all the harmonics are compensated, as shown in FIG. 9C, the waveform is close to the system voltage, and as shown in FIG. 10, THD is a low value of 6.3%. On the other hand, in Experimental Example 1, as shown in FIG. 9D, the waveform is close to the system voltage as in Comparative Example 2, and the THD is 4.7% as shown in FIG. Therefore, even in the active filter 7 of Experimental Example 1 that does not compensate for the third harmonic, the higher-order system than the three-phase transformer 3 hardly affects the harmonic, and as a result, the third harmonic is also compensated. Obtained.
そして、図１０に示すように、比較例２では、入力電力が860[Ｗ]であり、フィルタがない比較例１の場合の775[Ｗ]に対して、85[W]（=860-775）の損失が発生する。これに対して、実験例１では、フィルタがない場合に対する損失は、40[W]（=815-775）であり、従来のアクティブフィルタである比較例２に対して、損失が47％に低減されている。
したがって、実験により、３次高調波を補償しないことで、従来のアクティブフィルタと同様に、全ての高調波を補償しつつ、アクティブフィルタの容量および電力の損失を削減することができることが確認された。したがって、従来のアクティブフィルタに対して小型化、軽量化が可能であり、実施例１のアクティブフィルタを、配電盤に設置するだけでなく、例えば、電源タップや電力量計のような小型の機器に組み込む等、アクティブフィルタを組み込みやすくなる。また、損失の低減により、省エネルギー化することも可能である。
As shown in FIG. 10, in Comparative Example 2, the input power is 860 [W], and compared to 775 [W] in Comparative Example 1 without a filter, 85 [W] (= 860-775). ) Loss occurs. In contrast, in Experimental Example 1, the loss when there is no filter is 40 [W] (= 815-775), and the loss is reduced to 47% compared to Comparative Example 2 which is a conventional active filter. Has been.
Therefore, it was confirmed by experiment that the third-order harmonics are not compensated, and the capacity and power loss of the active filter can be reduced while compensating for all the harmonics in the same manner as the conventional active filter. . Therefore, the conventional active filter can be reduced in size and weight, and the active filter according to the first embodiment is not only installed on the switchboard, but also, for example, in a small device such as a power strip or a watt hour meter. It becomes easy to incorporate an active filter, such as incorporating. In addition, energy can be saved by reducing loss.
なお、実施例１のアクティブフィルタ７のように、住宅等で使用されることが想定されている単相のアクティブフィルタに対して、工場等の大電力を使用する施設で使用されることが想定されている三相のアクティブフィルタが、従来から存在する。
ただし、単相のアクティブフィルタは、容量が0.1〜0.5［kVA］であるが、三相のアクティブフィルタは５０〜３００［kVA］程度の容量を有する点が異なる。したがって、容量が1000倍程度異なり、対象としている高調波の量も1000倍以上異なる。また、三相のアクティブフィルタには、原理上、三次高調波電流を流すことができないため、単相のアクティブフィルタとは、回路図が似てはいるが、装置の中身としては全く異なる。したがって、三相のアクティブフィルタの構成は、単相のアクティブフィルタに直接適用することは、技術的に極めて困難である。
In addition, like the active filter 7 of Example 1, it is assumed that it is used in the facility which uses large electric power, such as a factory, with respect to the single phase active filter assumed to be used in a house etc. Conventional three-phase active filters exist.
However, the single-phase active filter has a capacity of 0.1 to 0.5 [kVA], but the three-phase active filter has a capacity of about 50 to 300 [kVA]. Therefore, the capacities differ by about 1000 times, and the amount of target harmonics differs by 1000 times or more. In addition, since a third-harmonic current cannot flow in principle in a three-phase active filter, the circuit diagram is similar to that of a single-phase active filter, but the contents of the device are completely different. Therefore, it is technically very difficult to directly apply the configuration of the three-phase active filter to the single-phase active filter.
（変更例）
以上、本発明の実施例を詳述したが、本発明は、前記実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内で、種々の変更を行うことが可能である。本発明の変更例（Ｈ01）〜（Ｈ04）を下記に例示する。
（Ｈ01）前記実施例において、アクティブフィルタとしてMOSFETを使用する構成を例示したが、これに限定されない。例えば、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ：Insulated Gate Bipolar Transistor）等の任意の素子を使用するアクティブフィルタを使用可能である。
(Example of change)
As mentioned above, although the Example of this invention was explained in full detail, this invention is not limited to the said Example, A various change is performed within the range of the summary of this invention described in the claim. It is possible. Modification examples (H01) to (H04) of the present invention are exemplified below.
(H01) In the above-described embodiment, the configuration in which the MOSFET is used as the active filter is illustrated, but the present invention is not limited to this. For example, an active filter using any element such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) can be used.
（Ｈ02）前記実施例において、３次を補償せず、５次以降のみを補償する方法は、実施例に例示した方法に限定されない。例えば、フーリエ変換を利用して、５次以降の高調波成分を検出することも可能である。
（Ｈ03）前記実施例において、アクティブフィルタ７を下位系統に設ける構成を例示したが、３相変圧器３よりも上位系統に設けることも可能である。
(H02) In the above-described embodiment, the method of compensating only the fifth order and thereafter without compensating the third order is not limited to the method exemplified in the embodiments. For example, it is possible to detect the fifth and higher harmonic components using Fourier transform.
(H03) In the above-described embodiment, the configuration in which the active filter 7 is provided in the lower system is illustrated, but it is also possible to provide the active filter 7 in the upper system than the three-phase transformer 3.
（Ｈ04）前記実施例において、３相変圧器として、△―Ｙ結線型を例示したが、これに限定されず、３次高調波が除去可能な任意の結線型の変圧器を使用可能である。例えば、△−△型やＹ−△型を採用可能である。 (H04) In the above-described embodiment, the Δ-Y connection type is exemplified as the three-phase transformer. However, the present invention is not limited to this, and any connection type transformer capable of removing the third harmonic can be used. . For example, a Δ-Δ type or a Y-Δ type can be adopted.
３…三相変圧器、
６…負荷、
７…高調波抑制装置、
８…補償電流の供給部、
１２…高調波の検出部、
iAF…補償電流、
iL…負荷を流れる電流。
3 ... Three-phase transformer,
6 ... Load,
7: Harmonic suppression device,
8: Supply unit of compensation current,
12: Harmonic detector,
i AF Compensation current,
i L ... Current flowing through the load.
Claims (1)
検出された５次以降の高調波とは逆位相の波形の補償電流を供給する補償電流の供給部と、
を備え、
３次高調波を補償せず且つ５次以上の高調波を補償することを特徴とする高調波抑制装置。 For a harmonic component included in the current flowing through the load with respect to a load that includes at least a Δ connection and is electrically connected to the single-phase side of a three-phase transformer that converts a three-phase voltage into a single phase, A harmonic detection unit that detects harmonics of the fifth order or higher;
A compensation current supply unit for supplying a compensation current having a waveform opposite in phase to the detected fifth and higher harmonics;
With
A harmonic suppression device characterized by not compensating third-order harmonics and compensating fifth-order or higher-order harmonics.
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