図１は、本発明に係るＩＰＭ型電動回転機（モータ）の一実施形態を示す図であり、その概略全体構成を示す平面図である。FIG. 1 is a diagram showing an embodiment of an IPM type electric rotating machine (motor) according to the present invention, and is a plan view showing a schematic overall configuration thereof.
図２は、実施形態の構造における低負荷駆動時の電機子磁束の磁束線図である。FIG. 2 is a magnetic flux diagram of the armature magnetic flux at the time of low load driving in the structure of the embodiment.
図３は、実施形態の構造における低負荷駆動時の磁石磁束の磁束線図である。FIG. 3 is a magnetic flux diagram of magnet magnetic flux at the time of low load driving in the structure of the embodiment.
図４は、ｄ軸側に大きな空隙のないＶ字型ＩＰＭモータの電流位相に対するトルク特性を示すグラフである。FIG. 4 is a graph showing torque characteristics with respect to the current phase of a V-shaped IPM motor having no large gap on the d-axis side.
図５Ａは、ｄ軸側に大きな空隙のないＶ字型ＩＰＭモータの磁石磁束の磁束線図である。FIG. 5A is a magnetic flux diagram of magnet magnetic flux of a V-shaped IPM motor without a large gap on the d-axis side.
図５Ｂは、ｄ軸側に大きな空隙のないＶ字型ＩＰＭモータのｄ軸付近における磁石磁束のベクトル図である。FIG. 5B is a vector diagram of the magnetic flux in the vicinity of the d-axis of a V-shaped IPM motor without a large gap on the d-axis side.
図６Ａは、ｄ軸側に大きな空隙のないＶ字型ＩＰＭモータの最大負荷駆動時における電機子磁束の磁束線図である。FIG. 6A is a magnetic flux diagram of armature magnetic flux at the time of maximum load driving of a V-shaped IPM motor without a large gap on the d-axis side.
図６Ｂは、ｄ軸側に大きな空隙のないＶ字型ＩＰＭモータの最大負荷駆動時におけるｄ軸付近の電機子磁束のベクトル図である。FIG. 6B is a vector diagram of armature magnetic flux in the vicinity of the d-axis at the time of maximum load driving of the V-shaped IPM motor without a large gap on the d-axis side.
図７は、ｄ軸側に大きな空隙のないＶ字型ＩＰＭモータの最大負荷駆動時における磁極（永久磁石）の外周側の磁石磁束ベクトルと電機子磁束ベクトルの相対関係を示すモデル図である。FIG. 7 is a model diagram showing the relative relationship between the magnetic flux vector on the outer peripheral side of the magnetic pole (permanent magnet) and the armature magnetic flux vector when the V-shaped IPM motor without a large gap on the d-axis side is driven at the maximum load.
図８は、ＩＰＭ型モータの入力電流に対する電流位相と出力トルクの対応関係（特性）を示すグラフである。FIG. 8 is a graph showing the correspondence (characteristic) between the current phase and the output torque with respect to the input current of the IPM type motor.
図９は、ｄ軸側に大きな空隙のないＶ字型ＩＰＭモータの低負荷駆動時における電機子磁束の磁束線図である。FIG. 9 is a magnetic flux diagram of the armature magnetic flux when the V-shaped IPM motor without a large gap on the d-axis side is driven at a low load.
図１０は、ｄ軸側に大きな空隙のないＶ字型ＩＰＭモータの低負荷駆動時における磁石磁束と電機子磁束の合成磁束の磁束線図と共にその合成磁束が取る経路を示す経路図である。FIG. 10 is a path diagram showing a path taken by the combined magnetic flux together with a magnetic flux diagram of the combined magnetic flux of the magnetic flux and the armature magnetic flux when the V-shaped IPM motor without a large gap on the d-axis side is driven at a low load.
図１１は、ｄ軸側空隙付きのＶ字型ＩＰＭモータの埋設永久磁石を短縮させた場合の発生トルクの変化やトルクリプルの低減率を示すグラフである。FIG. 11 is a graph showing a change in generated torque and a reduction rate of torque ripple when the embedded permanent magnet of the V-shaped IPM motor with a d-axis side gap is shortened.
図１２は、ｄ軸側空隙付きのＶ字型ＩＰＭモータの埋設永久磁石を短縮させた場合に重畳する５次の空間高調波の変化を示すグラフである。FIG. 12 is a graph showing changes in the fifth-order spatial harmonics superimposed when the embedded permanent magnet of the V-shaped IPM motor with a d-axis side gap is shortened.
図１３は、ｄ軸側に大きな空隙のないＶ字型ＩＰＭモータとｄ軸側空隙付きのＶ字型ＩＰＭモータの低負荷駆動領域におけるトルク発生割合を示すグラフである。FIG. 13 is a graph showing a torque generation ratio in a low load driving region of a V-shaped IPM motor without a large gap on the d-axis side and a V-shaped IPM motor with a d-axis side gap.
図１４は、ｄ軸側に大きな空隙のないＶ字型ＩＰＭモータとｄ軸側空隙付きのＶ字型ＩＰＭモータの最大負荷駆動領域におけるトルク発生割合を示すグラフである。FIG. 14 is a graph showing a torque generation ratio in a maximum load drive region of a V-shaped IPM motor without a large gap on the d-axis side and a V-shaped IPM motor with a d-axis side gap.
図１５は、ｄ軸側空隙付きのＶ字型ＩＰＭモータの最大負荷駆動時における電機子磁束を示す磁束線図である。FIG. 15 is a magnetic flux diagram showing an armature magnetic flux at the time of maximum load driving of a V-shaped IPM motor with a d-axis side gap.
図１６は、ｄ軸側空隙付きのＶ字型ＩＰＭモータの低負荷駆動時における磁石磁束と電機子磁束の合成磁束を示す磁束線図である。FIG. 16 is a magnetic flux diagram showing a combined magnetic flux of a magnetic flux and an armature magnetic flux when a V-shaped IPM motor with a d-axis side gap is driven at a low load.
図１７は、ｄ軸側空隙付きのＶ字型ＩＰＭモータの最大負荷駆動時における磁石磁束と電機子磁束の合成磁束を示す磁束線図である。FIG. 17 is a magnetic flux diagram showing a combined magnetic flux of the magnet magnetic flux and the armature magnetic flux when the V-shaped IPM motor with the d-axis side gap is driven at the maximum load.
図１８Ａは、ｄ軸側に大きな空隙のないセンタ溝未形成のＶ字型ＩＰＭモータの磁石磁束の磁束線図である。FIG. 18A is a magnetic flux diagram of magnet magnetic flux of a V-shaped IPM motor having no large gap on the d-axis side and having no center groove formed thereon.
図１８Ｂは、ｄ軸側に大きな空隙のないセンタ溝未形成のＶ字型ＩＰＭモータの最大負荷時におけるｄ軸付近の電機子磁束と磁石磁束の合成磁束のベクトル図である。FIG. 18B is a vector diagram of a combined magnetic flux of an armature magnetic flux and a magnet magnetic flux in the vicinity of the d-axis at the maximum load of a V-shaped IPM motor having no large gap on the d-axis side and having no center groove formed.
図１９Ａは、ｄ軸側に大きな空隙を形成したセンタ溝未形成のＶ字型ＩＰＭモータの磁石磁束の磁束線図である。FIG. 19A is a magnetic flux diagram of the magnetic flux of a V-shaped IPM motor with no center groove formed with a large gap on the d-axis side.
図１９Ｂは、ｄ軸側に大きな空隙を形成したセンタ溝未形成のＶ字型ＩＰＭモータの最大負荷時におけるｄ軸付近の電機子磁束と磁石磁束の合成磁束のベクトル図である。FIG. 19B is a vector diagram of a combined magnetic flux of an armature magnetic flux and a magnet magnetic flux in the vicinity of the d-axis at the maximum load of a V-shaped IPM motor with no center groove formed with a large gap on the d-axis side.
図２０は、図１８Ａに示すｄ軸側に大きな空隙のないセンタ溝未形成の構造と図１９Ａに示すｄ軸側に大きな空隙を形成したセンタ溝未形成の構造とを比較する１歯鎖交磁束波形を示すグラフである。FIG. 20 shows a one-tooth linkage comparing the structure without a large groove on the d-axis side shown in FIG. 18A and the structure without a large groove on the d-axis side shown in FIG. 19A. It is a graph which shows a magnetic flux waveform.
図２１は、その図２０に示す磁束波形をフーリエ級数展開して、１歯鎖交磁束波形に重畳する空間高調波の含有率を示すグラフである。FIG. 21 is a graph showing the content of spatial harmonics superimposed on one inter-linkage magnetic flux waveform by expanding the magnetic flux waveform shown in FIG. 20 by Fourier series.
図２２は、ｄ軸側に大きな空隙を形成したセンタ溝形成済みのＶ字型ＩＰＭモータの最大負荷時におけるｄ軸付近の電機子磁束と磁石磁束の合成磁束のベクトル図である。FIG. 22 is a vector diagram of a combined magnetic flux of an armature magnetic flux and a magnet magnetic flux in the vicinity of the d-axis at the maximum load of a V-shaped IPM motor having a center groove formed with a large gap on the d-axis side.
図２３は、本実施形態と図１９Ａに示すセンタ溝未形成の構造とを比較する最大負荷時におけるトルク波形を示すグラフである。FIG. 23 is a graph showing a torque waveform at the maximum load for comparing the present embodiment with the structure having no center groove shown in FIG. 19A.
図２４は、その図２３に示すトルク波形をフーリエ級数展開して、そのトルク波形に重畳する高調波トルクの重畳程度を比較するグラフである。FIG. 24 is a graph comparing the degree of superposition of harmonic torque superimposed on the torque waveform by expanding the torque waveform shown in FIG. 23 by Fourier series.
図２５は、センタ溝の寸法形状を決定する際に使用するパラメータを示す回転子の一磁極を拡大した構造図である。FIG. 25 is an enlarged structural view of one magnetic pole of the rotor showing parameters used when determining the dimension and shape of the center groove.
図２６は、図２５で示すセンタ溝の寸法形状におけるＲ４の外半径Ｒ１に対する比率をパラメータとして変化させたときのトルクリプルの変化を示すグラフである。FIG. 26 is a graph showing changes in torque ripple when the ratio of R4 to the outer radius R1 in the dimensional shape of the center groove shown in FIG. 25 is changed as a parameter.
図２７は、図２５で示すセンタ溝の寸法形状における外開口角θａをパラメータとして変化させたときの相電圧波形と線間電圧波形を示すグラフである。FIG. 27 is a graph showing a phase voltage waveform and a line voltage waveform when the outer opening angle θa in the dimensional shape of the center groove shown in FIG. 25 is changed as a parameter.
図２８は、本実施形態と図１９Ａに示すセンタ溝未形成の構造とを比較する低負荷時におけるトルク波形を示すグラフである。FIG. 28 is a graph showing a torque waveform at low load comparing the present embodiment with the structure without the center groove shown in FIG. 19A.
図２９は、その図２８に示すトルク波形をフーリエ級数展開して、そのトルク波形に重畳する高調波トルクの重畳程度を比較するグラフである。FIG. 29 is a graph comparing the degree of superposition of harmonic torque superimposed on the torque waveform by expanding the torque waveform shown in FIG. 28 by Fourier series.
したがって、電動回転機１０は、図１６の磁束線図に図示するように、低負荷駆動時には磁石磁束Ψｍと電機子磁束Ψｒの合成磁束Ψｓが主に永久磁石１６を通過する磁路ＭＰ０を通過するのに対して、最大負荷駆動時にはその合成磁束Ψｓは図１７の磁束線図に図示するように、磁路ＭＰ１、磁路ＭＰ２に分割させることができる。この結果、磁気的干渉の低減と共に局所的な磁気飽和状態の回避を実現して、永久磁石１６の磁石量を低減しつつ同等以上のトルクＴを効率よく発生させることができる。なお、低負荷駆動時の合成磁束Ψｓは、電機子磁束Ψｒよりも磁石磁束Ψｍの割合が大きい。
また、電動回転機１０は、永久磁石１６を、例えば、比率δ＝１．４４の寸法形状にして低透磁率のフラックスバリア１７ｃに置換（磁石磁束Ψｍを低減）し磁石量を２３％削減すると、イナーシャ（慣性力）の低減と共に、誘起電圧定数も１３．４％程度低減することができ、高速回転側での出力を増加させることができる。さらに、この電動回転機１０では、磁気歪みとなる空間高調波が低減されることで、永久磁石１６内で発生する渦電流による発熱や鉄損および電磁騒音を抑えることができる。
Therefore, as shown in the magnetic flux diagram of FIG. 16, the electric rotating machine 10 passes through a magnetic path MP0 through which the combined magnetic flux Ψs of the magnet magnetic flux Ψm and the armature magnetic flux Ψr mainly passes through the permanent magnet 16 during low load driving. On the other hand, when the maximum load is driven, the combined magnetic flux Ψs can be divided into the magnetic path MP1 and the magnetic path MP2 as shown in the magnetic flux diagram of FIG. As a result, the magnetic interference can be reduced and the local magnetic saturation state can be avoided, and the torque T equal to or higher than that of the permanent magnet 16 can be efficiently generated while the amount of the permanent magnet 16 is reduced . Contact name synthetic flux Ψs during low load driving, the ratio of magnetic flux Ψm is greater than the armature flux Pusaiaru.
Further, the electric rotating machine 10 replaces the permanent magnet 16 with, for example, a ratio δ = 1.44 and replaces it with a low-permeability flux barrier 17c (reduces the magnetic flux Ψm) to reduce the magnet amount by 23%. As the inertia (inertial force) is reduced, the induced voltage constant can be reduced by about 13.4%, and the output on the high-speed rotation side can be increased. Furthermore, in the electric rotating machine 10, the heat generation due to the eddy current generated in the permanent magnet 16, iron loss, and electromagnetic noise can be suppressed by reducing the spatial harmonics that become magnetic distortion.
そして、図１８Ａに示す回転子１２Ａでは、永久磁石１６がｄ軸付近まで存在することにより磁極外周側領域Ａ２に多くの磁石磁束Ψｍが発生している。これに対して、図１９Ａに示すセンタ溝２１を設けていない回転子１２Ｃでは、そのｄ軸付近には空隙のフラックスバリア１７ｃが形成されていることから、永久磁石１６から発生する磁石磁束Ψｍの直交性が低下、言い換えると、ｄ軸付近における磁石磁束Ψｍの磁束密度が低下している。このため、ｑ軸磁路Ψｑにとってはｄ軸付近における磁気抵抗が下がることでインダクタンスが高くなる。この結果、回転子１２Ｃでは、外周面１２ａに鎖交する磁束の密度に差が生じることに起因して、磁束に高調波が重畳してしまいトルクリプルや鉄損の増加により効率が低下してしまう。
例えば、回転子１２Ａのｄ軸付近では、図１８Ｂの最大負荷時の磁束ベクトル図に示すように、電機子磁束Ψｒの磁路ループに対応して、対面するステータティース１５Ｄから鎖交する磁束密度は高くない。これに対して、回転子１２Ｃのｄ軸付近では、図１９Ｂの最大負荷時の磁束ベクトル図に示すように、図１８Ｂのステータティース１５Ｄにおける磁束よりも鎖交する磁束密度が高くなって、流入する磁束が増加している。
このことは、回転子１２Ａ（フラックスバリア１７ｄ、センタ溝２１なし）と回転子１２Ｃ（フラックスバリア１７ｃ、センタ溝２１なし）で、１つのステータティース１５との間のギャップＧを通過する１歯鎖交磁束波形を比較すると、図２０のグラフに示すように、回転子１２Ｃの方が、ｄ軸付近が影響する図中に「Ｐ」で示す箇所において、磁束が流れ易く高調波が重畳し易くなっている。例えば、図２０に示す磁束波形をフーリエ級数展開すると、図２１に示すように、回転子１２Ａよりも回転子１２Ｃの磁束波形の方が、５次、７次の空間高調波の含有率が大きく重畳していることからも分かる。
In the rotor 12A shown in FIG. 18A, since the permanent magnet 16 exists up to the vicinity of the d-axis, a large amount of magnet magnetic flux Ψm is generated in the magnetic pole outer peripheral region A2. On the other hand, in the rotor 12C not provided with the center groove 21 shown in FIG. 19A, a gap flux barrier 17c is formed in the vicinity of the d-axis, so that the magnetic flux Ψm generated from the permanent magnet 16 is reduced. The orthogonality decreases, in other words, the magnetic flux density of the magnet magnetic flux Ψm near the d-axis decreases. For this reason, for the q-axis magnetic path Ψq, the inductance increases as the magnetic resistance near the d-axis decreases. As a result, in the rotor 12C , due to the difference in density of the magnetic flux interlinking with the outer peripheral surface 12a, harmonics are superimposed on the magnetic flux, and the efficiency is reduced due to an increase in torque ripple and iron loss. .
For example, in the vicinity of the d-axis of the rotor 12A, as shown in the magnetic flux vector diagram at the maximum load in FIG. 18B, the magnetic flux density linked from the facing stator teeth 15D corresponding to the magnetic path loop of the armature magnetic flux Ψr. Is not expensive. On the other hand, in the vicinity of the d-axis of the rotor 12C , as shown in the magnetic flux vector diagram at the maximum load in FIG. 19B, the interlinkage magnetic flux density is higher than the magnetic flux in the stator teeth 15D in FIG. Magnetic flux to be increased.
This means that one tooth chain that passes through the gap G between the rotor 12A (without the flux barrier 17d and the center groove 21) and the rotor 12C (without the flux barrier 17c and the center groove 21) and one stator tooth 15. Comparing the alternating magnetic flux waveforms, as shown in the graph of FIG. 20, the rotor 12C is more likely to flow the magnetic flux at the location indicated by “P” in the drawing where the vicinity of the d-axis is affected, and the harmonics are more easily superimposed. It has become. For example, when the magnetic flux waveform shown in FIG. 20 is expanded in the Fourier series, as shown in FIG. 21, the magnetic flux waveform of the rotor 12C has a higher content ratio of the fifth and seventh spatial harmonics than the rotor 12A. It can also be seen from the overlapping.
そこで、電動回転機１０は、回転子１２の外周面１２ａのｄ軸上に、ステータティース１５の内周面１５ａとの間のギャップＧにおける磁気抵抗を増加させるように調整するセンタ溝２１を形成している。このセンタ溝２１を形成した回転子１２では、図２２の最大負荷時の磁束ベクトル図に示すように、回転子１２のｄ軸付近で対面するステータティース１５から進入する磁束の増加を抑えることができている。
また、この回転子１２（センタ溝２１あり）と回転子１２Ｃ（センタ溝２１なし）では、トルク波形を比較すると、図２３のグラフに示すように、回転子１２Ｃを基準にして（１．０[ｐ．ｕ．]）、センタ溝２１ありの回転子１２のトルク波形の方が振幅を小さくすることができ、トルクリプルを抑えることができる。また、この図２３に示すトルク波形をフーリエ級数展開すると、図２４に示すように、センタ溝２１ありの回転子１２のトルク波形の方が、６次、１２次、１８次、２４次の高調波トルクを大幅に低減できている。なお、図２３には、回転子１２Ｃの平均トルクを基準にして（１．０[ｐ．ｕ．]）瞬時トルクのトルク波形を図示している。
Therefore, the electric rotating machine 10 forms a center groove 21 that adjusts so as to increase the magnetic resistance in the gap G with the inner peripheral surface 15a of the stator teeth 15 on the d-axis of the outer peripheral surface 12a of the rotor 12. doing. In the rotor 12 in which the center groove 21 is formed, as shown in the magnetic flux vector diagram at the maximum load in FIG. 22, it is possible to suppress an increase in the magnetic flux entering from the stator teeth 15 facing near the d-axis of the rotor 12. is made of.
Further, in the rotor 12 (with center groove 21) and the rotor 12C (without center groove 21), comparing the torque waveform, as shown in the graph of FIG. 23, based on the rotor 12C (1.0 [pu]]), the torque waveform of the rotor 12 with the center groove 21 can reduce the amplitude, and torque ripple can be suppressed. Further, when the torque waveform shown in FIG. 23 is expanded by Fourier series, as shown in FIG. 24, the torque waveform of the rotor 12 with the center groove 21 has higher harmonics of the 6th, 12th, 18th and 24th. Wave torque can be greatly reduced. FIG. 23 shows the torque waveform of the instantaneous torque based on the average torque of the rotor 12C (1.0 [pu]).
ところで、電動回転機１０のトルクリプルは、３相の場合、１相１極毎の磁束波形に重畳する空間高調波と相電流に含まれる時間高調波に起因して、電気角で６ｆ次成分（ｆ＝１、２，３…：自然数）で発生することが分かっている。
以下に、トルクリプルの発生原因について説明すると、３相出力（電力）Ｐ（ｔ）とトルクτ（ｔ）は、角速度をωｍ、各相の誘起起電力をＥｕ（ｔ）、Ｅｖ（ｔ）、Ｅｗ（ｔ）、各相の電流をＩｕ（ｔ）、Ｉｖ（ｔ）、Ｉｗ（ｔ）とすると、次の式（４）、式（５）で求めることができる。
Ｐ(t)＝Ｅｕ(t)Ｉｕ(t)＋Ｅｖ(t)Ｉｖ(t)＋Ｅｗ(t)Ｉｗ(t) ・・・（４）
τ(t)＝Ｐ（ｔ）／ωｍ
＝[Ｅｕ(t)Ｉｕ(t)＋Ｅｖ(t)Ｉｖ(t)＋Ｅｗ(t)Ｉｗ(t)] ・・・（５）
３相トルクは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれのトルクの和であり、ｍを電流の高調波成分、ｎを電圧の高調波成分を表すものとし、Ｕ相電流Ｉｕ（ｔ）を次の式（６）と置くと、Ｕ相トルクτｕ（ｔ）は次の式（７）のように表すことができる。
By the way, in the case of three phases, the torque ripple of the electric rotating machine 10 has a 6f-order component (in terms of electrical angle) due to the spatial harmonics superimposed on the magnetic flux waveform for each pole of one phase and the time harmonics included in the phase current ( f = 1, 2, 3,...: natural number).
The cause of torque ripple will be described below. The three-phase output (electric power) P (t) and the torque τ (t) have an angular velocity of ωm, an induced electromotive force of each phase Eu (t), Ev (t), If Ew (t) and the current of each phase are Iu (t), Iv (t), and Iw (t), they can be obtained by the following equations (4) and (5).
P (t) = Eu (t) Iu (t) + Ev (t) Iv (t) + Ew (t) Iw (t) (4)
τ (t) = P (t) / ω m
= [E u (t) I u (t) + E v (t) I v (t) + E w (t) I w (t)] (5)
The three-phase torque is the sum of the torques of the U-phase, V-phase, and W-phase, where m represents the harmonic component of the current, n represents the harmonic component of the voltage, and the U-phase current I u (t) Is represented by the following equation (6), the U-phase torque τ u (t) can be expressed by the following equation (7).
ここで、センタ溝２１は、上述するように、回転子１２とステータティース１５の間のギャップＧにおける磁気抵抗を大きくする（透磁率を下げる）必要がある一方、外開口角θａを広くし過ぎると、５次、７次の空間高調波が重畳し易くなることから、必要最低限の寸法形状にする必要がある。
この回転子１２と固定子１１の構造を、図２５に示すように、スロット１８の回転子１２側の開口幅ＳＯ、ステータティース１５の内周面１５ａの対面幅ＴＢ、ステータティース１５の内周面１５ａよりも内側の先端部幅ＴＷ、回転子１２とステータティース１５の間のギャップＧのエアギャップ幅ＡＧとすると、次のようになる。
まず、センタ溝２１は、ギャップＧにおける磁気抵抗を大きくする必要があることから、ステータティース１５の対面幅ＴＢ以上必要である。これから外開口角θａの下限値としては、その対面幅ＴＢと回転子１２の軸心とで囲む形状が二等辺三角形（２×直角三角形）に近似するものとして、
２×ｔａｎ−１（（ＴＢ／２）／（Ｒ１＋ＡＧ））≦θａ
とすることができる。
また、スロット１８は、コイルの自動インサートや必要なエネルギ密度を考慮すると、スロット１８の開口幅ＳＯ＞エアギャップ幅ＡＧにする必要がある。この関係からスロット１８の開口空間よりもギャップＧにおける磁気抵抗が低く、ステータティース１５の先端角部Ｋ（図２２を参照）から回転子１２側に鎖交する磁束量を低減する必要がある。このことから、センタ溝２１は、隣接するステータティース１５の内周面１５ａまでの幅以下にする必要があり、これから外開口角θａの上限値としては、同様に、
θａ≦２×ｔａｎ−１（（ＳＯ＋（ＴＢ／２））／（Ｒ１＋ＡＧ））
とすることができる。
Here, as described above, the center groove 21 needs to increase the magnetic resistance in the gap G between the rotor 12 and the stator teeth 15 (decrease the magnetic permeability), while making the outer opening angle θa too wide. In addition, since the fifth and seventh spatial harmonics are easily superimposed, it is necessary to form the minimum necessary size and shape.
As shown in FIG. 25, the structure of the rotor 12 and the stator 11 includes the opening width SO of the slot 18 on the rotor 12 side, the facing width TB of the inner peripheral surface 15a of the stator teeth 15, and the inner periphery of the stator teeth 15. Assuming that the tip end portion width TW inside the surface 15a and the air gap width AG of the gap G between the rotor 12 and the stator teeth 15 are as follows.
First, since it is necessary to increase the magnetic resistance in the gap G, the center groove 21 needs to be equal to or larger than the facing width TB of the stator teeth 15. As a lower limit value of the outer opening angle θa, the shape surrounded by the facing width TB and the axis of the rotor 12 approximates to an isosceles triangle (2 × right triangle).
2 × tan −1 ((TB / 2) / (R1 + AG)) ≦ θa
It can be.
Further, the slot 18 needs to satisfy an opening width SO> air gap width AG of the slot 18 in consideration of automatic coil insertion and a necessary energy density. From this relationship, the magnetic resistance in the gap G is lower than the opening space of the slot 18, and it is necessary to reduce the amount of magnetic flux interlinking from the tip corner K of the stator teeth 15 (see FIG. 22 ) to the rotor 12 side. For this reason, the center groove 21 needs to be equal to or smaller than the width to the inner peripheral surface 15a of the adjacent stator teeth 15, and as an upper limit value of the outer opening angle θa, similarly,
θa ≦ 2 × tan −1 ((SO + (TB / 2)) / (R1 + AG))
It can be.
ここで、この回転子１２では、低負荷時においても同様に、センタ溝２１なしの回転子１２Ｃとトルク波形を比較すると、図２８のグラフに示すように、回転子１２Ｃを基準にして（１．０[ｐ．ｕ．]）、センタ溝２１ありの回転子１２のトルク波形の方が振幅を小さく、トルクリプルを抑えることができている。また、この図２８に示すトルク波形をフーリエ級数展開すると、図２９に示すように、センタ溝２１ありの回転子１２のトルク波形の方が、６次の高調波トルクを低減できている。
なお、以上では、センタ溝２１がトルク特性に与える影響について主に説明するが、このセンタ溝２１は、組立などの製造時にも目印にすることができるなど有用である。例えば、永久磁石１６の軸方向における位置関係を捩じった状態にして、所謂、スキューを施す場合には、そのセンタ溝２１の軸方向への直線性からスキューの有無を確認することができる。
Here, in the rotor 12, also in the low load, when comparing the rotor 12C and torque waveforms of the center groove 21 without, as shown in the graph of FIG. 28, based on the rotor 12C (1 0.0 [pu]]), the torque waveform of the rotor 12 with the center groove 21 has a smaller amplitude, and torque ripple can be suppressed. Further, when the torque waveform shown in FIG. 28 is expanded by Fourier series, as shown in FIG. 29, the torque waveform of the rotor 12 with the center groove 21 can reduce the sixth-order harmonic torque.
In the above, the influence of the center groove 21 on the torque characteristics will be mainly described. However, the center groove 21 is useful because it can be used as a mark at the time of manufacturing such as assembly. For example, when the so-called skew is applied in a state where the positional relationship of the permanent magnet 16 in the axial direction is twisted, the presence or absence of the skew can be confirmed from the linearity of the center groove 21 in the axial direction. .
