JP2014045565A - Switching type diode and high-frequency rectifier - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、交流または高周波電力を直流電力へ変換する高周波整流器の高効率化に関するものである。 The present invention relates to high efficiency of a high frequency rectifier that converts alternating current or high frequency power into direct current power.
従来の高周波整流器として、シングルシャント型整流器がある。 As a conventional high-frequency rectifier, there is a single shunt rectifier.
シングルシャント型整流器は、一端(例えばアノード)が接地(または基準電位に接続)されたショットキーダイオードと、前記ショットキーダイオードの他端(例えばカソード)と信号源(または受信アンテナ)との間の入力フィルタと、前記他端と負荷抵抗との間の出力フィルタとで構成される。 A single shunt rectifier has a Schottky diode having one end (for example, an anode) grounded (or connected to a reference potential), and the other end (for example, the cathode) of the Schottky diode and a signal source (or a receiving antenna). An input filter and an output filter between the other end and the load resistor are included.
信号源からシングルシャント型整流器に入力された高周波(RF:Radio Frequency)は入力フィルタを介して整流素子であるショットキーダイオードに入力され、ショットキーダイオードの非線形性により直流(DC:Direct Current)に変換される。具体的には、ショットキーダイオードに順方向電圧がかけられた場合、導通状態となって電流が流れ、逆方向電圧がかけられた場合、電流が流れにくい非導通状態となるためにDC成分と高調波が生成される。このショットキーダイオードの非線形性によって生じたDC成分と高調波は、出力フィルタ内のコンデンサにより平滑化されてDC成分が出力される。 A radio frequency (RF) input from a signal source to a single shunt rectifier is input to a Schottky diode, which is a rectifier element, through an input filter, and becomes a direct current (DC: Direct Current) due to nonlinearity of the Schottky diode. Converted. Specifically, when a forward voltage is applied to the Schottky diode, the current enters a conducting state and a current flows.When a reverse voltage is applied, a non-conducting state in which the current does not easily flow is obtained. Harmonics are generated. The DC component and harmonics generated by the non-linearity of the Schottky diode are smoothed by the capacitor in the output filter, and the DC component is output.
以上のように、信号源の高周波(RF)は直流(DC)に変換される。このような従来技術は、例えば、以下の非特許文献1に記載されている。
As described above, the radio frequency (RF) of the signal source is converted to direct current (DC). Such prior art is described in Non-Patent
高周波整流器において高効率な特性を得るには、整流素子であるショットキーダイオードに順方向電圧がかけられた導通状態のときは抵抗が小さく、逆方向電圧がかけられた非導通状態のときは抵抗が大きいことが重要となる。
しかし、従来の高周波整流器は一つのショットキーダイオードにより構成されており、一つのショットキーダイオードの導通時の抵抗(オン抵抗)を小さくし、非導通時の抵抗と関係のあるブレークダウン電圧を改善(大きく)することには限界があった。その結果、従来の高周波整流器では交流電力から直流電力へ変換する変換効率、すなわちRF−DC変換効率が低下する問題があった。
また、シングルシャント型整流器以外の整流器(例えば、ブリッジ型整流器)の構成においても同様の問題があった。
In order to obtain high-efficiency characteristics in a high-frequency rectifier, the resistance is small when the forward voltage is applied to the Schottky diode, which is the rectifying element, and the resistance is low when the reverse voltage is applied. It is important that is large.
However, the conventional high-frequency rectifier is composed of a single Schottky diode, which reduces the resistance (ON resistance) when one Schottky diode is conducting and improves the breakdown voltage related to the resistance when non-conducting. There was a limit to doing it. As a result, the conventional high-frequency rectifier has a problem that the conversion efficiency for converting from AC power to DC power, that is, the RF-DC conversion efficiency is lowered.
In addition, there is a similar problem in the configuration of a rectifier other than a single shunt rectifier (for example, a bridge rectifier).
本発明は、以上のような課題を解消するためになされたものであり、高いRF−DC変換効率が得られる高周波整流器に適用可能な整流素子及びそれを用いた整流器を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object thereof is to provide a rectifying element applicable to a high-frequency rectifier capable of obtaining high RF-DC conversion efficiency and a rectifier using the rectifying element. To do.
本発明の整流素子は切替形ダイオードであることを特徴とするものであり、前記切替形ダイオードは、第1のダイオードを含む第1の回路と、第2のダイオードと切替手段を含む第2の回路を備え、第1の回路と第2の回路は並列に接続され、第1のダイオードと第2のダイオードは異なる特性を有するダイオードであり、第1のダイオードに印加される電圧が順方向であるか、逆方向であるかに応じて前記切替手段の導通状態と非導通状態が切り替わることを特徴とするものである。また、本発明の高周波整流器は前記切替形ダイオードを整流素子として備えたことを特徴とするものである。 The rectifying element of the present invention is a switching diode, wherein the switching diode includes a first circuit including a first diode, a second diode and a switching means including a switching means. A first circuit and a second circuit are connected in parallel, the first diode and the second diode are diodes having different characteristics, and a voltage applied to the first diode is forward. The switching means is switched between a conducting state and a non-conducting state depending on whether it is in the reverse direction. The high-frequency rectifier according to the present invention is characterized in that the switching diode is provided as a rectifying element.
本発明の切替形ダイオードによれば、印加電圧に応じて第1のダイオードと第2のダイオードの特性を適応的に切り替えて利用でき、導通時のオン抵抗または電圧閾値を小さくでき、非導通時のブレークダウン電圧を大きくできる。その結果、切替形ダイオードを備えた高周波整流器において、高いRF−DC変換効率を達成できる効果がある。 According to the switching type diode of the present invention, the characteristics of the first diode and the second diode can be adaptively switched according to the applied voltage, the on-resistance or the voltage threshold when conducting can be reduced, and when non-conducting The breakdown voltage can be increased. As a result, there is an effect that high RF-DC conversion efficiency can be achieved in the high-frequency rectifier including the switching diode.
実施の形態1.
図1は本発明の実施の形態1による高周波整流器を示す構成図である。
FIG. 1 is a block diagram showing a high-frequency rectifier according to
図において高周波整流器1は、高耐圧ダイオード(第1のダイオード)2を含む第1の回路3と、低抵抗ダイオード(第2のダイオード)4及び切替手段5を含む第2の回路6(第1の回路3と第2の回路6を合わせて切替形ダイオード7と呼ぶ)と、整流器において周知の入力フィルタ8と、整流器において周知の出力フィルタ9を備えている。第1の回路3と第2の回路6が切替形ダイオードを構成し、整流素子として機能する。ここで、高耐圧ダイオード2は非導通状態における耐圧性が低抵抗ダイオード4よりも高いダイオードであり、低抵抗ダイオード4は高耐圧ダイオード2よりも導通時の抵抗(オン抵抗)が低いダイオードである。高耐圧ダイオード2の一端(カソード)および低抵抗ダイオード4の一端(カソード)は接地され、低抵抗ダイオード4の他端(アノード)は切替手段5を介して、高耐圧ダイオード2の他端(アノード)、入力フィルタ8の出力端子、および出力フィルタ9の入力端子と共通の接続点10を持つ。入力フィルタ8は共通の接続点10と信号源11との間に接続され、出力フィルタ9は共通の接続点10と負荷12との間に接続される。
In the figure, a
次に動作について説明する。信号源10から供給された交流または高周波(RF)は、入力フィルタ8を通過して、高耐圧ダイオード2を含む第1の回路3と、低抵抗ダイオード4と切替手段5とを含む第2の回路6の接続点10に達する。これらのダイオードによって整流された高周波は出力フィルタ9によって平滑化され、負荷12において直流成分が取り出される。
Next, the operation will be described. The alternating current or high frequency (RF) supplied from the
図2はダイオードの基本動作を示している。ここで、ダイオード20は高耐圧ダイオード2、低抵抗ダイオード4のいずれであっても構わない。図2において、Vdはダイオード20への印加電圧、Idはダイオード20を流れる電流、Bvはブレークダウン電圧、Vtは閾値電圧、Rsは導通時の抵抗(オン抵抗)、Vinは入力電圧を表す。信号源10からの入力電圧波形21は正弦波とする。ダイオード20への印加電圧Vdが正のとき、ダイオード20は導通状態(ON)となり、印加電圧Vdが負のとき、ダイオード20は非導通状態(OFF)となる。導通時のダイオードの特性はオン抵抗Rsと閾値電圧Vtによって表され、印加電圧Vdが大きくなるにつれて、閾値電圧Vtを起点として一定のオン抵抗Rsを有する電流−電圧特性に近づく。一方、印加電圧Vdが負のときは、印加電圧Vdが0から−Bvまでの間は電流がほとんど流れないが、ブレークダウン電圧−Bv以下となるとダイオード20には急激に電流が流れる。このようなダイオードの非線形性により、直流成分と高調波が発生し、実際の整流回路においては、信号源からの入力電圧に加えてこれらの直流成分と高調波成分を含めた電圧がダイオードに印加される。
FIG. 2 shows the basic operation of the diode. Here, the
本実施の形態では、高耐圧ダイオード2または接続点10に信号源11からの入力電圧とダイオードの非線形性により生じた直流成分および高調波成分の電圧が印加され、その印加電圧が正のとき切替手段5はON状態となり、負のとき切替手段5はOFF状態となるように設計される。切替手段5のON/OFFの変化により第1の回路3の高耐圧ダイオード2と第2の回路6の低抵抗ダイオード4を使い分けることで、高いRF−DC変換効率を達成する。その詳細は追って説明する。
In the present embodiment, the input voltage from the
図3に高周波整流器1の基本動作を示す。図3において、Vdは接続点9における印加電圧、Idはダイオードを流れる電流、Bvはブレークダウン電圧、Vtは閾値電圧、Rsは導通時の抵抗(オン抵抗)、Vinは入力電圧、VLは直流電圧を表す。また、入力電圧波形22及び整流電圧波形23はそれぞれ接続点9に印加される信号源からの入力電圧波形と整流後の電圧波形を示している。ここで、入力電圧波形22及び整流電圧波形23には負荷12で発生する直流電圧VLが含まれる。
FIG. 3 shows the basic operation of the high-
高周波整流器1では、接続点10から入力フィルタ8を見たインピーダンスは信号源からの入力波(基本波)に対して整合、基本波を除く奇数次高調波に対して開放、偶数次高調波に対して短絡となるように設計される。接続点10から出力フィルタ9を見たインピーダンスは基本波を含めた奇数次高調波に対して開放、偶数次高調波に対して短絡となっている。その結果、上記のインピーダンス条件から接続点10における整流電圧波形は奇数次高調波のみとなるため矩形波となる。このとき、出力フィルタ9へは偶数次高調波の電流のみが流れることになり、全波整流となる。この全波整流波形を出力フィルタ9にて平滑化することで、直流を負荷12に供給することができる。負荷12では出力フィルタ9にて平滑化された直流に基づき、直流電圧VLが得られる。直流電圧VLは接続点10における直流成分であるため、第1の回路3および第2の回路6には直流電圧VLが印加されていることになる。
ただし、上記直流電圧VLの影響によって、入力電圧及び整流後の電圧が負となる時間は半周期以上となり、ダイオードのOFF状態は入力周波数の半周期よりも長くなる。これに伴い、入力電圧及び整流後の電圧はブレークダウン電圧−Bvまで達するようになり、高抵抗が望まれる非導通時に急激に電流が流れ始めるため、RF−DC変換効率の低下となる。
In the
However, due to the influence of the DC voltage V L, the time during which the input voltage and the rectified voltage are negative becomes more than a half cycle, and the OFF state of the diode is longer than the half cycle of the input frequency. Along with this, the input voltage and the rectified voltage reach the breakdown voltage −Bv, and a current starts to flow suddenly at the time of non-conduction where high resistance is desired, so that the RF-DC conversion efficiency is lowered.
図4に実施の形態1における高耐圧ダイオード2と切替手段5が接続された低抵抗ダイオード4とで構成されたダイオード(切替形ダイオード)の動作状態を示す。図4(a)は高耐圧ダイオード2を単独で用いた場合の電流−電圧特性を示しており、Vdはダイオードへの印加電圧、Idaはダイオードを流れる電流、Bvaはブレークダウン電圧、Vtaは閾値電圧、Rsaは導通時の抵抗(オン抵抗)、Vinは入力電圧を表している。図4(b)は低抵抗ダイオード4を単独で用いた場合の電流−電圧特性を示しており、Vdはダイオードへの印加電圧、Idbはダイオードを流れる電流、Bvbはブレークダウン電圧、Vtbは閾値電圧、Rsbは導通時の抵抗(オン抵抗)、Vinは入力電圧を表している。ここで、Bva>Bvb、Rsa>Rsbの関係にある。図4(c)は高耐圧ダイオード2と切替手段5が接続された低抵抗ダイオード4とで構成されたダイオード(切替形ダイオード)の電流−電圧特性を示しており、Vdはダイオードへの印加電圧、Idはダイオードを流れる電流、Bvaはブレークダウン電圧、Vtbは閾値電圧、Rsbは導通時の抵抗(オン抵抗)、VLは整流により得られる直流電圧を表している。 FIG. 4 shows an operating state of a diode (switching diode) composed of the high voltage diode 2 and the low resistance diode 4 to which the switching means 5 is connected in the first embodiment. FIG. 4A shows current-voltage characteristics when the high voltage diode 2 is used alone, where Vd is a voltage applied to the diode, Ida is a current flowing through the diode, Bva is a breakdown voltage, and Vta is a threshold value. Voltage, Rsa is a resistance (ON resistance) when conducting, and Vin is an input voltage. FIG. 4B shows current-voltage characteristics when the low-resistance diode 4 is used alone, where Vd is a voltage applied to the diode, Idb is a current flowing through the diode, Bvb is a breakdown voltage, and Vtb is a threshold value. Voltage, Rsb is a resistance during conduction (on-resistance), and Vin is an input voltage. Here, Bva> Bvb and Rsa> Rsb. FIG. 4C shows the current-voltage characteristics of a diode (switching diode) composed of the high voltage diode 2 and the low resistance diode 4 to which the switching means 5 is connected. Vd is the voltage applied to the diode. , Id is the current through the diode, BVA the breakdown voltage, Vtb is the threshold voltage, Rsb resistance during conduction (oN resistance), the V L represents a DC voltage obtained by rectifying.
切替え手段を用いた切替形ダイオード7では、高耐圧ダイオード2への印加電圧が負となるとき、切替手段5はOFF状態となる。その結果、整流回路は高耐圧ダイオード2の特性に従いブレークダウン電圧Bvを大きくとることができる。一方、高耐圧ダイオード2への印加電圧が正となるとき、切替手段5はON状態となり、高耐圧ダイオード2と低抵抗ダイオード4の並列回路となる。このとき、高耐圧ダイオード2と比較して低抵抗ダイオード4のインピーダンスの方が低いために、ON状態の総合のインピーダンスは主に低抵抗ダイオード4のインピーダンスに依存する。このような原理に基づき、図4(c)に示す切替え手段を用いた切替形ダイオードでは、ブレークダウン電圧は高耐圧ダイオード2のブレークダウン電圧Bvaとなり、閾値電圧及び導通時の抵抗(オン抵抗)はそれぞれ低抵抗ダイオード4の値VtbおよびRsbとなる。 In the switching diode 7 using the switching means, when the voltage applied to the high voltage diode 2 is negative, the switching means 5 is turned off. As a result, the rectifier circuit can increase the breakdown voltage Bv according to the characteristics of the high voltage diode 2. On the other hand, when the voltage applied to the high voltage diode 2 is positive, the switching means 5 is turned on, and a parallel circuit of the high voltage diode 2 and the low resistance diode 4 is formed. At this time, since the impedance of the low-resistance diode 4 is lower than that of the high-voltage diode 2, the total impedance in the ON state mainly depends on the impedance of the low-resistance diode 4. Based on such a principle, in the switching type diode using the switching means shown in FIG. 4C, the breakdown voltage becomes the breakdown voltage Bva of the high breakdown voltage diode 2, and the threshold voltage and the resistance at the time of conduction (ON resistance). Are the values Vtb and Rsb of the low resistance diode 4, respectively.
図4(c)では、信号源からの正弦波信号に対して、高耐圧ダイオードのみを用いた場合の波形24と切替え手段を用いた場合の波形25を示している。切替え手段を用いた場合の波形25では、低抵抗ダイオード4に流れる電流の影響によって、高耐圧ダイオードのみを用いた場合の波形24よりも印加電圧が正の場合の電圧が小さくなる。すなわち、非導通状態である時の波形は高耐圧ダイオード2の特性に依存し、導通状態である時の波形は低抵抗ダイオード4の特性に依存する。その結果、ブレークダウン電圧Bvは大きく、オン抵抗Rsは小さくなる。このことから、導通状態のときは抵抗が小さく、非導通状態のときは抵抗が大きいため、高いRF−DC変換効率を得ることができる。 FIG. 4C shows a waveform 24 when only a high voltage diode is used and a waveform 25 when a switching means is used for a sine wave signal from a signal source. In the waveform 25 when the switching means is used, the voltage when the applied voltage is positive is smaller than the waveform 24 when only the high voltage diode is used due to the influence of the current flowing through the low resistance diode 4. That is, the waveform when in the non-conductive state depends on the characteristics of the high-voltage diode 2, and the waveform when in the conductive state depends on the characteristics of the low-resistance diode 4. As a result, the breakdown voltage Bv is large and the on-resistance Rs is small. From this, the resistance is small in the conductive state, and the resistance is large in the non-conductive state, so that high RF-DC conversion efficiency can be obtained.
以上のように、実施の形態1の高周波整流器は、入力フィルタと、出力フィルタと、第1のダイオードである高耐圧ダイオードを含む第1の回路と、第2のダイオードである低抵抗ダイオードと切替手段を含む第2の回路とを含み、第1の回路と第2の回路のそれぞれ一方の端子は接地され、第1の回路と第2の回路のそれぞれ他方の端子と前記入力フィルタの出力端子と前記出力フィルタの入力端子は共通の接続点を持ち、切替手段は第1のダイオードに印加される電圧が順方向であるか、逆方向であるかに応じて導通状態と非導通状態が切り替わるように構成されているので、高いRF−DC変換効率得ることができる。 As described above, the high-frequency rectifier according to the first embodiment is switched between the input filter, the output filter, the first circuit including the high-voltage diode that is the first diode, and the low-resistance diode that is the second diode. And a second circuit including means, wherein one terminal of each of the first circuit and the second circuit is grounded, the other terminal of each of the first circuit and the second circuit, and an output terminal of the input filter And the input terminal of the output filter have a common connection point, and the switching means switches between a conducting state and a non-conducting state depending on whether the voltage applied to the first diode is in the forward direction or in the reverse direction. Therefore, high RF-DC conversion efficiency can be obtained.
また、低抵抗ダイオード4は導通時の抵抗(オン抵抗)が低いダイオードとしたが、閾値電圧Vtが低いダイオードでも構わない。閾値電圧Vtが低いと、低電圧において低抵抗ダイオード4が導通するため、導通時に電流が流れやすくなる。したがって、高耐圧ダイオード2と低抵抗ダイオード4の合成オン抵抗は低くなることから、同様に高いRF−DC変換効率を得ることができる。さらに、低抵抗ダイオード4は導通時の抵抗(オン抵抗)が低く、かつ閾値電圧Vtが低いダイオードであっても良いことは明らかである。 Further, although the low resistance diode 4 is a diode having a low resistance during conduction (on-resistance), a diode having a low threshold voltage Vt may be used. When the threshold voltage Vt is low, the low-resistance diode 4 becomes conductive at a low voltage, so that current easily flows during conduction. Therefore, since the combined on-resistance of the high-breakdown-voltage diode 2 and the low-resistance diode 4 is low, high RF-DC conversion efficiency can be obtained similarly. Further, it is obvious that the low resistance diode 4 may be a diode having a low resistance (ON resistance) when conducting and a low threshold voltage Vt.
また、高耐圧ダイオード2はGaN(ガリウムナイトライド)などワイドバンドギャップ系のダイオードであっても良い。 Further, the high voltage diode 2 may be a wide bandgap diode such as GaN (gallium nitride).
また、切替手段5は接続点10の電圧(高耐圧ダイオード2への印加電圧)に応じて自動でONとOFFが切替わる回路で構成されてもよく、また制御信号により制御されてONとOFFが切替わる回路で構成されてもよい。制御信号は、データとして事前に与えられたものでもよく、ダイオードへの印加電圧をモニタして生成されるものでも良い。この動作の詳細は実施の形態2、3において開示される。 The switching means 5 may be configured by a circuit that automatically switches on and off according to the voltage at the connection point 10 (voltage applied to the high voltage diode 2), and is controlled by a control signal to turn on and off. May be configured by a circuit that switches between. The control signal may be given in advance as data, or may be generated by monitoring the voltage applied to the diode. Details of this operation are disclosed in the second and third embodiments.
また、図5、6に示すように、切替手段5を短絡点または接地点に対して対称の構成として、差動入力に対応した構成としてもよい。また、図7に示すように、ブリッジ型整流器においても、各ダイオードを切替手段5a,5b,5c,5dを用いて接続することで、同様の効果が得られる。従って、シングルシャント型整流器以外の整流器においても整流素子を切替形ダイオードとしても良く、本実施の形態の構成を適用することができる。 Further, as shown in FIGS. 5 and 6, the switching means 5 may be configured symmetrically with respect to the short-circuit point or the ground point so as to correspond to the differential input. Further, as shown in FIG. 7, in the bridge type rectifier, the same effect can be obtained by connecting the diodes using the switching means 5a, 5b, 5c, and 5d. Therefore, the rectifier other than the single-shunt rectifier may be a switching diode, and the configuration of this embodiment can be applied.
実施の形態2.
図8は本発明の実施の形態2による高周波整流器を示す構成図である。
Embodiment 2. FIG.
FIG. 8 is a block diagram showing a high-frequency rectifier according to Embodiment 2 of the present invention.
図において切替手段5はトランジスタ30で構成されており、トランジスタ30の一例として、pチャネルMESFET(Metal−Semiconductor Field Effect Transistor)を用いた構成が開示されている。トランジスタ30のゲート端子は接地され、ソース端子は切替手段5の入力端子であり高耐圧ダイオード2の他端(アノード)に接続され、ドレイン端子は切替手段5の出力端子であり低抵抗ダイオード4の他端(アノード)に接続される。その他の構成については、図1と同様であるので重複する説明を省略する。
In the figure, the switching means 5 is constituted by a
次に動作について説明する。基本となる動作は実施の形態1と同じである。実施の形態1に加えて、切替手段5では高耐圧ダイオード2に印加される電圧Vdと同じ電圧がゲート・ソース間に印加される。接続点10または高耐圧ダイオード2に逆方向電圧(Vd<0)が印加される時、ゲート・ソース間電圧Vgsは正でありトランジスタ30は非導通となる。一方、接続点10または高耐圧ダイオード2に順方向電圧(Vd>0)が印加される時、Vgsは負でありトランジスタ30は導通となる。
Next, the operation will be described. The basic operation is the same as in the first embodiment. In addition to the first embodiment, the switching means 5 applies the same voltage as the voltage Vd applied to the high voltage diode 2 between the gate and the source. When a reverse voltage (Vd <0) is applied to the
以上のように、実施の形態2によれば、切替手段5としてトランジスタを用いることにより、接続点10に印加される電圧Vdに応じて切替手段5の導通状態と非導通状態を円滑に切り替えることが可能となる。その結果、高いRF−DC変換効率を得ることができる。
As described above, according to the second embodiment, by using a transistor as the
また、トランジスタ30はpチャネルのMOS型FET、HEMT、接合型FETでも良い。また、図9に示すように、高耐圧ダイオード2および低抵抗ダイオード4の向きを逆(アノードを接地、カソードにRF入力)にしたときは、トランジスタ30はnチャネルのMESFETを用いれば良い。
The
また、図8、9ではトランジスタ30のソース端子を切替手段5の入力端子として高耐圧ダイオードと接続し、ドレイン端子を低抵抗ダイオード4と接続した構成を示したが、ソースとドレインとは構造的には同様であるので、図10のようにソース端子とドレイン端子の接続を逆にしても構わない。
8 and 9, the source terminal of the
実施の形態3.
図11は本発明の実施の形態3による高周波整流器を示す構成図である。
Embodiment 3 FIG.
FIG. 11 is a block diagram showing a high-frequency rectifier according to Embodiment 3 of the present invention.
図においてトランジスタ30のゲート端子は制御回路31に接続され、制御回路31からの信号によりトランジスタ30は導通/非導通となる。その他の構成については、実施の形態2で示した図8と同様であるので重複する説明を省略する。
In the figure, the gate terminal of the
本実施の形態の基本動作は実施の形態2と同じであるが、トランジスタ30のゲート端子は制御回路31に接続されており、制御回路31からの信号とソースに印加される電圧との差であるゲート・ソース間電圧Vgsに応じてトランジスタ30は導通/非導通となる。従って、制御回路31からの信号によって、トランジスタ30の導通/非導通状態を制御することが可能となる。具体的には、高耐圧ダイオード2に印加される電圧Vdと制御回路31からの制御電圧との差であるゲート・ソース間電圧Vgsが正となる場合に、トランジスタ30は非導通となる。一方、Vgsが負となるように制御回路31から制御電圧が与えられた場合に、トランジスタ30は導通となる。
Although the basic operation of the present embodiment is the same as that of the second embodiment, the gate terminal of the
次に、本実施の形態における動作について説明する。基本となる動作は、実施の形態1と同じである。実施の形態1に加えて、切替手段5では高耐圧ダイオード2に逆方向電圧(Vd<0)が印加される時、ゲート・ソース間電圧Vgsが正となるように制御回路31から制御電圧を与える。その結果、トランジスタ30は非導通となる。一方、高耐圧ダイオード2に順方向電圧(Vd>0)が印加される時、Vgsが負となるように制御回路31から制御電圧を与えることでトランジスタ30は導通となる。
Next, the operation in this embodiment will be described. The basic operation is the same as in the first embodiment. In addition to the first embodiment, in the switching means 5, when a reverse voltage (Vd <0) is applied to the high breakdown voltage diode 2, the control voltage is supplied from the
以上のように、実施の形態3によれば、制御回路31から制御電圧を与えることで導通/非導通状態が切替わるトランジスタで構成された切替手段を用いることにより、切替手段5の導通/非導通状態を制御信号によって制御できる。その結果、高いRF−DC変換効率を得ることができる。なお、制御信号は、データとして事前に与えられたものでも良く、入力波をモニタして生成されるものでも良い。
As described above, according to the third embodiment, the
なお、低抵抗ダイオード4は導通時の抵抗(オン抵抗)が低いダイオードとしたが、閾値電圧Vtが低いダイオードでも構わない。また、低抵抗ダイオード4は導通時の抵抗(オン抵抗)が低く、かつ閾値電圧Vtが低いダイオードであっても構わない。 The low resistance diode 4 is a diode having a low resistance (ON resistance) when conducting, but may be a diode having a low threshold voltage Vt. The low resistance diode 4 may be a diode having a low resistance (ON resistance) when conducting and a low threshold voltage Vt.
実施の形態4.
図12は本発明の実施の形態4による高周波整流器を示す構成図である。
Embodiment 4 FIG.
FIG. 12 is a block diagram showing a high-frequency rectifier according to Embodiment 4 of the present invention.
図において、高耐圧ダイオード2はN(整数)個のダイオードを直列接続した直列接続ダイオード40で構成され、低抵抗ダイオード4はM(整数)個のダイオードを並列接続した並列接続ダイオード41で構成される。その他の構成については、図1と同様であるので重複する説明を省略する。
In the figure, the high breakdown voltage diode 2 is composed of a
次に動作について説明する。基本となる動作は、実施の形態1と同じである。実施の形態1に加えて、直列接続ダイオード40はダイオードをN個直列接続しているため、オン抵抗Rs、閾値電圧Vt、ブレークダウン電圧BvはそれぞれN倍となる。一方、並列接続ダイオード41は、ダイオードをM個並列接続しているため、ダイオードのオン抵抗Rsは1/M倍となる。
Next, the operation will be described. The basic operation is the same as in the first embodiment. In addition to the first embodiment, since the series-connected
図13に本実施の形態における高耐圧ダイオード2と切替手段5を接続した低抵抗ダイオード4とで構成されたダイオード(切替形ダイオード7)の動作状態を示す。図13(a)に示すように、高耐圧ダイオードはN個直列接続されるため、オン抵抗Rs、閾値電圧Vt、ブレークダウン電圧BvはそれぞれN倍となる。一方、図13(b)に示すように低抵抗ダイオードはM個並列接続され、オン抵抗Rsは1/M倍となる。しかし、閾値電圧Vt、ブレークダウン電圧Bvは変化しない。 FIG. 13 shows an operating state of a diode (switching diode 7) composed of the high voltage diode 2 and the low resistance diode 4 to which the switching means 5 is connected in the present embodiment. As shown in FIG. 13A, since N high-voltage diodes are connected in series, the ON resistance Rs, the threshold voltage Vt, and the breakdown voltage Bv are each N times. On the other hand, as shown in FIG. 13B, M low-resistance diodes are connected in parallel, and the on-resistance Rs is 1 / M times. However, the threshold voltage Vt and the breakdown voltage Bv do not change.
本構成に基づけば、図13(c)に示すように直列接続ダイオード40のブレークダウン電圧N・Bv、並列接続ダイオード41のオン抵抗Rs/M、閾値電圧Vtを得ることができる。その結果、導通状態のときは抵抗が小さく、非導通状態のときは抵抗が大きいため、高いRF−DC変換効率が得られる。
Based on this configuration, the breakdown voltage N · Bv of the series-connected
また、本実施の形態では実施の形態1に対してダイオードを直列接続ダイオード、並列接続ダイオードに変更する構成を開示したが、実施の形態2、3に対してもダイオードを直列接続ダイオード、並列接続ダイオードに変更しても構わない。 Further, in the present embodiment, the configuration in which the diode is changed to the series-connected diode and the parallel-connected diode is disclosed with respect to the first embodiment, but the diode is also connected to the series-connected diode and the parallel-connected to the second and third embodiments. You may change to a diode.
1:高周波整流器
2、2a、2b:高耐圧ダイオード
3:回路
4、4a、4b:低抵抗ダイオード
5、5a、5b:切替手段
6:回路
7:切替形ダイオード
8:入力フィルタ
9:出力フィルタ
10、10a、10b:接続点
11:信号源
12:負荷
20:トランジスタ
21:入力電圧波形
22:入力電圧波形
23:整流電圧波形
24:高耐圧ダイオードのみを用いた場合の波形
25:切替え手段を用いた場合の波形
26:直列接続ダイオードのみを用いた場合の波形
27:切替え手段を用いた場合の波形
30:トランジスタ
31:制御回路
40:直列接続ダイオード
41:並列接続ダイオード
1:
Claims (11)
前記第1のダイオードと異なる電気的な特性を有する第2のダイオード及び切替手段を含む第2の回路とを含み、
前記第1の回路及び第2の回路は並列に接続され、
前記切替手段は前記第1のダイオードに印加される電圧が順方向であるか、逆方向であるかに応じて、前記第2のダイオードに電圧を印加するか否かを切り替える
ことを特徴とする切替形ダイオード。 A first circuit including a first diode;
A second diode having a second diode having different electrical characteristics from the first diode and a second circuit including switching means,
The first circuit and the second circuit are connected in parallel;
The switching unit switches whether to apply a voltage to the second diode according to whether a voltage applied to the first diode is in a forward direction or a reverse direction. Switchable diode.
前記第2のダイオードは前記第1のダイオードよりも導通時の抵抗が低いまたは導通時に電流が流れやすいダイオードである
ことを特徴とする請求項1に記載の切替形ダイオード。 The first diode is a diode having a higher withstand voltage against a voltage applied in a reverse direction than the second diode,
2. The switchable diode according to claim 1, wherein the second diode has a lower resistance when conducting than the first diode, or is a diode through which current easily flows when conducting.
第2のダイオードおよび、前記第2のダイオードと直列に接続された切替手段を含む第2の回路を備え、
前記第1のダイオードは前記第2のダイオードと比較して逆方向に印加される電圧に対する耐圧の高いダイオードであり、
前記第2のダイオードは前記第1のダイオードと比較して導通時の抵抗が低いもしくは導通時に電流が流れやすいダイオードであり、
前記切替手段は第1のダイオードに順方向の電圧が印加されるとき前記第2のダイオードに電圧を印加し、逆方向の電圧が印加されるとき前記第2のダイオードに電圧を印加しない
ことを特徴とする切替形ダイオード。 A first circuit including a first diode;
A second circuit including a second diode and switching means connected in series with the second diode;
The first diode is a diode having a high withstand voltage with respect to a voltage applied in a reverse direction compared to the second diode;
The second diode is a diode having a low resistance when conducting compared to the first diode or a current easily flowing when conducting.
The switching means applies a voltage to the second diode when a forward voltage is applied to the first diode, and does not apply a voltage to the second diode when a reverse voltage is applied. A switchable diode.
ことを特徴とする請求項1ないし請求項3のいずれか1項に記載の切替形ダイオード。 4. The switching according to claim 1, wherein when the switching unit applies a voltage to the second diode, a forward voltage is applied to the second diode. 5. Diode.
前記トランジスタのゲート端子が接地され、前記トランジスタのドレイン端子およびソース端子の一方が前記切替手段の入力端子であり、他方が前記切替手段の出力端子であることを特徴とする請求項1ないし請求項7のいずれか1項に記載の切替形ダイオード。 The switching means is composed of a transistor,
The gate terminal of the transistor is grounded, one of the drain terminal and the source terminal of the transistor is an input terminal of the switching means, and the other is an output terminal of the switching means. 8. The switchable diode according to any one of 7 above.
前記トランジスタのドレイン端子およびソース端子の一方が前記切替手段の入力端子であり、他方が前記切替手段の出力端子であり、
前記トランジスタのゲート端子が前記制御回路の出力に接続され、
前記制御回路から前記ゲート端子に出力された電圧により前記トランジスタの導通状態と非導通状態が切替わることを特徴とする請求項1ないし請求項7のいずれか1項に記載の切替形ダイオード。 The switching means includes a transistor and a control circuit that outputs a switching voltage.
One of the drain terminal and the source terminal of the transistor is an input terminal of the switching means, and the other is an output terminal of the switching means,
The gate terminal of the transistor is connected to the output of the control circuit;
8. The switchable diode according to claim 1, wherein the transistor is switched between a conducting state and a non-conducting state according to a voltage output from the control circuit to the gate terminal. 9.
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