JP2014039383A - Power supply device and on-vehicle power supply device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電源装置およびこの電源装置を搭載した車載用電源装置に関する。 The present invention relates to a power supply device and a vehicle-mounted power supply device equipped with the power supply device.
ハイブリッド電気自動車(HEV)や電気自動車(EV)で用いられる車載機器用電源装置は、リチウム電池等から構成される高電圧バッテリなどの出力電圧を入力とし、鉛電池等から構成される低電圧バッテリの出力電圧を出力とする電源装置である。したがって、この車載機器用電源装置では、降圧DC−DCコンバータが用いられている。リチウム電池の出力端には、HEVやEVのモータ駆動用インバータが並列接続されていることが多いため、車載機器用電源装置すなわちDC−DCコンバータへの入力電圧は大きく変動する。 An in-vehicle power supply device used in a hybrid electric vehicle (HEV) or an electric vehicle (EV) receives an output voltage such as a high voltage battery composed of a lithium battery or the like, and is a low voltage battery composed of a lead battery or the like. It is a power supply device which outputs the output voltage. Therefore, a step-down DC-DC converter is used in this in-vehicle device power supply device. Since an inverter for driving a motor such as HEV or EV is often connected in parallel to the output terminal of the lithium battery, the input voltage to the on-vehicle equipment power supply device, that is, the DC-DC converter varies greatly.
DC−DCコンバータで出力電圧を安定化する代表的な制御方法としてPI制御を用いた方法がある。この出力電圧制御方法では、まず電圧指令値と出力電圧を比較し、電圧差分を求める。次のその電圧差分をPI制御し、制御量を求める。最後にその制御量に従い、DC−DCコンバータの回路のスイッチング半導体素子を駆動する。このPI制御を用いているDC−DCコンバータでは、通常入力電圧をパラメータとして持っておらず、制御量は制御結果である出力電圧をフィードバックして行うため、入力電圧の変動に対する出力電圧の変動が大きい。 As a typical control method for stabilizing the output voltage with a DC-DC converter, there is a method using PI control. In this output voltage control method, first, the voltage command value is compared with the output voltage to obtain a voltage difference. Next, the voltage difference is subjected to PI control to obtain a control amount. Finally, the switching semiconductor element of the DC-DC converter circuit is driven according to the control amount. A DC-DC converter using this PI control does not normally have an input voltage as a parameter, and the control amount is performed by feeding back the output voltage as a control result. large.
この出力電圧の変動を抑えるために、入力電圧をPI制御の制御パラメータとして組み込む方法が知られている(例えば特許文献1参照)。 In order to suppress the fluctuation of the output voltage, a method of incorporating the input voltage as a control parameter for PI control is known (see, for example, Patent Document 1).
特許文献1に記載の電源装置では、PI制御結果の制御量(デューティ:Duty)に、フィードフォワード項として入力電圧(Vin)と出力電圧(Vout)の比で決まる値を、加算している。制御量から電源回路の出力電圧までの伝達関数をG(s)とおくと、Vout=G(s)*(Duty+Vin/Vout)となるため、G(s)*Dutyの項は、入力電圧変動に対する出力電圧変動がフィードバックした後に応答し、出力電圧変動の応答性が悪い。その結果、出力の発振やリンギングを抑えるためのコンデンサに過大な容量を必要とするか、起動時のアルゴリズムを別に設けるなどプログラムの追加を招き、電源装置のサイズやコストが増大する原因となる。
In the power supply device described in
(1)請求項1に記載の発明は、電源主回路と電源制御回路とを備え、電源主回路は、入力電源の直流入力電圧を所定の直流出力電圧に変換する電圧変換動作を行って、負荷に所定の直流出力電圧を印加することにより当該負荷に電力を供給し、電源制御回路は、電源主回路の電圧変換動作の制御量を生成して電圧変換動作を制御し、電源主回路の所定の直流出力電圧は、定常動作時に、電源主回路の制御量と入力電圧との積に比例し、電源主回路の制御量は、入力直流電圧の逆数を因子として含むことを特徴とする電源装置である。
(2)請求項11に記載の発明は、請求項1乃至10のいずれか1項に記載の電源装置を搭載した車載用電源装置であって、入力電源は車両駆動用モータを駆動するインバータにDC電力を供給する高電圧バッテリであり、記負荷は車載補機および当該車載補機にDC電力を供給する低電圧バッテリであり、電源制御回路のコントローラと、高電圧バッテリのコントローラと、車載補機のコントローラと、低電圧バッテリのコントローラとを制御する上位コントローラを備えることを特徴とする車載用電源装置である。
(3)請求項15に記載の発明は、電源主回路と電源制御回路とを備え、電源主回路は、入力電源の直流入力電圧を所定の直流出力電圧に変換する電圧変換動作を行って、負荷に所定の直流出力電圧を印加することにより電力を供給し、電源制御回路は、電源主回路の電圧変換動作の制御量を生成して電圧変換動作を制御し、電源主回路の前記所定の直流出力電圧は、定常動作時に、電源主回路の制御量と前記入力電圧との積に比例し、入力電圧と制御量は、電源主回路の出力電圧の端子と、電源制御回路にフィードバックする出力電圧の端子と、を切り離し、電圧指令値端子と、電源制御回路にフィードバックする出力電圧の端子と、に同等の値を入力した状態で、制御回路の入力電圧端子の値を変更した時に、反比例関係になることを特徴とする電源装置である。
(1) The invention according to
(2) The invention according to claim 11 is an in-vehicle power supply device equipped with the power supply device according to any one of
(3) The invention according to claim 15 includes a power supply main circuit and a power supply control circuit, and the power supply main circuit performs a voltage conversion operation for converting the DC input voltage of the input power supply into a predetermined DC output voltage. The power is supplied by applying a predetermined DC output voltage to the load, and the power supply control circuit generates a control amount of the voltage conversion operation of the power supply main circuit to control the voltage conversion operation. The DC output voltage is proportional to the product of the control amount of the power supply main circuit and the input voltage during steady operation, and the input voltage and the control amount are output to the output voltage terminal of the power supply main circuit and the output fed back to the power supply control circuit. When the value of the input voltage terminal of the control circuit is changed while the equivalent value is input to the voltage command value terminal and the output voltage terminal fed back to the power supply control circuit, the voltage terminal is disconnected. Special to be in a relationship In the power source apparatus for the.
本発明による電源装置を用いることにより、入力電圧に対する出力電圧の応答性が高い、小型かつ安価な電源装置とすることができる。 By using the power supply device according to the present invention, a small and inexpensive power supply device with high output voltage response to an input voltage can be obtained.
以下、本発明による電源装置の実施形態を図1〜11を参照して説明する。
(第1の実施形態)
図1の電源装置1は、電源主回路2と電源制御回路3と入力電源(VHV)6と負荷電源(VLV)7とを備える。
Hereinafter, an embodiment of a power supply device according to the present invention will be described with reference to FIGS.
(First embodiment)
The
なお、入力電源(VHV)6は、たとえばリチウムイオン電池等を複数備えた高電圧のバッテリを想定しており、負荷電源(VLV)7には、鉛蓄電池等の低電圧のバッテリを想定している。VHV、VLVはそれぞれ入力電源6あるいは負荷電源7の端子間電圧を表わす。入力電源6は、電源主回路2とインバータ8に電力を供給する。負荷電源7には、エアコンやカーナビなどの補器(図12参照)などが接続されて駆動されているが、図1〜7に示す負荷電源7では、これらの補機は省略されている。したがって、負荷電源7とこれに接続されたエアコンやカーナビなどの補器は、電源主回路2の負荷として作用している。
The input power source (VHV) 6 is assumed to be a high voltage battery including a plurality of lithium ion batteries, for example, and the load power source (VLV) 7 is assumed to be a low voltage battery such as a lead storage battery. Yes. VHV and VLV represent the voltages between the terminals of the
図1に例示する電源主回路2は、高電圧側をフェーズシフト動作のフルブリッジ回路、低電圧側をカレントダブラ回路の絶縁型の降圧DC−DCコンバータを備えている。なお、以下の本発明による電源装置の説明では、降圧DC−DCコンバータの場合について説明するが、本発明の方式は昇圧DC−DCコンバータにも同様に適用可能である。
The power supply
フルブリッジ回路は入力コンデンサCinと、スイッチング素子Q1、Q2、Q3、Q4と、共振インダクタLrと、から構成される。共振インダクタLrは外付けのインダクタのインダクタンス値とトランスTrの漏れインダクタンス値の和の値である。入力コンデンサCinは入力電源6(VHV)と並列に接続されるが、実際は入力電源(VHV)6と入力コンデンサCin間には寄生インダクタンスなどが存在するため、電位が異なる。本実施形態では、よりスイッチング素子Q1〜Q4の両端電圧に近い入力コンデンサCinの両端電圧を入力電圧Vinとする。 The full bridge circuit includes an input capacitor Cin, switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4, and a resonant inductor Lr. The resonant inductor Lr is the sum of the inductance value of the external inductor and the leakage inductance value of the transformer Tr. The input capacitor Cin is connected in parallel with the input power supply 6 (VHV), but in reality, a parasitic inductance or the like exists between the input power supply (VHV) 6 and the input capacitor Cin, and therefore the potentials are different. In the present embodiment, the voltage across the input capacitor Cin that is closer to the voltage across the switching elements Q1 to Q4 is taken as the input voltage Vin.
フルブリッジ回路とカレントダブラ回路とはトランスTrで絶縁されている。トランスTrの高電圧側の巻き数をN1とし、低電圧側の巻き数をN2とすると、トランスTrの高電圧側(1次側)に発生した電圧のN2/N1の電圧が、トランスTrの低電圧側に発生する。 The full bridge circuit and the current doubler circuit are insulated by a transformer Tr. When the number of turns on the high voltage side of the transformer Tr is N1 and the number of turns on the low voltage side is N2, the voltage N2 / N1 of the voltage generated on the high voltage side (primary side) of the transformer Tr is Occurs on the low voltage side.
カレントダブラ回路は整流ダイオードD1、D2と、インダクタL1、L2と、出力コンデンサCoutとを備える。トランスTrの低電圧側に発生するパルス状の電圧と、出力コンデンサCoutの両端電圧である出力電圧Voutと、の差でインダクタL1とL2の電流の増減が決まり、負荷電源(VLV)7へ電流を供給する。VLVはこの負荷電源の端子間電圧を表わす。 The current doubler circuit includes rectifier diodes D1 and D2, inductors L1 and L2, and an output capacitor Cout. The difference between the pulse voltage generated on the low voltage side of the transformer Tr and the output voltage Vout which is the voltage across the output capacitor Cout determines the increase / decrease of the currents in the inductors L1 and L2, and the current to the load power supply (VLV) 7 Supply. VLV represents the voltage between the terminals of this load power supply.
インバータ(INV)8は、入力電源(VHV)6から供給されるDC電力をAC電力に変換して、モータ(MOT)9が必要とするAC電力を供給する。入力電源6がリチウムイオン二次電池や大容量キャパシタなどの蓄電デバイスで構成されている場合は、インバータ8が大電力を必要とした際に、入力電源6の両端電圧が大きく変動する。
The inverter (INV) 8 converts DC power supplied from the input power supply (VHV) 6 into AC power and supplies AC power required by the motor (MOT) 9. In the case where the
電源制御回路3は電源制御ブロック4と、電源駆動信号生成ブロックおよび駆動回路5とを備える。電源制御回路3はオペアンプ等を用いてアナログ回路で構成することも可能であるし、FPGAやDSPなどを用いてデジタル回路で構成することも可能である。ここでは理解を容易にするため、機能ごとにブロックを分け、デジタル処理を前提として説明する。
The power control circuit 3 includes a power control block 4 and a power drive signal generation block and drive
電源制御回路3には、上位コントローラ10から電圧指令値Vrefが入力され、また、電源主回路2から入力電圧Vinと、出力電圧Voutの電圧値が入力される。電源制御回路3の出力は、電源主回路2の駆動信号である。第1の実施形態では、フルブリッジ回路を含む電源主回路2を備えており、スイッチング素子Q1〜Q4はフルブリッジ回路をフェーズシフト駆動する素子である。スイッチング素子Q1からQ4のゲートを制御してこれらの素子のオン/オフは、それぞれ信号Vg1〜Vg4により駆動される。
The power supply control circuit 3 receives the voltage command value Vref from the host controller 10, and receives the input voltage Vin and the output voltage Vout from the power supply
なお、図1〜8では省略されているが、上記の電源主回路2の入力電圧Vinと、出力電圧Voutの電圧値の電源制御ブロック4への入力は、たとえばフォトカプラなどの絶縁伝達素子(不図示)を適宜用いて行われる。VinやVoutの電圧値が大きい場合は、適宜分圧するか、あるいは電圧値をデジタル信号に変換して電源制御ブロック4に入力される。これらの電圧の分圧回路あるいは、電圧検出回路および電圧値のデジタル化回路は省略されている。
また、同様に、信号Vg1〜Vg4は、たとえばフォトカプラなどの絶縁伝送素子(不図示)を用いてスイッチング素子Q1〜Q4のゲートを駆動するドライバ回路(不図示)に送信されている。
Although not shown in FIGS. 1 to 8, the input voltage Vin of the power supply
Similarly, the signals Vg1 to Vg4 are transmitted to a driver circuit (not shown) that drives the gates of the switching elements Q1 to Q4 using an insulated transmission element (not shown) such as a photocoupler.
電源制御ブロック4は、まず、電圧指令値Vrefと出力電圧Voutの差分Verrを演算する。Verrを比例定数Kp倍した比例演算結果と、積分(1/s)して積分定数Ki倍した結果の積分演算結果と、の和を、通常は上記のフルブリッジ回路のスイッチング素子Q1〜Q4のオン/オフ制御量(デューティ:Duty)とする。しかし、本実施形態では、比例演算結果と積分演算結果の和に、入力電圧の平均値Vinaを乗算し、かつ、入力電圧Vinを除算した結果を、制御量(デューティ:Duty)としている。本発明による電源装置はこのような演算を用いた制御を採用していることを特徴としており、この制御方法の特性については後述する。 The power supply control block 4 first calculates a difference Verr between the voltage command value Vref and the output voltage Vout. The sum of the proportional calculation result obtained by multiplying Verr by the proportional constant Kp and the integral calculation result obtained by integrating (1 / s) and multiplying by the integral constant Ki is normally calculated by the switching elements Q1 to Q4 of the full bridge circuit. An on / off control amount (duty) is assumed. However, in this embodiment, the sum of the proportional calculation result and the integral calculation result is multiplied by the average value Vina of the input voltage, and the result of dividing the input voltage Vin is defined as a control amount (duty: Duty). The power supply device according to the present invention is characterized by adopting control using such calculation, and the characteristics of this control method will be described later.
スイッチング信号生成ブロック5は制御量Dutyに従い、電源主回路2のスイッチング素子Q1〜Q4を制御する駆動信号を生成する。
ここで、電源装置1の定常状態を考える。定常状態では制御量Dutyが入力電圧Vinと出力電圧Voutの関係を決める。つまり、VinはDutyの比率でパルス状の電圧となり、トランスTrの高電圧側に正負交互に印加され、トランスTrの低電圧側にはそのN2/N1倍の電圧が発生し、L1とCoutまたはL2とCoutにはそれぞれ正方向に発生した電圧だけが印加されるため、定常状態のDutyとVoutの関係は式(1)となる。
Here, the steady state of the
式(1)は、電源制御ブロック4の出力信号である制御量Dutyが、スイッチング信号生成ブロック5および電源主回路2に伝達され、電源主回路の出力情報であるVoutに変換される関数は(Vin/2)・(N2/N1)であることを表している。N2/N1はトランスTrの巻き数比であるため、定数である。よって、Vinの変動はVoutの変動に直結することがわかる。
これから、フィードバックループ内でVinの変動を除去するためには、制御量(デューティ:Duty)の演算においてVinに相当するゲインを調整してVinをキャンセルする必要があることが分かる。
Expression (1) is a function in which a control amount Duty, which is an output signal of the power supply control block 4, is transmitted to the switching
From this, it can be seen that in order to remove the variation of Vin in the feedback loop, it is necessary to cancel Vin by adjusting the gain corresponding to Vin in the calculation of the control amount (duty: Duty).
第1の実施形態では、VerrをPI制御した結果に、Vina/Vinを乗算している。Vinで除算している理由は、上記、電源主回路2の関数がVinに依存しているため、その効果を打ち消す目的である。Vinaを乗算しているのは、単純にVinで除算すると値が小さくなるため、Vin除算の重みを打ち消す意味がある。Vinaは便宜的に入力電圧の平均値と記載したが、Vin除算の重みを打ち消す効果の定数であり、入力電圧の最小値または最大値、あるいはこの最少値から最大値の間の任意の数値でも構わず、特に限定するものではない。
In the first embodiment, Vina / Vin is multiplied by the result of PI control of Verr. The reason for dividing by Vin is to cancel the effect because the function of the power supply
(第2の実施形態)
図2は本発明に係る電源装置の第2の実施形態を示す。
第2の実施形態では、第1の実施形態で説明した電源装置1内部の電源主回路2の低電圧側の整流回路の構成が変更している。第1の実施形態1の整流ダイオードD1、D2の代わりにスイッチング素子S1、S2を用いて、電流が流れるときにスイッチング素子S1、S2をオン状態にし、同期整流を行う。また、スイッチング素子S1、S2のオン-オフ状態遷移時に、S1の両端に発生するサージ電圧のエネルギーを一時的にアクティブクランプコンデンサCcに蓄積し、穏やかにインダクタL1、L2にエネルギーを回生するためにスイッチング素子S3、S4を駆動する。本明細書では、スイッチング素子S3、S4およびアクティブクランプコンデンサCcからなる回路をアクティブクランプ回路と呼ぶ。
(Second Embodiment)
FIG. 2 shows a second embodiment of the power supply device according to the present invention.
In the second embodiment, the configuration of the rectifier circuit on the low voltage side of the power supply
すなわち第2の実施形態では、低電圧側の整流回路はアクティブクランプ回路付きカレントダブラ回路とされている。このような整流回路を用いることにより電源主回路2の導通損失を減少することができるが、その理由を以下に説明する。
That is, in the second embodiment, the rectifier circuit on the low voltage side is a current doubler circuit with an active clamp circuit. By using such a rectifier circuit, the conduction loss of the power supply
このアクティブクランプ回路付きカレントダブラ回路では、スイッチング素子S3、S4のオン-オフタイミングがVinに依存するので、Vinの検出回路が、本発明の制御と、スイッチング素子S3、S4の制御と、の1台で2役を果たしている。
スイッチング素子S3、S4のオンタイミングは、共振インダクタLrに電圧が印加されている期間を避ける必要がある。その期間は転流重なり期間と呼ばれ、Vinに反比例する。よって、適切なタイミングでアクティブクランプ回路を制御するためには、Vinの逆数で演算処理する必要があり、Vinの逆数を本発明の制御にも用いることも容易となる。
In this current doubler circuit with an active clamp circuit, the on / off timing of the switching elements S3 and S4 depends on Vin, so that the Vin detection circuit is one of the control of the present invention and the control of the switching elements S3 and S4. Plays two roles on the stand.
The on-timing of the switching elements S3 and S4 needs to avoid a period in which a voltage is applied to the resonant inductor Lr. This period is called a commutation overlap period and is inversely proportional to Vin. Therefore, in order to control the active clamp circuit at an appropriate timing, it is necessary to perform arithmetic processing using the reciprocal of Vin, and the reciprocal of Vin can be easily used for the control of the present invention.
同様に、スイッチング素子S3、S4のオフタイミングについてもVinと相関がある。オフタイミングは高電圧側のスイッチング素子Q1、Q2、Q3、Q4のいずれかのタイミングと同期してもよい。しかし、高電圧側の電圧がトランスTrに印加されていないタイミングでもスイッチング素子S3、S4のオン状態を維持して、トランスTrの高電圧側の循環電流を低減する制御(たとえば特開2006−187147号公報参照)を実施することが望ましい。この循環電流低減制御により、アクティブクランプコンデンサCcからインダクタL1、L2にエネルギーが供給され、高電圧側に循環する電流が減少するので、電源主回路2の導通損失が減少する。
Similarly, the off timing of the switching elements S3 and S4 is also correlated with Vin. The off timing may be synchronized with the timing of any of the switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4 on the high voltage side. However, even when the high-voltage side voltage is not applied to the transformer Tr, the switching elements S3 and S4 are maintained in the ON state to reduce the circulating current on the high-voltage side of the transformer Tr (for example, Japanese Patent Laid-Open No. 2006-187147). It is desirable to implement ( By this circulating current reduction control, energy is supplied from the active clamp capacitor Cc to the inductors L1 and L2, and the current circulating to the high voltage side decreases, so that the conduction loss of the power supply
なお、上記の高電圧側の電圧がトランスTrに印加されていないタイミングでもスイッチング素子S3、S4がオン状態を維持する期間を循環電流低減期間とすると、循環電流低減期間はVinが大きいときに短くし、Vinが小さいときには長くする必要がある。これは、アクティブクランプコンデンサCcに印加される電圧がVinとほぼ比例関係にあるため、循環電流低減期間を一定とすると、Vinと循環電流低減量が反比例の相関をもつためである。以上より、アクティブクランプ回路の制御には、Vinの情報を検出するほうが望ましいことが分かる。 Note that if the period during which the switching elements S3 and S4 maintain the ON state even when the high-voltage side voltage is not applied to the transformer Tr is a circulating current reduction period, the circulating current reduction period is short when Vin is large. However, when Vin is small, it needs to be long. This is because the voltage applied to the active clamp capacitor Cc is substantially proportional to Vin, and therefore, if the circulating current reduction period is constant, Vin and the circulating current reduction amount have an inversely proportional correlation. From the above, it can be seen that it is desirable to detect the information of Vin for the control of the active clamp circuit.
また、図3に示すように、アクティブクランプ回路付きカレントダブラ回路を、アクティブクランプ回路付きセンタータップ回路に変更しても、アクティブクランプ回路の動作原理は等しいので、Vinをアクティブクランプ回路付きセンタータップ回路の制御にも用いる。なお、N21とN22はトランスTrの巻き数を示している。
したがって、本発明はアクティブクランプ回路を用いた電源主回路2に対して特に有効であると言える。
As shown in FIG. 3, even if the current doubler circuit with an active clamp circuit is changed to a center tap circuit with an active clamp circuit, the operation principle of the active clamp circuit is the same, so Vin is a center tap circuit with an active clamp circuit. It is also used for control. N21 and N22 indicate the number of turns of the transformer Tr.
Therefore, it can be said that the present invention is particularly effective for the power supply
(第3の実施形態)
図4は本発明に係る電源装置の第3の実施形態を示す。
この実施形態3は、実施形態2で説明した、図3の電源主回路2内の、共振インダクタLrまたはトランスTrの一次側と直列に、共振コンデンサCrを配置した例である。共振コンデンサCrを配置する理由は2つあり、これを以下に説明する。
(Third embodiment)
FIG. 4 shows a third embodiment of the power supply device according to the present invention.
The third embodiment is an example in which a resonance capacitor Cr is arranged in series with the primary side of the resonance inductor Lr or the transformer Tr in the power supply
一つ目は、共振コンバータとして駆動する場合である。図4は直列共振型の共振コンバータを示している。
共振インダクタLrと共振コンデンサCrの共振特性を利用し、電圧または電流を正弦波に変換する。電源制御ブロック4はスイッチング周波数Fswを求める。共振コンバータの場合はスイッチング周波数Fswが制御量となる。電圧または電流の正弦波がゼロクロスするタイミングでスイッチング素子をオン-オフさせる。トランスTrの一次側に電圧を加える時間を固定し、スイッチング周波数Fswを制御することで所望の出力電圧を発生させる。
The first is the case of driving as a resonant converter. FIG. 4 shows a series resonance type resonance converter.
Using the resonance characteristics of the resonant inductor Lr and the resonant capacitor Cr, the voltage or current is converted into a sine wave. The power supply control block 4 obtains the switching frequency Fsw. In the case of a resonant converter, the switching frequency Fsw is a controlled variable. The switching element is turned on and off at the timing when the voltage or current sine wave crosses zero. A time for applying a voltage to the primary side of the transformer Tr is fixed, and a desired output voltage is generated by controlling the switching frequency Fsw.
第3の実施形態の電源装置は、共振コンバータのように電源制御ブロック4の出力がDuty以外の場合にも用いることができる。これは、共振コンバータにおいても式(1)の様に、定常状態において、DutyとVinの積とVoutが比例するからである。 The power supply device of the third embodiment can also be used when the output of the power supply control block 4 is other than Duty like a resonant converter. This is because the product of Duty and Vin and Vout are proportional to each other in the steady state as in the equation (1) also in the resonant converter.
スイッチング周期をT、トランスTrの一次側に電圧が加わる時間をton、とすると、Duty=ton/Tであり、T=1/Fswである。低電圧側の回路がセンタータップ回路であることを考慮すると、式(2)の関係が成り立つ。ただし、N21=N22とする。
上記式(2)から、制御量であるFswにVina/Vinの重みを因子として持たせることで、Voutに対するVinの影響を相殺できることが分かる。
Assuming that the switching period is T and the time during which the voltage is applied to the primary side of the transformer Tr is ton, Duty = ton / T and T = 1 / Fsw. Considering that the circuit on the low voltage side is a center tap circuit, the relationship of Expression (2) is established. However, N21 = N22.
From the above equation (2), it can be understood that the influence of Vin on Vout can be offset by giving the weight of Vina / Vin as a factor to the control amount Fsw.
なお、制御量をスイッチング周期Tとする場合は、TにVin/Vinaを乗算することと同等である。制御量をオフ時間toffとする場合は、電源制御ブロック4内部で一度、ton+toffを演算し、スイッチング周期Tを求め(T=ton+toff)、Vin/Vinaを乗算したスイッチング周期T’からtonを減算し、最終的な制御量toff’(=T’−ton=T*Vin/Vina−ton=(ton+toff)*Vin/Vina−tonを求めることにより、本発明を実施することが可能である。 Note that when the control amount is the switching cycle T, it is equivalent to multiplying T by Vin / Vina. When the control amount is set to the off time toff, the ton + toff is calculated once in the power supply control block 4 to obtain the switching period T (T = ton + toff), and ton is subtracted from the switching period T ′ multiplied by Vin / Vina. The final control variable toff ′ (= T′−ton = T * Vin / Vina−ton = (ton + toff) * Vin / Vina−ton) can be used to implement the present invention.
共振コンデンサCrを配置する理由の2つ目は、トランスTrに流れる電流の直流成分を抑制し、偏磁による磁気飽和を回避するためである。
例えば、周波数固定のフェーズシフト動作のフルブリッジ回路として駆動したときに、スイッチング素子Q1とQ4がオンの状態でLrとTrの一次側との両端にVinの電圧が加わる。この時Lrに流れる電流を正の電流とする。逆に、スイッチング素子Q2とQ3がオンの状態ではLrとTrの一次側との両端に−Vinの電圧が加わる。この時Lrに流れる電流を負の電流とする。この時、スイッチング素子間のオン抵抗バラつきや、Q1とQ4がオンの時間に対するQ2とQ3がオンである時間のずれは、正の電流と負の電流の差として現れ、それは、Trの直流成分として顕在化する。
The second reason for disposing the resonance capacitor Cr is to suppress the direct current component of the current flowing through the transformer Tr and to avoid magnetic saturation due to magnetic bias.
For example, when driven as a full bridge circuit of a phase shift operation with a fixed frequency, a voltage of Vin is applied to both ends of the primary side of Lr and Tr while the switching elements Q1 and Q4 are on. At this time, the current flowing through Lr is defined as a positive current. Conversely, when the switching elements Q2 and Q3 are on, a voltage of −Vin is applied to both ends of the primary side of Lr and Tr. At this time, the current flowing through Lr is a negative current. At this time, the ON resistance variation between the switching elements and the time lag in which Q2 and Q3 are on with respect to the time in which Q1 and Q4 are on appear as the difference between the positive current and the negative current. As it manifests.
しかし、共振コンデンサCrを配置することで、正の電流と負の電流の差は、Crの両端電圧として発生し、正方向の電流と負方向の電流の差は抑制され、トランスTrに流れる直流成分は無くなり、偏磁しない。この偏磁は特にデジタル制御電源のクロック限界によるパルス幅の離散化によって発生しやすい。本発明による電源装置のデューティ制御は、デジタル演算処理で行う方が容易であるが、このデジタル演算処理を採用した場合には、トランスTrの偏磁が発生しやすいことになる。したがって、この第3の実施形態のように本発明をデジタル制御電源に適用する場合は共振コンデンサを配置することにより、トランスTrの偏磁を減少することが望ましい。 However, by arranging the resonant capacitor Cr, the difference between the positive current and the negative current is generated as a voltage across Cr, and the difference between the positive current and the negative current is suppressed, and the direct current flowing through the transformer Tr is reduced. The component disappears and does not demagnetize. This bias is particularly likely to occur due to discretization of the pulse width due to the clock limit of the digital control power supply. The duty control of the power supply apparatus according to the present invention is easier to perform by digital arithmetic processing, but when this digital arithmetic processing is adopted, the bias of the transformer Tr is likely to occur. Therefore, when the present invention is applied to a digital control power supply as in the third embodiment, it is desirable to reduce the bias of the transformer Tr by arranging a resonance capacitor.
図5は本発明に係る電源装置の第4の実施形態を示す。
この第4の実施形態は、第1の実施形態1で説明した電源装置1と異なる構成の電源制御ブロック4を採用した例である。この実施形態4のようにVerrにVina/Vinを乗算しても構わない理由は、第1〜3の実施形態で説明したフィードバックループ内でVinの変動を除去する効果が、制御量DutyがVinと反比例関係であれば成立するためである。
FIG. 5 shows a fourth embodiment of the power supply device according to the present invention.
The fourth embodiment is an example in which a power control block 4 having a configuration different from that of the
つまり、積分計算をΣで記述すれば、第1の実施形態および第4の実施形態で下記式(3)が成立する。
式(3)のように、制御量DutyがVinと反比例関係になるような電源制御ブロック4の他の構成としては、KpをKp*Vina/Vinとおき、KiをKi*Vina/Vinと置く方式や、VrefをVina/Vin倍にし、かつ、VoutもVina/Vin倍する方式であってもよく、これらの方式により同様の効果が得られる。 As in the expression (3), as another configuration of the power supply control block 4 in which the control amount Duty is inversely proportional to Vin, Kp is set to Kp * Vina / Vin and Ki is set to Ki * Vina / Vin. A system or a system in which Vref is multiplied by Vina / Vin and Vout is also multiplied by Vina / Vin may be used, and similar effects can be obtained by these systems.
さらに、本実施例ではPI制御に限定して記述したが、PID制御でも、アナログ制御でゲインおよび位相余裕を調整した場合でも、最終的に制御量(デューティ:Duty)がVinと反比例関係であれば同様の効果が得られる。 Furthermore, in this embodiment, the description is limited to the PI control. However, even if the gain and the phase margin are adjusted by the PID control or the analog control, the control amount (duty: Duty) is finally in an inversely proportional relationship with Vin. The same effect can be obtained.
図6は本発明に係る電源装置の第5の実施形態を示す。
この第5の実施形態は、第1の実施形態で説明した電源装置1と異なる構成の電源主回路2の例である。本発明による電源装置は第5の実施形態のように非絶縁型の降圧DC−DCコンバータに対しても有効に用いることができる。
FIG. 6 shows a fifth embodiment of the power supply device according to the present invention.
The fifth embodiment is an example of a power supply
非絶縁型の降圧DC−DCコンバータの定常時のデューティ(Duty)とVoutおよびVinの関係式は下記式(4)となる。
第1の実施形態や第5の実施形態のように、定常状態時のVoutとVinとDutyの関係式を記述した時、VoutがDutyとVinの積の関数で表せる電源主回路2であれば、本発明による電源回路は有効に用いることができる。
例えば第1の実施形態では、高電圧側フルブリッジ回路、低電圧側カレントダブラ回路の絶縁型の降圧DC−DCコンバータを例に挙げたが、高圧側ハーフブリッジ回路、低圧側センタータップ回路の絶縁型DC−DCコンバータでも本発明は有効であるし、実施形態3のように高圧側フルブリッジ回路、低圧側センタータップ回路の絶縁型DC−DCコンバータでも本発明は有効であるし、高圧側ハーフブリッジ回路、低圧側カレントダブラ回路の絶縁型DC−DCコンバータでも本発明は有効である。
If the relational expression of Vout, Vin, and Duty in a steady state is described as in the first embodiment and the fifth embodiment, if the power supply
For example, in the first embodiment, the high-voltage side full-bridge circuit and the low-voltage side current doubler circuit insulation type step-down DC-DC converter are taken as an example, but the high-voltage side half-bridge circuit and the low-voltage side center tap circuit are insulated. The present invention is effective even with a DC-DC converter, and the present invention is also effective with an insulated DC-DC converter having a high-voltage side full bridge circuit and a low-voltage side center tap circuit as in the third embodiment. The present invention is also effective in an insulated DC-DC converter of a bridge circuit and a low-voltage current doubler circuit.
図7は本発明に係る電源装置の第6の実施形態を示す。
この第6の実施形態は、第1の実施形態で説明した制御量の調整を、電源制御ブロック4ではなく、スイッチング信号生成ブロック5で行う構成とした例である。
FIG. 7 shows a sixth embodiment of the power supply device according to the present invention.
The sixth embodiment is an example in which the control amount adjustment described in the first embodiment is performed not by the power supply control block 4 but by the switching
第1から第5の実施形態では理解を容易にするために、制御量(デューティ:Duty)をVinと反比例に制御する方式としたが、Dutyは最終的にスイッチング素子の駆動信号に変換されるため、スイッチング信号生成ブロック5に同様の処理を加えても、また同様の効果が得られる。
例えば第1の実施形態ではVg1とVg4のオン時間が重なっているタイミングおよびVg3とVg2のオン時間が重なっているタイミングが制御量相当の期間となるため、それらの期間がVinに従いVinと反比例の相関をもつ処理を行えば、同様の効果が得られる。
In the first to fifth embodiments, in order to facilitate understanding, the control amount (duty: Duty) is controlled in inverse proportion to Vin. However, Duty is finally converted into a drive signal for the switching element. Therefore, even if the same processing is added to the switching
For example, in the first embodiment, the timing at which the on times of Vg1 and Vg4 overlap and the timing at which the on times of Vg3 and Vg2 overlap are periods corresponding to the control amount, and these periods are inversely proportional to Vin according to Vin. The same effect can be obtained by performing processing with correlation.
図8から図11は本発明に係る電源装置の動作特性を説明するための図である。
図8は、電源装置の動作特性を確認する試験装置のブロック概略図である。
8 to 11 are diagrams for explaining the operating characteristics of the power supply device according to the present invention.
FIG. 8 is a block schematic diagram of a test apparatus for confirming the operating characteristics of the power supply apparatus.
電源主回路2からのVoutのフィードバックループを切り離し、VrefとVoutに等しい信号を入力する。このように回路を構成することで、Verrは0となり、ある積分値で積分器が落ち着くため、制御量(デューティ:Duty)は、ある一定値を取る。このDutyの一定値をαとおく。このとき、積分値または制御量(Duty)が飽和していないことが条件である。この状態で、Vinをパラメータとして変化させた時に、本発明による電源装置では、以下で説明するようにVinと制御量Dutyとの間に特徴的な相関がみられる。なお、第6の実施形態で説明したとおり、Vg1とVg4などの駆動信号のオン時間のタイミングを確認することによっても同様の動作が行われていることを確認できる。
The feedback loop of Vout from the power supply
図9はVin情報を制御演算に用いない、従来の一般的な電源装置の場合の相関グラフとなる。Vinの変化に対して制御量は変化しない。 FIG. 9 is a correlation graph in the case of a conventional general power supply device that does not use Vin information for control calculation. The control amount does not change with respect to the change in Vin.
図10は従来のPI制御を用いた制御であり、Vinの逆数を制御量Dutyに加算している電源装置の場合の相関グラフとなる。実際には、Vinおよび制御量Dutyには現実的な範囲で上限値ならびに下限値が設定されているが、図10では理解し易いように、Vinを広い範囲で変化させた場合の、VinとDutyの関係曲線を示している。Vinを無限大としたときには、制御量(Duty)がαからVout/Vin’を減算した値に近付き、Vinを0に近付けたときにDutyは無限大に近付くカーブが得られる。ここで、Vin’は、αを求めたときのVinの値である。これは、PI演算結果にVinの反比例曲線が加算されているためである。次に述べる本発明との相違は、Vinを無限大に近付けてもDutyは0ではない値に近付くことにある。 FIG. 10 is a control using conventional PI control, and is a correlation graph in the case of a power supply device in which the inverse of Vin is added to the control amount Duty. Actually, an upper limit value and a lower limit value are set in a practical range for Vin and the control amount Duty. However, as is easy to understand in FIG. 10, Vin and Vin when changing Vin in a wide range are used. A duty relationship curve is shown. When Vin is infinite, the control amount (Duty) approaches a value obtained by subtracting Vout / Vin ′ from α, and when Vin is brought close to 0, a curve is obtained in which Duty approaches infinity. Here, Vin ′ is the value of Vin when α is obtained. This is because an inverse proportional curve of Vin is added to the PI calculation result. The difference from the present invention described below is that even when Vin is brought to infinity, Duty approaches a value other than 0.
図11は、本発明による電源装置を用いた場合のVinとDutyの相関グラフである。VinとDutyには上限下限はあるが、VinとDutyは反比例関係にあり、Vinを無限大に近付けたときにはDutyは0に近付き、Vinを0に近付けたときにはDutyは無限大に近付く近似曲線が得られる。 FIG. 11 is a correlation graph of Vin and Duty when the power supply device according to the present invention is used. There are upper and lower limits for Vin and Duty, but Vin and Duty are inversely proportional, and when Vin approaches infinity, Duty approaches 0, and when Vin approaches 0, Duty approximates infinity. can get.
以上、図8〜11で説明したように、本発明はVinとDutyとが反比例関係になっていることが特徴である。なお、第3の実施形態の共振型コンバータの場合は、図8〜図11のDutyはFswとして測定を行えば同様の現象が得られる。 As described above with reference to FIGS. 8 to 11, the present invention is characterized in that Vin and Duty are in an inversely proportional relationship. In the case of the resonant converter according to the third embodiment, the same phenomenon can be obtained by measuring the duty in FIGS. 8 to 11 as Fsw.
図12は本発明による電源装置の第7の実施形態であり、この電源装置を電動車両に搭載した場合の、この電源装置を含む電源系統での電気エネルギーの移動とこの電源系統を構成する種々の回路の制御装置(コントローラ)間の制御情報の移動を説明するための図である。
外部電力系統12から充電器13を介して、リチウム電池などから構成される入力電源(VHV)2に電気エネルギーが蓄えられる。入力電源(VLV)6は、電動車両の車輪(不図示)に繋がるモータ(MOT)9を駆動するインバータ8と、補器14を駆動する負荷電源(VLV)7へ適切な電圧を供給する電源主回路2とに電力を供給する。
FIG. 12 shows a seventh embodiment of the power supply device according to the present invention. When this power supply device is mounted on an electric vehicle, the movement of electric energy in the power supply system including this power supply device and the various types constituting this power supply system are shown. It is a figure for demonstrating the movement of the control information between the control apparatuses (controller) of the circuit of this.
Electric energy is stored in the input power source (VHV) 2 composed of a lithium battery or the like from the
電動車両が走行している時には、充電器13は入力電源6に電力を供給しないため、入力電源6の端子間電圧は、インバータ8および電源主回路2の駆動状況にのみ影響する。そのため、電動車両の加速時には、特に、インバータ8が入力電源6から大電流を引き抜く。この際、大電流引き抜きによって、入力電源6の蓄電量が減少し電圧が低下する効果に加え、入力電源6の内部抵抗に大電流が流れ、電圧が発生し、入力電源6の両端電圧は瞬間的に大きく低下する。
Since the charger 13 does not supply power to the
一般的な電源装置は瞬間的な入力電圧の変動は考慮にいれる必要が無いため、入力電圧変動に対する特殊な制御は通常は電源制御回路に組み込まれない。
一方、車載用電源装置の場合は、上記現象が顕著となり、本発明の様な入力電源の電圧変動に対して、たとえば本発明での電源主回路2の制御量を調整する機能は電源制御回路3に組み込む必要がある。この機能が電源制御回路3に組み込まれていない場合は、補器14に印加される電圧が過大もしくは過小となり、補器14が破損する可能性がある。
Since a general power supply device does not need to take into account fluctuations in input voltage instantaneously, special control for fluctuations in input voltage is not usually incorporated in a power supply control circuit.
On the other hand, in the case of an in-vehicle power supply device, the above phenomenon becomes remarkable, and the function of adjusting the control amount of the power supply
また、図12は、各コントローラと上位コントローラ10の通信を記載した。電源コントローラ3aは、電源制御ブロック4での演算およびスイッチング信号生成ブロック5での演算などを行うものである。実施形態1〜6に示したVrefはこの上位コントローラ10から電源コントローラ3aに送られる信号の一部である。Vrefは負荷電源7の劣化状態や充電状態や接続状態などに依存する。例えば、負荷電源7が劣化した場合、初期出荷時の電圧まで化学的に充電できなくなるため、Vrefを低下させる。この情報は、負荷電源7のバッテリコントローラから上位コントローラ10へ送信され、上位コントローラ10から電源コントローラ3aへ送信される。この時、実施形態1〜6では、制御ループに対してVrefは外乱相当の作用をするが、上記で説明したように、本発明による電源制御回路3のフィードバックループ内で確実に適切な量の制御が実現される。背景技術として挙げた、Vinの逆数を制御量に加算している場合は、Vin/Voutの項が制御ループ外から影響を与えるため、適切な制御がきかず、Vrefに対するVoutの応答性も悪い。したがって、本発明は上位コントローラ10から可変のVrefが与えられた場合も有効な発明といえる。
FIG. 12 shows communication between each controller and the host controller 10. The power supply controller 3a performs calculations in the power supply control block 4, calculations in the switching
図13は、負荷電源7のバッテリコントローラ7aが、上位コントローラ10を介さず電源コントローラ3aに直接Vref情報を送信することが可能な構成の例である。負荷電源7の状態の把握や、負荷電源7へのDC電力の供給の制御を直接行うので、上位コントローラ10を介して負荷電源7への電力供給の制御を行う場合に比べ、補機14等の負荷変動の際の応答性が向上する。
FIG. 13 shows an example of a configuration in which the
なお、Vinが入力電源の端子間電圧VHVと等しいと仮定すれば、図13に示したように、入力電源6のバッテリコントローラ6aから電源コントローラ3aへVin情報を直接送信することも可能である。もちろん、上位コントローラ10を介してもよい。図12に示すような構成では、VHVとVinの電圧検出にそれぞれ電圧検出回路が必要であるが、図13の構成ではVHVあるいはVinのどちらかの電圧検出回路を削減することができる。ただし、実施形態1で記載したように、よりスイッチング素子Q1〜Q4の両端電圧に近い入力コンデンサCinの両端電圧を入力電圧Vinを検出する方が望ましい。
Assuming that Vin is equal to the terminal voltage VHV of the input power supply, as shown in FIG. 13, it is also possible to directly transmit Vin information from the
以上、本発明による電源装置の6つの実施形態の例を説明したが、これらの実施形態を組み合わせて用いることも可能である。
また、本発明による電源装置は、上記実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、入力電源(VHV)6と記載述した蓄電デバイスは、インバータ8以外の別の負荷と接続してもよい。また、入力電源6では、電力系統12の電圧をダイオード整流したものでもよい。
As mentioned above, although the example of 6 embodiment of the power supply device by this invention was demonstrated, it is also possible to use combining these embodiment.
Further, the power supply device according to the present invention is not limited to the above-described embodiment, and it is needless to say that various changes can be made without departing from the gist thereof. For example, the power storage device described as the input power supply (VHV) 6 may be connected to another load other than the
以上で説明した本発明によるDC−DCコンバータおよびDC電源装置の効果をまとめると以下ののようになる。
本発明によるDC−DCコンバータでは、入力電圧による電源回路の伝達関数の変化を打ち消すように、制御量を変化させる。そのため、入力電圧の変化に対し出力電圧は高速に応答できる。
さらにこの効果により、出力電圧の変動が抑えられ、電源回路の出力コンデンサの容量を減らすことができ、小型かつ軽量かつ安価な電源装置を実現できる。
したがって本発明による電源装置は、電動建機用電源装置や電動工具用電源装置などに対しても有効に利用できる。
The effects of the DC-DC converter and the DC power supply device according to the present invention described above are summarized as follows.
In the DC-DC converter according to the present invention, the control amount is changed so as to cancel the change in the transfer function of the power supply circuit due to the input voltage. Therefore, the output voltage can respond at high speed to the change of the input voltage.
Furthermore, due to this effect, fluctuations in the output voltage can be suppressed, the capacity of the output capacitor of the power supply circuit can be reduced, and a small, lightweight and inexpensive power supply device can be realized.
Therefore, the power supply device according to the present invention can be effectively used for a power supply device for an electric construction machine or a power supply device for an electric tool.
以上の説明は本発明の実施形態および変形実施の例であり、本発明はこれらの実施形態や変形実施例に限定されない。当業者であれば、本発明の特徴を損なわずに様々な変形実施が可能である。 The above description is examples of the embodiments and modified embodiments of the present invention, and the present invention is not limited to these embodiments and modified examples. Those skilled in the art can implement various modifications without impairing the features of the present invention.
1…電源装置
2…電源主回路
3…電源制御回路
3a…電源コントローラ
4…電源制御ブロック
5…スイッチング信号生成ブロック
6…入力電源(VHV)
6a…入力電源コントローラ
7…負荷電源(VLV)
7a…負荷電源コントローラ
8…インバータ(INV)
8a…インバータコントローラ
9…モータ(MOT)
10…上位コントローラ
11…試験装置
12…外部電力系統
13…充電器
13a…充電器コントローラ
14…補機
14a…補機コントローラ
Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、S1、S2、S3、S4…スイッチング素子
D1、D2…整流ダイオード
Lr…共振インダクタ
L1、L2、L3…インダクタ
Cin…入力コンデンサ
Cout…出力コンデンサ
Cc…アクティブクランプコンデンサ
Cr…共振コンデンサ
Tr…トランス
N1、N2、N21、N22…巻き数
Vref…電圧指令値
Vin…入力電圧
Vout…出力電圧
Verr…電圧指令値と出力電圧の差分電圧
1/s…積分器
Kp…比例定数
Ki…積分定数
Vina…入力電圧の平均値程度の重みを持った定数
Duty…制御量
Fsw…スイッチング周波数(共振コンバータでは制御量と同義)
Vg1、Vg2、Vg3、Vg4、Vg5、Vg6…スイッチング素子のゲート駆動信号
Vin’…図4に示す測定を行った時のVinの初期値
α…図4に示す測定をVin’で行った時のDutyの値
DESCRIPTION OF
6a: Input power controller 7: Load power supply (VLV)
7a ... Load
8a ...
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Host controller 11 ...
Vg1, Vg2, Vg3, Vg4, Vg5, Vg6... Switching element gate drive signal Vin '... Initial value of Vin when the measurement shown in FIG. 4 is performed α... When the measurement shown in FIG. Duty value
Claims (16)
前記電源主回路は、入力電源の直流入力電圧を所定の直流出力電圧に変換する電圧変換動作を行って、負荷に前記所定の直流出力電圧を印加することにより前記負荷に電力を供給し、
前記電源制御回路は、前記電源主回路の前記電圧変換動作の制御量を生成して前記電圧変換動作を制御し、
前記電源主回路の前記所定の直流出力電圧は、定常動作時に、前記電源主回路の制御量と前記入力電圧との積に比例し、
前記電源主回路の制御量は、前記入力直流電圧の逆数を因子として含むことを特徴とする電源装置。 Power supply main circuit and power supply control circuit
The power supply main circuit performs a voltage conversion operation for converting a DC input voltage of an input power supply into a predetermined DC output voltage, and supplies the load with power by applying the predetermined DC output voltage to a load.
The power supply control circuit generates a control amount of the voltage conversion operation of the power supply main circuit to control the voltage conversion operation;
The predetermined DC output voltage of the power supply main circuit is proportional to the product of the control amount of the power supply main circuit and the input voltage during steady operation.
The control amount of the power supply main circuit includes a reciprocal of the input DC voltage as a factor.
前記電源装置は、さらに前記入力電源と前記負荷とを備えることを特徴とする電源装置。 The power supply device according to claim 1,
The power supply apparatus further includes the input power supply and the load.
前記電源主回路は、入力側と出力側がトランスで絶縁され、
前記入力側または出力側の回路で、低電圧側の回路がカレントダブラ回路で構成されることを特徴とする電源装置。 The power supply device according to claim 1 or 2,
In the power supply main circuit, the input side and the output side are insulated by a transformer,
The power supply apparatus according to claim 1, wherein the input side or output side circuit includes a low voltage side circuit formed of a current doubler circuit.
前記電源主回路は、入力側と出力側がトランスで絶縁され、
前記入力側または出力側の回路で、低電圧側の回路がセンタータップ回路で構成されることを特徴とする電源装置。 The power supply device according to claim 1 or 2,
In the power supply main circuit, the input side and the output side are insulated by a transformer,
A power supply apparatus comprising: a circuit on the input side or an output side, and a circuit on a low voltage side formed of a center tap circuit.
前記電源主回路は、入力側と出力側がトランスで絶縁され、
前記電源主回路の高電圧側の回路がフルブリッジ回路で構成され、
ることを特徴とする電源装置。 The power supply device according to any one of claims 1 to 4,
In the power supply main circuit, the input side and the output side are insulated by a transformer,
The circuit on the high voltage side of the power supply main circuit is composed of a full bridge circuit,
A power supply device.
前記電源主回路は、前記低電圧側の回路がアクティブクランプ回路を含むことを特徴とする電源装置。 The power supply device according to any one of claims 1 to 5,
In the power source main circuit, the low voltage side circuit includes an active clamp circuit.
前記電源主回路のトランス一次側巻き線と直列に共振コンデンサが配置されることを特徴とする電源装置。 The power supply device according to any one of claims 1 to 6,
A power supply device comprising a resonance capacitor arranged in series with a primary winding of a transformer of the power supply main circuit.
前記電源主回路は複数のスイッチング素子を有するスイッチング回路を有し、
前記電源制御回路は、前記電圧変換動作の制御量を生成する電源制御ブロックと、前記電圧変換動作の制御量から前記複数のスイッチング素子の各々のオンオフを制御するスイッチング制御信号を生成するスイッチング信号生成ブロックとを有することを特徴とする電源装置。 The power supply device according to any one of claims 1 to 7,
The power source main circuit has a switching circuit having a plurality of switching elements,
A power control block for generating a control amount for the voltage conversion operation; and a switching signal generation for generating a switching control signal for controlling on / off of each of the plurality of switching elements from the control amount for the voltage conversion operation. A power supply device comprising a block.
前記電源制御ブロックはデジタル演算回路で構成され、前記電源制御ブロックが出力する前記電源主回路の制御量は、前記入力電圧で除算されていることを特徴とする電源装置。 The power supply device according to claim 8, wherein
The power source control block includes a digital arithmetic circuit, and a control amount of the main power circuit output from the power source control block is divided by the input voltage.
前記電源制御ブロックが出力する前記電源主回路の制御量は、前記入力電圧の最小値から最大値までの、ある一定値が乗算されていることを特徴とする電源装置。 The power supply device according to claim 9,
The control amount of the power supply main circuit output from the power supply control block is multiplied by a certain value from a minimum value to a maximum value of the input voltage.
前記負荷は当該車載補機にDC電力を供給する低電圧バッテリであり、
前記電源制御回路のコントローラと、前記高電圧バッテリのコントローラと、前記車載補機のコントローラと、前記低電圧バッテリのコントローラとを制御する上位コントローラを備えることを特徴とする車載用電源装置。 It is a vehicle-mounted power supply device mounting the power supply device according to any one of claims 1 to 10, wherein the input power supply is a high-voltage battery that supplies DC power to an inverter that drives a vehicle drive motor,
The load is a low voltage battery that supplies DC power to the in-vehicle auxiliary machine,
An in-vehicle power supply device comprising: a controller of the power supply control circuit; a controller of the high-voltage battery; a controller of the in-vehicle auxiliary machine; and a controller of the low-voltage battery.
前記電源制御ブロックの電圧指令値は、上位コントローラから前記電源制御回路のコントローラに送信されることを特徴とする車載用電源装置。 The in-vehicle power supply device according to claim 11,
The in-vehicle power supply apparatus, wherein the voltage command value of the power supply control block is transmitted from a host controller to the controller of the power supply control circuit.
前記負荷は負荷電源とこれに接続された補機とを含み、
前記電源制御ブロックの電圧指令値は、前記負荷電源のコントローラから前記電源制御回路のコントローラに可変値として送信さることを特徴とする車載用電源装置。 The in-vehicle power supply device according to claim 11,
The load includes a load power source and an auxiliary device connected thereto,
The in-vehicle power supply device, wherein the voltage command value of the power supply control block is transmitted as a variable value from the controller of the load power supply to the controller of the power supply control circuit.
前記電源制御ブロックの入力電圧値は、前記入力電源のコントローラから前記電源制御回路のコントローラに可変値として送信されることを特徴とする車載用電源装置。 The in-vehicle power supply device according to claim 12 or 13,
The in-vehicle power supply device characterized in that the input voltage value of the power supply control block is transmitted as a variable value from the controller of the input power supply to the controller of the power supply control circuit.
前記電源主回路は、入力電源の直流入力電圧を所定の直流出力電圧に変換する電圧変換動作を行って、負荷に前記所定の直流出力電圧を印加することにより電力を供給し、
前記電源制御回路は、前記電源主回路の前記電圧変換動作の制御量を生成して前記電圧変換動作を制御し、
前記電源主回路の前記所定の直流出力電圧は、定常動作時に、前記電源主回路の制御量と前記入力電圧との積に比例する電源装置において、
前記入力電圧と前記制御量は、前記電源主回路の出力電圧の端子と、前記電源制御回路にフィードバックする出力電圧の端子と、を切り離し、電圧指令値端子と、前記電源制御回路にフィードバックする出力電圧の端子と、に同等の値を入力した状態で、前記制御回路の入力電圧端子の値を変更した時に、反比例関係になることを特徴とする電源装置。 Power supply main circuit and power supply control circuit
The power source main circuit performs a voltage conversion operation for converting a DC input voltage of an input power source into a predetermined DC output voltage, and supplies power by applying the predetermined DC output voltage to a load.
The power supply control circuit generates a control amount of the voltage conversion operation of the power supply main circuit to control the voltage conversion operation;
In the power supply apparatus, the predetermined DC output voltage of the power supply main circuit is proportional to a product of a control amount of the power supply main circuit and the input voltage during steady operation.
The input voltage and the controlled variable are separated from the output voltage terminal of the power supply main circuit and the output voltage terminal fed back to the power supply control circuit, and are fed back to the voltage command value terminal and the power supply control circuit. A power supply apparatus having an inversely proportional relationship when a value of an input voltage terminal of the control circuit is changed while an equivalent value is input to a voltage terminal.
前記電源装置は、さらに前記入力電源と前記負荷とを備えることを特徴とする電源装置。
The power supply device according to claim 15,
The power supply apparatus further includes the input power supply and the load.
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