JP2014017807A - Semiconductor device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、差動のクロック信号とシングルエンドの伝送信号を入力する半導体装置に関する。 The present invention relates to a semiconductor device for inputting a differential clock signal and a single-ended transmission signal.
例えばマイコンから周辺ICにシリアル通信でデータを送信する場合、マイコンは、クロック信号とそのクロック信号に同期したデータ信号を送信する。近年、通信速度の高速化が要求されており、ノイズがある環境下でも高速で通信エラーのない安定した通信を行うためには、差動形式のクロック信号と差動形式のデータ信号を用いることが有効である(例えば特許文献1参照)。周辺ICは、これらクロック信号とデータ信号を差動レシーバにより受信し、各差動レシーバから出力されるクロック信号とデータ信号を、それぞれ同期回路であるシフトレジスタのクロック端子とデータ端子に与えている。 For example, when data is transmitted from a microcomputer to a peripheral IC by serial communication, the microcomputer transmits a clock signal and a data signal synchronized with the clock signal. In recent years, there has been a demand for higher communication speeds, and in order to perform high-speed stable communication without communication errors even in noisy environments, use differential clock signals and differential data signals. Is effective (see, for example, Patent Document 1). The peripheral IC receives the clock signal and the data signal by the differential receiver, and supplies the clock signal and the data signal output from each differential receiver to the clock terminal and the data terminal of the shift register which is a synchronous circuit, respectively. .
差動信号を用いた上で通信速度の一層の高速化を図るには、クロック信号とデータ信号の振幅を小さくすることが有効である。また、クロック信号とデータ信号は、クロック半周期またはクロック周期ごとに論理レベルが変化し、その度にドライバに駆動電流が流れるので、信号振幅を小さくすると消費電力の低減にも効果がある。そのため、例えば3.3Vの電圧レベルを持つシステムであっても、通信に用いる差動のクロック信号とデータ信号の電圧振幅をより小さい電圧にすることが行われている。 In order to further increase the communication speed using a differential signal, it is effective to reduce the amplitude of the clock signal and the data signal. Further, since the logic level of the clock signal and the data signal changes every clock half cycle or every clock cycle, and the drive current flows to the driver each time, reducing the signal amplitude is effective in reducing power consumption. Therefore, for example, even in a system having a voltage level of 3.3 V, the voltage amplitude of the differential clock signal and data signal used for communication is made smaller.
ところで、マイコンが周辺ICの受信回路等を制御するため、クロック信号とデータ信号に加え、同期回路の制御に用いる信号例えばシフトレジスタのチップセレクト信号を送信する場合がある。このような伝送信号は、クロック信号やデータ信号に比べて高速化の要求が低く、通信線の本数の増大を避けるためにも差動信号ではなくシングルエンドの信号が用いられている。マイコンは、伝送信号をクロックに同期させるとともに、マイコン内部の電圧レベル(例えば3.3V)をそのまま用いて送信する。周辺ICは、この伝送信号をシュミットトリガの通信バッファを用いて受信する。 By the way, in order to control the receiving circuit and the like of the peripheral IC, the microcomputer may transmit a signal used for controlling the synchronizing circuit, for example, a chip select signal of the shift register, in addition to the clock signal and the data signal. Such transmission signals require less speed than clock signals and data signals, and single-ended signals are used instead of differential signals in order to avoid an increase in the number of communication lines. The microcomputer synchronizes the transmission signal with the clock and transmits the voltage level inside the microcomputer (for example, 3.3 V) as it is. The peripheral IC receives this transmission signal using a Schmitt trigger communication buffer.
上記構成を用いて実際にシリアル通信を実行すると、クロック信号とチップセレクト信号とのタイミングのずれに起因すると思われる受信エラーが発生する事象が生じた。
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、同期して送信された差動のクロック信号とシングルエンドの伝送信号を受信して同期回路に用いる場合、同期回路で生じる誤動作を防止する半導体装置を提供することにある。
When serial communication is actually executed using the above configuration, an event occurs in which a reception error that may be caused by a timing difference between the clock signal and the chip select signal occurs.
The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to prevent a malfunction that occurs in a synchronous circuit when a synchronous clock signal and a single-ended transmission signal that are transmitted synchronously are used in the synchronous circuit. An object of the present invention is to provide a semiconductor device for preventing the above.
請求項1に記載した半導体装置は、差動のクロック信号が入力される差動入力形式の第1レシーバと、前記クロック信号に同期して送信される信号であって前記クロック信号とは電圧振幅が異なるシングルエンドの伝送信号と当該伝送信号に対するしきい値電圧とが入力される差動入力形式の第2レシーバと、前記第1レシーバから出力されるクロック信号に同期して動作し、前記第2レシーバから出力される伝送信号が前記同期動作における機能信号として用いられる同期回路とを備えている。 The semiconductor device according to claim 1 is a differential input type first receiver to which a differential clock signal is input, and a signal transmitted in synchronization with the clock signal, the clock signal having a voltage amplitude A second receiver of a differential input type to which a single-ended transmission signal having a different value and a threshold voltage for the transmission signal are input; and a clock signal output from the first receiver; 2 includes a synchronization circuit in which a transmission signal output from the receiver is used as a function signal in the synchronization operation.
第1レシーバと第2レシーバは、ともに差動入力形式のレシーバであるため、その入出力間の遅延特性はほぼ等しくなる。そこで、クロック信号を第1レシーバで受け、伝送信号を第2レシーバで受けると、第1レシーバと第2レシーバからそれぞれ出力されるクロック信号と伝送信号とのタイミングのずれを低減できる。また、一般に受信回路の遅延特性は温度や電圧に応じて変動し、特にシュミットトリガの通信バッファのしきい値は温度の影響を受け易い。本手段によれば、第1レシーバと第2レシーバの遅延量の変動すなわち公差ばらつきもほぼ等しくなる。従って、クロック信号と伝送信号の信号形式および電圧振幅が異なっていても、同期回路に与えられるクロック信号と伝送信号との間のタイミングのずれを低減でき、誤動作を防止できる。 Since the first receiver and the second receiver are both differential input type receivers, the delay characteristics between the input and output are substantially equal. Therefore, when the clock signal is received by the first receiver and the transmission signal is received by the second receiver, the timing shift between the clock signal and the transmission signal output from the first receiver and the second receiver can be reduced. In general, the delay characteristics of the receiving circuit fluctuate according to temperature and voltage. In particular, the threshold value of the Schmitt trigger communication buffer is easily affected by temperature. According to this means, the variation of the delay amount between the first receiver and the second receiver, that is, the tolerance variation becomes substantially equal. Therefore, even if the signal formats and voltage amplitudes of the clock signal and the transmission signal are different, the timing shift between the clock signal and the transmission signal applied to the synchronization circuit can be reduced, and malfunction can be prevented.
請求項2に記載した手段によれば、前記しきい値電圧の設定レベルを保持し、その設定レベルを持つしきい値電圧を出力する電圧出力回路を備えている。本手段によれば、第2レシーバに入力するしきい値電圧を変更できるので、第2レシーバから出力される伝送信号の遅れ量をしきい値電圧に応じて調整可能となる。 According to a second aspect of the present invention, there is provided a voltage output circuit that holds a set level of the threshold voltage and outputs a threshold voltage having the set level. According to this means, since the threshold voltage input to the second receiver can be changed, the delay amount of the transmission signal output from the second receiver can be adjusted according to the threshold voltage.
請求項3に記載した手段によれば、前記クロック信号と前記伝送信号とが同期した状態でそれぞれ前記第1レシーバと前記第2レシーバに入力されているときに、前記第1レシーバから出力されるクロック信号と前記第2レシーバから出力される伝送信号とのずれを検出する検出回路と、前記検出されたずれが低減するように前記しきい値電圧のレベルを調整し、その調整した設定レベルを前記電圧出力回路に保持させる補正回路とを備えている。本手段によれば、実際に検出したずれに基づいて、第1レシーバから出力されるクロック信号と第2レシーバから出力される伝送信号とのタイミングのずれを精度良く低減できる。
According to the means described in
請求項8に記載した手段によれば、前記第1レシーバから出力されるクロック信号を遅延させる第1遅延回路と、前記第2レシーバから出力される伝送信号を遅延指令に応じて遅延させる第2遅延回路と、前記第2遅延回路の遅延量を指令する遅延指令を保持し、その遅延指令を前記第2遅延回路に対し出力する遅延指令回路とを備えている。 According to the means described in claim 8, the first delay circuit that delays the clock signal output from the first receiver, and the second that delays the transmission signal output from the second receiver according to a delay command. A delay circuit; and a delay command circuit that holds a delay command for commanding a delay amount of the second delay circuit and outputs the delay command to the second delay circuit.
本手段によれば、遅延指令に応じて第2遅延回路の遅延量を変更できるので、同期回路に与えられる伝送信号の遅れ量を調整可能となる。第2遅延回路の遅延量を第1遅延回路の遅延量よりも大きくすることにより、クロック信号に対して伝送信号を遅れの方向に調整できる。逆に、第2遅延回路の遅延量を第1遅延回路の遅延量よりも小さくすることにより、クロック信号に対して伝送信号を進みの方向に調整できる。 According to this means, the delay amount of the second delay circuit can be changed according to the delay command, so that the delay amount of the transmission signal applied to the synchronization circuit can be adjusted. By making the delay amount of the second delay circuit larger than the delay amount of the first delay circuit, the transmission signal can be adjusted in the direction of delay with respect to the clock signal. Conversely, by making the delay amount of the second delay circuit smaller than the delay amount of the first delay circuit, the transmission signal can be adjusted in the direction of advance with respect to the clock signal.
請求項9に記載した手段によれば、前記クロック信号と前記伝送信号とが同期した状態でそれぞれ前記第1レシーバと前記第2レシーバに入力されているときに、前記第1遅延回路から出力されるクロック信号と前記第2遅延回路から出力される伝送信号とのずれを検出する検出回路と、前記検出されたずれが低減するように前記第2遅延回路の遅延量を調整し、その調整した遅延量を指令する遅延指令を前記遅延指令回路に保持させる補正回路とを備えている。本手段によれば、実際に検出したずれに基づいて、同期回路に与えられるクロック信号と伝送信号とのタイミングのずれを精度良く低減できる。 According to the means described in claim 9, when the clock signal and the transmission signal are input to the first receiver and the second receiver in a synchronized state, respectively, they are output from the first delay circuit. A detection circuit for detecting a deviation between a clock signal to be transmitted and a transmission signal output from the second delay circuit, and adjusting a delay amount of the second delay circuit so as to reduce the detected deviation. And a correction circuit that causes the delay command circuit to hold a delay command for commanding the delay amount. According to this means, it is possible to accurately reduce the timing shift between the clock signal and the transmission signal applied to the synchronization circuit based on the actually detected shift.
各実施形態において実質的に同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
(第1の実施形態)
以下、第1の実施形態について図1ないし図4を参照しながら説明する。例えば車両のエンジンECU(Electronic Control Unit)には、マイコンの他にASICなどの周辺ICが搭載されている。マイコンと周辺ICは、互いにシリアル通信を行うための通信回路を備えている。
In each embodiment, substantially the same parts are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
(First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment will be described with reference to FIGS. 1 to 4. For example, a vehicle engine ECU (Electronic Control Unit) includes a peripheral IC such as an ASIC in addition to a microcomputer. The microcomputer and the peripheral IC include a communication circuit for performing serial communication with each other.
マイコンは、通信線CL1、CL2を通して差動のクロック信号(CLK+、CLK−)を送信するとともに、通信線CL3、CL4を通してクロック信号に同期した差動のデータ信号(DATA+、DATA−)を送信し、通信線CL5を通してクロック信号に同期したシングルエンドのチップセレクト信号(CS)を送信する。チップセレクト信号は、本発明でいう伝送信号に相当する。以下の説明では、クロック信号、データ信号、チップセレクト信号をそれぞれCLK信号、DATA信号、CS信号と称す。 The microcomputer transmits a differential clock signal (CLK +, CLK−) through the communication lines CL1 and CL2, and transmits a differential data signal (DATA +, DATA−) synchronized with the clock signal through the communication lines CL3 and CL4. The single-ended chip select signal (CS) synchronized with the clock signal is transmitted through the communication line CL5. The chip select signal corresponds to a transmission signal in the present invention. In the following description, a clock signal, a data signal, and a chip select signal are referred to as a CLK signal, a DATA signal, and a CS signal, respectively.
CS信号は、マイコンやASICの内部回路と同様にL:0V/H:3.3Vの電圧レベルを有している。これに対し、CLK+/−信号とDATA+/−信号は、通信速度を高めるとともに消費電力を低減する目的から1.2V±0.15V(1.05V/1.35V)の電圧レベルを有している。 The CS signal has a voltage level of L: 0V / H: 3.3V as in the internal circuit of the microcomputer or ASIC. In contrast, the CLK +/− and DATA +/− signals have a voltage level of 1.2V ± 0.15V (1.05V / 1.35V) for the purpose of increasing communication speed and reducing power consumption. Yes.
図1に示すように、通信回路1(半導体装置に相当)は、CLK信号、DATA信号、CS信号を受信する差動入力形式のレシーバ2、3、4(それぞれ第1、第3、第2レシーバに相当)と、受信したDATA信号が1ビットずつ順次格納されるシフトレジスタ5を備えている。レシーバ4の非反転入力端子にはCS信号が入力され、反転入力端子にはしきい値電圧Vthが入力されている。レシーバ2、3、4は、同一回路で同サイズに構成されており、チップ上に互いに接近して配置されている。
As shown in FIG. 1, a communication circuit 1 (corresponding to a semiconductor device) includes
シフトレジスタ5は、レシーバ2から出力されるCLK信号に同期して動作する同期回路であり、受信するデータ長に応じてn段のDフリップフロップF/F1、F/F2、…、F/Fnが直列に接続されている。F/F1〜F/FnのCK端子にはレシーバ2から出力されるCLK信号が入力されており、RB(リセット)端子にはレシーバ4から出力されるCS信号が入力されている。すなわち、CS信号は、シフトレジスタ5においてリセット解除信号として機能する信号である。
The
次に、本実施形態の作用について図2ないし図4も参照しながら説明する。本実施形態で説明するのは、通信線上の信号形式と電圧振幅が異なるCLK信号およびCS信号のタイミングのずれである。CLK信号とDATA信号は、通信線上の信号形式と電圧振幅が同じであるため、相互のタイミングのずれは十分に小さくなる。簡単化のため、送受信するビットデータはD1(LSB)からDn(MSB)までのn個とする。実際には、スタートビット、パリティビット、ストップビットなども送受信されることは周知の通りである。 Next, the operation of the present embodiment will be described with reference to FIGS. In the present embodiment, the timing difference between the CLK signal and the CS signal having a voltage amplitude different from the signal format on the communication line is described. Since the CLK signal and the DATA signal have the same signal format and voltage amplitude on the communication line, the timing difference between them is sufficiently small. For simplification, n bit data from D1 (LSB) to Dn (MSB) are transmitted and received. As is well known, a start bit, a parity bit, a stop bit, etc. are actually transmitted and received.
通信回路1のレシーバ2は、入力したCLK+信号の電圧レベルがCLK−信号の電圧レベルよりも高いときにHレベルのCLK信号を出力し、CLK+信号の電圧レベルがCLK−信号の電圧レベルよりも低いときにLレベルのCLK信号を出力する。DATA+信号、DATA−信号を入力するレシーバ3も同様である。これに対し、レシーバ4は、図2に示すように、入力したCS信号の電圧レベルがしきい値電圧Vthよりも高いときにHレベルのCS信号を出力し、入力したCS信号の電圧レベルがしきい値電圧Vthよりも低いときにLレベルのCS信号を出力する。しきい値電圧Vthのレベルを適切に設定することにより、レシーバ2が出力するCLK信号とレシーバ4が出力するCS信号とのずれをゼロに近づけることができる(図2参照)。
The
マイコンは、CLK信号のダウンエッジのタイミングでデータD1(LSB)の送信を開始するとともにCS信号をHレベルにする。また、CLK信号のダウンエッジのタイミングでデータDn(MSB)の送信を終了するとともにCS信号をLレベルに戻す。比較例として示す図4は、シュミットトリガの通信バッファを用いてCS信号を受ける従来例のタイミングチャートである。 The microcomputer starts transmission of data D1 (LSB) at the timing of the down edge of the CLK signal and sets the CS signal to the H level. Further, the transmission of the data Dn (MSB) is terminated at the timing of the down edge of the CLK signal, and the CS signal is returned to the L level. FIG. 4 shown as a comparative example is a timing chart of a conventional example that receives a CS signal using a Schmitt trigger communication buffer.
図4(a)は、レシーバが出力するCLK信号と通信バッファが出力するCS信号との間にずれがなく、後述するレイアウト上の配線遅延も等しい理想的な場合を示している。F/F1〜F/Fnは、CS信号がHレベルになるとリセットが解除され、CLK信号のアップエッジでデータを取り込む。F/F1〜F/Fnには、CLK信号のアップエッジに対するDATA信号とCS信号についてセットアップ時間Tsとホールド時間Thが規定されている。本理想的な場合には、セットアップ時間Tsよりも前にCS信号が確定している。 FIG. 4A shows an ideal case where there is no deviation between the CLK signal output from the receiver and the CS signal output from the communication buffer, and the wiring delay in the layout described later is equal. F / F1 to F / Fn are released from reset when the CS signal becomes H level, and take in data at the rising edge of the CLK signal. In F / F1 to F / Fn, a setup time Ts and a hold time Th are defined for the DATA signal and CS signal for the up edge of the CLK signal. In this ideal case, the CS signal is determined before the setup time Ts.
図4(b)は、従来例において実際に生じるタイミングのずれを示している。信号形式と電圧レベルが異なるCLK信号とCS信号をそれぞれレシーバと通信バッファを用いて受信すると、CS信号にTd1だけの相対的な遅れが生じる。さらに、ASICのレイアウトに起因して、通信バッファの出力端子とF/F1〜F/Fnの各RB端子との距離に応じてCS信号に最大でTd2だけの配線遅延が生じる。最悪ケースを想定するため、レシーバの出力端子からF/F1〜F/Fnの各CK端子までのCLK信号の配線遅延はゼロとしている。このような場合には、CS信号についてセットアップ時間Tsを確保できない虞があり、このことが従来生じていた通信エラーの原因であったと考えられる。 FIG. 4B shows a timing shift that actually occurs in the conventional example. When a CLK signal and a CS signal having different signal formats and voltage levels are received using a receiver and a communication buffer, respectively, a relative delay of Td1 occurs in the CS signal. Further, due to the layout of the ASIC, a wiring delay corresponding to a maximum of Td2 occurs in the CS signal according to the distance between the output terminal of the communication buffer and each of the RB terminals F / F1 to F / Fn. In order to assume the worst case, the wiring delay of the CLK signal from the output terminal of the receiver to each of the CK terminals F / F1 to F / Fn is set to zero. In such a case, there is a possibility that the setup time Ts cannot be secured for the CS signal, and this is considered to be the cause of the communication error that has occurred conventionally.
図3は、本実施形態のタイミングチャートを示している。ここでも、最悪ケースを想定するため、レシーバ2の出力端子から後のCLK信号の配線遅延はゼロとしている。上から順に、レシーバ4が出力する理想的な(CLK信号とのずれがない)CS信号、レシーバ4が出力する実際のCS信号、F/F1のRB端子に入力されるCS信号、F/F2のRB端子に入力されるCS信号、F/FnのRB端子に入力されるCS信号、F/F1〜F/Fnの各CK端子に入力されるCLK信号、F/F1のD端子に入力されるDATA信号を表している。
FIG. 3 shows a timing chart of the present embodiment. Again, in order to assume the worst case, the wiring delay of the CLK signal after the output terminal of the
CS信号をCLK信号と同じ差動入力形式のレシーバ4で受け、図2に示すように適切なしきい値電圧Vthを設定したので、レシーバ2が出力するCLK信号とレシーバ4が出力するCS信号とのタイミングのずれはTd3(<Td1)にまで減少する。その結果、上述した配線遅延Td2が存在しても、CLK信号のアップエッジに対しセットアップ時間Tsよりも余裕時間Tm1だけ前にCS信号がHレベルに確定する。また、最後のデータDn(MSB)を保持した次のCLK信号のアップエッジに対しセットアップ時間Tsよりも前に、F/F1〜F/Fnに入力されるCS信号がLレベルに確定する。
Since the CS signal is received by the
以上説明した本実施形態の通信回路1は、シングルエンドのCS信号を、差動のCLK信号を受けるレシーバ2と同様に差動入力形式を持つレシーバ4で受ける。レシーバ2、4は、同一回路で同サイズに構成されており且つ互いに接近して配置されているので、入出力間の遅延特性がほぼ等しくなり、温度等による遅延量の変動すなわち公差ばらつきもほぼ等しくなる。
The communication circuit 1 of the present embodiment described above receives a single-ended CS signal by a
従って、CLK信号とCS信号の通信線上での電圧振幅の違いに応じてレシーバ4で用いるしきい値電圧Vthを適切に設定することにより、シュミットトリガの通信バッファを用いてCS信号を受けていた従来構成に比べ、レシーバ2、4からそれぞれ出力されるCLK信号、CS信号のタイミングのずれを低減できる。その結果、レシーバ4とシフトレジスタ5との間の配線遅延が存在する場合でも、CLK信号に対するCS信号のセットアップ時間Tsを確保することができ、通信エラーの発生を防止することができる。
Accordingly, the CS signal is received using the Schmitt trigger communication buffer by appropriately setting the threshold voltage Vth used in the
(第2の実施形態)
次に、第2の実施形態について図5ないし図13を参照しながら説明する。通信回路11は、レシーバ4の反転入力端子に入力される第1しきい値電圧VthHと第2しきい値電圧VthLを調整する回路を備えている。電圧出力回路12は、しきい値電圧VthH、VthLの各設定レベルを保持する記憶回路と、保持した設定レベルをD/A変換してしきい値電圧VthH、VthLを出力するD/A変換器とを備えている。電圧出力回路12は、CS信号がLレベルからHレベルに立ち上がるときにしきい値電圧VthHを出力し、CS信号がHレベルからLレベルに立ち下がるときにしきい値電圧VthLを出力する。
(Second Embodiment)
Next, a second embodiment will be described with reference to FIGS. The
検出回路13は、レシーバ2から出力されるCLK信号とレシーバ4から出力されるCS信号とのずれを検出する。検出回路13は、図6に示すようにインバータ51、52、ANDゲート53、55、56、59〜61、65〜68、NANDゲート54、Dフリップフロップ57、58、62〜64および平均処理回路(図示せず)から構成されている。検出回路13は、CLK信号とCS信号を入力し、進み位相差信号(立ち上がり)、進み位相差信号(立ち下がり)、遅れ位相差信号(立ち上がり)、遅れ位相差信号(立ち下がり)、進み/遅れ判定信号(立ち上がり)および進み/遅れ判定信号(立ち下がり)を出力する。
The
補正回路14は、検出されたずれが低減するようにしきい値電圧VthH、VthLのレベルを調整し、その調整した設定レベルを電圧出力回路12の記憶回路に記憶させる。これら検出回路13と補正回路14による調整動作は、モード信号がテストモードにある期間、すなわち電源投入直後やマイコンの指示によりマイコンと周辺ICがテストモードに移行し、マイコンがCLK信号とCS信号を同期した状態で繰り返し送信している期間に実行される。
The
図7は、検出回路13の動作説明図である。(a)はCLK信号に対しCS信号が遅れている場合、(b)はCLK信号に対しCS信号が進んでいる場合を示している。ずれを明確に示すため、両信号のずれをやや誇張して表している。検出回路13は、CLK信号の反転信号とCS信号とのAND信号(/CLK・CS)がHレベルとなるずれ期間に3.3V(第1電圧)となり、Lレベルとなる期間に0V(第2電圧)となる遅れ位相差信号(立ち上がり)を生成してその平均電圧を出力する。平均処理は、積分回路(デューティー電圧変換)などを用いればよい。
FIG. 7 is an explanatory diagram of the operation of the
同様にして、検出回路13は、CLK信号の反転信号とCS信号の反転信号とのAND信号(/CLK・/CS)により遅れ位相差信号(立ち下がり)を生成し、CLK信号とCS信号とのAND信号(CLK・CS)により進み位相差信号(立ち上がり)を生成し、CLK信号とCS信号の反転信号とのAND信号(CLK・/CS)により進み位相差信号(立ち下がり)を生成し、これらの各平均電圧を出力する。CLK信号とCS信号とのずれに関係しない期間は、各位相差信号は0Vにマスクされている。これらデューティ信号である位相差信号の平均電圧は、CLK信号とCS信号との位相のずれ量に応じた値となる。
Similarly, the
図8から図12は、CLK信号に対しCS信号が進んでいる場合/遅れている場合の進み/遅れ判定信号および位相差信号を示している。Hレベルが3.3V、Lレベルが0Vであり、CLK信号の周期Tは100nsである。図8は、CS信号の立ち上がりと立ち下がりがともに15ns進んでいる場合である。図9は、CS信号の立ち上がりと立ち下がりがともに15ns遅れている場合である。図10は、CS信号の立ち上がりが15ns進んでおり、立ち下がりが15ns遅れている場合である。図11は、CS信号の立ち上がりが15ns遅れており、立ち下がりが15ns進んでいる場合である。図12は、CS信号の立ち上がりと立ち下がりに進みも遅れもない場合である。 8 to 12 show the advance / delay determination signal and the phase difference signal when the CS signal is advanced / delayed with respect to the CLK signal. The H level is 3.3 V, the L level is 0 V, and the cycle T of the CLK signal is 100 ns. FIG. 8 shows a case where the rise and fall of the CS signal are both advanced by 15 ns. FIG. 9 shows a case where the rise and fall of the CS signal are both delayed by 15 ns. FIG. 10 shows a case where the CS signal rises by 15 ns and the fall is delayed by 15 ns. FIG. 11 shows a case where the rising edge of the CS signal is delayed by 15 ns and the falling edge is advanced by 15 ns. FIG. 12 shows a case where there is no progress or delay in the rise and fall of the CS signal.
検出回路13は、CLK信号に対しCS信号の立ち上がりが進んでいる場合には、CS信号が立ち上がるときに進み時間(15ns)だけ0Vから3.3Vになる進み位相差信号(立ち上がり)を生成する。このとき、進み/遅れ判定信号(立ち上がり)を3.3Vにする。検出回路13は、CLK信号に対しCS信号の立ち下がりが進んでいる場合にも、CS信号が立ち下がるときに進み時間(15ns)だけ0Vから3.3Vになる進み位相差信号(立ち下がり)を生成する。このとき、進み/遅れ判定信号(立ち下がり)を3.3Vにする。
When the CS signal rises with respect to the CLK signal, the
検出回路13は、CLK信号に対しCS信号の立ち上がりが遅れている場合には、CS信号が立ち上がるときに(T/2−遅れ時間)(35ns)だけ0Vから3.3Vになる遅れ位相差信号(立ち上がり)を生成する。このとき、進み/遅れ判定信号(立ち上がり)を0Vにする。検出回路13は、CLK信号に対しCS信号の立ち下がりが遅れている場合には、CS信号が立ち下がるときに(T/2−遅れ時間)(35ns)だけ0Vから3.3Vになる遅れ位相差信号(立ち下がり)を生成する。このとき、進み/遅れ判定信号(立ち下がり)を0Vにする。
When the rising edge of the CS signal is delayed with respect to the CLK signal, the detecting
検出回路13は、CLK信号に対しCS信号の立ち上がりに進みも遅れもない場合には、0V一定の進み位相差信号(立ち上がり)と、T/2(50ns)だけ0Vから3.3Vになる遅れ位相差信号(立ち上がり)を生成する。CS信号の立ち下がりも同様である。検出回路13は、生成した進み位相差信号(立ち上がり/立ち下がり)と遅れ位相差信号(立ち上がり/立ち下がり)の各平均値を出力する。
When there is no advance or delay in the rising edge of the CS signal with respect to the CLK signal, the
補正回路14は、CS信号が立ち上がるときに、遅れ位相差信号(立ち上がり)と進み位相差信号(立ち上がり)と進み/遅れ判定信号(立ち上がり)とに基づいて位相の進み/遅れと位相差(ずれ量)を把握し、ずれがゼロに収束するようにしきい値電圧VthHのレベルを調整する。すなわち、進み位相差信号(立ち上がり)の平均値がゼロになり、遅れ位相差信号(立ち上がり)の平均値が最大になるように、しきい値電圧VthHのレベルを調整する。ここでの最大値は、CS信号が周期的に立ち上がる間隔(クロック数)とHレベルの電圧とにより定まる電圧である。
When the CS signal rises, the
同様に、補正回路14は、CS信号が立ち下がるときに、遅れ位相差信号(立ち下がり)と進み位相差信号(立ち下がり)と進み/遅れ判定信号(立ち下がり)とに基づいて位相の進み/遅れと位相差(ずれ量)を把握し、ずれがゼロに収束するようにしきい値電圧VthLのレベルを調整する。すなわち、進み位相差信号(立ち下がり)の平均値がゼロになり、遅れ位相差信号(立ち下がり)の平均値が最大になるようにしきい値電圧VthLのレベルを調整する。ここでの最大値は、上記した通りである。
Similarly, when the CS signal falls, the
図13は、しきい値電圧VthH、VthLのレベル調整の前後におけるCS信号の変化を示している。図13(a)に示すCS信号の立ち上がりの例ではCS信号が遅れているので、補正回路14は、しきい値電圧VthHのレベルを下げることによりCS信号の遅れを減らすように調整する。図13(b)に示すCS信号の立ち下がりの例ではCS信号が進んでいるので、補正回路14は、しきい値電圧VthLのレベルを下げることによりCS信号の遅れを増やすように調整する。同期したCLK信号とCS信号に対し上記調整を1回または複数回繰り返すことにより、レシーバ2、4からそれぞれ出力されるCLK信号とCS信号とのタイミングのずれを低減できる。
FIG. 13 shows changes in the CS signal before and after the level adjustment of the threshold voltages VthH and VthL. Since the CS signal is delayed in the example of the rising edge of the CS signal shown in FIG. 13A, the
本実施形態によれば、電圧出力回路12は、CS信号の立ち上がり、立ち下がりに対し別々にしきい値電圧VthH、VthLを設定できるので、それら設定レベルを調整してCLK信号とCS信号とのずれを正確に調整することができる。検出回路13と補正回路14は、テストモードにおいてCLK信号とCS信号とのずれを検出してずれがゼロになるようにしきい値電圧VthH、VthLを調整するので、ECUの動作中であってもテストモードを実行することにより上記ずれをキャリブレートすることができる。その他、第1の実施形態と同様の作用および効果が得られる。
According to the present embodiment, the
(第3の実施形態)
次に、第3の実施形態について図14および図15を参照しながら説明する。通信回路21は、レシーバ3、4からそれぞれ出力されたDATA信号、CS信号を、レシーバ2から出力されたCLK信号で同期化するためのDフリップフロップF/F22、F/F23を備えている。F/F22、F/F23は、それぞれCLK信号のアップエッジでDATA信号、CS信号を取り込む。同期化に伴い、シフトレジスタ5のF/F1〜F/Fnは、CLK信号のアップエッジの取り込みからダウンエッジの取り込みに変更されている。
(Third embodiment)
Next, a third embodiment will be described with reference to FIGS. 14 and 15. The
図15は、本実施形態のタイミングチャートを示している。図3と同様に最悪ケースを想定するため、レシーバ2の出力端子から後のCLK信号の配線遅延はゼロとしている。上から順に、レシーバ4が出力する理想的な(CLK信号とのずれがない)CS信号、レシーバ4が出力する実際のCS信号、F/F23が出力するCS信号、F/F1のRB端子に入力されるCS信号、F/F2のRB端子に入力されるCS信号、F/FnのRB端子に入力されるCS信号、F/F1〜F/Fnの各CK端子に入力されるCLK信号、レシーバ3が出力するDATA信号、F/F22が出力する(F/F1のD端子に入力される)DATA信号を表している。
FIG. 15 shows a timing chart of the present embodiment. In order to assume the worst case as in FIG. 3, the wiring delay of the CLK signal after the output terminal of the
F/F23を設けたことにより、レシーバ2、4で生じたCS信号とCLK信号とのずれは一旦解消される。第2の実施形態で説明した調整動作により、レシーバ2が出力するCLK信号とレシーバ4が出力するCS信号とのずれはTd3にまで減少している。このため、F/F23について、CLK信号のアップエッジに対するセットアップ時間Tsよりも前にCS信号がHレベルに確定する。
By providing the F /
F/F23のQ端子とF/F1〜F/Fnの各RB端子との間には、CS信号に最大でTd2だけの配線遅延が生じる。しかし、同期化したことにより、F/F1〜F/Fnについて、CLK信号のダウンエッジに対するセットアップ時間Tsよりも余裕時間Tm2(>Tm1)だけ前にCS信号がHレベルに確定する。また、最後のデータDn(MSB)を保持した次のCLK信号のダウンエッジに対するセットアップ時間Tsよりも前に、F/F1〜F/Fnに入力されるCS信号がLレベルに戻る。
Between the Q terminal of the F /
本実施形態の通信回路21は、DATA信号とCS信号をCLK信号に同期化するためのF/F22、F/F23を備えている。F/F23をチップ上でレシーバ4に接近させて配置することにより、F/F23、F/F1〜F/Fnの何れに対してもセットアップ時間Tsよりも前にCS信号のレベルを確定することができる。その結果、第1、第2の実施形態よりもセットアップ時間Tsに対する余裕度が向上し、一層確実に通信エラーを防止することができる。
The
(第4の実施形態)
次に、第4の実施形態について図16を参照しながら説明する。ASICなどの周辺ICの通信回路31は、第3の実施形態で説明した通信回路21から検出回路13と補正回路14を除いた構成を備えている。出荷検査装置32は、例えばICテスタから構成されており、通信回路33、検出回路13および補正回路14を備えている。
(Fourth embodiment)
Next, a fourth embodiment will be described with reference to FIG. A
出荷前の検査工程では、出荷検査装置32に上記周辺ICが接続される。通信回路33は、通信回路31に対しCLK信号とそれに同期したCS信号を送信する。出荷検査装置32の検出回路13は、レシーバ2から出力されるCLK信号とレシーバ4から出力されるCS信号とのずれを検出する。補正回路14は、検出されたずれが低減するようにしきい値電圧VthH、VthLのレベルを調整する。出荷検査装置32は、その調整した設定レベルを周辺ICに出力し、電圧出力回路12の記憶回路に記憶させる。
In the inspection process before shipment, the peripheral IC is connected to the
本実施形態によっても第3の実施形態と同様の作用および効果が得られる。また、周辺ICの通信回路31は、検出回路13と補正回路14を備える必要がないので、これらの回路の分だけチップ面積を低減することができる。
This embodiment can provide the same operations and effects as those of the third embodiment. Further, since the
(第5の実施形態)
次に、第5の実施形態について図17および図18を参照しながら説明する。本実施形態の通信回路41は、一定のしきい値電圧VthH、VthLを用いる替わりに、各レシーバ2、3、4の出力信号を遅延させる遅延回路42、43、44を備えている。遅延回路42、44は第1遅延回路、第2遅延回路に相当する。
(Fifth embodiment)
Next, a fifth embodiment will be described with reference to FIGS. 17 and 18. The
CLK信号、DATA信号を遅延させる遅延回路42、43は、それぞれ直列に接続された一定数のバッファ回路から構成されている。CS信号を遅延させる遅延回路44は、遅延量を指令する遅延指令に応じてバッファ回路の直列接続数を1または複数に変更可能に構成されている。
The
遅延指令回路45は、遅延回路44におけるバッファ回路の直列接続数NH、NLを記憶回路に保持しており、CS信号がLレベルからHレベルに立ち上がるときにNHの遅延指令を出力し、CS信号がHレベルからLレベルに立ち下がるときにNLの遅延指令を出力する。直列接続数NH、NLは、それぞれ第1遅延量、第2遅延量に相当する。レシーバ4のみならずレシーバ2、3に対しても遅延回路42、43を備えるのは、CLK信号とDATA信号に対しCS信号を進みと遅れの両方向に調整可能とするためである。
The
検出回路13は、第2の実施形態で説明したように、伝送信号が立ち上がるときおよび立ち下がるときに、それぞれ遅延回路42から出力されるCLK信号と遅延回路44から出力されるCS信号とのずれを検出する。補正回路46は、CS信号が立ち上がるときに位相の進み/遅れと位相差(ずれ量)を把握し、ずれがゼロに収束するように直列接続数NHを調整する。すなわち、進み位相差信号(立ち上がり)の平均値がゼロになり、遅れ位相差信号(立ち上がり)が最大になるように直列接続数NHを調整する。
As described in the second embodiment, the
同様に、補正回路46は、CS信号が立ち下がるときに位相の進み/遅れと位相差(ずれ量)を把握し、ずれがゼロに収束するように直列接続数NLを調整する。すなわち、進み位相差信号(立ち下がり)の平均値がゼロになり、遅れ位相差信号(立ち下がり)が最大になるように直列接続数NLを調整する。補正回路46は、その調整した直列接続数NH、NLを遅延指令回路45の記憶回路に記憶させる。
Similarly, the
これら検出回路13と補正回路46による調整動作は、モード信号がテストモードにある期間に実行される。なお、補正回路46は、テストモードにおいて直列接続数NHを1つずつ増減していき、通信エラーが発生し始める下限値と通信エラーが発生し始める上限値とを求め、この下限値と上限値との中央値を直列接続数NHとして決定してもよい。直列接続数NLも同様に決定できる。
The adjustment operation by the
図18は、直列接続数NH、NLの調整の前後におけるCS信号の変化を示している。図18(a)に示すCS信号の立ち上がりの例ではCS信号が遅れているので、補正回路46は、直列接続数NHを少なくすることによりCS信号の遅れを減らすように調整する。図18(b)に示すCS信号の立ち下がりの例ではCS信号が進んでいるので、補正回路46は、直列接続数NLを多くすることによりCS信号の遅れを増やすように調整する。上記調整を1回または複数回繰り返すことにより、F/F1〜F/Fnに入力されるCLK信号とCS信号とのずれがゼロに近付くように調整することができる。本実施形態によっても第3の実施形態と同様の効果が得られる。
FIG. 18 shows changes in the CS signal before and after the adjustment of the number of series connections NH and NL. Since the CS signal is delayed in the example of the rising edge of the CS signal shown in FIG. 18A, the
(その他の実施形態)
以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変形、拡張を行うことができる。
(Other embodiments)
As mentioned above, although preferred embodiment of this invention was described, this invention is not limited to embodiment mentioned above, A various deformation | transformation and expansion | extension can be performed within the range which does not deviate from the summary of invention.
同期回路は、レシーバ2から出力されるCLK信号に同期して動作し、レシーバ4から出力される伝送信号(上記実施形態ではCS信号)が同期動作における機能信号として用いられる回路であれば、シフトレジスタ5に限られない。伝送信号もCS信号に限られない。本発明に係る半導体装置は、通信回路以外の種々の回路に適用できる。
The synchronization circuit operates in synchronization with the CLK signal output from the
第1の実施形態を以下のように変形してもよい。すなわち、F/F22およびF/F23を追加して同期化するとともに、シフトレジスタ5のF/F1〜F/FnをCLK信号のダウンエッジの取り込みに変更してもよい。電圧出力回路12を追加し、その記憶回路にしきい値電圧Vthの設定レベルを保持するようにしてもよい。また、その保持するしきい値電圧Vthの設定レベルを書き換え可能に構成してもよい。
The first embodiment may be modified as follows. That is, F / F22 and F / F23 may be added and synchronized, and F / F1 to F / Fn of the
第2、第3、第4、第5の実施形態において、第1の実施形態と同様に、CS信号がLレベルからHレベルに立ち上がるときのしきい値電圧と、CS信号がHレベルからLレベルに立ち下がるときにしきい値電圧とを共通の値Vthにしてもよい。 In the second, third, fourth, and fifth embodiments, as in the first embodiment, the threshold voltage when the CS signal rises from the L level to the H level, and the CS signal from the H level to the L level. The threshold voltage may be set to a common value Vth when falling to the level.
第5の実施形態を以下のように変形してもよい。すなわち、F/F22およびF/F23を削除するとともに、シフトレジスタ5のF/F1〜F/FnをCLK信号のアップエッジの取り込みに変更してもよい。また、検出回路13と補正回路46を省略してもよい。この場合、第4の実施形態と同様に、出荷前の検査工程において検出回路13と補正回路46と通信回路33を備えた出荷検査装置を接続し、検出されたずれが低減するように遅延回路44におけるバッファ回路の直列接続数NH、NLを調整してもよい。出荷検査装置は、その調整した直列接続数NH、NLを周辺ICに出力し、遅延指令回路45の記憶回路に記憶させる。さらに、直列接続数NHと直列接続数NLを区別せず共通の値にしてもよい。
The fifth embodiment may be modified as follows. That is, F / F22 and F / F23 may be deleted, and F / F1 to F / Fn of the
上記各実施形態および変形例のうちF/F22およびF/F23を設けた構成において、シフトレジスタ5のF/F1〜F/FnをCLK信号のアップエッジの取り込みに変更してもよい。この場合には、F/F22、F/F23の取り込みタイミングとF/F1〜F/Fnの取り込みタイミングとは1クロック周期だけ異なる。
In the configuration in which the F /
第2ないし第4の実施形態においても、補正回路14は、テストモードにおいてしきい値電圧VthHを徐々に増減していき、通信エラーが発生し始める下限値と通信エラーが発生し始める上限値とを求め、この下限値と上限値との中央値をしきい値電圧VthHとして決定してもよい。しきい値電圧VthLも同様にして決定できる。
Also in the second to fourth embodiments, the
上記各実施形態および変形例において、しきい値電圧Vth、VthH、VthLまたは直列接続数NH、NLを調整しても、F/F1〜F/Fnに入力されるCLK信号とCS信号とのずれがセットアップ時間Tsを確保できる範囲内にまで縮小できない場合には、マイコンにエラーフラグを送信するように構成してもよい。 In each of the above embodiments and modifications, even if the threshold voltages Vth, VthH, VthL or the number of series connections NH, NL are adjusted, the difference between the CLK signal and the CS signal input to F / F1 to F / Fn However, if it is not possible to reduce the setup time Ts to a range that can secure the setup time Ts, an error flag may be transmitted to the microcomputer.
図面中、1、11、21、31、41は通信回路(半導体装置)、2はレシーバ(第1レシーバ)、3はレシーバ(第3レシーバ)、4はレシーバ(第2レシーバ)、5はシフトレジスタ(同期回路)、12は電圧出力回路、13は検出回路、14、46は補正回路、23はDフリップフロップ(同期化回路)、42は遅延回路(第1遅延回路)、44は遅延回路(第2遅延回路)、45は遅延指令回路である。 In the drawing, 1, 11, 21, 31, 41 are communication circuits (semiconductor devices), 2 is a receiver (first receiver), 3 is a receiver (third receiver), 4 is a receiver (second receiver), and 5 is a shift. Register (synchronization circuit), 12 is a voltage output circuit, 13 is a detection circuit, 14 and 46 are correction circuits, 23 is a D flip-flop (synchronization circuit), 42 is a delay circuit (first delay circuit), 44 is a delay circuit (Second delay circuit) 45 is a delay command circuit.
Claims (14)
前記クロック信号に同期して送信される信号であって前記クロック信号とは電圧振幅が異なるシングルエンドの伝送信号と当該伝送信号に対するしきい値電圧とが入力される差動入力形式の第2レシーバ(4)と、
前記第1レシーバから出力されるクロック信号に同期して動作し、前記第2レシーバから出力される伝送信号が前記同期動作における機能信号として用いられる同期回路(5)とを備えたことを特徴とする半導体装置。 A first receiver (2) in a differential input format to which a differential clock signal is input;
A differential input type second receiver to which a single-ended transmission signal having a voltage amplitude different from that of the clock signal and a threshold voltage for the transmission signal are input in synchronization with the clock signal. (4) and
And a synchronization circuit (5) that operates in synchronization with a clock signal output from the first receiver, and a transmission signal output from the second receiver is used as a function signal in the synchronization operation. Semiconductor device.
前記検出されたずれが低減するように前記しきい値電圧のレベルを調整し、その調整した設定レベルを前記電圧出力回路に保持させる補正回路(14)とを備えたことを特徴とする請求項2記載の半導体装置。 When the clock signal and the transmission signal are input to the first receiver and the second receiver in a synchronized state, respectively, the clock signal output from the first receiver and the second receiver are output. A detection circuit (13) for detecting a deviation from the transmission signal;
A correction circuit (14) for adjusting a level of the threshold voltage so as to reduce the detected deviation and holding the adjusted set level in the voltage output circuit. 2. The semiconductor device according to 2.
前記検出回路(13)は、前記伝送信号が立ち上がるときおよび立ち下がるときに、それぞれ前記第1レシーバから出力されるクロック信号と前記第2レシーバから出力される伝送信号とのずれを検出し、
前記補正回路(14)は、前記伝送信号が立ち上がるときに前記第1しきい値電圧のレベルを調整し、前記伝送信号が立ち下がるときに前記第2しきい値電圧のレベルを調整することを特徴とする請求項3記載の半導体装置。 The voltage output circuit (12) maintains a set level of a first threshold voltage and a second threshold voltage, outputs a first threshold voltage when the transmission signal rises, and the transmission signal Output the second threshold voltage when falling,
The detection circuit (13) detects a shift between a clock signal output from the first receiver and a transmission signal output from the second receiver, respectively, when the transmission signal rises and falls.
The correction circuit (14) adjusts the level of the first threshold voltage when the transmission signal rises, and adjusts the level of the second threshold voltage when the transmission signal falls. The semiconductor device according to claim 3.
前記補正回路(14)は、前記検出回路が出力する平均値に基づいて前記しきい値電圧のレベルを調整することを特徴とする請求項3または4記載の半導体装置。 The detection circuit (13) generates a first voltage during a period in which there is a deviation between the clock signal output from the first receiver and the transmission signal output from the second receiver. The second voltage is generated during a period excluding the generated period, and an average value of the generated voltages is output.
5. The semiconductor device according to claim 3, wherein the correction circuit adjusts the level of the threshold voltage based on an average value output from the detection circuit.
前記検出回路(13)は、前記第1レシーバから出力されるクロック信号に対し前記第2レシーバから出力される伝送信号の立ち上がり/立ち下がりが進んでいる場合には、それぞれ前記伝送信号が立ち上がるとき/立ち下がるときに進み時間だけ第2電圧から第1電圧になる進み位相差信号を生成し、前記第1レシーバから出力されるクロック信号に対し前記第2レシーバから出力される伝送信号の立ち上がり/立ち下がりが遅れている場合には、それぞれ前記伝送信号が立ち上がるとき/立ち下がるときに(T/2−遅れ時間)だけ第2電圧から第1電圧になる遅れ位相差信号を生成し、これら生成した進み位相差信号と遅れ位相差信号の各平均値を出力するように構成され、
前記補正回路(14)は、前記進み位相差信号の平均値がゼロになり、前記遅れ位相差信号の平均値が最大になるように、前記しきい値電圧のレベルを調整することを特徴とする請求項3または4記載の半導体装置。 When the period of the clock signal is T,
When the rise / fall of the transmission signal output from the second receiver is advanced with respect to the clock signal output from the first receiver, the detection circuit (13) A leading phase difference signal that changes from the second voltage to the first voltage for the leading time when falling, and the rising / falling of the transmission signal output from the second receiver relative to the clock signal output from the first receiver When the fall is delayed, a delayed phase difference signal is generated from the second voltage to the first voltage only when the transmission signal rises / falls (T / 2−delay time). Configured to output each average value of the advanced phase difference signal and the delayed phase difference signal,
The correction circuit (14) adjusts the level of the threshold voltage so that an average value of the leading phase difference signal becomes zero and an average value of the delayed phase difference signal becomes maximum. The semiconductor device according to claim 3 or 4.
前記第2レシーバから出力される伝送信号を遅延指令に応じて遅延させる第2遅延回路(44)と、
前記第2遅延回路の遅延量を指令する遅延指令を保持し、その遅延指令を前記第2遅延回路に対し出力する遅延指令回路(45)とを備えたことを特徴とする請求項1記載の半導体装置。 A first delay circuit (42) for delaying a clock signal output from the first receiver;
A second delay circuit (44) for delaying a transmission signal output from the second receiver according to a delay command;
2. The delay command circuit according to claim 1, further comprising: a delay command circuit that holds a delay command for commanding a delay amount of the second delay circuit and outputs the delay command to the second delay circuit. Semiconductor device.
前記検出されたずれが低減するように前記第2遅延回路の遅延量を調整し、その調整した遅延量を指令する遅延指令を前記遅延指令回路に保持させる補正回路(46)とを備えたことを特徴とする請求項8記載の半導体装置。 A clock signal output from the first delay circuit and an output from the second delay circuit when the clock signal and the transmission signal are input to the first receiver and the second receiver in a synchronized state, respectively. A detection circuit (13) for detecting a deviation from the transmitted signal;
A correction circuit (46) for adjusting a delay amount of the second delay circuit so as to reduce the detected deviation, and holding the delay command for instructing the adjusted delay amount in the delay command circuit; The semiconductor device according to claim 8.
前記検出回路(13)は、前記伝送信号が立ち上がるときおよび立ち下がるときに、それぞれ前記第1遅延回路から出力されるクロック信号と前記第2遅延回路から出力される伝送信号とのずれを検出し、
前記補正回路(46)は、前記伝送信号が立ち上がるときに前記第1遅延量を調整し、前記伝送信号が立ち下がるときに前記第2遅延量を調整することを特徴とする請求項9記載の半導体装置。 The delay command circuit (45) holds a delay command for commanding a first delay amount and a delay command for commanding a second delay amount, and outputs a delay command related to the first delay amount when the transmission signal rises. And outputting a delay command related to the second delay amount when the transmission signal falls,
The detection circuit (13) detects a deviation between a clock signal output from the first delay circuit and a transmission signal output from the second delay circuit, respectively, when the transmission signal rises and falls. ,
The correction circuit (46) adjusts the first delay amount when the transmission signal rises, and adjusts the second delay amount when the transmission signal falls. Semiconductor device.
前記補正回路(46)は、前記検出回路が出力する平均値に基づいて前記第2遅延回路の遅延量を調整することを特徴とする請求項9または10記載の半導体装置。 The detection circuit (13) generates a first voltage during a period in which a shift occurs between the clock signal output from the first delay circuit and the transmission signal output from the second delay circuit, The second voltage is generated in a period excluding the period in which the deviation occurs, and an average value of the generated voltage is output,
11. The semiconductor device according to claim 9, wherein the correction circuit adjusts a delay amount of the second delay circuit based on an average value output from the detection circuit.
前記検出回路(13)は、前記第1遅延回路から出力されるクロック信号に対し前記第2遅延回路から出力される伝送信号の立ち上がり/立ち下がりが進んでいる場合には、それぞれ前記伝送信号が立ち上がるとき/立ち下がるときに進み時間だけ第2電圧から第1電圧になる進み位相差信号を生成し、前記第1遅延回路から出力されるクロック信号に対し前記第2遅延回路から出力される伝送信号の立ち上がり/立ち下がりが遅れている場合には、それぞれ前記伝送信号が立ち上がるとき/立ち下がるときに(T/2−遅れ時間)だけ第2電圧から第1電圧になる遅れ位相差信号を生成し、これら生成した進み位相差信号と遅れ位相差信号の各平均値を出力するように構成され、
前記補正回路(46)は、前記進み位相差信号の平均値がゼロになり、前記遅れ位相差信号の平均値が最大になるように、前記第2遅延回路の遅延量を調整することを特徴とする請求項9または10記載の半導体装置。 When the period of the clock signal is T,
When the rising / falling edge of the transmission signal output from the second delay circuit is advanced with respect to the clock signal output from the first delay circuit, the detection circuit (13) Transmission that is output from the second delay circuit in response to a clock signal that is output from the first delay circuit by generating an advance phase difference signal that changes from the second voltage to the first voltage for the advance time when rising or falling. When the signal rise / fall is delayed, a delayed phase difference signal is generated from the second voltage to the first voltage only when the transmission signal rises / falls (T / 2−delay time). The average value of the generated advance phase difference signal and delayed phase difference signal is output,
The correction circuit (46) adjusts the delay amount of the second delay circuit so that the average value of the lead phase difference signal becomes zero and the average value of the delay phase difference signal becomes maximum. The semiconductor device according to claim 9 or 10.
前記同期回路(5)は、前記第2レシーバから出力される伝送信号をチップセレクト信号とし、前記第1レシーバから出力されるクロック信号に同期して、前記第3レシーバから出力されるデータ信号を順次入力するシフトレジスタであることを特徴とする請求項1ないし13の何れかに記載の半導体装置。 A differential input type third receiver (3) to which a differential data signal transmitted in synchronization with the clock signal is input;
The synchronization circuit (5) uses a transmission signal output from the second receiver as a chip select signal, and outputs a data signal output from the third receiver in synchronization with a clock signal output from the first receiver. 14. The semiconductor device according to claim 1, wherein the semiconductor device is a shift register that inputs sequentially.
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