JP2013229693A - Bit phase synchronous circuit and receiver unit using the same - Google Patents
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Abstract
Description
本発明はビット位相同期回路及びこれを用いた受信装置に関し、特にバースト通信を行う受信装置において受信データの復調に際して必要な復調クロック信号のビット位相同期回路に関するものである。 The present invention relates to a bit phase synchronization circuit and a receiving apparatus using the same, and more particularly to a bit phase synchronization circuit for a demodulated clock signal required for demodulating received data in a receiving apparatus that performs burst communication.
例えば、図6の最上段に示すように、無信号期間と信号期間とが混在してデータがバースト状とされた通信をなす通信システムにおける受信装置では、無信号期間に復調器から出力される雑音を遮断するために、受信装置内部にスケルチ回路を構成する必要がある。 For example, as shown in the uppermost stage of FIG. 6, in a receiving apparatus in a communication system that performs communication in which a non-signal period and a signal period are mixed to form data in bursts, the data is output from a demodulator during the non-signal period. In order to block noise, it is necessary to configure a squelch circuit inside the receiving apparatus.
一方、信号期間におけるデータ復調のために、データのビット位相と同期した復調クロックを生成することが必要であるが、このビット位相同期した復調クロックを生成するには、高速性が要求される。特に、無信号期間に比べて信号期間が短い場合には、かかる要求は顕著となる。 On the other hand, for demodulating data in the signal period, it is necessary to generate a demodulated clock that is synchronized with the bit phase of the data. To generate a demodulated clock that is synchronized with the bit phase, high speed is required. In particular, when the signal period is shorter than the no-signal period, such a requirement becomes significant.
特許文献1や2には、かかるバースト通信システムにおける受信データ復調のための復調クロックを生成するビット位相同期回路が提案されている。
上述したスケルチ回路を用いる技術では、スケルチ回路を構成することにより、受信すべき信号が極めて微弱であったり雑音に埋もれたりしている場合には、受信ができないことがあり、十分な受信感度が確保できない場合がある。また、スケルチ回路を構成するために、回路規模も大きくなるという問題もある。また、特許文献1や2の技術でも、回路構成が極めて複雑となっており、簡単な回路構成のビット位相同期回路が望まれている。
In the technique using the squelch circuit described above, when the squelch circuit is configured, if the signal to be received is extremely weak or buried in noise, reception may not be possible, and sufficient reception sensitivity is obtained. There are cases where it cannot be secured. In addition, since the squelch circuit is configured, there is a problem that the circuit scale increases. Also in the techniques of
そこで、本発明の目的は、スケルチ回路などを用いることなく極めて簡単に回路を構成でき、また極めて短時間にかつ正確に受信データに対するビット同期が可能なビット位相同期回路及びこれを用いた受信装置を提供することである。 SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a bit phase synchronization circuit capable of constructing a circuit very easily without using a squelch circuit and the like and capable of performing bit synchronization with respect to received data in a very short time and a receiving apparatus using the same. Is to provide.
本発明によるビット位相同期回路は、
受信データに対してビット位相同期を行ったクロック信号を生成するビット位相同期回路であって、
前記受信データのビット位相を識別可能な位相分解能を有する周波数のクロック信号を生成する手段と、
このクロック信号により、前記受信データの所定しきい値と比較すべきタイミングのレベルをサンプリングするサンプリング手段と、
このサンプリングレベルと前記しきい値とを比較してこの比較結果に応じて前記クロック信号の位相を制御する制御手段と、
を含むことを特徴とする。
The bit phase synchronization circuit according to the present invention comprises:
A bit phase synchronization circuit that generates a clock signal in which bit phase synchronization is performed on received data,
Means for generating a clock signal having a frequency having a phase resolution capable of identifying the bit phase of the received data;
Sampling means for sampling a level of timing to be compared with a predetermined threshold value of the received data by the clock signal;
Control means for comparing the sampling level with the threshold value and controlling the phase of the clock signal according to the comparison result;
It is characterized by including.
本発明による受信装置は、
前記ビット位相同期回路の前記クロック信号を、受信データ復調用のサンプリングクロックとして用いることを特徴とする。
The receiving device according to the present invention is:
The clock signal of the bit phase synchronization circuit is used as a sampling clock for demodulating received data.
本発明によれば、スケルチ回路を用いることなく、かつ極めて簡単な構成により、短時間で正確な復調クロックを生成することができ、よって雑音によるデータの誤検出頻度を低減できるという効果がある。 According to the present invention, it is possible to generate an accurate demodulation clock in a short time without using a squelch circuit and with an extremely simple configuration, thereby reducing the frequency of erroneous data detection due to noise.
以下に、図面を参照しつつ本発明の実施の形態について説明する。図1は、本発明の実施の形態のビット位相同期回路を適用した受信装置の機能ブロック図である。図1を参照すると、本受信装置は、アンテナ3と、受信部2と、信号処理部1とからなっている。
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a functional block diagram of a receiving apparatus to which a bit phase synchronization circuit according to an embodiment of the present invention is applied. Referring to FIG. 1, the receiving apparatus includes an antenna 3, a
そして、受信部2は、低雑音増幅回路4と、混合器5と、発振回路6と、中間周波数検波回路7と、電力増幅回路8とからなる。また、信号処理部1は、デジタルPLL回路9と復調回路10とからなる。
The
送信機である母機からの送信波は、アンテナ3により受信されて低雑音増幅回路4へ入力される。この入力された受信波は、低雑音増幅回路4にて所望の電力まで増幅されて混合器5へ入力され、混合器5において、発振回路6の発振周波数と混合されて中間周波数の成分が得られる。中間周波数検波回路7において、この中間周波数成分からBiφ−Lのアナログ信号が復調され、電力増幅回路8により所望の電力まで増幅された後、帯域フィルタで帯域制限されて信号処理部1へ供給されることになる。
A transmission wave from the mother machine, which is a transmitter, is received by the antenna 3 and input to the low noise amplifier circuit 4. The input received wave is amplified to a desired power by the low noise amplifier circuit 4 and input to the mixer 5, where it is mixed with the oscillation frequency of the oscillation circuit 6 to obtain an intermediate frequency component. It is done. In the intermediate frequency detection circuit 7, the Biφ-L analog signal is demodulated from this intermediate frequency component, amplified to a desired power by the power amplification circuit 8, band-limited by a band filter, and supplied to the
この信号処理部1では、入力されたアナログ信号が、デジタルPLL回路9にて、Biφ−Lのデジタル信号に変換される。更に、このBiφ−Lのデジタル信号は、復調回路10においてNRZ−Lの受信データに復調されて受信データとして出力されるのである。
In the
図2は図1に示した信号処理部1の詳細を示すブロック図である。この信号処理部を構成するデジタルPLL回路9は、A/Dコンバータ11と、3段縦続構成のラッチ回路12〜14と、しきい値判定回路15と、復調クロック生成回路16とを有している。
FIG. 2 is a block diagram showing details of the
復調回路10では、復調クロック生成回路16にて生成された復調クロックにより、A/Dコンバータ11の出力であるBiφ−Lのデジタル信号が、サンプリングされてNRZ−Lの受信データに復調される。そのために、当該復調クロックは、受信データにビット位相同期していることが必要であり、本発明では、このデジタルPLL回路9において、A/Dコンバータ11の出力であるBiφ−Lのデジタル信号にビット位相同期した復調クロックを生成するようにしている。
In the
ここで、通信システムにおけるデータのビットレートを(F)bpsとした場合、復調されたBiφ−Lのデジタル信号は(F×2)bpsのNRZ−Lのデータとみなすことができる。このような信号に対してビット位相同期を確立するためには、受信データのビット位相を十分に識別可能な、位相分解能が確保できる周波数を有する発振回路17を設け、この発振回路17の発振周波数をサンプリングクロックの周波数とする。 Here, when the data bit rate in the communication system is (F) bps, the demodulated Biφ-L digital signal can be regarded as (F × 2) bps NRZ-L data. In order to establish bit phase synchronization for such a signal, an oscillation circuit 17 having a frequency capable of sufficiently identifying the bit phase of received data and ensuring a phase resolution is provided, and the oscillation frequency of the oscillation circuit 17 is provided. Is the frequency of the sampling clock.
この発振回路17の発振周波数を(F×A)とした場合、ビット1周期分の位相は(360/A)度となる。なお、Aの値は、(F×A)が十分に位相分解能を確保できるような値に選定されるものであり、本例では、A=4として、システム周波数の4倍に選定している。よって、デジタルPLL回路9の内部に設けられている復調クロック生成回路16も、その基準周波数を(F×4)Hzとし、このクロックの周波数で復調回路10にてデータのサンプリングを行うことになる。
When the oscillation frequency of the oscillation circuit 17 is (F × A), the phase for one bit period is (360 / A) degrees. Note that the value of A is selected so that (F × A) can sufficiently secure the phase resolution, and in this example, A = 4 is selected to be four times the system frequency. . Therefore, the demodulation
ラッチ回路12〜14は、発振回路17の発振クロックにより、A/Dコンバータ11の出力を順次サンプリングするものであり、ラッチ回路12は(N+1)番目のデータを、またラッチ回路13は(N)番目のデータを、更にラッチ回路14は(N−1)番目のデータを、それぞれサンプリングするようになっている。すなわち、クロック信号の連続する3つのクロックのタイミングで、受信データをそれぞれサンプリングしてラッチする。
The latch circuits 12 to 14 sequentially sample the output of the A /
しきい値比較回路15では、これらラッチ回路12〜14の各サンプリングデータをしきい値と比較判定を行って、復調クロックの位相とデータのビット位相のとの進み具合や遅延状態を判定して、復調クロック生成回路16の復調クロックの位相制御を行うものである。その場合の動作状態を図3〜図5に示している。
The threshold
図3に示すように、理想的な状態(復調クロックの位相が受信データの位相と一致した状態)では、サンプリングされた(N)番目のデータがしきい値と一致する。すなわち、(N)番目のサンプリングデータがしきい値である0と一致するので、復調クロックの位相制御は行われない。しかし、復調クロックに対して受信データが進んでいる状態では、(N)番目のサンプリングデータとしきい値との関係は図4に示すようになり、逆に、復調クロックに対して受信データが進遅れている状態では、(N)番目のサンプリングデータとしきい値との関係は図5に示すようになる。 As shown in FIG. 3, in an ideal state (a state where the phase of the demodulation clock matches the phase of the received data), the sampled (N) th data matches the threshold value. That is, since the (N) -th sampling data matches the threshold value 0, the phase control of the demodulation clock is not performed. However, when the received data is advanced with respect to the demodulated clock, the relationship between the (N) th sampling data and the threshold value is as shown in FIG. 4, and conversely, the received data is advanced with respect to the demodulated clock. In the delayed state, the relationship between the (N) th sampling data and the threshold value is as shown in FIG.
すなわち、復調クロックと受信データとの位相の進み/遅れ及びその大きさの関係は、(N)番目のサンプリングデータとしきい値との比較結果のレベル差の符号及び絶対値により判定されることになる。よって、しきい値判定回路15は、(N)番目のサンプリングデータとしきい値との比較判定結果に応じて、復調クロックの位相がデータの位相と合致するように、クロック生成回路16のクロックの位相制御を行うのである。
That is, the relationship between the phase advance / lag of the demodulated clock and the received data and the magnitude thereof is determined by the sign and absolute value of the level difference of the comparison result between the (N) th sampling data and the threshold value. Become. Therefore, the
なお、(N+1)番目、(N)番目、(N−1)番目のデータのサンプリングを行うのは、しきい値0と比較すべき(N)番目のデータを特定するためであり、(N+1)番目及び(N−1)番目は、当該しきい値0に対して(閾値0を基準として)、それぞれHigh(高)レベルかLow(低)レベルかの判定のために用いられることになる。この高/低レベルは、図3〜4のBiφ−Lの信号波形における上限値/下限値に概略相当するレベルを指称するものである。 The reason for sampling the (N + 1) th, (N) th, and (N-1) th data is to identify the (N) th data to be compared with the threshold 0, and (N + 1) ) Th and (N-1) th are used for determining whether the level is 0 (based on threshold 0) as a high level or a low level, respectively. . This high / low level refers to a level roughly corresponding to the upper limit value / lower limit value in the signal waveform of Biφ-L in FIGS.
上記の例においては、A=4に選定して、デーの上限値と下限値及びしきい値の3点を検出するようにしているが、A=8や16と更に速いクロック周波数を選定して、検出精度をあげるようにしても良いものである。 In the above example, A = 4 is selected to detect the upper and lower limits of the data and the threshold, but a faster clock frequency such as A = 8 or 16 is selected. Thus, the detection accuracy may be increased.
図6は、上述したビット位相同期回路の全体の動作概要を示すための図であり、通信フォーマットとの関係で示している。すなわち、信号期間のPreamble(プリアンブル)によりデジタルPLL回路9の動作が開始されて、直ちに、受信データのビット位相と復調クロックとの位相同期が行われ、SYNC(同期信号)をトリガとして、Data(データ)期間は、復調クロックの周波数位相をシステムのそれに固定するようにしている。 FIG. 6 is a diagram for illustrating the overall operation of the bit phase synchronization circuit described above, and shows the relationship with the communication format. In other words, the operation of the digital PLL circuit 9 is started by the preamble of the signal period, and immediately, the phase of the bit phase of the received data and the demodulated clock are synchronized, and the data ( In the (data) period, the frequency phase of the demodulation clock is fixed to that of the system.
システムの無信号期間に対して信号期間が短い場合には、デジタルPLL回路の追従速度をある程度速めに設定する必要があるが、この追従速度の調整は非常にシビアであり、調整を誤ると無信号期間での誤検知や、信号期間で同期がとれないという事態に繋がる場合がある。そこで、本発明では、上述したように、通信フォーマットで使用されているSYNCコードをトリガとして、データ期間は周波数をシステムの固定値にするという方式を採用しているのである。 If the signal period is shorter than the no-signal period of the system, it is necessary to set the tracking speed of the digital PLL circuit to a certain degree faster. However, the adjustment of the tracking speed is very severe, and if the adjustment is incorrect, there is no need to do so. It may lead to a false detection during the signal period or a situation where synchronization cannot be achieved during the signal period. Therefore, in the present invention, as described above, a system is adopted in which the frequency is set to a fixed value of the system in the data period using the SYNC code used in the communication format as a trigger.
以上述べたように、本発明においては、デジタルPLL回路の追従速度を可変式にして、信号期間の短いバースト通信でも、高速に復調クロックを得ることができるものである。 As described above, in the present invention, the follow-up speed of the digital PLL circuit can be made variable, and a demodulated clock can be obtained at high speed even in burst communication with a short signal period.
なお、本発明は、図1に示した受信部2の構成を変更することにより、種々の多様な受信装置の復調クロックのビット位相同期回路に適用することが可能であることは明白である。
It is obvious that the present invention can be applied to a bit phase synchronization circuit of a demodulated clock of various receiving devices by changing the configuration of the receiving
1 信号処理部
2 受信部
3 アンテナ
4 低雑音増幅回路
5 混合器
6 発振回路
7 中間周波数検波回路
8 電力増幅回路
9 デジタルPLL回路
10 復調回路
11 A/Dコンバータ
12〜14 ラッチ回路
15 しきい値判定回路
16 復調クロック生成回路
1 Signal processor
2 receiver
3 Antenna
4 Low noise amplifier circuit
5 Mixer
6 Oscillator circuit
7 Intermediate frequency detection circuit
8 Power amplifier circuit
DESCRIPTION OF SYMBOLS 9
Claims (5)
前記受信データのビット位相を識別可能な位相分解能を有する周波数のクロック信号を生成する手段と、
このクロック信号により、前記受信データの所定しきい値と比較すべきタイミングのレベルをサンプリングするサンプリング手段と、
このサンプリングレベルと前記しきい値とを比較してこの比較結果に応じて前記クロック信号の位相を制御する制御手段と、を含むことを特徴とするビット位相同期回路。 A bit phase synchronization circuit that generates a clock signal in which bit phase synchronization is performed on received data,
Means for generating a clock signal having a frequency having a phase resolution capable of identifying the bit phase of the received data;
Sampling means for sampling a level of timing to be compared with a predetermined threshold value of the received data by the clock signal;
And a control means for comparing the sampling level with the threshold value and controlling the phase of the clock signal in accordance with the comparison result.
前記クロック信号の連続する第1〜第3のクロックタイミングで前記受信データをそれぞれラッチする第1〜第3のラッチ手段を有し、
前記制御手段は、
前記第1のラッチ手段の出力及び前記第3のラッチ手段の出力が、前記しきい値を基準として、それぞれ高及び低レベルになったときの前記第2のラッチ手段の出力を前記しきい値と比較することを特徴とする請求項1に記載のビット位相同期回路。 The sampling means includes
First to third latch means for latching the received data at first to third clock timings of the clock signal,
The control means includes
The output of the second latch means when the output of the first latch means and the output of the third latch means become a high level and a low level, respectively, with respect to the threshold value. The bit phase synchronization circuit according to claim 1, wherein
このバーストデータの最初に存在するプリアンブル信号を入力としてビット位相同期をなすことを特徴とする請求項1または2に記載のビット位相同期回路。 The received data is burst communication data,
3. The bit phase synchronization circuit according to claim 1, wherein bit phase synchronization is performed by using a preamble signal present at the beginning of the burst data as an input.
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