JP2013207962A

JP2013207962A - Power conversion device

Info

Publication number: JP2013207962A
Application number: JP2012076137A
Authority: JP
Inventors: Naoya Nakajima; 直哉中島; Yuji Matsuoka; 祐司松岡
Original assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Current assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Priority date: 2012-03-29
Filing date: 2012-03-29
Publication date: 2013-10-07
Anticipated expiration: 2032-03-29
Also published as: JP5972635B2

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a power conversion device capable of suppressing resonance by a resonance circuit comprised of a smoothing capacitor by relieving power loss.SOLUTION: The power conversion device 20 is connected with reactors L1, L2 for suppressing resonance of a resonance circuit in which a DC circuit of two BTB converters 10a, 10b is formed from smoothing capacitors C1, C2 and parasitic inductors Ls1-Ls8.

Description

本発明は、電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power conversion device.

一般に、複数のインバータの直流側が並列に接続された構成が知られている。また、インバータの直流側には、平滑コンデンサが設けられている。インバータの直流側が並列に接続された構成では、平滑コンデンサと配線の寄生インダクタンスにより共振回路が形成される。この共振回路が共振すると過大な共振電流が流れる。 In general, a configuration in which the DC sides of a plurality of inverters are connected in parallel is known. A smoothing capacitor is provided on the DC side of the inverter. In the configuration in which the DC side of the inverter is connected in parallel, a resonance circuit is formed by the smoothing capacitor and the parasitic inductance of the wiring. When this resonance circuit resonates, an excessive resonance current flows.

従って、このような共振電流を発生させない為に、一般的には配線インダクタンスが極力小さくなるように、インバータの設計を行う。しかし、配線インダクタンスを完全にゼロすることはできないため、共振電流は流れてしまう。 Therefore, in order not to generate such a resonance current, in general, the inverter is designed so that the wiring inductance is minimized. However, since the wiring inductance cannot be completely zero, the resonance current flows.

そこで、共振電流を抑制するために、平滑コンデンサと直列に制動抵抗を設けた電力変換装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。 Therefore, a power conversion device is known in which a braking resistor is provided in series with a smoothing capacitor in order to suppress the resonance current (see, for example, Patent Document 1).

特開２００５−１０２４４４号公報JP 2005-102444 A

しかしながら、インバータの直流回路に制動抵抗を設けた場合、制動抵抗による電力損失が発生する。 However, when a braking resistor is provided in the DC circuit of the inverter, power loss due to the braking resistor occurs.

そこで、本発明の目的は、電力損失を軽減して、平滑コンデンサにより形成される共振回路による共振を抑制することのできる電力変換装置を提供することにある。 Therefore, an object of the present invention is to provide a power conversion device that can reduce power loss and suppress resonance by a resonance circuit formed by a smoothing capacitor.

本発明の観点に従った電力変換装置は、交流電力から交流電力に変換する電力変換装置であって、スイッチング素子のスイッチングにより直流電力と交流電力との電力変換をする少なくとも３つの電力変換回路と、前記電力変換回路の直流側に接続されたコンデンサと、前記電力変換回路の直流側同士を接続し、前記コンデンサ及び前記コンデンサを含む閉回路の配線の寄生インダクタンスにより形成される共振回路の共振を抑制するためのインダクタンスを有する接続手段とを備えている。 A power converter according to an aspect of the present invention is a power converter that converts AC power into AC power, and includes at least three power conversion circuits that convert DC power and AC power by switching of switching elements. The resonance of the resonance circuit formed by the parasitic inductance of the capacitor connected to the DC side of the power conversion circuit and the DC side of the power conversion circuit, and the closed circuit wiring including the capacitor and the capacitor. Connecting means having an inductance to suppress.

本発明によれば、電力損失を軽減して、平滑コンデンサにより形成される共振回路による共振を抑制することのできる電力変換装置を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a power conversion device that can reduce power loss and suppress resonance by a resonance circuit formed by a smoothing capacitor.

本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す構成図。The block diagram which shows the structure of the power converter device which concerns on the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す構成図。The block diagram which shows the structure of the power converter device which concerns on the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す構成図。The block diagram which shows the structure of the power converter device which concerns on the 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第４の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す構成図。The block diagram which shows the structure of the power converter device which concerns on the 4th Embodiment of this invention.

以下図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置２０の構成を示す構成図である。なお、図面における同一部分には同一符号を付してその詳しい説明を省略し、異なる部分について主に述べる。以降の実施形態も同様にして重複する説明を省略する。 (First embodiment)
FIG. 1 is a configuration diagram showing a configuration of a power conversion device 20 according to the first embodiment of the present invention. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the same part in drawing, the detailed description is abbreviate | omitted, and a different part is mainly described. In the following embodiments, the same description is omitted.

電力変換装置２０は、２つのＢＴＢ変換器１０ａ，１０ｂの直流回路が２つのリアクトルＬ１，Ｌ２を介して接続された構成である。２つのリアクトルＬ１，Ｌ２により、２つの直流回路が電気的に接続されていることで、２つのＢＴＢ変換器１０ａ，１０ｂは、直流回路間で相互に電力を融通することができる。また、２つのリアクトルＬ１，Ｌ２は、２つのＢＴＢ変換器１０ａ，１０ｂに設けられた２つの平滑コンデンサＣ１，Ｃ２に起因する共振を抑制する。 The power converter 20 has a configuration in which DC circuits of two BTB converters 10a and 10b are connected via two reactors L1 and L2. Since the two DC circuits are electrically connected by the two reactors L1 and L2, the two BTB converters 10a and 10b can interchange power between the DC circuits. Further, the two reactors L1 and L2 suppress the resonance caused by the two smoothing capacitors C1 and C2 provided in the two BTB converters 10a and 10b.

２つのＢＴＢ(back-to-back)変換器１０ａ，１０ｂは、それぞれ交流電源３ａ，３ｂから供給された交流電力を交流負荷４ａ，４ｂに供給するための交流電力に変換する。 Two BTB (back-to-back) converters 10a and 10b convert AC power supplied from AC power supplies 3a and 3b, respectively, into AC power to be supplied to AC loads 4a and 4b.

ＢＴＢ変換器１０ａは、コンバータ１ａ、インバータ２ａ、及び平滑コンデンサＣ１を備えている。ＢＴＢ変換器１０ｂは、コンバータ１ｂ、インバータ２ｂ、及び平滑コンデンサＣ２を備えている。 The BTB converter 10a includes a converter 1a, an inverter 2a, and a smoothing capacitor C1. The BTB converter 10b includes a converter 1b, an inverter 2b, and a smoothing capacitor C2.

コンバータ１ａの直流側は、インバータ２ａの直流側（ＢＴＢ変換器１０ａの直流回路）と接続されている。即ち、コンバータ１ａとインバータ２ａは、背中合わせの構成である。コンバータ１ａは、交流電源３ａから供給された交流電力を直流電力に変換する。コンバータ１ａは、変換した直流電力を直流回路に供給する。 The DC side of converter 1a is connected to the DC side of inverter 2a (DC circuit of BTB converter 10a). That is, the converter 1a and the inverter 2a have a back-to-back configuration. Converter 1a converts AC power supplied from AC power supply 3a into DC power. Converter 1a supplies the converted DC power to a DC circuit.

インバータ２ａは、ＢＴＢ変換器１０ａの直流回路に供給される直流電力を交流負荷４ａに供給するための交流電力に変換する。 The inverter 2a converts the DC power supplied to the DC circuit of the BTB converter 10a into AC power for supplying the AC load 4a.

平滑コンデンサＣ１の両端は、それぞれＢＴＢ変換器１０ａの直流回路の正極と負極に接続されている。平滑コンデンサＣ１は、直流回路に印加される直流電圧を平滑化する。 Both ends of the smoothing capacitor C1 are connected to the positive electrode and the negative electrode of the DC circuit of the BTB converter 10a, respectively. The smoothing capacitor C1 smoothes the DC voltage applied to the DC circuit.

コンバータ１ｂの直流側は、インバータ２ｂの直流側（ＢＴＢ変換器１０ｂの直流回路）と接続されている。即ち、コンバータ１ｂとインバータ２ｂは、背中合わせの構成である。コンバータ１ｂは、交流電源３ｂから供給された交流電力を直流電力に変換する。コンバータ１ｂは、変換した直流電力を直流回路に供給する。 The DC side of converter 1b is connected to the DC side of inverter 2b (DC circuit of BTB converter 10b). That is, the converter 1b and the inverter 2b have a back-to-back configuration. Converter 1b converts AC power supplied from AC power supply 3b into DC power. Converter 1b supplies the converted DC power to a DC circuit.

インバータ２ｂは、ＢＴＢ変換器１０ｂの直流回路に供給される直流電力を交流負荷４ｂに供給するための交流電力に変換する。 The inverter 2b converts the DC power supplied to the DC circuit of the BTB converter 10b into AC power for supplying the AC load 4b.

平滑コンデンサＣ２の両端は、それぞれＢＴＢ変換器１０ｂの直流回路の正極と負極に接続されている。平滑コンデンサＣ２は、直流回路に印加される直流電圧を平滑化する。 Both ends of the smoothing capacitor C2 are connected to the positive electrode and the negative electrode of the DC circuit of the BTB converter 10b, respectively. The smoothing capacitor C2 smoothes the DC voltage applied to the DC circuit.

コンバータ１ａ，１ｂ及びインバータ２ａ，２ｂは、フルブリッジ回路で構成されている。コンバータ１ａは、４つのスイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ１３，ＳＷ１４で構成されている。インバータ２ａは、４つのスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷ２３，ＳＷ２４で構成されている。コンバータ１ｂは、４つのスイッチング素子ＳＷ３１，ＳＷ３２，ＳＷ３３，ＳＷ３４で構成されている。インバータ２ｂは、４つのスイッチング素子ＳＷ４１，ＳＷ４２，ＳＷ４３，ＳＷ４４で構成されている。 Converters 1a and 1b and inverters 2a and 2b are configured by a full bridge circuit. The converter 1a is composed of four switching elements SW11, SW12, SW13, and SW14. The inverter 2a is composed of four switching elements SW21, SW22, SW23, SW24. The converter 1b includes four switching elements SW31, SW32, SW33, and SW34. The inverter 2b includes four switching elements SW41, SW42, SW43, and SW44.

ここで、２つのコンバータ１ａ，１ｂは、同様の構成である。また、２つのインバータ２ａ，２ｂは、２つのコンバータ１ａ，１ｂの直流側と交流側を反対にした構成である。従って、ここでは、主にコンバータ１ａの構成について説明し、他の電力変換器１ｂ，２ａ，２ｂについては同様に構成されているものとして説明を適宜省略する。 Here, the two converters 1a and 1b have the same configuration. The two inverters 2a and 2b have a configuration in which the DC side and the AC side of the two converters 1a and 1b are reversed. Therefore, here, the configuration of the converter 1a will be mainly described, and the description of the other power converters 1b, 2a, and 2b will be appropriately omitted because they are configured in the same manner.

スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４には、それぞれ逆並列ダイオードが設けられている。スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４は、ゲート信号により駆動する半導体素子である。 Each of the switching elements SW11 to SW14 is provided with an antiparallel diode. The switching elements SW11 to SW14 are semiconductor elements that are driven by gate signals.

スイッチング素子ＳＷ１１とスイッチング素子ＳＷ１２は、直列に接続されている。直列に接続された２つのスイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２の両端は、それぞれＢＴＢ変換器１０ａの直流回路の正極と負極に接続されている。 Switching element SW11 and switching element SW12 are connected in series. Both ends of the two switching elements SW11 and SW12 connected in series are connected to the positive electrode and the negative electrode of the DC circuit of the BTB converter 10a, respectively.

スイッチング素子ＳＷ１３とスイッチング素子ＳＷ１４は、直列に接続されている。直列に接続された２つのスイッチング素子ＳＷ１３，ＳＷ１４の両端は、それぞれＢＴＢ変換器１０ａの直流回路の正極と負極に接続されている。 Switching element SW13 and switching element SW14 are connected in series. Both ends of the two switching elements SW13 and SW14 connected in series are respectively connected to the positive electrode and the negative electrode of the DC circuit of the BTB converter 10a.

スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４が駆動することにより、コンバータ１ａは、電力変換動作を行う。 When the switching elements SW11 to SW14 are driven, the converter 1a performs a power conversion operation.

コンバータ１ａでは、２組の直列に接続されたスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４のそれぞれの接続点は、交流電源３ａと接続されている。インバータ２ａでは、２組の直列に接続されたスイッチング素子ＳＷ２１〜ＳＷ２４のそれぞれの接続点は、交流負荷４ａと接続されている。コンバータ１ｂでは、２組の直列に接続されたスイッチング素子ＳＷ３１〜ＳＷ３４のそれぞれの接続点は、交流電源３ｂと接続されている。インバータ２ｂでは、２組の直列に接続されたスイッチング素子ＳＷ４１〜ＳＷ４４のそれぞれの接続点は、交流負荷４ｂと接続されている。 In converter 1a, the connection points of two sets of switching elements SW11 to SW14 connected in series are connected to AC power supply 3a. In the inverter 2a, the connection points of the two sets of switching elements SW21 to SW24 connected in series are connected to the AC load 4a. In converter 1b, the connection points of two sets of switching elements SW31 to SW34 connected in series are connected to AC power supply 3b. In the inverter 2b, the connection points of the two sets of switching elements SW41 to SW44 connected in series are connected to the AC load 4b.

次に、２つのリアクトルＬ１，Ｌ２による共振の抑制方法について説明する。共振回路は、２つの平滑コンデンサＣ１，Ｃ２及びＢＴＢ変換器１０ａ，１０ｂの直流回路同士を接続する配線を含む閉回路（共振回路）の配線の寄生インダクタンスで構成される。 Next, a method for suppressing resonance by the two reactors L1 and L2 will be described. The resonance circuit is constituted by a parasitic inductance of a wiring of a closed circuit (resonance circuit) including a wiring for connecting the DC circuits of the two smoothing capacitors C1 and C2 and the BTB converters 10a and 10b.

まず、各種パラメータについて説明する。 First, various parameters will be described.

‘ｆｓｗ１’は、コンバータ１ａのスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４のスイッチング周波数［Ｈｚ］を、‘ｆｓｗ２’は、インバータ２ａのスイッチング素子ＳＷ２１〜ＳＷ２４のスイッチング周波数［Ｈｚ］を、‘ｆｓｗ３’は、コンバータ１ｂのスイッチング素子ＳＷ３１〜ＳＷ３４のスイッチング周波数［Ｈｚ］を、‘ｆｓｗ４’は、インバータ２ｂのスイッチング素子ＳＷ４１〜ＳＷ４４のスイッチング周波数［Ｈｚ］を表している。なお、スイッチング周波数ｆｓｗ１〜ｆｓｗ４は、全て異なる周波数でもよいし、全て同一周波数でもでもよいし、任意の２つ以上が同一周波数でもよい。 'fsw1' is the switching frequency [Hz] of the switching elements SW11 to SW14 of the converter 1a, 'fsw2' is the switching frequency [Hz] of the switching elements SW21 to SW24 of the inverter 2a, and 'fsw3' is the switching frequency of the converter 1b. “Fsw4” represents the switching frequency [Hz] of the switching elements SW31 to SW34, and “fsw4” represents the switching frequency [Hz] of the switching elements SW41 to SW44 of the inverter 2b. Note that the switching frequencies fsw1 to fsw4 may be all different frequencies, all may be the same frequency, or any two or more may be the same frequency.

‘Ｌｓ１〜Ｌｓ８’は、共振回路の配線の寄生インダクタンス［Ｈ］を表している。‘Ｌｓ１’は、平滑コンデンサＣ１が設けられている配線の寄生インダクタンスである。‘Ｌｓ２’は、ＢＴＢ変換器１０ａの直流回路の正極の配線の寄生インダクタンスである。‘Ｌｓ３’は、リアクトルＬ１が設けられている配線の寄生インダクタンスである。‘Ｌｓ４’は、ＢＴＢ変換器１０ａの直流回路の負極の配線の寄生インダクタンスである。‘Ｌｓ５’は、平滑コンデンサＣ２が設けられている配線の寄生インダクタンスである。‘Ｌｓ６’は、ＢＴＢ変換器１０ｂの直流回路の正極の配線の寄生インダクタンスである。‘Ｌｓ７’は、リアクトルＬ２が設けられている配線の寄生インダクタンスである。‘Ｌｓ８’は、ＢＴＢ変換器１０ｂの直流回路の負極の配線の寄生インダクタンスである。 'Ls1 to Ls8' represents the parasitic inductance [H] of the wiring of the resonance circuit. 'Ls1' is a parasitic inductance of the wiring provided with the smoothing capacitor C1. 'Ls2' is a parasitic inductance of the positive wiring of the DC circuit of the BTB converter 10a. 'Ls3' is a parasitic inductance of the wiring in which the reactor L1 is provided. 'Ls4' is a parasitic inductance of the negative wiring of the DC circuit of the BTB converter 10a. 'Ls5' is a parasitic inductance of the wiring provided with the smoothing capacitor C2. 'Ls6' is a parasitic inductance of the positive wiring of the DC circuit of the BTB converter 10b. 'Ls7' is a parasitic inductance of the wiring provided with the reactor L2. 'Ls8' is a parasitic inductance of the negative wiring of the DC circuit of the BTB converter 10b.

‘Ｃ１’は、平滑コンデンサＣ１の直流コンデンサ容量［Ｆ］である。‘Ｃ２’は、平滑コンデンサＣ２の直流コンデンサ容量［Ｆ］である。 'C1' is the DC capacitor capacity [F] of the smoothing capacitor C1. 'C2' is the DC capacitor capacity [F] of the smoothing capacitor C2.

‘Ｌ１’は、リアクトルＬ１のインダクタンス［Ｈ］である。‘Ｌ２’は、リアクトルＬ２のインダクタンス［Ｈ］である。 'L1' is the inductance [H] of the reactor L1. 'L2' is the inductance [H] of the reactor L2.

共振回路の共振周波数ｆは、合成インダクタンスを‘Ｌ’、合成コンデンサ容量を‘Ｃ’とすると、以下のように表される。

The resonance frequency f of the resonance circuit is expressed as follows, where the combined inductance is 'L' and the combined capacitor capacitance is 'C'.

ここで、‘Ｌ’及び‘Ｃ’は、次式のように表される。 Here, ‘L’ and ‘C’ are expressed as follows.

Ｌ＝Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌｓ１＋Ｌｓ２＋Ｌｓ３＋Ｌｓ４＋Ｌｓ５＋Ｌｓ６＋Ｌｓ７＋Ｌｓ８
Ｃ＝Ｃ１＋Ｃ２
共振を抑制するためには、共振周波数ｆは、ｆ＜２ｆｓｗを満たす必要がある。ここで、‘ｆｓｗ’は、コンバータ１ａ，１ｂ及びインバータ２ａ，２ｂのスイッチング周波数ｆｓｗ１〜ｆｓｗ４の総称である。即ち、共振周波数ｆを全てのスイッチング周波数ｆｓｗ１〜ｆｓｗ４の２倍より低くする。 L = L1 + L2 + Ls1 + Ls2 + Ls3 + Ls4 + Ls5 + Ls6 + Ls7 + Ls8
C = C1 + C2
In order to suppress the resonance, the resonance frequency f needs to satisfy f <2fsw. Here, “fsw” is a general term for the switching frequencies fsw1 to fsw4 of the converters 1a and 1b and the inverters 2a and 2b. That is, the resonance frequency f is set lower than twice the switching frequencies fsw1 to fsw4.

従って、合成インダクタンスＬの条件式は、以下のようになる。

Therefore, the conditional expression of the combined inductance L is as follows.

よって、２つのリアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンスの‘Ｌ１’及び‘Ｌ２’は、次式を満たすように決定する。

Therefore, the inductances “L1” and “L2” of the two reactors L1 and L2 are determined so as to satisfy the following expression.

本実施形態によれば、上述のインダクタンス成分を有するリアクトルＬ１，Ｌ２を直流回路に設けることにより、共振周波数ｆをスイッチング周波数ｆｓｗ１〜ｆｓｗ４からずらすことができる。このように、共振回路の共振点をスイッチング周波数ｆｓｗ１〜ｆｓｗ４からずらすことで、共振を抑制することができる。これにより、ダンピング抵抗（減衰抵抗、制動抵抗）を設けずに、共振電流を抑制することができる。 According to this embodiment, the resonant frequency f can be shifted from the switching frequencies fsw1 to fsw4 by providing the reactors L1 and L2 having the above-described inductance components in the DC circuit. In this way, resonance can be suppressed by shifting the resonance point of the resonance circuit from the switching frequencies fsw1 to fsw4. Thereby, it is possible to suppress the resonance current without providing a damping resistance (attenuation resistance, braking resistance).

また、ダンピング抵抗を設けていないため、直流回路での電力損失を軽減することができる。 In addition, since no damping resistor is provided, power loss in the DC circuit can be reduced.

一般的に、電力変換装置間を接続する配線の抵抗分は、電力損失を抑制するために、なるべく低くなるように設計される。電力変換装置の直流回路間をダンピング抵抗で接続した場合、直流回路間で行う電力融通でダンピング抵抗のジュール損失により電力損失が発生する。これに対して、本実施形態では、リアクトルＬ１，Ｌ２で直流回路間を接続しているため、ダンピング抵抗によるジュール損失は発生せず直流電力の電力損失を軽減することができる。 In general, the resistance of the wiring connecting the power conversion devices is designed to be as low as possible in order to suppress power loss. When the DC circuits of the power converter are connected by a damping resistor, power loss occurs due to Joule loss of the damping resistor due to power interchange performed between the DC circuits. On the other hand, in this embodiment, since the DC circuits are connected by the reactors L1 and L2, Joule loss due to the damping resistor does not occur, and the power loss of DC power can be reduced.

さらに、ダンピング抵抗を設ける場合はダンピング抵抗が多大の電力を消費するためにダンピング抵抗の数量が多く必要となるが、リアクトルで共振を抑制する場合は損失が少なくリアクトルの数量が少なくて済むため、装置を小型化することができる。 Furthermore, when a damping resistor is provided, a large amount of damping resistance is required because the damping resistor consumes a large amount of power.However, when suppressing resonance with a reactor, the loss is small and the number of reactors is small. The apparatus can be miniaturized.

（第２の実施形態）
図２は、本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置２０Ａの構成を示す構成図である。 (Second Embodiment)
FIG. 2 is a configuration diagram showing a configuration of a power conversion device 20A according to the second embodiment of the present invention.

電力変換装置２０Ａは、図１に示す第１の実施形態に係る電力変換装置２０において、ＢＴＢ変換器１０ａ，１０ｂをそれぞれＢＴＢ変換器１０Ａａ，１０Ａｂに代え、リアクトルＬ１，Ｌ２をリアクトルＬ１Ａ，Ｌ２Ａに代えたものである。その他の点は、電力変換装置２０Ａは、第１の実施形態に係る電力変換装置２０と同様である。 In the power conversion device 20 according to the first embodiment shown in FIG. 1, the power conversion device 20A replaces the BTB converters 10a and 10b with the BTB converters 10Aa and 10Ab, respectively, and replaces the reactors L1 and L2 with the reactors L1A and L2A. It has been replaced. In other respects, the power conversion device 20A is the same as the power conversion device 20 according to the first embodiment.

ＢＴＢ変換器１０Ａａは、第１の実施形態に係るＢＴＢ変換器１０ａにおいて、コンバータ１ａをコンバータ１Ａａに代え、インバータ２ａをインバータ２Ａａに代え、平滑コンデンサＣ１を２つの平滑コンデンサＣ１１，Ｃ１２に代えた構成である。その他の点は、ＢＴＢ変換器１０Ａａは、第１の実施形態に係るＢＴＢ変換器１０ａと同様である。 The BTB converter 10Aa is a configuration in which the converter 1a is replaced with the converter 1Aa, the inverter 2a is replaced with the inverter 2Aa, and the smoothing capacitor C1 is replaced with two smoothing capacitors C11 and C12 in the BTB converter 10a according to the first embodiment. It is. In other respects, the BTB converter 10Aa is the same as the BTB converter 10a according to the first embodiment.

ＢＴＢ変換器１０Ａｂは、第１の実施形態に係るＢＴＢ変換器１０ｂにおいて、コンバータ１ｂをコンバータ１Ａｂに代え、インバータ２ｂをインバータ２Ａｂに代え、平滑コンデンサＣ２を２つの平滑コンデンサＣ２１，Ｃ２２に代えた構成である。その他の点は、ＢＴＢ変換器１０Ａｂは、第１の実施形態に係るＢＴＢ変換器１０ｂと同様である。 The BTB converter 10Ab is the BTB converter 10b according to the first embodiment, in which the converter 1b is replaced with the converter 1Ab, the inverter 2b is replaced with the inverter 2Ab, and the smoothing capacitor C2 is replaced with two smoothing capacitors C21 and C22. It is. In other respects, the BTB converter 10Ab is the same as the BTB converter 10b according to the first embodiment.

コンバータ１Ａａ，１Ａｂ及びインバータ２Ａａ，２Ａｂは、ハーフブリッジ回路で構成されている。コンバータ１Ａａは、２つのスイッチング素子ＳＷ１１Ａ，ＳＷ１２Ａで構成されている。インバータ２Ａａは、２つのスイッチング素子ＳＷ２１Ａ，ＳＷ２２Ａで構成されている。コンバータ１Ａｂは、２つのスイッチング素子ＳＷ３１Ａ，ＳＷ３２Ａで構成されている。インバータ２Ａｂは、２つのスイッチング素子ＳＷ４１Ａ，ＳＷ４２Ａで構成されている。 Converters 1Aa and 1Ab and inverters 2Aa and 2Ab are formed of a half-bridge circuit. Converter 1Aa includes two switching elements SW11A and SW12A. The inverter 2Aa is composed of two switching elements SW21A and SW22A. Converter 1Ab includes two switching elements SW31A and SW32A. The inverter 2Ab is composed of two switching elements SW41A and SW42A.

２つのスイッチング素子ＳＷ１１Ａ，ＳＷ１２Ａは、直列に接続されている。コンバータ１Ａａでは、直列に接続された２つのスイッチング素子ＳＷ１１Ａ，ＳＷ１２Ａの両端は、それぞれＢＴＢ変換器１０Ａａの直流回路の正極と負極に接続されている。他の電力変換器１Ａｂ，２Ａａ，２Ａｂについても同様に構成されている。 The two switching elements SW11A and SW12A are connected in series. In converter 1Aa, both ends of two switching elements SW11A and SW12A connected in series are respectively connected to the positive electrode and the negative electrode of the DC circuit of BTB converter 10Aa. The other power converters 1Ab, 2Aa, 2Ab are similarly configured.

コンバータ１Ａａでは、直列に接続されたスイッチング素子ＳＷ１１Ａ，ＳＷ１２Ａの接続点は、交流電源３ａの一端の端子と接続されている。インバータ２Ａａでは、直列に接続されたスイッチング素子ＳＷ２１Ａ，ＳＷ２２Ａの接続点は、交流負荷４ａの一端の端子と接続されている。コンバータ１Ａｂでは、直列に接続されたスイッチング素子ＳＷ３１Ａ，ＳＷ３２Ａの接続点は、交流電源３ｂの一端の端子と接続されている。インバータ２Ａｂでは、直列に接続されたスイッチング素子ＳＷ４１Ａ，ＳＷ４２Ａの接続点は、交流負荷４ｂの一端の端子と接続されている。 In converter 1Aa, the connection point of switching elements SW11A and SW12A connected in series is connected to a terminal at one end of AC power supply 3a. In inverter 2Aa, the connection point of switching elements SW21A and SW22A connected in series is connected to a terminal at one end of AC load 4a. In converter 1Ab, the connection point of switching elements SW31A and SW32A connected in series is connected to a terminal at one end of AC power supply 3b. In the inverter 2Ab, the connection point of the switching elements SW41A and SW42A connected in series is connected to a terminal at one end of the AC load 4b.

その他の点は、コンバータ１Ａａ，１Ａｂ及びインバータ２Ａａ，２Ａｂは、第１の実施形態に係るコンバータ１ａ，１ｂ及びインバータ２ａ，２ｂと同様である。 In other respects, the converters 1Aa and 1Ab and the inverters 2Aa and 2Ab are the same as the converters 1a and 1b and the inverters 2a and 2b according to the first embodiment.

２つの平滑コンデンサＣ１１，Ｃ１２は、直列に接続されている。直列に接続された平滑コンデンサＣ１１，Ｃ１２の両端は、それぞれＢＴＢ変換器１０Ａａの直流回路の正極と負極に接続されている。直列に接続された平滑コンデンサＣ１１，Ｃ１２の接続点は、交流電源３ａ及び交流負荷４ａのそれぞれの一端と接続されている。平滑コンデンサＣ１１，Ｃ１２は、直流回路に印加される直流電圧を平滑化する。 The two smoothing capacitors C11 and C12 are connected in series. Both ends of the smoothing capacitors C11 and C12 connected in series are connected to the positive electrode and the negative electrode of the DC circuit of the BTB converter 10Aa, respectively. A connection point of the smoothing capacitors C11 and C12 connected in series is connected to one end of each of the AC power supply 3a and the AC load 4a. Smoothing capacitors C11 and C12 smooth the DC voltage applied to the DC circuit.

２つの平滑コンデンサＣ２１，Ｃ２２は、直列に接続されている。直列に接続された平滑コンデンサＣ２１，Ｃ２２の両端は、それぞれＢＴＢ変換器１０Ｂａの直流回路の正極と負極に接続されている。直列に接続された平滑コンデンサＣ２１，Ｃ２２の接続点は、交流電源３ｂ及び交流負荷４ｂのそれぞれの一端と接続されている。平滑コンデンサＣ２１，Ｃ２２は、直流回路に印加される直流電圧を平滑化する。 The two smoothing capacitors C21 and C22 are connected in series. Both ends of the smoothing capacitors C21 and C22 connected in series are respectively connected to the positive electrode and the negative electrode of the DC circuit of the BTB converter 10Ba. A connection point between the smoothing capacitors C21 and C22 connected in series is connected to one end of each of the AC power supply 3b and the AC load 4b. Smoothing capacitors C21 and C22 smooth the DC voltage applied to the DC circuit.

次に、２つのリアクトルＬ１Ａ，Ｌ２Ａによる共振の抑制方法について説明する。 Next, a method for suppressing resonance by the two reactors L1A and L2A will be described.

まず、各種パラメータについて説明する。基本的には、第１の実施形態と同様のため、主に異なる部分について説明する。 First, various parameters will be described. Since it is basically the same as that of the first embodiment, different parts will be mainly described.

‘ｆｓｗ１’は、コンバータ１Ａａのスイッチング素子ＳＷ１１Ａ，ＳＷ１２Ａのスイッチング周波数［Ｈｚ］を表している。‘ｆｓｗ２’〜‘ｆｓｗ４’についても、第１の実施形態と同様である。 'Fsw1' represents the switching frequency [Hz] of the switching elements SW11A and SW12A of the converter 1Aa. ‘Fsw2’ to ‘fsw4’ are the same as in the first embodiment.

‘Ｌｓ１’〜‘Ｌｓ８’は、については、第１の実施形態と同様である。 ‘Ls1’ to ‘Ls8’ are the same as those in the first embodiment.

‘Ｌ１Ａ’は、リアクトルＬ１Ａのインダクタンス［Ｈ］である。‘Ｌ２Ａ’は、リアクトルＬ２Ａのインダクタンス［Ｈ］である。 'L1A' is the inductance [H] of the reactor L1A. 'L2A' is the inductance [H] of the reactor L2A.

‘Ｃ１’は、２つの平滑コンデンサＣ１１，Ｃ１２を合成した直流コンデンサ容量［Ｆ］である。‘Ｃ２’は、２つの平滑コンデンサＣ２１，２２を合成した直流コンデンサ容量［Ｆ］である。‘Ｃ１１’を平滑コンデンサＣ１１の直流コンデンサ容量［Ｆ］、‘Ｃ１２’を平滑コンデンサＣ１２の直流コンデンサ容量［Ｆ］、‘Ｃ２１’を平滑コンデンサＣ２１の直流コンデンサ容量［Ｆ］、‘Ｃ２２’を平滑コンデンサＣ２２の直流コンデンサ容量［Ｆ］とすると、‘Ｃ１’及び‘Ｃ２’は、次式のように表される。

'C1' is a DC capacitor capacity [F] obtained by synthesizing two smoothing capacitors C11 and C12. 'C2' is a DC capacitor capacity [F] obtained by synthesizing two smoothing capacitors C21 and C22. 'C11' is the DC capacitor capacity [F] of the smoothing capacitor C11, 'C12' is the DC capacitor capacity [F] of the smoothing capacitor C12, 'C21' is the DC capacitor capacity [F] of the smoothing capacitor C21, and 'C22' is smoothed. Assuming that the direct-current capacitor capacity [F] of the capacitor C22 is “C1” and “C2”, they are expressed by the following equations.

共振を抑制するためには、共振周波数ｆは、ｆ＜ｆｓｗを満たす必要がある。即ち、共振周波数ｆを全てのスイッチング周波数ｆｓｗ１〜ｆｓｗ４より低くする。 In order to suppress resonance, the resonance frequency f needs to satisfy f <fsw. That is, the resonance frequency f is set lower than all the switching frequencies fsw1 to fsw4.

よって、２つのリアクトルＬ１Ａ，Ｌ２Ａのインダクタンスの‘Ｌ１Ａ’及び‘Ｌ２Ａ’は、式（１）より、次式を満たすように決定する。

Therefore, 'L1A' and 'L2A' of the inductances of the two reactors L1A and L2A are determined to satisfy the following equation from the equation (1).

本実施形態によれば、ハーフブリッジ回路のコンバータ１Ａａ，１Ａｂ及びインバータ２Ａａ，２Ａｂで構成された電力変換装置２０Ａでも、第１の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。 According to the present embodiment, the same effects as those of the first embodiment can be obtained even in the power conversion device 20A including the converters 1Aa and 1Ab and the inverters 2Aa and 2Ab of the half bridge circuit.

（第３の実施形態）
図３は、本発明の第３の実施形態に係る電力変換装置２０Ｂの構成を示す構成図である。 (Third embodiment)
FIG. 3 is a configuration diagram showing a configuration of a power conversion device 20B according to the third embodiment of the present invention.

電力変換装置２０Ｂは、図１に示す第１の実施形態に係る電力変換装置２０において、ダンピング抵抗Ｒ１，Ｒ２を設けた構成である。その他の点は、電力変換装置２０Ｂは、第１の実施形態に係る電力変換装置２０と同様である。 The power conversion device 20B has a configuration in which damping resistors R1 and R2 are provided in the power conversion device 20 according to the first embodiment shown in FIG. In other respects, the power conversion device 20B is the same as the power conversion device 20 according to the first embodiment.

ダンピング抵抗Ｒ１，Ｒ２は、それぞれリアクトルＬ１，Ｌ２と直列に設けられている。ダンピング抵抗Ｒ１，Ｒ２は、共振電流を抑制するための素子である。 Damping resistors R1 and R2 are provided in series with reactors L1 and L2, respectively. The damping resistors R1 and R2 are elements for suppressing the resonance current.

本実施形態によれば、第１の実施形態による作用効果に加え、より確実に共振電流を抑制することができる。 According to the present embodiment, in addition to the operational effects of the first embodiment, the resonance current can be more reliably suppressed.

ここで、リアクトルＬ１，Ｌ２により共振は抑制される。しかし、共振を完全に抑制することは困難である。そこで、さらに共振抑制効果を高めるために、ダンピング抵抗Ｒ１，Ｒ２を設ける。従って、リアクトルＬ１，Ｌ２が設けられていることにより、ダンピング抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値は小さくてよい。 Here, resonance is suppressed by reactors L1 and L2. However, it is difficult to completely suppress resonance. Therefore, in order to further enhance the resonance suppression effect, damping resistors R1 and R2 are provided. Therefore, the resistance values of the damping resistors R1 and R2 may be small by providing the reactors L1 and L2.

（第４の実施形態）
図４は、本発明の第４の実施形態に係る電力変換装置２０Ｃの構成を示す構成図である。 (Fourth embodiment)
FIG. 4 is a configuration diagram showing a configuration of a power conversion device 20C according to the fourth embodiment of the present invention.

電力変換装置２０Ｃは、図２に示す第２の実施形態に係る電力変換装置２０Ａにおいて、第３の実施形態と同様に、ダンピング抵抗Ｒ１，Ｒ２を設けた構成である。その他の点は、電力変換装置２０Ｃは、第２の実施形態に係る電力変換装置２０Ａと同様である。 The power conversion device 20C has a configuration in which damping resistors R1 and R2 are provided in the power conversion device 20A according to the second embodiment shown in FIG. 2 as in the third embodiment. In other respects, the power conversion device 20C is the same as the power conversion device 20A according to the second embodiment.

ダンピング抵抗Ｒ１，Ｒ２は、それぞれリアクトルＬ１Ａ，Ｌ２Ａと直列に設けられている。ダンピング抵抗Ｒ１，Ｒ２は、共振電流を抑制するための素子である。 Damping resistors R1 and R2 are provided in series with reactors L1A and L2A, respectively. The damping resistors R1 and R2 are elements for suppressing the resonance current.

本実施形態によれば、第２の実施形態による作用効果に加え、第３の実施形態と同様に、より確実に共振電流を抑制することができる。 According to the present embodiment, in addition to the operational effects of the second embodiment, the resonance current can be more reliably suppressed as in the third embodiment.

なお、各実施形態において、交流電源３ａ，３ｂと負荷４ａ，４ｂはどのように設けられていてもよい。例えば、２つの交流電源３ａ，３ｂは、同一の１つの交流電源でもよいし、２つの負荷４ａ，４ｂは、同一の１つの負荷でもよい。交流電源３ａ，３ｂ側には、負荷が設けられていてもよいし、負荷４ａ，４ｂ側には、交流電源が設けられていてもよい。 In each embodiment, the AC power supplies 3a and 3b and the loads 4a and 4b may be provided in any manner. For example, the two AC power sources 3a and 3b may be the same AC power source, and the two loads 4a and 4b may be the same one load. A load may be provided on the AC power sources 3a and 3b side, and an AC power source may be provided on the loads 4a and 4b side.

また、各実施形態では、２つのインバータと２つのコンバータの構成の電力変換装置について説明したが、これに限らない。インバータとコンバータ（電力変換器）の総数が３つ以上であればいくつ設けてもよい。また、インバータとコンバータの数は同数でなくてもよい。また、インバータ及びコンバータは、自励式変換器に限らず、ダイオード整流器などの他励式変換器でもよい。 Moreover, although each embodiment demonstrated the power converter device of the structure of two inverters and two converters, it is not restricted to this. Any number of inverters and converters (power converters) may be provided as long as the number is three or more. Further, the number of inverters and converters may not be the same. Further, the inverter and the converter are not limited to self-excited converters but may be other-excited converters such as a diode rectifier.

さらに、各実施形態において、共振を抑制するためのリアクトルは、各実施形態で説明したインダクタンスを有していれば、リアクトルと呼ばれるものでなくてもよい。例えば、インダクタンスを有するように長くした配線やインダクタンスを有するような形状にした配線などの接続導体であってもよいし、その他の素子又は機器でもよい。 Furthermore, in each embodiment, the reactor for suppressing the resonance may not be called a reactor as long as it has the inductance described in each embodiment. For example, it may be a connecting conductor such as a wiring lengthened to have inductance or a wiring shape shaped to have inductance, or other elements or devices.

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組合せにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。 Note that the present invention is not limited to the above-described embodiment as it is, and can be embodied by modifying the constituent elements without departing from the scope of the invention in the implementation stage. Moreover, various inventions can be formed by appropriately combining a plurality of constituent elements disclosed in the embodiment. For example, some components may be deleted from all the components shown in the embodiment. Furthermore, constituent elements over different embodiments may be appropriately combined.

１ａ，１ｂ…コンバータ、２ａ，２ｂ…インバータ、３ａ，３ｂ…交流電源、４ａ，４ｂ…交流負荷、１０ａ，１０ｂ…ＢＴＢ変換器、２０…電力変換装置、Ｃ１，Ｃ２…平滑コンデンサ、Ｌ１，Ｌ２…リアクトル。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1a, 1b ... Converter, 2a, 2b ... Inverter, 3a, 3b ... AC power supply, 4a, 4b ... AC load, 10a, 10b ... BTB converter, 20 ... Power converter, C1, C2 ... Smoothing capacitor, L1, L2 ... reactor.

Claims

A power conversion device for converting AC power into AC power,
At least three power conversion circuits that perform power conversion between DC power and AC power by switching of the switching elements;
A capacitor connected to the DC side of the power conversion circuit;
And connecting means having an inductance for connecting resonance between DC sides of the power conversion circuit and suppressing resonance of a resonance circuit formed by parasitic inductance of the capacitor and a closed circuit wiring including the capacitor. A power converter.

The power converter according to claim 1, wherein the connection unit includes an inductance for shifting a resonance frequency of the resonance circuit from a switching frequency of the switching element.

The power conversion circuit is a full bridge circuit,
2. The power converter according to claim 1, wherein the connection unit has an inductance in which a resonance frequency of the resonance circuit is lower than twice a switching frequency of the switching element.

The power conversion circuit is a half-bridge circuit,
The power converter according to claim 1, wherein the connection unit has an inductance in which a resonance frequency of the resonance circuit is lower than a switching frequency of the switching element.

The power conversion circuit is included in two sets of power converters in which an inverter and a converter are back to back,
The power converter according to any one of claims 1 to 4, wherein the connecting means connects the DC sides of the two sets of power converters.

The power conversion device according to claim 1, further comprising a damping resistor for suppressing a resonance current caused by the resonance circuit.

A power conversion method that uses at least three power conversion circuits that convert power between DC power and AC power by switching of a switching element, a capacitor is connected to the DC side of the power conversion circuit, and converts AC power to AC power. There,
Connecting the DC sides of the power conversion circuit so as to have an inductance for suppressing resonance of the resonance circuit formed by the parasitic inductance of the capacitor and the closed circuit wiring including the capacitor;
A power conversion method comprising: performing power conversion in a configuration connected so as to have the inductance.