JP2013207861A - Charge and discharge circuit - Google Patents

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To enhance the accuracy of negative feedback control at the time when a charging current is low while keeping high efficiency at the time when the charging current is large.SOLUTION: A charge and discharge circuit connected between a first terminal (VOUT) to which a power supply circuit and a load are connected and a second terminal (VBAT) to which a battery is connected, applying a charging current from the power supply circuit to the battery to charge the battery, and discharging current from the battery to the load, comprises: a plurality of transistors (P1 and P2) respectively connected in parallel between the first terminal and the second terminal; and a plurality of switches (S1 and S2) setting the number of the transistors in a first transistor group to be turned on at charging among the plurality of transistors to a predetermined value (X1) in the case that the charging current is lower than a predetermined first current amount, and setting the number of the transistors in the first transistor group to a value (X2) for a second transistor group, which is larger than the predetermined number, in the case that the charging current is larger than the first current amount.

Description

本発明は、充放電回路に関し、より詳細には、電源回路と負荷との間に接続され、充放電電流を制御する充放電回路に関する。   The present invention relates to a charge / discharge circuit, and more particularly to a charge / discharge circuit that is connected between a power supply circuit and a load and controls a charge / discharge current.

従来、２次電池、容量などの蓄電セル（以下、電池という）を充電する充放電回路においては、充放電電流の電流値を制御するＦＥＴのＯＮ抵抗をできるだけ小さくして高効率化するために、ＦＥＴのサイズを大きくしている。すなわち、ＦＥＴのチャネル幅とチャネル長との比を大きくしている。ここで、ＦＥＴのＯＮ抵抗は、サイズとゲート・ソース間電圧ＶＧＳで決まり、サイズが大きいとＯＮ抵抗は小さくなり、サイズが小さいとＯＮ抵抗は大きくなる。また、ＶＧＳが大きいとＯＮ抵抗は小さくなり、ＶＧＳが小さいとＯＮ抵抗は大きくなる。充放電回路では、ＦＥＴのサイズを大きくしてＦＥＴのＯＮ抵抗をできるだけ小さくすることにより、充放電電流の損失を小さくして高効率化している。   2. Description of the Related Art Conventionally, in a charge / discharge circuit for charging a secondary battery or a storage cell such as a capacity (hereinafter referred to as a battery), the ON resistance of the FET that controls the current value of the charge / discharge current is made as small as possible to increase efficiency. The size of the FET is increased. That is, the ratio between the channel width and the channel length of the FET is increased. Here, the ON resistance of the FET is determined by the size and the gate-source voltage VGS. When the size is large, the ON resistance is small, and when the size is small, the ON resistance is large. Also, when VGS is large, the ON resistance is small, and when VGS is small, the ON resistance is large. In the charge / discharge circuit, the FET size is increased to reduce the ON resistance of the FET as much as possible, thereby reducing the charge / discharge current loss and increasing the efficiency.

一般的に、電池は、充電時に電池に流してよい充電電流に、上限値が設定されている。そこで、ＦＥＴのＶＧＳを、充電時に充電電流が上限値を超えないような値に設定する必要がある。   Generally, an upper limit value is set for a charging current that can flow through the battery during charging. Therefore, it is necessary to set the VGS of the FET to a value such that the charging current does not exceed the upper limit value during charging.

図１に、従来の充放電回路を用いた電源システムの構成を示す。入力電圧ＶＩＮを入力して電源１０１により安定した出力電圧ＶＯＵＴを生成する。ＶＯＵＴにより電子機器である負荷１０２を駆動する。また、負荷１０２は、充放電回路１０３を介して電池１０４に接続されている。   FIG. 1 shows a configuration of a power supply system using a conventional charge / discharge circuit. The input voltage VIN is input and a stable output voltage VOUT is generated by the power supply 101. The load 102 which is an electronic device is driven by VOUT. The load 102 is connected to the battery 104 via the charge / discharge circuit 103.

この電源システムにおいて、電池１０４の充電時に、電池１０４の電圧ＶＢＡＴがＶＯＵＴよりも低いときは、充放電回路１０３によりＶＯＵＴ端子とＶＢＡＴ端子との間に流れる充電電流の量が、電池に流してよい上限値を超えないような所定の値に制御される。充電停止時に、ＶＢＡＴがＶＯＵＴよりも高いときは、充放電回路１０３により、ＶＢＡＴ端子とＶＯＵＴ端子との間を低抵抗で導通させ、電池１０４から負荷１０２に電流が放電される。充電停止時に、ＶＯＵＴがＶＢＡＴよりも高いときは、遮断する。   In this power supply system, when the voltage VBAT of the battery 104 is lower than VOUT when the battery 104 is charged, the amount of charging current flowing between the VOUT terminal and the VBAT terminal by the charge / discharge circuit 103 may flow to the battery. It is controlled to a predetermined value that does not exceed the upper limit value. When VBAT is higher than VOUT when charging is stopped, the charging / discharging circuit 103 makes the VBAT terminal and the VOUT terminal conductive with a low resistance, and current is discharged from the battery 104 to the load 102. When VOUT is higher than VBAT when charging is stopped, it is shut off.

充放電回路１０３は、ＶＢＡＴ端子とＶＯＵＴ端子との間をオンオフするパワースイッチＰ１を備え、差動増幅器ＡＭＰ１，ＡＭＰ２と、スイッチＭ１，Ｍ２と、抵抗Ｒとにより、パワースイッチＰ１のオン抵抗の値を制御する。Ｐ１は、オン抵抗ができるだけ小さくなるように、大きなサイズのＰチャネルＭＯＳトランジスタとなっている。   The charging / discharging circuit 103 includes a power switch P1 that turns on and off between the VBAT terminal and the VOUT terminal. The on / off resistance value of the power switch P1 is determined by the differential amplifiers AMP1 and AMP2, the switches M1 and M2, and the resistor R. To control. P1 is a large-sized P-channel MOS transistor so that the on-resistance is as small as possible.

充電時（ＶＯＵＴ＞ＶＢＡＴ）には、ＡＭＰ２は、ローを出力してＭ２をオフする。Ｐ１には、充電電流が流れて、その値が電流電圧変換部Ｓにより充電電流の電流量に応じた電圧、つまりＶＯＵＴ-ＶＢＡＴに応じた電圧に変換されて、ＡＭＰ１の負入力端子に入力される。ＡＭＰ１の正入力端子には、充電電流の所定の電流値に対応した基準電圧Ｉｃｈｇ＿ｒｅｆが入力される。電流電圧変換部Ｓは、１：１０００などの大きなミラー比のカレントミラー回路などで構成される。   During charging (VOUT> VBAT), AMP2 outputs low and turns off M2. A charging current flows through P1, and the value is converted into a voltage according to the amount of current of the charging current by the current-voltage converter S, that is, a voltage according to VOUT-VBAT, and input to the negative input terminal of AMP1. The A reference voltage Ichg_ref corresponding to a predetermined current value of the charging current is input to the positive input terminal of AMP1. The current-voltage conversion unit S is configured by a current mirror circuit having a large mirror ratio such as 1: 1000.

ＡＭＰ１は、Ｍ１をオンして、ＲとＭ１のオン抵抗によりＶＯＵＴを分圧した電圧ＶＰが、Ｐ１のゲート電圧として生成される。Ｐ１のゲートソース間電圧ＶＧＳは、ＶＰ-ＶＯＵＴとなり、Ｉｃｈｇ＿ｒｅｆに応じた電圧となる。そして、Ｐ１に流れる充電電流は、Ｉｃｈｇ＿ｒｅｆに対応した電流となる。このように、ＡＭＰ１，Ｍ１，Ｒ，Ｐ１により負帰還回路を構成し、Ｐ１には、安定したＩｃｈｇ＿ｒｅｆに対応した電流が流れる。このような構成により、充電電流が電池に流してよい上限値を超えないようにＶＧＳを設定することができる。   In AMP1, M1 is turned on, and a voltage VP obtained by dividing VOUT by the on resistances of R and M1 is generated as the gate voltage of P1. The gate-source voltage VGS of P1 is VP-VOUT, which is a voltage corresponding to Ichg_ref. The charging current flowing through P1 is a current corresponding to Ichg_ref. Thus, a negative feedback circuit is configured by AMP1, M1, R, and P1, and a current corresponding to stable Ichg_ref flows through P1. With such a configuration, the VGS can be set so that the charging current does not exceed the upper limit value that may flow through the battery.

一方、充電停止時には、Ｉｃｈｇ＿ｒｅｆをグラウンド電圧にしてＭ１をオフする。   On the other hand, when charging is stopped, Mch is turned off by setting Ichg_ref to the ground voltage.

放電時（ＶＢＡＴ＞ＶＯＵＴ）には、ＡＭＰ２がハイを出力してＭ２をオンする。Ｍ２はチャネル幅が大きく、チャネル長が小さく、極めて低抵抗のスイッチである。よって、ＶＰはグラウンド電圧となり、Ｐ１のゲートソース間電圧の絶対値は最大となり、Ｐ１は低抵抗でオン（フルオン）する。Ｐ１には制限のない電流が放電され、負荷１０２に電力が供給される。ＶＯＵＴ＞ＶＢＡＴとなると、ＡＭＰ２はローを出力してＭ２はオフし、ＶＰはＶＯＵＴとなりＰ１はオフする。そして、ＶＢＡＴ端子とＶＯＵＴ端子との間には、電流は流れなくなる。   During discharging (VBAT> VOUT), AMP2 outputs high and turns M2 on. M2 is a switch having a large channel width, a small channel length, and an extremely low resistance. Therefore, VP becomes the ground voltage, the absolute value of the gate-source voltage of P1 becomes the maximum, and P1 is turned on (full-on) with a low resistance. An unrestricted current is discharged to P1, and power is supplied to the load 102. When VOUT> VBAT, AMP2 outputs low, M2 is turned off, VP is VOUT, and P1 is turned off. Then, no current flows between the VBAT terminal and the VOUT terminal.

このような従来技術は、例えば、特許文献１に記載されている。特許文献１は、太陽電池の出力電圧をＤＣ／ＤＣコンバータにより安定化させ、その電圧を負荷に供給する。ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧がバッテリーの電圧よりも高いときは、定電流で充電し、充電停止時にバッテリーの電圧がＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧よりも高いときは、ダイオード特性を有する低抵抗のパスで負荷に電流を放電する。   Such a prior art is described in Patent Document 1, for example. In Patent Document 1, the output voltage of a solar cell is stabilized by a DC / DC converter, and the voltage is supplied to a load. When the output voltage of the DC / DC converter is higher than the voltage of the battery, the battery is charged with a constant current. When the battery voltage is higher than the output voltage of the DC / DC converter when the charging is stopped, a low resistance having a diode characteristic is obtained. Discharge current to the load in the path.

特開２００３−１３３５７１号公報JP 2003-133571 A

しかしながら、従来の充放電回路は、充電電流の値が小さいと、負帰還制御の精度が低くなるという問題があった。   However, the conventional charge / discharge circuit has a problem that the accuracy of the negative feedback control is lowered when the value of the charging current is small.

近年、電子機器の多様化に伴い、電源システムは、大型で容量の大きな電池、小型で容量の小さな電池など様々な容量の電池に充放電するようになっている。充電電流は、電池容量が大きいと大きく、電池容量が小さいと小さい。また、容量の大きな電池でも充電完了間近のときは、充電電流が小さくなる。   In recent years, with the diversification of electronic devices, power supply systems have been charged and discharged to batteries of various capacities such as large and large capacity batteries and small and small capacity batteries. The charging current is large when the battery capacity is large, and is small when the battery capacity is small. In addition, even when the battery has a large capacity, the charging current becomes small when the charging is nearing completion.

負帰還制御の精度、つまりＩｃｈｇ＿ｒｅｆに対応する電流と実際の充電電流との誤差は、
（充電電流）×（Ｐ１のオン抵抗）
により決まる。この値が大きい程、ＡＭＰ１のオフセット電圧の大きさに対して、電流電圧変換部Ｓの出力が相対的に大きくなるため、Ｉｃｈｇ＿ｒｅｆに対応する電流と実際の充電電流との誤差は小さくなる。つまり、負帰還制御の精度が高くなる。 The accuracy of the negative feedback control, that is, the error between the current corresponding to Ichg_ref and the actual charging current is
(Charging current) x (P1 on-resistance)
It depends on. As this value increases, the output of the current-voltage conversion unit S becomes relatively large with respect to the magnitude of the offset voltage of AMP1, so the error between the current corresponding to Ichg_ref and the actual charging current becomes smaller. That is, the accuracy of the negative feedback control is increased.

一方、この値が小さい程、ＡＭＰ１のオフセット電圧の大きさに対して、電流電圧変換部Ｓの出力が相対的に小さくなるため、Ｉｃｈｇ＿ｒｅｆに対応する電流と実際の充電電流との誤差は大きくなる。つまり、負帰還制御の精度が低くなる。   On the other hand, the smaller this value, the smaller the output of the current-voltage conversion unit S relative to the magnitude of the offset voltage of AMP1, so the error between the current corresponding to Ichg_ref and the actual charging current increases. . That is, the accuracy of the negative feedback control is lowered.

充電電流が大きいとき、Ｐ１のオン抵抗が小さいため効率は高くなる。また、Ｐ１のオン抵抗は小さいが充電電流が大きいため、ＡＭＰ１のオフセット電圧の大きさが電流電圧変換部Ｓの出力に対して相対的に小さくなり、充電電流の精度は高くなる。一方、充電電流が小さいとき、ＡＭＰ１のオフセット電圧の大きさが電流電圧変換部Ｓの出力に対して、相対的に大きくなるため、充電電流が小さいときの負帰還制御の精度は低くなる。負帰還制御の精度が低くなると、Ｉｃｈｇ＿ｒｅｆに対応する電流と実際の充電電流との誤差が大きくなり、充電電流が上限値を超える場合があり、電池に負担がかかる。   When the charging current is large, the efficiency increases because the on-resistance of P1 is small. Further, since the on-resistance of P1 is small but the charging current is large, the magnitude of the offset voltage of AMP1 is relatively small with respect to the output of the current-voltage conversion unit S, and the accuracy of the charging current is increased. On the other hand, when the charging current is small, the magnitude of the offset voltage of AMP1 is relatively large with respect to the output of the current-voltage conversion unit S, so the accuracy of the negative feedback control when the charging current is small is low. If the accuracy of the negative feedback control is lowered, an error between the current corresponding to Ichg_ref and the actual charging current increases, and the charging current may exceed the upper limit value, which places a burden on the battery.

ここで、充電電流が小さいとき、負帰還制御の精度を高くするためには、Ｐ１のサイズを単純に小さくしてオン抵抗を高くする方法が考えられるが、Ｐ１のサイズを小さくすると、充電電流が大きいとき、Ｐ１での電力損失が大きくなり効率が低くなる。従来の充放電回路は、充電電流が大きいときの効率を高く維持したまま、充電電流が小さいときの負帰還制御の精度を高めることができないという問題があった。   Here, when the charging current is small, in order to increase the accuracy of the negative feedback control, a method of simply reducing the size of P1 and increasing the on-resistance can be considered. However, if the size of P1 is reduced, the charging current is reduced. Is large, the power loss at P1 is large and the efficiency is low. The conventional charging / discharging circuit has a problem that the accuracy of negative feedback control when the charging current is small cannot be improved while maintaining the efficiency when the charging current is large.

本発明は、このような問題点に鑑みて行われたものであり、充電電流が大きいときの効率を高く維持したまま、充電電流が小さいときの負帰還制御の精度を高くすることができる充放電回路を提供することを目的とする。   The present invention has been made in view of such problems, and is capable of improving the accuracy of negative feedback control when the charging current is small while maintaining high efficiency when the charging current is large. An object is to provide a discharge circuit.

本発明は、このような目的を達成するために、電源回路及び負荷が接続される第１の端子（ＶＯＵＴ）と、電池が接続される第２の端子（ＶＢＡＴ）との間に接続され、前記電源回路から前記電池に充電電流を流して前記電池を充電し、前記電池から前記負荷に電流を放電する充放電回路において、前記第１の端子と前記第２の端子との間にそれぞれ並列に接続される複数のトランジスタ（Ｐ１，Ｐ２）と、所定の第１の電流量よりも前記充電電流が小さい場合に、前記複数のトランジスタのうち充電時にオンする第１のトランジスタ群の数を所定の数（Ｘ１）にし、前記第１の電流量よりも前記充電電流が大きい場合に、前記第１のトランジスタ群の数を前記所定の数よりも多い第２のトランジスタ群の数（Ｘ２）にする複数のスイッチ（Ｓ１，Ｓ２）とを備えたことを特徴とする。   In order to achieve such an object, the present invention is connected between a first terminal (VOUT) to which a power supply circuit and a load are connected and a second terminal (VBAT) to which a battery is connected, In a charging / discharging circuit that charges a battery by flowing a charging current from the power supply circuit to the battery and discharges a current from the battery to the load, the battery is connected in parallel between the first terminal and the second terminal. A plurality of transistors (P1, P2) connected to the first transistor group and a number of first transistors that are turned on during charging when the charging current is smaller than a predetermined first current amount. When the charging current is larger than the first current amount, the number of the first transistor groups is set to the number of second transistor groups (X2) larger than the predetermined number. Multiple switches ( 1, S2) and characterized by comprising a.

以上説明したように、本発明によれば、充電電流が流れるパスに、小さなサイズのトランジスタを複数個並列接続し、充電電流の大きさに応じてオンするトランジスタの数を変えられるようにしたため、充電電流が大きいときの効率を高く維持したまま、充電電流が小さいときの負帰還制御の精度を高くすることができる。   As described above, according to the present invention, a plurality of small-sized transistors are connected in parallel to the path through which the charging current flows, and the number of transistors that are turned on can be changed according to the magnitude of the charging current. While maintaining high efficiency when the charging current is large, the accuracy of the negative feedback control when the charging current is small can be increased.

従来の充放電回路を用いた電源システムの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the power supply system using the conventional charging / discharging circuit. 本発明の実施例１にかかる充放電回路を用いた電源システムの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the power supply system using the charging / discharging circuit concerning Example 1 of this invention. 実施例１において充電電流が小さいときの充放電回路の動作を説明するための図である。It is a figure for demonstrating operation | movement of the charging / discharging circuit when charging current is small in Example 1. FIG. 実施例１において充電電流が大きいときの充放電回路の動作を説明するための図である。It is a figure for demonstrating operation | movement of the charging / discharging circuit when charging current is large in Example 1. FIG. 本発明の実施例２にかかる充放電回路を用いた電源システムの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the power supply system using the charging / discharging circuit concerning Example 2 of this invention. 実施例２において充電電流が小さいときの充放電回路の動作を説明するための図である。It is a figure for demonstrating operation | movement of the charging / discharging circuit when charging current is small in Example 2. FIG. 実施例２において充電電流が大きいときの充放電回路の動作を説明するための図である。It is a figure for demonstrating operation | movement of the charging / discharging circuit when charging current is large in Example 2. FIG.

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.

図２に、本発明の実施例１にかかる充放電回路を用いた電源システムの構成を示す。充放電回路の使用形態は、従来の電源システムと同様である。充放電回路２０３は、電源回路２０１及び負荷２０２が接続されるＶＯＵＴ端子と、電池２０４が接続されるＶＢＡＴ端子との間に接続されている。また、充放電回路２０３の制御により、電源回路２０１から電池２０４に充電電流を流して電池２０４を充電し、電池２０４から負荷２０２に電流を放電する。   FIG. 2 shows a configuration of a power supply system using the charge / discharge circuit according to the first embodiment of the present invention. The usage form of the charge / discharge circuit is the same as that of the conventional power supply system. The charge / discharge circuit 203 is connected between a VOUT terminal to which the power supply circuit 201 and the load 202 are connected and a VBAT terminal to which the battery 204 is connected. Further, under the control of the charging / discharging circuit 203, a charging current is supplied from the power supply circuit 201 to the battery 204 to charge the battery 204, and the current is discharged from the battery 204 to the load 202.

（構成）
実施例１の充放電回路２０３は、ＶＯＵＴ端子とＶＢＡＴ端子との間にそれぞれ並列に接続される複数のパワースイッチを備えている。充放電回路２０３は、差動増幅器ＡＭＰ１，ＡＭＰ２と、スイッチＭ１，Ｍ２と、抵抗Ｒとにより、複数のパワースイッチを制御する。容量の小さな電池に流す充電電流と容量の大きな電池に流す充電電流との中間の電流量よりも、充電電流が小さい場合には、充電時にオンするトランジスタの数を所定の数（実施例１では１個：Ｘ１＝１）にする。充電電流が中間の電流量よりも大きい場合には、充電時にオンするトランジスタの数を所定の数よりも多くの数（実施例１では２個：Ｘ２＝２，Ｘ２＞Ｘ１）にする。 (Constitution)
The charging / discharging circuit 203 according to the first embodiment includes a plurality of power switches connected in parallel between the VOUT terminal and the VBAT terminal. The charge / discharge circuit 203 controls a plurality of power switches by the differential amplifiers AMP1 and AMP2, the switches M1 and M2, and the resistor R. When the charging current is smaller than the intermediate current amount between the charging current flowing through the battery having a small capacity and the charging current flowing through the battery having a large capacity, the number of transistors turned on at the time of charging is set to a predetermined number (in the first embodiment). One: X1 = 1). When the charging current is larger than the intermediate current amount, the number of transistors that are turned on at the time of charging is larger than a predetermined number (two in the first embodiment: X2 = 2, X2> X1).

実施例１では、ＶＯＵＴ端子とＶＢＡＴ端子との間に、パワースイッチＰ１，Ｐ２を２個並列接続する。Ｐ１，Ｐ２はＰチャネルＭＯＳトランジスタで構成されている。Ｐ１，Ｐ２のゲートは３端子スイッチにより、それぞれＶＰ側、もしくはＶＯＵＴ側に接続することができる。Ｐ１と３端子スイッチとによりスイッチ部Ｓ１を構成し、Ｐ２と３端子スイッチとによりスイッチ部Ｓ２を構成している。   In the first embodiment, two power switches P1 and P2 are connected in parallel between the VOUT terminal and the VBAT terminal. P1 and P2 are P channel MOS transistors. The gates of P1 and P2 can be connected to the VP side or the VOUT side by a three-terminal switch, respectively. The switch unit S1 is configured by P1 and the three-terminal switch, and the switch unit S2 is configured by P2 and the three-terminal switch.

パワースイッチＰ１，Ｐ２は、オン抵抗が比較的大きくなるようなサイズとなっている。つまり、Ｐ１，Ｐ２はそれぞれ小さなサイズである。Ｐ１，Ｐ２は、ＶＢＡＴ端子に接続される電池２０４の容量が小さく充電電流が小さいとき、Ｐ１，Ｐ２のうち片方のゲートをＶＰ側の接点に接続し、もう片方のゲートをＶＯＵＴ側の接点に接続する。ＶＢＡＴ端子に接続される電池２０４の容量が大きく充電電流が大きいとき、Ｐ１，Ｐ２の両方のゲートをＶＰ側に接続する。つまり、Ｐ１，Ｐ２のうち３端子スイッチにより選択されたパワースイッチのゲート端子がオンするように電圧が設定され、その電圧はＶＰとなる。Ｐ１，Ｐ２のうち充電時に使用しないトランジスタは、ＶＯＵＴ側の接点に接続される。   The power switches P1 and P2 are sized so that the on-resistance is relatively large. That is, P1 and P2 are small sizes. When the capacity of the battery 204 connected to the VBAT terminal is small and the charging current is small, P1 and P2 connect one gate of P1 and P2 to the contact on the VP side, and the other gate to the contact on the VOUT side. Connecting. When the capacity of the battery 204 connected to the VBAT terminal is large and the charging current is large, both gates of P1 and P2 are connected to the VP side. That is, the voltage is set so that the gate terminal of the power switch selected by the three-terminal switch among P1 and P2 is turned on, and the voltage becomes VP. Transistors that are not used during charging of P1 and P2 are connected to contacts on the VOUT side.

このような構成により、充電電流の大きさに応じてオンするパワースイッチの数を変えられるので、充電電流が大きいときの効率を高く維持したまま、充電電流が小さいときの負帰還制御の精度を高くすることができる。なお、実施例１では、Ｐ１，Ｐ２をオフする電圧をＶＯＵＴとしているが、ＶＯＵＴに限らずオフできるような電圧であればよい。また、実施例１では、Ｐ１，Ｐ２をオフする電圧をＶＯＵＴとしているため、別途Ｐ１，Ｐ２をオフするような電圧を用意する必要がない。   With this configuration, the number of power switches that are turned on can be changed according to the magnitude of the charging current, so that the accuracy of negative feedback control when the charging current is small is maintained while maintaining high efficiency when the charging current is large. Can be high. In the first embodiment, the voltage for turning off P1 and P2 is VOUT. However, the voltage is not limited to VOUT and may be any voltage that can be turned off. In the first embodiment, since the voltage for turning off P1 and P2 is VOUT, it is not necessary to separately prepare a voltage for turning off P1 and P2.

（充電電流を小さく設定したときの動作）
図３は、充電電流が小さいときの充放電回路を示している。ＶＢＡＴ端子に容量の小さな電池２０４を接続したとき、充電電流の値が小さくなるようにＩｃｈｇ＿ｒｅｆの値を小さな値に設定する。図示しない設定部（レジスタ）の設定によりＳ１の３端子スイッチをＰ１のゲートがＶＰ側になるように接続する。そして、Ｓ２の３端子スイッチをＰ２のゲートがＶＯＵＴ側になるように接続する。 (Operation when charging current is set low)
FIG. 3 shows the charge / discharge circuit when the charging current is small. When a battery 204 having a small capacity is connected to the VBAT terminal, the value of Ichg_ref is set to a small value so that the value of the charging current becomes small. By setting a setting unit (register) (not shown), the S1-terminal switch is connected so that the gate of P1 is on the VP side. Then, the S2-terminal switch is connected so that the gate of P2 is on the VOUT side.

Ｐ２はゲートソース間電圧ＶＧＳが０となり、オフする。Ｐ１は、充電時（ＶＯＵＴ＞ＶＢＡＴ）には、ＡＭＰ１，Ｍ１，Ｒにより負帰還制御されて、Ｉｃｈｇ＿ｒｅｆに対応した充電電流が流れる。つまり、電流電圧変換部Ｓにおいて充電電流を監視して、負帰還制御により充電電流がＩｃｈｇ＿ｒｅｆに対応した所定の電流量となるように、ＶＰ電圧を設定する。   P2 is turned off when the gate-source voltage VGS becomes 0. P1 is negatively feedback controlled by AMP1, M1, and R during charging (VOUT> VBAT), and a charging current corresponding to Ichg_ref flows. That is, the current / voltage converter S monitors the charging current, and sets the VP voltage so that the charging current becomes a predetermined amount of current corresponding to Ichg_ref by negative feedback control.

このとき、ＶＯＵＴ端子とＶＢＡＴ端子との間の抵抗値は大きいため、
（充電電流）×（Ｐ１のオン抵抗）
の値は大きくなり、ＶＯＵＴ-ＶＢＡＴの値は大きくなる。つまり、ＡＭＰ１のオフセット電圧の大きさが電流電圧変換部Ｓの出力に対して、相対的に小さくなる。また、ＡＭＰ２は、ローを出力し、Ｍ２はオフする。 At this time, since the resistance value between the VOUT terminal and the VBAT terminal is large,
(Charging current) x (P1 on-resistance)
The value of becomes larger, and the value of VOUT-VBAT becomes larger. That is, the magnitude of the offset voltage of AMP1 becomes relatively small with respect to the output of the current-voltage conversion unit S. AMP2 outputs low and M2 is turned off.

充電停止時には、従来技術と同様に、Ｍ１をオフし、放電時（ＶＢＡＴ＞ＶＯＵＴ）には、Ｐ１を介して電流を放電し、放電しないとき（ＶＯＵＴ＞ＶＢＡＴ）には、Ｍ２がオフしてＶＰがＶＯＵＴとなりＶＧＳが０になるためＰ１はオフする。放電時には、ＶＰが接地電圧となり、Ｐ１はフルオンして低抵抗となる。   When charging is stopped, as in the prior art, M1 is turned off. When discharging (VBAT> VOUT), current is discharged via P1, and when not discharging (VOUT> VBAT), M2 is turned off. Since VP becomes VOUT and VGS becomes 0, P1 is turned off. At the time of discharging, VP becomes the ground voltage, and P1 is fully turned on and becomes low resistance.

このように、充電電流が小さいとき、Ｐ２をオフして使用するスイッチをＰ１だけにすることにより、両方のスイッチを使用したときに比べてＶＯＵＴ端子とＶＢＡＴ端子との間の抵抗を高くすることができる。これにより、ＡＭＰ１のオフセット電圧の大きさを電流電圧変換部Ｓの出力に対して相対的に小さくすることができるため、充電電流が小さいときの負帰還制御の精度を高くすることができる。   Thus, when the charging current is small, turning off P2 and using only P1 as a switch increases the resistance between the VOUT terminal and the VBAT terminal compared to when both switches are used. Can do. Thereby, since the magnitude of the offset voltage of AMP1 can be made relatively small with respect to the output of the current-voltage converter S, the accuracy of the negative feedback control when the charging current is small can be increased.

（充電電流を大きく設定したときの動作）
図４は、充電電流が大きいときの充放電回路を示している。ＶＢＡＴ端子に容量の大きな電池２０４を接続したとき、充電電流の値が大きくなるようにＩｃｈｇ＿ｒｅｆの値を大きな値に設定し、図示しないレジスタの設定によりＳ１，Ｓ２の３端子スイッチをＰ１，Ｐ２のゲートがＶＰ側になるように接続する。 (Operation when charging current is set large)
FIG. 4 shows the charge / discharge circuit when the charging current is large. When a battery 204 having a large capacity is connected to the VBAT terminal, the value of Ichg_ref is set to a large value so that the value of the charging current becomes large. Connect so that the gate is on the VP side.

Ｐ１，Ｐ２は、充電時（ＶＯＵＴ＞ＶＢＡＴ）には、ＡＭＰ１，Ｍ１，Ｒにより負帰還制御されて、Ｉｃｈｇ＿ｒｅｆに対応した充電電流が流れる。つまり、電流電圧変換部Ｓにおいて充電電流を監視して、負帰還制御し充電電流がＩｃｈｇ＿ｒｅｆに対応した所定の電流量となるように、ＶＰ電圧を設定する。   P1 and P2 are negatively feedback controlled by AMP1, M1, and R during charging (VOUT> VBAT), and a charging current corresponding to Ichg_ref flows. That is, the current / voltage converter S monitors the charging current, performs negative feedback control, and sets the VP voltage so that the charging current has a predetermined amount of current corresponding to Ichg_ref.

このとき、ＶＯＵＴ端子とＶＢＡＴ端子との間の抵抗値はＰ１，Ｐ２が並列接続されて小さいため、電力損失は小さい。このとき充電電流の値は大きいため、
（充電電流）×（Ｐ１，Ｐ２の並列オン抵抗）
の値は大きくなり、ＶＯＵＴ-ＶＢＡＴの値は大きくなる。つまり、ＡＭＰ１のオフセット電圧の大きさが電流電圧変換部Ｓの出力に対して、相対的に小さくなる。また、ＡＭＰ２は、ローを出力し、Ｍ２はオフする。 At this time, since the resistance value between the VOUT terminal and the VBAT terminal is small because P1 and P2 are connected in parallel, the power loss is small. Since the value of the charging current is large at this time,
(Charging current) x (Parallel on-resistance of P1 and P2)
The value of becomes larger, and the value of VOUT-VBAT becomes larger. That is, the magnitude of the offset voltage of AMP1 becomes relatively small with respect to the output of the current-voltage conversion unit S. AMP2 outputs low and M2 is turned off.

充電停止時には、従来技術と同様に、Ｍ１をオフし、放電時（ＶＢＡＴ＞ＶＯＵＴ）には、Ｐ１，Ｐ２を介して電流を放電し、放電しないとき（ＶＯＵＴ＞ＶＢＡＴ）には、Ｍ２がオフしてＶＰがＶＯＵＴとなり、Ｐ１，Ｐ２はオフする。放電時に、ＶＰは接地電圧となり、Ｐ１，Ｐ２はフルオンして低抵抗となる。   When charging is stopped, M1 is turned off as in the prior art. When discharging (VBAT> VOUT), current is discharged via P1 and P2, and when not discharging (VOUT> VBAT), M2 is turned off. VP becomes VOUT and P1 and P2 are turned off. At the time of discharging, VP becomes the ground voltage, and P1 and P2 are fully turned on and become low resistance.

このように、充電電流が大きいとき、Ｐ１，Ｐ２のゲートをＶＰ側に接続して、Ｐ１、Ｐ２の両方を使用することにより、ＶＯＵＴ端子とＶＢＡＴ端子との間のパワースイッチのサイズを等価的に大きくする。これにより、パワースイッチのオン抵抗を小さくすることができるため、効率を高く維持することができる。すなわち、充電電流が大きいときの効率を高く維持することができる。   In this way, when the charging current is large, the size of the power switch between the VOUT terminal and the VBAT terminal is equivalent by connecting the gates of P1 and P2 to the VP side and using both P1 and P2. Make it bigger. As a result, the on-resistance of the power switch can be reduced, and the efficiency can be maintained high. That is, the efficiency when the charging current is large can be maintained high.

実施例１によれば、充電電流が小さいときは、少ない数（Ｘ１）のパワースイッチをＯＮさせ、また、充電電流が大きい時には、多い数（Ｘ２＞Ｘ１）のパワースイッチをＯＮさせる。このようにして、充電電流が大きいときの効率を高く維持したまま、充電電流が小さいときの負帰還制御の精度を高くすることができる。   According to the first embodiment, when the charging current is small, a small number (X1) of power switches are turned on, and when the charging current is large, a large number (X2> X1) of power switches are turned on. In this way, the accuracy of the negative feedback control when the charging current is small can be increased while the efficiency when the charging current is large is maintained high.

図５に、本発明の実施例２にかかる充放電回路を用いた電源システムの構成を示す。充放電回路の使用形態は、実施例１の電源システムと同様である。充放電回路３０３は、電源回路３０１及び負荷３０２が接続されるＶＯＵＴ端子と、電池３０４が接続されるＶＢＡＴ端子との間に接続されている。また、充放電回路３０３の制御により、電源回路３０１から電池３０４に充電電流を流して電池３０４を充電し、電池３０４から負荷３０２に電流を放電する。   FIG. 5 shows a configuration of a power supply system using the charge / discharge circuit according to the second embodiment of the present invention. The usage form of the charge / discharge circuit is the same as that of the power supply system of the first embodiment. The charge / discharge circuit 303 is connected between a VOUT terminal to which the power supply circuit 301 and the load 302 are connected and a VBAT terminal to which the battery 304 is connected. Further, under the control of the charging / discharging circuit 303, a charging current is supplied from the power supply circuit 301 to the battery 304 to charge the battery 304, and the current is discharged from the battery 304 to the load 302.

（構成）
ＶＯＵＴ端子とＶＢＡＴ端子との間に、パワースイッチＰ１，Ｐ２を２個並列接続する点は、実施例１と同じである。実施例２は、Ｐ１，Ｐ２のゲートに接続された３端子スイッチによる制御方法が実施例１と異なる。実施例１では、ＯＦＦされたＰＭＯＳのパワースイッチは、放電動作時もＯＦＦとして振る舞う。一般的に放電時には電流制御は必要なく、可能な限り低いＯＮ抵抗で放電することが望ましい。実施例２では、ＡＭＰ２，Ｍ３，Ｒｂにより制御されるＶＰＯＦＦ制御信号を生成し、充電時にＯＦＦさせたいパワースイッチのゲートをＶＯＵＴではなく、ＶＰＯＦＦに接続する。そして、ＶＰＯＦＦの電圧は、充電時にはパワースイッチがＯＦＦするような電圧に設定され、放電時にはパワースイッチがＯＮするような電圧に設定される。また、充電時にＯＮさせたいパワースイッチのゲートをＶＰＯＮに接続する。ＶＰＯＮは、実施例１におけるＶＰに対応する。 (Constitution)
The point that two power switches P1 and P2 are connected in parallel between the VOUT terminal and the VBAT terminal is the same as in the first embodiment. The second embodiment is different from the first embodiment in the control method using a three-terminal switch connected to the gates of P1 and P2. In the first embodiment, the PMOS power switch that is turned OFF behaves as OFF even during the discharging operation. In general, current control is not necessary during discharging, and it is desirable to discharge with the lowest possible ON resistance. In the second embodiment, a VPOFF control signal controlled by AMP2, M3, and Rb is generated, and the gate of the power switch that is to be turned off at the time of charging is connected to VPOFF instead of VOUT. The voltage of VPOFF is set to a voltage that turns off the power switch during charging, and is set to a voltage that turns on the power switch during discharging. In addition, the gate of the power switch to be turned on at the time of charging is connected to VPON. VPON corresponds to the VP in the first embodiment.

充電時は、ＶＯＵＴ＞ＶＢＡＴなので、ＡＭＰ２の出力はＯＦＦとなり、Ｍ３はオフとなるため、ＶＰＯＦＦの接点はオフするような電圧に設定される。つまり、ＶＰＯＦＦ＝ＶＯＵＴ電圧となり、ＶＰＯＦＦに接続されたパワースイッチは、ＶＧＳ＝０ＶのＯＦＦ状態となる。実施例２においても実施例１と同様に、ＶＯＵＴをオフするような電圧とすることで、別途オフするような電圧を用意する必要がない。   At the time of charging, since VOUT> VBAT, the output of AMP2 is OFF and M3 is OFF, so that the VPOFF contact is set to a voltage that turns OFF. That is, VPOFF = VOUT voltage, and the power switch connected to VPOFF is in an OFF state of VGS = 0V. In the second embodiment, similarly to the first embodiment, by setting the voltage to turn off VOUT, it is not necessary to prepare a voltage to turn off separately.

放電時（ＶＢＡＴ＞ＶＯＵＴ）には、３端子スイッチがＰ１，Ｐ２を選択し、オンするような電圧に設定する。ＡＭＰ２の出力がハイとなりＭ３がオンしてＲｂに電流が流れるため、ＶＰＯＦＦの電圧が低下し、ＶＰＯＦＦに接続されたパワースイッチにもＶＧＳ＝ＶＯＵＴ−ＶＰＯＦＦが印可され、ＯＮ状態となる。ここで、Ｒｂは十分に大きいとする。Ｒｂが十分大きな抵抗値であれば、ＶＰＯＦＦは、グラウンドにプルダウンされて、その電圧値は接地電圧（グラウンド電圧）となる。つまり、ＶＰＯＦＦ＝０Ｖとなり、ＶＰＯＦＦ側に接続されたスイッチをフルオン状態にすることができ、放電時に極めて低抵抗にすることができ、放電時の効率をさらに高めることができる。   At the time of discharging (VBAT> VOUT), the three-terminal switch selects P1 and P2 and sets the voltage to turn on. Since the output of AMP2 becomes high and M3 is turned on and a current flows through Rb, the voltage of VPOFF decreases, and VGS = VOUT−VPOFF is applied to the power switch connected to VPOFF, and the power is turned on. Here, it is assumed that Rb is sufficiently large. If Rb is a sufficiently large resistance value, VPOFF is pulled down to the ground, and the voltage value becomes the ground voltage (ground voltage). That is, VPOFF = 0V, and the switch connected to the VPOFF side can be in a full-on state, can have a very low resistance during discharge, and can further increase the efficiency during discharge.

また、Ｍ３をオンオフする信号は、Ｍ２をオンオフする信号と同一の信号である。つまり、放電時に、ＶＰＯＦＦ、ＶＰＯＮをグラウンドにプルダウンするための信号をＡＭＰ２の出力として、ＡＭＰ２を共有化しているため、回路規模を小さくすることもできる。   The signal for turning on / off M3 is the same signal as the signal for turning on / off M2. That is, at the time of discharging, the signal for pulling down VPOFF and VPON to the ground is used as the output of AMP2, and AMP2 is shared, so that the circuit scale can be reduced.

（充電電流を小さく設定したときの動作）
図６は、充電電流が小さいときの充放電回路を示している。ＶＢＡＴ端子に容量の小さな電池３０４を接続したとき、充電電流の値が小さくなるようにＩｃｈｇ＿ｒｅｆの値を小さな値に設定し、図示しないレジスタの設定によりＳ１の３端子スイッチをＰ１のゲートがＶＰＯＮ側になるように接続する。そして、Ｓ２の３端子スイッチをＰ２のゲートがＶＰＯＦＦ側になるように接続する。 (Operation when charging current is set low)
FIG. 6 shows a charge / discharge circuit when the charging current is small. When a battery 304 having a small capacity is connected to the VBAT terminal, the value of Ichg_ref is set to a small value so that the value of the charging current becomes small. Connect to be. Then, the S2-terminal switch is connected so that the gate of P2 is on the VPOFF side.

充電時（ＶＯＵＴ＞ＶＢＡＴ）には、ＡＭＰ２の出力がローを出力し、Ｍ２、Ｍ３はオフする。Ｒｂには電流が流れないため、ＶＰＯＦＦ電圧はＶＯＵＴ電圧と等しくなる。よって、Ｐ２はゲートソース間電圧ＶＧＳが０となり、オフする。Ｐ１は、充電時には、ＡＭＰ１，Ｍ１，Ｒａにより負帰還制御されて、Ｉｃｈｇ＿ｒｅｆに対応した充電電流が流れる。   During charging (VOUT> VBAT), the output of AMP2 outputs low, and M2 and M3 are turned off. Since no current flows through Rb, the VPOFF voltage becomes equal to the VOUT voltage. Therefore, the gate-source voltage VGS becomes 0 and P2 is turned off. At the time of charging, P1 is negatively feedback controlled by AMP1, M1, and Ra, and a charging current corresponding to Ichg_ref flows.

このとき、ＶＯＵＴ端子とＶＢＡＴ端子との間の抵抗値は大きいため、
（充電電流）×（Ｐ１のオン抵抗）
の値は大きくなり、ＶＯＵＴ-ＶＢＡＴの値は大きくなる。つまり、ＡＭＰ１のオフセット電圧の大きさが電流センサの出力に対して、相対的に小さくなる。従って、実施例１と同様に、充電電流が小さいときの充電電流の負帰還制御の精度は高くなる。 At this time, since the resistance value between the VOUT terminal and the VBAT terminal is large,
(Charging current) x (P1 on-resistance)
The value of becomes larger, and the value of VOUT-VBAT becomes larger. That is, the magnitude of the offset voltage of AMP1 becomes relatively small with respect to the output of the current sensor. Therefore, as in the first embodiment, the accuracy of the negative feedback control of the charging current when the charging current is small increases.

放電時（ＶＢＡＴ＞ＶＯＵＴ）には、ＡＭＰ２の動作によりＭ３がＯＮし、スイッチＭ３に流れる電流をＩM3とすると、ＶＯＵＴ-ＶＰＯＦＦ＝Ｒｂ＊ＩM3の電位差が生じる。Ｐ２のＶＧＳは、ＶＧＳ＝Ｒｂ＊ＩM3となる。Ｒｂの抵抗値は十分大きい値とする。Ｒｂが十分大きければ、ＶＰＯＦＦは接地電圧に設定され、Ｐ２のＶＧＳはＰ２がフルオンするような電圧となる。 During discharge (VBAT> VOUT), M3 is turned ON by the operation of AMP2, the current flowing through the switch M3 When I M3, the potential difference VOUT-VPOFF = Rb * I M3 occurs. The VGS of P2 is VGS = Rb * I M3 . The resistance value of Rb is set to a sufficiently large value. If Rb is sufficiently large, VPOFF is set to the ground voltage, and the VGS of P2 is a voltage at which P2 is fully turned on.

また、同様に、Ｐ１のＶＧＳは、スイッチＭ１，Ｍ２に流れる電流ＩM1，ＩM2を用いてＶＧＳ＝Ｒａ＊（ＩM1＋ＩM2）となる。Ｒａは十分大きい値とする。Ｒａが十分大きければ、ＶＰＯＮはグラウンド電圧となり、Ｐ１のＶＧＳはＰ１がフルオンするような電圧となる。 Similarly, the VGS of P1 becomes VGS = Ra * (I M1 + I M2 ) using the currents I M1 and I M2 flowing through the switches M1 and M2. Ra is a sufficiently large value. If Ra is sufficiently large, VPON becomes a ground voltage, and VGS of P1 becomes a voltage at which P1 is fully turned on.

このようにして、スイッチ部Ｓ１，Ｓ２における全てのトランジスタＰ１，Ｐ２ともにＯＮ状態となり、放電時の抵抗値を実施例１よりも小さくすることができる。実施例２の充放電回路３０３は、放電時に全てのスイッチをオンすることができ、ＶＢＡＴ端子とＶＯＵＴ端子との間の合成オン抵抗値を小さくすることができるため、放電時の損失が低く、つまり放電時の効率をより高くすることができる。   In this way, all the transistors P1 and P2 in the switch sections S1 and S2 are turned on, and the resistance value during discharging can be made smaller than that in the first embodiment. The charging / discharging circuit 303 of the second embodiment can turn on all the switches at the time of discharging, and can reduce the combined on-resistance value between the VBAT terminal and the VOUT terminal. Therefore, the loss at the time of discharging is low, That is, the efficiency during discharge can be further increased.

（充電電流を大きく設定したときの動作）
図７は、充電電流が大きいときの充放電回路を示している。ＶＢＡＴ端子に容量の大きな電池３０４を接続したとき、充電電流の値が大きくなるようにＩｃｈｇ＿ｒｅｆの値を大きな値に設定し、図示しないレジスタの設定によりＳ１，Ｓ２の３端子スイッチをＰ１，Ｐ２のゲートがＶＰＯＮ側になるように接続する。Ｐ１，Ｐ２ともにゲートがＶＰＯＮ側に接続されるため、充電時も、放電時も、実施例１と同様の動作となり、充電電流が大きいときの負帰還制御の精度と効率を維持することができる。 (Operation when charging current is set large)
FIG. 7 shows the charge / discharge circuit when the charging current is large. When a battery 304 having a large capacity is connected to the VBAT terminal, the value of Ichg_ref is set to a large value so that the value of the charging current becomes large. Connect so that the gate is on the VPON side. Since the gates of both P1 and P2 are connected to the VPON side, the operation is the same as in the first embodiment both during charging and during discharging, and the accuracy and efficiency of negative feedback control when the charging current is large can be maintained. .

放電時は、スイッチ部Ｓ１，Ｓ２における全てのトランジスタＰ１，Ｐ２ともにＯＮ状態となり、放電時のＶＢＡＴ端子とＶＯＵＴ端子との間の抵抗値を小さくすることができ、充電電流が大きいときの放電時の効率が高くなる。   At the time of discharging, all the transistors P1 and P2 in the switch sections S1 and S2 are turned on, the resistance value between the VBAT terminal and the VOUT terminal at the time of discharging can be reduced, and at the time of discharging when the charging current is large The efficiency of.

以上述べたように、実施例２の充放電回路は、実施例１の効果に加えて、充電電流が小さいときの放電時の効率をより高くすることができる。   As described above, in addition to the effects of the first embodiment, the charge / discharge circuit of the second embodiment can further increase the efficiency during discharging when the charging current is small.

なお、上述した実施例では、ＶＯＵＴ端子とＶＢＡＴ端子との間にそれぞれ接続される複数のトランジスタ（パワースイッチ）の数がＰ１，Ｐ２の２個の場合について説明したが、Ｎ個（Ｎは２以上の整数）のトランジスタ（Ｐ１，Ｐ２，・・・，ＰＮ）をＶＯＵＴ端子とＶＢＡＴ端子との間にそれぞれ接続して充放電回路を構成することもできる。この場合、充放電回路は、Ｐ１〜ＰＮのそれぞれに対応して設けられたＮ個のスイッチ（Ｓ１，Ｓ２，・・・，ＳＮ）を備えた構成となる。   In the above-described embodiment, the case where the number of the plurality of transistors (power switches) connected between the VOUT terminal and the VBAT terminal is two (P1 and P2) has been described. However, N (N is 2). The charge / discharge circuit can be configured by connecting transistors (P1, P2,..., PN) of the above integers between the VOUT terminal and the VBAT terminal. In this case, the charge / discharge circuit has a configuration including N switches (S1, S2,..., SN) provided corresponding to each of P1 to PN.

Ｓ１〜ＳＮは、容量の小さな電池に流す充電電流と容量の大きな電池に流す充電電流との中間の電流量である所定の第１の電流量よりも充電電流が小さい場合に、Ｎ個のトランジスタのうち充電時にオンする第１のトランジスタ群の数をＸ１個（１≦Ｘ１＜Ｎ）にする。つまり、第１のトランジスタ群は、Ｐ１，Ｐ２，・・・，ＰX1となる。そして、Ｓ１〜ＳＮは、第１の電流量よりも充電電流が大きい場合に、第１のトランジスタ群の数をＸ１個よりも多い第２のトランジスタ群の数（Ｘ２個（Ｘ１＜Ｘ２≦Ｎ））にする。つまり、第２のトランジスタ群は、Ｐ１，Ｐ２，・・・，ＰX1，・・・，ＰX2となる。 S1 to SN are N transistors when the charging current is smaller than a predetermined first current amount which is an intermediate current amount between a charging current flowing through a battery having a small capacity and a charging current flowing through a battery having a large capacity. The number of first transistor groups that are turned on during charging is set to X1 (1 ≦ X1 <N). That is, the first transistor group is P1, P2,..., P X1 . S1 to SN indicate the number of second transistor groups (X2 (X1 <X2 ≦ N), where the number of first transistor groups is larger than X1 when the charging current is larger than the first current amount. )). That is, the second transistor group, P1, P2, ···, P X1, ···, a P X2.

このように、上述した実施例の充放電回路は、２個の場合に限らずＮ個の場合でも構成できる。３個以上の場合の充放電回路は、第１のトランジスタ群の数を充電電流の大きさに応じて段階的（３段階以上）に変えることができる。   Thus, the charge / discharge circuit of the above-described embodiment can be configured not only with two but also with N. In the case of three or more charge / discharge circuits, the number of first transistor groups can be changed stepwise (three or more steps) according to the magnitude of the charge current.

１０１，２０１，３０１ 電源回路
１０２，２０２，３０２ 負荷
１０３，２０３，３０３ 充放電回路
１０４，２０４，３０４ 電池 101, 201, 301 Power supply circuit 102, 202, 302 Load 103, 203, 303 Charge / discharge circuit 104, 204, 304 Battery

Claims (10)

電源回路及び負荷が接続される第１の端子と、電池が接続される第２の端子との間に接続され、前記電源回路から前記電池に充電電流を流して前記電池を充電し、前記電池から前記負荷に電流を放電する充放電回路において、
前記第１の端子と前記第２の端子との間にそれぞれ並列に接続される複数のトランジスタと、
所定の第１の電流量よりも前記充電電流が小さい場合に、前記複数のトランジスタのうち充電時にオンする第１のトランジスタ群の数を所定の数（Ｘ１）にし、前記第１の電流量よりも前記充電電流が大きい場合に、前記第１のトランジスタ群の数を前記所定の数よりも多い第２のトランジスタ群の数（Ｘ２）にする複数のスイッチと
を備えたことを特徴とする充放電回路。 The battery is connected between a first terminal to which a power supply circuit and a load are connected and a second terminal to which a battery is connected, and charging the battery by passing a charging current from the power supply circuit to the battery. In a charge / discharge circuit that discharges current to the load from
A plurality of transistors respectively connected in parallel between the first terminal and the second terminal;
When the charging current is smaller than a predetermined first current amount, among the plurality of transistors, the number of first transistor groups that are turned on at the time of charging is set to a predetermined number (X1), and the first current amount is larger than the first current amount. And a plurality of switches for setting the number of second transistor groups (X2) to be greater than the predetermined number when the charging current is large. Discharge circuit. 前記複数のスイッチは、前記第１のトランジスタ群をオンするような第１の電圧をゲートに設定することを特徴とする請求項１に記載の充放電回路。   2. The charge / discharge circuit according to claim 1, wherein the plurality of switches set a first voltage at a gate to turn on the first transistor group. 3. 前記複数のスイッチは、充電時に、前記第１のトランジスタ群のゲートを第１の接点に接続し、前記複数のトランジスタのうち前記第１のトランジスタ群以外のトランジスタをオフするような第２の電圧をゲートに設定するために、第２の接点に接続する制御手段をさらに備えたことを特徴とする請求項２に記載の充放電回路。   The plurality of switches connect a gate of the first transistor group to a first contact during charging, and turn off transistors other than the first transistor group among the plurality of transistors. The charging / discharging circuit according to claim 2, further comprising a control unit connected to the second contact for setting the gate to the gate. 前記制御手段は、前記充電電流を監視して、前記充電電流が所定の第２の電流量となるように前記第１の電圧を生成することを特徴とする請求項３に記載の充放電回路。   4. The charge / discharge circuit according to claim 3, wherein the control unit monitors the charging current and generates the first voltage so that the charging current becomes a predetermined second current amount. 5. . 前記制御手段は、放電時に、接地電圧を前記第２の接点に設定することを特徴とする請求項３または４に記載の充放電回路。   5. The charge / discharge circuit according to claim 3, wherein the control unit sets a ground voltage to the second contact point during discharge. 6. 前記第２の電圧は、前記第１の端子の電圧であることを特徴とする請求項２乃至５のいずれかに記載の充放電回路。   The charge / discharge circuit according to claim 2, wherein the second voltage is a voltage of the first terminal. 前記制御手段は、
前記充電電流を電流電圧変換する電流電圧変換部と、
負入力端子に前記電流電圧変換部の出力を入力し、正入力端子に前記充電電流の電流値に応じた基準電圧を入力し、前記電流電圧変換部の出力と前記基準電圧との差を増幅して第１の増幅電圧を出力する第１の差動増幅器と、
前記第１の接点とグラウンドとの間に接続され、前記第１の増幅電圧に応じてオンオフする第１のスイッチと、
前記第１の端子と前記第１の接点との間に接続される第１の抵抗素子と、
前記第１の端子の電圧と前記第２の端子の電圧との差を増幅して第２の増幅電圧を出力する第２の差動増幅器と、
前記第１の接点とグラウンドとの間に接続され、前記第２の増幅電圧に応じてオンオフする第２のスイッチと
を含むことを特徴とする請求項３乃至６のいずれかに記載の充放電回路。 The control means includes
A current-voltage conversion unit for converting the charging current into current-voltage, and
The output of the current-voltage converter is input to the negative input terminal, the reference voltage corresponding to the current value of the charging current is input to the positive input terminal, and the difference between the output of the current-voltage converter and the reference voltage is amplified. A first differential amplifier that outputs a first amplified voltage;
A first switch connected between the first contact and ground and turned on and off according to the first amplified voltage;
A first resistance element connected between the first terminal and the first contact;
A second differential amplifier that amplifies the difference between the voltage at the first terminal and the voltage at the second terminal and outputs a second amplified voltage;
7. The charge / discharge according to claim 3, further comprising: a second switch connected between the first contact and ground and turned on / off according to the second amplified voltage. circuit. 前記複数のスイッチは、放電時に、前記第２のトランジスタ群をオンすることを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の充放電回路。   The charge / discharge circuit according to claim 1, wherein the plurality of switches turn on the second transistor group during discharging. 前記制御手段は、放電時に、接地電圧を前記第２の接点に設定することを特徴とする請求項８に記載の充放電回路。   9. The charge / discharge circuit according to claim 8, wherein the control means sets a ground voltage at the second contact point during discharge. 前記制御手段は、
前記第１の端子と前記第２の接点との間に接続される第２の抵抗素子と、
前記第２の接点と前記グラウンドとの間に接続され、前記第２の増幅電圧に応じてオンオフする第３のスイッチと
をさらに含むことを特徴とする請求項７に記載の充放電回路。 The control means includes
A second resistance element connected between the first terminal and the second contact;
The charge / discharge circuit according to claim 7, further comprising: a third switch connected between the second contact and the ground and turned on / off according to the second amplified voltage.
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Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2016111830A (en) * 2014-12-05 2016-06-20 キヤノン株式会社 Electronic apparatus, control method, and program
CN106385066A (en) * 2016-09-23 2017-02-08 宇龙计算机通信科技(深圳)有限公司 Charging and discharging circuit of battery and terminal
JP2019004556A (en) * 2017-06-13 2019-01-10 ローム株式会社 Current control circuit, and power supply management circuit employing the same
WO2019017671A1 (en) * 2017-07-18 2019-01-24 주식회사 우노이앤피 Battery system for off-grid power supply apparatus
KR20200007159A (en) * 2018-07-12 2020-01-22 주식회사 다원퓨처텍 High-efficiency wireless charging power amplification system for wearable devices

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003133571A (en) * 2001-10-30 2003-05-09 Nec Eng Ltd Solar battery power generation system
JP2003274637A (en) * 2002-03-13 2003-09-26 Honda Motor Co Ltd Power source switching control device and control method
JP2003309933A (en) * 2002-04-12 2003-10-31 Hitachi Computer Peripherals Co Ltd Battery charging method and backup power source performing the same

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003133571A (en) * 2001-10-30 2003-05-09 Nec Eng Ltd Solar battery power generation system
JP2003274637A (en) * 2002-03-13 2003-09-26 Honda Motor Co Ltd Power source switching control device and control method
JP2003309933A (en) * 2002-04-12 2003-10-31 Hitachi Computer Peripherals Co Ltd Battery charging method and backup power source performing the same

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2016111830A (en) * 2014-12-05 2016-06-20 キヤノン株式会社 Electronic apparatus, control method, and program
CN106385066A (en) * 2016-09-23 2017-02-08 宇龙计算机通信科技(深圳)有限公司 Charging and discharging circuit of battery and terminal
JP2019004556A (en) * 2017-06-13 2019-01-10 ローム株式会社 Current control circuit, and power supply management circuit employing the same
WO2019017671A1 (en) * 2017-07-18 2019-01-24 주식회사 우노이앤피 Battery system for off-grid power supply apparatus
KR20200007159A (en) * 2018-07-12 2020-01-22 주식회사 다원퓨처텍 High-efficiency wireless charging power amplification system for wearable devices
KR102612015B1 (en) 2018-07-12 2023-12-11 주식회사 다원퓨처텍 High-efficiency wireless charging power amplification system for wearable devices

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