JP2013198253A - Dc/dc converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、外部抵抗を用いて出力電圧を設定するDC/DCコンバータに関する。 The present invention relates to a DC / DC converter that sets an output voltage using an external resistor.
DC/DCコンバータは、所定の入力電圧を、スイッチング素子をオンオフ制御することにより出力電圧に変換して負荷に出力するとともに、出力電圧が所定の設定電圧になるようにフィードバック制御を行う。一般に、DC/DCコンバータでは、出力電圧の急激な変化に伴って出力電圧が発振することを防止するために、設定電圧と出力電圧との誤差電圧を生成する誤差増幅器の出力端子に誤差電圧の位相を補償するための位相補償回路を設ける。このとき、位相補償回路の位相補償定数の最適値は入力電圧と出力電圧によって異なる(例えば、特許文献1及び2参照。)。また、負荷電流に応じてパルス周波数変調(Pulse Frequency Modulation。以下、PFMという。)制御又はパルス幅変調(Pulse Width Modulation。以下、PWMという。)制御に切り換える場合、PFM制御とPWM制御とを切り換えるタイミングを設定するためのパルススキップ基準電圧の最適値、及びPWM制御において誤差電圧と比較されるノコギリ波信号の傾きも出力電圧によって異なる。 The DC / DC converter converts a predetermined input voltage into an output voltage by performing on / off control of the switching element and outputs the output voltage to a load, and performs feedback control so that the output voltage becomes a predetermined set voltage. In general, in a DC / DC converter, in order to prevent an output voltage from oscillating with a sudden change in the output voltage, an error voltage is generated at an output terminal of an error amplifier that generates an error voltage between the set voltage and the output voltage. A phase compensation circuit for compensating the phase is provided. At this time, the optimum value of the phase compensation constant of the phase compensation circuit differs depending on the input voltage and the output voltage (see, for example, Patent Documents 1 and 2). Further, when switching to pulse frequency modulation (hereinafter referred to as PFM) control or pulse width modulation (hereinafter referred to as PWM) control according to the load current, PFM control and PWM control are switched. The optimum value of the pulse skip reference voltage for setting the timing and the slope of the sawtooth signal compared with the error voltage in PWM control also differ depending on the output voltage.
出力電圧の設定電圧をD/A変換器などのDC/DCコンバータの内部回路を用いて生成する場合は、生成された設定電圧及びフィードバックされた出力電圧に基づいて、上述した位相補償定数、パルススキップ基準電圧及びノコギリ波信号の傾きを設定するための抵抗及び容量などの各素子値を調整して最適化できる。 When the output voltage setting voltage is generated using an internal circuit of a DC / DC converter such as a D / A converter, the above-described phase compensation constant and pulse are generated based on the generated setting voltage and the output voltage fed back. Each element value such as resistance and capacitance for setting the slope of the skip reference voltage and the sawtooth signal can be adjusted and optimized.
DC/DCコンバータからの出力電圧をDC/DCコンバータの外部に設けられた抵抗分圧回路を用いて分圧し、分圧後の出力電圧を所定の基準電圧と比較するDC/DCコンバータ(以下、外部調整タイプのDC/DCコンバータという。)では、ユーザは、抵抗分圧回路の抵抗値を調整することによって所望の出力電圧を得ることができる。しかしながら、DC/DCコンバータ側では、分圧後の出力電圧が所定の基準電圧になるように制御するので、そのDC/DCコンバータがどのような出力電圧で使用されているのか判断できない。このため、位相補償定数、パルススキップ基準電圧及びノコギリ波信号の傾きを設定するための抵抗及び容量などの各素子値を出力電圧に基づいて調整できない。また、DC/DCコンバータに新たに出力電圧端子を設けて出力電圧情報を得ることも可能ではあるが、端子の追加に伴う実装面積及びチップサイズの増加によってコストが増加してしまうという問題がある。 A DC / DC converter that divides the output voltage from the DC / DC converter using a resistance voltage dividing circuit provided outside the DC / DC converter, and compares the divided output voltage with a predetermined reference voltage (hereinafter referred to as a “reference voltage”). In the external adjustment type DC / DC converter), the user can obtain a desired output voltage by adjusting the resistance value of the resistance voltage dividing circuit. However, since the output voltage after the voltage division is controlled to be a predetermined reference voltage on the DC / DC converter side, it cannot be determined at what output voltage the DC / DC converter is used. For this reason, each element value such as a resistance and a capacitance for setting the phase compensation constant, the pulse skip reference voltage, and the slope of the sawtooth signal cannot be adjusted based on the output voltage. Although it is possible to obtain output voltage information by newly providing an output voltage terminal in the DC / DC converter, there is a problem that the cost increases due to an increase in mounting area and chip size accompanying the addition of the terminal. .
このため、外部調整タイプのDC/DCコンバータでは、予め、DC/DCコンバータの使用時の出力電圧を明確にした上で、出力電圧ごとにトリミング(DC/DCコンバータの製造時に行われる回路の調整)で、位相補償定数、パルススキップ基準電圧及びノコギリ波信号の傾きを設定するための抵抗及び容量などの各素子値を調整している。しかしながら、トリミング後は、上述した各素子値は所定の出力電圧のときの最適値に調整されているために出力電圧を変えるなどの変更ができない課題がある。 For this reason, in the external adjustment type DC / DC converter, the output voltage when the DC / DC converter is used is clarified in advance, and trimming is performed for each output voltage (circuit adjustment performed at the time of manufacturing the DC / DC converter). ), The element values such as resistance and capacitance for setting the phase compensation constant, the pulse skip reference voltage, and the slope of the sawtooth signal are adjusted. However, after trimming, each element value described above is adjusted to an optimum value at a predetermined output voltage, and therefore there is a problem that the output voltage cannot be changed.
本発明の目的は以上の問題点を解決し、例えば外部調整タイプのDC/DCコンバータにおいて、トリミングを行うことなしに、位相補償定数、パルススキップ基準電圧及びノコギリ波信号の傾きを出力電圧の設定値に応じて最適化できるDC/DCコンバータを提供することにある。 The object of the present invention is to solve the above problems. For example, in an external adjustment type DC / DC converter, the phase compensation constant, the pulse skip reference voltage, and the slope of the sawtooth wave signal can be set without adjusting the output voltage. An object of the present invention is to provide a DC / DC converter that can be optimized according to a value.
本発明に係るDC/DCコンバータは、入力端子を介して入力された入力電圧を、上記入力端子と出力端子との間に接続されたスイッチ素子をオンオフ制御することにより所定の出力電圧に変換して上記出力端子を介して出力し、上記出力電圧をインダクタ及び所定の第1の分圧比を有する外部の分圧回路を介して帰還電圧として入力し、上記帰還電圧が所定の基準電圧になるように、上記スイッチ素子に対してパルス幅変調制御又はパルス周波数変調制御を行うDC/DCコンバータにおいて、上記第1の分圧比は、上記出力電圧が所定の出力設定電圧になるように、上記基準電圧に基づいてあらかじめ設定され、上記DC/DCコンバータの起動前に、所定の検出用電圧を上記分圧回路により上記第1の分圧比で分圧して上記帰還電圧として入力するように制御する制御回路と、上記DC/DCコンバータの起動前に、上記検出用電圧を所定の第2の分圧比で分圧し、上記第1の分圧比で分圧後の検出用電圧である帰還電圧を、上記第2の分圧比で分圧後の検出用電圧と比較し、当該比較結果を示す信号を、上記出力設定電圧を示す出力設定電圧検出信号として出力する出力設定電圧検出回路とを備えたことを特徴とする。 A DC / DC converter according to the present invention converts an input voltage input via an input terminal into a predetermined output voltage by performing on / off control of a switch element connected between the input terminal and the output terminal. The output voltage is output via the output terminal, and the output voltage is input as a feedback voltage via an inductor and an external voltage dividing circuit having a predetermined first voltage dividing ratio so that the feedback voltage becomes a predetermined reference voltage. In addition, in the DC / DC converter that performs pulse width modulation control or pulse frequency modulation control on the switch element, the first voltage division ratio is the reference voltage so that the output voltage becomes a predetermined output set voltage. And a predetermined detection voltage is divided by the voltage dividing circuit at the first voltage dividing ratio before the DC / DC converter is started up. Before the start of the DC / DC converter, the detection voltage is divided by a predetermined second voltage division ratio, and the detection voltage is divided by the first voltage division ratio. An output setting voltage that compares a feedback voltage that is a voltage with a detection voltage that has been divided by the second voltage dividing ratio and outputs a signal indicating the comparison result as an output setting voltage detection signal that indicates the output setting voltage And a detection circuit.
本発明に係るDC/DCコンバータによれば、DC/DCコンバータの起動前に、検出用電圧を所定の第2の分圧比で分圧し、第1の分圧比で分圧後の検出用電圧である帰還電圧を、第2の分圧比で分圧後の検出用電圧と比較し、当該比較結果を示す信号を、出力設定電圧を示す出力設定電圧検出信号として出力する出力設定電圧検出回路を備えたので、トリミングを行うことなしに、位相補償定数、パルススキップ基準電圧及びノコギリ波信号の傾きを出力設定電圧に応じて最適化できる。 According to the DC / DC converter according to the present invention, the detection voltage is divided by a predetermined second voltage division ratio before the DC / DC converter is started, and the detection voltage is divided by the first voltage division ratio. An output setting voltage detection circuit is provided that compares a feedback voltage with a detection voltage after being divided by a second voltage dividing ratio and outputs a signal indicating the comparison result as an output setting voltage detection signal indicating an output setting voltage. Therefore, the phase compensation constant, the pulse skip reference voltage, and the slope of the sawtooth signal can be optimized according to the output setting voltage without performing trimming.
以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。 Hereinafter, embodiments according to the present invention will be described with reference to the drawings. In addition, in each following embodiment, the same code | symbol is attached | subjected about the same component.
第1の実施形態.
図1は、本発明の第1の実施形態に係るDC/DCコンバータの構成を示すブロック図である。図1において、本実施形態に係るDC/DCコンバータは、スイッチング制御回路1と、バッファ回路2と、Pチャネル型MOS電界効果トランジスタであるスイッチ素子3と、Nチャネル型MOS電界効果トランジスタである整流素子4と、基準電圧生成回路12と、誤差増幅器5と、位相補償回路8と、スキップコンパレータ7と、パルススキップ基準電圧生成回路10と、ワンパルス生成回路14と、PWMコンパレータ6と、スロープ回路9と、電流検出回路14と、リミット回路11と、発振回路13と、出力設定電圧検出回路20と、接地端子GNDと、入力端子VCCと、出力端子LXと、フィードバック端子VFBとを備えて構成される。
First embodiment.
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a DC / DC converter according to a first embodiment of the present invention. 1, the DC / DC converter according to the present embodiment includes a switching control circuit 1, a
詳細後述するように、本実施形態に係るDC/DCコンバータは、
(a)DC/DCコンバータの起動前に、入力電圧VINを分圧回路50により分圧比R52/(R51+R52)で分圧して帰還電圧Vf0として入力するように制御するスイッチング制御回路1と、
(b)DC/DCコンバータの起動前に、入力電圧VINを所定の分圧比R23/(R22+R23)で分圧して基準電圧Vref1を生成し、帰還電圧Vf0を基準電圧Vref1と比較し、当該比較結果を示す信号を、出力設定電圧VOUTsを示す出力設定電圧検出信号S20として出力する出力設定電圧検出回路20とを備えたことを特徴としている。
As will be described in detail later, the DC / DC converter according to the present embodiment is
(A) a switching control circuit 1 that controls the input voltage VIN to be divided by the voltage dividing ratio R52 / (R51 + R52) and input as the feedback voltage Vf0 before starting the DC / DC converter;
(B) Before starting the DC / DC converter, the input voltage VIN is divided by a predetermined voltage dividing ratio R23 / (R22 + R23) to generate the reference voltage Vref1, the feedback voltage Vf0 is compared with the reference voltage Vref1, and the comparison result And an output setting
さらに、本実施形態に係るDC/DCコンバータは、
(c)出力設定電圧検出信号S20に基づいて、基準電圧V12と帰還電圧Vfとの誤差電圧の位相を、出力設定電圧VOUTsに応じてあらかじめ設定される所定の位相補償定数で補償する位相補償回路8と、
(d)出力設定電圧検出信号S20に基づいて、出力設定電圧VOUTsに応じてあらかじめ設定され、パルス幅変調制御又はパルス周波数変調制御に切り換えるために用いられる所定のパルススキップ基準電圧V10を生成するパルススキップ基準電圧生成回路10と、
(c)出力設定電圧検出信号S20に基づいて、出力設定電圧VOUTsに応じてあらかじめ設定される所定の傾きを有し、パルス幅変調制御において誤差電圧V8と比較されるノコギリ波信号S10を生成するスロープ回路10とをさらに備えたことを特徴としている。
Furthermore, the DC / DC converter according to the present embodiment is
(C) A phase compensation circuit that compensates the phase of the error voltage between the reference voltage V12 and the feedback voltage Vf with a predetermined phase compensation constant set in advance according to the output set voltage VOUTs based on the output set voltage detection signal S20. 8 and
(D) A pulse that generates a predetermined pulse skip reference voltage V10 that is preset according to the output setting voltage VOUTs and used for switching to pulse width modulation control or pulse frequency modulation control based on the output setting voltage detection signal S20. A skip reference
(C) Based on the output set voltage detection signal S20, a sawtooth wave signal S10 having a predetermined slope set in advance according to the output set voltage VOUTs and compared with the error voltage V8 in the pulse width modulation control is generated. A
図1のDC/DCコンバータは、入力端子VCCを介して入力される入力電圧VINを出力電圧に変換して出力端子LXから出力する非絶縁型のDC/DCコンバータである。スイッチ素子3は入力端子VCCと出力端子LXとの間に接続され、整流スイッチ素子4は出力端子LXと接地との間に接続される。出力端子LXの電圧は、インダクタLと平滑コンデンサCoutとを備えて構成される高周波除去及び平滑用ローパスフィルタとを介して、負荷回路(図示せず。)に出力電圧VOUTとして出力されるとともに、分圧回路50に出力される。ここで、スイッチ素子3は、入力電圧VINによってインダクタLへの充電を行い、整流素子4は、スイッチ素子3がオフしてインダクタ3への充電が停止するとインダクタLの放電を行う。分圧回路50は、インダクタLと平滑コンデンサCoutとの間の接続点と接地との間に直列に接続された抵抗51及び52と、抵抗51に並列に接続されかつノイズフィルタとして動作するコンデンサCfとを備えて構成される。分圧回路50は、入力される電圧を抵抗51及び52の各抵抗値にR51及びR52より設定される所定の分圧比で分圧し、分圧後の電圧を、フィードバック電圧Vfとしてフィードバック端子VFBを介して誤差増幅器5の反転入力端子に出力する。
The DC / DC converter in FIG. 1 is a non-insulated DC / DC converter that converts an input voltage VIN input via an input terminal VCC into an output voltage and outputs the output voltage from an output terminal LX. The
また、図1において、基準電圧生成回路12は、所定の定電圧VRI1を出力する電圧源121と、抵抗122と、可変抵抗123とを備えて構成される。抵抗122と可変抵抗123とは、電圧源121からの定電圧VRI1を所定の分圧比で分圧し、分圧後の電圧を基準電圧V12として誤差増幅器5の非反転入力端子に出力する。誤差増幅器5は、フィードバック電圧Vfと基準電圧V12との間の差の電圧を増幅し、当該差の電圧に比例する電圧を、位相補償回路8を介して誤差電圧V8として、PWMコンパレータ6及びスキップコンパレータ7の各反転入力端子に出力する。ここで、位相補償回路8は、誤差増幅器5の出力端子と接地との間に直列に接続された位相補償抵抗81及び位相補償コンデンサ82と、抵抗コントローラ81cとを備えて構成され、誤差増幅器5からの電圧の位相を補償する。位相補償抵抗81は可変抵抗であり、抵抗コントローラ81cは、出力設定電圧検出回路20からの出力設定電圧検出信号S20に基づいて位相補償抵抗81の抵抗値を詳細後述するように変化させることにより、位相補償回路9の位相補償定数を変化させる。
In FIG. 1, the reference
さらに、図1において、電流検出回路14は、スイッチ素子3がオンしている期間において、スイッチ素子3に流れる電流を検出し、検出した電流に対応するセンス電圧V14をリミット回路11及びスロープ回路9に出力する。リミット回路11は、電流源111と、所定の定電圧VRI2を出力する電圧源113と、抵抗112,114,115と、リミットコンパレータ116とを備えて構成される。ここで、電流源111はセンス電圧V14から所定の定電流を生成する。また、抵抗112は電流源111と接地との間に接続され、抵抗112と電流源111との間の電圧はリミットコンパレータ116の非反転入力端子に出力される。また、抵抗114及び115は、電圧源113からの定電圧VRI2を所定の分圧比で分圧し、分圧後の電圧を過電流しきい値電圧としてリミットコンパレータ116の反転入力端子に出力する。そして、リミットコンパレータ116は、センス電圧V14に対応する電圧を過電流しきい値電圧と比較し、比較結果を示す過電流検出信号S11をスイッチング制御回路1に出力する。なお、電圧源113からの定電圧VRI2は、電圧源121からの定電圧VRI1と等しいように設定される。
Further, in FIG. 1, the
またさらに、図1において、パルススキップ基準電圧生成回路10は、入力端子VCCと接地との間に接続された電流源107及び可変抵抗108と、抵抗コントローラ108cとを備えて構成される。電流源107は、入力端子VCCから入力される入力電圧VINから所定の定電流を生成する。可変抵抗108は電流源107と接地との間に接続され、可変抵抗108と電流源107との間の接続点の電圧は、パルススキップ基準電圧V10としてスキップコンパレータ7の非反転入力端子に出力される。抵抗コントローラ108cは、出力設定電圧検出回路20からの出力設定電圧検出信号S20に基づいて、可変抵抗108の抵抗値を詳細後述するように変化させることにより、パルススキップ基準電圧V10を変化させる。
Further, in FIG. 1, the pulse skip reference
スキップコンパレータ7は、誤差電圧V8をパルススキップ基準電圧V10と比較し、比較結果を示すパルススキップ検出信号S7をワンパルス生成回路14及びスイッチング制御回路1に出力する。ワンパルス生成回路14は、誤差電圧V8がパルススキップ検出信号S7より大きいことを示すパルススキップ検出信号S7に応答して、所定のパルス幅を有するワンパルス信号S14を生成してスイッチング制御回路1に出力する。
The
図1において、スロープ回路9は、電流源91及び92と、電流加算回路93と、可変抵抗94と、抵抗コントローラ94cとを備えて構成される。電流源91は入力端子VCCから入力される入力電圧VINから所定のスロープ電流を生成し、電流源92はセンス電圧V14から所定の定電流を生成する。電流源91及び92からの各電流は電流加算回路93において加算されて可変抵抗94に流れる。可変抵抗94は接地された一端と、電流加算回路93に接続された他端とを有し、可変抵抗94の他端の電圧は、ノコギリ波信号S9としてPWMコンパレータ6の非反転入力端子に出力される。ここで、ノコギリ波信号S9は所定の周波数fsを有する。抵抗コントローラ94cは、出力設定電圧検出回路20からの出力設定電圧検出信号S20に基づいて、可変抵抗94の抵抗値を詳細後述するように変化させることにより、ノコギリ波信号S9の傾きを変化させる。PWMコンパレータ6は、誤差電圧V8をノコギリ波信号S9の電圧レベルと比較し、当該比較結果を示すパルス幅変調信号S6を生成してスイッチング制御回路1に出力する。
In FIG. 1, the
また、図1において、発振回路13は、所定の周波数fsを有しかつパルススキップ検出信号S7の検出タイミングを示すクロック信号S13を生成してスイッチング制御回路1に出力する。また、スイッチング制御回路1は、スイッチ素子3及び整流素子4をそれぞれオンオフ制御するための制御信号を生成し、バッファ2を介してスイッチ素子3及び整流素子4の各ゲートに出力する。ここで、スイッチング制御回路1は、例えばクロック信号S13の立ち上がりタイミングである検出タイミングにおいて、パルススキップ検出信号S7に基づいて誤差電圧V8がパルススキップ基準電圧V10より高いことを検出したとき、パルス幅変調信号S6に従って周波数fsでスイッチ素子3及び整流素子4をそれぞれオンオフ制御するPWM制御動作を行う。また、スイッチング制御回路1は、上述した検出タイミングにおいて、パルススキップ検出信号S7に基づいて誤差電圧V8がパルススキップ基準電圧V10より低いことを検出した後、パルススキップ検出信号S7に基づいて誤差電圧V8がパルススキップ基準電圧V10を超えたことを検出したとき、ワンパルス信号S14に従ってスイッチ素子3をオンしかつ整流素子4をオフするように制御するPFM制御動作を行う。
In FIG. 1, the
従って、負荷電流が比較的小さい軽負荷状態において、スイッチング制御回路1は、スイッチ素子3のオン時間をワンパルス信号S14のパルス幅に固定し、誤差電圧V8とパルススキップ基準電圧V10とに基づいてPFM制御を行う。また、負荷電流が比較的大きい重負荷状態において、スイッチング制御回路1は、スイッチ素子3のスイッチング周波数をクロック信号S13の周波数fsに固定しかつ誤差電圧V8とノコギリ波信号S9とに基づいてスイッチ素子3のオン時間を決定するPWM制御を行う。これにより、DC/DCコンバータの動作時に、フィードバック電圧Vf(=VOUT×R52/(R51+R52))が基準電圧V12になるようにフィードバック制御が行われる。
Accordingly, in a light load state in which the load current is relatively small, the switching control circuit 1 fixes the ON time of the
次に、出力設定電圧検出回路20の構成及び動作を説明する。図1において、出力設定電圧検出回路20は、コンパレータ21と、抵抗22及び23とを備えて構成される。ここで、抵抗22及び23は抵抗値R22及びR23をそれぞれ有し、入力端子VCCと接地との間に接続される。入力電圧VINは抵抗22及び23によって、分圧比R23/(R22+R23)で分圧され、分圧後の基準電圧Vref1はコンパレータ21の反転入力端子に出力される。基準電圧Vref1は次式で表される。
Next, the configuration and operation of the output set
Vref1=VIN×R23/(R22+R23) Vref1 = VIN × R23 / (R22 + R23)
一方、フィードバック電圧Vfはコンパレータ21の非反転入力端子に出力される。スイッチング制御回路1は、DC/DCコンバータの起動前に入力端子VCCに入力電圧VINを印加し、スイッチ素子3をオンする。このとき、入力電圧VINは分圧回路50で分圧されるので、DC/DCコンバータの起動前のフィードバック電圧Vf0は、抵抗51及び52の各抵抗値R51及びR52を用いて次式で表される。
On the other hand, the feedback voltage Vf is output to the non-inverting input terminal of the
Vf0=VIN×R52/(R51+R52) Vf0 = VIN × R52 / (R51 + R52)
ここで、V12=VOUTs×R52/(R51+R52)であるので、DC/DCコンバータの起動前のフィードバック電圧Vf0は、出力設定電圧VOUTsを用いて次式で表される。 Here, since V12 = VOUTs × R52 / (R51 + R52), the feedback voltage Vf0 before activation of the DC / DC converter is expressed by the following equation using the output setting voltage VOUTs.
Vf0=V12×VIN/VOUTs Vf0 = V12 × VIN / VOUTs
すなわち、DC/DCコンバータの起動前のフィードバック電圧Vf0は、出力設定電圧VOUTsに反比例する。コンパレータ21は、DC/DCコンバータの起動前に、フィードバック電圧Vf0を基準電圧Vref1と比較し、フィードバック電圧Vf0が基準電圧Vref1以上であるときはハイレベルの出力設定電圧検出信号S20を生成する一方、フィードバック電圧Vf0が基準電圧Vref1未満であるときはローレベルの出力設定電圧検出信号S20を生成する。従って、出力設定電圧VOUTsがV12×(R22+R23)/R23(以下、出力設定電圧しきい値Vth1という。)以下であるときはハイレベルの出力設定電圧検出信号S20が生成され、出力設定電圧VOUTsが出力設定電圧しきい値Vth1より大きいときはローレベルの出力設定電圧検出信号S20が生成される。出力設定電圧検出信号S20は、抵抗コントローラ81c、94c及び10cに出力される。なお、抵抗値R22及びR23は、出力設定電圧しきい値Vth1が出力設定電圧VOUTsの設定可能範囲内の値になるように設定される。
That is, the feedback voltage Vf0 before starting the DC / DC converter is inversely proportional to the output setting voltage VOUTs. The
図1において、ユーザは、出力電圧VOUTを所望の出力設定電圧VOUTsに設定するために、DC/DCコンバータの動作時のフィードバック電圧Vfが基準電圧V12になるように、抵抗51,51の各抵抗値R51,R52(すなわち、分圧回路50の分圧比)を設定する。例えば、基準電圧V12が0.6Vに設定されているときに出力設定電圧VOUTsを1.2Vに設定するためには、抵抗値R51及びR52を互いに等しい値(例えば、100kΩ。)に設定すればよい。また、出力設定電圧VOUTsの設定可能範囲が0.6V以上3.4V以下であるとき、出力設定電圧しきい値Vth1は例えば、1.8Vに設定される。
In FIG. 1, in order to set the output voltage VOUT to a desired output setting voltage VOUTs, the user sets each resistance of the
図1において、抵抗コントローラ81cは、DC/DCコンバータの起動前に、出力設定電圧検出信号S20に基づいて、位相補償回路8の可変抵抗81の抵抗値を、出力設定電圧VOUTsが出力設定電圧しきい値Vth1より大きいときの位相補償定数の最適値に対応する値又は出力設定電圧VOUTsが出力設定電圧しきい値Vth1以下であるときの位相補償定数の最適値に対応する値に切り換える。そして、DC/DCコンバータの起動後は、可変抵抗81の抵抗値をDC/DCコンバータの起動前に切り換えた値に保持する。これにより、位相補償回路8の位相補償定数は、出力設定電圧VOUTsに応じてあらかじめ設定される所定の位相補償定数に設定される。
In FIG. 1, before starting the DC / DC converter, the
また、抵抗コントローラ108cは、DC/DCコンバータの起動前に、出力設定電圧検出信号S20に基づいて、パルススキップ基準電圧生成回路10の可変抵抗108の抵抗値を、出力設定電圧VOUTsが出力設定電圧しきい値Vth1より大きいときのパルススキップ基準電圧V10の最適値に対応する値又は出力設定電圧VOUTsが出力設定電圧しきい値Vth1以下であるときのパルススキップ基準電圧V10の最適値に対応する値に切り換える。そして、DC/DCコンバータの起動後は、可変抵抗108cの抵抗値をDC/DCコンバータの起動前に切り換えた値に保持する。これにより、パルススキップ基準電圧V10は、出力設定電圧VOUTsに応じてあらかじめ設定される所定のパルススキップ基準電圧に設定される。
Further, the
さらに、抵抗コントローラ94cは、DC/DCコンバータの起動前に、出力設定電圧検出信号S20に基づいて、スロープ回路9の可変抵抗94の抵抗値を、出力設定電圧VOUTsが出力設定電圧しきい値Vth1より大きいときのノコギリ波信号S9の傾きの最適値に対応する値又は出力設定電圧VOUTsが出力設定電圧しきい値Vth1以下であるときのノコギリ波信号S9の傾きの最適値に対応する値に切り換える。そして、DC/DCコンバータの起動後は、可変抵抗94cの抵抗値をDC/DCコンバータの起動前に切り換えた値に保持する。これにより、ノコギリ波信号S9の傾きは、出力設定電圧VOUTsに応じてあらかじめ設定される所定の傾きに設定される。
Further, before starting the DC / DC converter, the
以上説明したように、本実施形態に係るDC/DCコンバータによれば、出力設定電圧検出回路20により検出された出力設定電圧VOUTsに応じて、位相補償回路8の位相補償定数と、パルススキップ基準電圧V10と、ノコギリ波信号S9の傾きとをそれぞれ最適化できる。従って、出力設定電圧VOUTs毎にトリミングを行う必要がなくなり、出力設定電圧VOUTsが変更されても、同一のチップ半導体で対応できる。
As described above, according to the DC / DC converter according to the present embodiment, the phase compensation constant of the
第2の実施形態.
図2は、本発明の第2の実施形態に係るDC/DCコンバータの構成を示すブロック図である。図2において、本実施形態に係るDC/DCコンバータは、第1の実施形態に係るDC/DCコンバータ(図1参照。)に比較して、電圧源16とスイッチSWとをさらに備えた点が異なる。以下、第1の実施形態との相違点のみを説明する。
Second embodiment.
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a DC / DC converter according to the second embodiment of the present invention. In FIG. 2, the DC / DC converter according to the present embodiment is further provided with a
図2において、電圧源16は、所定の検出用電圧V16を、スイッチSWを介して出力端子LXに出力する。ここで、検出用電圧V16は例えば入力電圧VINと等しいように設定される。また、スイッチング制御回路1は、DC/DCコンバータの起動前に、スイッチSWをオンしかつスイッチ素子3及び整流素子4をオフする一方、DC/DCコンバータの起動後に、スイッチSWをオフしかつスイッチ素子3及び整流素子4を第1の実施形態と同様にオンオフ制御する。さらに、本実施形態において、抵抗22と23との分圧回路は、入力端子VCCに代えて、電圧源16の出力端子に接続される。
In FIG. 2, the
以上説明したように構成されたDC/DCコンバータにおいて、DC/DCコンバータの起動前にコンパレータ21の非反転入力端子に出力されるフィードバック電圧Vf0は、次式で表される。
In the DC / DC converter configured as described above, the feedback voltage Vf0 output to the non-inverting input terminal of the
Vf0=V16×R52/(R51+R52) Vf0 = V16 × R52 / (R51 + R52)
ここで、V12=VOUTs×R52/(R51+R52)であるので、DC/DCコンバータの起動前のフィードバック電圧Vf0は、次式で表される。 Here, since V12 = VOUTs × R52 / (R51 + R52), the feedback voltage Vf0 before activation of the DC / DC converter is expressed by the following equation.
Vf0=V12×V16/VOUTs Vf0 = V12 × V16 / VOUTs
また、コンパレータ21の反転入力端子に出力される基準電圧Vref1は次式で表される。
The reference voltage Vref1 output to the inverting input terminal of the
Vref1=V16×R23/(R22+R23) Vref1 = V16 × R23 / (R22 + R23)
従って、コンパレータ21は、第1の実施形態と同様に、出力設定電圧VOUTsが出力設定電圧しきい値Vth1(=V12×(R22+R23)/R23)以下であるときはハイレベルの出力設定電圧検出信号S20を生成し、出力設定電圧VOUTsが出力設定電圧しきい値Vth1より大きいときはローレベルの出力設定電圧検出信号S20を生成する。
Therefore, as in the first embodiment, the
本実施形態は、第1の実施形態と同様の作用効果を奏する。 This embodiment has the same operational effects as the first embodiment.
第3の実施形態.
図3は、本発明の第3の実施形態に係るDC/DCコンバータの構成を示すブロック図である。本実施形態に係るDC/DCコンバータは、第2の実施形態に係るDC/DCコンバータ(図2参照。)に比較して、出力設定電圧検出回路20に代えて、出力設定電圧検出回路20Aを備えた点が異なる。以下、第2の実施形態との相違点のみを説明する。
Third embodiment.
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a DC / DC converter according to the third embodiment of the present invention. The DC / DC converter according to the present embodiment is different from the DC / DC converter according to the second embodiment (see FIG. 2) in that an output setting
図3において、出力設定電圧検出回路20Aは、出力設定電圧検出回路20に比較して、コンパレータ24と、抵抗25及び26とをさらに備えて構成される。ここで、抵抗25及び26は抵抗値R25及びR26をそれぞれ有し、検出用電圧V16は、抵抗25及び26によって分圧され、分圧後の基準電圧Vref2はコンパレータ24の反転入力端子に出力される。ここで、基準電圧Vref2は次式で表される。
In FIG. 3, the output setting
Vref2=VIN×R26/(R25+R26) Vref2 = VIN × R26 / (R25 + R26)
一方、フィードバック電圧Vfはコンパレータ24の非反転入力端子に出力される。DC/DCコンバータの起動前にスイッチSWをオンし、電圧源16を動作させると、入検出用電圧V16は分圧回路50で分圧されるので、DC/DCコンバータの起動前のフィードバック電圧Vf0は、第2の実施形態と同様に、次式で表される。
On the other hand, the feedback voltage Vf is output to the non-inverting input terminal of the
Vf0=V12×V16/VOUTs Vf0 = V12 × V16 / VOUTs
従って、コンパレータ24は、出力設定電圧VOUTsが出力設定電圧しきい値Vth2(=V12×(R25+R26)/R26)以下であるときはハイレベルの出力設定電圧検出信号S24を生成し、出力設定電圧VOUTsが出力設定電圧しきい値Vth2より大きいときはローレベルの出力設定電圧検出信号S24を生成する。出力設定電圧検出信号S24は、抵抗コントローラ81c、94c及び10cに出力される。なお、抵抗値R25及びR26は、出力設定電圧しきい値Vth2が出力設定電圧VOUTsの設定可能範囲内の値になり、かつ出力設定電圧しきい値Vth1より小さいように設定される。
Therefore, when the output setting voltage VOUTs is equal to or lower than the output setting voltage threshold value Vth2 (= V12 × (R25 + R26) / R26), the
図3において、抵抗コントローラ81cは、DC/DCコンバータの起動前に、出力設定電圧検出信号S20及びS24に基づいて、位相補償回路8の可変抵抗81の抵抗値を、出力設定電圧VOUTsが出力設定電圧しきい値Vth1より大きいときの位相補償定数の最適値に対応する値、出力設定電圧VOUTsが出力設定電圧しきい値Vth2より大きくかつ出力設定電圧しきい値Vth1以下であるときの位相補償定数の最適値に対応する値、又は出力設定電圧VOUTsが出力設定電圧しきい値Vth2以下であるときの位相補償定数の最適値に対応する値に切り換える。そして、DC/DCコンバータの起動後は、可変抵抗81の抵抗値をDC/DCコンバータの起動前に切り換えた値に保持する。これにより、位相補償回路8の位相補償定数は、出力設定電圧VOUTsに応じてあらかじめ設定される所定の位相補償定数に設定される。
In FIG. 3, before starting the DC / DC converter, the
また、抵抗コントローラ108cは、DC/DCコンバータの起動前に、出力設定電圧検出信号S20及びS24に基づいて、パルススキップ基準電圧生成回路10の可変抵抗108の抵抗値を、出力設定電圧VOUTsが出力設定電圧しきい値Vth1より大きいときのパルススキップ基準電圧V10の最適値に対応する値、出力設定電圧VOUTsが出力設定電圧しきい値Vth2より大きくかつ出力設定電圧しきい値Vth1以下であるときのパルススキップ基準電圧V10の最適値に対応する値、又は出力設定電圧VOUTsが出力設定電圧しきい値Vth2以下であるときのパルススキップ基準電圧V10の最適値に対応する値に切り換える。そして、DC/DCコンバータの起動後は、可変抵抗108cの抵抗値をDC/DCコンバータの起動前に切り換えた値に保持する。これにより、パルススキップ基準電圧V10は、出力設定電圧VOUTsに応じてあらかじめ設定される所定のパルススキップ基準電圧V10に設定される。
Further, the
さらに、抵抗コントローラ94cは、DC/DCコンバータの起動前に、出力設定電圧検出信号S20及びS24に基づいて、スロープ回路9の可変抵抗94の抵抗値を、出力設定電圧VOUTsが出力設定電圧しきい値Vth1より大きいときのノコギリ波信号S9の傾きの最適値に対応する値、出力設定電圧VOUTsが出力設定電圧しきい値Vth2より大きくかつ出力設定電圧しきい値Vth1以下であるときのノコギリ波信号S9の傾きの最適値に対応する値、又は出力設定電圧VOUTsが出力設定電圧しきい値Vth2以下であるときのノコギリ波信号S9の傾きの最適値に対応する値に切り換える。そして、DC/DCコンバータの起動後は、可変抵抗94cの抵抗値をDC/DCコンバータの起動前に切り換えた値に保持する。これにより、ノコギリ波信号S9の傾きは、出力設定電圧VOUTsに応じてあらかじめ設定される所定の傾きに設定される。
Further, before starting the DC / DC converter, the
本実施形態によれば、位相補償回路8の位相補償定数と、パルススキップ基準電圧V10と、ノコギリ波信号S9の傾きとを、第2の実施形態より高い精度で調整できる。なお、本実施形態において、位相補償定数と、パルススキップ基準電圧V10と、ノコギリ波信号S9の傾きとを3段階で調整したが、本発明はこれに限られず、4段階以上の複数段階で調整してもよい。この場合、出力設定電圧検出回路20Aにおいて、コンパレータ21と、抵抗22及び23との組を3組以上設け、出力電圧VOUの設定電圧を3個以上の出力設定電圧しきい値と比較すればよい。
According to the present embodiment, the phase compensation constant of the
なお、位相補償回路8、スロープ回路9及びパルススキップ基準電圧生成回路10の各回路構成は、図1〜図3に示した回路構成に限られない。位相補償回路は、出力設定電圧検出信号S20に基づいて、基準電圧V12と帰還電圧Vfとの誤差電圧の位相を、出力設定電圧VOUTsに応じてあらかじめ設定される所定の位相補償定数で補償すればよい。また、パルススキップ基準電圧生成回路は、出力設定電圧検出信号S20に基づいて、出力設定電圧VOUTsに応じてあらかじめ設定され、パルス幅変調制御又はパルス周波数変調制御に切り換えるために用いられるパルススキップ基準電圧V10を生成すればよい。スロープ回路は、出力設定電圧検出信号S20に基づいて、出力設定電圧VOUTsに応じてあらかじめ設定される所定の傾きを有し、パルス幅変調制御において誤差電圧V8と比較されるノコギリ波信号S9を生成すればよい。
Note that the circuit configurations of the
1…スイッチング制御回路、
2…バッファ、
3…スイッチ素子、
4…整流素子、
5…誤差増幅器、
6…PWMコンパレータ、
7…スキップコンパレータ、
8…位相補償回路、
9…スロープ回路、
10…パルススキップ基準電圧生成回路、
11…リミット回路、
12…基準電圧生成回路、
13…発振回路、
14…電流検出回路、
20,20A…出力設定電圧検出回路、
50…分圧回路。
1 ... switching control circuit,
2 ... buffer,
3 ... Switch element,
4 ... Rectifying element,
5 ... error amplifier,
6 ... PWM comparator,
7 ... Skip comparator,
8: Phase compensation circuit,
9 ... Slope circuit,
10: Pulse skip reference voltage generation circuit,
11 ... Limit circuit,
12 ... Reference voltage generation circuit,
13: Oscillator circuit,
14 ... current detection circuit,
20, 20A ... output setting voltage detection circuit,
50: A voltage dividing circuit.
Claims (6)
上記第1の分圧比は、上記出力電圧が所定の出力設定電圧になるように、上記基準電圧に基づいてあらかじめ設定され、
上記DC/DCコンバータの起動前に、所定の検出用電圧を上記分圧回路により上記第1の分圧比で分圧して上記帰還電圧として入力するように制御する制御回路と、
上記DC/DCコンバータの起動前に、上記検出用電圧を所定の第2の分圧比で分圧し、上記第1の分圧比で分圧後の検出用電圧である帰還電圧を、上記第2の分圧比で分圧後の検出用電圧と比較し、当該比較結果を示す信号を、上記出力設定電圧を示す出力設定電圧検出信号として出力する出力設定電圧検出回路とを備えたことを特徴とするDC/DCコンバータ。 The input voltage input through the input terminal is converted to a predetermined output voltage by on / off control of a switch element connected between the input terminal and the output terminal, and is output through the output terminal. The output voltage is input as a feedback voltage through an inductor and an external voltage dividing circuit having a predetermined first voltage dividing ratio, and a pulse width is applied to the switch element so that the feedback voltage becomes a predetermined reference voltage. In a DC / DC converter that performs modulation control or pulse frequency modulation control,
The first voltage division ratio is preset based on the reference voltage so that the output voltage becomes a predetermined output setting voltage,
A control circuit that controls a predetermined detection voltage to be divided by the voltage dividing circuit at the first voltage dividing ratio and input as the feedback voltage before starting the DC / DC converter;
Before starting the DC / DC converter, the detection voltage is divided by a predetermined second voltage division ratio, and a feedback voltage, which is a detection voltage after voltage division by the first voltage division ratio, is converted into the second voltage. An output setting voltage detection circuit that compares a detection voltage after voltage division with a voltage dividing ratio and outputs a signal indicating the comparison result as an output setting voltage detection signal indicating the output setting voltage. DC / DC converter.
上記出力設定電圧検出信号に基づいて、上記出力設定電圧に応じてあらかじめ設定され、上記パルス幅変調制御又は上記パルス周波数変調制御に切り換えるために用いられる所定のパルススキップ基準電圧を生成するパルススキップ基準電圧生成回路と、
上記出力設定電圧検出信号に基づいて、上記出力設定電圧に応じてあらかじめ設定される所定の傾きを有し、上記パルス幅変調制御において上記誤差電圧と比較されるノコギリ波信号を生成するスロープ回路とをさらに備えたことを特徴とする請求項1記載のDC/DCコンバータ。 A phase compensation circuit for compensating a phase of an error voltage between the reference voltage and the feedback voltage with a predetermined phase compensation constant set in advance according to the output set voltage based on the output set voltage detection signal;
Based on the output set voltage detection signal, a pulse skip reference that is preset according to the output set voltage and generates a predetermined pulse skip reference voltage used for switching to the pulse width modulation control or the pulse frequency modulation control. A voltage generation circuit;
A slope circuit that generates a sawtooth wave signal having a predetermined slope set in advance according to the output set voltage based on the output set voltage detection signal and compared with the error voltage in the pulse width modulation control; The DC / DC converter according to claim 1, further comprising:
上記誤差電圧を生成する誤差増幅回路と、
上記誤差電圧を上記パルススキップ基準電圧と比較し、当該比較結果を表すパルススキップ検出信号を出力する第1の比較回路と、
上記誤差電圧が上記パルススキップ基準電圧を超えたことを表す上記パルススキップ検出信号に応答して、上記パルス周波数変調制御のための所定のパルス幅を有するワンパルス信号を生成するワンパルス生成回路と、
上記ノコギリ波信号の周波数と同一の周波数を有しかつ上記パルススキップ検出信号の検出タイミングを表すクロック信号を生成する発振回路と、
上記誤差電圧を上記ノコギリ波信号と比較し、当該比較結果を表す上記パルス幅変調制御のためのパルス幅変調信号を出力する第2の比較回路とをさらに備え、
上記制御回路は、上記検出タイミングにおける上記パルススキップ検出信号に基づいて、上記パルス幅変調制御又はパルス周波数変調制御を行うことを特徴とする請求項1乃至5のうちのいずれか1つに記載のDC/DCコンバータ。 A rectifying element connected between the output terminal and ground;
An error amplifying circuit for generating the error voltage;
A first comparison circuit that compares the error voltage with the pulse skip reference voltage and outputs a pulse skip detection signal representing the comparison result;
A one-pulse generation circuit for generating a one-pulse signal having a predetermined pulse width for the pulse frequency modulation control in response to the pulse skip detection signal indicating that the error voltage exceeds the pulse skip reference voltage;
An oscillation circuit that generates a clock signal having the same frequency as that of the sawtooth wave signal and representing the detection timing of the pulse skip detection signal;
A second comparison circuit for comparing the error voltage with the sawtooth signal and outputting a pulse width modulation signal for the pulse width modulation control representing the comparison result;
6. The control circuit according to claim 1, wherein the control circuit performs the pulse width modulation control or the pulse frequency modulation control based on the pulse skip detection signal at the detection timing. DC / DC converter.
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