JP2013181790A - Method for using sampling clock generation device for frequency scan type oct, and sampling clock generation device for frequency scan type oct - Google Patents
Method for using sampling clock generation device for frequency scan type oct, and sampling clock generation device for frequency scan type oct Download PDFInfo
- Publication number
- JP2013181790A JP2013181790A JP2012044618A JP2012044618A JP2013181790A JP 2013181790 A JP2013181790 A JP 2013181790A JP 2012044618 A JP2012044618 A JP 2012044618A JP 2012044618 A JP2012044618 A JP 2012044618A JP 2013181790 A JP2013181790 A JP 2013181790A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- sampling clock
- frequency
- signal
- noise
- oct
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Investigating Or Analysing Materials By Optical Means (AREA)
Abstract
Description
本発明は、周波数走査型オプティカル・コヒーレンス・トモグラフィー（OCT）用サンプリングクロック発生装置の使用方法及び当該装置に関し、特に、サンプリングクロックの精度を高め、画質の改善や測定可能深度を深めるものである。 The present invention relates to a method for using a sampling clock generator for frequency scanning optical coherence tomography (OCT) and the apparatus, and more particularly, to improve the accuracy of the sampling clock, improve the image quality, and deepen the measurable depth.
オプティカル・コヒーレンス・トモグラフィー（Optical Coherence Tomography: OCT）は、光の干渉現象を利用した高分解能の断層画像撮影技術である。この技術は光の干渉を利用するため、光の波長に近い分解能（10μｍ程度）を容易に実現することができる。この分解能は、生体を対象とした場合、超音波を用いた断層画像法の約10倍の分解能である。また、光を用いるので、X線CT（Computed Tomography）のようにX線被爆が問題になることはない。この、高分解能且つ無侵襲という技術を活かして、眼や心臓血管を高分解能で観察する診断装置がOCTによって実現されている。 Optical coherence tomography (OCT) is a high-resolution tomographic imaging technique that uses the interference phenomenon of light. Since this technology uses light interference, it is possible to easily realize a resolution (about 10 μm) close to the wavelength of light. This resolution is about 10 times the resolution of tomographic imaging using ultrasound when a living body is targeted. Moreover, since light is used, X-ray exposure does not become a problem unlike X-ray CT (Computed Tomography). Utilizing this high-resolution and non-invasive technique, a diagnostic apparatus for observing eyes and cardiovascular vessels with high resolution has been realized by OCT.
OCTには、大きく分けて２つの方法がある。一つはタイム・ドメイン（Time Domain: TD）方式で、最初に開発されたOCTの方法である。もう一つはフーリエ・ドメイン（Fourier Domain: FD）方式で、TD-OCTの後で実用化された。FD-OCTには、スペクトル・ドメイン（Spectral Domain: SD）方式（非特許文献１）とスウェプト・ソース（Swept Source： SS）方式がある（特許文献１；非特許文献２）。SS-OCTは、開発当初はOFDR（Optical Frequency Domain Reflectometry）-OCTとも呼ばれたが、現在は、光源の光の周波数を走査するという意味でSS-OCTと呼ばれる。 There are two main methods for OCT. One is the time domain (TD) method, which was the first developed OCT method. The other is the Fourier Domain (FD) method, which was put into practical use after TD-OCT. FD-OCT includes a spectral domain (SD) system (Non-Patent Document 1) and a swept source (SS) system (Patent Document 1; Non-Patent Document 2). SS-OCT was originally called OFDR (Optical Frequency Domain Reflectometry) -OCT at the time of development, but now it is called SS-OCT in the sense that it scans the frequency of light from the light source.
FD-OCTは、TD-OCTに比べ、同じ計測速度なら、数百倍以上感度を良くすることができることが知られている（非特許文献３，４）。従って、最近の開発の主流は、FD-OCTに重点が置かれている。２つのFD-OCTの方式を比べると、SS-OCTの方がSD-OCTより長い計測可能距離が実現できる。このため、SS-OCTの実用化が盛んになってきている。 It is known that FD-OCT can improve the sensitivity several hundred times or more at the same measurement speed as compared to TD-OCT (Non-Patent Documents 3 and 4). Therefore, the mainstream of recent development is focused on FD-OCT. Comparing the two FD-OCT methods, SS-OCT can achieve a longer measurable distance than SD-OCT. For this reason, practical application of SS-OCT has become active.
SS-OCTの測定装置の一例を図１に示す。SS-OCT装置では、周波数走査光源１０１を用いる。周波数走査光源１０１の周波数は、グラフ１２１のように時間とともに出力される光の周波数が変化する。周波数走査光源１０１の出力光は、光ファイバで符号１０２のカプラ１に導かれ、カプラ１によって例えば９９：１の割合で分割される。この分割比率は一例であって、これに限定されるものではない。カプラ１の99％側の出力は、点線で囲んで示すOCT干渉計１０３に導かれる。OCT干渉計に入力した光は、符号１０５のカプラ２で、例えば９０：１０に分割される。この分割比は一例であって、この値に限られるものではない。カプラ２の出力の90％の光は、試料光路に導かれる。試料光路の光は、サーキュレータ１０６、コリメータ１０７、ガルバノミラー１０８、対物レンズ１０９を介して試料１１０に照射される。試料から後方反射または散乱された光（以後まとめて「後方反射」とする）は、照射光学系を戻りサーキュレータ１０６のポート２に導かれ、ポート３から出力される。ポート３から出力された光は符号１１１のカプラ３に導かれる。 An example of an SS-OCT measurement device is shown in FIG. In the SS-OCT apparatus, a frequency scanning light source 101 is used. As the frequency of the frequency scanning light source 101, the frequency of the light output with time changes as shown in the graph 121. The output light of the frequency scanning light source 101 is guided to the coupler 1 denoted by reference numeral 102 through an optical fiber, and is split by the coupler 1 at a ratio of 99: 1, for example. This division ratio is an example, and the present invention is not limited to this. The output on the 99% side of the coupler 1 is guided to the OCT interferometer 103 indicated by a dotted line. The light input to the OCT interferometer is divided by, for example, 90:10 by the coupler 2 denoted by reference numeral 105. This division ratio is an example, and is not limited to this value. 90% of the output of the coupler 2 is guided to the sample optical path. The light in the sample optical path is applied to the sample 110 through the circulator 106, the collimator 107, the galvanometer mirror 108, and the objective lens 109. Light reflected or scattered back from the sample (hereinafter collectively referred to as “backward reflection”) returns to the irradiation optical system to the port 2 of the circulator 106 and is output from the port 3. The light output from the port 3 is guided to the coupler 3 denoted by reference numeral 111.
カプラ２からの10％の出力光は参照光路に導かれる。参照光路の光はサーキュレータ１１２のポート１に入り、ポート２から出力される。ポート２から出力された光は、コリメータ１１３、対物レンズ１１４を介して反射ミラー１１５に照射される。反射ミラーから反射された光は、対物レンズ１１４、コリメータ１１３を介してサーキュレータ１１２のポート２に導かれる。サーキュレータのポート２に入った光は、ポート３から出力され、カプラ３に導かれる。 10% of the output light from the coupler 2 is guided to the reference optical path. The light in the reference optical path enters port 1 of circulator 112 and is output from port 2. The light output from the port 2 is applied to the reflection mirror 115 via the collimator 113 and the objective lens 114. The light reflected from the reflection mirror is guided to the port 2 of the circulator 112 through the objective lens 114 and the collimator 113. The light entering the port 2 of the circulator is output from the port 3 and guided to the coupler 3.
カプラ３に導かれた試料光路からの光と参照光路からの光は、カプラ３で干渉し、干渉光は２つのポートから出力される。カプラ３からの出力光は、差動光検出器１１６で検出される。差動光検出器の出力電気信号は、A/D変換器１１７でアナログ・デジタル変換され、コンピュータ１１８に取り込まれ、高速フーリエ変換（FFT）などの数値処理がなされ、OCT断層画像信号１１９が構成される。構成された断層画像信号は、表示器１２０で表示される。 The light from the sample optical path guided to the coupler 3 and the light from the reference optical path interfere with each other at the coupler 3, and the interference light is output from the two ports. The output light from the coupler 3 is detected by the differential photodetector 116. The output electrical signal of the differential photodetector is analog-to-digital converted by an A / D converter 117, captured by a computer 118, subjected to numerical processing such as fast Fourier transform (FFT), and the OCT tomographic image signal 119 is formed. Is done. The configured tomographic image signal is displayed on the display 120.
周波数走査光源１０１からの出力光１２１は、繰り返し周波数が走査され、一つの周波数走査で、１つの奥行き方向の後方散乱の強度が奥行きの距離（深さ）の関数として求められる。１つの奥行き方向の走査をA-走査と呼ぶ。一つの周波数走査のたびに、サンプリングトリガー信号が周波数走査光源から出力され、このサンプリングトリガー信号でA/D変換機１１７は、一つのA-走査信号の取得を開始する。サンプリングトリガー信号が来るたびに、A/DコンバータはA-走査信号の取得を繰り返す。各A-走査毎に、ガルバノミラー１０８で試料への照射光を横方向に走査すれば、一連の横方向の操作で、１つの２次元断層画像を構成する信号を得ることができる。ガルバノミラーによる光の横走査をB-走査と呼ぶ。１つのB-走査で、一つの２次元断層画像が得られる。なお、試料光路の光の横走査は、ガルバノミラーに限られるものではなく、共鳴スキャナーやMEMSミラーなど様々な方法が用いられる。 The output light 121 from the frequency scanning light source 101 is scanned repeatedly, and the intensity of backscattering in one depth direction is obtained as a function of the depth distance (depth) by one frequency scanning. One depth direction scan is called an A-scan. For each frequency scan, a sampling trigger signal is output from the frequency scanning light source, and the A / D converter 117 starts to acquire one A-scan signal with this sampling trigger signal. Each time the sampling trigger signal comes, the A / D converter repeats the acquisition of the A-scan signal. For each A-scan, if the irradiation light to the sample is scanned in the lateral direction by the galvanometer mirror 108, a signal constituting one two-dimensional tomographic image can be obtained by a series of lateral operations. Lateral scanning of light by a galvanometer mirror is called B-scanning. One 2D tomographic image is obtained by one B-scan. Note that the lateral scanning of the light in the sample optical path is not limited to the galvanometer mirror, and various methods such as a resonance scanner and a MEMS mirror are used.
周波数走査光源から出力される光の、時刻ｔにおける波数をk(t)とすると、差動増幅器で検出される干渉信号は、参照光路の光路長と試料光路の光路長との光路長差をzとすると、式（１）で与えられる（非特許文献２）。 If the wave number at time t of the light output from the frequency scanning light source is k (t), the interference signal detected by the differential amplifier represents the optical path length difference between the optical path length of the reference optical path and the optical path length of the sample optical path. If it is set to z, it will be given by a formula (1) (nonpatent literature 2).
差動光検出器で受光した場合、直流成分は差し引き零になる。後方反射されるとき、位相差はないものとした。差動増幅を用いるので、式（１）では、＋入力と−入力に共通的に検出される直流成分（DC成分）は差引されて零になるものとした。 When the light is received by the differential photodetector, the direct current component is subtracted to zero. When reflected back, there was no phase difference. Since differential amplification is used, in Equation (1), the DC component (DC component) that is commonly detected for the + input and the − input is subtracted to become zero.
光の波数k、波長λ、振動数v、光速cの間には、次の式（２）が成り立つ。 The following equation (2) is established among the wave number k, wavelength λ, frequency v, and speed of light c of light.
波数kは周波数vに比例する。従って、波数が等間隔ということは、周波数が等間隔ということと同等である。 The wave number k is proportional to the frequency v. Therefore, the fact that the wave numbers are equally spaced is equivalent to the frequency being equally spaced.
式（１）において、コヒーレンス関数Γ(z)は、図１における周波数走査光源１０１の干渉可能距離lcの程度で減衰する。測定する距離zがlcに比べ十分短いとすると、Γ(z)は近似的に１とすることができる。この場合、式（１）は、測定される電気信号is(t)が、正弦波cos[2k(t)z]の重ね合わせであることを示している。このような正弦波が重ねあわされた信号に、関数cos[2k(t)Z]やsin[2k(t)Z]、あるいはそれらの複素結合exp[j2k(t)Z]を乗じてフーリエ変換を行うと、試料の位置Zにおける後方反射率r(Z)が求められる。ここでjは純虚数である（j2=-1）。コヒーレンス関数Γ(z)の影響が無視できない場合は、このようなフーリエ変換によって、コヒーレンス関数の重みのついた後方反射率Γ(Z)r(Z)が求められる。Zは、参照光路長と試料光路長との光路差が零の位置から測定した、試料の深さ方向の光学的距離である。Zを変化させて、フーリエ変換によって距離の関数として後方反射率r(Z)を求めれば、後方反射率の試料の奥行き方向の距離依存性が求められる。すなわち、A-走査の信号が得られる。 In equation (1), the coherence function Γ (z) attenuates at the extent of the interference possible distance l c of the frequency scanning light source 101 in FIG. If the distance z to be measured is sufficiently shorter than l c , Γ (z) can be approximately set to 1. In this case, equation (1) indicates that the electrical signal i s (t) to be measured is a superposition of the sine wave cos [2k (t) z]. Multiply such a sinusoidal signal by the function cos [2k (t) Z], sin [2k (t) Z], or their complex combination exp [j2k (t) Z] and perform Fourier transform Is performed, the rear reflectance r (Z) at the position Z of the sample is obtained. Here, j is a pure imaginary number (j 2 = -1). When the influence of the coherence function Γ (z) cannot be ignored, the back reflectivity Γ (Z) r (Z) with the weight of the coherence function is obtained by such Fourier transform. Z is an optical distance in the depth direction of the sample measured from a position where the optical path difference between the reference optical path length and the sample optical path length is zero. If Z is changed and the rear reflectance r (Z) is obtained as a function of distance by Fourier transform, the distance dependency of the rear reflectance in the depth direction of the sample can be obtained. That is, an A-scan signal is obtained.
実際のフーリエ変換は、図１のA/D変換器１１７を用いて、離散的に取得した信号に対して、離散的なフーリエ変換である高速フーリエ変換（Fast Fourier transform: FFT）を用いて行われる。離散的に取得されるデータの番号をiとする。i番目に測定されるデータは、次式で与えられる。 The actual Fourier transform is performed using a fast Fourier transform (FFT), which is a discrete Fourier transform, on a signal acquired discretely using the A / D converter 117 of FIG. Is called. Let i be the number of the discretely acquired data. The i-th measured data is given by
一つのA-走査の間にNA個のデータ（i＝1,・・・,NA）をサンプリングし解析に用いる。サンプリングする波数kiの間隔が等間隔でないと、FFTされた結果から、正確なΓ(z)r(Z)の値は得られない。式（２）より、波数等間隔は周波数等間隔に対応する。もし、周波数走査光源から発振される光の周波数が、時間に対して正確に線形で変化すれば、時間等間隔でサンプリングを行えば、周波数等間隔、従って波数等間隔のサンプリングが行える。しかし、図１の周波数と時間の関係１２１に模式的に示すように、周波数走査光源から発振される光の周波数は、一般的には時間に対して線形でない。スペクトル干渉計において、周波数等間隔のサンプリングを行わない場合の分解能の劣化などの問題点と、ソフトウェア処理による補正については、文献で説明されている（非特許文献5）。周波数等間隔でないサンプリングを行ったデータを、内挿などの方法で周波数等間隔のサンプリングにする処理は、OCTの技術分野ではリスケーリング（re-scaling）と呼ばれる。リスケーリングはあくまでも近似的な方法であり、データ取得の段階で、周波数等間隔のデータが得られることが望ましい。 N A data (i = 1,..., N A ) are sampled and used for analysis during one A-scan. If the intervals of sampling wave numbers k i are not equal, an accurate value of Γ (z) r (Z) cannot be obtained from the result of FFT. From equation (2), the equal wavenumber interval corresponds to the equal frequency interval. If the frequency of the light oscillated from the frequency scanning light source changes accurately and linearly with respect to time, if sampling is performed at equal time intervals, sampling at equal frequency intervals, and hence equal frequency intervals, can be performed. However, as schematically shown in the relationship 121 between frequency and time in FIG. 1, the frequency of light oscillated from the frequency scanning light source is generally not linear with respect to time. In a spectrum interferometer, problems such as resolution degradation when sampling at equal frequency intervals is not performed, and correction by software processing have been described in the literature (Non-Patent Document 5). The process of sampling data that has been sampled at non-equal frequency intervals using a method such as interpolation is called re-scaling in the OCT technical field. Rescaling is only an approximate method, and it is desirable to obtain data at equal frequency intervals in the data acquisition stage.
式（３）の信号を、一定の周波数間隔δvsc（波数間隔にしてδksc）でサンプリングした場合、OCTの測定可能Δzは次式で与えられることが知られている（非特許文献２）。 Equation (3) the signal of a constant frequency interval .delta.v sc when sampled in (.delta.k sc in the wavenumber interval), measurable Δz of OCT is known to be given by the following equation (Non-Patent Document 2) .
サンプリングする周波数の間隔が狭いほど、深い測定可能距離が得られることになる。この関係は、離散的にサンプリングされた信号をFFT処理する場合に一般的なことである。測定可能距離から外れた領域外の信号は、アライアシング（折り返し）されて、測定可能範囲の信号と重なって観測される。OCT測定において、測定可能距離を増大させることは、OCTの適用範囲を広げるために重要である。このためには、サンプリングクロックの周波数間隔ができるだけ狭い計測を実現する必要がある。 The narrower the interval between the sampling frequencies, the deeper the measurable distance can be obtained. This relationship is common when performing FFT processing on discretely sampled signals. Signals outside the region outside the measurable distance are aliased (turned back) and observed with overlapping signals in the measurable range. In OCT measurement, increasing the measurable distance is important to broaden the scope of OCT. For this purpose, it is necessary to realize measurement in which the sampling clock frequency interval is as narrow as possible.
リスケーリングを行うための信号を発生したり、周波数（波数）等間隔のサンプリングを行うためのサンプリングクロック信号を発生するために、SS-OCTでは、図１において破線で囲ったサンプリングクロック発生器１２２に、周波数走査光源からの出力光の一部を導き、光干渉計１２３を通して光検出器１２４で干渉信号を検出することが行われている（非特許文献２、６）。 In order to generate a signal for rescaling and a sampling clock signal for sampling at an equal interval in frequency (wave number), SS-OCT uses a sampling clock generator 122 surrounded by a broken line in FIG. In addition, a part of the output light from the frequency scanning light source is guided and the interference signal is detected by the photodetector 124 through the optical interferometer 123 (Non-patent Documents 2 and 6).
図２（ｂ）は、マイケルソン干渉計を用いたサンプリングクロック信号器の例である。入力光を、カプラなどの光合波・光分割器２１４に入れる。分割された光の一方は、コリメータ２１６を介してミラー２１５に照射され、反射された光は光合波・分割器２１４に戻る。分割された他方の光は、コリメータ２１８を介してミラー２１７に照射され、反射された光は光合波・分割器２１４に戻る。光合波・分割器に戻った光は干渉し、入力光の周波数の時間変化に伴って、正弦波を出力する。入力光の周波数が、非線形に時間変化するため、この正弦波の周期は時間変化する。しかし、周波数で見た周期は、等間隔である。すなわち、図２（ｂ）に示すように、２つの光路の光路長差が往復で2d2とすると、出力光は次式に比例する信号になる。 FIG. 2B is an example of a sampling clock signal device using a Michelson interferometer. Input light is input to an optical multiplexer / demultiplexer 214 such as a coupler. One of the divided lights is applied to the mirror 215 via the collimator 216, and the reflected light returns to the optical multiplexing / splitting device 214. The other divided light is irradiated to the mirror 217 via the collimator 218, and the reflected light returns to the optical multiplexing / splitting device 214. The light returning to the optical multiplexer / splitter interferes and outputs a sine wave as the frequency of the input light changes with time. Since the frequency of the input light changes non-linearly with time, the period of this sine wave changes with time. However, the period seen in frequency is equally spaced. That is, as shown in FIG. 2B, if the optical path length difference between the two optical paths is 2d 2 in a reciprocating manner, the output light is a signal proportional to the following equation.
この信号を振動数の関数としてみれば、周期は一定で、次式で与えられる。 If this signal is viewed as a function of frequency, the period is constant and is given by the following equation.
図２（ｃ）は、マッハツェンダ干渉計を用いたサンプルクロック発生器の例である。入力光をカプラなどの光分割器２２０に導く。光分割器からの光は、光路長差がd3の、異なる２つの光路を通り、カプラなどの光合波器２２２で合波される。光路長差は、光遅延器２２１などで発生させる。合波された光は、位相が互いに１８０度異なる正弦波となる出力光＋と出力光−となる。これら２つの光を差動光検出増幅器で検出すると、次式（７）に比例する正弦波信号が得られる。 FIG. 2C shows an example of a sample clock generator using a Mach-Zehnder interferometer. The input light is guided to an optical splitter 220 such as a coupler. The light from the optical splitter passes through two different optical paths having an optical path length difference d 3 and is multiplexed by an optical multiplexer 222 such as a coupler. The optical path length difference is generated by the optical delay device 221 or the like. The combined light becomes output light + and output light − that are sine waves whose phases are 180 degrees different from each other. When these two lights are detected by the differential photodetection amplifier, a sine wave signal proportional to the following equation (7) is obtained.
この信号を周波数の関数としてみれば、周期は一定で、次式で与えられる。 If this signal is viewed as a function of frequency, the period is constant and is given by:
式（５）や式（７）のような正弦波を、外部からのサンプリングクロック信号として用い、周波数等間隔のサンプリングをすることができるA/Dコンバータも市販されている。これらの正弦波が零になる点は、周波数でみれば等間隔であり、この瞬間でA/Dコンバータのサンプリングを行えば、外部サンプリングクロック信号による周波数等間隔のサンプリングができる。また、式（５）や式（７）の正弦波を、A/Dコンバータの内部クロックを用いて時間等間隔でサンプリングし、リスケーリングを行って周波数等間隔のサンプリングにOCT干渉信号を変換し、フーリエ変換する方法も行われている。 An A / D converter capable of sampling at equal frequency intervals using a sine wave such as Expression (5) or Expression (7) as an external sampling clock signal is also commercially available. The points at which these sine waves become zero are equally spaced in terms of frequency, and if sampling of the A / D converter is performed at this moment, sampling at equally spaced frequencies using an external sampling clock signal can be performed. Also, the sine wave of Equation (5) or Equation (7) is sampled at equal time intervals using the internal clock of the A / D converter, and rescaling is performed to convert the OCT interference signal into equal frequency sampling. A method of Fourier transform is also performed.
図２（ｂ）のマイケルソン干渉計や、図２（ｃ）のマッハツェンダ干渉計は、光ファイバで構成される例が示してある。これらの干渉計は、他の光学部品を用いて構成することもできる。図２（ｄ）は、入射光をハーフミラー２４０で２分割し、透過光を全反射プリズム２４１で反射し、ハーフミラー２４２に入射する。ハーフミラー２４０で分割され反射した光は、ハーフミラー２４２に入射し、ハーフミラー２４２に入射した２つの光は合波され干渉する。干渉光の一方を光検出器２４３で、他方を光検出器２４４で検出する。検出された光は、電気的な差動検出器２４５で検出される。これはほんの一例であって、光学の当業者の間では、様々な類似の干渉計が知られている。 An example in which the Michelson interferometer of FIG. 2B and the Mach-Zehnder interferometer of FIG. These interferometers can also be constructed using other optical components. In FIG. 2D, the incident light is divided into two by the half mirror 240, the transmitted light is reflected by the total reflection prism 241, and enters the half mirror 242. The light divided and reflected by the half mirror 240 enters the half mirror 242, and the two lights incident on the half mirror 242 are combined and interfere. One of the interference lights is detected by the photodetector 243 and the other is detected by the photodetector 244. The detected light is detected by an electrical differential detector 245. This is only an example and various similar interferometers are known to those skilled in optics.
図２では、マイケルソン干渉計やマッハツェンダ干渉計のサンプリングクロック信号が正弦波で示してあるが、これを矩形波に変換してA/Dコンバータのサンプリングクロックとして用いることは当業者にはよく知られた技術である。当該発明でサンプリングクロック信号は、このような、アナログのサンプリングクロック信号をデジタルのサンプリングクロック信号に変換した信号も含む。 In FIG. 2, the sampling clock signal of the Michelson interferometer or Mach-Zehnder interferometer is shown as a sine wave. It is well known to those skilled in the art that this is converted into a rectangular wave and used as the sampling clock of the A / D converter. Technology. In the present invention, the sampling clock signal includes such a signal obtained by converting an analog sampling clock signal into a digital sampling clock signal.
これらサンプリングクロック発生器からの周波数等間隔のクロック信号を用いることができれば、FFTを行うための周波数等間隔の信号が得られる。 If clock signals with equal frequency intervals from these sampling clock generators can be used, signals with equal frequency intervals for performing FFT can be obtained.
発明が解決しようとする課題は、SS-OCTに一般的であるが、課題を明確に分かり易く説明するために具体例を示す。最近、非特許文献７で発表されているMEMSミラーを用いた高速で干渉距離の長い、高性能の周波数走査光源が市販されるようになった。Axsun社から販売されている、中心波長1310nmの発振波長帯で、計測可能距離5mm用のサンプリングクロック信号を出力する周波数走査光源を例とする。この光源を、図１のSS-OCTに適用する例を示す。この光源は、光出力とサンプリングトリガー信号出力を持つ。また、装置内部に、d3＝10mmに設定した図２（ｄ）に示すマッハツェンダ―型のサンプリングクロック発生装置を持ち、信号をデジタル形式に整形して出力している。この信号を用いると、計測可能距離5mmの測定が、実質的にノイズなしでできる。 The problem to be solved by the invention is common to SS-OCT, but a specific example is given to clearly and easily explain the problem. Recently, a high-performance, high-frequency scanning light source using a MEMS mirror disclosed in Non-Patent Document 7 and having a long interference distance has been put on the market. The frequency scanning light source that outputs a sampling clock signal for a measurable distance of 5 mm in an oscillation wavelength band with a center wavelength of 1310 nm, which is sold by Axsun, is taken as an example. The example which applies this light source to SS-OCT of FIG. 1 is shown. This light source has a light output and a sampling trigger signal output. Further, a Mach-Zehnder type sampling clock generator shown in FIG. 2 (d) in which d 3 = 10 mm is set inside the apparatus, and the signal is shaped into a digital format and output. Using this signal, a measurable distance of 5 mm can be measured substantially without noise.
式（３）のコヒーレンス関数Γ(z)が1/2になる距離を可干渉距離（コヒーレンス長）と呼ぶ。Axsun社の光源のコヒーレンス長は12mm程度であり、この距離を少し超えた距離までOCTの計測は可能である。この光源は、コヒーレンス距離が12mm程度あるにも関わらず、その半分ほどの5mmが測定限界として提供されている。そこで、この光源から出力されているサンプリングクロック信号を用いずに、図１に示すようにサンプリングクロック発生器を光源の外部に付けて測定を試みた。サンプリングクロック発生器内の光干渉計には図２（ｄ）に示すマッハツェンダ型を用い、光遅延器２２１の距離をd3＝12mmに設定した。この場合、OCT装置の計測可能距離は6mmとなり、限界とされている5mmよりも長い計測が可能な設定になる。この条件で、図３（ａ）に示すプラスチック製のフタの側面の部分の断層画像を測定したところ、図３（ｂ）の画像が得られた。明るい部分の断層画像は鮮明に計測できているが、その上下にゴーストが見られる。OCTを医用診断に用いた場合、このようなゴーストは誤った診断に導く可能性があり、ゴーストのないOCT装置が求められている。 The distance at which the coherence function Γ (z) in equation (3) is halved is called the coherence distance (coherence length). The coherence length of the Axsun light source is about 12 mm, and OCT measurement is possible up to a distance slightly exceeding this distance. Although this light source has a coherence distance of about 12 mm, about 5 mm, which is about half that, is provided as a measurement limit. Therefore, without using the sampling clock signal output from the light source, the measurement was attempted with a sampling clock generator attached to the outside of the light source as shown in FIG. A Mach-Zehnder type shown in FIG. 2D was used as the optical interferometer in the sampling clock generator, and the distance of the optical delay 221 was set to d 3 = 12 mm. In this case, the measurable distance of the OCT device is 6 mm, and the measurement is longer than 5 mm, which is the limit. Under this condition, the tomographic image of the side portion of the plastic lid shown in FIG. 3A was measured, and the image shown in FIG. 3B was obtained. The tomographic image of the bright part is clearly measured, but ghosts are seen above and below it. When OCT is used for medical diagnosis, such a ghost may lead to a wrong diagnosis, and an OCT device without a ghost is required.
本発明は、SS-OCTにおいて、正確なサンプリングクロックを発生する装置により、従来できないとされていた長い計測可能距離を実現するとともに、図３（ｂ）にみられるような、サンプリングクロックの精度が悪いためにOCT画像に現れるゴーストを除去することを目的とする。 In the SS-OCT, the present invention realizes a long measurable distance that has been impossible in the past by a device that generates an accurate sampling clock, and the accuracy of the sampling clock as shown in FIG. The purpose is to remove ghosts that appear in OCT images because they are bad.
上記目的を達成するために本発明の周波数走査型OCT用サンプリングクロック発生装置の使用方法及び当該装置では、サンプリングクロックとして正弦波が生成され、生成されたサンプリングクロック信号中の低周波ノイズを除去するために、低周波ノイズ低減フィルタを用いている。また、前記低周波ノイズ低減フィルタの透過後のノイズのスペクトル強度の最大値が、信号のスペクトル強度の最大値の略60％以下になるような低周波ノイズ低減フィルタを用いている。また、ハイパスフィルタ使用前のサンプリングクロックの強度スペクトルにおいて、信号のスペクトル強度の略60％以上のスペクトル強度になるノイズが、信号の周波数帯域よりも低周波側にあり、信号の周波数帯域とノイズの周波数帯域が略5MHz以上離れている周波数走査光源を使用している。 In order to achieve the above object, in the method of using the sampling clock generator for frequency scanning OCT of the present invention and the apparatus, a sine wave is generated as a sampling clock, and low frequency noise in the generated sampling clock signal is removed. Therefore, a low frequency noise reduction filter is used. Further, a low frequency noise reduction filter is used in which the maximum value of the spectral intensity of the noise after passing through the low frequency noise reduction filter is approximately 60% or less of the maximum value of the spectral intensity of the signal. In addition, in the intensity spectrum of the sampling clock before using the high-pass filter, noise that has a spectrum intensity that is approximately 60% or more of the signal spectrum intensity is on the lower frequency side than the signal frequency band. A frequency scanning light source with a frequency band of approximately 5 MHz or more is used.
本発明によれば、サンプリングクロックの精度を高めることで、サンプリングクロックの精度が悪いためにOCT画像に現れるゴーストを除去し得、画質の改善や測定可能深度を深めることができる。 According to the present invention, by increasing the accuracy of the sampling clock, it is possible to remove ghosts that appear in the OCT image due to the poor accuracy of the sampling clock, and it is possible to improve the image quality and deepen the measurable depth.
図３（ｂ）に示すように、OCT画像にゴーストが現れる場合の、サンプリングクロックの乱れについて説明する。図４（ａ）は、図３（ｂ）のOCT画像を撮像する際に用いたサンプリングクロック信号を、サンプリングトリガー開始時刻から8μｓの間、0.5nsのサンプリング時間間隔で16000点測定した結果を示す。データの間隔が密であるため、振動する信号の詳細はこの図からは分からない。そこで、データの一部を切り出して示す。例として、時間3.5μｓから3.6μｓの100ns間のデータを取り出して図示すると、図４（ｂ）が得られる。早く振動する正弦波が、ゆっくり変動する正弦波の変調を受けていることが分かる。早く振動する正弦波が、サンプリングクロックの信号である。この信号をサンプリングクロックとして用い、立ち上がりの零電圧付近でデータをサンプリングすると、サンプリング時刻は塗りつぶした黒丸で示した点になる。早く振動する正弦波が本来のサンプリングクロック信号であるから、ゆっくり変動する変調がかからない場合は、白抜きの丸で示した時刻でサンプリングが行われなければならない。実際の黒丸点でのサンプリング時刻は、本来のサンプリング時刻の前後に変動することになる。すなわち、低周波のノイズの変調により、実際のサンプリング時刻はジッターを示すことになる。サンプリングクロック信号の変調が規則的な正弦波に近いので、図３（ｂ）のOCT画像には、本来の画像から奥行き方向に一定距離ずれたゴーストが現れる。 As shown in FIG. 3B, the disturbance of the sampling clock when a ghost appears in the OCT image will be described. FIG. 4A shows the result of measuring 16000 points of the sampling clock signal used when the OCT image of FIG. 3B was captured at a sampling time interval of 0.5 ns for 8 μs from the sampling trigger start time. . The details of the oscillating signal are not known from this figure because the data interval is tight. Therefore, a part of the data is cut out and shown. As an example, when data for 100 ns from 3.5 μs to 3.6 μs is taken out and illustrated, FIG. 4B is obtained. It can be seen that a sine wave that vibrates quickly undergoes modulation of a slowly varying sine wave. A sine wave that vibrates quickly is a sampling clock signal. When this signal is used as a sampling clock and data is sampled near the rising zero voltage, the sampling time becomes a point indicated by a solid black circle. Since a sine wave that oscillates early is the original sampling clock signal, if no slowly varying modulation is applied, sampling must be performed at the time indicated by the white circle. The actual sampling time at the black dot varies before and after the original sampling time. That is, due to the modulation of low frequency noise, the actual sampling time shows jitter. Since the modulation of the sampling clock signal is close to a regular sine wave, a ghost deviating from the original image by a certain distance appears in the OCT image of FIG.
本来のサンプリングクロック信号に対して、ノイズとなる低周波の変調を調べるため、サンプリングクロック信号のスペクトル分析を行った。スペクトルは広い幅を持っているが、この理由を、光源の性質に基づいて説明する。図５は、図３（ｂ）のOCT画像を撮像するときに用いた、周波数走査光源であるAxsun社のレーザーの特性を示したものである。図５（ａ）に示すように20μｓの周期でサンプリングトリガー信号が出力される。図５（ｂ）に示すように、レーザーの出力強度は、サンプリングトリガー信号の前から出力され、サンプリングトリガー信号から10μｓまでの時間出力される。図５（ｃ）に示すように、出力されるレーザー光の周波数は、時間に対して非線形で増加する。このようなレーザー出力光の周波数の時間に対する非線形な変化が、図１の挿入図周波数と時間の関係１２１で示したものに対応する。図２に示すサンプリングクロック２１３の周波数は、周波数走査光源（図５の場合はレーザー）の出力周波数が時間に比例して変化するときは一定であるが、出力周波数の時間変化が遅くなると、サンプリングクロック信号の周波数は減少する。従って、図５（ｃ）のレーザー出力光の周波数の時間依存性に対応して、図５（ｄ）に示すように、サンプリングクロックの周波数は、サンプリングトリガー信号の立ち上がり時点から見ると、しばらく増加し、やがて約2μｓ近くでほぼ一定となり、約6μｓを過ぎた時刻から減少する。従って、サンプリングクロック信号の周波数のスペクトルは広がりをもつことになる。図５で、縦の点線から点線の間で、太い実線で示した部分が測定に使用する部分で、このレーザーの場合は、各サンプリングトリガー信号の立ち上がりから8.2μｓの時間が使用可能である。 In order to investigate low-frequency modulation that becomes noise with respect to the original sampling clock signal, spectrum analysis of the sampling clock signal was performed. The spectrum has a wide range, and this reason will be explained based on the nature of the light source. FIG. 5 shows the characteristics of the Axsun laser, which is a frequency scanning light source, used when the OCT image of FIG. As shown in FIG. 5A, the sampling trigger signal is output with a period of 20 μs. As shown in FIG. 5B, the output intensity of the laser is output before the sampling trigger signal and is output for 10 μs from the sampling trigger signal. As shown in FIG. 5C, the frequency of the output laser light increases nonlinearly with respect to time. Such a non-linear change in the frequency of the laser output light with respect to time corresponds to that indicated by the relationship 121 between inset frequency and time in FIG. The frequency of the sampling clock 213 shown in FIG. 2 is constant when the output frequency of the frequency scanning light source (laser in the case of FIG. 5) changes in proportion to time, but if the time change of the output frequency becomes slow, sampling is performed. The frequency of the clock signal decreases. Accordingly, in response to the time dependency of the frequency of the laser output light in FIG. 5C, the frequency of the sampling clock increases for a while when viewed from the rising edge of the sampling trigger signal, as shown in FIG. 5D. Eventually, it becomes almost constant at about 2 μs, and decreases from about 6 μs. Accordingly, the spectrum of the frequency of the sampling clock signal has a spread. In FIG. 5, the portion indicated by the thick solid line between the vertical dotted line and the dotted line is the portion used for measurement. In the case of this laser, a time of 8.2 μs can be used from the rise of each sampling trigger signal.
図５（ｄ）に示すサンプリングクロック信号の周波数は、図２（ｃ）に示すサンプリングクロック発生装置に用いる干渉計の距離d3に依存して変化する。これらの距離が増大すると、サンプリングクロック信号の周波数は増大する。サンプリングクロック信号の周波数が増大すると、サンプリング周波数間隔δvscが狭くなり、式（４）に従って、計測可能距離が長くなる。 Frequency of the sampling clock signal shown in FIG. 5 (d) changes depending on the distance d 3 of the interferometer used in the sampling clock generator shown in Figure 2 (c). As these distances increase, the frequency of the sampling clock signal increases. When the frequency of the sampling clock signal increases, the sampling frequency interval δv sc becomes narrower and the measurable distance becomes longer according to the equation (4).
図４（ｂ）に示すように、サンプリングクロック信号には、本来のサンプリングクロック信号に対しより低周波のノイズが重なって変調している。この低周波の変調の様子を調べるために、図４（ａ）に示す信号に対して、フーリエ変換によるスペクトル解析をした結果を図６（ａ）に示す。この図では、縦軸は任意スケールのスペクトル強度ISを対数スケール10log(IS)で表している。70MHzから145MHzに広がるスペクトルが、サンプリングクロック信号のスペクトルである。幅が広いのは、図５（ｄ）に示すように、サンプリングクロック周波数が一定ではないからである。図６（ａ）で22MHz以下に広がったスペクトルが、図４（ｂ）でサンプリングクロック信号を変調する低周波ノイズの成分である。図６（ａ）において、サンプリングクロック信号によるスペクトルとノイズのスペクトルは分離されているので、電気信号の低周波成分をカットするハイパスフィルタで低周波成分を低減させることができる。 As shown in FIG. 4B, the sampling clock signal is modulated by being superimposed with lower frequency noise than the original sampling clock signal. FIG. 6A shows the result of spectral analysis by Fourier transform on the signal shown in FIG. 4A in order to examine the low-frequency modulation. In this figure, the vertical axis represents the spectral intensity I S of an arbitrary scale with a logarithmic scale of 10 log (I S ). The spectrum extending from 70 MHz to 145 MHz is the spectrum of the sampling clock signal. The reason why the width is wide is that the sampling clock frequency is not constant as shown in FIG. The spectrum that has spread to 22 MHz or less in FIG. 6A is a low-frequency noise component that modulates the sampling clock signal in FIG. 4B. In FIG. 6A, since the spectrum of the sampling clock signal and the spectrum of noise are separated, the low frequency component can be reduced by a high-pass filter that cuts the low frequency component of the electrical signal.
本発明に基づくサンプリングクロック信号生成器として図７（ａ）のシステムを用いた。光分割カプラ３１０、光ディレイ３１１、カプラ３１２、差動光検出増幅器３１３の部分は、図２（ｄ）に示すマッハツェンダ干渉計を用いたサンプリングクロック生成光学系と同じで、光のディレイの長さはd3＝12mmとした。式（４）及び式（８）に従って、測定可能距6 mmに対応するサンプリングクロック信号を発生する。マッハツェンダ干渉計の出力を、差動光検出増幅器３１３で検出・増幅し、電気信号を出力する。ここまでのシステムは、図４、図６（ａ）のデータを取得した場合と同じである。この後に、ハイパスフィルタ３１４を挿入したのち、OCT装置のサンプリングクロック信号として用いた。用いたフィルタの減衰率特性を図７（ｂ）に示す。3dB減衰率（2分の1減衰率）で定義したカットオフ周波数fcは、80MHzである。このフィルタの構造は、図７（ｃ）に示すようなコンデンサ３１５，３１６とインダクタ３１７，３１８を、点線で示すように多段で組み合わせた典型的なハイパスフィルタである。ハイパスフィルタ透過後の電気信号のフーリエ変換によりスペクトル特性を求めたところ、図６（ｂ）の結果が得られた。高周波側のサンプリングクロック信号はそのまま残り、サンプリングクロック信号に乱れを生む低周波側のノイズのスペクトルは消滅した。 The system shown in FIG. 7A is used as a sampling clock signal generator according to the present invention. The parts of the optical splitting coupler 310, the optical delay 311, the coupler 312, and the differential optical detection amplifier 313 are the same as the sampling clock generation optical system using the Mach-Zehnder interferometer shown in FIG. D 3 = 12 mm. A sampling clock signal corresponding to a measurable distance of 6 mm is generated according to equations (4) and (8). The output of the Mach-Zehnder interferometer is detected and amplified by the differential optical detection amplifier 313, and an electric signal is output. The system so far is the same as the case where the data of FIG. 4, FIG. 6 (a) was acquired. After this, a high pass filter 314 was inserted and used as a sampling clock signal for the OCT device. FIG. 7B shows the attenuation rate characteristics of the filter used. Cut-off frequency f c defined 3dB attenuation factor (1 attenuation factor of 2 minutes) is 80 MHz. The structure of this filter is a typical high-pass filter in which capacitors 315 and 316 and inductors 317 and 318 as shown in FIG. 7C are combined in multiple stages as indicated by dotted lines. When the spectral characteristics were obtained by Fourier transform of the electric signal after passing through the high-pass filter, the result shown in FIG. 6B was obtained. The sampling clock signal on the high frequency side remains as it is, and the spectrum of noise on the low frequency side that causes disturbance in the sampling clock signal disappears.
ハイパスフィルタを用いない前のサンプリングクロック用の干渉信号が、ハイパスフィルタを用いた後どのように変化をしたかを図８に示す。時間0から8μｓの間の信号を図８（ａ）に示す。図４（ａ）に対応するフィルタ後の信号であるが、揺らぎが減少し、一様な濃度の信号が得られている。図４（ａ）は、データ点が密で正弦波の起伏が判別できないので、一つの例として時間3.5μｓから3.6μｓの間の信号を図８（ｂ）に示す。この図は、フィルタを用いない前の図４（ｂ）に対応する図である。低周波の変調がなく、整った正弦波で、負から正への零クロス点をサンプリング点とすれば、図８（ｂ）では、図４（ｂ）の場合にみられるようなジッターは見られない。 FIG. 8 shows how the interference signal for the sampling clock before using the high-pass filter changes after using the high-pass filter. The signal between time 0 and 8 μs is shown in FIG. Although it is a signal after filtering corresponding to FIG. 4A, fluctuation is reduced and a signal having a uniform density is obtained. FIG. 4A shows a signal between 3.5 μs and 3.6 μs as an example in FIG. 8B because the data points are dense and the undulation of the sine wave cannot be determined. This figure corresponds to FIG. 4B before the filter is not used. If the sampling point is a zero cross point from negative to positive with a low-frequency modulation and a well-formed sine wave, jitter as seen in FIG. 4 (b) can be seen in FIG. 8 (b). I can't.
図７（ａ）に示すサンプリングクロック発生装置で得られた、図８に示すサンプリングクロック信号を、図１のSS-OCT測定装置のサンプリングクロック信号として測定したOCTの画像を図９（ａ）に示す。図３（ｂ）に示すOCT画像にみられるゴーストは消滅している。すなわち、5mmの深さ計測用として販売されているOCT用光源でも、装置にあらかじめ付属しているサンプリングクロック発生装置ではなく、図７（ａ）に示すようなサンプリングクロック発生装置を用いたサンプリングクロック信号を用いることにより、ゴーストを除去して6mmまで計測可能にすることができた。 FIG. 9A shows an OCT image obtained by measuring the sampling clock signal shown in FIG. 8 obtained by the sampling clock generator shown in FIG. 7A as the sampling clock signal of the SS-OCT measuring device shown in FIG. Show. The ghost seen in the OCT image shown in FIG. That is, even with an OCT light source sold for measuring a depth of 5 mm, a sampling clock using a sampling clock generator as shown in FIG. 7A is used instead of the sampling clock generator attached to the apparatus in advance. By using the signal, it was possible to remove the ghost and measure up to 6mm.
また、図７（ａ）の光学ディレイ３１１の長さを長くしていって、d3＝26mmに設定し、OCT画像の計測可能距離13mmとして、カットオフ周波数がより高周波の200MHzのハイパスフィルタを用いて、図７（ａ）に示すサンプリングクロック発生装置から出力されるサンプリングクロック信号を、図１に示すSS-OCTのサンプリングクロック信号として用いてOCT画像を測定したところ、図９（ｂ）に示すように、画像が繰り返されるゴーストが無いOCT画像が得られた。すなわち、5mmの深さ計測用として販売されているOCT用光源でも、装置にあらかじめ付属しているサンプリングクロック発生装置ではなく、図７（ａ）に示すようなサンプリングクロック発生装置を用いたサンプリングクロックを用いることにより、計測可能距離13mmのOCT画像の取得が可能であることが実証された。OCTの測定可能距離が13mmであると、人眼の角膜から水晶体後面に及ぶ、前眼部全体の測定が可能になる。また、歯科に適用した場合、顔の前方から、複数の歯を同時に測定することができる。 Also, the length of the optical delay 311 in FIG. 7A is lengthened, d 3 = 26 mm is set, the OCT image measurable distance is 13 mm, and a 200 MHz high-pass filter with a higher cutoff frequency is used. Using the sampling clock signal output from the sampling clock generator shown in FIG. 7A as the sampling clock signal of the SS-OCT shown in FIG. 1, an OCT image was measured. As shown, an OCT image without a ghost in which the image was repeated was obtained. That is, even with an OCT light source sold for measuring a depth of 5 mm, a sampling clock using a sampling clock generator as shown in FIG. 7A is used instead of the sampling clock generator attached to the apparatus in advance. It was proved that OCT images with a measurable distance of 13 mm can be obtained by using. When the OCT measurable distance is 13 mm, the entire anterior segment from the cornea of the human eye to the posterior surface of the crystalline lens can be measured. When applied to dentistry, a plurality of teeth can be measured simultaneously from the front of the face.
ハイパスフィルタをサンプリングクロック発生装置に用いて、ノイズを取り除いて測定することにより、測定可能距離を長くできることが実証できた。（なお、図９（ａ）と図９（ｂ）は、図３（ａ）の場合とは、試料であるプラスチックのふたの異なる部位を測定しており、OCT画像のから測定されるふたの肉厚は互いに異なっている。） It was proved that the measurable distance can be increased by using the high-pass filter for the sampling clock generator and removing the noise for measurement. (Note that FIG. 9 (a) and FIG. 9 (b) are different from the case of FIG. 3 (a), in which different parts of the plastic lid as a sample are measured. The wall thickness is different from each other.)
本来のサンプリングクロック信号と、それを変調するノイズの振る舞いを調べ、原因を特定するため、図５に特性を示す、図３、図４、図６、図９の結果を測定するのに用いた周波数走査光源を用い、図２（ｄ）に示すマッハツェンダ型のサンプリングクロック信号発生装置の出力信号のスペクトルを計測した。図２（ｃ）の光遅延器２２１のディレイ距離d3を変化させ、ハイパスフィルタは用いずに、サンプリングクロック信号を高速のシンクロスコープで測定し、測定したデータをコンピュータに移して、FFTのソフトウェアを用いてスペクトル解析を行った。 In order to investigate the behavior of the original sampling clock signal and the noise that modulates it, and to identify the cause, it was used to measure the results of FIGS. 3, 4, 6, and 9 whose characteristics are shown in FIG. The spectrum of the output signal of the Mach-Zehnder type sampling clock signal generator shown in FIG. 2D was measured using a frequency scanning light source. The delay distance d 3 of the optical delay 221 in FIG. 2C is changed, the sampling clock signal is measured with a high-speed synchroscope without using a high-pass filter, the measured data is transferred to a computer, and the FFT software Spectral analysis was performed using
図１０（ａ）は、d3＝1.5mmのときに得られたスペクトルである。強度が強く、サンプリングクロック信号のスペクトル（Sで示す）の幅もせまい。ノイズによるスペクトルは信号に比べて無視できる。図１０（ｂ）は、d3＝2.5mmのときに得られたスペクトルである。サンプリングクロック信号Sのスペクトルの幅は広がり、強度は図１０（ａ）の場合に比べて落ち、位置は周波数高い方にシフトしている。ノイズは、サンプリングクロック信号のスペクトルに比べ、無視できる。図１０（ｃ）は、d3＝7.5mmのときに得られたスペクトルである。サンプリングクロック信号Sのスペクトルの幅は広がり、強度は図１０（ｂ）の場合に比べ、更に落ちている。位置は周波数の高い方にシフトしている。ノイズが信号の低周波側に現れているが、サンプリングクロック信号のスペクトルに比べて無視できる程度である。信号の各周波数でのスペクトル強度は、スペクトルの広がりとともに減少する。 FIG. 10A shows a spectrum obtained when d 3 = 1.5 mm. The intensity is strong, and the width of the spectrum (indicated by S) of the sampling clock signal is also small. The spectrum due to noise is negligible compared to the signal. FIG. 10B is a spectrum obtained when d 3 = 2.5 mm. The spectrum width of the sampling clock signal S is widened, the intensity is lower than that in the case of FIG. 10A, and the position is shifted to the higher frequency side. Noise is negligible compared to the spectrum of the sampling clock signal. FIG. 10C shows a spectrum obtained when d 3 = 7.5 mm. The width of the spectrum of the sampling clock signal S is widened, and the intensity is further lowered as compared with the case of FIG. The position is shifted to the higher frequency. Although noise appears on the low frequency side of the signal, it is negligible compared to the spectrum of the sampling clock signal. The spectral intensity at each frequency of the signal decreases with spectral broadening.
図１０（ｄ）は、d3＝9.5mmのときに得られたスペクトルである。図１０（ｃ）の場合に比べ、サンプリングクロック信号Sのスペクトルの幅は広がり、位置は高周波側に広がり、強度は更に落ちている。ノイズ（N1とラベルしてある）が信号の低周波側に現れていて、サンプリングクロック信号のスペクトルに比べて無視できない強さである。ただし、この条件のサンプリングクロック信号を図１に示すSS-OCT装置のサンプリングクロック信号として用いてOCT画像計測を行うと、ゴーストは観測されない。サンプリングクロック信号のスペクトル計測では無視できない強度のノイズがあっても、OCT計測では問題ないわけである。この時のノイズN1のスペクトル強度は、サンプリングクロック信号Sのスペクトル強度の約6割（60％）以下である。ノイズとサンプリングクロック信号のこの強度比が、OCT画像をゴーストなしに計測するための判定基準となる。d3＝9.5mmは、OCTの計測可能距離4.25mmに対応する。 FIG. 10D is a spectrum obtained when d 3 = 9.5 mm. Compared to the case of FIG. 10C, the spectrum width of the sampling clock signal S is widened, the position is widened toward the high frequency side, and the intensity is further lowered. Noise (labeled N1) appears on the low frequency side of the signal, and is a strength that cannot be ignored compared to the spectrum of the sampling clock signal. However, when the OCT image measurement is performed using the sampling clock signal under this condition as the sampling clock signal of the SS-OCT apparatus shown in FIG. 1, no ghost is observed. Even if there is noise of a level that cannot be ignored in the spectrum measurement of the sampling clock signal, there is no problem in the OCT measurement. At this time, the spectrum intensity of the noise N1 is about 60% (60%) or less of the spectrum intensity of the sampling clock signal S. This intensity ratio between the noise and the sampling clock signal is a criterion for measuring the OCT image without ghosting. d 3 = 9.5mm corresponds to the OCT measurable distance of 4.25mm.
図１１（ｅ）は、d3＝13.5mのときに得られたスペクトルである。図１０（ｄ）の場合に比べ、サンプリングクロック信号Sのスペクトルの幅は広がり、位置は高周波側に広がり、強度は更に落ちている。ノイズ（N1とラベルしてある）が低周波側に現れていて、サンプリングクロック信号のスペクトルに比べて３倍ほどの強さである。d3＝13.5mmは、OCT画像の計測可能距離6.75mmに対応する。この条件でOCT計測を行うと、強いゴーストが現れた。 FIG. 11E shows a spectrum obtained when d 3 = 13.5 m. Compared to the case of FIG. 10D, the spectrum width of the sampling clock signal S is widened, the position is widened toward the high frequency side, and the intensity is further lowered. Noise (labeled N1) appears on the low frequency side, about three times stronger than the spectrum of the sampling clock signal. d 3 = 13.5mm corresponds to the OCT image measurable distance 6.75mm. When OCT measurement was performed under these conditions, a strong ghost appeared.
これより計測可能距離が短い6mmの場合（d3＝12mmに対応）のスペクトルを図６（ａ）に示した。図６（ａ）では、サンプリングクロック信号のスペクトルとノイズのスペクトルの強度はほぼ同じ大きさ（割合にして100％）で、図３（ｂ）に示すようにOCT画像に弱いけれども明らかにゴーストが見られる。スペクトル強度でみてノイズのスペクトル強度とサンプリングクロックのスペクトル強度が同程度の場合は、ゴーストの出ないOCT計測ができないという判定基準になる。上述のように、通常の測定条件で、OCT画像がゴーストなしに測定できるのは、ノイズのスペクトル強度がサンプリングクロック信号のスペクトル強度に比して60％以下の場合である。 The spectrum when the measurable distance is 6 mm (corresponding to d 3 = 12 mm) is shown in FIG. In FIG. 6 (a), the intensity of the spectrum of the sampling clock signal and the spectrum of the noise are almost the same (percentage is 100%), and as shown in FIG. It can be seen. If the spectral intensity of the noise is comparable to the spectral intensity of the sampling clock, the criterion is that OCT measurement without ghosting is not possible. As described above, the OCT image can be measured without a ghost under normal measurement conditions when the spectral intensity of noise is 60% or less compared to the spectral intensity of the sampling clock signal.
図１１（ｆ）は、d3＝17.5mmのときに得られたスペクトルである。図１１（ｅ）の場合に比べ、サンプリングクロック信号Sのスペクトルの幅は広がり、位置は高周波側に広がり、強度は更に落ちている。ノイズは、N1とラベルしたものに加えて、明らかにN2とラベルしたものも加わっている。ノイズN2はノイズN1の低周波側に現れていて、強度は、低周波側で強くなっている。この条件のサンプリングクロック信号を用いてOCT計測しようとしたが、図１に示すA/D変換器１１７が頻繁に誤動作し、安定なOCT計測ができなかった。相対的に強度が強い低周波側のノイズによりA/Dコンバータの外部クロック受信回路が誤動作するためと判断される。サンプリングクロック信号のスペクトルが図１１（ｆ），（ｇ），（ｈ）の場合は、安定なOCT計測はできない。 FIG. 11 (f) is a spectrum obtained when d 3 = 17.5 mm. Compared to the case of FIG. 11E, the spectrum width of the sampling clock signal S is widened, the position is widened toward the high frequency side, and the intensity is further lowered. In addition to the noise labeled N1, the noise is clearly labeled N2. The noise N2 appears on the low frequency side of the noise N1, and the intensity is strong on the low frequency side. Although an attempt was made to perform OCT measurement using the sampling clock signal under this condition, the A / D converter 117 shown in FIG. 1 frequently malfunctioned and stable OCT measurement could not be performed. It is determined that the external clock receiving circuit of the A / D converter malfunctions due to relatively strong low frequency noise. When the spectrum of the sampling clock signal is shown in FIGS. 11 (f), (g), and (h), stable OCT measurement cannot be performed.
図１１（ｇ）は、d3＝21.5mmのときに得られたスペクトルである。図１１（ｅ）の場合に比べ、サンプリングクロック信号Sのスペクトルの幅は広がり、位置は高周波側に広がり、強度は更に落ちている。N1とラベルしたノイズもN2とラベルしたノイズも現れている。サンプリングクロック信号Sのスペクトル強度はノイズN1、N2よりも弱い。図１１（ｈ）は、d3＝25.5mmのときに得られたスペクトルである。図１１（ｇ）の場合に比べ、サンプリングクロック信号Sのスペクトルの幅は更に広がり、位置は高周波側に広がり、強度は更に落ちている。ノイズN2の方が、ノイズN1よりも強度が強くなっている。図１１（ｇ），（ｈ）のいずれのサンプリングクロックを用いても、OCT画像の安定な取得はできなかった。 FIG. 11G shows a spectrum obtained when d 3 = 21.5 mm. Compared to the case of FIG. 11E, the spectrum width of the sampling clock signal S is widened, the position is widened toward the high frequency side, and the intensity is further lowered. Noise labeled N1 and noise labeled N2 also appear. The spectral intensity of the sampling clock signal S is weaker than the noises N1 and N2. FIG. 11 (h) is a spectrum obtained when d 3 = 25.5 mm. Compared to the case of FIG. 11G, the spectrum width of the sampling clock signal S is further expanded, the position is expanded to the high frequency side, and the intensity is further decreased. Noise N2 is stronger than noise N1. Even if any of the sampling clocks shown in FIGS. 11G and 11H is used, the OCT image cannot be stably acquired.
図１０、図１１で示されたノイズの発生原因について、現状OCTに用いられている市販された周波数走査光源の構造に基づいて説明する。図１２（ａ），（ｂ），（ｃ）に示す市販されている周波数走査光源はいずれもレーザーである。 The cause of the noise shown in FIGS. 10 and 11 will be described based on the structure of a commercially available frequency scanning light source used in the current OCT. The commercially available frequency scanning light sources shown in FIGS. 12A, 12B, and 12C are all lasers.
図１２（ａ）は、反射型のファブリ・ペロー４１１を周波数走査のフィルタとして用いたレーザーである（非特許文献７）。レンズ４１２とレンズ４１４を用いて、光を集光して半導体光増幅（SOA）４１３により増幅する。コリメータ４１５により光ファイバに光を導き、両端が光ファイバ結合の反射器４１６を通して、出力光をファイバ出力する。レーザーのキャビティー長は、４１１と４１６の間隔できまる。反射型のファブリ・ペロー４１１にはMEMS（Micro Electro Mechanical Systems）ミラーが用いられ、全体が小型に作られている。 FIG. 12A shows a laser using a reflective Fabry-Perot 411 as a frequency scanning filter (Non-patent Document 7). The lens 412 and the lens 414 are used to collect the light and amplify it by a semiconductor optical amplification (SOA) 413. Light is guided to the optical fiber by the collimator 415, and the output light is output to the fiber through the reflector 416 having both ends coupled to the optical fiber. The cavity length of the laser is determined by the distance between 411 and 416. The reflection type Fabry-Perot 411 uses a MEMS (Micro Electro Mechanical Systems) mirror and is made small as a whole.
図１２（ｂ）は、回折格子４２１を周波数走査のフィルタとして用いたレーザーである。MEMSミラー４２２を高速で振動回転させて周波数を走査する。レンズ４２３、SOA４２４、レンズ４２５、コリメータ４２６、光ファイバ結合の反射器４２７の役割は図１２（ａ）の場合と同様である。このレーザーも、MEMSミラーを用いることにより、極めて小型にできている。キャビティー長は４５１と４２７の間隔で決まる。 FIG. 12B shows a laser using the diffraction grating 421 as a filter for frequency scanning. The frequency is scanned by vibrating and rotating the MEMS mirror 422 at a high speed. The roles of the lens 423, the SOA 424, the lens 425, the collimator 426, and the optical fiber coupling reflector 427 are the same as in the case of FIG. This laser is also made extremely small by using a MEMS mirror. The cavity length is determined by the interval between 451 and 427.
図１２（ｃ）は、ファイバ型のファブリ・ペロー４３４を周波数走査のフィルタに用い、全体をファイバ結合し、ファイバ光路内を、光をリング状に回してレーザー発振させる。光の増幅はSOA４３２で行い、光の進行方向はアイソレータ４３１と４３３で決める。レーザー出力光は、カプラ４３５を用いて出力する。キャビティー長は、一周のファイバの長さである。 In FIG. 12C, a fiber-type Fabry-Perot 434 is used as a frequency scanning filter, and the whole is coupled with a fiber, and the laser is oscillated by rotating light in a ring shape in the fiber optical path. Light amplification is performed by the SOA 432, and the traveling direction of the light is determined by the isolators 431 and 433. The laser output light is output using the coupler 435. The cavity length is the length of one round of fiber.
図１２（ａ）や図１２（ｂ）のレーザーにおいて、後方の反射点４５０や４５１からは強い光が反射されている。また、図１２に示す３つのレーザーすべてにおいて、レーザーを構成する部品の表面では、弱いけれども光が反射される。これらの光は、光路長が合えば、互いに干渉する。このことが図１３で説明してある。図１３（ａ）は、レーザーにサンプリングクロック発生器のマッハツェンダ―干渉計を接続した図である。５１０はレーザーの後方の反射面、５１１はレンズ、５１２は半導体光増幅器、５１３はレンズ、５１４はコリメータ、５１５はレーザー前方の出力側のミラーである。出力レーザー光は光ファイバで接続され、マッハツェンダ―干渉計のカプラ５１６で分割される。分割された光の一方は、光ディレイ５１７を通る光路１を通り、もう一方の光は光路２を通り、カプラ５１８で合波され干渉する。 In the laser shown in FIGS. 12A and 12B, strong light is reflected from the rear reflection points 450 and 451. Further, in all the three lasers shown in FIG. 12, light is reflected on the surface of the components constituting the laser, though it is weak. These lights interfere with each other if their optical path lengths match. This is illustrated in FIG. FIG. 13A is a diagram in which a Mach-Zehnder interferometer of a sampling clock generator is connected to the laser. Reference numeral 510 denotes a reflection surface behind the laser, 511 denotes a lens, 512 denotes a semiconductor optical amplifier, 513 denotes a lens, 514 denotes a collimator, and 515 denotes an output side mirror in front of the laser. The output laser light is connected by an optical fiber and split by a Mach-Zehnder interferometer coupler 516. One of the divided lights passes through the optical path 1 passing through the optical delay 517, and the other light passes through the optical path 2 and is combined by the coupler 518 and interferes.
レーザーの出力光は、レーザー後面の反射面５１０上の点aで反射され、出力され、マッハツェンダ―干渉計で、光路１と光路２の光路長差d3に従って式（７）に従って干渉する。これに加えて、もし、例えばレンズ５１１の前面の点bで光の一部が反射されると、aに戻り反射されてレーザーから出力される。この様子が、図１３（ｂ）に示してある。光１は、aで反射されてそのままレーザーから出力される光である。光２は、bで反射されaに戻ったあとaで反射されてレーザーから出力される光である。光１と光２は同一光路上を進むが、光路長の差を分かり易く示すため、位置をずらして描いてある。光１がマッハツェンダ―干渉計に入射し、光路１を経てfに到達した場合と、光２が光路２を通ってfに到達した場合の光路長差は、aとbの間の光路長差をlとおくと、|2l-d3|である。従って、これらの光がfで干渉した場合、差動光検出増幅器の出力で測定される干渉信号は、式（７）ではなく、式（９）に従って時間変化する。 The output light of the laser is reflected and outputted at a point a on the reflection surface 510 on the rear surface of the laser, and interferes with the Mach-Zehnder-interferometer according to the equation (7) according to the optical path length difference d 3 between the optical path 1 and the optical path 2. In addition, if a part of the light is reflected at a point b on the front surface of the lens 511, for example, the light is reflected back to a and output from the laser. This is shown in FIG. 13 (b). Light 1 is light that is reflected by a and output from the laser as it is. Light 2 is light that is reflected by b, returned to a, then reflected by a, and output from the laser. Although light 1 and light 2 travel on the same optical path, they are drawn with their positions shifted in order to easily show the difference in optical path length. The difference in the optical path length between when light 1 enters the Mach-Zehnder interferometer and reaches f through optical path 1 and when optical 2 reaches f through optical path 2 is the optical path length difference between a and b Where l is | 2l-d 3 |. Accordingly, when these lights interfere with each other at f, the interference signal measured at the output of the differential photodetection amplifier changes with time according to equation (9), not equation (7).
この信号は、d3＝2lのとき、時間変化が零になり、図１０、図１１に示すようなスペクトル測定をした場合、この近傍でスペクトル分布の幅が狭くなり、強度が増大する。 When this signal is d 3 = 2l, the time change becomes zero, and when the spectrum measurement as shown in FIGS. 10 and 11 is performed, the width of the spectrum distribution becomes narrow in this vicinity and the intensity increases.
図１３（ｂ）に示す反射点bをレンズ５１１の前面としたのは、可能性の一例として述べたわけであって、SOA５１２後面上の点ｃ、前面の上の点ｄ、レンズ５１３の前後面上の点、コリメータ５１４を構成するレンズ上の点でも起きうる。一番強度の強い反射面は、レーザー光の出力のためのミラー５１５の反射面である。 The reason why the reflection point b shown in FIG. 13B is used as the front surface of the lens 511 is described as an example of the possibility. The point c on the rear surface of the SOA 512, the point d on the front surface, and the front and rear surfaces of the lens 513 It can also occur at the upper point, a point on the lens that constitutes the collimator 514. The reflecting surface having the strongest intensity is the reflecting surface of the mirror 515 for outputting laser light.
また、例えばSOAの前面と後面での反射光どうしが、図１３（ｃ）に示すように干渉し、２つの反射点間の光路長差をとすれば、これらの光の干渉光も、式（９）に従って変化する。 Further, for example, if the reflected lights on the front and rear surfaces of the SOA interfere as shown in FIG. 13C and the optical path length difference between the two reflection points is taken, the interference light of these lights is also expressed by the equation Change according to (9).
上記の考察を実験結果と比較する。図１０、図１１にみられるサンプリングクロック信号Sのスペクトル分布の高周波側の端の周波数を、マッハツェンダ―干渉計の光路差d3の関数としてプロットすると、図１４（ａ）の黒丸のデータ点が得られる。周波数が光路差d3に比例して変化する、式（７）、式（８）に従った変化である。これに対し、ノイズN1のスペクトル分布の、高周波側の端の周波数をプロットすると、図１４（ａ）の×印のように変化する。d3＝13.5mmよりも大きい光路長差の点は直線に乗り、外挿するとd3＝12.3mmの値で周波数零となる。d3がこれより小さい点d3＝9.5mmで有限の周波数の点が得られている。この振る舞いは、lの値がl＝13.5÷2＝6.75mmとし、干渉信号が式（９）に従うとすると説明できる。光路長間隔l＝6.75mmの反射点がレーザー内に、図１３（Ｂ）又は（ｃ）のような関係であり、この光路長差の２倍と、レーザーの後に接続するマッハツェンダ―干渉計の光路長差d3が小さくなるのに比例して、式（９）に従って周波数が小さくなるわけである。この考えに従えば、d3がd3＝12.3mmより小さくなると周波数はd3の減少ともに増大するはずであるが、d3＝9.5mmの一点しか測定されていない。これはスペクトルの強度に関係する。 Compare the above considerations with experimental results. When the frequency on the high frequency side of the spectral distribution of the sampling clock signal S shown in FIGS. 10 and 11 is plotted as a function of the optical path difference d3 of the Mach-Zehnder interferometer, the black circle data points in FIG. 14 (a) are obtained. It is done. Frequency changes in proportion to the optical path difference d 3, equation (7), a change in accordance with equation (8). On the other hand, when the frequency at the end on the high frequency side of the spectrum distribution of the noise N1 is plotted, it changes as indicated by the crosses in FIG. The point of the optical path length difference larger than d 3 = 13.5 mm rides on a straight line, and when extrapolated, the frequency becomes zero with a value of d 3 = 12.3 mm. A point with a finite frequency is obtained at a point d 3 = 9.5 mm where d 3 is smaller than this. This behavior can be explained by assuming that the value of l is 1 = 13.5 ÷ 2 = 6.75 mm, and that the interference signal follows equation (9). The reflection point of the optical path length interval l = 6.75 mm is in the laser as shown in FIG. 13B or FIG. 13C, and this optical path length difference is twice that of the Mach-Zehnder interferometer connected after the laser. In proportion to the decrease in the optical path length difference d 3 , the frequency decreases according to the equation (9). According to this idea, the frequency when the d 3 is less than d 3 = 12.3 mm is should increase to decrease both of the d 3, not measured only one point of d 3 = 9.5 mm. This is related to the intensity of the spectrum.
サンプリングクロック信号のスペクトルSの高周波側のピークの強度をマッハツェンダ―干渉計の光路長差d3の関数としてプロットすると、図１４（ｂ）の黒丸で示す結果が得られる。d3が小さいところ（周波数が小さいところ）からd3が増大（周波数が増大）するに従って、信号強度は急激に小さくなる。この主な原因は、スペクトル分布の幅が広がると強度が分散されるので、周波数幅に逆比例して強度が弱まるからである。 The intensity of the peak of the high frequency side of the spectrum S of the sampling clock signal MZ - is plotted as a function of optical path length difference d 3 of the interferometer, the results shown by the black circles in FIG. 14 (b) is obtained. accordance d 3 d 3 from where a small (where the frequency is low) is increased (frequency increases), the signal intensity decreases sharply. This is mainly because the intensity is dispersed when the width of the spectrum distribution is widened, so that the intensity decreases in inverse proportion to the frequency width.
ノイズN1の強度をプロットすると、図１４（ｂ）に示す×印の点が得られる。d3がd3＝12.3mmより大きい値では、サンプリングクロックSの信号強度よりもわずかに強い。N1の強度変化が分かり易いように縦軸を拡大してプロットすると、図１４（ｃ）が得られる。d3＝12.3mmに向かって増大している。d3が、d3＝12.3mmより小さい点はd3＝9.5mmの１点しか測定できていない。N1が、式（９）に従えば、d3＝12.3mmよりd3が減少すると、図１４(c)に示す点線のように強度が変化するはずである。この場合、N1の強度は弱く、Sの裾野に隠れてしまう。これが、N1がd3が小さい値では観測できない理由である。 When the intensity of the noise N1 is plotted, a point marked with x shown in FIG. 14B is obtained. When d 3 is larger than d 3 = 12.3 mm, it is slightly stronger than the signal strength of the sampling clock S. When the vertical axis is enlarged and plotted so that the intensity change of N1 can be easily understood, FIG. 14C is obtained. It increases toward d 3 = 12.3 mm. d 3 is, d 3 = 12.3mm less than the point is not able to measure only one point of d 3 = 9.5mm. N1 is, according to the equation (9), when d 3 = 12.3 mm than d 3 is reduced, should the intensity varies as shown by a dotted line shown in FIG. 14 (c). In this case, the strength of N1 is weak and is hidden behind S. This is the reason why N1 can not be observed for small values d 3.
図１３に示すノイズの原因の考察によれば、レーザー内の反射面は単一ではなく、いくつかの反射面があるはずである。実際、図１１（ｆ）に示すように、ノイズN1の低周波側にノイズN2が現れてきている。また、周波数零の近くに強い別のスペクトルも見られる。図１１（ｈ）では、ノイズN2の強度は、ノイズN1の強度を凌いでいる。また、この図では、サンプリングクロック信号Sよりも高周波側に小さなノイズも現れている。このようにたくさんのノイズが現れるのは、図１３に示す考え方で説明できる。複数の反射点がレーザー内にあり、マッハツェンダ―干渉計の光路差d3の増大とともに、様々な反射点間の光路長差lの値でノイズが観測されるようになるからである。 According to the consideration of the cause of noise shown in FIG. 13, the reflection surface in the laser is not single, and there should be several reflection surfaces. Actually, as shown in FIG. 11 (f), the noise N2 appears on the low frequency side of the noise N1. Another strong spectrum is seen near the frequency zero. In FIG. 11 (h), the intensity of the noise N2 exceeds the intensity of the noise N1. Further, in this figure, small noise also appears on the higher frequency side than the sampling clock signal S. Such a large amount of noise can be explained by the concept shown in FIG. This is because there are a plurality of reflection points in the laser, and as the optical path difference d 3 of the Mach-Zehnder-interferometer increases, noise is observed at the value of the optical path length difference l between various reflection points.
発明の実施形態を図１５に示す。周波数走査光源の出力の一部を、正弦波出力サンプリングクロック発生装置に導く。図２（ｂ）のマイケルソン干渉計を用いたサンプリングクロック信号発生装置と、図２（ｃ）と図２（ｄ）に示すマッハツェンダ干渉計を用いたサンプリングクロック信号発生装置は、入力光の周波数が変化した時、正弦波状のサンプリングクロック信号を発生するので、正弦波出力サンプリングクロック発生装置である。図２（ｂ）と図２（ｃ）は、典型的な構成の干渉計を示すが、これらを組み合わせたり一部修正したりした干渉計で、実質的に正弦波状のサンプリングクロック信号を発生するサンプリングクロック発生装置は、すべて正弦波出力サンプリングクロック発生装置に含まれるものとする。 An embodiment of the invention is shown in FIG. Part of the output of the frequency scanning light source is directed to a sine wave output sampling clock generator. The sampling clock signal generator using the Michelson interferometer of FIG. 2B and the sampling clock signal generator using the Mach-Zehnder interferometer shown in FIG. 2C and FIG. Since the sine wave sampling clock signal is generated when the signal changes, the sine wave output sampling clock generator. FIGS. 2 (b) and 2 (c) show a typical configuration of an interferometer, which combines or partially modifies the interferometer to generate a substantially sinusoidal sampling clock signal. All sampling clock generators are included in the sine wave output sampling clock generator.
正弦波出力サンプリングクロック発生装置からの出力される電気信号のうち、測定に使用する範囲に限定した信号のスペクトル分析を行うと図１５（ａ）にみられるような強度スペクトルが観測される。この図で信号と示す測定に用いるサンプリングクロック信号に加えて、光源の中の部品からの内部反射に基づくノイズも観測される。また、マイケルソン干渉計や、マッハツェンダ干渉計で差動検出を行わず片側の出力のみ検出して信号として用いた場合、信号全体の平均値が、正か負の方にずれているので、強度スペクトルには直流成分（DC成分）が観測される。通常の条件で強度スペクトルを観測すると、図１５（ａ）のように、周波数走査光源からの光の干渉による強度スペクトルが観測される。しかし、十分な光の強度を検出しなかったり、電気計測システムに雑音があったりしたときは、図１５（ａ）に示すように、光の干渉に基づかないノイズによるスペクトルが観測されることがあるが、ここでは、そのようなノイズのスペクトルは除外して考えるものとする。従って、図１５（ａ）に示すノイズは、光の干渉に基づくノイズのみである。 When the spectrum analysis of the signal limited to the range used for measurement is performed among the electric signals output from the sine wave output sampling clock generator, an intensity spectrum as shown in FIG. 15A is observed. In addition to the sampling clock signal used for the measurement indicated as a signal in this figure, noise based on internal reflection from components in the light source is also observed. In addition, when a Michelson interferometer or a Mach-Zehnder interferometer is used as a signal without detecting differential detection, the average value of the entire signal is shifted to either positive or negative. A direct current component (DC component) is observed in the spectrum. When the intensity spectrum is observed under normal conditions, an intensity spectrum due to light interference from the frequency scanning light source is observed as shown in FIG. However, when sufficient light intensity is not detected or there is noise in the electrical measurement system, a spectrum due to noise that is not based on light interference may be observed as shown in FIG. However, here, such a noise spectrum is excluded. Therefore, the noise shown in FIG. 15A is only noise based on light interference.
正弦波出力サンプリングクロック発生装置から出力される信号は、高周波側の信号を透過し、低周波側の信号を減衰させる低周波ノイズ低減フィルタを用いて、信号に対するノイズの相対強度を減衰させる。低周波ノイズ低減フィルタの一例は図７に示したハイパスフィルタである。ハイパスフィルタを有効に使用するためには、図１５（ａ）において、信号スペクトルとノイズのスペクトルは分離できる周波数帯域にあることが望ましい。時分割して信号の一部の領域のみの強度スペクトルを観測すると、信号の低周波側が観測される場合はノイズも低周波側が観測されるため、全体の強度スペクトルが一部重なっていてもOCT測定に影響ない場合もある。しかし、ハイパスフィルタでノイズを減衰させたとき信号の一部が減衰されることになるので、信号とノイズの強度スペクトル領域は分離して観測されるよう、レーザーを構成する部品の性能と配置を制御するものとする。図７（ｂ）に市販品のハイパスフィルタの特性の例を示すが、減衰の立ち上がりで、30MHzで約60dB減衰させることができる。しかし、60dBのノイズの低減は必要でない。図１０、図１１の強度スペクトルの縦軸は線形スケールであり、どの図においても、ノイズを10dB以上（10分の1以上）減衰させるとノイズがサンプリングクロック信号の強度の60％以下であるという所望の性能が出せる。図７（ｂ）において、10dB減衰させるためには5MHzの周波数間隔があればよいので、ノイズと信号のスペクトル領域は5MH以上分離していることが望ましい。市販品の周波数走査光源であるレーザーにはそのように製造されているものが提供されている。 The signal output from the sine wave output sampling clock generator attenuates the relative intensity of noise to the signal using a low frequency noise reduction filter that transmits the high frequency signal and attenuates the low frequency signal. An example of the low-frequency noise reduction filter is the high-pass filter shown in FIG. In order to effectively use the high-pass filter, in FIG. 15A, it is desirable that the signal spectrum and the noise spectrum be in a frequency band that can be separated. When the intensity spectrum of only a part of the signal is observed by time division, if the low frequency side of the signal is observed, noise is also observed on the low frequency side, so even if the entire intensity spectrum partially overlaps, OCT It may not affect the measurement. However, when noise is attenuated with a high-pass filter, part of the signal will be attenuated, so the performance and arrangement of the components that make up the laser will be such that the signal and noise intensity spectral regions are observed separately. Shall be controlled. FIG. 7B shows an example of the characteristics of a commercially available high-pass filter, which can attenuate about 60 dB at 30 MHz at the rise of attenuation. However, a 60 dB noise reduction is not necessary. The vertical axis of the intensity spectrum in FIGS. 10 and 11 is a linear scale, and in any figure, when the noise is attenuated by 10 dB or more (1/10 or more), the noise is 60% or less of the intensity of the sampling clock signal. Desired performance can be achieved. In FIG. 7B, a frequency interval of 5 MHz is sufficient to attenuate 10 dB, so it is desirable that the noise and signal spectral regions are separated by 5 MHz or more. Lasers that are commercially available frequency scanning light sources are provided as such.
ハイパスフィルタの回路の一例を図７（ｃ）に示す。これは、能動的な素子を使わないパッシブな回路の例であるが、ハイパスフィルタには、このほかに半導体増幅器を用いたアクティブなフィルタもある。ハイパスフィルタ求められる要件は、結果としての機能であって、種類はどのようなものを用いてもよいものとする。ハイパスフィルタの特性の一例を図７（ｂ）に示す。このような特性は、ハイパスフィルタの種類と規格で変化する。この場合も、ハイパスフィルタの特性に求められる要件は、結果としての機能であって、結果の条件が満たされれば、どのような特性のハイパスフィルタを用いてもよいものとする。 An example of the circuit of the high pass filter is shown in FIG. This is an example of a passive circuit that does not use an active element, but other high-pass filters include an active filter that uses a semiconductor amplifier. The requirement required for the high-pass filter is a function as a result, and any type may be used. An example of the characteristics of the high pass filter is shown in FIG. Such characteristics vary depending on the type and standard of the high-pass filter. Also in this case, the requirement required for the characteristics of the high-pass filter is a function as a result, and the high-pass filter having any characteristic may be used as long as the result condition is satisfied.
ハイパスフィルタ透過後のノイズを含む信号の強度スペクトルを図１５（ｂ）に示す。前述したように、信号にノイズが混在していても、ノイズのスペクトル強度が信号のスペクトル強度60％以下であれば、通常の測定条件で、OCTがゴーストなしに測定できる。従って、ハイパスフィルタに求められる要件は、フィルタ透過後の信号の強度スペクトルにおいて、ノイズのスペクトル強度の最大値が信号のスペクトル強度の最大値の60％以下にすることである。 FIG. 15B shows the intensity spectrum of the signal including noise after passing through the high-pass filter. As described above, even if noise is mixed in the signal, if the spectral intensity of the noise is 60% or less, the OCT can be measured without ghosting under normal measurement conditions. Therefore, the requirement for the high-pass filter is that the maximum value of the spectral intensity of noise is 60% or less of the maximum value of the spectral intensity of the signal in the intensity spectrum of the signal after passing through the filter.
ハイパスフィルタされたサンプリングクロック信号を、A/Dコンバータ―に接続して用いる。もっとも望ましい使用形態は、アナログ信号を外部トリガーのサンプリングトリガー信号として受け付けるA/Dコンバータを用いることである。その場合は、ハイパスフィルタの出力信号を、電圧レベルを適切に調節して、そのままA/Dコンバータのサンプリングトリガー信号として用いることができる。別の場合として、A/Dコンバータがデジタル形式の信号を外部トリガーのサンプリング信号として受け付ける場合は、ハイパスフィルタを透過後のアナログ信号を、信号整形回路を用いてデジタル形式に変換してA/Dコンバータに接続する。また、A/Dコンバータでサンプリングクロック信号そのものを、A/Dコンバータ内部クロックを用いて時間等間隔でサンプリングし、リスケーリングの処理をし、周波数等間隔のサンプリングをする方式を取ることもできる。図１５に示す「A/Dコンバータに接続」という表現は、これらすべてのケースを含むものとする。 A high-pass filtered sampling clock signal is connected to the A / D converter. The most desirable usage is to use an A / D converter that accepts an analog signal as a sampling trigger signal of an external trigger. In that case, the output signal of the high-pass filter can be used as it is as a sampling trigger signal of the A / D converter by adjusting the voltage level appropriately. In another case, when the A / D converter accepts a digital signal as an external trigger sampling signal, the analog signal after passing through the high-pass filter is converted into a digital format using a signal shaping circuit and converted to A / D. Connect to the converter. It is also possible to take a method in which the sampling clock signal itself is sampled by the A / D converter at regular time intervals using the internal clock of the A / D converter, rescaling is performed, and sampling is performed at regular frequency intervals. The expression “connected to A / D converter” shown in FIG. 15 includes all these cases.
図１１（ｆ），（ｇ），（ｈ）では、弱いけれども信号Sの高周波側にノイズが表れている。これらの図に現れた程度の高周波ノイズは、OCT画像取得には問題とならない。しかし、高周波のノイズが無視できない場合、ローパスフィルタを用いて信号よりも高周波のノイズを減衰させる方法を取る場合もある。この場合、ハイパスフィルタとローパスフィルタの組み合わせはバンドパスフィルタになる。バンドパスフィルタは内部にハイパスフィルタを含んでおり、バンドパスフィルタを用いた場合も図１５の低周波ノイズ低減フィルタを用いるケースに含まれるものとする。 11 (f), (g), and (h), noise appears on the high frequency side of the signal S although it is weak. The high-frequency noise that appears in these figures does not pose a problem for OCT image acquisition. However, when high frequency noise cannot be ignored, a method of attenuating high frequency noise from a signal using a low-pass filter may be used. In this case, the combination of the high pass filter and the low pass filter is a band pass filter. The band-pass filter includes a high-pass filter inside, and the case of using the band-pass filter is also included in the case of using the low-frequency noise reduction filter of FIG.
また、図１５（ａ）に示すような場合、単純なハイパスフィルタではなく、コンデンサなどでDCのスペクトル成分を除外し、ノイズスペクトル領域のみを選択的に減衰させる特定バンドリジェクションフィルタを用いることもできる。このような場合も、図１５に示す低周波ノイズ低減フィルタを用いるケースに含まれるものとする。 In addition, in the case shown in FIG. 15A, a specific band rejection filter that excludes a DC spectral component with a capacitor or the like and selectively attenuates only the noise spectral region may be used instead of a simple high-pass filter. it can. Such a case is also included in the case of using the low-frequency noise reduction filter shown in FIG.
以上のように、低周波ノイズ低減フィルタは、機能として、図１５（ａ）に示すようなノイズの重なったスペクトルを、図１５（ｂ）に示すノイズレベルまで低減する機能を持ったフィルタはすべて含むものとする。 As described above, the low-frequency noise reduction filter has all the functions of reducing the noise overlapped spectrum as shown in FIG. 15 (a) to the noise level shown in FIG. 15 (b). Shall be included.
１０１ 周波数走査光源
１０２ カプラ１
１０３ OCT干渉計
１０５ カプラ２
１０６，１１２ サーキュレータ
１０７，１１３ コリメータ
１０８ ガルバノミラー
１０９，１１４ 対物レンズ
１１０ 試料
１１１ カプラ３
１１５ 反射ミラー
１１６ 差動光検出器
１１７ A/D変換器
１１８ コンピュータ
１１９ OCT断層画像信号
１２０ 表示器
２１５，２１７ ミラー
２１６，２１８ コリメータ
２２０ 光分割器
２２１ 光遅延器
２２２ 光合波器
２４０，２４２ ハーフミラー
２４１ 全反射プリズム
２４３，２４４ 光検出器
２４５ 差動検出器
３１０ 光分割カプラ
３１１ 光ディレイ
３１２ カプラ
３１３ 差動光検出増幅器
３１４ ハイパスフィルタ
３１５，３１６ コンデンサ
３１７，３１８ インダクタ
４１１ ペロー
４１２，４１４，４２３，４２５ レンズ
４１３，４２４，４３２ 半導体光増幅（SOA）
４１５，４２６ コリメータ
４１６，４２７ 反射器
４２１ 回折格子
４２２ MEMSミラー
４３１，４３３ アイソレータ
４３４ ファブリ・ペロー
４３５ カプラ
５１１，５１３ レンズ
５１２ 半導体光増幅器（SOA）
５１４ コリメータ
５１５ ミラー
５１６，５１８ カプラ
５１７ 光ディレイ（光遅延器）
101 Frequency scanning light source 102 Coupler 1
103 OCT interferometer 105 Coupler 2
106, 112 Circulator 107, 113 Collimator 108 Galvano mirror 109, 114 Objective lens 110 Sample 111 Coupler 3
115 Reflector Mirror 116 Differential Photodetector 117 A / D Converter 118 Computer 119 OCT Tomographic Image Signal 120 Display 215, 217 Mirror 216, 218 Collimator 220 Optical Divider 221 Optical Delayer 222 Optical Multiplexer 240, 242 Half Mirror 241 Total reflection prisms 243 and 244 Photodetector 245 Differential detector 310 Optical division coupler 311 Optical delay 312 Coupler 313 Differential optical detection amplifier 314 High-pass filters 315 and 316 Capacitors 317 and 318 Inductors 411 Perot 412, 414, 423 and 425 Lenses 413, 424, 432 Semiconductor optical amplification (SOA)
415, 426 Collimator 416, 427 Reflector 421 Diffraction grating 422 MEMS mirror 431, 433 Isolator 434 Fabry-Perot 435 Coupler 511, 513 Lens 512 Semiconductor optical amplifier (SOA)
514 Collimator 515 Mirror 516, 518 Coupler 517 Optical delay (optical delay device)
Claims (4)
前記サンプリングクロックとして正弦波が生成され、生成されたサンプリングクロック信号中の低周波ノイズを除去するために、低周波ノイズ低減フィルタを用いた周波数走査型OCT用サンプリングクロック発生装置の使用方法。 A method of using a sampling clock generator for a frequency scanning type OCT for generating a sampling clock in optical coherence tomography (OCT) using a frequency scanning light source,
A method of using a sampling clock generator for frequency scanning type OCT using a low frequency noise reduction filter in order to remove a low frequency noise in the generated sampling clock signal by generating a sine wave as the sampling clock.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2012044618A JP2013181790A (en) | 2012-02-29 | 2012-02-29 | Method for using sampling clock generation device for frequency scan type oct, and sampling clock generation device for frequency scan type oct |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2012044618A JP2013181790A (en) | 2012-02-29 | 2012-02-29 | Method for using sampling clock generation device for frequency scan type oct, and sampling clock generation device for frequency scan type oct |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2013181790A true JP2013181790A (en) | 2013-09-12 |
Family
ID=49272550
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2012044618A Pending JP2013181790A (en) | 2012-02-29 | 2012-02-29 | Method for using sampling clock generation device for frequency scan type oct, and sampling clock generation device for frequency scan type oct |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2013181790A (en) |
Cited By (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2757345A1 (en) * | 2013-01-18 | 2014-07-23 | Kabushiki Kaisha Topcon | Image measuring method and image measuring apparatus |
| EP2884224A1 (en) | 2013-12-10 | 2015-06-17 | Tomey Corporation | Sample clock generator for optical tomographic imaging apparatus, and optical tomographic imaging apparatus |
| JP2015117978A (en) * | 2013-12-17 | 2015-06-25 | キヤノン株式会社 | Optical interference tomography device |
| JP2015211732A (en) * | 2014-05-02 | 2015-11-26 | 株式会社トーメーコーポレーション | Ophthalmologic apparatus |
| JP2016114444A (en) * | 2014-12-15 | 2016-06-23 | 株式会社トーメーコーポレーション | Sample clock generation device for optical tomographic image device, and optical tomographic image device |
| JP2016209182A (en) * | 2015-05-01 | 2016-12-15 | キヤノン株式会社 | Imaging device, method for operating imaging device, information processor, and method for operating information processor |
| JP2016209199A (en) * | 2015-05-01 | 2016-12-15 | キヤノン株式会社 | Imaging apparatus |
| JP2016209529A (en) * | 2015-05-01 | 2016-12-15 | キヤノン株式会社 | Imaging apparatus |
| JP2017151106A (en) * | 2016-02-24 | 2017-08-31 | 株式会社トプコン | Methods an apparatuses for phase-stabilized swept-source optical coherence tomography (ss-oct) including rescaling and dynamic range enhancement |
| CN107328429A (en) * | 2017-08-09 | 2017-11-07 | 武汉隽龙科技股份有限公司 | The device and method for closely sensing stability can be improved in optical frequency domain reflection technology |
| JP2017201257A (en) * | 2016-05-06 | 2017-11-09 | 株式会社トーメーコーポレーション | Optical tomographic image imaging apparatus |
| JP2017211192A (en) * | 2016-05-23 | 2017-11-30 | キヤノン株式会社 | Imaging apparatus, and control method for the same |
| WO2017212700A1 (en) * | 2016-06-09 | 2017-12-14 | ソニー株式会社 | Distance measurement light source and endoscope |
| JP2019154999A (en) * | 2018-03-16 | 2019-09-19 | 株式会社トプコン | Light source control device, ophthalmologic apparatus, and light source control method |
| JP2021517254A (en) * | 2018-01-26 | 2021-07-15 | アキリス・ソシエテ・アノニム | Digitizer for optical coherence tomography equipment |
| CN114343564A (en) * | 2022-03-17 | 2022-04-15 | 北京大学 | Ultra-large-range OCT imaging device and imaging method thereof |
| JP2022525741A (en) * | 2019-03-27 | 2022-05-19 | フラウンホッファー－ゲゼルシャフト ツァー フェーデルング デア アンゲバンテン フォルシュング エー ファー | Multi-channel opto-conductive terahertz receiving antennas, receivers, terahertz systems and terahertz methods |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007024677A (en) * | 2005-07-15 | 2007-02-01 | Sun Tec Kk | Optical tomogram display system |
| JP2010515919A (en) * | 2007-01-10 | 2010-05-13 | ライトラボ・イメージング・インコーポレーテッド | Method and apparatus for optical coherence tomography using tunable light source |
-
2012
- 2012-02-29 JP JP2012044618A patent/JP2013181790A/en active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007024677A (en) * | 2005-07-15 | 2007-02-01 | Sun Tec Kk | Optical tomogram display system |
| JP2010515919A (en) * | 2007-01-10 | 2010-05-13 | ライトラボ・イメージング・インコーポレーテッド | Method and apparatus for optical coherence tomography using tunable light source |
Cited By (27)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2757345A1 (en) * | 2013-01-18 | 2014-07-23 | Kabushiki Kaisha Topcon | Image measuring method and image measuring apparatus |
| US9157727B2 (en) | 2013-01-18 | 2015-10-13 | Kabushiki Kaisha Topcon | Image measuring method and image measuring apparatus |
| EP2884224A1 (en) | 2013-12-10 | 2015-06-17 | Tomey Corporation | Sample clock generator for optical tomographic imaging apparatus, and optical tomographic imaging apparatus |
| JP2015112207A (en) * | 2013-12-10 | 2015-06-22 | 株式会社トーメーコーポレーション | Sample clock generator for optical tomographic imaging apparatus, and optical tomographic imaging apparatus |
| US9584098B2 (en) | 2013-12-10 | 2017-02-28 | Tomey Corporation | Sample clock generator for optical tomographic imaging apparatus, and optical tomographic imaging apparatus |
| JP2015117978A (en) * | 2013-12-17 | 2015-06-25 | キヤノン株式会社 | Optical interference tomography device |
| JP2015211732A (en) * | 2014-05-02 | 2015-11-26 | 株式会社トーメーコーポレーション | Ophthalmologic apparatus |
| JP2016114444A (en) * | 2014-12-15 | 2016-06-23 | 株式会社トーメーコーポレーション | Sample clock generation device for optical tomographic image device, and optical tomographic image device |
| JP2016209182A (en) * | 2015-05-01 | 2016-12-15 | キヤノン株式会社 | Imaging device, method for operating imaging device, information processor, and method for operating information processor |
| JP2016209199A (en) * | 2015-05-01 | 2016-12-15 | キヤノン株式会社 | Imaging apparatus |
| JP2016209529A (en) * | 2015-05-01 | 2016-12-15 | キヤノン株式会社 | Imaging apparatus |
| JP7002201B2 (en) | 2016-02-24 | 2022-01-20 | 株式会社トプコン | Phase-stabilized swept-source optical coherence tomography (SS-OCT) methods and equipment including rescaling and dynamic range enhancement |
| JP2017151106A (en) * | 2016-02-24 | 2017-08-31 | 株式会社トプコン | Methods an apparatuses for phase-stabilized swept-source optical coherence tomography (ss-oct) including rescaling and dynamic range enhancement |
| JP2017201257A (en) * | 2016-05-06 | 2017-11-09 | 株式会社トーメーコーポレーション | Optical tomographic image imaging apparatus |
| JP2017211192A (en) * | 2016-05-23 | 2017-11-30 | キヤノン株式会社 | Imaging apparatus, and control method for the same |
| WO2017212700A1 (en) * | 2016-06-09 | 2017-12-14 | ソニー株式会社 | Distance measurement light source and endoscope |
| CN107328429A (en) * | 2017-08-09 | 2017-11-07 | 武汉隽龙科技股份有限公司 | The device and method for closely sensing stability can be improved in optical frequency domain reflection technology |
| CN107328429B (en) * | 2017-08-09 | 2023-05-09 | 武汉昊衡科技有限公司 | Device and method for improving proximity sensing stability in optical frequency domain reflection technology |
| JP2021517254A (en) * | 2018-01-26 | 2021-07-15 | アキリス・ソシエテ・アノニム | Digitizer for optical coherence tomography equipment |
| JP7252977B2 (en) | 2018-01-26 | 2023-04-05 | アキリス・ソシエテ・アノニム | Acquisition device for wavelength-swept optical coherence tomography system |
| JP2019154999A (en) * | 2018-03-16 | 2019-09-19 | 株式会社トプコン | Light source control device, ophthalmologic apparatus, and light source control method |
| JP7029324B2 (en) | 2018-03-16 | 2022-03-03 | 株式会社トプコン | Light source control device, ophthalmic device, and light source control method |
| JP2022525741A (en) * | 2019-03-27 | 2022-05-19 | フラウンホッファー－ゲゼルシャフト ツァー フェーデルング デア アンゲバンテン フォルシュング エー ファー | Multi-channel opto-conductive terahertz receiving antennas, receivers, terahertz systems and terahertz methods |
| JP7315183B2 (en) | 2019-03-27 | 2023-07-26 | フラウンホッファー－ゲゼルシャフト ツァー フェーデルング デア アンゲバンテン フォルシュング エー ファー | Multi-channel photoconductive terahertz receive antenna, receiver, terahertz system and terahertz method |
| US12034207B2 (en) | 2019-03-27 | 2024-07-09 | Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e. V. | Multichannel photoconductive terahertz receiving antenna, re-ceiver, terahertz system and terahertz method |
| CN114343564A (en) * | 2022-03-17 | 2022-04-15 | 北京大学 | Ultra-large-range OCT imaging device and imaging method thereof |
| CN114343564B (en) * | 2022-03-17 | 2022-05-17 | 北京大学 | OCT imaging device in ultra-large range and imaging method thereof |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2013181790A (en) | Method for using sampling clock generation device for frequency scan type oct, and sampling clock generation device for frequency scan type oct | |
| JP5215664B2 (en) | System and method for optical coherence imaging | |
| Izatt et al. | Theory of optical coherence tomography | |
| US9226660B2 (en) | Process, system and software arrangement for determining at least one location in a sample using an optical coherence tomography | |
| Potsaid et al. | Ultrahigh speed 1050nm swept source/Fourier domain OCT retinal and anterior segment imaging at 100,000 to 400,000 axial scans per second | |
| Ju et al. | Advanced multi-contrast Jones matrix optical coherence tomography for Doppler and polarization sensitive imaging | |
| Podoleanu | Optical coherence tomography | |
| Kuo et al. | Balanced detection for spectral domain optical coherence tomography | |
| JP5679686B2 (en) | Optical coherence tomography system | |
| US9267783B1 (en) | Split integration mode acquisition for optimized OCT imaging at multiple speeds | |
| JP2011528801A (en) | Extended range imaging | |
| JP2016503493A (en) | Signal processing method and apparatus in spectral domain interferometry, and spectral domain optical coherence tomography method and apparatus | |
| EP3288440B1 (en) | Imaging apparatus | |
| US20140268038A1 (en) | Systems and methods for variable depth optical coherence tomography imaging | |
| Poddar et al. | In vitro 3D anterior segment imaging in lamb eye with extended depth range swept source optical coherence tomography | |
| JP2017142192A (en) | Optical interference tomographic meter | |
| Meleppat et al. | Optical frequency domain imaging with a rapidly swept laser in the 1300nm bio-imaging window | |
| Blazkiewicz et al. | Signal-to-noise ratio study of full-field Fourier-domain optical coherence tomography | |
| Grajciar et al. | High sensitive measurement of the human axial eye length in vivo with Fourier domain low coherence interferometry | |
| Eigenwillig | New rapidly wavelength-swept light sources for optical coherence tomography and picosecond pulse generation | |
| JP2020106514A (en) | Optical coherence tomographic imaging device | |
| Al-Mohamedi et al. | A systematic comparison and evaluation of three different Swept-Source interferometers for eye lengths biometry | |
| Dhalla | Development of Extended-Depth Swept Source Optical Coherence Tomography for Applications in Ophthalmic Imaging of the Anterior and Posterior Eye | |
| JP2017096884A (en) | Image capturing device | |
| JP6584125B2 (en) | Imaging device |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20150302 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20150522 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20150716 |
|
| RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20150907 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20151125 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20151209 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20160406 |