JP2013148140A - Magnetic bearing control device - Google Patents

Magnetic bearing control device Download PDF

Info

Publication number
JP2013148140A
JP2013148140A JP2012008123A JP2012008123A JP2013148140A JP 2013148140 A JP2013148140 A JP 2013148140A JP 2012008123 A JP2012008123 A JP 2012008123A JP 2012008123 A JP2012008123 A JP 2012008123A JP 2013148140 A JP2013148140 A JP 2013148140A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
signal
electromagnet
sensing signal
current
sensing
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2012008123A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP5817546B2 (en
Inventor
Yoshihiro Okuyama
美弘 奥山
Takahiro Mori
隆弘 森
Junichiro Ozaki
純一郎 小崎
Masamiki Ofuji
正幹 大藤
Yoshihiro Nagano
善宏 長野
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Shimadzu Corp
Original Assignee
Shimadzu Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Shimadzu Corp filed Critical Shimadzu Corp
Priority to JP2012008123A priority Critical patent/JP5817546B2/en
Publication of JP2013148140A publication Critical patent/JP2013148140A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP5817546B2 publication Critical patent/JP5817546B2/en
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F16—ENGINEERING ELEMENTS AND UNITS; GENERAL MEASURES FOR PRODUCING AND MAINTAINING EFFECTIVE FUNCTIONING OF MACHINES OR INSTALLATIONS; THERMAL INSULATION IN GENERAL
    • F16C—SHAFTS; FLEXIBLE SHAFTS; ELEMENTS OR CRANKSHAFT MECHANISMS; ROTARY BODIES OTHER THAN GEARING ELEMENTS; BEARINGS
    • F16C2360/00—Engines or pumps
    • F16C2360/44—Centrifugal pumps
    • F16C2360/45—Turbo-molecular pumps

Landscapes

  • Magnetic Bearings And Hydrostatic Bearings (AREA)

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a magnetic bearing control device capable of further improving S/N ratio of a sensing signal.SOLUTION: The magnetic bearing control device includes control circuits 61a and 61b which supply an electromagnet current Im based on a current control signal S01 to a corresponding electromagnet. The control circuits 61a and 61b include a current feedback system which detects the electromagnet current Im and feeds back the signal obtained by removing a frequency component higher than the frequency of a sensing signal S2 from the detected signal. Therefore, change of sensing signal caused by positional fluctuation of a shaft 4 is amplified by an amplifier 611 and input in a PWM amplifier 613, thus a larger positional signal can be fed back by a position feedback system, resulting in improved S/N ratio of the position signal.

Description

本発明は、真空ポンプや血液循環装置などに用いられるセンサレス磁気軸受の磁気軸受制御装置に関する。   The present invention relates to a magnetic bearing control device for a sensorless magnetic bearing used in a vacuum pump, a blood circulation device, and the like.

一般的に、磁気軸受装置は、被支持軸を磁気吸引する電磁石と被支持軸の変位を検出する変位センサとを備え、変位センサの変位信号に基づく制御信号を制御演算回路により発生し、ＰＷＭ電流アンプによりその制御信号を増幅して電流を電磁石に供給するように構成されている。   In general, a magnetic bearing device includes an electromagnet that magnetically attracts a supported shaft and a displacement sensor that detects the displacement of the supported shaft, and generates a control signal based on the displacement signal of the displacement sensor by a control arithmetic circuit. The control signal is amplified by a current amplifier, and the current is supplied to the electromagnet.

これに対し、近年、コストダウン及び装置全体の小型化を図るために、変位センサを省略した構成の磁気軸受装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。この磁気軸受装置においては、ＰＷＭ制御電流を生成するためのキャリア信号とは別の信号をセンシング信号をＰＷＭ制御電流に重畳して電磁石に流し、センシング信号の変化量から電磁石のインダクタンスが変化を求めるようにしている。   On the other hand, in recent years, a magnetic bearing device having a configuration in which a displacement sensor is omitted has been proposed in order to reduce costs and reduce the size of the entire device (for example, see Patent Document 1). In this magnetic bearing device, a signal different from the carrier signal for generating the PWM control current is passed through the electromagnet with the sensing signal superimposed on the PWM control current, and the change in the inductance of the electromagnet is obtained from the amount of change in the sensing signal. I am doing so.

特開平６−３１３４２６号公報JP-A-6-313426

ところで、上述したセンサレスの磁気軸受装置では、電磁石を流れるＰＷＭ制御電流にＰＷＭスイッチング成分、制御電流成分、センシング信号成分、その他の回路ノイズが混在している。そのため、それぞれの必要帯域を取り出すＢＰＦを通過させ、復調処理、増幅を行って被支持軸の位置信号を検出するようにしているが、センシング信号のＳ／Ｎ比の向上が課題となっている。   Incidentally, in the above-described sensorless magnetic bearing device, the PWM control current flowing through the electromagnet includes a PWM switching component, a control current component, a sensing signal component, and other circuit noise. For this reason, the BPF that extracts each necessary band is passed, and the position signal of the supported shaft is detected by performing demodulation processing and amplification, but improvement of the S / N ratio of the sensing signal is a problem. .

請求項１の発明に係る磁気軸受制御装置は、被支持体を挟んで対向配置された一対の電磁石の電磁石電流を計測して、その計測結果に基づいて被支持体の位置検出信号を出力する位置検出回路と、位置検出信号と指令位置信号とを比較し、被支持体を指令位置に非接触支持するための電磁石電流制御信号を出力する制御信号生成回路と、電磁石毎に設けられ、電磁石電流制御信号に基づく電磁石電流を対応する電磁石に供給する電磁石電源回路と、を備え、電磁石電源回路は、電磁石毎に設けられて電磁石電流制御信号を増幅する信号増幅器と、所定周波数のセンシング信号を発生するセンシング信号発生器と、センシング信号を信号増幅器で増幅された電磁石電流制御信号に重畳する加算器と、センシング信号が重畳された電磁石電流制御信号と所定のＰＷＭキャリア信号とを比較してＰＷＭ信号を形成し、該ＰＷＭ信号に基づく電磁石電流を対応する電磁石コイルに供給するパルス幅変調型電力増幅器と、パルス幅変調型電力増幅器から供給される電磁石電流を検出し、その検出信号から前記センシング信号の周波数より高い周波成分を除去した信号を、信号増幅器に入力される電磁石電流制御信号にフィードバックする電流フィードバック回路と、を有することを特徴とする。
請求項２の発明は、請求項１に記載の磁気軸受制御装置において、センシング信号発生器は、センシング信号をＰＷＭキャリア信号と同期して発生することを特徴とする。
請求項３の発明は、請求項２に記載の磁気軸受制御装置において、一対の電磁石電源回路の各々に設けられたパルス幅変調型電力増幅器に対してＰＷＭキャリア信号を供給する一つのキャリア信号発生器を備えるとともに、一対の電磁石電源回路に設けられた各々のセンシング信号発生器に代えて、一つの共用センシング信号発生器を設け、共用センシング信号発生器で発生されたセンシング信号を一対の電磁石電源回路にそれぞれ供給するようにしたものである。
請求項４の発明は、請求項１乃至３のいずれか一項に記載の磁気軸受制御装置において、位置検出回路は、一対の電磁石の各電磁石コイルの両端間電圧をそれぞれ計測し、該計測結果に基づいて被支持体の位置検出信号を出力すること特徴とする。
請求項５の発明は、請求項４に記載の磁気軸受制御装置において、位置検出回路は、計測した一対の電磁石コイルの両端間電圧の差分信号を生成する差分回路と、差分信号が入力され、キャリア信号の周波数を中心周波数とするバンドエリミネイトフィルタと、バンドエリミネイトフィルタを通過した信号が入力され、センシング信号の周波数を中心周波数とするバンドパスフィルタと、を備え、バンドパスフィルタを通過した信号の大きさを位置検出信号として出力することを特徴とする。
請求項６の発明は、請求項４に記載の磁気軸受制御装置において、位置検出回路は、計測した一対の電磁石コイルの両端間電圧をそれぞれパルス状のデジタル信号として取り込み、取り込んだ前記一対のパルス状デジタル信号の差分を取ってパルス状差分信号を生成する差分回路と、パルス状差分信号のパルス幅を検出するカウンタと、を備え、パルス幅を位置検出信号として出力することを特徴とする。 The magnetic bearing control device according to the first aspect of the present invention measures the electromagnet current of a pair of electromagnets arranged opposite to each other with the supported body interposed therebetween, and outputs a position detection signal of the supported body based on the measurement result. A position detection circuit, a control signal generation circuit that compares the position detection signal with the command position signal and outputs an electromagnet current control signal for supporting the supported member in a non-contact manner at the command position, and an electromagnet provided for each electromagnet An electromagnet power supply circuit for supplying an electromagnet current based on the current control signal to a corresponding electromagnet, the electromagnet power supply circuit provided for each electromagnet for amplifying the electromagnet current control signal, and a sensing signal having a predetermined frequency. Sensing signal generator to generate, adder to superimpose the sensing signal on the electromagnet current control signal amplified by the signal amplifier, electromagnet current control to superimpose the sensing signal And a predetermined PWM carrier signal to form a PWM signal and supply an electromagnetic current based on the PWM signal to a corresponding electromagnetic coil, and a pulse width modulation type power amplifier. And a current feedback circuit that feeds back a signal obtained by removing a frequency component higher than the frequency of the sensing signal from the detection signal to an electromagnet current control signal input to a signal amplifier. To do.
According to a second aspect of the present invention, in the magnetic bearing control device according to the first aspect, the sensing signal generator generates the sensing signal in synchronization with the PWM carrier signal.
A third aspect of the present invention is the magnetic bearing control device according to the second aspect, wherein one carrier signal is generated for supplying a PWM carrier signal to a pulse width modulation type power amplifier provided in each of a pair of electromagnet power supply circuits. In addition to each sensing signal generator provided in the pair of electromagnet power supply circuits, one common sensing signal generator is provided, and the sensing signal generated by the common sensing signal generator is supplied to the pair of electromagnet power supplies. Each is supplied to a circuit.
According to a fourth aspect of the present invention, in the magnetic bearing control device according to any one of the first to third aspects, the position detection circuit measures a voltage between both ends of each electromagnet coil of the pair of electromagnets, and the measurement result Based on the above, a position detection signal of the supported body is output.
According to a fifth aspect of the present invention, in the magnetic bearing control device according to the fourth aspect of the present invention, the position detection circuit receives a difference circuit that generates a difference signal of the measured voltage across the pair of electromagnetic coils, and the difference signal is input. A band elimination filter having a carrier signal frequency as a center frequency and a band pass filter having a signal passing through the band elimination filter as an input and having a sensing signal frequency as a center frequency are passed through the band pass filter. The magnitude of the signal is output as a position detection signal.
According to a sixth aspect of the present invention, in the magnetic bearing control device according to the fourth aspect, the position detection circuit captures the measured voltage across the pair of electromagnetic coils as a pulsed digital signal, and captures the pair of pulses captured. And a counter for detecting a pulse width of the pulse-like difference signal, and outputting the pulse width as a position detection signal.

本発明によれば、センシング信号を用いるセンサレス式の軸受制御装置において、センシング信号のＳ／Ｎ比のさらなる向上を図ることができる。   ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, in the sensorless type bearing control apparatus using a sensing signal, the further improvement of the S / N ratio of a sensing signal can be aimed at.

磁気軸受式ターボ分子ポンプの概略構成を示す断面図である。It is sectional drawing which shows schematic structure of a magnetic bearing type turbo molecular pump. ５軸制御型磁気軸受を模式的に示した図である。It is the figure which showed typically the 5-axis control type magnetic bearing. 磁気軸受制御回路の詳細を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the detail of a magnetic bearing control circuit. ＰＷＭアンプの詳細を示す図である。It is a figure which shows the detail of PWM amplifier. ＰＷＭ信号生成回路に入力される制御信号と生成されるＰＷＭ信号との関係を説明する図である。It is a figure explaining the relationship between the control signal input into a PWM signal generation circuit, and the generated PWM signal. センシング信号Ｓ2を重畳しなかった場合の、スイッチング信号Ｓ5と電磁石コイルに流れる電流Ｉｍとを示したものである。The switching signal S5 and the current Im flowing through the electromagnet coil when the sensing signal S2 is not superimposed are shown. センシング信号Ｓ2を重畳した場合の制御信号Ｓ3、ＰＷＭ信号Ｓ5、電磁石電流Ｉmを示したものである。The control signal S3, the PWM signal S5, and the electromagnet current Im when the sensing signal S2 is superimposed are shown. 電磁石制御ループの部分のブロック図を示す図である。It is a figure which shows the block diagram of the part of an electromagnet control loop. 信号Ｖsrcを基準にしたブロック図である。It is a block diagram based on a signal Vsrc. 図９の各候補点での検出信号の大きさを示す図である。It is a figure which shows the magnitude | size of the detection signal in each candidate point of FIG. 電流検出抵抗を用いて計測した場合の電圧振幅を示す図である。It is a figure which shows the voltage amplitude at the time of measuring using a current detection resistance. 電磁石コイル５００ａ，５００ｂの両端を計測した場合の電圧振幅を示す図である。It is a figure which shows the voltage amplitude at the time of measuring the both ends of the electromagnet coils 500a and 500b. 検出方式によるＳ／Ｎ比とノイズレベルを示す図。The figure which shows the S / N ratio and noise level by a detection system. 位置フィードバック系の変形例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the modification of a position feedback system. ＸＯＲ論理回路７１０の入出力の関係を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing the input / output relationship of an XOR logic circuit 710. ＸＯＲ論理回路７１０に入力される信号と、ＸＯＲ論理回路７１０から出力される信号とを示す図である。FIG. 5 is a diagram illustrating a signal input to the XOR logic circuit 710 and a signal output from the XOR logic circuit 710.

以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。図１は、磁気軸受式ターボ分子ポンプの概略構成を示す断面図である。ターボ分子ポンプは図１に示すポンプユニット１と、ポンプユニット１を駆動するためのコントロールユニット（不図示）とを備えている。ポンプユニット１に接続されるコントロールユニットには、磁気軸受制御部、モータ６を回転駆動するためのモータ駆動制御部等が備えられている。   Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a cross-sectional view showing a schematic configuration of a magnetic bearing type turbo molecular pump. The turbo molecular pump includes a pump unit 1 shown in FIG. 1 and a control unit (not shown) for driving the pump unit 1. The control unit connected to the pump unit 1 includes a magnetic bearing control unit, a motor drive control unit for rotationally driving the motor 6, and the like.

ロータ３０は、５軸制御型磁気軸受を構成するラジアル磁気軸受５１，５２およびアキシャル磁気軸受５３によって非接触支持される。磁気軸受によって回転自在に磁気浮上されたロータ３０は、モータ６により高速回転駆動される。モータ６には、例えば、ＤＣブラシレスモータが用いられる。ロータ４の回転数は回転数センサ２３によって検出される。   The rotor 30 is supported in a non-contact manner by radial magnetic bearings 51 and 52 and an axial magnetic bearing 53 constituting a 5-axis control type magnetic bearing. The rotor 30 magnetically levitated by the magnetic bearings is driven to rotate at high speed by the motor 6. For example, a DC brushless motor is used as the motor 6. The rotational speed of the rotor 4 is detected by the rotational speed sensor 23.

ロータ３０には、排気機能部として、複数段の回転翼３２と円筒状のネジロータ３１とが形成されている。一方、固定側には、排気機能部として、軸方向に対して回転翼３２と交互に配置された複数段の固定翼３３と、ネジロータ３１の外周側に設けられたネジステータ３９が設けられている。各固定翼３３は、それぞれ一対のスペーサリング３５によって軸方向上下から挟持されている。   The rotor 30 is formed with a plurality of stages of rotating blades 32 and a cylindrical screw rotor 31 as an exhaust function unit. On the other hand, on the fixed side, a plurality of stages of fixed blades 33 arranged alternately with the rotary blades 32 in the axial direction and a screw stator 39 provided on the outer peripheral side of the screw rotor 31 are provided as exhaust function units. . Each fixed blade 33 is sandwiched from above and below in the axial direction by a pair of spacer rings 35.

ベース２０には排気ポート２２が設けられ、この排気ポート２２にバックポンプが接続される。ロータ３０を磁気浮上させつつモータ６により高速回転駆動することにより、吸気口２１側の気体分子は排気ポート２２側へと排気される。   The base 20 is provided with an exhaust port 22, and a back pump is connected to the exhaust port 22. When the rotor 30 is magnetically levitated and driven at high speed by the motor 6, gas molecules on the intake port 21 side are exhausted to the exhaust port 22 side.

図２は５軸制御型磁気軸受を模式的に示した図であり、ロータ３０に設けられたロータシャフト４の回転軸Ｊがｚ軸に一致するように示した。図１に示したラジアル磁気軸受５１は、ｘ軸に関する一対の電磁石５１ｘとｙ軸に関する一対の電磁石５１ｙとを備えている。同様に、ラジアル電磁石５２も、ｘ軸に関する一対の電磁石５２ｘとｙ軸に関する一対の電磁石５２ｙとを備えている。また、アキシャル磁気軸受５３は、ロータ４の下端に設けられたディスク４１をｚ軸に沿って挟むように対向して配設される一対の電磁石５３ｚを備えている。   FIG. 2 is a diagram schematically showing a five-axis control type magnetic bearing, in which the rotation axis J of the rotor shaft 4 provided in the rotor 30 is aligned with the z-axis. The radial magnetic bearing 51 shown in FIG. 1 includes a pair of electromagnets 51x related to the x axis and a pair of electromagnets 51y related to the y axis. Similarly, the radial electromagnet 52 also includes a pair of electromagnets 52x related to the x axis and a pair of electromagnets 52y related to the y axis. In addition, the axial magnetic bearing 53 includes a pair of electromagnets 53z disposed to face each other so as to sandwich the disk 41 provided at the lower end of the rotor 4 along the z axis.

図３は図２に示した磁気軸受を制御するための磁気軸受制御装置の一部を示す図であって、５軸の内の１軸、具体的には一対の電磁石５１ｘに関する磁気軸受制御回路の詳細を示したものである。一対の電磁石５１ｘを電磁石５１xP、５１xMとすると、それらはシャフト４を間に挟むように配置されている。５００ａは電磁石５１xPの電磁石コイルであり、５００ｂは電磁石５１xMの電磁石コイルである。   FIG. 3 is a diagram showing a part of the magnetic bearing control device for controlling the magnetic bearing shown in FIG. 2, and is a magnetic bearing control circuit for one of the five axes, specifically, a pair of electromagnets 51x. The details of are shown. When the pair of electromagnets 51x are electromagnets 51xP and 51xM, they are arranged so as to sandwich the shaft 4 therebetween. 500a is an electromagnet coil of an electromagnet 51xP, and 500b is an electromagnet coil of an electromagnet 51xM.

電磁石５１xPに対しては制御回路６１ａが設けられ、電磁石５１xMに対しては制御回路６１ｂが設けられている。制御回路６１ａには比較回路６１０、増幅器６１１、加算器６１２、ＰＷＭアンプ６１３、ローパスフィルタ６１４、電流検出抵抗６１５が設けられている。図３では詳細な記載は省略したが、制御回路６１ｂも制御回路６１ａと同様の構成となっている。   A control circuit 61a is provided for the electromagnet 51xP, and a control circuit 61b is provided for the electromagnet 51xM. The control circuit 61a is provided with a comparison circuit 610, an amplifier 611, an adder 612, a PWM amplifier 613, a low-pass filter 614, and a current detection resistor 615. Although detailed description is omitted in FIG. 3, the control circuit 61b has the same configuration as the control circuit 61a.

各制御回路６１ａ，６１ｂの各ＰＷＭアンプ６１３には、ＰＷＭ変調を行うためのキャリア信号がキャリア信号発生器６３１からそれぞれ入力される。各制御回路６１ａ，６１ｂの各加算器６１２には、位置検出のためのセンシング信号がセンシング信号発生器６３２からそれぞれ入力される。キャリア信号発生器６３１およびセンシング信号発生器６３２には、キャリア信号とセンシング信号とを同期させるための同期信号が同期回路６３３から入力される。   A carrier signal for performing PWM modulation is input from the carrier signal generator 631 to each PWM amplifier 613 of each control circuit 61a, 61b. A sensing signal for position detection is input from the sensing signal generator 632 to each adder 612 of each control circuit 61a, 61b. A synchronization signal for synchronizing the carrier signal and the sensing signal is input from the synchronization circuit 633 to the carrier signal generator 631 and the sensing signal generator 632.

また、位置フィードバック系として、差動増幅器６２０ａ，６２０ｂ、差動増幅器６２１、バンドエリミネイトフィルタ６２２、バンドパスフィルタ６２３、ピーク検波回路６２４が設けられている。ピーク検波回路６２４から出力された位置信号（変位信号）は比較回路６３０に入力される。比較回路６３０は、位置信号と支持位置コマンドＳ0とを比較し、それらの差分に基づく電流制御信号Ｓ01を出力する。この電流制御信号Ｓ01は制御回路６１ａおよび制御回路６１ｂの各比較回路６１０へ入力される。   In addition, differential amplifiers 620a and 620b, a differential amplifier 621, a band eliminate filter 622, a band pass filter 623, and a peak detection circuit 624 are provided as a position feedback system. The position signal (displacement signal) output from the peak detection circuit 624 is input to the comparison circuit 630. The comparison circuit 630 compares the position signal with the support position command S0, and outputs a current control signal S01 based on the difference between them. This current control signal S01 is input to each comparison circuit 610 of the control circuit 61a and the control circuit 61b.

ところで、本実施の形態の磁気軸受装置は、ＰＷＭ制御電流にセンシング信号を重畳する形式のセンサレス磁気軸受装置であって、被支持軸（シャフト４）の変位（中立位置からの位置変化）による電磁石のインダクタンス変化をセンシング信号の変化として検出し、センシング信号の変化を位置変動の検出信号として使用するものである。   By the way, the magnetic bearing device of the present embodiment is a sensorless magnetic bearing device in which a sensing signal is superimposed on a PWM control current, and is an electromagnet due to displacement (position change from a neutral position) of a supported shaft (shaft 4). Is detected as a sensing signal change, and the sensing signal change is used as a position variation detection signal.

位置検出信号のＳ／Ｎ比向上のためには、次のような手法が適用される。第１番目の手法としては、インダクタンス変化に伴うセンシング信号の変化が大きくなるようにセンシング信号の周波数を選択する。インダクタンス変化に伴うセンシング信号の変化は、センシング信号の周波数が低いほど大きくなり、変位検出には有利である。ただし、機械的な共振を避けるためには、あまり低い周波数を使用できない。例えば、一般的なターボ分子ポンプにおいては、１０ＫＨｚ以下のセンシング信号を用いることは難しい。以下の説明では、センシング信号の周波数（センシング周波数）を１０ＫＨｚとして説明するが、１０〜１２ＫＨｚ程度に設定するのが好ましい。   In order to improve the S / N ratio of the position detection signal, the following method is applied. As a first method, the frequency of the sensing signal is selected so that the change of the sensing signal accompanying the inductance change becomes large. The change in the sensing signal due to the inductance change becomes larger as the frequency of the sensing signal is lower, which is advantageous for displacement detection. However, a very low frequency cannot be used to avoid mechanical resonance. For example, in a general turbo molecular pump, it is difficult to use a sensing signal of 10 KHz or less. In the following description, the frequency of the sensing signal (sensing frequency) is described as 10 KHz, but it is preferable to set the frequency to about 10 to 12 KHz.

２番目の手法としては、重畳するセンシング信号の振幅を大きくして、位置変動に伴うセンシング信号の変調度を大きくする。センシング信号が重畳された電流制御信号をキャリア信号と比較してＰＷＭ変調する際に、デューティ比が１００％を超えるような変調をかけることはできない。そのため、センシング信号の大きさの限界は、ＰＷＭの変動も考えると数Ｖｐ−ｐ（実際には１．５〜２Ｖｐ−ｐ程度）となる。 As a second method, the amplitude of the superimposed sensing signal is increased to increase the degree of modulation of the sensing signal due to the position variation. When the current control signal on which the sensing signal is superimposed is compared with the carrier signal and subjected to PWM modulation, it is not possible to apply modulation such that the duty ratio exceeds 100%. Therefore, the size limit of the sensing signal is a consideration fluctuation of the PWM number V p-p (actually about 1.5~2V p-p is).

３番目の手法としては、検出抵抗を大きくして信号強度を大きくする。ただし、センサレスの系では、センシング信号の検出素子（抵抗）がＰＷＭ制御電流の検出素子と兼用されるため、検出抵抗を大きくすることができない。通常、数Ω以下（実際には０．５〜１Ω）であり、数十mA以下のセンシング電流に対して、数十mV程度の信号強度を得るのが限界である。一方、ＰＷＭ制御電流はアンペアオーダであって数Ｖの信号を出力することになる。   As a third method, the signal resistance is increased by increasing the detection resistance. However, in the sensorless system, since the detection element (resistance) of the sensing signal is also used as the detection element of the PWM control current, the detection resistance cannot be increased. Usually, it is several ohms or less (actually 0.5 to 1 ohms), and the limit is to obtain a signal intensity of about several tens of millivolts for a sensing current of several tens of mA or less. On the other hand, the PWM control current is in the order of amperes and outputs a signal of several volts.

４番目の手法としては、センシング周波数のみを選択して検出する検出回路（例えば１０ＫＨｚの共振回路）を設ける。ただし、周波数の選択性を大きくするほど（Ｑ値を大きくするほど、例えば１０以上）、センシング信号の応答性が悪くなり、シャフト４の位置変化に対して、応答が遅れる。Ｑ値を小さく取るとセンシング信号近傍周波数のノイズ成分も選択して検出することなりＳ／Ｎ比の向上に貢献しない。   As a fourth method, a detection circuit (for example, a 10 KHz resonance circuit) that selects and detects only the sensing frequency is provided. However, as the frequency selectivity is increased (the Q value is increased, for example, 10 or more), the responsiveness of the sensing signal becomes worse, and the response is delayed with respect to the position change of the shaft 4. If the Q value is made small, a noise component in the vicinity of the sensing signal is also selected and detected, which does not contribute to the improvement of the S / N ratio.

本実施の形態では、位置検出信号のＳ／Ｎ比のさらなる向上のために、上述した手法に加えて、以下のような対策（１），（２）を講じる。それによって、磁気軸受をより高精度に制御することができる。
（１）制御系の制御ループを積極的に利用し、制御系においてセンシング信号が最も大きく増幅される回路位置でセンシング信号を検出し、そのセンシング信号を被支持軸（シャフト４）の位置信号とする。
（２）センシング信号をキャリア信号に同期させることにより、センシング信号近傍でのビート周波数を排除し、センシング信号に対するノイズを低減しＳ／Ｎ比のさらなる向上を図る。 In the present embodiment, in order to further improve the S / N ratio of the position detection signal, the following measures (1) and (2) are taken in addition to the above-described method. Thereby, the magnetic bearing can be controlled with higher accuracy.
(1) Actively utilizing the control loop of the control system, detecting the sensing signal at the circuit position where the sensing signal is amplified the most in the control system, and detecting the sensing signal as the position signal of the supported shaft (shaft 4). To do.
(2) By synchronizing the sensing signal with the carrier signal, the beat frequency in the vicinity of the sensing signal is eliminated, noise with respect to the sensing signal is reduced, and the S / N ratio is further improved.

対策（１）について説明する。シャフト４は、一対の電磁石５１xP、５１xMによって互いに反対方向に吸引される。図３に示した制御回路６１ａ，６１ｂは、シャフト４がラジアル磁気軸受５１の中心位置に支持されるように、対応する電磁石コイル５００ａ，５００ｂに電流を供給する。比較回路６３０には、シャフト位置を中心位置に制御するための支持位置コマンドＳ0＝０が入力される。比較回路６３０は、上述したように、位置信号と支持位置コマンドＳ0とを比較し、それらの差分に基づく電流制御信号Ｓ01を出力する。比較回路６１０は、電流制御信号Ｓ01と電流フィードバック信号との差分を取り、その差分にオフセット信号Ｓoffsetを加算した信号Ｓ02を増幅器６１１に入力する。オフセット信号Ｓoffsetは、電磁石５１xP，５１xMによる所定の吸引力が働いた状態でシャフト４が中立位置に保持されるようにするためのものである。増幅器６１１は信号Ｓ02を増幅して電流制御信号Ｓ1を出力する。   Countermeasure (1) will be described. The shaft 4 is attracted in opposite directions by a pair of electromagnets 51xP and 51xM. The control circuits 61 a and 61 b shown in FIG. 3 supply current to the corresponding electromagnet coils 500 a and 500 b so that the shaft 4 is supported at the center position of the radial magnetic bearing 51. The comparison circuit 630 receives a support position command S0 = 0 for controlling the shaft position to the center position. As described above, the comparison circuit 630 compares the position signal with the support position command S0, and outputs a current control signal S01 based on the difference between them. The comparison circuit 610 calculates a difference between the current control signal S01 and the current feedback signal, and inputs a signal S02 obtained by adding the offset signal Soffset to the difference to the amplifier 611. The offset signal Soffset is for keeping the shaft 4 in the neutral position in a state where a predetermined attractive force is applied by the electromagnets 51xP and 51xM. The amplifier 611 amplifies the signal S02 and outputs a current control signal S1.

図４はＰＷＭアンプ６１３の詳細を示す図である。ＰＷＭアンプ６１３は、ＰＷＭ信号生成回路６１３１と二象限駆動回路６１３２とを備えている。なお、Ｖｐは電源電圧である。加算器６１２において、電流制御信号Ｓ1にセンシング信号Ｓ2が重畳される。センシング信号Ｓ2が重畳された電流制御信号Ｓ3は、ＰＷＭ信号生成回路６１３１に入力される。ＰＷＭ信号生成回路６１３１は、センシング信号S2が重畳された電流制御信号Ｓ3と、キャリア信号Ｓ4とを比較することにより、二象限駆動回路６１３２のスイッチング素子Ｔ１，Ｔ２をオンオフするためのＰＷＭ信号Ｓ5を生成する。   FIG. 4 is a diagram showing details of the PWM amplifier 613. The PWM amplifier 613 includes a PWM signal generation circuit 6131 and a two-quadrant drive circuit 6132. Vp is a power supply voltage. In the adder 612, the sensing signal S2 is superimposed on the current control signal S1. The current control signal S3 on which the sensing signal S2 is superimposed is input to the PWM signal generation circuit 6131. The PWM signal generation circuit 6131 compares the current control signal S3 on which the sensing signal S2 is superimposed with the carrier signal S4, thereby generating a PWM signal S5 for turning on and off the switching elements T1 and T2 of the two-quadrant drive circuit 6132. Generate.

キャリア信号発生器６３１とセンシング信号発生器６３２とには、同期回路６３３から同期信号が入力され、同期信号に合わせてキャリア信号Ｓ4およびセンシング信号Ｓ2の生成が開始される。また、キャリア信号発生器６３１から出力されたキャリア信号Ｓ4およびセンシング信号発生器６３２から出力されたセンシング信号Ｓ2は、反対側の電磁石５１xMの制御回路６１ｂにも入力される。このようにキャリア信号Ｓ4とセンシング信号Ｓ2とを同期した信号とすることにより、ノイズの低減を図ることができる。センシング信号Ｓ2としては、例えば、センシング周波数＝１０ＫＨｚの正弦波信号が入力される。ＰＷＭ変調のためのキャリア信号Ｓ4としては、例えば、キャリア周波数＝１００ＫＨｚのこぎり波信号が用いられる。   The carrier signal generator 631 and the sensing signal generator 632 receive the synchronization signal from the synchronization circuit 633, and start to generate the carrier signal S4 and the sensing signal S2 in accordance with the synchronization signal. The carrier signal S4 output from the carrier signal generator 631 and the sensing signal S2 output from the sensing signal generator 632 are also input to the control circuit 61b of the opposite electromagnet 51xM. Thus, noise can be reduced by making the carrier signal S4 and the sensing signal S2 synchronized. As the sensing signal S2, for example, a sine wave signal having a sensing frequency of 10 KHz is input. As the carrier signal S4 for PWM modulation, for example, a sawtooth signal with a carrier frequency = 100 KHz is used.

図５、６を参照して、電磁石電流Ｉmの制御について説明する。図５は、ＰＷＭ信号生成回路６１３１に入力される電流制御信号Ｓ3と生成されるＰＷＭ信号Ｓ5との関係を説明する図である。なお、説明が簡単になるように、図５では、センシング信号Ｓ2がゼロの場合、すなわちセンシング信号Ｓ2を重畳しない場合を示している。そのため、ＰＷＭ信号生成回路６１３１に入力される電流制御信号Ｓ3はＳ3＝Ｓ1となっており、図５では入力される電流制御信号を符号Ｓ1で示している。   The control of the electromagnet current Im will be described with reference to FIGS. FIG. 5 is a diagram for explaining the relationship between the current control signal S3 input to the PWM signal generation circuit 6131 and the generated PWM signal S5. For ease of explanation, FIG. 5 shows the case where the sensing signal S2 is zero, that is, the case where the sensing signal S2 is not superimposed. Therefore, the current control signal S3 input to the PWM signal generation circuit 6131 is S3 = S1, and in FIG. 5, the input current control signal is denoted by reference numeral S1.

図５（ａ）は、シャフト位置がラジアル磁気軸受５１の中心位置、すなわち中立位置にあるときの電流制御信号Ｓ1およびＰＷＭ信号Ｓ5を示したものである。支持位置コマンドＳ0の場合と同様に、電流制御信号Ｓ1もシャフト４を中立位置へ制御する信号であり、シャフト４が中立位置にある場合には電磁石電流Ｉmを変更せずにそのまま維持すればよい。そのため、増幅器６１２からは、キャリア信号Ｓ4の１／２の電圧値を有する電流制御信号Ｓ1が出力される（図５参照）。   FIG. 5 (a) shows the current control signal S1 and the PWM signal S5 when the shaft position is at the center position of the radial magnetic bearing 51, that is, the neutral position. As in the case of the support position command S0, the current control signal S1 is also a signal for controlling the shaft 4 to the neutral position. When the shaft 4 is in the neutral position, the electromagnet current Im may be maintained as it is without being changed. . Therefore, the amplifier 612 outputs a current control signal S1 having a voltage value that is ½ of the carrier signal S4 (see FIG. 5).

ＰＷＭ信号生成回路６１３１では、電流制御信号Ｓ1とキャリア信号Ｓ4の電圧レベルを比較して、電流制御信号Ｓ1がキャリア信号Ｓ4以上の場合にはオン信号を出力し、電流制御信号Ｓ1がキャリア信号Ｓ4を下回る場合にはオフ信号を出力する。ＰＷＭ信号生成回路６１３１は、シャフト４が中立位置にある場合には、デューティ比（＝Ｔ１／Ｔ０）が５０％のＰＷＭ信号Ｓ5を出力するように設定されている。すなわち、ＰＷＭ信号生成回路６１３１に位置コマンド信号Ｓ0＝０の時の制御信号Ｓ1が入力された場合には、ＰＷＭ信号生成回路６１３１内において制御信号Ｓ1をキャリア信号Ｓ4の電圧値の半分の電圧値を有する信号（図５の信号Ｓ1）に変換する。その変換した電流制御信号Ｓ1とキャリア信号Ｓ4と比較することにより、ＰＷＭ信号Ｓ5を生成する。   The PWM signal generation circuit 6131 compares the voltage levels of the current control signal S1 and the carrier signal S4 and outputs an ON signal when the current control signal S1 is equal to or higher than the carrier signal S4. The current control signal S1 is the carrier signal S4. If it falls below, an off signal is output. The PWM signal generation circuit 6131 is set to output a PWM signal S5 having a duty ratio (= T1 / T0) of 50% when the shaft 4 is in the neutral position. That is, when the control signal S1 when the position command signal S0 = 0 is input to the PWM signal generation circuit 6131, the control signal S1 is set to a voltage value half the voltage value of the carrier signal S4 in the PWM signal generation circuit 6131. Is converted into a signal (signal S1 in FIG. 5). The PWM signal S5 is generated by comparing the converted current control signal S1 with the carrier signal S4.

図５（ｂ）は、シャフト位置が中立位置から電磁石５１xPの方向に変動して、シャフト４が電磁石５１xPに近づいた場合の電流制御信号Ｓ1およびＰＷＭ信号Ｓ5を示したものである。図５（ｃ）は、図５（ｂ）の場合とは反対に、シャフト位置が中立位置から電磁石５１xMの方向に変動して、シャフト４が電磁石５１xMに近づいた場合の電流制御信号Ｓ1およびＰＷＭ信号Ｓ5を示したものである。   FIG. 5B shows the current control signal S1 and the PWM signal S5 when the shaft position changes from the neutral position toward the electromagnet 51xP and the shaft 4 approaches the electromagnet 51xP. In FIG. 5C, contrary to the case of FIG. 5B, the current control signal S1 and PWM when the shaft position changes from the neutral position toward the electromagnet 51xM and the shaft 4 approaches the electromagnet 51xM. The signal S5 is shown.

生成されたＰＷＭ信号Ｓ5は、図４に示す二象限駆動回路６１３２に入力される。ＰＷＭ信号Ｓ5がオンレベルの場合にはスイッチング素子Ｔ１，Ｔ２がオン状態（閉状態）となる。ＰＷＭ信号Ｓ5がオフレベルの場合には、スイッチング素子Ｔ１，Ｔ２がオフ状態（開状態）となる。   The generated PWM signal S5 is input to the two-quadrant driving circuit 6132 shown in FIG. When the PWM signal S5 is on level, the switching elements T1 and T2 are turned on (closed state). When the PWM signal S5 is at the off level, the switching elements T1 and T2 are in the off state (open state).

図６は、図５（ａ）〜（ｃ）のＰＷＭ信号が二象限駆動回路６１３２に入力された場合の、電磁石コイル５００ａに流れる電磁石電流Ｉmを説明する図である。なお、電磁石５１xMについても同様であり、説明は省略する。すなわち、図６（ａ）はシャフト４が中立位置に保持されている場合の電磁石電流Ｉmを示し、図６（ｂ）はシャフト４が電磁石５１xP側に近づいた場合の電磁石電流Ｉmを示し、図６（ｃ）はシャフト４が電磁石５１xPから遠ざかった場合の電磁石電流Ｉmを示す。   FIG. 6 is a diagram for explaining the electromagnet current Im flowing in the electromagnet coil 500a when the PWM signals of FIGS. 5A to 5C are input to the two-quadrant drive circuit 6132. FIG. The same applies to the electromagnet 51xM, and a description thereof will be omitted. 6A shows the electromagnet current Im when the shaft 4 is held at the neutral position, and FIG. 6B shows the electromagnet current Im when the shaft 4 approaches the electromagnet 51xP side. 6 (c) shows the electromagnet current Im when the shaft 4 moves away from the electromagnet 51xP.

先ず、ＰＷＭ信号Ｓ5のデューティ比が５０％の場合の図６（ａ）について説明する。ＰＷＭ信号Ｓ5がオンになると、スイッチング素子Ｔ１，Ｔ２がオン状態（閉状態）となる。スイッチング素子Ｔ１，Ｔ２が閉状態になると電磁石コイル５００ａに電源電圧Ｖｐが印加される。その結果、電磁石電流Ｉmは図４の実線で示す矢印の方向に流れ、電磁石電流Ｉmは時間の経過と共に増加する。この電流直線の傾きは、電磁石コイル５００ａのインピーダンスＺｐ（すなわち、インダクタンス）が小さいほど大きい。   First, FIG. 6A when the duty ratio of the PWM signal S5 is 50% will be described. When the PWM signal S5 is turned on, the switching elements T1 and T2 are turned on (closed state). When the switching elements T1 and T2 are closed, the power supply voltage Vp is applied to the electromagnet coil 500a. As a result, the electromagnet current Im flows in the direction of the arrow shown by the solid line in FIG. 4, and the electromagnet current Im increases with time. The slope of the current straight line increases as the impedance Zp (ie, inductance) of the electromagnetic coil 500a decreases.

次に、ＰＷＭ信号Ｓ5がオフになると、スイッチング素子Ｔ１，Ｔ２がオフ状態（開状態）となる。このとき、電磁石コイル５００ａには電磁エネルギーが蓄積されているため、そのエネルギーの放電により、電磁石電流Ｉmは破線で示す矢印のように流れ、電磁石電流Ｉmは時間の経過と共に減少する。なお、スイッチング素子Ｔ１，Ｔ２のオン損失、ダイオードＤ１，Ｄ２の順方向損失、電磁石コイル５００ａの抵抗などの損失要因がゼロであれば、オンのときの電磁石電流Ｉmの傾きとオフのときの電磁石電流Ｉmの傾きとは等しくなる。そのため、図６（ａ）に示すようにＰＷＭ信号Ｓ5のデューティ比が５０％の場合には、電磁石コイル５００ａを流れる電磁石電流Ｉmの平均値（ある時間幅で平均した値）は一定となる。すなわち、中立位置が維持されることになる。   Next, when the PWM signal S5 is turned off, the switching elements T1 and T2 are turned off (open state). At this time, since electromagnetic energy is stored in the electromagnet coil 500a, the electromagnet current Im flows as indicated by the broken line due to the discharge of the energy, and the electromagnet current Im decreases with time. If the loss factors such as the ON loss of the switching elements T1 and T2, the forward loss of the diodes D1 and D2, and the resistance of the electromagnet coil 500a are zero, the slope of the electromagnet current Im when on and the electromagnet when off. The slope of the current Im is equal. Therefore, as shown in FIG. 6A, when the duty ratio of the PWM signal S5 is 50%, the average value of the electromagnet current Im flowing through the electromagnet coil 500a (the value averaged over a certain time width) is constant. That is, the neutral position is maintained.

一方、シャフト４が電磁石５１xPに近付いた場合にはシャフト４を中立位置に戻すために、電磁石５１xPの吸引力を小さくし、電磁石５１xMの吸引力を大きくする。そのために、電磁石５１xPについては、図６（ｂ）に示すようにＰＷＭ信号Ｓ5のデューティ比を５０％よりも小さくし、電磁石５１xMについては、図６（ｃ）に示すようにデューティ比を５０％よりも大きくする。図６（ｂ）の場合、電磁石電流Ｉmが増加するオン状態よりも電磁石電流Ｉmが減少するオフ状態の方が時間間隔が長くなり、電磁石電流Ｉmは徐々に減少する。図６（ｃ）の場合には、電磁石電流Ｉmが減少するオフ状態よりも電磁石電流Ｉmが増加するオン状態の方が時間間隔が長いので、電磁石電流Ｉmは徐々に増加することになる。逆に、シャフト４が電磁石５１xPから遠ざかった場合には、上述の場合と反対の制御をする。   On the other hand, when the shaft 4 approaches the electromagnet 51xP, in order to return the shaft 4 to the neutral position, the attraction force of the electromagnet 51xP is reduced and the attraction force of the electromagnet 51xM is increased. Therefore, for the electromagnet 51xP, the duty ratio of the PWM signal S5 is made smaller than 50% as shown in FIG. 6B, and for the electromagnet 51xM, the duty ratio is 50% as shown in FIG. 6C. Larger than. In the case of FIG. 6B, the time interval is longer in the OFF state in which the electromagnet current Im decreases than in the ON state in which the electromagnet current Im increases, and the electromagnet current Im gradually decreases. In the case of FIG. 6C, since the time interval is longer in the ON state in which the electromagnet current Im increases than in the OFF state in which the electromagnet current Im decreases, the electromagnet current Im gradually increases. Conversely, when the shaft 4 moves away from the electromagnet 51xP, control opposite to that described above is performed.

このように、ＰＷＭ信号生成回路６１３１に入力される電流制御信号Ｓ3を変化させることによって、電磁石コイル５００ａに流れる電磁石電流Ｉmの増加・減少を制御し、シャフト４が中立位置に保持されるように制御する。このような制御は、支持位置コマンドＳ0と位置フィードバック系からの位置信号（変位信号）との差分に基づいて行われる。   Thus, by changing the current control signal S3 input to the PWM signal generation circuit 6131, the increase / decrease of the electromagnet current Im flowing through the electromagnet coil 500a is controlled, so that the shaft 4 is held at the neutral position. Control. Such control is performed based on the difference between the support position command S0 and the position signal (displacement signal) from the position feedback system.

図７は、センシング信号Ｓ2を重畳した場合の電流制御信号Ｓ3、ＰＷＭ信号Ｓ5、電磁石電流Ｉmを示したものである。図７（ａ）において、信号Ｓ3aはセンシング信号がＳ2aの場合を示し、信号Ｓ3bはセンシング信号がＳ2bの場合を示している。実線で示した信号Ｓ3aも破線で示した信号Ｓ3bもシャフト４が中立位置にある場合の電流制御信号Ｓ3に対応しているが、信号Ｓ3bにおけるセンシング信号Ｓ2bの振幅は、信号Ｓ3aにおけるセンシング信号Ｓ2aの振幅よりも大きくなっている。   FIG. 7 shows the current control signal S3, the PWM signal S5, and the electromagnet current Im when the sensing signal S2 is superimposed. In FIG. 7A, a signal S3a indicates a case where the sensing signal is S2a, and a signal S3b indicates a case where the sensing signal is S2b. Both the signal S3a shown by the solid line and the signal S3b shown by the broken line correspond to the current control signal S3 when the shaft 4 is in the neutral position, but the amplitude of the sensing signal S2b in the signal S3b is the sensing signal S2a in the signal S3a. It is larger than the amplitude.

シャフト４が中立位置にある場合、加算器６１２に入力される電流制御信号Ｓ1は、上述したようにキャリア信号Ｓ4の電圧値Ｖcの１／２の値となっている。図７（ｂ）は、ＰＷＭ信号生成回路６１３１に電流制御信号Ｓ3aが入力された場合に、ＰＷＭ信号生成回路６１３１から出力される電流制御信号Ｓ5および電磁石電流Ｉmを示したものである。図７（ｃ）は、ＰＷＭ信号生成回路６１３１に電流制御信号Ｓ3bが入力された場合に、ＰＷＭ信号生成回路６１３１から出力される電流制御信号Ｓ5および電磁石電流Ｉmを示したものである。   When the shaft 4 is in the neutral position, the current control signal S1 input to the adder 612 is ½ of the voltage value Vc of the carrier signal S4 as described above. FIG. 7B shows the current control signal S5 and the electromagnet current Im output from the PWM signal generation circuit 6131 when the current control signal S3a is input to the PWM signal generation circuit 6131. FIG. 7C shows the current control signal S5 and the electromagnet current Im output from the PWM signal generation circuit 6131 when the current control signal S3b is input to the PWM signal generation circuit 6131.

いずれの電流制御信号Ｓ3a，Ｓ3bも正弦波形状をしているため、中立位置であっても、ＰＷＭ信号Ｓ5のデューティ比は周期的に大きくなったり小さくなったりする。その変化の周波数はセンシング周波数ｆsと等しい。ＰＷＭ信号Ｓ5のデューティ比が周期的に変化するため、デューティ比の変化に伴って電磁石コイル５００ａに流れる電磁石電流Ｉmも周期的に変動する。その周波数はセンシング周波数ｆsと等しい。   Since all the current control signals S3a and S3b have a sine wave shape, the duty ratio of the PWM signal S5 periodically increases or decreases even at the neutral position. The frequency of the change is equal to the sensing frequency fs. Since the duty ratio of the PWM signal S5 periodically changes, the electromagnet current Im flowing through the electromagnet coil 500a also periodically varies with the change in the duty ratio. Its frequency is equal to the sensing frequency fs.

このように、電磁石電流Ｉmには、センシング周波数ｆsの成分、すなわち、センシング信号成分が含まれている。また、図７（ｂ）、図７（ｃ）からも分かるように、センシング信号Ｓ2の振幅が大きい電流制御信号Ｓ3bの場合の方が、周期的に変化する電磁石電流Ｉmの振幅が大きい。   Thus, the electromagnet current Im includes a component of the sensing frequency fs, that is, a sensing signal component. Further, as can be seen from FIGS. 7B and 7C, the amplitude of the electromagnet current Im that changes periodically is larger in the case of the current control signal S3b in which the amplitude of the sensing signal S2 is large.

電磁石コイル５００ａに流れる電磁石電流Ｉmの値は、電磁石コイル５００ａと直列に接続された電流検出抵抗６１５によって電圧信号として検出される。その電圧信号は、電磁石コイル５００ａを流れる電磁石電流Ｉmが、比較回路６１０から出力される電流制御信号S02が指示する通りの電流値となるように制御するための、電流フィードバック信号Ｓfとして、図３の比較回路６１０のマイナス端子に入力される。   The value of the electromagnet current Im flowing through the electromagnet coil 500a is detected as a voltage signal by the current detection resistor 615 connected in series with the electromagnet coil 500a. The voltage signal is a current feedback signal Sf for controlling the electromagnet current Im flowing through the electromagnet coil 500a to a current value as instructed by the current control signal S02 output from the comparison circuit 610, as shown in FIG. The comparison circuit 610 is input to the minus terminal.

［電流フィードバック系の特徴］
次に、本実施の形態における電流フィードバックの特徴について説明する。図７に示したように、電流検出抵抗６１５で検出された電圧信号には、センシング信号成分やキャリア信号成分が含まれている。電流フィードバック信号Ｓfのフィードバック経路には、キャリア周波数成分等の高周波成分を除去するためのローパスフィルタ６１４が設けられている。ローパスフィルタ６１４のカットオフ周波数ｆcは、センシング信号Ｓ2の周波数（センシング周波数）ｆsに対して、ｆc＞ｆsのように設定されている。そのため、比較回路６１０に入力される電流フィードバック信号Ｓfには、センシング信号成分が含まれていることになる。 [Characteristics of current feedback system]
Next, the characteristics of current feedback in the present embodiment will be described. As shown in FIG. 7, the voltage signal detected by the current detection resistor 615 includes a sensing signal component and a carrier signal component. A low-pass filter 614 for removing a high frequency component such as a carrier frequency component is provided in the feedback path of the current feedback signal Sf. The cut-off frequency fc of the low-pass filter 614 is set such that fc> fs with respect to the frequency (sensing frequency) fs of the sensing signal S2. Therefore, the current feedback signal Sf input to the comparison circuit 610 includes a sensing signal component.

このように、ローパスフィルタ６１４のカットオフ周波数ｆcをｆc＞ｆsのように設定し、電流フィードバック信号Ｓfにセンシング信号成分が含まれるようにする点が、本実施の形態の特徴の一つである。なお、従来は、センシング信号がカットされるようにｆc＜ｆsのように設定される。次に、このような構成とすることによる利点について説明する。   As described above, one of the features of the present embodiment is that the cutoff frequency fc of the low-pass filter 614 is set so that fc> fs, and the sensing signal component is included in the current feedback signal Sf. . Conventionally, fc <fs is set so that the sensing signal is cut. Next, advantages of such a configuration will be described.

比較回路６１０では、電流制御信号Ｓ01とフィードバック信号Ｓfとの差分をとる。ここで、フィードバック信号Ｓfに含まれるセンシング信号成分に注目して考える。フィードバック信号Ｓfは比較回路６１０のマイナス端子に入力されるため、比較回路６１０から出力されるセンシング信号成分は符号が反転している。そのセンシング信号成分は、増幅器６１１で増幅された後に、加算器６１２において、センシング信号発生器６３２からのセンシング信号Ｓ2に加算される。   The comparison circuit 610 calculates the difference between the current control signal S01 and the feedback signal Sf. Here, attention is paid to the sensing signal component included in the feedback signal Sf. Since the feedback signal Sf is input to the negative terminal of the comparison circuit 610, the sign of the sensing signal component output from the comparison circuit 610 is inverted. The sensing signal component is amplified by the amplifier 611 and then added to the sensing signal S 2 from the sensing signal generator 632 in the adder 612.

ここで、増幅器６１１から出力されるセンシング信号成分をＳ21とする。加算器６１２の出力から電流フィードバック系を通って加算器６１２の入力までの電流フィードバックループの増幅率をαとすれば、センシング信号成分Ｓ21はＳ21＝−αＳ2のように表すことができる。加算器６１２においてセンシング信号発生器６３２からのセンシング信号Ｓ2が加算されるので、加算器６１２から出力される信号のセンシング信号成分は（１−α）・Ｓ2のように表される。フィードバック制御においては増幅器６１１の増幅率は十分に大きいため、αは１よりも大きくなる。その結果、ＰＷＭアンプ６１３に入力されるセンシング信号成分（１−α）・Ｓ2の大きさ（振幅）は、センシング信号Ｓ2の振幅よりも大きくなる。   Here, the sensing signal component output from the amplifier 611 is S21. If the amplification factor of the current feedback loop from the output of the adder 612 to the input of the adder 612 through the current feedback system is α, the sensing signal component S21 can be expressed as S21 = −αS2. Since the adder 612 adds the sensing signal S2 from the sensing signal generator 632, the sensing signal component of the signal output from the adder 612 is expressed as (1-α) · S2. In the feedback control, the amplification factor of the amplifier 611 is sufficiently large, so that α is larger than 1. As a result, the magnitude (amplitude) of the sensing signal component (1-α) · S2 input to the PWM amplifier 613 is larger than the amplitude of the sensing signal S2.

例えば、図７（ａ）の振幅の小さな信号Ｓ3aをセンシング信号発生器６３２からのセンシング信号Ｓ2と見なせば、図７（ａ）の振幅の大きな信号Ｓ3bをセンシング信号成分（１−α）・Ｓ2と見なすことができる。なお、（１−α）はマイナスの値なので、実際の係数センシング信号成分（１−α）・Ｓ2は、図７（ａ）の信号３ａに対して位相が１８０度ずれている。また、図７（ｂ）の信号Ｓ5を、電流フィードバックループにより増幅される前のセンシング信号Ｓ2によるＰＷＭ信号Ｓ5とすれば、図７（ｃ）の信号Ｓ5は増幅後のセンシング信号成分（１−α）・Ｓ2によるＰＷＭ信号Ｓ5と見なすことができる。   For example, if the signal S3a having a small amplitude in FIG. 7A is regarded as the sensing signal S2 from the sensing signal generator 632, the signal S3b having a large amplitude in FIG. It can be regarded as S2. Since (1-α) is a negative value, the actual coefficient sensing signal component (1-α) · S2 is 180 degrees out of phase with the signal 3a in FIG. If the signal S5 in FIG. 7B is a PWM signal S5 by the sensing signal S2 before being amplified by the current feedback loop, the signal S5 in FIG. 7C is the amplified sensing signal component (1- It can be regarded as a PWM signal S5 by α) · S2.

このように、電流フィードバック系を利用して電磁石電流Ｉmのセンシング信号成分をフィードバックすることにより、センシング信号成分が増幅器６１１により増幅される。その結果、図７（ｂ）、（ｃ）に示すように、センシング信号Ｓ2の場合に比べてセンシング信号成分（１−α）・Ｓ2の場合の方がＰＷＭ信号Ｓ5のデューティ比が大きく変化し、電磁石電流Ｉmの振幅もより大きくなる。   In this way, the sensing signal component is amplified by the amplifier 611 by feeding back the sensing signal component of the electromagnet current Im using the current feedback system. As a result, as shown in FIGS. 7B and 7C, the duty ratio of the PWM signal S5 changes more greatly in the case of the sensing signal component (1-α) · S2 than in the case of the sensing signal S2. The amplitude of the electromagnet current Im is also increased.

前述したように、シャフト４の位置が変動すると電磁石コイル５００ａのインダクタンス（すなわちインピーダンス）が変化して、そのインダクタンス変化は電磁石電流Ｉmの変化をもたらす。そのため、電磁石電流Ｉmの変化に伴ってセンシング信号成分も変化することになる。位置フィードバック系は、このセンシング信号成分の変化を検出し、それを位置変動の情報としてフィードバックしている。本実施の形態では、センシング信号成分を電流フィードバック系によりフィードバックすることにより、電磁石電流Ｉmに含まれるセンシング信号成分の増幅を図っているので、シャフト４の位置変動に伴うセンシング信号成分の大きさの変化も増大する。その結果、より大きな位置信号（変位信号）を得ることができ、Ｓ／Ｎ比の向上を図ることができる。   As described above, when the position of the shaft 4 fluctuates, the inductance (ie, impedance) of the electromagnet coil 500a changes, and the change in inductance causes a change in the electromagnet current Im. Therefore, the sensing signal component also changes as the electromagnet current Im changes. The position feedback system detects a change in the sensing signal component and feeds it back as position variation information. In the present embodiment, since the sensing signal component included in the electromagnet current Im is amplified by feeding back the sensing signal component using a current feedback system, the magnitude of the sensing signal component associated with the position variation of the shaft 4 is increased. Change also increases. As a result, a larger position signal (displacement signal) can be obtained, and the S / N ratio can be improved.

［位置フィードバック系の説明］
次に、位置フィードバックについて説明する。本実施の形態では、より大きな位置信号が検出できるように、図３に示すように電磁石コイル５００ａ，５００ｂの両端間電圧を検出する構成としている。なお、電磁石コイル５００ａ，５００ｂの両端間電圧を検出する理由については後述する。 [Description of position feedback system]
Next, position feedback will be described. In the present embodiment, the voltage between both ends of the electromagnet coils 500a and 500b is detected as shown in FIG. 3 so that a larger position signal can be detected. The reason for detecting the voltage across the electromagnet coils 500a and 500b will be described later.

電磁石コイル５００ａ，５００ｂのインダクタンス（すなわち、インピーダンス）は、シャフト４と電磁石５１xP，５１xMとのギャップが小さくなると大きくなり、ギャップが大きくなると小さくなる。そのため、例えば、シャフト４が電磁石５１xPに近づいた場合には、電磁石コイル５００ａのインダクタンスは大きくなり、反対側の電磁石コイル５００ｂのインダクタンスは小さくなる。   The inductance (that is, impedance) of the electromagnet coils 500a and 500b increases as the gap between the shaft 4 and the electromagnets 51xP and 51xM decreases, and decreases as the gap increases. Therefore, for example, when the shaft 4 approaches the electromagnet 51xP, the inductance of the electromagnet coil 500a increases, and the inductance of the electromagnet coil 500b on the opposite side decreases.

その結果、電磁石コイル５００ａを流れる電磁石電流Ｉmは小さくなり、電流フィードバック系でフィードバックされるセンシング信号成分も小さくなる。逆に、電磁石コイル５００ｂを流れる電磁石電流Ｉmは大きくなり、電流フィードバック系でフィードバックされるセンシング信号成分も大きくなる。例えば、図７（ａ）の信号Ｓ2aを電磁石コイル５００ａ側のセンシング信号成分に対応させた場合、信号Ｓ2bが電磁石コイル５００ａ側のセンシング信号成分に対応している。すなわち、電磁石コイル５００ａの両端間電圧である差動増幅器６２０ａの出力信号は、図７（ｂ）の信号Ｓ5と同様の波形の信号となる。一方、電磁石コイル５００ａの両端間電圧である差動増幅器６２０ｂの出力信号は、図７（ｃ）の信号Ｓ5と同様の波形の信号となる。   As a result, the electromagnet current Im flowing through the electromagnet coil 500a is reduced, and the sensing signal component fed back by the current feedback system is also reduced. Conversely, the electromagnet current Im flowing through the electromagnet coil 500b increases, and the sensing signal component fed back by the current feedback system also increases. For example, when the signal S2a in FIG. 7A is made to correspond to the sensing signal component on the electromagnet coil 500a side, the signal S2b corresponds to the sensing signal component on the electromagnet coil 500a side. That is, the output signal of the differential amplifier 620a, which is the voltage across the electromagnetic coil 500a, is a signal having the same waveform as the signal S5 in FIG. 7B. On the other hand, the output signal of the differential amplifier 620b, which is the voltage across the electromagnetic coil 500a, has a waveform similar to that of the signal S5 in FIG.

上述したように、本実施の形態では、センシング信号を電流フィードバック系で帰還させて増幅を図っているため、センシング信号成分の大きさは重畳されるセンシング信号Ｓ2の大きさよりも大きくなっている。シャフト４の位置が変動すると、位置変動は電磁石コイル５００ａ，５００ｂのインダクタンス変化を生じさせ、それは、電磁石電流Ｉmの変化をもたらす。電磁石電流Ｉmが変化すればセンシング信号成分の大きさも変化する。本実施の形態ではセンシング信号成分が増幅されているので、センシング信号成分の変化も増幅されることになる。その結果、センシング信号変化に対応して検出される電磁石コイル５００ａの両端間電圧の変化も大きくなる。   As described above, in the present embodiment, since the sensing signal is fed back by the current feedback system and is amplified, the magnitude of the sensing signal component is larger than the magnitude of the superposed sensing signal S2. When the position of the shaft 4 varies, the position variation causes an inductance change of the electromagnet coils 500a and 500b, which causes a change in the electromagnet current Im. If the electromagnet current Im changes, the magnitude of the sensing signal component also changes. In this embodiment, since the sensing signal component is amplified, the change in the sensing signal component is also amplified. As a result, the change in the voltage between both ends of the electromagnetic coil 500a detected corresponding to the change in the sensing signal also increases.

上述したように、差動増幅器６２０ａの出力である差動電圧は図７（ｂ）の信号Ｓ5と同様の波形の信号となっており、センシング信号成分の変化はデューティ比の変化として現れる。例えば、シャフト４が電磁石５１xPに近付いた場合にはデューティ比が小さくなり、逆に遠ざかった場合にはデューティ比が大きくなるような変化として計測される。   As described above, the differential voltage that is the output of the differential amplifier 620a is a signal having the same waveform as the signal S5 in FIG. 7B, and the change in the sensing signal component appears as a change in the duty ratio. For example, when the shaft 4 approaches the electromagnet 51xP, the duty ratio decreases, and conversely, when the shaft 4 moves away from the electromagnet 51xP, the duty ratio increases.

各差動増幅器６２０ａ，６２０ｂから出力された信号は、差動増幅器６２１において差分が取られる。差動増幅器６２１の出力信号をバンドエリミネイトフィルタ６２２に通すことによって、高周波成分であるキャリア周波数成分を除去し、さらに、バンドパスフィルタ６２３に通すことでセンシング周波数成分を選択し増幅する。その結果、センシング信号と同様の波形を有する信号が再現される。この信号をピーク検波回路６２４（例えば、ＡＭ検波回路）によってピーク検波することにより、位置信号（位置のフィードバック信号であって、中立位置からの変位量に対応する信号）とする。この位置信号は比較回路６３０のマイナス端子に入力される。   The differential amplifier 621 takes a difference between the signals output from the differential amplifiers 620a and 620b. By passing the output signal of the differential amplifier 621 through the band elimination filter 622, the carrier frequency component, which is a high frequency component, is removed, and by passing through the band pass filter 623, the sensing frequency component is selected and amplified. As a result, a signal having the same waveform as the sensing signal is reproduced. This signal is subjected to peak detection by a peak detection circuit 624 (for example, an AM detection circuit) to obtain a position signal (a position feedback signal corresponding to a displacement amount from a neutral position). This position signal is input to the minus terminal of the comparison circuit 630.

なお、バンドエリミネイトフィルタ６２２は、中心周波数をキャリア周波数に設定し、Ｑ値は約１００程度に設定する。バンドパスフィルタ６２３は、中心周波数をセンシング周波数に設定し、Ｑ値は約５程度に設定する。   The band eliminate filter 622 sets the center frequency to the carrier frequency and sets the Q value to about 100. The bandpass filter 623 sets the center frequency to the sensing frequency and sets the Q value to about 5.

［電流フィードバック系によるセンシング信号帰還の作用効果の説明］
本実施の形態では、センシング信号を電流フィードバック系を介して帰還させて増幅しているので、上述したようにＰＷＭ信号Ｓ5を生成する際のセンシング信号成分（帰還増幅後のセンシング信号）が大きくなる。センシング信号を大きくするという点だけを見れば、前述した２番目の手法である「重畳するセンシング信号の振幅を大きくして、位置変動に伴うセンシング信号の変調度を大きくする」ことと類似しているが、以下の点で大きく異なっている。 [Explanation of the effect of sensing signal feedback by current feedback system]
In the present embodiment, since the sensing signal is fed back and amplified via the current feedback system, the sensing signal component (sensing signal after feedback amplification) when generating the PWM signal S5 is increased as described above. . If you look only at the point of increasing the sensing signal, it is similar to the second method mentioned above, “increasing the amplitude of the superimposed sensing signal and increasing the degree of modulation of the sensing signal due to position fluctuations”. However, there are significant differences in the following points.

ここでは、説明を簡単にするために、以下のように仮定する。
・所定位置変動により電磁石電流Ｉmが１．２倍に変化する。
・加算器６１２から出力されるセンシング信号成分の大きさがＶsのとき、電磁石コイル両端間のセンシング信号電圧（両端間電圧の内のセンシング信号に関わる電圧）を、中立位置の場合にはＶ0(Vs)、所定位置変動の場合にはＶ1(Vs)と表す。この場合、所定位置変動時に電磁石電流Ｉmが１．２倍されるので、Ｖ1(Vs)＝１．２×Ｖ0(Vs)である。
・Ｖ1(Vs)＝Ｖs×Ｖ1(1)およびＶ0(Vs)＝Ｖs×Ｖ0(1)とする。
・電流フィードバックループによる増幅で加算器６１２に入力されるセンシング信号成分の大きさは、重畳するセンシング信号Ｓ2の大きさの（所定位置変動による電流変化）×１０倍に増幅される、とする。すなわち、中立位置では１０倍され、所定位置変動時には１２（＝１．２×１０）倍されるとする。 Here, in order to simplify the explanation, the following assumptions are made.
-The electromagnet current Im changes 1.2 times due to the predetermined position fluctuation.
When the magnitude of the sensing signal component output from the adder 612 is Vs, the sensing signal voltage between both ends of the electromagnetic coil (the voltage related to the sensing signal among the voltages between both ends) is V0 ( Vs), and V1 (Vs) in the case of a predetermined position change. In this case, since the electromagnet current Im is multiplied by 1.2 when the predetermined position is changed, V1 (Vs) = 1.2 × V0 (Vs).
・ V1 (Vs) = Vs × V1 (1) and V0 (Vs) = Vs × V0 (1).
It is assumed that the magnitude of the sensing signal component input to the adder 612 by amplification by the current feedback loop is amplified by 10 times the magnitude of the superimposed sensing signal S2 (current change due to predetermined position fluctuation). That is, it is assumed that the neutral position is multiplied by 10 and the predetermined position is varied by 12 (= 1.2 × 10).

（ａ）センシング信号Ｓ2＝１とし、センシング信号のフィードバックを行わない場合
この場合、加算器６１２からＶs＝１が出力されるので、両端間電圧は、中立位置の場合にはＶ0(1)、所定位置変動の場合にはＶ1(1)となる。よって、所定位置変動による両端間電圧の変動ΔＶaは、ΔＶa＝Ｖ1(1)−Ｖ0(1)＝０．２×Ｖ0(1)となる。
（ｂ）センシング信号Ｓ2＝１とし、本実施の形態の場合
上述した仮定により、中立位置においては、加算器６１２からＶs＝９（＝１０−１）ののセンシング信号成分が出力されるので、両端間電圧はＶ0(9)＝９×Ｖ0(1)となる。所定位置変動時には、加算器６１２からＶs＝１１（＝１２−１）のセンシング信号成分が出力されるので、両端間電圧はＶ1(11)＝１１×Ｖ1(1)＝１３．２×Ｖ0(1)となる。よって、所定位置変動による両端間電圧の変動ΔＶbは、ΔＶb＝１３．２×Ｖ0(1)−９×Ｖ0(1)＝４．２×Ｖ0(1)となる。すなわち、所定位置変動による両端間電圧の変動はセンシング信号のフィードバックを行わない場合に比べて２１倍に増幅される。
（ｃ）センシング信号のフィードバックを行わない場合に前述した２番目の手法を適用し、センシング信号Ｓ2を１１と大きくした場合
この場合、加算器６１２からＶs＝１１が出力されるので、両端間電圧は、中立位置の場合にはＶ0(11)＝１１×Ｖ0(1)、所定位置変動時にはＶ1(11) ＝１１×Ｖ1(1)＝１３．２×Ｖ0(1)となる。よって、所定位置変動による両端間電圧の変動ΔＶcは、ΔＶc＝１３．２×Ｖ0(1)−１１×Ｖ0(1)＝２．２×Ｖ0(1)となる。 (A) When the sensing signal S2 = 1 and no feedback of the sensing signal is performed In this case, Vs = 1 is output from the adder 612. Therefore, the voltage between both ends is V0 (1) in the neutral position. In the case of a predetermined position change, V1 (1). Therefore, the voltage variation ΔVa between both ends due to the predetermined position variation is ΔVa = V1 (1) −V0 (1) = 0.2 × V0 (1).
(B) In the case of the present embodiment with the sensing signal S2 = 1, the sensing signal component of Vs = 9 (= 10-1) is output from the adder 612 at the neutral position based on the assumption described above. The voltage between both ends is V0 (9) = 9 × V0 (1). When the predetermined position is changed, a sensing signal component of Vs = 11 (= 12-1) is output from the adder 612, so that the voltage between both ends is V1 (11) = 11 × V1 (1) = 13.2 × V0 ( 1). Therefore, the fluctuation ΔVb of the voltage between both ends due to the predetermined position fluctuation is ΔVb = 13.2 × V0 (1) −9 × V0 (1) = 4.2 × V0 (1). That is, the fluctuation of the voltage between both ends due to the predetermined position fluctuation is amplified 21 times compared to the case where the feedback of the sensing signal is not performed.
(C) When the second method described above is applied when sensing signal feedback is not performed and the sensing signal S2 is increased to 11, In this case, Vs = 11 is output from the adder 612. Is V0 (11) = 11 × V0 (1) in the neutral position, and V1 (11) = 11 × V1 (1) = 13.2 × V0 (1) when the predetermined position is changed. Therefore, the fluctuation ΔVc between both ends due to the predetermined position fluctuation is ΔVc = 13.2 × V0 (1) −11 × V0 (1) = 2.2 × V0 (1).

上述のように、フィードバックを行わない場合には、（ｃ）のように所定位置変動時に加算器６１２から出力される信号Ｖsを（ｂ）の場合と同じ大きさにしても、両端間電圧の変動は（ｂ）の場合の０．５２倍程度と小さい。さらに、センシング信号Ｓ2＝１１が２番目の手法において述べたセンシング信号の限界に近い場合には、両端間電圧の変動をΔＶc＝２．２×Ｖ0(1)よりも大きくすることができない。このように、本実施の形態では、位置変動時の両端間電圧の変動をより大きくすることができ、位置信号のＳ／Ｎ比の向上を図ることができる。   As described above, when feedback is not performed, even if the signal Vs output from the adder 612 when the predetermined position is changed is set to the same magnitude as in FIG. The fluctuation is as small as about 0.52 times that in the case of (b). Further, when the sensing signal S2 = 11 is close to the limit of the sensing signal described in the second method, the fluctuation of the voltage between both ends cannot be made larger than ΔVc = 2.2 × V0 (1). As described above, in the present embodiment, the fluctuation of the voltage between both ends at the time of position fluctuation can be further increased, and the S / N ratio of the position signal can be improved.

［位置信号計測位置についての説明］
次に、上述のようにセンシング信号を電流制御信号に重畳すると共に、そのセンシング信号を電流フィードバック系によりフィードバックして増幅する構成において、位置信号の計測をいずれの位置において行うのが好ましいかについて説明する。図８は、図３に示す回路の電磁石制御ループの部分のブロック図を示す図である。なお、図８では、信号の符号は図３に示したものを次のように書き換えている。電流指令としての電流制御信号Ｓ01はＶicmd、電流制御信号Ｓ02はＶ1’、重畳するセンシング信号Ｓ2はＶsrc、電流制御信号Ｓ3はＶerr、電磁石電流ＩmはＩmotとした。また、ローパスフィルタの出力をＶifbとした。伝達関数Ｋ2fbを記載したブロックは電流フィードバック信号の補償ゲインである。 [Description of position signal measurement position]
Next, in the configuration where the sensing signal is superimposed on the current control signal as described above and the sensing signal is fed back and amplified by the current feedback system, it is preferable to measure the position signal at which position. To do. FIG. 8 is a block diagram of an electromagnet control loop portion of the circuit shown in FIG. In FIG. 8, the reference numerals of the signals shown in FIG. 3 are rewritten as follows. The current control signal S01 as the current command is Vicmd, the current control signal S02 is V1 ', the superimposed sensing signal S2 is Vsrc, the current control signal S3 is Verr, and the electromagnet current Im is Imot. The output of the low-pass filter is Vifb. The block describing the transfer function K2fb is the compensation gain of the current feedback signal.

図８に示したブロック図は、センシング信号を重畳する点、およびローパスフィルタのカットオフ周波数ｆcがセンシング周波数ｆsよりも大きく設定されている点を除けば、従来の一般的な磁気軸受制御装置と同様の構成のものである。図８に示したブロック図を、センシング信号Ｖsrc（＝Ｓ2）の大きさ（振幅）を検討するために、信号Ｖsrcを基準にしたブロック図に書き直したものが図９である。   The block diagram shown in FIG. 8 is similar to the conventional general magnetic bearing control device except that the sensing signal is superimposed and the cutoff frequency fc of the low-pass filter is set higher than the sensing frequency fs. The configuration is the same. FIG. 9 is a rewrite of the block diagram shown in FIG. 8 into a block diagram based on the signal Vsrc in order to examine the magnitude (amplitude) of the sensing signal Vsrc (= S2).

図９の各候補点での検出信号の大きさを評価すると、図１０に示すような結果となった。なお、この評価においては、ＰＷＭアンプのゲイン定数Ｋpwmを４８／５、PWMデューティ比Ｄを０．６、電流フィードバック系のゲイン係数Ｋfb・Ｋfb2を２、電流検出抵抗６１５を０．５Ωとし、増幅器６１１のゲイン定数Ｋpを２２とした。そして、センシング電流として０．０１［Ａ］の電流が流れた場合について、検出信号Ｖs、信号増幅率を図１０に示した。従来のように図９の測定点２（電流検出抵抗による測定）で計測した場合の信号増幅率は０．５であるが、電磁石コイルの手前である測定点３’における増幅率は１２６．７と測定点２に比べて二桁以上大きくなっている。   When the magnitude of the detection signal at each candidate point in FIG. 9 was evaluated, the result shown in FIG. 10 was obtained. In this evaluation, the gain constant Kpwm of the PWM amplifier is 48/5, the PWM duty ratio D is 0.6, the gain coefficient Kfb · Kfb2 of the current feedback system is 2, the current detection resistor 615 is 0.5Ω, and the amplifier The gain constant Kp of 611 is set to 22. FIG. 10 shows the detection signal Vs and the signal amplification factor when a current of 0.01 [A] flows as the sensing current. The signal amplification factor when measured at the measurement point 2 (measurement by the current detection resistor) of FIG. 9 is 0.5 as in the prior art, but the amplification factor at the measurement point 3 ′ before the electromagnetic coil is 126.7. Compared with the measurement point 2, it is larger by two digits or more.

図１０に示す結果から、本実施の形態のように電流フィードバック系でセンシング周波数をカットしないように構成した場合には、図９の候補点３’を選択するのが好ましい。すなわち、電磁石コイル５００ａ，５００ｂの両端間の電圧を計測した場合に、最も信号強度が大きくなることが分かった。   From the results shown in FIG. 10, when the current feedback system is configured not to cut the sensing frequency as in the present embodiment, it is preferable to select the candidate point 3 'in FIG. That is, it was found that the signal intensity was the highest when the voltage across the electromagnet coils 500a and 500b was measured.

図１１は従来のように計測に電流検出抵抗を用いた場合の検出信号のＳ／Ｎ比を示したもので、図１２は、電磁石コイル５００ａ，５００ｂの両端を計測した場合の検出信号のＳ／Ｎ比を示す。実線はシャフト４が電磁石から遠ざかった場合を示し、破線は逆に近付いた場合を示す。図１１，１２では１０ＫＨｚから僅かにずれたところピークが現れているが、ピーク位置は、シャフト４が電磁石に近付いた場合も遠ざかった場合も同様の位置（センシング周波数）となっている。   FIG. 11 shows the S / N ratio of the detection signal when a current detection resistor is used for measurement as in the prior art, and FIG. 12 shows the S of the detection signal when both ends of the electromagnet coils 500a and 500b are measured. / N ratio is shown. A solid line indicates a case where the shaft 4 is moved away from the electromagnet, and a broken line indicates a case where the shaft 4 approaches in reverse. In FIGS. 11 and 12, a peak appears slightly deviating from 10 KHz, but the peak position is the same position (sensing frequency) when the shaft 4 approaches or moves away from the electromagnet.

図１３に示すように、電流検出抵抗を用いる検出方式の場合には、ＳＮ比は約４３ｄＢとなり、１０ＫＨｚ近傍のピークの信号レベルは４０ｍＶp−p、ノイズレベルは−７５ｄＢＶとなる。一方、電磁石両端間電圧を計測する検出方式の場合には、ＳＮ比は約５５ｄＢとなり、１０ＫＨｚ近傍のピークの信号レベルは６８０ｍＶp−p、ノイズレベルは−６０ｄＢＶとなる。   As shown in FIG. 13, in the case of a detection method using a current detection resistor, the SN ratio is about 43 dB, the peak signal level near 10 KHz is 40 mVp-p, and the noise level is -75 dBV. On the other hand, in the detection method for measuring the voltage across the electromagnet, the SN ratio is about 55 dB, the peak signal level near 10 KHz is 680 mVp-p, and the noise level is -60 dBV.

このような結果を踏まえて、本実施の形態では、図３に示すように、電磁石コイル５００ａ，５００ｂの両端間電圧を計測するような構成とした。   Based on such a result, in this Embodiment, as shown in FIG. 3, it was set as the structure which measures the voltage between both ends of the electromagnet coils 500a and 500b.

上述した図１１，１２は、センシング信号がキャリア信号と同期している場合を示したものである。ここで、センシング信号とキャリア信号同期との同期とは、PWMキャリア信号のクロック数に、重畳するセンシング信号の一周期を同期させることを意味する。例えば、図７に示すようなキャリア信号Ｓ4の周波数が100kHzで、生成したいセンシング信号の周波数を10kHzとした場合、キャリア信号をクロックと考えると、キャリア信号ののこぎり波の立ち下がりに同期するように、のこぎり波１０個分を一周期としたセンシング信号を生成させる。   11 and 12 described above show a case where the sensing signal is synchronized with the carrier signal. Here, the synchronization between the sensing signal and the carrier signal synchronization means that one cycle of the superimposed sensing signal is synchronized with the number of clocks of the PWM carrier signal. For example, when the frequency of the carrier signal S4 as shown in FIG. 7 is 100 kHz and the frequency of the sensing signal to be generated is 10 kHz, when the carrier signal is considered as a clock, it is synchronized with the falling edge of the sawtooth wave of the carrier signal. , A sensing signal having a period corresponding to 10 sawtooth waves is generated.

一方、図示は省略するが、センシング信号とキャリア信号とが同期していない場合には、センシング周波数のピークの近傍に、センシング信号とキャリア信号とのビートによるピークが現れ、ノイズ振幅が大きくなる。ただし、ビートによるピークは、計測する瞬間ごとに異なる位置、振幅で計測される。   On the other hand, although not shown, when the sensing signal and the carrier signal are not synchronized, a peak due to the beat of the sensing signal and the carrier signal appears near the peak of the sensing frequency, and the noise amplitude increases. However, the peak due to the beat is measured at a different position and amplitude for each measurement instant.

センシング信号はPWM変調されて電磁石に印加されるが、このセンシング信号の一周期がいくつのPWMパルスで変調されるかを考える。上述したセンシング信号の周波数が10kHz、PWM周波数（キャリア信号の周波数）が100kHzの場合には、10個のパルスで変調されることになる。センシング信号とキャリア信号とを同期させることで、キャリア信号ののこぎり波１０個毎に確実にセンシング信号の始点としているので、電磁石に印加されるセンシング信号の振幅は常に一定となる。   The sensing signal is PWM-modulated and applied to the electromagnet. Consider how many PWM pulses modulate one period of the sensing signal. When the frequency of the sensing signal is 10 kHz and the PWM frequency (carrier signal frequency) is 100 kHz, modulation is performed with 10 pulses. By synchronizing the sensing signal and the carrier signal, the sensing signal is reliably set as the starting point for every ten sawtooth waves of the carrier signal, so that the amplitude of the sensing signal applied to the electromagnet is always constant.

一方、センシング信号の始点がキャリア信号と非同期であった場合、変調時にセンシング信号の振幅がPWMパルス幅に正しく変換されず、その結果、復調されたセンシング信号の振幅は変動することになる。この振幅変動は復調信号に別の周波数成分として表れ、このような現象はビートと呼ばれる。   On the other hand, when the starting point of the sensing signal is asynchronous with the carrier signal, the amplitude of the sensing signal is not correctly converted into the PWM pulse width during modulation, and as a result, the amplitude of the demodulated sensing signal varies. This amplitude variation appears as another frequency component in the demodulated signal, and such a phenomenon is called a beat.

このように、センシング信号をPWMキャリア信号に同期せずに出力させると、センシング信号の側帯波周波数成分が現れ、Ｓ／Ｎ比を悪化させることになる。そこで、センシング信号とキャリア信号との同期を取ることで、側帯波周波数成分の改善を図り、Ｓ／Ｎ比を向上させるようにしている。   As described above, when the sensing signal is output without being synchronized with the PWM carrier signal, the sideband frequency component of the sensing signal appears and the S / N ratio is deteriorated. Therefore, by synchronizing the sensing signal and the carrier signal, the sideband frequency component is improved and the S / N ratio is improved.

本実施の形態では、図３に示すように、キャリア信号発生器６３１とセンシング信号発生器６３２とを左右の電磁石で共用すると共に、キャリア信号発生器６３１とセンシング信号発生器６３２との同期も図るように構成している。それによって、ノイズが増大するのを防止でき、位置信号のＳ／Ｎ比の向上を図ることができる。もちろん、左右の電磁石でキャリア信号発生器６３１およびセンシング信号発生器６３２を独立に設ける構成であっても、左右で同期が取られていれば問題ない。ここでの同期とは、信号発生のタイミングに関する同期だけでなく、周波数の一致をも意味しており、発振器の素子ばらつきによる周波数ずれがあると、それがノイズ増大の要因となる。その場合、素子ばらつきによる周波数ずれが０．１％程度以内であれば、ほぼ同期と見なすことができる。   In the present embodiment, as shown in FIG. 3, the carrier signal generator 631 and the sensing signal generator 632 are shared by the left and right electromagnets, and the carrier signal generator 631 and the sensing signal generator 632 are also synchronized. It is configured as follows. As a result, an increase in noise can be prevented, and the S / N ratio of the position signal can be improved. Of course, even if the carrier signal generator 631 and the sensing signal generator 632 are provided independently by left and right electromagnets, there is no problem as long as the left and right are synchronized. The term “synchronization” here means not only the synchronization regarding the timing of signal generation but also the coincidence of frequencies, and if there is a frequency shift due to variations in the elements of the oscillator, this causes an increase in noise. In that case, if the frequency shift due to the element variation is within about 0.1%, it can be regarded as almost synchronized.

［変形例］
図１４は、位置フィードバック系の変形例を示すブロック図である。上述した例では、計測した信号をアナログ処理して位置信号としたが、変形例ではデジタル処理する場合を示した。図１４は、デジタル処理の概念を説明する図である。変形例では、電磁石コイル５００ａおよび５００ａの両端間電圧を出力する差動増幅器６２０ａ，６２０ｂの出力は、例えば、比較回路等を用いるなどして０、１の信号とされた後に、ＣＰＵ７００のＸＯＲ論理回路７１０に入力される。 [Modification]
FIG. 14 is a block diagram showing a modification of the position feedback system. In the above-described example, the measured signal is analog-processed to obtain a position signal. However, in the modified example, a digital process is shown. FIG. 14 is a diagram for explaining the concept of digital processing. In the modification, the outputs of the differential amplifiers 620a and 620b that output the voltages across the electromagnet coils 500a and 500a are set to 0 and 1 signals by using, for example, a comparison circuit or the like, and then the XOR logic of the CPU 700 is used. Input to circuit 710.

ＸＯＲ論理回路７１０の入出力は図１５に示すような関係を有する。そのため、差分信号として、差動増幅器６２０ａ，６２０ｂから図１６（ａ）、（ｂ）に示すような信号Ａ，ＢがＸＯＲ論理回路７１０に入力されると、図１６（ｃ）に示すような信号ＡがＸＯＲ論理回路７１０から出力されることになる。この信号Ｃは、信号Ａと信号Ｂとの差分信号になっている。   The input / output of the XOR logic circuit 710 has a relationship as shown in FIG. Therefore, when signals A and B as shown in FIGS. 16A and 16B are input from the differential amplifiers 620a and 620b to the XOR logic circuit 710 as differential signals, as shown in FIG. 16C. The signal A is output from the XOR logic circuit 710. The signal C is a difference signal between the signal A and the signal B.

この信号Ｃの立ち上がりから立ち下がりまでの時間を幅Δｔをデジタルカウンタ７２０でカウントすることにより、信号Ｃの幅が求まる。この幅を積算した値が位置信号となる。シャフト４が中立位置にある場合には、差動増幅器６２０ａ，６２９ｂから出力される信号は同一となるので、信号Ｃの幅は全てゼロとなり、シャフト４の中立位置からの変位を表す位置信号はゼロとなる。一方、シャフト４の位置が中立位置からずれると、そのズレ量に応じて信号Ｃの幅も大きくなる。電流フィードバックループによりセンシング信号成分が増幅されると、その増幅の大きさに応じて信号Ｃの幅も大きくなり、上述したようにＳ／Ｎ比の向上が図れる。さらに、変形例のようにデジタル処理することにより、位置信号に関するノイズの影響を低減することができるので、Ｓ／Ｎ比の更なる向上をはかることができる。   The width of the signal C is obtained by counting the width Δt of the time from the rise to the fall of the signal C by the digital counter 720. A value obtained by integrating the widths becomes a position signal. When the shaft 4 is in the neutral position, the signals output from the differential amplifiers 620a and 629b are the same. Therefore, the widths of the signals C are all zero, and the position signal indicating the displacement from the neutral position of the shaft 4 is It becomes zero. On the other hand, when the position of the shaft 4 deviates from the neutral position, the width of the signal C also increases according to the amount of deviation. When the sensing signal component is amplified by the current feedback loop, the width of the signal C increases in accordance with the magnitude of the amplification, and the S / N ratio can be improved as described above. Further, by performing digital processing as in the modified example, it is possible to reduce the influence of noise related to the position signal, so that the S / N ratio can be further improved.

以上説明したように、本実施の形態の磁気軸受制御装置は、被支持体であるシャフト４を挟んで対向配置された一対の電磁石５１xP，５１xMの電磁石電流Ｉmを計測して、その計測結果に基づいてシャフト４の位置検出信号を出力する位置フィードバック系と、位置検出信号と指令位置信号である支持位置コマンドＳ0とを比較し、シャフト４を指令位置に非接触支持するための電流制御信号Ｓ01を出力する比較回路６３０と、電磁石５１xP，５１xM毎に設けられ、電流制御信号Ｓ01に基づく電磁石電流Ｉmを対応する電磁石に供給する制御回路６１ａ，６１ｂと、を備える。そして、制御回路６１ａ，６１ｂは、電磁石毎に設けられて電流制御信号Ｓ02を増幅する増幅器６１１と、所定周波数のセンシング信号Ｓ2を発生するセンシング信号発生器６３２と、センシング信号Ｓ2を増幅器６１１で増幅された電流制御信号Ｓ1に重畳する加算機６１２と、センシング信号Ｓ2が重畳された電流制御信号Ｓ3と所定のＰＷＭキャリア信号Ｓ4とを比較してＰＷＭ信号Ｓ5を形成し、該ＰＷＭ信号Ｓ5に基づく電磁石電流Ｉmを対応する電磁石コイル５００ａ，５００ｂに供給するＰＷＭアンプ６１３と、ＰＷＭアンプ６１３から供給される電磁石電流Ｉmを検出し、その検出信号をローパスフィルタ６１４に通すことによって、検出信号からセンシング信号Ｓ2の周波数より高い周波成分を除去した信号を、増幅器６１１に入力される電流制御信号Ｓ02にフィードバックする電流フィードバック系と、を有することを特徴とする。   As described above, the magnetic bearing control device according to the present embodiment measures the electromagnet current Im of the pair of electromagnets 51xP and 51xM arranged opposite to each other with the shaft 4 as the supported body interposed therebetween, and the measurement result is obtained. Based on the position feedback system that outputs the position detection signal of the shaft 4 based on the position detection signal and the support position command S0 that is the command position signal, the current control signal S01 for supporting the shaft 4 in the command position in a non-contact manner is compared. Are provided for each of the electromagnets 51xP and 51xM, and control circuits 61a and 61b for supplying the electromagnet current Im based on the current control signal S01 to the corresponding electromagnets. The control circuits 61a and 61b are provided for each electromagnet, an amplifier 611 that amplifies the current control signal S02, a sensing signal generator 632 that generates a sensing signal S2 having a predetermined frequency, and an amplifier 611 that amplifies the sensing signal S2. The adder 612 superimposed on the current control signal S1 and the current control signal S3 superimposed on the sensing signal S2 and the predetermined PWM carrier signal S4 are compared to form a PWM signal S5, and based on the PWM signal S5 A PWM amplifier 613 that supplies the electromagnet current Im to the corresponding electromagnet coils 500a and 500b, and an electromagnet current Im that is supplied from the PWM amplifier 613 are detected, and the detection signal is passed through the low-pass filter 614. A signal from which a frequency component higher than the frequency of S2 is removed is input to the amplifier 611. And a current feedback system that feeds back to the current control signal S02.

電流フィードバック系によりフィードバックされたセンシング信号を含む電流制御信号は増幅器６１１により増幅され、センシング信号発生器６３２からのセンシング信号を重畳された後にＰＷＭアンプ６１３に入力される。このように、シャフト４の位置変動によるセンシング信号の変化が帰還増幅されてＰＷＭアンプ６１３に入力されるため、より大きな位置信号を位置フィードバック系によりフィードバックすることができる。その結果、位置信号のＳ／Ｎ比の向上を図ることができる。   The current control signal including the sensing signal fed back by the current feedback system is amplified by the amplifier 611, superposed with the sensing signal from the sensing signal generator 632, and then input to the PWM amplifier 613. Thus, since the change in the sensing signal due to the position variation of the shaft 4 is feedback amplified and input to the PWM amplifier 613, a larger position signal can be fed back by the position feedback system. As a result, the S / N ratio of the position signal can be improved.

また、センシング信号をＰＷＭキャリア信号と同期して発生することにより、位置信号に含まれるノイズ成分を低減することができ、Ｓ／Ｎ比のさらなる向上を図ることができる。   Further, by generating the sensing signal in synchronization with the PWM carrier signal, the noise component included in the position signal can be reduced, and the S / N ratio can be further improved.

センシング信号とＰＷＭキャリア信号との同期を図るために、制御回路６１ａ，６１ｂの各々に設けられたＰＷＭアンプ６１３に対してキャリア信号Ｓ4を供給する一つのキャリア信号発生器６３１を備えるとともに、一つのセンシング信号発生器６３２で発生されたセンシング信号Ｓ2を制御回路６１ａ，６１ｂにそれぞれ供給するようにしても良い。   In order to synchronize the sensing signal and the PWM carrier signal, a single carrier signal generator 631 for supplying a carrier signal S4 to the PWM amplifier 613 provided in each of the control circuits 61a and 61b is provided. The sensing signal S2 generated by the sensing signal generator 632 may be supplied to the control circuits 61a and 61b, respectively.

さらに、一対の電磁石５１xP，５１xMの各電磁石コイル５００ａ，５００ｂの両端間電圧をそれぞれ計測することでより大きな電圧を検出することができるので、より大きな位置信号を得ることができ、位置信号のＳ／Ｎ比の向上をさらに図ることができる。   Furthermore, since a larger voltage can be detected by measuring the voltages across the electromagnet coils 500a and 500b of the pair of electromagnets 51xP and 51xM, a larger position signal can be obtained, and the S of the position signal can be obtained. / N ratio can be further improved.

電磁石コイル５００ａ，５００ｂの両端間電圧の差分信号を生成し、その差分信号からバンドエリミネイトフィルタ６２２によりキャリア信号の周波数を中心周波数とする信号成分を除去し、さらに、センシング信号の周波数を中心周波数とするバンドパスフィルタを通過させることにより、ノイズの少ない位置信号を得ることができる。   A difference signal of the voltage between both ends of the electromagnet coils 500a and 500b is generated, a signal component having the carrier signal frequency as the center frequency is removed from the difference signal by the band elimination filter 622, and the frequency of the sensing signal is further set to the center frequency. A position signal with less noise can be obtained by passing through a band-pass filter.

また、電磁石コイル５００ａ，５００ｂの両端間電圧をそれぞれパルス状のデジタル信号としてＣＰＵ７００に取り込み、取り込んだ一対のパルス状デジタル信号の差分を取ってパルス状差分信号を生成する差分回路と、デジタルカウンタ７２０でパルス状差分信号のパルス幅を検出して位置検出信号（位置信号）とすることにより、ノイズの少ない位置信号を得ることができる。   In addition, the voltage between both ends of the electromagnet coils 500a and 500b is taken into the CPU 700 as a pulsed digital signal, a difference circuit for taking a difference between the paired pulsed digital signals and generating a pulsed difference signal, and a digital counter 720 By detecting the pulse width of the pulse-like differential signal and using it as a position detection signal (position signal), a position signal with less noise can be obtained.

上述した各実施形態はそれぞれ単独に、あるいは組み合わせて用いても良い。それぞれの実施形態での効果を単独あるいは相乗して奏することができるからである。また、本発明の特徴を損なわない限り、本発明は上記実施の形態に何ら限定されるものではない。上述した実施の形態では、磁気軸受式ターボ分子ポンプの磁気軸受制御装置を例に説明したが、磁気軸受式ターボ分子ポンプの磁気軸受に限らず、センシング信号を重畳する方式のセンサレス磁気軸受であれば種々のセンサレス磁気軸受の磁気軸受制御装置に適用することができる。   Each of the embodiments described above may be used alone or in combination. This is because the effects of the respective embodiments can be achieved independently or synergistically. In addition, the present invention is not limited to the above embodiment as long as the characteristics of the present invention are not impaired. In the embodiment described above, the magnetic bearing control device of the magnetic bearing type turbo molecular pump has been described as an example. However, the present invention is not limited to the magnetic bearing type of the turbo molecular pump, but may be a sensorless magnetic bearing that superimposes a sensing signal. For example, the present invention can be applied to various sensorless magnetic bearing control devices.

４：シャフト、５１，５２：ラジアル磁気軸受、５１ｘ，５１xP，５１xM，５１ｙ，５２ｘ，５２ｙ：電磁石、５３：アキシャル磁気軸受、６１ａ，６１ｂ：制御回路、５００ａ，５００ｂ：電磁石コイル、６１０，６３０：比較回路、６１１：増幅器、６１２：加算器、６１３：ＰＷＭアンプ、６１４：ローパスフィルタ、６１５：電流検出抵抗、６２０ａ，６２０ｂ，６２１：差動増幅器、６２２：バンドエリミネイトフィルタ、６２３：バンドパスフィルタ、６２４：ピーク検波回路、６３１：キャリア信号発生器、６３２：センシング信号発生器、６３３：同期回路、７１０：ＸＯＲ論理回路、７２０：デジタルカウンタ、６１３１：ＰＷＭ信号生成回路、６１３２：二象限駆動回路   4: shaft, 51, 52: radial magnetic bearing, 51x, 51xP, 51xM, 51y, 52x, 52y: electromagnet, 53: axial magnetic bearing, 61a, 61b: control circuit, 500a, 500b: electromagnet coil, 610, 630: Comparison circuit, 611: amplifier, 612: adder, 613: PWM amplifier, 614: low pass filter, 615: current detection resistor, 620a, 620b, 621: differential amplifier, 622: band eliminate filter, 623: band pass filter 624: peak detection circuit 631: carrier signal generator 632: sensing signal generator 633: synchronization circuit 710: XOR logic circuit 720: digital counter 6131: PWM signal generation circuit 6132: two-quadrant drive circuit

Claims (6)

被支持体を挟んで対向配置された一対の電磁石の電磁石電流を計測して、その計測結果に基づいて前記被支持体の位置検出信号を出力する位置検出回路と、
前記位置検出信号と指令位置信号とを比較し、前記被支持体を指令位置に非接触支持するための電磁石電流制御信号を出力する制御信号生成回路と、
前記電磁石毎に設けられ、前記電磁石電流制御信号に基づく電磁石電流を対応する電磁石に供給する電磁石電源回路と、を備え、
前記電磁石電源回路は、
前記電磁石毎に設けられて前記電磁石電流制御信号を増幅する信号増幅器と、
所定周波数のセンシング信号を発生するセンシング信号発生器と、
前記センシング信号を前記信号増幅器で増幅された電磁石電流制御信号に重畳する加算器と、
前記センシング信号が重畳された前記電磁石電流制御信号と所定のＰＷＭキャリア信号とを比較してＰＷＭ信号を形成し、該ＰＷＭ信号に基づく電磁石電流を対応する電磁石コイルに供給するパルス幅変調型電力増幅器と、
前記パルス幅変調型電力増幅器から供給される電磁石電流を検出し、その検出信号から前記センシング信号の周波数より高い周波成分を除去した信号を、前記信号増幅器に入力される電磁石電流制御信号にフィードバックする電流フィードバック回路と、を有する磁気軸受制御装置。 A position detection circuit that measures the electromagnet current of a pair of electromagnets arranged opposite to each other with the supported body interposed therebetween, and outputs a position detection signal of the supported body based on the measurement result;
A control signal generation circuit that compares the position detection signal with the command position signal and outputs an electromagnet current control signal for supporting the supported body in a non-contact manner at the command position;
An electromagnet power supply circuit that is provided for each electromagnet and supplies an electromagnet current based on the electromagnet current control signal to the corresponding electromagnet, and
The electromagnet power circuit is
A signal amplifier provided for each electromagnet for amplifying the electromagnet current control signal;
A sensing signal generator for generating a sensing signal of a predetermined frequency;
An adder for superimposing the sensing signal on the electromagnet current control signal amplified by the signal amplifier;
A pulse width modulation type power amplifier that forms a PWM signal by comparing the electromagnetic current control signal on which the sensing signal is superimposed and a predetermined PWM carrier signal, and supplies an electromagnetic current based on the PWM signal to a corresponding electromagnetic coil When,
An electromagnetic current supplied from the pulse width modulation type power amplifier is detected, and a signal obtained by removing a frequency component higher than the frequency of the sensing signal from the detection signal is fed back to an electromagnetic current control signal input to the signal amplifier. A magnetic feedback control device. 請求項１に記載の磁気軸受制御装置において、
前記センシング信号発生器は、前記センシング信号を前記ＰＷＭキャリア信号と同期して発生することを特徴とする磁気軸受制御装置。 The magnetic bearing control device according to claim 1,
The magnetic bearing control device, wherein the sensing signal generator generates the sensing signal in synchronization with the PWM carrier signal. 請求項２に記載の磁気軸受制御装置において、
前記一対の電磁石電源回路の各々に設けられたパルス幅変調型電力増幅器に対して前記ＰＷＭキャリア信号を供給する一つのキャリア信号発生器を備えるとともに、前記一対の電磁石電源回路に設けられた各々のセンシング信号発生器に代えて、一つの共用センシング信号発生器を設け、
前記共用センシング信号発生器で発生されたセンシング信号を前記一対の電磁石電源回路にそれぞれ供給することを特徴とする磁気軸受制御装置。 In the magnetic bearing control device according to claim 2,
A carrier signal generator for supplying the PWM carrier signal to a pulse width modulation type power amplifier provided in each of the pair of electromagnet power supply circuits, and each of the pair of electromagnet power supply circuits provided in the pair of electromagnet power supply circuits Instead of the sensing signal generator, one shared sensing signal generator is provided,
A magnetic bearing control device, wherein a sensing signal generated by the common sensing signal generator is supplied to each of the pair of electromagnet power supply circuits. 請求項１乃至３のいずれか一項に記載の磁気軸受制御装置において、
前記位置検出回路は、前記一対の電磁石の各電磁石コイルの両端間電圧をそれぞれ計測し、該計測結果に基づいて前記位置検出信号を出力すること特徴とする磁気軸受制御装置。 In the magnetic bearing control device according to any one of claims 1 to 3,
The magnetic bearing control device, wherein the position detection circuit measures a voltage between both ends of each electromagnet coil of the pair of electromagnets, and outputs the position detection signal based on the measurement result. 請求項４に記載の磁気軸受制御装置において、
前記位置検出回路は、
前記計測した一対の電磁石コイルの両端間電圧の差分信号を生成する差分回路と、
前記差分信号が入力され、前記キャリア信号の周波数を中心周波数とするバンドエリミネイトフィルタと、
前記バンドエリミネイトフィルタを通過した信号が入力され、前記センシング信号の周波数を中心周波数とするバンドパスフィルタと、を備え、
前記バンドパスフィルタを通過した信号の大きさを前記位置検出信号として出力することを特徴とする磁気軸受制御装置。 The magnetic bearing control device according to claim 4,
The position detection circuit includes:
A differential circuit for generating a differential signal of the voltage across the measured pair of electromagnetic coils;
A band-eliminating filter that receives the difference signal and has the frequency of the carrier signal as a center frequency;
A signal that has passed through the band elimination filter is input, and a bandpass filter having a center frequency that is the frequency of the sensing signal,
A magnetic bearing control device that outputs the magnitude of a signal that has passed through the bandpass filter as the position detection signal. 請求項４に記載の磁気軸受制御装置において、
前記位置検出回路は、
前記計測した一対の電磁石コイルの両端間電圧をそれぞれパルス状のデジタル信号として取り込み、取り込んだ前記一対のパルス状デジタル信号の差分を取ってパルス状差分信号を生成する差分回路と、
前記パルス状差分信号のパルス幅を検出するカウンタと、を備え、
前記パルス幅を前記位置検出信号として出力することを特徴とする磁気軸受制御装置。 The magnetic bearing control device according to claim 4,
The position detection circuit includes:
A differential circuit that takes in the voltage between both ends of the measured pair of electromagnetic coils as a pulsed digital signal, generates a pulsed differential signal by taking the difference between the captured pair of pulsed digital signals,
A counter that detects a pulse width of the pulse-like differential signal,
A magnetic bearing control device that outputs the pulse width as the position detection signal.
JP2012008123A 2012-01-18 2012-01-18 Magnetic bearing control device Expired - Fee Related JP5817546B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2012008123A JP5817546B2 (en) 2012-01-18 2012-01-18 Magnetic bearing control device

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2012008123A JP5817546B2 (en) 2012-01-18 2012-01-18 Magnetic bearing control device

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2013148140A true JP2013148140A (en) 2013-08-01
JP5817546B2 JP5817546B2 (en) 2015-11-18

Family

ID=49045828

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2012008123A Expired - Fee Related JP5817546B2 (en) 2012-01-18 2012-01-18 Magnetic bearing control device

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP5817546B2 (en)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103728883A (en) * 2014-01-14 2014-04-16 渤海大学 Control method of active control type magnetic suspension system free of position sensor
CN105317837A (en) * 2014-06-24 2016-02-10 致扬科技股份有限公司 Magnetic suspension bearing system and control circuit thereof
CN105650116A (en) * 2016-03-28 2016-06-08 浙江大学 Low-cost self-sensing electromagnetic bearing based on PWM (pulse-width modulation) signal phase-shifting control
CN116696946A (en) * 2023-08-02 2023-09-05 山东华东风机有限公司 Magnetic suspension bearing control device and control method

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103728883A (en) * 2014-01-14 2014-04-16 渤海大学 Control method of active control type magnetic suspension system free of position sensor
CN103728883B (en) * 2014-01-14 2016-02-03 渤海大学 The control method of active control type magnetic suspension system free of position sensor
CN105317837A (en) * 2014-06-24 2016-02-10 致扬科技股份有限公司 Magnetic suspension bearing system and control circuit thereof
CN105317837B (en) * 2014-06-24 2017-10-10 致扬科技股份有限公司 Magnetic suspension bearing system and its control circuit
CN105650116A (en) * 2016-03-28 2016-06-08 浙江大学 Low-cost self-sensing electromagnetic bearing based on PWM (pulse-width modulation) signal phase-shifting control
CN105650116B (en) * 2016-03-28 2018-05-01 浙江大学 Inexpensive Self-sensing Electromagnetic bearing based on pwm signal phase shifting control
CN116696946A (en) * 2023-08-02 2023-09-05 山东华东风机有限公司 Magnetic suspension bearing control device and control method
CN116696946B (en) * 2023-08-02 2023-10-20 山东华东风机有限公司 Magnetic suspension bearing control device and control method

Also Published As

Publication number Publication date
JP5817546B2 (en) 2015-11-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9816514B2 (en) Magnetic bearing device and vacuum pump
US9624974B2 (en) Magnetic bearing device and vacuum pump
JP6131602B2 (en) Magnetic bearing device and vacuum pump
US10619669B2 (en) Magnetic bearing control device and vacuum pump
US9347489B2 (en) Magnetic bearing device and vacuum pump
JP5025505B2 (en) Magnetic bearing device
JP5817546B2 (en) Magnetic bearing control device
US7397216B2 (en) Circuit for monitoring harmonic distortion in the power supply of a synchronous electrical machine with permanent magnet excitation
KR20020022040A (en) Control circuit of brush-less motor, control circuit of sensor-less brush-less motor, brush-less motor apparatus, sensor-less brush-less motor apparatus and vacuum pump apparatus
US9696182B2 (en) Magnetic sensor and an integrated circuit
US20160352263A1 (en) Magnetic sensor and an integrated circuit
KR101106872B1 (en) Motor drive control circuit
US9692329B2 (en) Magnetic sensor and an integrated circuit
JP4284791B2 (en) Magnetic levitation device controller and magnetic levitation turbomolecular pump
Gruber et al. Self-sensing active magnetic bearing using 2-level PWM current ripple demodulation
KR101980981B1 (en) High speed sensing system
US9850945B2 (en) Position detection device of AMB
JP6387863B2 (en) Magnetic bearing device
JP4899410B2 (en) Magnetic encoder device
JP2004245766A (en) Device for detecting rotation angle
JPS6373894A (en) Speed control circuit of dc motor with brush

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20140327

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20141121

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20150106

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20150901

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20150914

R151 Written notification of patent or utility model registration

Ref document number: 5817546

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees