JP2013122620A - 光変調器における無線周波数応答の共振器アシステッド制御 - Google Patents

Abstract

【課題】変調器の無線周波数応答を向上させることができる光変調器を提供する。
【解決手段】光変調器４０２は、マッハツェンダ干渉計（ＭＺＩ）及びＭＺＩ内部アームの１つ４３０ａに調整可能な光カプラ４３４を介して結合された光共振器４６０を有する。光共振器４６０は、スペクトル共振の櫛によって特徴づけられる周波数依存性光損失をＭＺＩにおいて引き起こす。光共振器４６０と光カプラ４３４で設定されるＭＺＩとの間の結合強度は共振に起因する損失の大きさを制御する一方で、光共振器４６０に配置された１以上の光位相シフタ４６４が共振のスペクトル位置を制御する。光カプラ４３４又は光位相シフタ４６４のいずれか又は双方は変調器４０２の無線周波数応答曲線を調節するように調整できる。
【選択図】図４Ａ

Description

本発明は、コヒーレント・コミュニケーションズ・イメージング及びターゲティング防衛高等研究計画局（Coherent Communications Imaging and Targeting-Defense Advanced Research Projects Agency (CCIT-DARPA)）によって与えられた契約番号HR0011-05-C-0027の下で政府の支援によってなされた。

関連出願に対するクロスリファレンス
本願は、２００７年１０月９日に出願された米国特許出願第１１／８６９２０５号、「Resonator-Assisted Control of Radio-Frequency Response in an Optical Modulator」の一部継続出願（ＣＩＰ）であり、その全体において参照としてここに取り込まれる。

本発明は光通信機器に関し、より具体的には光変調器に関する。

光変調器は、光通信システムの鍵となる実現化部材の１つである。信頼性が高く安価な光変調器に対する要求が急速に成長している中で、変調器特性を向上する現実的で実行可能な解決策が切に望まれている。その特性の１つは変調器の無線周波数応答である。通常、光ビームに変調を与える変調器の能力は、変調周波数が増加するにつれて弱くなる。光領域では、周波数応答のロールオフは変調器帯域幅に影響し、例えば、変調サイドバンドを歪ませ、それによって光信号品質に悪影響を及ぼす。

一実施例によると、光変調器は、マッハツェンダ干渉計（ＭＺＩ）及びＭＺＩ内部アームの１つに調整可能（tunable）な光カプラを介して結合された光共振器を有する。光共振器はスペクトル共振の櫛によって特徴づけられる周波数依存性光損失をＭＺＩにおいて引き起こす。光カプラで設定される光共振器とＭＺＩの間の結合強度は共振に起因する損失の大きさを制御する一方で、光共振器に配置された１つ以上の光位相シフタが共振のスペクトル位置を制御する。光カプラ又は光位相シフタのいずれか又は双方は変調器の無線周波数応答曲線を調節するように調整でき、これは光信号品質を従来技術のマッハツェンダタイプの光変調器で達成可能なものよりも向上させるように使用できる。

他の実施例によると、発明の光変調器は、第１及び第２の内部アームを有する光マッハツェンダ干渉計、第１の光共振器、及び第１の光共振器と第１の内部アームを光学的に結合するように構成された第１の光カプラを備える。光変調器は、変調器のデータ入力に適用されるデータで光キャリアを変調するように構成される。第１の光共振器及び第１の光カプラは、データ変調に対して変調器の無線周波数応答を変化させるように制御可能に調整できる。

さらに他の実施例によると、光を変調するための方法は、第１及び第２の内部アームを有する光マッハツェンダ干渉計に光キャリアを適用するステップを備える。光マッハツェンダ干渉計は光変調器の一部である。光変調器はさらに、光共振器、及び光共振器と第１の内部アームを光学的に結合するように構成された光カプラを備える。方法はさらに、変調器のデータ入力に適用されるデータで光キャリアを変調するステップ、及びデータ変調に対して変調器の無線周波数応答を変化させるように光共振器及び光カプラを制御可能に調整するステップを備える。

本発明の他の側面、特徴、及び利益は以降の詳細な説明、特許請求の範囲、及び添付図面からより完全に明らかになるはずである。

図１は従来の光変調器の模式図である。 図２は図１に示す光変調器の代表無線周波数（ＲＦ）応答を示すグラフである。 図３はＲＦ応答の光領域の顕在化を示すグラフである。 図４Ａは発明の一実施例による、図１の光変調器で使用され得る導波回路の模式図である。 図４Ｂは図４Ａの導波回路で使用される調整可能カプラの代表実施例の模式図である。 図４Ｃは図４Ａの導波回路で使用される調整可能カプラの代表実施例の模式図である。 図４Ｄは図４Ａの導波回路で使用される調整可能カプラを実装するために使用され得るＹ型カプラを示す。 図５Ａは図４の導波回路の代表スペクトル特性を示すグラフである。 図５Ｂは図４の導波回路の代表スペクトル特性を示すグラフである。 図５Ｃは図４の導波回路の代表スペクトル特性を示すグラフである。 図５Ｄは図４の導波回路の代表スペクトル特性を示すグラフである。 図５Ｅは図４の導波回路の代表スペクトル特性を示すグラフである。 図５Ｆは図４の導波回路の代表スペクトル特性を示すグラフである。 図６Ａは、どのようにして図４の導波回路が、その導波回路を用いる変調器に対して比較的平坦な光領域応答曲線を生成するために使用できるのかを示すグラフである。 図６Ｂは、どのようにして図４の導波回路が、その導波回路を用いる変調器について比較的平坦な光領域応答曲線を生成するために使用できるのかを示すグラフである。 図７Ａは、どのようにして図４の導波回路が、その導波回路を用いる変調器の帯域幅を制御可能に制限するのに使用できるのかを示すグラフである。 図７Ｂは、どのようにして図４の導波回路が、その導波回路を用いる変調器の帯域幅を制御可能に制限するのに使用できるのかを示すグラフである。 図８Ａは、どのようにして図４の導波回路が、その導波回路を用いる変調器について光領域応答曲線を反転するのに使用できるのかを示すグラフである。 図８Ｂは、どのようにして図４の導波回路が、その導波回路を用いる変調器について光領域応答曲線を反転するのに使用できるのかを示すグラフである。 図９は発明の一実施例による、図４の導波回路を用いる通信システムのブロック図である。 図１０は発明の一実施例による、図１の光変調器と類似の光変調器に使用され得る導波回路の模式図である。 図１１は発明の一実施例による、図１の光変調器と類似の光変調器に使用され得る導波回路の模式図である。

図１は従来技術の光変調器１００の模式図を示す。変調器１００は導波回路１０２及びドライバ１０４を有する。導波回路１０２はマッハツェンダ干渉計（ＭＺＩ）を内蔵し、その動作は２つの光サブビーム間の干渉に基づく。ドライバ１０４は、制御信号１０６を介して、サブビーム間の相対位相シフトを、及び、従って、導波回路１０２によって生成される光出力ビームの位相及び強度を制御する。

例えば、レーザ（図１には明記していない）によって生成された光入力ビームは導波回路１０２の入力導波路１１０によって受信され、光スプリッタ１２０によって２つのサブビームに分波される。サブビームの各々はその後、ＭＺＩ内部アーム１３０ａ−ｂのそれぞれを介して伝搬する。サブビームは光コンバイナ１４０によって再結合され、得られるビームは出力導波路１５０に誘導される。

制御信号１０６はＭＺＩアーム１３０ａの電極１３２に印加され、それによってそのＭＺＩアームの材料に電界が発生する。電界は材料の屈折率に影響を与え、それによって今度はＭＺＩアーム１３０ａにおけるサブビームによって生じた光位相に影響を与える。これに対して、ＭＺＩアーム１３０ｂにおける他方のサブビームによって生じた光位相は制御信号１０６によっては影響を受けない。２つのサブビーム間の相対位相シフトが１８０度の場合には、（２つの）サブビームは、光が出力導波路１５０に結合せずに導波回路１０２の基板中に放射していくように光コンバイナ１４０で「減殺的に」干渉し、実質的に光は導波路１５０から出力されないことになる。２つのサブビーム間の相対位相シフトが０度の場合には、（２つの）サブビームは、光が出力導波路１５０に結合して導波回路１０２の基板中に放射しないように光コンバイナ１４０で「増長的に」干渉し、最大光強度が導波路１５０から出力されることになる。中間位相シフト値（例えば、０度と１８０度の間）では、中間光強度が導波回路１０２を介して伝送されることになる。導波回路１０２によって生成される出力信号の位相はまた、制御信号１０６の電圧によって決定される。

図２は変調器１００の代表的無線周波数（ＲＦ）応答をグラフで示す。より具体的には、図２の「ノイズがある」軌跡及び滑らかな軌跡は、それぞれ実験的に測定されたＲＦ応答曲線及び計算でシミュレーションされたＲＦ応答曲線である。実験的応答曲線を取得するために、ドライバ１０４はまず、出力ビームが最大強度の約５０％となるような直流バイアス電圧を導波回路１０２に印加するように構成される。そして、ドライバ１０４は、その直流バイアス電圧に比較的小さい正弦波ＲＦ信号を重畳し、それによって出力ビームの強度がＲＦ変調されるようにする。最後に、正弦波の振幅が一定に維持されて導波回路１０２の出力における強度変調の振幅が測定されつつ、正弦波ＲＦ信号の周波数が対象となる周波数範囲にわたってスイープされる。図２は測定結果をグラフ上に表示するものであり、横軸及び縦軸は、それぞれＧＨｚで表される正弦波ＲＦ信号の周波数及びｄＢで表される光強度変調の振幅である。変調器１００と同様の光変調器のＲＦ応答を測定するための技術についての更なる詳細は、例えば、米国特許番号第７１４２３０９号で見ることができ、その全体において参照としてここに取り込まれる。

図３は図２に示すＲＦ応答の光領域表示をグラフで示す。より具体的には、約１９３３９０ＧＨｚに位置する比較的高い矢印は導波回路１０２の導波路１１０に印加される光キャリア信号（レーザライン）を示す。導波回路１０２における光キャリア信号のＲＦ変調はキャリアの各側に１つ以上の光変調サイドバンドを生成する。便宜上、ここでは対称に位置する一対のサイドバンドが所与のＲＦ変調周波数に対して生成されるものとする。図３の相対的に短い矢印は２つのそのような対を示し、一方の対（実線矢印）は２．５ＧＨｚの変調周波数に対応し、他方の対（破線矢印）は７．５ＧＨｚの変調周波数に対応する。当業者であれば、光変調サイドバンドの正確な形状又はスペクトルの内容は、変調フォーマット及びデバイスの実施細目に依存することが分かるはずである。

図３の検証は、例えば、キャリア周波数に対して周波数オフセットを２．５ＧＨｚから７．５ＧＨｚに増加させることによって信号減衰が約２ｄＢだけ増加することを示している（図２も参照）。スペクトル減衰勾配（応答曲線の傾きの率として定義される）の観点で表現すると、この減衰の増加は約０．４ｄＢ／ＧＨｚの勾配値に相当する。一般に、制御信号１０６のスペクトルＲＦ成分を光出力信号に付する処理では、導波回路１０２はそれらのスペクトル成分を回路のＲＦ応答曲線に従って重み付けする。スペクトル減衰勾配が比較的大きい場合には、導波回路１０２によって生成される光波形はその重みに従って歪みを含み得るので、不都合なことに、それは光信号の「アイ」閉塞及び／又は他の有害な兆候をもたらす。

図４Ａは、発明の一実施例による、光変調器１００において導波回路１０２の代わりとなる導波回路４０２の模式図を示す。導波回路１０２と同様に、導波回路４０２は２つのＭＺＩ内部アーム４３０ａ−ｂを有するＭＺＩを内蔵する。しかし、導波回路１０２と４０２の間の１つの差異は、後者では、ＭＺＩアーム４３０ａが熱−光カプラ４３４を介して光共振器４６０に結合される点である。熱−光カプラ４３４は調整可能（tunable）であり、ＭＺＩアーム４３０ａと共振器４６０の間の結合強度を制御するように設計される。なお、熱−光以外の調整可能な結合手段もカプラ４３４として使用できる。キャリア注入、キャリア枯渇、ストレス、光励起屈折率効果のような方法、又は導波材料の有効屈折率の制御可能な変化を可能とする他の技術が、熱−光カプラ４３４の動作の物理的原理として使用できる。

共振器４６０は導波ループ４６２及びそのループに配置される電気−光位相シフタ４６４を有する。位相シフタ４６４として使用できる適当な位相シフタは、例えば、米国特許出願公開第２００６／００４５５２２号に開示され、その全体において参照としてここに取り込まれる。位相シフタ４６４は導波回路１０２の電極１３２と同様に挙動する電極（図４には明記しない）を有し、制御信号１０６によって駆動されることができる。さらに、ＭＺＩアーム４３０ｂは、例えば、ＭＺＩアーム４３０ａと共振器４６０の間の結合強度を変化させるために熱−光カプラ４３４が調整されるときに、ＭＺＩアーム４３０ａ−ｂにおける光サブビーム間の相対位相差を調整するために使用されることができる熱−光位相シフタ４３６を内蔵する。またさらに、位相シフタ４３６は種々の送信フォーマットでの最適性能を得るように導波回路４０２を構成するのに使用できる。例えば、基本的なオン／オフキーイングが使用される場合には、位相シフタ４３６は約５０％のパワー出力に設定され、又は変調器が制御信号１０６の「オフ」状態に対応する状態のときに最小光パワー出力が得られるような設定を達成するように設定される。デュオバイナリ又は差分位相シフトキーイングフォーマットについて、移動シフタ４３６はそのフォーマットに対して導波回路４０２から適切なパワー出力を送出するように設定されることができる。

図４Ｂ−Ｃは調整可能カプラ４３４の２つの代表実施例の模式図を示す。図４Ｂに示す変調カプラ４３４はＭＺＩ４３１を有し、出力ポート４３３ａ−ｂの各々から出射される光の量を制御するために導波回路１０２（図１）のＭＺＩを参照して上述した動作原理が使用される。しかし、ＭＺＩ４３１の場合では、２つの出力ポートがあるので、基板中に放射していくものとして以前に説明した光はここでは実質的に互い違いの出力ポート４３３ａ−ｂに結合する。ＭＺＩ４３１は２つの５０／５０方向性カプラ４３５ａ−ｂ及び１つの熱−光位相シフタ４３７を有する。後者は上述の熱−光位相シフタ４３６と同様である。

図４Ｃは調整可能カプラ４３４の実装に対する方向性カプラのアプローチを示す。より具体的には、図４Ｃの調整可能カプラ４３４は、２つの近接導波路間の光結合プロパティを変化させ、従って出力ポート４３３ａ−ｂの各々から出射される光の量を制御するのに使用されるヒータ４３９を有する。

図４ＤはＹ型カプラ４４１を示し、その２つが直列接続されて調整可能カプラ４３４を実装することができる。カプラ４４１の「上側Ｙ」ブランチの各々は、ブランチを通じた伝送特性を制御可能に変化させることができるそれぞれのヒータ４３９を有する。またさらに、Ｙ型カプラ４４１は、１つだけの入力導波路と２つの出力導波路が必要となる状況で使用できる。そのような状況は、例えば、図１０及び１１に示す導波回路の実施例において現れる。

図５Ａ−ＢはＭＺＩアーム４３０ａ及び共振器４６０についての代表的損失曲線をグラフで示す。より具体的には、図５Ａは、共振器４６０をＭＺＩアーム４３０ａに適度に結合するようにカプラ４３４が調整及び固定された構成に対する損失曲線を示す。適度に結合する状態は、例えば、結合ファクタρ＝（１−κ）^０.５が共振器のフィールド減衰ファクタγ＝１０^{−αＬ／２０}よりも小さいときに実現できる。ここで、κはカプラの結合係数、α及びＬは、αＬがｄＢで共振器往復損失を表すような、それぞれ共振器の損失係数及びキャビティ長である。図５Ｂは、共振器４６０をＭＺＩアーム４３０ａにクリティカルに結合するようにカプラ４３４が調整及び固定された構成に対する損失曲線を示す。クリティカル結合状態は、例えば、結合ファクタρがフィールド減衰ファクタγに近いときに実現できる。図５Ａ−Ｂの各々における損失曲線は、導波回路４０２に印加される（非変調、ＣＷ）光入力信号の波長を遅く変化させることによって、データ変調なしで生成される。

図５Ａ−Ｂに示す損失曲線における窪みは、スペクトル共振ともいわれ、共振ループを介して往復する光の間の干渉によってもたらされる。これらの共振は１／Ｔに対応する周波数間隔によって他方から分離される。なお、Ｔは共振器４６０における往復切換時間（round-trip transit time）である。カプラ４３４によって設定された結合強度は、直接伝搬経路とループ「迂回」経路との間の光の分離を制御し、従って干渉による光消滅の程度を決定する。導波回路４０２の代表実施例では、カプラ４３４は、損失曲線（窪みの深さ）の大きさを約０ｄＢと３０ｄＢの間で調整可能とすることができる。

共振器４６０の有効光路長は、カプラ、ループの受動及び能動（位相シフタ４６４）導波部分を含むループ４６２の物理長が、各セクションの有効光屈折率で乗算されて決定される。これは電気−光位相シフタ４６４における光信号によって生じた光位相を含む。位相シフタ４６４に印加される直流バイアス電圧は、そこで生じる光位相及び、従って、共振器のスペクトル位置及び／又は共振器間のスペクトル分離を制御する。２つの直流バイアスが、共振の位置を制御できるような態様でカプラに印加されるようにしてもよい。周期的駆動信号、例えば、制御信号１０６を介して位相シフタ４６４に適用される疑似ランダムビットシーケンス（ＰＲＢＳ）は、例えば、図５Ｂの両方向矢印で示されるような対応する周期的態様において共振の櫛（comb）をスペクトル的に移動させる効果を持つ。非周期的駆動信号、例えば、ランダムビットストリーム（ＲＢＳ）に対応する信号も共振の櫛を移動させるが、ＲＢＳによって搬送される特定のビットシーケンスを反映する非周期的態様で移動させる。時間に亘って平均化された場合、変調によって引き起こされる櫛の移動の効果は、共振を拡げるとともにそれらの深さを減少させるものとなる。

図５Ｃ−Ｄは、導波回路４０２によって処理される光信号のキャリア周波数及び変調サイドバンド成分それぞれにおける共振器４６０の効果をグラフで示す。図５Ｃに示す損失曲線５０２は、図５Ａ−Ｂに示す損失曲線の各々と類似する。なお、損失曲線５０２は周波数ω_０で最小値を持つ。位相曲線５０４（図５Ｃにも示す）は、その信号を光信号４２８（図４参照）に変換する過程で共振器４６０によって光信号４２２のキャリア周波数成分に与えられる位相シフトをプロットしている。

位相シフタ４６４で与えられるデータ変調によって、光信号４２８のスペクトルの内容は光信号４２２のスペクトルの内容とは異なるものとなる。より具体的には、位相変調によって、光信号４２８は、信号４２２に元からあるキャリア周波数成分に加えて変調サイドバンド成分を持つことになる。図５Ｄに示す伝達曲線５１２及び位相曲線５１４は、光信号４２８の変調サイドバンド成分の振幅及び位相をそれぞれ特徴づける。なお、伝達曲線５１２は正規化された曲線である。正規化された値は、位相シフタ４６４を共振器４６０内に光サイドバンドを生成する「有効光源」として扱うことによって、及びその有効光源の出力パワーを基準レベルとすることによって得られる。従って、図５Ｄの（左側）縦軸上の０ｄＢの値は、共振器４６０内で生成されたサイドバンドパワーに光信号４２８のサイドバンドパワーが等しい状況に対応する。伝達曲線５１２は、周波数に依存して、干渉効果がその内部共振器４６０に対する光信号４２８のサイドバンドパワーを強化或いは抑制できることを示している。

損失曲線５０２と同様に、伝達曲線５１２は１／Ｔによって分離された複数の窪みを持つ準周期的曲線である。しかし、伝達曲線５１２の窪みは損失曲線５０２のスペクトル共振に対して約１／２Ｔだけスペクトル的にシフトされ、それによって伝達曲線５１２の最大値が損失曲線５０２の最小値に整合する。この曲線５０２と５１２の相対的なスペクトル整合は、カプラ４３４及び／又は位相シフタ４６４が調整されている時又はＲＦ変調制御信号を受信する時であっても、実質的に維持される。

図５Ｅ−Ｆは、光信号４２８のサイドバンドパワーにおけるデータ変調周波数（例えば、制御信号１０６のもの）の影響をグラフで示す。より具体的には、図５Ｅ−Ｆの各々は光信号４２８の例示的なスペクトル成分を表す３本の縦矢印とともに曲線５０２及び５１２（図５Ｃ−Ｄも参照）を示す。中央の相対的に高い矢印は光信号４２８のキャリア周波数成分を表し、キャリア周波数成分の両側の２本の相対的に低い矢印はその光信号の２つの変調サイドバンド成分を表す。図５Ｅは約５ＧＨｚの変調周波数に対応し、それによって変調サイドバンド成分の各々がキャリア周波数成分から約５ＧＨｚだけスペクトル的に分離される。図５Ｆは約２０ＧＨｚの変調周波数に対応し、それによって変調サイドバンド成分の各々がキャリア周波数成分から約２０ＧＨｚだけスペクトル的に分離される。

カプラ４３４及び共振器４６０の設定は、キャリア周波数（図５Ｅ−Ｆではω_１が付される）が損失曲線５０２の２つの隣接スペクトル共振間にほぼ等距離に位置するように選択される。このスペクトル配置でもキャリア周波数は伝達曲線５１２の窪みに整合する。既に図５Ｃ−Ｄを参照して上記したように、損失曲線５０２はキャリア周波数成分にあてはまり、一方、伝達曲線５１２は変調サイドバンド成分にあてはまる。そして、図５Ｅ−Ｆを検証すると、制御信号１０６の振幅が固定されていれば、約５ＧＨｚから約２０ＧＨｚまでの制御信号の変調周波数の変化によって変調サイドバンドパワーが約８ｄＢだけ変化することが分かる。特に、図５Ｅは、５ＧＨｚにおいて、共振器４６０によって引き起こされる干渉効果が光信号４２８の変調サイドバンド成分に対して約−２ｄＢの有効パワー損失をもたらすことを示している。同様に、図５Ｆは、２０ＧＨｚにおいて、それらの干渉効果が変調サイドバンド成分に対して約＋６ｄＢの有効パワーゲインをもたらすことを示している。

変調器１００において導波回路１０２が導波回路４０２によって置き換えられると、共振器４６０の上述のスペクトル特性を用いて、変調器のＲＦ応答を好適に修正し、光出力信号の全体的品質を改善することができる。例示として、導波回路４０２の３つの有用な構成が、それぞれ図６Ａ−Ｂ、７Ａ−Ｂ、及び８Ａ−Ｂを参照して以下に記載される。より具体的には、図６Ａ−Ｂに示す導波回路構成は、図３に示す光領域応答曲線を平坦化することを助ける。図７Ａ−Ｂに示す導波回路構成は光領域応答曲線を帯域幅制限することを助ける。図８Ａ−Ｂに示す導波回路構成は光領域応答曲線を反転することを助ける。当業者であれば、変調器のＲＦ応答曲線の他の所望の変形を実現するために導波回路４０２の他の構成が同様に使用され得ることが分かるはずである。

図６Ａ−Ｂは、どのように導波回路４０２が使用されて、その導波回路を採用する変調器に対して比較的平坦な光領域応答曲線を生成するのかをグラフで示す。図６の結果もまた、帯域幅を拡げる方法を示すものとして見ることができる。より具体的には、帯域幅はよく、３ｄＢ減衰に対応する２点間のスペクトル幅として規定される。応答曲線の平坦化が３ｄＢ減衰点の間の周波数分離を拡げるので、それによって帯域幅が増大する。

まず図６Ａを参照すると、破線６０２は、カプラが光を交差状態に完全に結合し、それによってその光が共振器４６０内で完全に一往復してから共振器とほぼ完全に結合を解かれてＭＺＩアーム４３０ａに戻るように熱−光カプラ４３４が構成されるときの導波回路４０２の光領域応答曲線を示す。この構成は変調応答への共振器作用を効果的に最小化する。またさらに、応答曲線６０２は、位相シフト構成部材、即ち、位相シフタ４６４の電気−光応答を主に表す。カプラの設定はまた、変調器応答への共振器作用を増加（例えば、最大化）するように調整できる。応答曲線６０４は、後者の構成におけるＭＺＩアーム４３０ａ及び共振器４６０の変調サイドバンド周波数応答を特徴づけている。

なお、応答曲線６０２の形状は図３に示す応答曲線のものと同様である。応答曲線６０４の形状は、時間で平均化された伝達曲線５１２の形状を実質的に表している。共振器４６０の有効光路長は、実質的に応答曲線６０４の窪みの最小値（即ち中心点）が、約１９３３９０ＧＨｚに位置する矢印で表されるレーザライン（光キャリア周波数成分）に位置するように、選択される。図５Ｃ−Ｆを参照して既に上記したように、このスペクトル整合はまた、（図６Ａには明記していない）損失曲線５０２の２つの隣接する時間平均化されたスペクトル共振間にレーザラインがスペクトル的にほぼ等距離に位置することを意味する。一般に、光共振器に対する有効光路長を適切に設定することによって共振の櫛をキャリア周波数に整合させることができる。

ここで図６Ｂを参照すると、実線６０６は、応答曲線６０４に対応するのと同じ結合強度についての導波回路４０２の光領域応答曲線を示す。当業者であれば、応答曲線６０６は実質的に応答曲線６０２と６０４の積であることが分かるはずである。図３のように、図６Ｂの相対的に短い矢印は変調サイドバンドの２つの対を図示しており、一方の対（実線矢印）は２．５ＧＨｚの変調周波数に対応し、他方の対（破線矢印）は７．５ＧＨｚの変調周波数に対応する。なお、応答曲線６０６によって与えられる２．５ＧＨｚと７．５ＧＨｚについての減衰の差はここでは約０．３ｄＢしかなく、これは約０．０６ｄＢ／ＧＨｚのスペクトル減衰勾配値に対応する。

この比較的低いスペクトル減衰勾配の値は、例えば、応答曲線６０４について最適な形状を生成するとともに応答曲線６０６が比較的平坦な形状となるようにする最適結合強度を見つけるように熱−光カプラ４３４を適切に調整することによって達成できる。中間的な結合強度（例えば、１と最適結合強度の間）は中間的なスペクトル減衰勾配値（例えば、約０．３と０．０６ｄＢ／ＧＨｚの間）に帰着する。また、そのような構成では、共振器は、共振器の軽減時間（relaxation time）がその周波数における信号のスペクトル応答成分よりも速くなるように設計されることが好ましい。比較的平坦な形状の応答曲線６０６によって、導波回路１０２の場合よりも導波回路４０２の場合に、制御信号１０６のスペクトルＲＦ成分が光信号に正確に付されることが可能となる。結果として、好適なことに、導波回路４０２で生成された光波形は導波回路１０２で生成された光波形よりも少ない及び／又は小さい歪みを含む。

最適な性能のために、所定の送信フォーマットは、特定の周波数範囲に制限された帯域を持つ送信機を採用する。例えば、送信機が約１０ＧＨｚから１３ＧＨｚの間の帯域を持つ場合に、ローパスフィルタリングされたデュオバイナリは、約４０Ｇｂ／ｓのビットレートにおいて好適な性能を可能とする送信フォーマットである。従来技術の通信システムでは、帯域幅制限は、（図１の制御信号１０６のような）電気的駆動信号を、導波回路１０２と類似の回路に駆動信号を印加する前に、適当な電気的バンドパスフィルタに通過させることによって実現されることが多い。あるいは、帯域幅制限は、変調器出力に適当な光バンドパスフィルタを配置することによって実現される。これらの従来技術の帯域幅制限手段は双方とも、不利なことに余計な構成部材（フィルタ）を使用するので、対応する光通信システムの複雑さ及びコストが増加してしまう。

図７Ａ−Ｂは、どのように導波回路４０２が使用されて、その導波回路を用いる変調器の帯域幅を、追加の電気的又は光学的バンドパスフィルタを使用せずに制御可能に制限できるのかをグラフで示す。まず図７Ａを参照すると、破線７０２は応答曲線６０２（図６Ａ参照）を再生成する。実線７０４は時間平均化された伝達曲線５１２のものに対応する形状を有する。なお、共振器４６０の有効光路長は、ここでは応答曲線７０４の２つの隣接する窪み間のほぼ中心点にレーザラインが位置するように選択される。図５Ｃ−Ｆを参照して上記したように、このスペクトル整合はまた、（図７Ａには明記していない）損失曲線５０２の時間平均化されたスペクトル共振点のうちの１つにレーザラインがスペクトル的に整合されることを意味する。

ここで図７Ｂを参照すると、実線７０６は応答曲線７０４に対応するものと同じ結合強度に対する導波回路４０２の光領域応答曲線を示す。当業者であれば、応答曲線７０６は実質的に応答曲線７０２と７０４の積であることが分かるはずである。なお、応答曲線７０６によって規定される帯域幅は応答曲線７０２によって規定される帯域幅よりも小さい。帯域幅減少の程度は、応答曲線７０４の窪み間のスペクトル分離及びそれらの窪みの深さによって制御される。窪み間のスペクトル分離は、（ｉ）導波路ループ４６２の適切な物理長を選択すること、及び／又は（ii）位相シフタ４６４を調整することによって選択できる。導波路ループ４６２の所与の物理長について、帯域幅制限の程度は、残留分散の量及び他の伝送リンクインピーダンス等の伝送リンク状態の所与の設定について変調器性能が最適となるように熱−光カプラ４３４及び／又は位相シフタ４６４で制御可能に調整できる。さらに、複数の共振器を使用して変調器のスペクトル応答をさらに成形することもできる。

図８Ａ−Ｂは、どのように導波回路４０２を使用して、その導波回路を用いる変調器について光領域応答曲線を反転するかをグラフで示す。まず図８Ａを参照すると、破線８０２は応答曲線６０２（図６Ａ参照）に類似の応答曲線を示す。実線８０４は時間平均化された伝達曲線５１２のものに対応する形状を有する。なお、共振器４６０の有効光路長は、応答曲線８０４の窪みの最小値（即ち、中心点）が実質的にレーザライン上に来るように選択される。このスペクトル整合はまた、（図８Ａには明記していない）損失曲線５０２の２つの隣接する時間平均化されたスペクトル共振間にレーザラインがスペクトル的にほぼ等距離に配置されることを意味する。

応答曲線８０２は、より浅い曲線であることで応答曲線６０２とは異なり、より小さいスペクトル減衰勾配の値によって特徴づけられることを意味している。より具体的には、応答曲線６０２での約０．３ｄＢ／ＧＨｚの勾配値に対し、応答曲線８０２は約０．１ｄＢ／ＧＨｚの勾配値を有する。当業者であれば、回路実装の詳細及び製造技術に応じて、導波回路はその光領域ＲＦ応答において比較的広い変動を有し、それゆえ異なるスペクトル減衰勾配を呈し得ることが分かるはずである。この変動性は、例えば、図８Ａに示すような応答曲線８０２よりも急峻な曲線となり得る状態を選択するのに利用することができる。さらに当業者であれば、応答曲線８０２が応答曲線６０２のものに等しい、例えば、０．３ｄＢ／ＧＨｚのスペクトル減衰勾配を有していた場合には、図８Ａ−Ｂによって現在示されているものと類似の物理回路構成を効果的に生成するために、応答曲線８０４が曲線８０２（及び曲線６０２）よりも急峻となるように適切に修正され得ることが分かるはずである。

ここで図８Ｂを参照すると、実線８０６は応答曲線８０２及び８０４に対応する導波回路４０２の光領域応答曲線を示す。当業者であれば、応答曲線８０６は実質的に応答曲線８０２と８０４の積であることが分かるはずである。なお、応答曲線８０４は応答曲線８０２よりも急峻であるため、応答曲線８０６は反転された光領域応答曲線となる。用語「反転された」とは、ここでは、変調周波数の増加（キャリア周波数からのスペクトル分離）とともにサイドバンド減衰が概略減少することとして読まれるべきである。導波回路１０２の光領域応答曲線は変調周波数の増加とともに概略減少するサイドバンド減衰によって特徴づけられることを思い出してほしい。図８Ａ−Ｂに示す結果は、導波回路４０２が、光変調器自体に内在する無線周波数ロールオフを事実上過剰に補償するように使用できることを示している。そして「過度の」補償は、例えば、導波回路４０２を有する光変調器の外部の通信システム要素によって生成されたＲＦ周波数ロールオフを少なくとも部分的に補償するために使用できる。

図９は発明の一実施例による導波回路４０２を用いる通信システム９００のブロック図を示す。ＣＷレーザ９１０は導波回路４０２にキャリア周波数信号を供給する。ＲＦ増幅器９３０はデータマルチプレクサ（ＭＵＸ）９２０によって生成される多重化データ信号９２８を用いて、データ変調された制御信号１０６を生成する。導波回路４０１はキャリア周波数信号を上述のように変調して、結果として得られる変調された光信号９３８を光受信機９９０に向けて出射する。受信機９９０への途中で、光信号９３８は以下の要素：光ＭＵＸフィルタ９４０、ロングホール光送信フィルタ９４５、挿入−分岐モジュール９５０、及び光ｄｅＭＵＸフィルタ９６０、の一部又は全部の１以上の構成を通過し得る。受信機９９０の光−電気（Ｏ／Ｅ）変換器９７０は受信光信号を対応の電気信号９７８に変換し、それはトランス−インピーダンス増幅器９８０によって処理される。

データＭＵＸ９２０、ＲＦ増幅器９３０、光ＭＵＸフィルタ９４０、挿入−分岐モジュール９５０、光ｄｅＭＵＸフィルタ９６０、Ｏ／Ｅ変換器９７０及びトランス−インピーダンス増幅器９８０の一部又は全部は帯域幅制限を有することがある。これらの帯域幅制限は通常、例えば、図３に示すものと質的に同様の無線周波数ロールオフとして、それら自体を顕在化させる。有利なことに、導波回路４０２はこれらの帯域幅制限の悪影響を緩和するように使用できる。例えば、導波回路４０２は図８Ａ−Ｂを参照して上述したように構成されて、データＭＵＸ９２０及び／又はＲＦ増幅器９３０によって与えられた無線周波数ロールオフを後段補償することができ、導波回路、データＭＵＸ及びＲＦ増幅器によって形成された光変調器の合成ＲＦ応答が比較的広いスペクトル間隔にわたってほぼ平坦となり、又は、例えば、図６Ｂに示す応答曲線６０６に対応するものと同様の比較的小さいスペクトル減衰勾配によって特徴づけられるように後段補償することができる。代替的に又は追加的に、導波回路４０２は図８Ａ−Ｂを参照して上述したように構成されて、光ＭＵＸフィルタ９４０、挿入−分岐モジュール９５０、光ｄｅＭＵＸフィルタ９６０、Ｏ／Ｅ変換器９７０及びトランス−インピーダンス増幅器９８０のうちの１つ以上によって与えられた無線周波数ロールオフを前段補償することができる。当業者であれば、有利なことにこの後段補償及び／又は前段補償が受信機９９０における復号誤り数を減らすことができることが分かるはずである。

当業者であれば、通信システム９００は光信号９３８を受信機９９０と類似の他の受信機（図９には明記していない）に再ルーティングするための光スイッチを含み得ることが分かるはずである。この再ルーティングは、他の受信機への途中で光信号９３８に与えられる無線周波数ロールオフを変化させる可能性がある。この状況において、導波回路４０２は、それによって与えられる前段補償が、新たな送信先に対応する無線周波数ロールオフに一致するように、再構成されることができる。概略として、導波回路４０２は、現在のルーティング構成に対して最も有利となる帯域幅特性を持つように動的に再構成されることができる。

一実施例では、導波回路４０２は波長分割多重（ＷＤＭ）通信システムで使用されて、（アイドルな、又は分岐（ドロップ）された）ＷＤＭチャネルの１つに対応する通信信号、例えば、挿入信号を生成することができる。他のＷＤＭチャネルに対応する光通信信号は通常、信号歪みの特定のレベル及び／又はタイプによって特徴づけられる。導波回路４０２によって可能され、図６−８で例証されたＲＦ応答上の制御は、挿入された信号を、既存のチャネル歪みにほぼ一致するように制御可能な態様で（事前に）歪めるのに使用できる。結果として、ＷＤＭ多重における全ての信号は挿入／分岐機能から独立して同様の信号特性を有することができ、それによって通信システムが均一かつ一定の態様で全ＷＤＭ多重を処理することが可能となる。

図１０は発明の一実施例による光変調器１００に類似の光変調器において使用され得る導波回路１００２の模式図を示す。導波回路１００２は導波回路４０２（図４）と概略として類似し、この２つの回路の類似の要素は同一の下二桁の符号で指定されている。以降の説明では、これら２つの導波回路の構造及び動作の差異がより詳細に説明される。

図４及び１０双方を参照すると、導波回路１００２は、導波回路４０２で使用される光スプリッタ４２０の代わりに熱−光カプラ１０２０を採用する。結果として、導波路１０１０ａ−ｂのいずれか一方が導波回路１００２に対する入力導波路として作用することができる。さらに、熱−光カプラ１０２０によって、最適性能のためにＭＺＩ内部アーム１０３０ａ−ｂ間の光分配に対する動作上の調整が可能となる。同様の理由により、導波回路１００２はまた、導波回路４０２で使用される光コンバイナ４４０と同様の光コンバイナの代わりに熱−光カプラ１０４０を採用する。なお、同様の熱−光カプラが導波回路４０２で使用されてもよい。

ＭＺＩアーム１０３０ａ−ｂの各々はそれぞれの熱−光カプラ１０３４を介してそれぞれの光共振器１０６０に結合される。個別の光共振器を各ＭＺＩアームに結合する１つの目的は、導波回路４０２で生成される出力信号と比べて導波回路１００２で生成される出力信号でのチャープの量を減らすことである。代表的構成では、制御信号１００６ａ−ｂは位相シフタ１０６４ａ−ｂを、プッシュ−プルタイプの動作を実現するのと反対の意味においてそれぞれ駆動し、それは有利なことに低いチャープを有する出力信号に帰着する。マッハツェンダ変調器のプッシュ−プル動作の更なる詳細は、例えば、米国特許出願公開第２００３／０１７５０３６号及び２００４／０１６５８９３号で見ることができ、その双方がその全体において参照としてここに取り込まれる。チャープ低減の標準的なメカニズムは、例えば、共通して所有される、２００７年３月１１日に出願され、発明の名称が「Semiconductor Optical Modulator」の米国特許出願番号第１１／６８４６２５号において詳細に説明され、これもその全体において参照としてここに取り込まれる。

図１１は発明の他の実施例による、光変調器１００と類似の光変調器で使用できる導波回路１１０２の模式図を示す。導波回路１１０２は導波回路１００２（図１０）と概略として類似し、この２つの回路の類似の要素は同一の下二桁の符号で指定されている。一方、導波回路１００２と１１０２の間の１つの差は、後者のＭＺＩ内部アーム１１３０ａ−ｂの各々は２つの熱−光カプラ１１３４を介して２つのそれぞれの光共振器１１６０に結合される。例えば、電気−光位相シフタ１１６４が、屈折率が比較的狭い範囲内で調整されることを可能とする技術（例えば、キャリアが枯渇したＳｉ導波路技術）において実施される場合、ＭＺＩアーム１１３０ａ−ｂの各々に対して追加の光共振器を用いることは有益である。この比較的狭い範囲は、各電気−光位相シフタ１１６４で利用可能な位相値への対応する制限を与える。各ＭＺＩアーム１１３０における複数の共振器１１６０の連結は個々の電気−光位相シフタ１１６４の位相範囲を効果的に合計し、それによって有利なことに利用可能な位相範囲を拡げることになる。さらに、電気−光位相シフタ１１６４の各々は対応の共振器１１６０の選択された共振の最小値に比較的近接して動作するように構成されることができ、ここで、その位相シフトする能力（即ち、単位電圧変化あたりの位相変化）は適度に強化され、有利なことに大きな値を有する。後者は位相シフタ１１６４の各々に印加される駆動電圧を低減するのに使用できる。またさらに、複数の共振器１１６０を各ＭＺＩアーム１１３０に結合することによって、電気−光応答曲線の形状の制御において、１つの共振器だけが各ＭＺＩアームに結合される際に利用可能なものと比べて更なる柔軟性が可能となる。

本発明が例示的な実施例を参照して記載されたが、本記載は限定的な意味で解釈されることを意図するものではない。例えば、発明の変調器は、導波回路（例えば、回路４０２、１００２、１１０２の１つ）及びドライバ（例えば、ドライバ１０４）の両方を有する集積回路として実施することができる。発明の導波回路における各ＭＺＩアームは３個以上の光共振器に光学的に結合することができる。非対称な帯域幅制限（又は反転）については、隣接する共振は他の光キャリアに関して非対称に配置することができる。スプリッタ４２０及びコンバイナ４４０の各々又は一方は、例えば、カプラ４３４と同様の調整可能カプラによって置換することができる。カプラ１０２０、１１２０、１０４０及び１１４０の各々又は１つは、例えば、スプリッタ４２０及びコンバイナ４４０と同様の調整可能な導波スプリッタ／コンバイナによって置換することができる。発明の実施例が、データ変調された駆動信号を位相シフタ（例えば、位相シフタ４６４）が受信する構成を参照して記載されたが、発明の導波回路はまた、データ変調された駆動信号を光カプラ（例えば、光カプラ４３４）が受信するように構成することもできる。光カプラは、位相シフタに加えて、又はその代わりに、データ変調された駆動信号を受信できる。本発明に関係する当業者には明らかな発明の他の実施例と同様に、記載された実施例の種々の変形例は、以降の特許請求の範囲に表現される発明の原理及び範囲内にあるものとみなされる。

明示の断りがない限り、各数値及び範囲は、「約」又は「およそ」の文言がその値又は範囲の値に先行するかのように近似するものとして解釈されるべきである。

さらに、本発明の性質を説明するために記載及び説明された部材の詳細、材質及び構成の種々の変更が、以降の特許請求の範囲に表現される発明の範囲から離れることなく当業者によってなされ得ることが分かるはずである。

なお、ここに説明した例示の方法のステップは必ずしも記載された順序で実行される必要はないことが理解されるべきであり、そのような方法のステップの順序は単なる例示として理解されるべきである。同様に、そのような方法には追加のステップが含まれてもよく、本発明の種々の実施例と同じ方法において特定のステップは省略又は結合され得る。

ここで「一実施例」又は「実施例」とは、実施例との関連で記載された特定の特徴、構造又は特性が発明の少なくとも１つの実施例に含まれ得ることを意味する。明細書の様々な箇所で登場する「一実施例では」という文言は、必ずしも全て同じ実施例をいうものではなく、必ずしも他の実施例を相互に排除する独立又は代替の実施例をいうものでもない。同じことが用語「実施（実装）」にもあてはまる。

詳細な説明を通じて、図面（寸法通りではない）は説明目的のみのものであり、発明を限定するのではなく説明するために使用されている。高さ、長さ、幅、上、下等の用語の使用は、専ら発明の記載を容易にするためのものであり、発明を特定の向きに限定することを意図するものではない。

本記載の目的のために、また、用語「結合する（couple）」、「結合している（coupling）」、「結合された（coupled）」、「接続する（connect）」、「接続している（connecting）」、「接続された（connected）」とは、エネルギーが２個以上の要素間で転送されることが可能な、当技術で知られ、又は後に開発されるあらゆる態様をいうものであり、１個以上の追加要素の挿入が要件とはされないものの熟慮される。

Claims (10)

1. 光変調器であって、
   第１及び第２の内部アームを有する光マッハツェンダ干渉計、
   第１の光共振器、及び
   前記第１の光共振器と前記第１の内部アームを光学的に結合するように構成された第１の光カプラ
   を備え、
   前記光変調器が、該変調器のデータ入力に適用されるデータで光キャリアを変調するように構成され、
   前記第１の光共振器及び前記第１の光カプラが、前記データ変調に対して前記変調器の無線周波数応答を変化させて、前記光キャリアの光周波数付近のスペクトル範囲で反転した無線周波数応答を呈するように調整できるものである、光変調器。
2. 請求項１の光変調器において、
   前記第１の光共振器によって前記第１のアームにおいて引き起こされる光損失がスペクトル共振によって特徴づけられ、
   前記第１の光カプラは前記共振の大きさを制御するように調整できるものである、光変調器。
3. 請求項１の光変調器において、前記第１の光共振器及び前記第１の光カプラが、前記光変調器が約０．３ｄＢ／ＧＨｚよりも小さいスペクトル減衰勾配で特徴づけられる無線周波数応答を呈するように調整されたものである、光変調器。
4. 請求項１の光変調器において、前記光共振器が、受信直流制御電圧に基づいて前記光共振器の有効光路長を規定するように構成された調整可能な位相シフタを備える、光変調器。
5. 請求項４の光変調器において、
   前記位相シフタがさらに、電気的な無線周波数信号を受信して前記データ変調を生成するように構成され、
   前記第１の光共振器が、前記第１の光カプラに接続された導波ループを備え、
   前記位相シフタが前記導波ループの一部である、光変調器。
6. 請求項４の光変調器において、
   前記第１の光共振器によって前記第１のアームにおいて引き起こされる光損失が、各々がスペクトル位置を有する１以上のスペクトル共振によって特徴づけられ、
   前記位相シフタが前記スペクトル位置の少なくとも１つを制御可能に変化させるように構成された、光変調器。
7. 請求項１の光変調器において、
   前記第１の光共振器及び前記第１の光カプラが、前記変調器が前記反転無線周波数応答を呈するように調整されたものであり、
   前記光変調器が、前記光変調器の外部の１つ以上の帯域幅制限部材を有する通信システムの一部であり、
   前記反転応答の特性が、前記１つ以上の帯域幅制限部材によって生成される無線周波数ロールオフを少なくとも部分的にオフセットするように選択され、
   前記光変調器が前記１つ以上の帯域幅制限部材よりも上流側に配置され、
   前記反転応答が、前記無線周波数ロールオフを少なくとも部分的に前段補償して、それによる、前記１つ以上の帯域幅制限部材を介して前記変調器に光学的に結合された光受信機での信号受信への作用を軽減する、光変調器。
8. 光を変調する方法であって、
   第１及び第２の内部アームを有する光マッハツェンダ干渉計に光キャリアを適用するステップであって、
   前記光マッハツェンダ干渉計が光変調器の一部であり、
   前記光変調器がさらに、光共振器、及び該光共振器と前記第１の内部アームを光学的に結合するように構成された光カプラを備える、
   ステップ、
   前記変調器のデータ入力に適用されるデータで前記光キャリアを変調するステップ、及び
   前記変調器が前記光キャリアの光周波数付近のスペクトル範囲で反転した無線周波数応答を呈するように、前記第１の光共振器及び前記光カプラを調整するステップ
   を備える方法。
9. 請求項８の方法において、
   前記光変調器が、前記光変調器の外部の１つ以上の帯域幅制限部材を有する通信システムの一部であり、
   前記方法がさらに、
   前記反転応答の特性を、前記１つ以上の帯域幅制限部材によって生成される無線周波数ロールオフを少なくとも部分的にオフセットするように選択するステップを備える、方法。
10. 請求項９の方法において、
    前記光変調器が前記１つ以上の帯域幅制限部材よりも上流側に配置され、
    前記反転応答が、前記無線周波数ロールオフを少なくとも部分的に前段補償して、それによる、前記１つ以上の帯域幅制限部材を介して前記変調器に光学的に結合された光受信機での信号受信への作用を軽減する、方法。

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