JP2013099127A

JP2013099127A - Power conversion apparatus

Info

Publication number: JP2013099127A
Application number: JP2011240107A
Authority: JP
Inventors: Isao Tashiro; 功田代; Norio Matsui; 紀夫松井; Manabu Gokan; 学五閑
Original assignee: Panasonic Corp
Current assignee: Panasonic Corp
Priority date: 2011-11-01
Filing date: 2011-11-01
Publication date: 2013-05-20

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a power conversion apparatus where inductance of a reactor is reduced without using a large-capacity capacitor for a current type inverter device to thereby enable miniaturization of the reactor.SOLUTION: A gate signal generation circuit (21) of a power conversion apparatus receives input of an output signal of a gain circuit (20), a triangular wave signal of a triangular wave signal generation circuit (17), and a sin wave signal whose frequency is double of a commercial frequency and changes an amplitude of the triangular wave signal on the basis of a current that returns from a switching circuit (24) to a solar cell module (1), thereby changing an ON/OFF time of a gate of a switching element (2) of a step-down converter (23) with respect to distortion of an output voltage. An inverter part (25) formed by the switching circuit (24) and a PWM control circuit (22) which drive-controls the switching circuit (24) converts DC power into AC power.

Description

本発明は、太陽電池の直流電力を交流電力に変換する電力変換装置において、インバータ装置の出力歪みを低減する制御方式に関するものである。特に、電流型インバータ装置において、平滑用リアクトルのインダクタンスを小さくし、小型化しても電流型インバータ装置の出力歪みを低減できる太陽光発電用電力変換装置に関するものである。 The present invention relates to a control method for reducing output distortion of an inverter device in a power conversion device that converts DC power of a solar cell into AC power. In particular, in a current type inverter device, the present invention relates to a photovoltaic power conversion device that can reduce the output distortion of the current type inverter device even if the inductance of the smoothing reactor is reduced and the size is reduced.

太陽光発電用電力変換装置における従来の電流型インバータ装置としては、特許文献１に開示されたものがある。図１８は特許文献１に記載された従来の電流型インバータ装置を示す回路図である。 As a conventional current type inverter device in a power converter for photovoltaic power generation, there is one disclosed in Patent Document 1. FIG. 18 is a circuit diagram showing a conventional current type inverter device described in Patent Document 1. In FIG.

図１８に示す従来の太陽光発電用電力変換装置１１０は、太陽電池アレイ部１１２からの直流電力を受ける電流型インバータ部１１４、および出力フィルタ回路１１６を含む。 A conventional photovoltaic power generation converter 110 shown in FIG. 18 includes a current-type inverter unit 114 that receives DC power from the solar cell array unit 112 and an output filter circuit 116.

電流型インバータ部１１４は、太陽電池アレイ部１１２で発電された直流出力を交流出力に変換するものであり、高周波リプルを平滑化する電流平滑用リアクトル１１８にダイオード１２０，１２２，１２４，１２６をそれぞれ直列接続した４個の半導体スイッチング素子１２８，１３０，１３２，１３４をブリッジ形に接続して構成するスイッチング回路１３６、およびこのスイッチング回路１３６の各半導体スイッチング素子１２８，１３０，１３２，１３４にスイッチング制御信号を出力するパルス幅変調制御回路（ＰＷＭ制御回路）１３８を含む。このＰＷＭ制御回路１３８は、例えばスイッチング回路１３６の出力電流を図示されない電流検出器により検出してフィードバックするフィードバック制御系であり、スイッチング回路１３６の出力状態が適正になるように、パルス幅を調整した複数組のＰＷＭパルスをスイッチング制御信号として、スイッチング回路１３６を構成する各半導体スイッチング素子１２８，１３０，１３２，１３４に供給する。 The current type inverter unit 114 converts the direct current output generated by the solar cell array unit 112 into an alternating current output, and diodes 120, 122, 124, and 126 are respectively added to the current smoothing reactor 118 that smoothes the high frequency ripple. A switching circuit 136 configured by connecting four semiconductor switching elements 128, 130, 132, and 134 connected in series in a bridge shape, and a switching control signal to each of the semiconductor switching elements 128, 130, 132, and 134 of the switching circuit 136 The pulse width modulation control circuit (PWM control circuit) 138 is output. This PWM control circuit 138 is a feedback control system that detects and feeds back the output current of the switching circuit 136 by a current detector (not shown), for example, and adjusts the pulse width so that the output state of the switching circuit 136 is appropriate. A plurality of sets of PWM pulses are supplied as switching control signals to the semiconductor switching elements 128, 130, 132, and 134 constituting the switching circuit 136.

さらに、電流平滑用リアクトル１１８の入力側には、太陽電池アレイ部１１２と並列に接続され、太陽電池アレイ部１１２に生じる電圧変動を平滑にする平滑用コンデンサ１４０が設けられている。その結果、太陽電池アレイ部１１２で発生した電圧は、平滑用コンデンサ１４０により安定化され、電流平滑用リアクトル１１８に必要な電流が流れる。この電流平滑用リアクトル１１８により高周波リプルが平滑化された電流は、スイッチング回路１３６に流れる。すなわち、電流平滑用リアクトル１１８と平滑用コンデンサ１４０とによりローパスフィルタが構成されて、太陽電池アレイ部１１２から平坦な発電電力を供給することが可能な構成となる。 Further, on the input side of the current smoothing reactor 118, a smoothing capacitor 140 is provided which is connected in parallel with the solar cell array unit 112 and smoothes voltage fluctuations generated in the solar cell array unit 112. As a result, the voltage generated in the solar cell array unit 112 is stabilized by the smoothing capacitor 140, and a necessary current flows through the current smoothing reactor 118. The current whose high frequency ripple has been smoothed by the current smoothing reactor 118 flows to the switching circuit 136. In other words, the current smoothing reactor 118 and the smoothing capacitor 140 constitute a low-pass filter, so that flat generated power can be supplied from the solar cell array unit 112.

そして平滑用コンデンサ１４０の容量は、出力周波数の２倍に対して、電流平滑用リアクトル１１８と平滑用コンデンサ１４０によるローパスフィルタが十分に変動を吸収できるように設定する必要がある。 The capacity of the smoothing capacitor 140 needs to be set so that the low-pass filter including the current smoothing reactor 118 and the smoothing capacitor 140 can sufficiently absorb fluctuations with respect to twice the output frequency.

また、出力フィルタ回路１１６は、スイッチング回路１３６の出力端に接続されるコンデンサ１４２およびリアクトル１４４を含み、高周波成分の少ない出力を得るため逆Ｌ字形となっている。この出力フィルタ回路１１６には図示されない負荷および商用電力系統が連系接続される。 The output filter circuit 116 includes a capacitor 142 and a reactor 144 connected to the output terminal of the switching circuit 136, and has an inverted L shape in order to obtain an output with a small amount of high frequency components. The output filter circuit 116 is connected to a load and a commercial power system (not shown).

図１８に示す太陽光発電用電力変換装置１１０においては、インバータ主回路動作が電流型のままで、入力電流のリプル電流を吸収して、電圧を安定化させる平滑用コンデンサ１４０を太陽電池アレイ部１１２に並列に接続することにより、リプル電流を許容できる構成としている。このため、図１８に示した太陽光発電用電力変換装置１１０は、全てをリアクトルに依存していた以前から用いられていた従来の電流型インバータ装置と比較して、小さなリアクトルの値となっている。このような以前から用いられていた従来の電流型インバータ装置では、入力電流を平滑化するために、例えば１００ｍＨといった非常に大きなリアクトルの値を必要としていたが、図１８に示す太陽光発電用電力変換装置１１０においては、電流型インバータ装置の入力部分のリプル電流を許容できる限り、リプル電流を大きく設定することが可能となり、その分リアクトルを小さくすることができる構成になっていた。 In the photovoltaic power conversion device 110 shown in FIG. 18, the solar cell array unit includes a smoothing capacitor 140 that stabilizes the voltage by absorbing the ripple current of the input current while the inverter main circuit operation remains current type. 112 is connected in parallel to allow the ripple current to be allowed. For this reason, the power converter 110 for photovoltaic power generation shown in FIG. 18 has a small reactor value as compared to the conventional current-type inverter device that has been used for a long time, all of which depended on the reactor. Yes. In such a conventional current type inverter device that has been used for a long time, a very large reactor value of, for example, 100 mH was required to smooth the input current. In converter 110, as long as the ripple current at the input portion of the current-type inverter device can be allowed, the ripple current can be set large, and the reactor can be reduced accordingly.

特開２０００−３２４８４７号公報JP 2000-324847 A

電流型インバータ装置において、リアクトルのインダクタンスを小さくするとインバータの出力波形が歪むため、大きなインダクタンスのリアクトルを用いる必要がある。インダクタンスを大きくすると、リアクトルのサイズが大きくなり、装置としても大型化になるという問題を有する。特許文献１に開示された太陽光発電用電力変換装置１１０のように平滑用コンデンサ１４０を追加することによりリアクトルを小型化するためには大容量のコンデンサが必要である。 In the current type inverter device, if the inductance of the reactor is reduced, the output waveform of the inverter is distorted. Therefore, it is necessary to use a reactor having a large inductance. When the inductance is increased, the size of the reactor is increased, and there is a problem that the apparatus is also increased in size. In order to reduce the size of the reactor by adding the smoothing capacitor 140 like the photovoltaic power conversion device 110 disclosed in Patent Document 1, a large-capacity capacitor is required.

このようなコンデンサとしては電解コンデンサが用いられる。しかし、電解コンデンサは、一般的に寿命が１０年以下であり、周囲温度が１０℃上昇すると寿命が半減するという問題がある。このように、電流型インバータ装置においては電解コンデンサを用いると寿命の問題が発生し、電流型インバータ装置における優位性が消されてしまうという課題を有する。従って、寿命の観点から、電流型インバータ装置においては電解コンデンサを用いない構成とした方が望ましい。 An electrolytic capacitor is used as such a capacitor. However, electrolytic capacitors generally have a lifetime of 10 years or less, and there is a problem that the lifetime is halved when the ambient temperature rises by 10 ° C. As described above, in the current type inverter device, when an electrolytic capacitor is used, there is a problem that the life is generated, and the superiority in the current type inverter device is lost. Therefore, from the viewpoint of life, it is desirable that the current type inverter device has a configuration in which no electrolytic capacitor is used.

一方、小容量のコンデンサを用いて装置の小型化を図る場合は、フィルムコンデンサやセラミックコンデンサを用いる構成が考えられるが、リアクトルの大きさが１／１０、１／１００になるほどの小型化を望むことはできない。また、大容量のコンデンサを用いる場合には、リアクトルを小型化することができるがコンデンサが大容量であるため、装置は大型化する。 On the other hand, in the case of downsizing the apparatus using a small-capacitance capacitor, a configuration using a film capacitor or a ceramic capacitor is conceivable. However, it is desired to reduce the size of the reactor to 1/10 or 1/100. It is not possible. In addition, when a large-capacity capacitor is used, the reactor can be reduced in size, but the apparatus is increased in size because the capacitor has a large capacity.

本発明は、前記従来の装置における課題を解決するものであり、電流型インバータ装置において大容量のコンデンサを用いずにリアクトルのインダクタンスを小さくして、リアクトルを小型化することができる電力変換装置を提供することを目的とする。 The present invention solves the above-described problems in the conventional device, and provides a power conversion device capable of reducing the reactor inductance by reducing the inductance of the reactor without using a large-capacitance capacitor in the current type inverter device. The purpose is to provide.

前記目的を達成するために、本発明の電力変換装置の一態様としては、太陽電池モジュールからの直流電圧を降圧するためのスイッチング素子とダイオードとで構成される降圧コンバータと、前記降圧コンバータの出力を平滑する平滑リアクトルと、前記平滑リアクトルに接続され４個のスイッチング素子とダイオードとを直列接続した４組の直列接続体でブリッジ回路が構成されたスイッチング回路と、前記スイッチング回路の各スイッチング素子にスイッチング制御信号を出力するＰＷＭ制御回路と、前記スイッチング回路から前記太陽電池モジュールに戻る電流を検出する電流センサと、前記電流センサの直流成分を除去するハイパスフィルタと、前記ハイパスフィルタの出力を定数倍するゲイン回路と、前記ゲイン回路の出力信号と三角波信号と商用周波数の２倍周波数のｓｉｎ波信号（正弦波信号）とを入力し、前記三角波信号の振幅を前記スイッチング回路から前記太陽電池モジュールに戻る電流に基づき変化させることにより、出力電圧の歪みに対して降圧コンバータのスイッチング素子のゲートのＯＮ/ＯＦＦの時間を変化させるスイッチング制御信号を出力するゲート信号生成回路と、で構成され、前記スイッチング回路と前記ＰＷＭ制御回路によるインバータ部により直流電力を交流電力に変換して出力電圧を形成するものである。このように構成された本発明の電力変換装置は、ゲート信号生成回路の制御によりインバータの出力の歪みを低減する構成であり、リアクトルのインダクタンスを小さくしてもインバータの出力歪みを低減することを可能となる。 In order to achieve the above object, as one aspect of the power conversion device of the present invention, a step-down converter composed of a switching element and a diode for stepping down a DC voltage from a solar cell module, and an output of the step-down converter A switching circuit in which a bridge circuit is configured by four series connection bodies in which four switching elements connected to the smoothing reactor and four diodes are connected in series, and each switching element of the switching circuit. PWM control circuit that outputs a switching control signal, a current sensor that detects a current returning from the switching circuit to the solar cell module, a high-pass filter that removes a DC component of the current sensor, and an output of the high-pass filter that is a constant multiple And a gain circuit that outputs the output signal of the gain circuit By inputting a square wave signal and a sin wave signal having a frequency twice the commercial frequency (sine wave signal) and changing the amplitude of the triangular wave signal based on the current returning from the switching circuit to the solar cell module, an output voltage is obtained. A gate signal generation circuit that outputs a switching control signal that changes the ON / OFF time of the gate of the switching element of the step-down converter with respect to distortion of the step-down converter. The power is converted into AC power to form an output voltage. The power conversion device of the present invention configured as described above is configured to reduce the distortion of the output of the inverter by controlling the gate signal generation circuit, and to reduce the output distortion of the inverter even if the inductance of the reactor is reduced. It becomes possible.

本発明の電力変換装置は別の態様としては、前記２倍周波数のｓｉｎ波信号（正弦波信号）の位相を変化させること、前記ゲイン回路の出力信号にオフセット値を加算すること、前記２倍周波数のｓｉｎ波信号が、前記三角波信号と前記ゲインの出力を加算した信号の包絡線内に設定されていることにより、リアクトルのインダクタンスを小さくしてもインバータの出力歪みを低減することが可能である。 As another aspect of the power conversion device of the present invention, the phase of the double-frequency sine wave signal (sine wave signal) is changed, the offset value is added to the output signal of the gain circuit, and the double Since the sin wave signal of the frequency is set within the envelope of the signal obtained by adding the triangular wave signal and the output of the gain, it is possible to reduce the output distortion of the inverter even if the inductance of the reactor is reduced. is there.

本発明の電力変換装置によれば、降圧コンバータの出力電圧をインバータの入力電圧に対応して変化させることにより、リアクトル印加電圧を一定にすることができ、さらに出力のフィードバック信号の変化に応じて変調時のＰＷＭのＯＮ／ＯＦＦの幅を変化させることにより、インバータの出力ひずみを低減することができ、インダクタンスを小さくしても出力波形の歪みを抑えることを可能とする。 According to the power conversion device of the present invention, the reactor applied voltage can be made constant by changing the output voltage of the step-down converter corresponding to the input voltage of the inverter, and further according to the change of the output feedback signal By changing the width of PWM ON / OFF during modulation, the output distortion of the inverter can be reduced, and the distortion of the output waveform can be suppressed even if the inductance is reduced.

本発明に係る実施形態を示す電力変換装置の構成図The block diagram of the power converter device which shows embodiment which concerns on this invention 本発明に係る実施形態におけるインバータ部の動作の説明図Explanatory drawing of operation | movement of the inverter part in embodiment which concerns on this invention 本発明に係る実施形態におけるＰＷＭ制御回路の信号処理システムの説明図Explanatory drawing of the signal processing system of the PWM control circuit in the embodiment according to the present invention 降圧コンバータに対する従来のゲート信号生成方式を示す電力変換装置の構成図Configuration diagram of power converter showing conventional gate signal generation method for buck converter 降圧コンバータに対する従来のゲート信号生成方式を説明する波形図Waveform diagram explaining conventional gate signal generation method for buck converter 従来方式により生成されたゲート信号による電流型インバータ装置の出力電圧波形図（Ｌ＝１００ｍＨ）Output voltage waveform diagram of current type inverter device by gate signal generated by conventional method (L = 100mH) 従来方式により生成されたゲート信号による電流型インバータ装置の出力電圧波形図（Ｌ＝１０ｍＨ）Output voltage waveform diagram of current type inverter device by gate signal generated by conventional method (L = 10mH) ゲート信号生成回路に対して２倍周波数のｓｉｎ波信号が入力される場合の電力変換装置の構成図Configuration diagram of power conversion apparatus when sin wave signal of double frequency is input to gate signal generation circuit ゲート信号生成回路において２倍周波数のｓｉｎ波信号が入力されるときのゲート信号生成方式を説明する図The figure explaining the gate signal production | generation system when the sin wave signal of a double frequency is input in a gate signal production | generation circuit ゲート信号生成回路において２倍周波数のｓｉｎ波信号が入力されるときの降圧コンバータのゲート信号による電流型インバータ装置の出力電力波形（Ｌ＝１０ｍＨ）Output power waveform (L = 10 mH) of the current type inverter device by the gate signal of the step-down converter when the sin wave signal of double frequency is input in the gate signal generation circuit ゲート信号生成回路において２倍周波数のｓｉｎ波信号が入力されるときの降圧コンバータのゲート信号による電流型インバータ装置の出力波形（Ｌ＝１ｍＨ）Output waveform of current type inverter device by gate signal of step-down converter when sin wave signal of double frequency is input in gate signal generation circuit (L = 1 mH) 本発明に係る実施形態における電流センサとハイパスフィルタの出力波形Output waveform of current sensor and high-pass filter in an embodiment according to the present invention 本発明に係る実施形態におけるゲート信号生成回路を説明する波形図Waveform diagram illustrating a gate signal generation circuit according to an embodiment of the present invention 本発明に係る実施形態におけるゲート信号生成回路を説明する波形図Waveform diagram illustrating a gate signal generation circuit according to an embodiment of the present invention 本発明に係る実施形態における電流型インバータ装置の出力電力波形（Ｌ＝１ｍＨ）Output power waveform (L = 1 mH) of the current type inverter device in the embodiment according to the present invention 本発明に係る実施形態において位相を＋５％変化させたときの電流型インバータ装置の出力電圧波形Output voltage waveform of current-type inverter device when phase is changed by + 5% in the embodiment of the present invention 本発明に係る実施形態において位相を−５％変化させたときの電流型インバータ装置の出力電圧波形Output voltage waveform of current type inverter device when phase is changed by -5% in the embodiment of the present invention 従来の太陽光発電用電流型インバータ装置の回路図Circuit diagram of a conventional inverter for photovoltaic power generation

以下、本発明に係る好適な実施形態の電力変換装置について、添付の図１〜図１７を参照しながら説明する。本発明の電力変換装置としては、太陽光発電用電力変換装置について説明し、太陽電池の直流出力を交流出力に変換して出力するインバータ装置を含んでいる。 DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Hereinafter, a power conversion device according to a preferred embodiment of the present invention will be described with reference to the attached FIGS. As a power converter of the present invention, a power converter for photovoltaic power generation will be described, and an inverter device that converts a direct current output of a solar cell into an alternating current output and includes the inverter device is included.

図１は本発明に係る実施形態を示す電力変換装置の構成図である。太陽電池モジュール１（ＰＶ）は、複数の太陽電池（図示省略）と、太陽電池と同数の逆電流阻止用ダイオード（図示省略）とより構成される。なお、太陽電池モジュール１においては、太陽電池と逆電流阻止用ダイオードが出力容量に応じて必要な数だけ直列あるいは並列に接続されて構成される。太陽電池モジュール１からは直流電圧が出力される。 FIG. 1 is a configuration diagram of a power conversion device showing an embodiment according to the present invention. The solar cell module 1 (PV) includes a plurality of solar cells (not shown) and the same number of reverse current blocking diodes (not shown) as the solar cells. Note that the solar cell module 1 is configured by connecting as many solar cells and reverse current blocking diodes as necessary in series or in parallel depending on the output capacity. A DC voltage is output from the solar cell module 1.

太陽電池モジュール１の出力は降圧コンバータ２３に入力される。降圧コンバータ２３は、半導体スイッチング素子２と、ダイオード４とにより構成されており、太陽電池モジュール１の出力電圧を降圧する。半導体スイッチング素子２としては電力用のＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどが用いられる。降圧コンバータ２３の出力は平滑リアクトル３に接続される。平滑リアクトル３では降圧コンバータ２３の出力における高周波リップルを平滑化する。平滑リアクトル３の出力はインバータ部２５に入力される。 The output of the solar cell module 1 is input to the step-down converter 23. The step-down converter 23 includes the semiconductor switching element 2 and the diode 4 and steps down the output voltage of the solar cell module 1. As the semiconductor switching element 2, a power MOS-FET or IGBT is used. The output of step-down converter 23 is connected to smoothing reactor 3. The smoothing reactor 3 smoothes high frequency ripples at the output of the step-down converter 23. The output of the smoothing reactor 3 is input to the inverter unit 25.

インバータ部２５は、太陽電池モジュール１で発電され降圧された直流電力を交流電力に変換するものである。インバータ部２５は、ダイオード９，１０，１１，１２をそれぞれ直列接続した４個の半導体スイッチング素子５，６，７，８をブリッジ形に接続して構成されたスイッチング回路２４と、このスイッチング回路２４の各半導体スイッチング素子５，６，７，８にスイッチング制御信号を出力するパルス幅変調制御回路（ＰＷＭ制御回路）２２を含む。スイッチング回路２４は、ダイオード９，１０，１１，１２と半導体スイッチング素子５，６，７，８がそれぞれ直列接続された４組の直列接続体を含み、４組の直列接続体によりブリッジ回路が構成されている。半導体スイッチング素子５，６，７，８としては電力用のＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどが用いられる。 The inverter unit 25 converts the DC power generated and stepped down by the solar cell module 1 into AC power. The inverter unit 25 includes a switching circuit 24 configured by connecting four semiconductor switching elements 5, 6, 7, and 8 having diodes 9, 10, 11, and 12 connected in series in a bridge shape, and the switching circuit 24. Each of the semiconductor switching elements 5, 6, 7, 8 includes a pulse width modulation control circuit (PWM control circuit) 22 that outputs a switching control signal. The switching circuit 24 includes four sets of series connection bodies in which the diodes 9, 10, 11, and 12 and the semiconductor switching elements 5, 6, 7, and 8 are connected in series, and a bridge circuit is configured by the four sets of series connection bodies. Has been. As the semiconductor switching elements 5, 6, 7, 8, power MOS-FETs, IGBTs, or the like are used.

図２は本発明に係る実施形態におけるインバータ部２５の動作説明図である。図２の（ａ）は商用周波数Ｅ_ｕの波形図であり、図２の（ｂ），（ｃ）は半導体スイッチング素子５，７を駆動制御する商用周波数のスイッチング制御信号をそれぞれ示している。また、図２の（ｄ）は、商用周波数の正弦波の全波整流された波形（基準正弦波）と、高周波の三角波キャリア信号（三角波信号）の波形を示している。図２の（ｄ）では三角波キャリア信号を説明するため低周波で記述しているが、実際には２０ｋＨｚ程度の高周波の三角波キャリア周波数が用いられている。図２の（ｅ），（ｆ）は半導体スイッチング素子６，８を駆動制御するスイッチング制御信号をそれぞれ示している。 FIG. 2 is an operation explanatory diagram of the inverter unit 25 in the embodiment according to the present invention. 2A is a waveform diagram of the commercial frequency _Eu , and FIGS. 2B and 2C show switching control signals of commercial frequency for driving and controlling the semiconductor switching elements 5 and 7, respectively. Further, (d) of FIG. 2 shows the waveform of a commercial frequency sine wave that is full-wave rectified (reference sine wave) and a high-frequency triangular wave carrier signal (triangular wave signal). In FIG. 2 (d), the triangular wave carrier signal is described at a low frequency to explain it, but in reality, a high frequency triangular wave carrier frequency of about 20 kHz is used. 2 (e) and 2 (f) show switching control signals for controlling the driving of the semiconductor switching elements 6 and 8, respectively.

図２の（ｂ），（ｃ）に示すように、半導体スイッチング素子５，７は商用周波数の半サイクル毎にＯＮ／ＯＦＦ駆動制御されている。また、図２の（ｅ），（ｆ）に示すように、半導体スイッチング素子６，８は高周波の三角波キャリア周波数の波形と、商用周波数正弦波の全波整流型の波形との比較により決定された信号パターンによりＯＮ／ＯＦＦ駆動制御されている。図３は、ＰＷＭ制御回路２２における半導体スイッチング素子６，８のドライブ回路に対する信号処理システムを示す説明図である。三角波キャリア信号と全波整流された基準正弦波信号とを比較し、論理回路により半導体スイッチング素子６，８をＯＮ／ＯＦＦ駆動制御するスイッチング制御信号を形成して、半導体スイッチング素子６，８のドライブ回路へ出力する。
なお、上記の実施の形態においては三角波キャリア信号を用いた例で説明したが、三角波を鋸波状波の信号を用いた構成でもよい。 As shown in FIGS. 2B and 2C, the semiconductor switching elements 5 and 7 are ON / OFF drive controlled every half cycle of the commercial frequency. Further, as shown in FIGS. 2E and 2F, the semiconductor switching elements 6 and 8 are determined by comparing the waveform of the high-frequency triangular wave carrier frequency with the full-wave rectification type waveform of the commercial frequency sine wave. ON / OFF drive control is performed by the signal pattern. FIG. 3 is an explanatory diagram showing a signal processing system for the drive circuit of the semiconductor switching elements 6 and 8 in the PWM control circuit 22. The triangular wave carrier signal and the full-wave rectified reference sine wave signal are compared, and a switching control signal for ON / OFF driving control of the semiconductor switching elements 6 and 8 is formed by a logic circuit, and the semiconductor switching elements 6 and 8 are driven. Output to the circuit.
In the above embodiment, the example using the triangular wave carrier signal has been described. However, the triangular wave may be configured using a sawtooth wave signal.

上記の実施形態の電力変換装置においては、平滑リアクトル３とインバータ部２５とにより電流型インバータ装置が構成される。電流型インバータ装置はスイッチング回路２４のスイッチング状況に応じて直流電流をスイッチング動作で切り換えた電流波形が交流側に出力される。交流側電圧は負荷１６に依存して発生するが、その極性によらずインバータ部２５は負荷１６に対して常に電流源として作用する。このため、半導体スイッチング素子５，６，７，８には、ＯＦＦ時に半導体スイッチング素子５，６，７，８に印加される逆電圧を阻止するためのダイオード９，１０，１１，１２が半導体スイッチング素子５，６，７，８のそれぞれに直列に接続されている。ＰＷＭ制御回路２２によりＰＷＭ制御を行うことにより、電流型インバータ装置の平滑リアクトル３が十分大きい場合には、電流型インバータ装置の出力電圧は正弦波に整形される。 In the power conversion device of the above embodiment, the smoothing reactor 3 and the inverter unit 25 constitute a current type inverter device. In the current type inverter device, a current waveform in which a direct current is switched by a switching operation according to the switching state of the switching circuit 24 is output to the alternating current side. Although the AC side voltage is generated depending on the load 16, the inverter unit 25 always acts as a current source for the load 16 regardless of its polarity. For this reason, the semiconductor switching elements 5, 6, 7, and 8 are provided with diodes 9, 10, 11, and 12 for blocking a reverse voltage applied to the semiconductor switching elements 5, 6, 7, and 8 at the OFF time. Each of the elements 5, 6, 7 and 8 is connected in series. By performing PWM control by the PWM control circuit 22, when the smoothing reactor 3 of the current type inverter device is sufficiently large, the output voltage of the current type inverter device is shaped into a sine wave.

スイッチング回路２４の出力端側に接続されている高周波成分を除去するコンデンサ１３とリアクトル１４，１５で構成される出力フィルタ回路は、スイッチング回路２４に対するフィルタ回路として配置されている。すなわち、スイッチング回路２４に対してフィルタ回路を構成するコンデンサ１３を並列に、リアクトル１４，１５を直列に接続している。このフィルタ回路により高周波成分が除去されるため、スイッチング回路２４を構成する各半導体スイッチング素子５，６，７，８には高周波電流が流れず低損失となる。出力フィルタ回路は、一般家電や商用電力系統の機器等と連携して負荷１６に接続される。 An output filter circuit composed of the capacitor 13 and the reactors 14 and 15 for removing high frequency components connected to the output end side of the switching circuit 24 is arranged as a filter circuit for the switching circuit 24. That is, the capacitor 13 constituting the filter circuit is connected to the switching circuit 24 in parallel, and the reactors 14 and 15 are connected in series. Since the high frequency component is removed by this filter circuit, the high frequency current does not flow through each of the semiconductor switching elements 5, 6, 7, 8 constituting the switching circuit 24, resulting in low loss. The output filter circuit is connected to the load 16 in cooperation with general home appliances, commercial power system devices, and the like.

ところで、一般的に太陽光発電用のインバータ装置においては、電力リプルの問題が必ず発生する。インバータ装置から出力される交流電流および交流電圧はともに正弦波である。このため、出力電力はｓｉｎの２乗に比例した形となる。これに対してインバータ装置の入力電力は直流であるため、その入力電力は一定である。そして、電力リップルは商用周波数の２倍となって現れ、必ずインバータ装置のどこかに電力を蓄積・放出させるデバイスが必要である。
電流型インバータ装置の場合、電力を蓄積・放出するデバイスは平滑リアクトル３である。この平滑リアクトル３のインダクタンスをＬ［Ｈ］、平滑リアクトル３に流れている電流をＩ_l［Ａ］とすると、平滑リアクトル３が蓄えているエネルギーＪ_l［Ｊ：ジュール＝Ｗ・ｓｅｃ］は、下記式１で表される。 By the way, in general, in an inverter device for photovoltaic power generation, a problem of power ripple always occurs. Both the alternating current and the alternating voltage output from the inverter device are sine waves. For this reason, the output power has a form proportional to the square of sin. On the other hand, since the input power of the inverter device is direct current, the input power is constant. The power ripple appears twice as high as the commercial frequency, and a device that always stores and discharges power somewhere in the inverter device is necessary.
In the case of the current type inverter device, the device that stores and discharges electric power is the smoothing reactor 3. Assuming that the inductance of the smoothing reactor 3 is L [H] and the current flowing through the smoothing reactor 3 is I _l [A], the energy J _l [J: Joule = W · sec] stored in the smoothing reactor 3 is It is represented by the following formula 1.

Ｊ_l＝１／２（Ｌ・Ｉ_l ²）［Ｊ］（１） J _l = 1/2 (L · I _l ² ) [J] (1)

上記式１より、平滑リアクトル３がエネルギーの蓄積・放出を行った場合、必ず電流Ｉ_lがその蓄積・放出に応じて変動する。 From the above equation 1, when the smoothing reactor 3 stores and discharges energy, the current _Il always varies according to the storage and discharge.

電流型インバータ装置の出力電流の歪を小さくするためには、入力電流は変動の少ないものが望ましい。式１より、一定のエネルギーの蓄積・放出を行いつつ平滑リアクトル３を流れる電流Ｉ_lの変動を小さくするためには、平滑リアクトル３のインダクタンスＬの値を十分に大きくする必要がある。また、電流型インバータ装置の直流部の電圧をe_d、電圧e_dの実効値をE_d、角周波数をω＝２πｆ（ｆは商用周波数）とすると、電流型インバータ装置の直流部にはインバータ装置のスイッチング動作に応じて商用電圧が現れ、直流部の電圧e_dは下記式２で表わされる。 In order to reduce the distortion of the output current of the current type inverter device, it is desirable that the input current has little fluctuation. From Equation 1, it is necessary to sufficiently increase the value of the inductance L of the smoothing reactor 3 in order to reduce the fluctuation of the current I ₁ flowing through the smoothing reactor 3 while accumulating / releasing constant energy. Further, voltage e _d of the DC portion of the current type inverter device, the (the f commercial frequency) voltage e effective value E _d of _d, the angular frequency omega = 2 [pi] f and, in the DC part of the current type inverter inverter appears utility voltage in response to the switching operation of the device, the voltage e _d of the DC unit is represented by the following formula 2.

e_d=E_d−E_dcos2ωt （２） e _d = E _d −E _d cos2ωt (2)

上記式２より、商用周波数の２倍周波数で変動する電圧e_dが平滑リアクトル３に印加されるため、直流電流において変動を生じる。電流型インバータ装置は単に直流電流を正弦波分布パルス列に変調して交流電流に変換するので、直流電流変動は商用周波数の２倍周波数での交流電流の波形歪みを誘発する。 The above equation 2, the voltage e _d that varies at twice the frequency of the commercial frequency is applied to the smoothing reactor 3 produces a variation in the DC current. Since the current type inverter device simply modulates a direct current into a sine wave distribution pulse train and converts it into an alternating current, the direct current fluctuation induces a waveform distortion of the alternating current at a frequency twice the commercial frequency.

図４は、降圧コンバータ２３に対して、従来のゲート信号生成方式のゲート信号生成回路２１Ａを有する電力変換装置の構成図であり、図５は降圧コンバータ２３に対する従来のゲート信号生成方式を説明する波形図である。図５において、（ａ）は三角波信号とＤＣ電圧信号を示し、（ｂ）は降圧コンバータ２３における半導体スイッチング素子２が駆動制御されるゲート信号を示している。 FIG. 4 is a configuration diagram of a power conversion device having a gate signal generation circuit 21A of a conventional gate signal generation method with respect to the step-down converter 23, and FIG. 5 illustrates a conventional gate signal generation method for the step-down converter 23. It is a waveform diagram. 5A shows a triangular wave signal and a DC voltage signal, and FIG. 5B shows a gate signal for driving and controlling the semiconductor switching element 2 in the step-down converter 23.

図４に示す構成において、ゲート信号生成回路２１Ａには三角波信号とＤＣ電圧信号が入力される。三角波信号の周波数は２０ｋＨｚ程度である。ゲート信号生成回路２１Ａでは図５に示すように、三角波信号と一定電圧（ＤＣ電圧信号）とを比較し、降圧コンバータ２３へのＰＷＭ出力を生成している。なお、三角波信号発生回路１７における生成やゲート信号生成回路２１Ａの演算は、アナログ演算素子で構成してもよいし、ＭＰＵ（ＭｉｃｒｏＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇＵｎｉｔ）によるディジタル信号処理で行ってもよい。図４に示した電流変換装置の構成において、例えば、平滑リアクトル３のインダクタンスＬ＝１００ｍＨの場合と、Ｌ＝１０ｍＨの場合の電流型インバータ装置の出力電圧波形を図６および図７に示す。図６はインダクタンスＬ＝１００ｍＨの場合の出力電圧波形であり、図７はインダクタンスＬ＝１０ｍＨの場合の出力電圧波形である。図６に示すように、インダクタンスＬ＝１００ｍＨではＬの値が十分大きいため出力電圧波形は殆ど歪んでいない。しかし、図７に示すようにインダクタンスＬ＝１０ｍＨの場合はＬの値が小さいため商用周波数の２倍周波数で出力電圧波形が大きく歪んでいる。 In the configuration shown in FIG. 4, a triangular wave signal and a DC voltage signal are input to the gate signal generation circuit 21A. The frequency of the triangular wave signal is about 20 kHz. As shown in FIG. 5, the gate signal generation circuit 21 </ b> A compares the triangular wave signal with a constant voltage (DC voltage signal) and generates a PWM output to the step-down converter 23. The generation in the triangular wave signal generation circuit 17 and the calculation of the gate signal generation circuit 21A may be configured by analog calculation elements, or may be performed by digital signal processing by an MPU (Micro Processing Unit). In the configuration of the current converter shown in FIG. 4, for example, the output voltage waveform of the current type inverter device when the inductance L of the smoothing reactor 3 is 100 mH and when L = 10 mH is shown in FIGS. FIG. 6 shows an output voltage waveform when the inductance L = 100 mH, and FIG. 7 shows an output voltage waveform when the inductance L = 10 mH. As shown in FIG. 6, since the value of L is sufficiently large when the inductance is L = 100 mH, the output voltage waveform is hardly distorted. However, as shown in FIG. 7, when the inductance L = 10 mH, the value of L is small, so the output voltage waveform is greatly distorted at a frequency twice the commercial frequency.

図８はゲート信号生成回路２１Ｂに対して２倍周波数のｓｉｎ波信号が入力される場合の電力変換装置の構成図である。図９はゲート信号生成回路２１Ｂにおいて２倍周波数のｓｉｎ波信号が入力されるときのゲート信号生成方式を説明する図である。図９において、（ａ）は三角波信号と商用周波数の２倍周波数のｓｉｎ波信号を示している。図９の（ｂ）は降圧コンバータ２３における半導体スイッチング素子２が駆動制御されるゲート信号を示している。 FIG. 8 is a configuration diagram of the power conversion apparatus when a sin wave signal having a double frequency is input to the gate signal generation circuit 21B. FIG. 9 is a diagram for explaining a gate signal generation system when a double frequency sine wave signal is input to the gate signal generation circuit 21B. 9A shows a triangular wave signal and a sin wave signal having a frequency twice the commercial frequency. FIG. 9B shows a gate signal for controlling the driving of the semiconductor switching element 2 in the step-down converter 23.

図８に示すように、ゲート信号生成回路２１Ｂには三角波信号と商用周波数の２倍周波数のｓｉｎ波信号が入力される。ゲート信号生成回路２１Ｂでは、図９に示すように、三角波信号と商用周波数の２倍周波数のｓｉｎ波信号とを比較して（図９の（ａ）参照）、降圧コンバータ２３に入力するためのＰＷＭ出力信号を生成している。降圧コンバータ２３においては、インバータ部２５への直流入力電圧の２倍周波数変動に対応する変動電圧を出力するために、ＰＷＭスイッチング動作が行われる。 As shown in FIG. 8, a triangular wave signal and a sin wave signal having a frequency twice the commercial frequency are input to the gate signal generation circuit 21B. In the gate signal generation circuit 21B, as shown in FIG. 9, the triangular wave signal is compared with a sin wave signal having a frequency twice the commercial frequency (see (a) of FIG. 9) and input to the step-down converter 23. A PWM output signal is generated. In step-down converter 23, a PWM switching operation is performed in order to output a fluctuation voltage corresponding to a double frequency fluctuation of the DC input voltage to inverter section 25.

前述のように、ゲート信号生成回路２１Ｂでは、三角波信号と商用周波数の２倍周波数のｓｉｎ波信号が入力されて、降圧コンバータ３０へのＰＷＭ出力信号を生成している。三角波信号は２０ｋＨｚ程度、商用周波数の２倍周波数のｓｉｎ波信号は１００Ｈｚまたは１２０Ｈｚであるが、説明を分かりやすくするため、図９においてはｓｉｎ波信号の周期を長く示している。 As described above, the gate signal generation circuit 21B receives the triangular wave signal and the sin wave signal having a frequency twice the commercial frequency, and generates a PWM output signal to the step-down converter 30. The triangular wave signal is about 20 kHz, and the sine wave signal having a frequency twice the commercial frequency is 100 Hz or 120 Hz. However, in order to make the explanation easy to understand, the period of the sin wave signal is shown long in FIG.

図１０に平滑リアクトル３のインダクタンスＬ＝１０ｍＨのときの電流型インバータ装置の出力電圧波形を示す。前述の図７に示した出力電圧波形と比較して、図１０に示した出力電圧波形の歪みが低減している。このことは、電圧e_dの２倍周波数変動が、降圧コンバータ２３で２倍周波数変調波を採用したＰＷＭスイッチング動作を行うことにより、降圧コンバータ２３の出力電圧e_dcを直流部の電圧e_dに対応して変動させることによりキャンセルでき、平滑リアクトル３の印加電圧を一定にすることが可能であることを示している。 FIG. 10 shows an output voltage waveform of the current type inverter device when the inductance L of the smoothing reactor 3 is 10 mH. Compared with the output voltage waveform shown in FIG. 7, the distortion of the output voltage waveform shown in FIG. 10 is reduced. This is twice the frequency variation of the voltage e _d is, by performing the PWM switching operation employing the frequency-doubled modulated wave in buck converter 23, the output voltage e _dc buck converter 23 to the voltage e _d of the DC portion It can be canceled by changing correspondingly, and the applied voltage of the smoothing reactor 3 can be made constant.

次に、平滑リアクトル３のインダクタンスＬ＝１ｍＨのときの場合について説明する。図１１は、前述の図８に示した電力変換装置の構成において、インダクタンスＬ＝１ｍＨのときの電流型インバータ装置の出力電圧波形を示す。図１１に示すように、図８に示した構成における電流型インバータ装置の出力電圧波形は、商用周波数の２倍の周波数で歪んでいる。従って、降圧コンバータ２３で２倍周波数変調波を採用したＰＷＭスイッチング動作を行っても十分でないことがわかる。 Next, the case where the inductance L of the smoothing reactor 3 is 1 mH will be described. FIG. 11 shows an output voltage waveform of the current type inverter device when the inductance L = 1 mH in the configuration of the power conversion device shown in FIG. As shown in FIG. 11, the output voltage waveform of the current type inverter device in the configuration shown in FIG. 8 is distorted at a frequency twice the commercial frequency. Therefore, it can be seen that it is not sufficient to perform the PWM switching operation employing the double frequency modulation wave in the step-down converter 23.

次に、図１に示した本発明に係る実施形態の電力変換装置の構成の場合について説明する。図１に示した電力変換装置においては、電流型インバータ装置のスイッチング回路２４から太陽電池モジュール１に戻る電流を検出するために電流センサ１８が設けられている。電流センサ１８としてはホール型のものや、シャント抵抗により検出するものなどを用いることができる。 Next, the case of the configuration of the power conversion device according to the embodiment of the present invention shown in FIG. 1 will be described. In the power conversion device shown in FIG. 1, a current sensor 18 is provided to detect a current returning from the switching circuit 24 of the current type inverter device to the solar cell module 1. As the current sensor 18, a Hall type sensor or a sensor that detects by a shunt resistor can be used.

図１２に電流センサ１８の出力信号波形を示す。電流センサ１８の出力信号は、ＤＣ成分を取り除くため、ハイパスフィルタ１９に入力される。電流センサ１８の出力信号の周波数は商用周波数の２倍周波数であるため、ハイパスフィルタ１９のカットオフ周波数は１０Ｈｚ程度に設定すればよい。これは、カットオフ周波数より低い周波数は信号が減衰するためである。図１２においては、電流センサ１８の出力信号波形（上側）とともに、ハイパスフィルタ１９の出力信号波形（下側）を示す。図１２に示すようにハイパスフィルタ１９の出力信号は直流成分がカットされ、カットオフ周波数より高い信号は、そのまま通過している。ハイパスフィルタ１９の出力信号は電流センサ１８の出力信号のオフセット分を除去している。ハイパスフィルタ１９の出力信号はゲイン回路２０に入力され、ハイパスフィルタ１９の出力信号をゲイン倍（Ｇ）する。 FIG. 12 shows the output signal waveform of the current sensor 18. The output signal of the current sensor 18 is input to the high pass filter 19 in order to remove the DC component. Since the frequency of the output signal of the current sensor 18 is twice the frequency of the commercial frequency, the cut-off frequency of the high-pass filter 19 may be set to about 10 Hz. This is because the signal is attenuated at a frequency lower than the cutoff frequency. In FIG. 12, the output signal waveform (lower side) of the high-pass filter 19 is shown together with the output signal waveform (upper side) of the current sensor 18. As shown in FIG. 12, the output signal of the high-pass filter 19 has a DC component cut, and a signal higher than the cutoff frequency passes as it is. The output signal of the high pass filter 19 removes the offset of the output signal of the current sensor 18. The output signal of the high pass filter 19 is input to the gain circuit 20, and the output signal of the high pass filter 19 is multiplied by a gain (G).

図１に示すように、ゲート信号生成回路２１には、三角波発生回路１７からの三角波信号と、商用周波数の２倍周波数のｓｉｎ波信号と、ゲイン回路２０の出力信号が入力される。ゲート信号生成回路２１では、三角波発生回路１７の三角波信号とゲイン回路２０の出力信号とを加算する。なお、三角波信号発生回路１７における生成やゲート信号生成回路２１の演算は、アナログ演算素子で構成してもよいし、ＭＰＵ（ＭｉｃｒｏＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇＵｎｉｔ）によるディジタル信号処理で行ってもよい。 As shown in FIG. 1, the triangular signal from the triangular wave generation circuit 17, the sin wave signal having a frequency twice the commercial frequency, and the output signal of the gain circuit 20 are input to the gate signal generation circuit 21. The gate signal generation circuit 21 adds the triangular wave signal from the triangular wave generation circuit 17 and the output signal from the gain circuit 20. The generation in the triangular wave signal generation circuit 17 and the calculation of the gate signal generation circuit 21 may be configured by analog calculation elements, or may be performed by digital signal processing by an MPU (Micro Processing Unit).

図１３は三角波発生回路１７の三角波信号とゲイン回路２０の出力信号とを加算した信号と、２倍周波数のｓｉｎ波信号を示している。２倍周波数のｓｉｎ波信号は商用周波数の２倍周波数であるので１００Ｈｚないし１２０Ｈｚであるのに対し、三角波信号は２０ｋＨｚ程度である。図１３においては、時間軸を合わせているため、三角波信号は狭ピッチ（グレーに塗られた状態）で描かれている。図１３に示すように、２倍周波数のｓｉｎ波信号は、三角波信号とゲイン回路２０の出力信号とを加算した信号の包絡線内に入るように設定される。２倍周波数のｓｉｎ波信号の最大値が三角波信号の最大値にゲイン回路２０の出力信号の最小値を加算した信号の値よりも小さく、２倍周波数のｓｉｎ波信号の最小値が三角波信号の最小値にゲイン回路２０の出力信号の最大値を加算した信号の値よりも大きくなるように三角波信号とゲイン回路２０の出力信号の加算結果にオフセットを加算して設定する。つまり、図１３において、Ａ＞Ｂになるように設定が行われる。この加算された信号と２倍周波数のｓｉｎ波信号とを比較して降圧コンバータ２３の半導体スイッチング素子２のゲート信号が生成される。 FIG. 13 shows a signal obtained by adding the triangular wave signal of the triangular wave generating circuit 17 and the output signal of the gain circuit 20 and a sin wave signal having a double frequency. The sin wave signal of double frequency is 100 Hz to 120 Hz because it is twice the frequency of commercial frequency, whereas the triangular wave signal is about 20 kHz. In FIG. 13, since the time axes are aligned, the triangular wave signal is drawn with a narrow pitch (painted in gray). As shown in FIG. 13, the double frequency sine wave signal is set so as to fall within the envelope of the signal obtained by adding the triangular wave signal and the output signal of the gain circuit 20. The maximum value of the double frequency sin wave signal is smaller than the value of the signal obtained by adding the minimum value of the output signal of the gain circuit 20 to the maximum value of the triangular wave signal, and the minimum value of the double frequency sin wave signal is the value of the triangular wave signal. The offset is added to the addition result of the triangular wave signal and the output signal of the gain circuit 20 so as to be larger than the value of the signal obtained by adding the maximum value of the output signal of the gain circuit 20 to the minimum value. That is, in FIG. 13, setting is performed so that A> B. The gate signal of the semiconductor switching element 2 of the step-down converter 23 is generated by comparing the added signal with the double frequency sine wave signal.

図１４は、ゲート信号生成回路２１において２倍周波数のｓｉｎ波信号と、三角波信号発生回路１７からの三角波信号と、ゲイン回路２０の出力信号と、が入力されるときのゲート信号生成方式を説明する図である。図１４において、（ａ）は三角波信号とゲイン回路２０の出力信号が加算された加算信号と、商用周波数の２倍周波数のｓｉｎ信号を示している。図１４の（ｂ）は降圧コンバータ２３における半導体スイッチング素子２が駆動制御されるゲート信号を示している。図１４においては、説明を分かりやすくするため、ｓｉｎ波信号の周期を長く示している。 FIG. 14 illustrates a gate signal generation method when a double frequency sine wave signal, a triangular wave signal from the triangular wave signal generation circuit 17, and an output signal of the gain circuit 20 are input in the gate signal generation circuit 21. It is a figure to do. 14A shows an addition signal obtained by adding the triangular wave signal and the output signal of the gain circuit 20, and a sin signal having a frequency twice the commercial frequency. FIG. 14B shows a gate signal for controlling the driving of the semiconductor switching element 2 in the step-down converter 23. In FIG. 14, the period of the sin wave signal is shown long for easy understanding.

図１に示した電力変換装置においては、前述の図４および図８に示した構成では一定振幅であった三角波信号の振幅を、電流型インバータ装置のスイッチング回路２４から太陽電池モジュール１に戻る電流に基づき変化させている。このように構成された図１に示した電力変換装置は、出力電圧の歪みに対して、降圧コンバータ２３の半導体スイッチング素子２のゲート信号におけるＯＮ/ＯＦＦの時間を変化させて、平滑リアクトル３の出力電圧の歪みを低減するように制御している。 In the power conversion device shown in FIG. 1, the current of the triangular wave signal, which was a constant amplitude in the configuration shown in FIGS. 4 and 8, is returned from the switching circuit 24 of the current type inverter device to the solar cell module 1. It is changed based on. The power conversion device shown in FIG. 1 configured as described above changes the ON / OFF time in the gate signal of the semiconductor switching element 2 of the step-down converter 23 with respect to the distortion of the output voltage, and the smoothing reactor 3 Control is performed to reduce distortion of the output voltage.

図１５は、図１に示した電力変換装置の電流型インバータ装置の構成における平滑リアクトル３のインダクタンスＬ＝１ｍＨのときの出力電圧波形を示す。図１５に示すように、Ｌ＝１ｍＨにおいても電流型インバータ装置の出力電圧波形の歪みが低減されていることが理解できる。 FIG. 15 shows an output voltage waveform when the inductance L of the smoothing reactor 3 in the configuration of the current type inverter device of the power converter shown in FIG. 1 is 1 mH. As shown in FIG. 15, it can be understood that the distortion of the output voltage waveform of the current type inverter device is reduced even at L = 1 mH.

また、２倍周波数のｓｉｎ波信号の位相を変化させることにより電流型インバータ装置の出力電圧波形の歪みが変化する。電流型インバータ装置の出力電圧との位相が合っている場合の波形が図１５である。５０Ｈｚの場合、周期は２０ｍｓｅｃであるが、この±３％以内に位相を合わせる必要がある。＋５％ずれたときの電流型インバータ装置の出力電圧波形を図１６に示す。また−５％ずれたときの電流型インバータ装置の出力電圧波形を図１７に示す。図１６および図１７に示したどちらの出力電圧波形も歪みはじめている。 Further, the distortion of the output voltage waveform of the current type inverter device is changed by changing the phase of the double frequency sin wave signal. FIG. 15 shows a waveform when the phase of the output voltage of the current type inverter device is in phase. In the case of 50 Hz, the period is 20 msec, but the phase must be adjusted within ± 3%. FIG. 16 shows the output voltage waveform of the current type inverter device when shifted by + 5%. FIG. 17 shows the output voltage waveform of the current type inverter device when shifted by −5%. Both output voltage waveforms shown in FIGS. 16 and 17 are beginning to be distorted.

上記のように、図１に示した実施形態の電力変換装置の構成においては、電解コンデンサを用いなくても、リアクトルのインダクタンスを小さい状態で電流型インバータ装置の出力電圧波形の歪みを低減できるという優れた効果を奏する。さらに、図１に示した実施形態の電力変換装置の構成においては、インダクタンスを小さくすることができるため、システム全体としての小型化を実現することができる。 As described above, in the configuration of the power conversion device of the embodiment shown in FIG. 1, it is possible to reduce distortion of the output voltage waveform of the current type inverter device with a small reactor inductance without using an electrolytic capacitor. Excellent effect. Furthermore, in the configuration of the power conversion device according to the embodiment shown in FIG. 1, the inductance can be reduced, so that the size of the entire system can be reduced.

本発明の電力変換装置は、直流を交流に変換するインバータを搭載している各種装置に適用でき、有用性の高い発明である。 The power conversion device of the present invention is applicable to various devices equipped with an inverter that converts direct current into alternating current, and is a highly useful invention.

１太陽電池モジュール
２，５，６，７，８半導体スイッチング素子
３平滑リアクトル
４，９，１０，１１，１２ダイオード
１３コンデンサ
１４，１５リアクトル
１６負荷
１７三角波発生回路
１８電流センサ
１９ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）
２０ゲイン回路
２１，２１Ａ，２１Ｂゲート信号生成回路
２２ＰＷＭ制御回路
２３降圧コンバータ
２４スイッチング回路
２５インバータ部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Solar cell module 2,5,6,7,8 Semiconductor switching element 3 Smoothing reactor 4,9,10,11,12 Diode 13 Capacitor 14,15 Reactor 16 Load 17 Triangular wave generation circuit 18 Current sensor 19 High pass filter (HPF)
20 gain circuit 21, 21A, 21B gate signal generation circuit 22 PWM control circuit 23 step-down converter 24 switching circuit 25 inverter section

Claims

A step-down converter composed of a switching element and a diode for stepping down a DC voltage from the solar cell module;
A smoothing reactor for smoothing the output of the step-down converter;
A switching circuit in which a bridge circuit is constituted by four sets of serially connected bodies connected to the smoothing reactor and connected in series with a switching element and a diode;
A PWM control circuit that outputs a switching control signal to each switching element of the switching circuit;
A current sensor for detecting a current returning from the switching circuit to the solar cell module;
A high-pass filter for removing a DC component of the current sensor;
A gain circuit for multiplying the output of the high-pass filter by a constant;
By inputting an output signal of the gain circuit, a triangular wave signal, and a sin wave signal having a frequency twice the commercial frequency, and changing the amplitude of the triangular wave signal based on a current returning from the switching circuit to the solar cell module, an output is obtained. A gate signal generation circuit that outputs a switching control signal that changes the ON / OFF time of the gate of the switching element of the step-down converter with respect to voltage distortion, and
A power converter that converts direct-current power into alternating-current power by an inverter unit including the switching circuit and the PWM control circuit to form an output voltage.

The power converter according to claim 1, wherein the power converter is configured to change a phase of the double frequency sin wave signal.

The power conversion device according to claim 1, wherein an offset value is added to an output signal of the gain circuit.

4. The power conversion device according to claim 1, wherein the double-frequency sine wave signal is set within an envelope of a signal obtained by adding the triangular wave signal and the output signal of the gain circuit. 5.