JP2013093810A - Signal conversion circuit and amplifier circuit, transmitter device and communication equipment using the same - Google Patents

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a signal conversion circuit which restrains a reduction in output electric power when an input signal has a large phase difference.SOLUTION: The signal conversion circuit comprises: a first circuit 4 which outputs a first signal S1, a second signal S2, a third signal S3 consisting of the first signal S1 delaying by φ1, and a fourth signal S4 consisting of the second signal S2 delayed by φ2(φ2=φ1+φ3); a transistor 7 which accepts as its input the first signal S1 and the second signal S2 at its source and gate terminals and outputs a fifth signal S5; a transistor 8 which accepts as its input the third signal S3 and the fourth signal S4 at its source and gate terminals and outputs a sixth signal S6; a second circuit 5 which outputs a seventh signal S7 consisting of the sixth signal S6 delayed by φ4(φ4≥0) via a switch circuit 57, and outputs an eighth signal S8 consisting of the fifth signal S5 delayed by φ5(φ5=180°+φ1+φ4); a third circuit 6 which controls the switch circuit 57; and a fourth circuit 9 which adds the seventh signal S7 and the eighth signal S8.

Description

本発明は、入力された2つの信号の位相差が大きいときの出力電力の低下が抑制された信号変換回路ならびにそれを用いた増幅回路,送信装置および通信装置に関するものである。   The present invention relates to a signal conversion circuit in which a decrease in output power when a phase difference between two input signals is large, and an amplifier circuit, a transmission device, and a communication device using the signal conversion circuit.

従来、入力された2つの入力信号の位相差に応じたデューティ比を有するパルス状の信号を出力する信号変換回路が知られている(例えば、特許文献1を参照。)。   Conventionally, a signal conversion circuit that outputs a pulse signal having a duty ratio corresponding to a phase difference between two input signals is known (see, for example, Patent Document 1).

特開2009−182906号公報JP 2009-182906 A

しかしながら、上述した従来の信号変換回路においては、入力された2つの信号の位相差が大きいときに出力電力が低下することがあった。   However, in the conventional signal conversion circuit described above, the output power may decrease when the phase difference between the two input signals is large.

本発明はこのような従来の技術における問題点に鑑みて案出されたものであり、その目的は、入力された2つの信号の位相差が大きいときの出力電力の低下が抑制された信号変換回路ならびにそれを用いた増幅回路,送信装置および通信装置を提供することにある。   The present invention has been devised in view of such problems in the prior art, and its purpose is to perform signal conversion in which a decrease in output power is suppressed when the phase difference between two input signals is large. An object of the present invention is to provide a circuit and an amplifier circuit, a transmission device, and a communication device using the circuit.

本発明の信号変換回路は、第1信号および該第1信号に対して位相が等しいか又は遅れている第2信号が入力されて、前記第1信号と、前記第2信号と、前記第1信号の位相をφ1(φ1≧0)だけ遅延させた位相を有する第3信号と、前記第2信号の位相をφ2(φ2=φ1+φ3,φ3は所定の正の値)だけ遅延させた位相を有する第4信号とを出力する第1回路と、前記第1信号および前記第2信号の一方がソース端子に入力されるとともに、前記第1信号および前記第2信号の他方がゲート端子に入力されてドレイン端子から第5信号を出力する第1のトランジスタと、前記第3信号および前記第4信号の一方がソース端子に入力されるとともに、前記第3信号および前記第4信号の他方がゲート端子に入力されてドレイン端子から第6信号を出力する第2のトランジスタと、前記第5信号および前記第6信号が入力されて、前記第6信号の位相をφ4(φ4≧0)だけ遅延させた位相を有する第7信号をスイッチ回路を介して出力するとともに、前記第5信号の位相をφ5(φ5=180°+φ1+φ4)だけ遅延させた位相を有する第8信号を出力する第2回路と、前記第1信号と前記第2信号との位相差が所定の値よりも大きいときに前記スイッチ回路が閉じるように前記スイッチ回路を制御する第9信号を出力する第3回路と、入力された前記第7信号および第8信号を加算して第10信号を出力する第4回路とを少なくとも有していることを特徴とするものである。   The signal conversion circuit according to the present invention receives the first signal, the second signal, and the first signal by inputting the first signal and the second signal having the same or delayed phase with respect to the first signal. A third signal having a phase delayed by φ1 (φ1 ≧ 0) and a phase delayed by φ2 (φ2 = φ1 + φ3, φ3 is a predetermined positive value). A first circuit that outputs a fourth signal; and one of the first signal and the second signal is input to a source terminal, and the other of the first signal and the second signal is input to a gate terminal. The first transistor that outputs the fifth signal from the drain terminal, one of the third signal and the fourth signal is input to the source terminal, and the other of the third signal and the fourth signal is the gate terminal 6th input from the drain terminal A second transistor that outputs a signal and a seventh signal having a phase obtained by inputting the fifth signal and the sixth signal and delaying the phase of the sixth signal by φ4 (φ4 ≧ 0) And a second circuit for outputting an eighth signal having a phase delayed by φ5 (φ5 = 180 ° + φ1 + φ4), the first signal, and the second signal, A third circuit that outputs a ninth signal for controlling the switch circuit so that the switch circuit is closed when the phase difference between the first signal and the second signal is greater than a predetermined value, and the inputted seventh and eighth signals And at least a fourth circuit for outputting the tenth signal.

本発明の増幅回路は、前記信号変換回路と、第11信号が入力されて、該第11信号の振幅の変化に応じて互いの位相差が変化する前記第1信号および前記第2信号を出力する第5回路と、前記第10信号が直接または他の回路を介してゲート端子に入力されて、ドレイン端子から第12信号を出力するトランジスタと、前記第12信号が入力されて、前記第11信号の基本波の周波数の信号を出力する第6回路とを少なくとも有していることを特徴とするものである。   The amplifier circuit of the present invention outputs the first signal and the second signal, to which the eleventh signal is input and the phase difference between the signal conversion circuit and the eleventh signal changes in accordance with a change in amplitude of the eleventh signal. The fifth circuit, the tenth signal is input to the gate terminal directly or through another circuit, the twelfth signal is input from the drain terminal, the twelfth signal is input, and the eleventh signal is input. And a sixth circuit that outputs a signal having a frequency of the fundamental wave of the signal.

本発明の送信装置は、送信回路と、前記幅回路と、該増幅回路を介して前記送信回路に接続されたアンテナとを少なくとも有していることを特徴とするものである。   The transmission device of the present invention includes at least a transmission circuit, the width circuit, and an antenna connected to the transmission circuit via the amplifier circuit.

本発明の通信装置は、送信回路と、前記増幅回路と、該増幅回路を介して前記送信回路に接続されたアンテナと、該アンテナに接続された受信回路とを少なくとも有していることを特徴とするものである。   The communication apparatus of the present invention includes at least a transmission circuit, the amplification circuit, an antenna connected to the transmission circuit via the amplification circuit, and a reception circuit connected to the antenna. It is what.

本発明の信号変換回路によれば、入力された2つの信号の位相差が大きいときの出力電力の低下が抑制された信号変換回路を得ることができる。
本発明の増幅回路によれば、入力電力が小さいときの出力電力の低下が抑制された増幅回路を得ることができる。
本発明の送信装置によれば、消費電力の小さい送信装置を得ることができる。
本発明の通信装置によれば、消費電力の小さい通信装置を得ることができる。
According to the signal conversion circuit of the present invention, it is possible to obtain a signal conversion circuit in which a decrease in output power when a phase difference between two input signals is large is suppressed.
According to the amplifier circuit of the present invention, an amplifier circuit in which a decrease in output power when input power is small can be obtained.
According to the transmission device of the present invention, a transmission device with low power consumption can be obtained.
According to the communication device of the present invention, a communication device with low power consumption can be obtained.

本発明の実施の形態の第1の例の信号変換回路を示す回路図である。It is a circuit diagram showing a signal conversion circuit of the 1st example of an embodiment of the invention. 図1における第7回路61の一例を示す回路図である。FIG. 7 is a circuit diagram illustrating an example of a seventh circuit 61 in FIG. 1. 従来の信号変換回路を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the conventional signal conversion circuit. 従来の信号変換回路の問題点を説明するためのグラフである。It is a graph for demonstrating the problem of the conventional signal converter circuit. (a),(b)は従来の信号変換回路の問題点を説明するための図である。(A), (b) is a figure for demonstrating the problem of the conventional signal conversion circuit. (a),(b)は従来の信号変換回路の問題点を説明するための図である。(A), (b) is a figure for demonstrating the problem of the conventional signal conversion circuit. (a),(b)は従来の信号変換回路の問題点を説明するための図である。(A), (b) is a figure for demonstrating the problem of the conventional signal conversion circuit. 本発明の実施の形態の第2の例の信号変換回路を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the signal conversion circuit of the 2nd example of embodiment of this invention. 本発明の実施の形態の第3の例の増幅回路を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the amplifier circuit of the 3rd example of embodiment of this invention. 本発明の実施の形態の第4の例の送信装置を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the transmission apparatus of the 4th example of embodiment of this invention. 本発明の実施の形態の第5の例の通信装置を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the communication apparatus of the 5th example of embodiment of this invention. 本発明の信号変換回路の効果を示すグラフである。It is a graph which shows the effect of the signal converter circuit of the present invention. 本発明の信号変換回路の効果を示すグラフである。It is a graph which shows the effect of the signal converter circuit of the present invention.

以下、本発明の信号変換回路ならびにそれを用いた増幅回路,送信装置および通信装置を添付の図面を参照しつつ詳細に説明する。   Hereinafter, a signal conversion circuit of the present invention, an amplifier circuit using the same, a transmission device, and a communication device will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

(実施の形態の第1の例)
図1は本発明の実施の形態の第1の例の信号変換回路を示す回路図である。図2は、図1における第7回路61の一例を示す回路図である。本例の信号変換回路30は、図1に示すように、端子1〜3と、トランジスタ7,8と、第1回路4と、第2回路5と、第3回路6と、第4回路9とを有している。
(First example of embodiment)
FIG. 1 is a circuit diagram showing a signal conversion circuit of a first example of an embodiment of the present invention. FIG. 2 is a circuit diagram showing an example of the seventh circuit 61 in FIG. As shown in FIG. 1, the signal conversion circuit 30 of this example includes terminals 1 to 3, transistors 7 and 8, a first circuit 4, a second circuit 5, a third circuit 6, and a fourth circuit 9. And have.

端子1には図示せぬ外部回路から第1信号S1が入力され、端子2には図示せぬ外部回路から第2信号S2が入力される。なお、本例の信号変換回路において、第1信号S1および第2信号S2は、振幅が一定で互いに周波数が等しい信号である。また、第1信号S1および第2信号S2は、正弦波状や矩形波状の信号でもよく、パルス状の信号でも構わない。また、第2信号S2は、第1信号S1に対して位相が等しいか又は遅れている信号である。   The terminal 1 receives a first signal S1 from an external circuit (not shown), and the terminal 2 receives a second signal S2 from an external circuit (not shown). In the signal conversion circuit of this example, the first signal S1 and the second signal S2 are signals having a constant amplitude and the same frequency. Further, the first signal S1 and the second signal S2 may be sinusoidal or rectangular wave signals, or may be pulse signals. The second signal S2 is a signal having the same phase or a delayed phase with respect to the first signal S1.

第1回路4は、端子11〜16と、移相器17とを有している。端子11は、端子1に接続されており、端子1から第1信号S1が入力される。また、端子1は、端子13および端子15に接続されている。よって、端子11に入力された第1信号S1が端子13か
らそのまま出力される。また、端子15から出力される第3信号S3も、第1信号S1と全く同じ信号となっている。すなわち、第3信号S3の位相の第1信号S1の位相に対する遅延量をφ1とすると、φ1=0に設定されている。なお、φ1は、通常は0に設定されるが、0以上の任意の値に設定しても構わない。その場合には、端子11と端子15との間に移相量φ1の移相器が挿入される。
The first circuit 4 includes terminals 11 to 16 and a phase shifter 17. The terminal 11 is connected to the terminal 1, and the first signal S1 is input from the terminal 1. The terminal 1 is connected to the terminal 13 and the terminal 15. Therefore, the first signal S1 input to the terminal 11 is output from the terminal 13 as it is. The third signal S3 output from the terminal 15 is also exactly the same signal as the first signal S1. That is, if the delay amount of the phase of the third signal S3 with respect to the phase of the first signal S1 is φ1, φ1 = 0 is set. Note that φ1 is normally set to 0, but may be set to an arbitrary value of 0 or more. In that case, a phase shifter with a phase shift amount φ 1 is inserted between the terminal 11 and the terminal 15.

端子12は、端子2に接続されており、端子2から第2信号S2が入力される。また、端子12は、端子14に接続されており、端子12に入力される第2信号S2は、端子14からそのまま出力される。また、端子12は、移相器17を介して端子16に接続されている。移相器17の移相量をφ2とすると、φ2=φ1+φ3と設定される。なお、φ3は、第1信号S1および第2信号S2の波形等に応じて予め定められる値であり、設定方法は後述する。本例の信号変換回路では、φ3=1°に設定されており、前述したように、φ1=0に設定されているため、φ2=φ1+φ3=0+1°=1°とされている。つまり、端子16から出力される第4信号S4の位相の第2信号S2の位相に対する遅延量φ2は、φ2=1°に設定されている。   The terminal 12 is connected to the terminal 2, and the second signal S2 is input from the terminal 2. Further, the terminal 12 is connected to the terminal 14, and the second signal S <b> 2 input to the terminal 12 is output from the terminal 14 as it is. The terminal 12 is connected to the terminal 16 through the phase shifter 17. When the phase shift amount of the phase shifter 17 is φ2, φ2 = φ1 + φ3 is set. Note that φ3 is a value determined in advance according to the waveforms of the first signal S1 and the second signal S2, and the setting method will be described later. In the signal conversion circuit of this example, φ3 = 1 ° is set and, as described above, φ1 = 0, so that φ2 = φ1 + φ3 = 0 + 1 ° = 1 °. That is, the delay amount φ2 of the phase of the fourth signal S4 output from the terminal 16 with respect to the phase of the second signal S2 is set to φ2 = 1 °.

このように、第1回路4は、第1信号S1および第2信号S2が入力されて、第1信号S1と、第2信号S2と、第1信号S1の位相をφ1(φ1≧0)だけ遅延させた位相を有する第3信号S3と、第2信号S2の位相をφ2(φ2=φ1+φ3,φ3は所定の正の値)だけ遅延させた位相を有する第4信号S4とを出力する。   Thus, the first circuit 4 receives the first signal S1 and the second signal S2, and the phases of the first signal S1, the second signal S2, and the first signal S1 are φ1 (φ1 ≧ 0). A third signal S3 having a delayed phase and a fourth signal S4 having a phase obtained by delaying the phase of the second signal S2 by φ2 (φ2 = φ1 + φ3, φ3 is a predetermined positive value) are output.

トランジスタ7は、ソース端子が端子13に接続されているとともにゲート端子が端子14に接続されている。そして、トランジスタ7は、ソース端子に第1信号S1が入力されるとともに、ゲート端子に第2信号S2が入力されて、第1信号S1と第2信号S2との位相差に応じてデューティ比が変化する信号である第5信号S5をドレイン端子から出力する。すなわち、トランジスタ7は、第1信号S1および第2信号S2の一方がソース端子に入力されるとともに、第1信号S1および第2信号S2の他方がゲート端子に入力されてドレイン端子から第5信号S5を出力する。   The transistor 7 has a source terminal connected to the terminal 13 and a gate terminal connected to the terminal 14. The transistor 7 receives the first signal S1 at the source terminal and the second signal S2 at the gate terminal, and has a duty ratio according to the phase difference between the first signal S1 and the second signal S2. A fifth signal S5, which is a changing signal, is output from the drain terminal. That is, in the transistor 7, one of the first signal S1 and the second signal S2 is input to the source terminal, and the other of the first signal S1 and the second signal S2 is input to the gate terminal and the fifth signal is output from the drain terminal. S5 is output.

トランジスタ8は、ソース端子が端子16に接続されているとともにゲート端子が端子15に接続されている。そして、トランジスタ8は、ソース端子に第4信号S4が入力されるとともに、ゲート端子に第3信号S3が入力されて、第3信号S3と第4信号S4との位相差に応じてデューティ比が変化する信号である第6信号S6をドレイン端子から出力する。すなわち、トランジスタ8は、第3信号S3および第4信号S4の一方がソース端子に入力されるとともに、第3信号S3および第4信号S4の他方がゲート端子に入力されてドレイン端子から第6信号S6を出力する。なお、トランジスタ7,8はnチャネルFETであり、それぞれのゲート端子には、必要に応じて所定のバイアス電圧が加えられる。   The transistor 8 has a source terminal connected to the terminal 16 and a gate terminal connected to the terminal 15. The transistor 8 receives the fourth signal S4 at the source terminal and the third signal S3 at the gate terminal, and has a duty ratio according to the phase difference between the third signal S3 and the fourth signal S4. A sixth signal S6, which is a changing signal, is output from the drain terminal. That is, in the transistor 8, one of the third signal S3 and the fourth signal S4 is input to the source terminal, the other of the third signal S3 and the fourth signal S4 is input to the gate terminal, and the sixth signal is output from the drain terminal. S6 is output. The transistors 7 and 8 are n-channel FETs, and a predetermined bias voltage is applied to each gate terminal as necessary.

第2回路5は、端子51〜54と、移相器56と、スイッチ回路57とを有している。端子53は、トランジスタ8のドレイン端子に接続されており、トランジスタ8から第6信号S6が入力される。また、端子53は、スイッチ回路57を介して端子54に接続されており、スイッチ回路57が閉じる(ON状態になる)ことにより、端子53と端子54とが導通(短絡)されて、端子54から第7信号S7が出力される。よって、第7信号S7の位相の第6信号S6の位相に対する遅延量をφ4とすると、φ4=0に設定されている。なお、φ4は、通常は0に設定されるが、0以上の任意の値に設定しても構わない。その場合には、端子53と端子54との間に移相量φ4の移相器が挿入される。   The second circuit 5 includes terminals 51 to 54, a phase shifter 56, and a switch circuit 57. The terminal 53 is connected to the drain terminal of the transistor 8, and the sixth signal S 6 is input from the transistor 8. The terminal 53 is connected to the terminal 54 via the switch circuit 57. When the switch circuit 57 closes (becomes ON), the terminal 53 and the terminal 54 are brought into conduction (short circuit), and the terminal 54 is connected. To output a seventh signal S7. Therefore, if the delay amount of the phase of the seventh signal S7 with respect to the phase of the sixth signal S6 is φ4, φ4 = 0 is set. Note that φ4 is normally set to 0, but may be set to an arbitrary value of 0 or more. In that case, a phase shifter with a phase shift amount φ 4 is inserted between the terminal 53 and the terminal 54.

端子51は、トランジスタ7のドレイン端子に接続されており、トランジスタ7から第5信号S5が入力される。また、端子51は、移相器56を介して端子52に接続されて
いる。移相器56の移相量をφ5とすると、φ5=180°+φ1+φ4に設定される。つまり、端子52から出力される第8信号S8の位相の第5信号S5の位相に対する遅延量φ5は、φ5=180°+φ1+φ4に設定される。本例の信号変換回路では、前述したように、φ1=0,φ4=0に設定されているため、φ5=180°となっている。
The terminal 51 is connected to the drain terminal of the transistor 7, and the fifth signal S <b> 5 is input from the transistor 7. Further, the terminal 51 is connected to the terminal 52 via the phase shifter 56. When the phase shift amount of the phase shifter 56 is φ5, φ5 = 180 ° + φ1 + φ4 is set. That is, the delay amount φ5 of the phase of the eighth signal S8 output from the terminal 52 with respect to the phase of the fifth signal S5 is set to φ5 = 180 ° + φ1 + φ4. In the signal conversion circuit of this example, as described above, φ1 = 0 and φ4 = 0 are set, so that φ5 = 180 °.

このように、第2回路5は、第5信号S5および第6信号S6が入力されて、第6信号S6の位相をφ4(φ4≧0)だけ遅延させた位相を有する第7信号S7をスイッチ回路57を介して出力するとともに、第5信号S5の位相をφ5(φ5=180°+φ1+φ4)だけ遅延させた位相を有する第8信号S8を出力する。   Thus, the second circuit 5 receives the fifth signal S5 and the sixth signal S6 and switches the seventh signal S7 having a phase delayed by φ4 (φ4 ≧ 0). In addition to outputting via the circuit 57, an eighth signal S8 having a phase delayed by φ5 (φ5 = 180 ° + φ1 + φ4) is outputted.

第3回路6は、第7回路61と比較回路62とを有している。第7回路61は、端子20が端子1に接続されており、端子21が端子2に接続されており、端子22が比較回路62に接続されている。そして、第7回路61は、端子20に第1信号S1が入力されるとともに、端子21に第2信号S2が入力されて、第1信号S1と第2信号S2との位相差の情報を有する第13信号S13を端子22から比較回路62へ出力する。   The third circuit 6 includes a seventh circuit 61 and a comparison circuit 62. In the seventh circuit 61, the terminal 20 is connected to the terminal 1, the terminal 21 is connected to the terminal 2, and the terminal 22 is connected to the comparison circuit 62. The seventh circuit 61 receives the first signal S1 at the terminal 20 and the second signal S2 at the terminal 21, and has information on the phase difference between the first signal S1 and the second signal S2. The thirteenth signal S13 is output from the terminal 22 to the comparison circuit 62.

図2に第7回路61の回路構成の一例を示す。端子20は、トランジスタ23のゲート端子に接続されており、端子21は、トランジスタ24のゲート端子に接続されている。なお、図示しないバイアス回路が設けられ、トランジスタ23およびトランジスタ24のゲート端子に直流バイアス電圧が供給される。   FIG. 2 shows an example of the circuit configuration of the seventh circuit 61. The terminal 20 is connected to the gate terminal of the transistor 23, and the terminal 21 is connected to the gate terminal of the transistor 24. Note that a bias circuit (not shown) is provided, and a DC bias voltage is supplied to the gate terminals of the transistors 23 and 24.

トランジスタ23のドレイン端子は電源電圧Vddに接続されており、トランジスタ23のソース端子はトランジスタ24のドレイン端子に接続されており、トランジスタ24のソース端子はトランジスタ25のドレイン端子に接続されており、トランジスタ25のソース端子はグランド電位に接続されている。トランジスタ25は、ドレイン端子とゲート端子とが接続され、カレントミラー回路の参照電流側トランジスタとして機能する。   The drain terminal of the transistor 23 is connected to the power supply voltage Vdd. The source terminal of the transistor 23 is connected to the drain terminal of the transistor 24. The source terminal of the transistor 24 is connected to the drain terminal of the transistor 25. The 25 source terminals are connected to the ground potential. The transistor 25 has a drain terminal and a gate terminal connected to each other, and functions as a reference current side transistor of the current mirror circuit.

通常、nチャネルトランジスタは、ピンチオフ電圧以上の正電圧がゲート端子に印加されると、ドレイン・ソース端子間が導通する。従って、第1信号S1および第2信号S2がピンチオフ電圧以上の正電圧の時、トランジスタ23およびトランジスタ24がON状態になる。本回路構成では、トランジスタ23およびトランジスタ24がAND回路を形成しているため、第1信号S1および第2信号S2が両方ともピンチオフ電圧以上の正電圧の時だけ、トランジスタ25のドレイン端子に電源電圧Vddが供給されることになる。   Normally, when a positive voltage equal to or higher than the pinch-off voltage is applied to the gate terminal, the n-channel transistor conducts between the drain and source terminals. Therefore, when the first signal S1 and the second signal S2 are positive voltages equal to or higher than the pinch-off voltage, the transistors 23 and 24 are turned on. In this circuit configuration, since the transistor 23 and the transistor 24 form an AND circuit, the power supply voltage is applied to the drain terminal of the transistor 25 only when the first signal S1 and the second signal S2 are both positive voltages equal to or higher than the pinch-off voltage. Vdd is supplied.

トランジスタ23およびトランジスタ24の両方がON状態の時間は、第1信号S1と第2信号S2との位相差に対応する。すなわち、2つの入力信号の位相差が小さい場合、両方ともON状態である時間は長くなり、2つの入力信号の位相差が大きい場合は、両方ともON状態である時間は短くなる。これにより、第1信号S1と第2信号S2との位相差の増減が、トランジスタ25のドレイン端子への電源電圧Vddの供給時間の増減に置き換えられる。   The time when both the transistor 23 and the transistor 24 are in the ON state corresponds to the phase difference between the first signal S1 and the second signal S2. That is, when the phase difference between the two input signals is small, the time for which both are in the ON state is long, and when the phase difference between the two input signals is large, the time for which both are in the ON state is short. Thereby, the increase / decrease in the phase difference between the first signal S1 and the second signal S2 is replaced with the increase / decrease in the supply time of the power supply voltage Vdd to the drain terminal of the transistor 25.

トランジスタ25は、ゲート端子とドレイン端子とが接続されているため等価的にダイオードと見なすことができ、その結果、ドレイン端子に流れる電流に応じた電圧がゲート端子に得られる。前述のように、トランジスタ25のドレインには、第1信号S1と第2信号S2との位相差に応じて、電源電圧Vddが供給されるため、トランジスタ25のゲート端子から、第1信号S1と第2信号S2との位相差に応じた電圧を有する第13信号S13が出力される。具体的には、第1信号S1と第2信号S2との位相差が大きくなるにつれて小さくなる電圧を有する第13信号S13が、端子22から比較回路62へ出力される。   The transistor 25 can be regarded as a diode equivalently because the gate terminal and the drain terminal are connected. As a result, a voltage corresponding to the current flowing through the drain terminal is obtained at the gate terminal. As described above, since the power supply voltage Vdd is supplied to the drain of the transistor 25 in accordance with the phase difference between the first signal S1 and the second signal S2, the first signal S1 and the signal from the gate terminal of the transistor 25 are supplied. A thirteenth signal S13 having a voltage corresponding to the phase difference from the second signal S2 is output. Specifically, a thirteenth signal S13 having a voltage that decreases as the phase difference between the first signal S1 and the second signal S2 increases is output from the terminal 22 to the comparison circuit 62.

比較回路62には、第7回路61から第13信号S13が入力されるとともに、図示せぬ外部回路から、所定の電圧を有する第14信号S14が入力される。比較回路62は、第13信号S13の電圧と第14信号S14の電圧とを比較して、第13信号S13の電圧が第14信号S14の電圧よりも小さいときにスイッチ回路57が閉じるようにスイッチ回路57を制御する第9信号S9を出力する。なお、比較回路62としては、よく知られた種々の比較回路を用いることができる。   The comparison circuit 62 receives the thirteenth signal S13 from the seventh circuit 61 and the fourteenth signal S14 having a predetermined voltage from an external circuit (not shown). The comparison circuit 62 compares the voltage of the thirteenth signal S13 and the voltage of the fourteenth signal S14 and switches so that the switch circuit 57 is closed when the voltage of the thirteenth signal S13 is smaller than the voltage of the fourteenth signal S14. A ninth signal S9 for controlling the circuit 57 is output. As the comparison circuit 62, various well-known comparison circuits can be used.

このようにして、第3回路6は、第1信号S1と第2信号S2との位相差が所定の値よりも大きいときにスイッチ回路57が閉じるようにスイッチ回路57を制御する第9信号S9を出力する。なお、第3回路6は、このような機能を有していればよく、他の回路構成でも構わない。例えば、トランジスタ7のドレイン端子から出力される第5信号S5の基本波成分の電力は、第1信号S1と第2信号S2との位相差が大きくなるにつれて小さくなる。よって、例えば、第5信号S5の基本波成分の電力を電力検波器で検波した電圧V1と第14信号S14の電圧とを比較して、電圧V1が第14信号S14の電圧よりも小さいときにスイッチ回路57が閉じるようにスイッチ回路57を制御する第9信号S9を出力するような第3回路6であっても構わない。   In this way, the third circuit 6 controls the switch circuit 57 so that the switch circuit 57 is closed when the phase difference between the first signal S1 and the second signal S2 is larger than a predetermined value. Is output. The third circuit 6 may have such a function and may have another circuit configuration. For example, the power of the fundamental wave component of the fifth signal S5 output from the drain terminal of the transistor 7 decreases as the phase difference between the first signal S1 and the second signal S2 increases. Therefore, for example, when the voltage V1 obtained by detecting the power of the fundamental wave component of the fifth signal S5 with the power detector is compared with the voltage of the fourteenth signal S14, the voltage V1 is smaller than the voltage of the fourteenth signal S14. The third circuit 6 may output the ninth signal S9 for controlling the switch circuit 57 so that the switch circuit 57 is closed.

第4回路9には、第2回路5から第7信号S7および第8信号S8が入力される。第4回路9は、入力された第7信号S7および第8信号S8を加算して第10信号S10を端子3へ出力する。このような第4回路9としては、例えば、入力された2つの信号の電圧を加算して出力する既知の加算回路を用いることができる。   The fourth circuit 9 receives the seventh signal S7 and the eighth signal S8 from the second circuit 5. The fourth circuit 9 adds the input seventh signal S7 and eighth signal S8 and outputs the tenth signal S10 to the terminal 3. As such a fourth circuit 9, for example, a known addition circuit that adds and outputs the voltages of two input signals can be used.

図3は、図1に示す本例の信号変換回路30から移相器17,第2回路5および第3回路6を取り除いた従来の信号変換回路40を示す回路図である。図4は、図3に示す従来の信号変換回路40における問題点を説明するためのグラフである。図4に示すグラフにおいて、横軸は第1信号S1と第2信号S2との位相差を示し、縦軸は信号変換回路40からの出力信号である第15信号S15の基本波成分の電力を示す。なお、この従来の信号変換回路40においては、第1信号S1がトランジスタ7のソース端子およびトランジスタ8のゲート端子にそのまま入力され、第2信号S2がトランジスタ7のゲート端子およびトランジスタ8のソース端子にそのまま入力される。そして、トランジスタ7およびトランジスタ8のドレイン端子からそれぞれ出力された信号がそのまま加算されて第15信号S15が出力される。   FIG. 3 is a circuit diagram showing a conventional signal conversion circuit 40 in which the phase shifter 17, the second circuit 5, and the third circuit 6 are removed from the signal conversion circuit 30 of this example shown in FIG. FIG. 4 is a graph for explaining problems in the conventional signal conversion circuit 40 shown in FIG. In the graph shown in FIG. 4, the horizontal axis indicates the phase difference between the first signal S1 and the second signal S2, and the vertical axis indicates the power of the fundamental component of the fifteenth signal S15 that is the output signal from the signal conversion circuit 40. Show. In this conventional signal conversion circuit 40, the first signal S1 is directly input to the source terminal of the transistor 7 and the gate terminal of the transistor 8, and the second signal S2 is input to the gate terminal of the transistor 7 and the source terminal of the transistor 8. It is input as it is. Then, the signals output from the drain terminals of the transistors 7 and 8 are added as they are, and the fifteenth signal S15 is output.

図4に示すグラフから明らかなように、図3に示す従来の信号変換回路40においては、第1信号S1と第2信号S2との位相差が大きくなって180°に近づいたときに急激に出力電力が低下するという問題が生じる。なお、図4に示すグラフは、第1信号S1および第2信号S2として、矩形波状の信号(完全な矩形波ではないがそれに近い波形を有する信号)を用いているため、第1信号S1と第2信号S2との位相差が大きくなって180°に近づいたときに急激に出力電力が低下している。第1信号S1および第2信号S2の波形が、完全な矩形波から正弦波に近づくにつれて、出力電力の低下が生じる位相差が小さくなる。   As apparent from the graph shown in FIG. 4, in the conventional signal conversion circuit 40 shown in FIG. 3, when the phase difference between the first signal S1 and the second signal S2 increases and approaches 180 degrees, the signal conversion circuit 40 suddenly increases. There arises a problem that the output power decreases. Note that the graph shown in FIG. 4 uses a rectangular wave signal (a signal that is not a complete rectangular wave but has a waveform close to it) as the first signal S1 and the second signal S2, and therefore, When the phase difference with the second signal S2 becomes large and approaches 180 °, the output power rapidly decreases. As the waveforms of the first signal S1 and the second signal S2 approach a sine wave from a complete rectangular wave, the phase difference that causes a decrease in output power decreases.

図5〜7は、この問題が生じるメカニズムを説明するための図である。図5〜7において、(a)は第1信号S1および第2信号S2の波形を示すグラフであり、(b)は第15信号S15の波形を示すグラフである。また、41は第1信号S1の電圧を示し、42は第2信号S2の電圧を示し、43は第15信号S15の電圧を示し、47はトランジスタ7,8のピンチオフ電圧を示す。また、それぞれのグラフにおいて、横軸は時間を示し、縦軸は電圧を示す。そして、図5は、第1信号S1と第2信号S2との位相差が小さいときの状態を示し、図6は、第1信号S1と第2信号S2との位相差が大きくなって18
0°に近づいたときの状態を示し、図7は、第1信号S1と第2信号S2との位相差が180°を超えたときの状態を示す。なお、図5〜7においては、わかりやすくするために、第1信号S1および第2信号S2が正弦波である場合を示している。
5-7 is a figure for demonstrating the mechanism in which this problem arises. 5-7, (a) is a graph which shows the waveform of 1st signal S1 and 2nd signal S2, (b) is a graph which shows the waveform of 15th signal S15. 41 indicates the voltage of the first signal S1, 42 indicates the voltage of the second signal S2, 43 indicates the voltage of the fifteenth signal S15, and 47 indicates the pinch-off voltage of the transistors 7 and 8. In each graph, the horizontal axis indicates time, and the vertical axis indicates voltage. 5 shows a state when the phase difference between the first signal S1 and the second signal S2 is small, and FIG. 6 shows that the phase difference between the first signal S1 and the second signal S2 becomes large.
FIG. 7 shows a state when approaching 0 °, and FIG. 7 shows a state when the phase difference between the first signal S1 and the second signal S2 exceeds 180 °. 5 to 7 illustrate a case where the first signal S1 and the second signal S2 are sine waves for the sake of clarity.

第1信号S1と第2信号S2との位相差が小さいときは、図5に示すように、第15信号S15の波高は充分に大きい。しかしながら、第1信号S1と第2信号S2との位相差が大きくなって180°に近づくと、図6に示すように、第15信号S15の波高が小さくなってしまう。これにより、図4のグラフに示すように、第1信号S1と第2信号S2との位相差が大きくなって180°に近づくと第15信号S15の基本波成分の電力が急激に低下するという問題が生じる。なお、第1信号S1と第2信号S2との位相差が180°を超えて大きくなると、図7に示すように、位相が180°異なるスプリアスが現れ、その波高が次第に大きくなる。これにより、図4に示すグラフに示すように、第1信号S1と第2信号S2との位相差が180°を超えて大きくなるにつれて、第15信号S15の基本波成分の電力が急激に増加する現象が生じる。   When the phase difference between the first signal S1 and the second signal S2 is small, as shown in FIG. 5, the wave height of the fifteenth signal S15 is sufficiently large. However, when the phase difference between the first signal S1 and the second signal S2 increases and approaches 180 °, the wave height of the fifteenth signal S15 decreases as shown in FIG. As a result, as shown in the graph of FIG. 4, when the phase difference between the first signal S1 and the second signal S2 increases and approaches 180 °, the power of the fundamental wave component of the fifteenth signal S15 decreases rapidly. Problems arise. Note that when the phase difference between the first signal S1 and the second signal S2 exceeds 180 °, spurious signals whose phases differ by 180 ° appear as shown in FIG. 7, and the wave height gradually increases. As a result, as shown in the graph of FIG. 4, as the phase difference between the first signal S1 and the second signal S2 increases beyond 180 °, the power of the fundamental wave component of the fifteenth signal S15 increases abruptly. Phenomenon occurs.

図1に示す本例の信号変換回路30においては、第1回路4を有していることから、トランジスタ8に入力される第3信号S3と第4信号S4との位相差を、トランジスタ7に入力される第1信号S1と第2信号S2との位相差に対してφ3だけ大きくすることができる。そして、図4に示すグラフにおいて第15信号S15の基本波成分の電力が低下し始めるときの第1信号S1と第2信号S2との位相差をφ6としたときに、φ3の値を、φ3=180°−φ6を満足する値に設定する。これにより、トランジスタ7から出力される第5信号S5の波高が次第に小さくなって基本波成分の電力が低下するときに、波高が次第に大きくなる第6信号S6をトランジスタ8から出力することができる。そして、第2回路5によって、第5信号S5および第6信号S6の位相を等しくして第7信号S7および第8信号S8として出力し、第4回路9によって加算して第10信号S10として出力する。これにより、第1信号S1と第2信号S2との位相差が大きくなって180°に近づいたときの第10信号S10の基本波成分の電力低下を低減することができる。   Since the signal conversion circuit 30 of this example shown in FIG. 1 has the first circuit 4, the phase difference between the third signal S 3 and the fourth signal S 4 input to the transistor 8 is given to the transistor 7. The phase difference between the input first signal S1 and second signal S2 can be increased by φ3. Then, in the graph shown in FIG. 4, when the phase difference between the first signal S1 and the second signal S2 when the power of the fundamental wave component of the fifteenth signal S15 starts to decrease is φ6, the value of φ3 is φ3 = 180 ° −φ6 is set to a value satisfying. Thereby, when the wave height of the fifth signal S5 output from the transistor 7 gradually decreases and the power of the fundamental wave component decreases, the sixth signal S6 whose wave height gradually increases can be output from the transistor 8. Then, the second circuit 5 makes the phases of the fifth signal S5 and the sixth signal S6 equal and outputs them as the seventh signal S7 and the eighth signal S8, and adds them by the fourth circuit 9 and outputs them as the tenth signal S10. To do. Thereby, it is possible to reduce the power reduction of the fundamental wave component of the tenth signal S10 when the phase difference between the first signal S1 and the second signal S2 increases and approaches 180 °.

なお、第2回路5のスイッチ回路57が閉じるときの第1信号S1と第2信号S2との位相差は、図4に示すグラフにおいて第15信号S15の基本波成分の電力が低下し始めるときの第1信号S1と第2信号S2との位相差であるφ6に等しく設定する。これにより、必要なときだけ第7信号S7を第8信号S8に加算することができる。   The phase difference between the first signal S1 and the second signal S2 when the switch circuit 57 of the second circuit 5 is closed is when the power of the fundamental wave component of the fifteenth signal S15 starts to decrease in the graph shown in FIG. Is set equal to φ6 which is the phase difference between the first signal S1 and the second signal S2. Thereby, the seventh signal S7 can be added to the eighth signal S8 only when necessary.

(実施の形態の第2の例)
図8は本発明の実施の形態の第2の例の信号変換回路を示す回路図である。なお、本例においては、前述した実施の形態の第1の例の信号変換回路30と異なる点のみについて説明し、同様の構成要素には同じ参照符号を付して重複する説明を省略する。
(Second example of embodiment)
FIG. 8 is a circuit diagram showing a signal conversion circuit of a second example of the embodiment of the present invention. Note that in this example, only differences from the signal conversion circuit 30 of the first example of the above-described embodiment will be described, and the same components will be denoted by the same reference numerals and redundant description will be omitted.

本例の信号変換回路50は、図8に示すように、第1回路4の端子13がトランジスタ7のゲート端子に接続されており、第1回路4の端子14がトランジスタ7のソース端子に接続されており、第1回路4の端子15がトランジスタ8のソース端子に接続されており、第1回路4の端子16がトランジスタ8のゲート端子に接続されている。そして、第1信号S1がトランジスタ7のゲート端子に入力され、第2信号S2がトランジスタ7のソース端子に入力され、第3信号S3がトランジスタ8のソース端子に入力され、第4信号S4がトランジスタ8のゲート端子に入力される。このような構成を備える本例の信号変換回路50も、図1に示す実施の形態の第1の例の信号変換回路30と同様に機能する。   In the signal conversion circuit 50 of this example, as shown in FIG. 8, the terminal 13 of the first circuit 4 is connected to the gate terminal of the transistor 7, and the terminal 14 of the first circuit 4 is connected to the source terminal of the transistor 7. The terminal 15 of the first circuit 4 is connected to the source terminal of the transistor 8, and the terminal 16 of the first circuit 4 is connected to the gate terminal of the transistor 8. The first signal S1 is input to the gate terminal of the transistor 7, the second signal S2 is input to the source terminal of the transistor 7, the third signal S3 is input to the source terminal of the transistor 8, and the fourth signal S4 is the transistor 8 is input to the gate terminal. The signal conversion circuit 50 of this example having such a configuration also functions in the same manner as the signal conversion circuit 30 of the first example of the embodiment shown in FIG.

(実施の形態の第3の例)
図9は本発明の実施の形態の第3の例の増幅回路を示す回路図である。本例の増幅回路
80は、図9に示すように、図1に示した実施の形態の第1の例の信号変換回路30に加えて、第5回路31と、第6回路33と、トランジスタ63と、低域通過フィルタ回路65と、端子34,35とを有している。
(Third example of embodiment)
FIG. 9 is a circuit diagram showing an amplifier circuit according to a third example of the embodiment of the present invention. As shown in FIG. 9, the amplifier circuit 80 of this example includes a fifth circuit 31, a sixth circuit 33, and a transistor in addition to the signal conversion circuit 30 of the first example of the embodiment shown in FIG. 63, a low-pass filter circuit 65, and terminals 34 and 35.

端子34には、図示せぬ外部回路から第11信号S11が入力される。本例の増幅回路80において、第11信号S11は、包絡線変動を有する信号である。第5回路31は、端子34に接続されており、第11信号S11が入力されて、第11信号S11の振幅の変化に応じて互いの位相差が変化する第1信号S1および第2信号S2を生成する。なお、本例の増幅回路80において、第1信号S1および第2信号S2は、互いに周波数の等しい矩形波状の定包絡線信号である。そして、第11信号S11の振幅が小さくなるにつれて、第1信号S1と第2信号S2との位相差が大きくなるように設定されている。そして、第5回路31は、第1信号S1を信号変換回路30の端子1へ出力し、第2信号S2を信号変換回路30の端子2へ出力する。このような第5回路31としては、公知の定包絡線信号生成回路を用いることができる。定包絡線信号生成回路であれば、どのような構成であっても良く、アナログ方式でもデジタル方式でも構わない。また、正弦波信号の矩形波状の信号への変換は、リミッタアンプ等を用いて容易に行うことができる。   The eleventh signal S11 is input to the terminal 34 from an external circuit (not shown). In the amplification circuit 80 of the present example, the eleventh signal S11 is a signal having an envelope variation. The fifth circuit 31 is connected to the terminal 34, receives the eleventh signal S11, and the first signal S1 and the second signal S2 whose phase difference changes according to the change in the amplitude of the eleventh signal S11. Is generated. In the amplifier circuit 80 of the present example, the first signal S1 and the second signal S2 are rectangular wave constant envelope signals having the same frequency. The phase difference between the first signal S1 and the second signal S2 is set to increase as the amplitude of the eleventh signal S11 decreases. Then, the fifth circuit 31 outputs the first signal S1 to the terminal 1 of the signal conversion circuit 30, and outputs the second signal S2 to the terminal 2 of the signal conversion circuit 30. As such a fifth circuit 31, a known constant envelope signal generation circuit can be used. Any configuration may be used as long as it is a constant envelope signal generation circuit, and either an analog method or a digital method may be used. Also, conversion of a sine wave signal into a rectangular wave signal can be easily performed using a limiter amplifier or the like.

信号変換回路30は、第1信号S1および第2信号S2が入力されて、第1信号S1と第2信号S2との位相差に応じてデューティ比が変化する第10信号S10を端子3から出力する。   The signal conversion circuit 30 receives the first signal S1 and the second signal S2 and outputs from the terminal 3 the tenth signal S10 whose duty ratio changes according to the phase difference between the first signal S1 and the second signal S2. To do.

トランジスタ63のゲート端子は、信号変換回路30の端子3に接続されており、図示せぬDCカットキャパシタを介して第10信号S10がゲート端子に入力される。また、トランジスタ63のゲート端子には、図示せぬバイアス回路から所定のバイアス電圧が加えられる。トランジスタ63のドレイン端子は、低域通過フィルタ回路65を介して電源電位Vddに接続される。トランジスタ63のソース端子は基準電位(グランド電位)に接続される。そして、トランジスタ63は、第10信号S10をスイッチング増幅した信号である第12信号S12をドレイン端子から第6回路33へ出力する。   The gate terminal of the transistor 63 is connected to the terminal 3 of the signal conversion circuit 30, and the tenth signal S10 is input to the gate terminal via a DC cut capacitor (not shown). A predetermined bias voltage is applied to the gate terminal of the transistor 63 from a bias circuit (not shown). The drain terminal of the transistor 63 is connected to the power supply potential Vdd via the low-pass filter circuit 65. The source terminal of the transistor 63 is connected to a reference potential (ground potential). The transistor 63 outputs the twelfth signal S12, which is a signal obtained by switching amplification of the tenth signal S10, from the drain terminal to the sixth circuit 33.

第6回路33は、LC直列共振回路26と、整合回路27とを有している。LC直列共振回路26はトランジスタ63のドレイン端子に接続されており、LC直列共振回路26と端子35とが整合回路27を介して接続されている。LC直列共振回路26は、互いに直列に接続されたインダクタおよびキャパシタによって構成されており、その共振周波数は、第11信号S11の基本波の周波数(第12信号S12の基本波の周波数と同じ)に略等しい値に設定されている。整合回路27は、インダクタおよびキャパシタによって構成されており、ローパスフィルタ型の整合回路となっている。このような構成を有する第6回路33は、信号変換回路30から第12信号S12が入力されて、第11信号S11の基本波の周波数の信号を主に出力する。   The sixth circuit 33 includes an LC series resonance circuit 26 and a matching circuit 27. The LC series resonance circuit 26 is connected to the drain terminal of the transistor 63, and the LC series resonance circuit 26 and the terminal 35 are connected via a matching circuit 27. The LC series resonance circuit 26 includes an inductor and a capacitor connected in series with each other, and the resonance frequency thereof is the same as the fundamental wave frequency of the eleventh signal S11 (same as the fundamental wave frequency of the twelfth signal S12). It is set to approximately the same value. The matching circuit 27 includes an inductor and a capacitor, and is a low-pass filter type matching circuit. The sixth circuit 33 having such a configuration receives the twelfth signal S12 from the signal conversion circuit 30 and mainly outputs a signal having a fundamental frequency of the eleventh signal S11.

このような構成を有する本例の増幅回路80は、入力される第11信号S11が包絡線変動を有する信号である場合においても、高効率で線形増幅して出力することができる。また、2つの入力信号の位相差が大きいときの出力電力の低下が低減された信号変換回路30を有していることから、入力される第11信号S11の振幅が小さいときの出力電力の低下が低減された高効率の増幅回路を得ることができる。なお、図1に示す実施の形態の第1の例の信号変換回路30の代わりに図8に示す実施の形態の第2の例の信号変換回路50を有する増幅回路80であっても良いことは言うまでもない。   The amplifier circuit 80 of this example having such a configuration can output with linear amplification with high efficiency even when the input eleventh signal S11 is a signal having an envelope variation. In addition, since the signal conversion circuit 30 has a reduced output power when the phase difference between the two input signals is large, the output power is reduced when the amplitude of the input eleventh signal S11 is small. Thus, it is possible to obtain a high-efficiency amplifier circuit with reduced noise. Instead of the signal conversion circuit 30 of the first example of the embodiment shown in FIG. 1, the amplifier circuit 80 having the signal conversion circuit 50 of the second example of the embodiment shown in FIG. 8 may be used. Needless to say.

(実施の形態の第4の例)
図10は本発明の実施の形態の第4の例の送信装置を示すブロック図である。本例の送信装置は、図10に示すように、送信回路81と、図9に示した増幅回路80と、増幅回
路80を介して送信回路81に接続されたアンテナ82とを有している。このような構成を有する本例の送信装置によれば、送信回路81から出力された送信信号を、高効率の増幅回路80を用いて増幅してアンテナ82へ出力することができるので、消費電力が小さい送信装置を得ることができる。
(Fourth example of embodiment)
FIG. 10 is a block diagram showing a transmission apparatus according to a fourth example of the embodiment of the present invention. As shown in FIG. 10, the transmission apparatus of this example includes a transmission circuit 81, an amplification circuit 80 shown in FIG. 9, and an antenna 82 connected to the transmission circuit 81 via the amplification circuit 80. . According to the transmission apparatus of this example having such a configuration, the transmission signal output from the transmission circuit 81 can be amplified using the high-efficiency amplifier circuit 80 and output to the antenna 82. Can be obtained.

(実施の形態の第5の例)
図11は本発明の実施の形態の第5の例の通信装置を示すブロック図である。本例の通信装置は、図11に示すように、送信回路81と、第2の増幅回路80と、増幅回路80を介して送信回路81に接続されたアンテナ82と、アンテナ82に接続された受信回路83とを有している。また、アンテナ82と、増幅回路80および受信回路83との間にはアンテナ共用回路84が挿入されている。このような構成を有する本例の通信装置によれば、送信回路81から出力された送信信号を、高効率の増幅回路80を用いて増幅してアンテナ82へ出力することができるので、消費電力が小さい通信装置を得ることができる。
(Fifth example of embodiment)
FIG. 11 is a block diagram showing a communication apparatus according to a fifth example of the embodiment of the present invention. As shown in FIG. 11, the communication apparatus of this example includes a transmission circuit 81, a second amplification circuit 80, an antenna 82 connected to the transmission circuit 81 via the amplification circuit 80, and an antenna 82. And a receiving circuit 83. An antenna sharing circuit 84 is inserted between the antenna 82 and the amplifier circuit 80 and the receiving circuit 83. According to the communication apparatus of this example having such a configuration, the transmission signal output from the transmission circuit 81 can be amplified using the high-efficiency amplifier circuit 80 and output to the antenna 82. Can be obtained.

(変形例)
本発明は前述した実施の形態の例に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更,改良が可能である。
(Modification)
The present invention is not limited to the embodiments described above, and various modifications and improvements can be made without departing from the spirit of the present invention.

例えば、前述した実施の形態の第1の例の信号変換回路30および実施の形態の第2の例の信号変換回路50においては、第3信号S3の位相の第1信号S1の位相に対する遅延量φ1と、第7信号S7の位相の第6信号S6の位相に対する遅延量であるφ4とがともに0である場合を示したが、これに限定されるものではない。例えば、φ1=10°,φ3=1°,φ4=20°とする場合には、φ2=φ1+φ3=10°+1°=11°となり、φ5=180°+φ1+φ4=180°+10°+20°=210°となる。この場合には、端子11と端子15との間に移相量10°の移相器を新たに挿入し、端子53と端子54との間に移相量20°の移相器を新たに挿入するとともに、端子12と端子16との間に配置された移相器17の移相量を11°に設定し、端子51と端子52との間に配置された移相器56の移相量を210°に設定すればよい。   For example, in the signal conversion circuit 30 of the first example of the embodiment described above and the signal conversion circuit 50 of the second example of the embodiment, the delay amount of the phase of the third signal S3 with respect to the phase of the first signal S1 Although the case where φ1 and the delay amount φ4 of the phase of the seventh signal S7 with respect to the phase of the sixth signal S6 are both 0 is shown, the present invention is not limited to this. For example, when φ1 = 10 °, φ3 = 1 °, φ4 = 20 °, φ2 = φ1 + φ3 = 10 ° + 1 ° = 11 °, and φ5 = 180 ° + φ1 + φ4 = 180 ° + 10 ° + 20 ° = 210 ° It becomes. In this case, a phase shifter with a phase shift amount of 10 ° is newly inserted between the terminal 11 and the terminal 15, and a phase shifter with a phase shift amount of 20 ° is newly inserted between the terminal 53 and the terminal 54. The phase shift amount of the phase shifter 17 disposed between the terminal 12 and the terminal 16 is set to 11 °, and the phase shift of the phase shifter 56 disposed between the terminal 51 and the terminal 52 is inserted. The amount may be set to 210 °.

次に、本発明の信号変換回路の具体例について説明する。図1に示した本発明の実施の形態の第1の例の信号変換回路30および図3に示した比較例の信号変換回路40の電気特性をシミュレーションによって算出した。このシミュレーションにおいて、第1信号S1および第2信号S2は、周波数が730MHzで電力が0dBmの矩形波状の信号とした。移相器17における移相量φ2は、φ2=φ1+φ3=0+1°=1°とした。移相器56における移相量φ5は、φ5=180°+φ1+φ4=180°+0+0=180°に設定した。トランジスタ7,8,23,24,25は、NチャネルFETとした。   Next, a specific example of the signal conversion circuit of the present invention will be described. The electrical characteristics of the signal conversion circuit 30 of the first example of the embodiment of the present invention shown in FIG. 1 and the signal conversion circuit 40 of the comparative example shown in FIG. 3 were calculated by simulation. In this simulation, the first signal S1 and the second signal S2 are rectangular wave signals having a frequency of 730 MHz and a power of 0 dBm. The phase shift amount φ2 in the phase shifter 17 was set to φ2 = φ1 + φ3 = 0 + 1 ° = 1 °. The phase shift amount φ5 in the phase shifter 56 was set to φ5 = 180 ° + φ1 + φ4 = 180 ° + 0 + 0 = 180 °. The transistors 7, 8, 23, 24, and 25 are N-channel FETs.

その結果を図12のグラフに示す。グラフにおいて、横軸は、第1信号S1と第2信号S2との位相差であり、縦軸は、信号変換回路からの出力信号の基本波成分の電力である。また、実線は、図1に示した本発明の実施の形態の第1の例の信号変換回路30の電気特性を示し、破線は、図3に示した比較例の信号変換回路40の電気特性を示す。図12に示すグラフによれば、比較例の信号変換回路40では、第1信号S1と第2信号S2との位相差が179°を超えた付近から急激に出力信号の基本波成分の電力が低下しているのに対して、本発明の実施の形態の第1の例の信号変換回路30では、出力信号の基本波成分の電力の急激な低下が殆ど見られないことがわかる。これにより本発明の有効性が確認できる。   The result is shown in the graph of FIG. In the graph, the horizontal axis represents the phase difference between the first signal S1 and the second signal S2, and the vertical axis represents the power of the fundamental wave component of the output signal from the signal conversion circuit. Also, the solid line shows the electrical characteristics of the signal conversion circuit 30 of the first example of the embodiment of the present invention shown in FIG. 1, and the broken line shows the electrical characteristics of the signal conversion circuit 40 of the comparative example shown in FIG. Indicates. According to the graph shown in FIG. 12, in the signal conversion circuit 40 of the comparative example, the power of the fundamental wave component of the output signal suddenly increases from the vicinity where the phase difference between the first signal S1 and the second signal S2 exceeds 179 °. On the other hand, in the signal conversion circuit 30 of the first example of the embodiment of the present invention, it can be seen that there is almost no sudden decrease in the power of the fundamental wave component of the output signal. Thereby, the effectiveness of the present invention can be confirmed.

さらに、図1に示した本発明の実施の形態の第1の例の信号変換回路30に、図9に示
した第5回路31を加えた回路と、本発明の実施の形態の第1の例の信号変換回路30の代わりに、図3に示した比較例の信号変換回路40を用いた回路とを作成して、その電気特性をシミュレーションした。
Further, a circuit obtained by adding the fifth circuit 31 shown in FIG. 9 to the signal conversion circuit 30 of the first example of the embodiment of the invention shown in FIG. 1 and the first of the embodiment of the invention are shown. Instead of the signal conversion circuit 30 of the example, a circuit using the signal conversion circuit 40 of the comparative example shown in FIG. 3 was created, and the electrical characteristics were simulated.

その結果を図13のグラフに示す。グラフにおいて、横軸は、入力信号である第11信号S11の電力であり、縦軸は、信号変換回路からの出力信号の基本波成分の電力である。また、実線は、図1に示した本発明の実施の形態の第1の例の信号変換回路30を用いたときの電気特性を示し、破線は、図3に示した比較例の信号変換回路40を用いたときの電気特性を示す。図13に示すグラフによれば、比較例の信号変換回路40を用いたときには、入力信号である第11信号S11の電力が−30dBよりも小さくなった付近から急激に出力信号の基本波成分の電力が低下して、入力信号の電力と出力信号の電力との間の線形性が低下している。これに対して、本発明の実施の形態の第1の例の信号変換回路30を用いたときには、出力信号の基本波成分の電力の急激な低下が見られず、入力信号の電力と出力信号の電力との間の線形性が改善されていることがわかる。これにより本発明の有効性が確認できた。   The result is shown in the graph of FIG. In the graph, the horizontal axis represents the power of the eleventh signal S11 that is an input signal, and the vertical axis represents the power of the fundamental wave component of the output signal from the signal conversion circuit. Further, the solid line shows the electrical characteristics when using the signal conversion circuit 30 of the first example of the embodiment of the present invention shown in FIG. 1, and the broken line shows the signal conversion circuit of the comparative example shown in FIG. The electrical characteristics when 40 is used are shown. According to the graph shown in FIG. 13, when the signal conversion circuit 40 of the comparative example is used, the fundamental wave component of the output signal suddenly starts from the vicinity where the power of the eleventh signal S11 as the input signal becomes smaller than −30 dB. As the power decreases, the linearity between the power of the input signal and the power of the output signal decreases. On the other hand, when the signal conversion circuit 30 of the first example of the embodiment of the present invention is used, the power of the input signal and the output signal are not drastically reduced in the fundamental wave component of the output signal. It can be seen that the linearity with respect to the power is improved. This confirmed the effectiveness of the present invention.

7,8,23,24,25,63:トランジスタ
4:第1回路
5:第2回路
6:第3回路
9:第4回路
30,40,50:信号変換回路
31:第5回路
33:第6回路
80:増幅回路
81:送信回路
82:アンテナ
83:受信回路
7, 8, 23, 24, 25, 63: transistor 4: first circuit 5: second circuit 6: third circuit 9: fourth circuit 30, 40, 50: signal conversion circuit 31: fifth circuit 33: first 6 circuits 80: amplifying circuit 81: transmitting circuit 82: antenna 83: receiving circuit

Claims (4)

第1信号および該第1信号に対して位相が等しいか又は遅れている第2信号が入力されて、前記第1信号と、前記第2信号と、前記第1信号の位相をφ1(φ1≧0)だけ遅延させた位相を有する第3信号と、前記第2信号の位相をφ2(φ2=φ1+φ3,φ3は所定の正の値)だけ遅延させた位相を有する第4信号とを出力する第1回路と、
前記第1信号および前記第2信号の一方がソース端子に入力されるとともに、前記第1信号および前記第2信号の他方がゲート端子に入力されてドレイン端子から第5信号を出力する第1のトランジスタと、
前記第3信号および前記第4信号の一方がソース端子に入力されるとともに、前記第3信号および前記第4信号の他方がゲート端子に入力されてドレイン端子から第6信号を出力する第2のトランジスタと、
前記第5信号および前記第6信号が入力されて、前記第6信号の位相をφ4(φ4≧0)だけ遅延させた位相を有する第7信号をスイッチ回路を介して出力するとともに、前記第5信号の位相をφ5(φ5=180°+φ1+φ4)だけ遅延させた位相を有する第8信号を出力する第2回路と、
前記第1信号と前記第2信号との位相差が所定の値よりも大きいときに前記スイッチ回路が閉じるように前記スイッチ回路を制御する第9信号を出力する第3回路と、
入力された前記第7信号および第8信号を加算して第10信号を出力する第4回路とを少なくとも有していることを特徴とする信号変換回路。
A first signal and a second signal having the same or delayed phase with respect to the first signal are input, and the phases of the first signal, the second signal, and the first signal are φ1 (φ1 ≧ A third signal having a phase delayed by 0) and a fourth signal having a phase delayed by φ2 (φ2 = φ1 + φ3, φ3 is a predetermined positive value). One circuit,
One of the first signal and the second signal is input to the source terminal, and the other of the first signal and the second signal is input to the gate terminal to output the fifth signal from the drain terminal. A transistor,
One of the third signal and the fourth signal is input to the source terminal, and the other of the third signal and the fourth signal is input to the gate terminal to output the sixth signal from the drain terminal. A transistor,
The fifth signal and the sixth signal are input, and a seventh signal having a phase delayed by φ4 (φ4 ≧ 0) is output through the switch circuit, and the fifth signal is output. A second circuit for outputting an eighth signal having a phase delayed by φ5 (φ5 = 180 ° + φ1 + φ4);
A third circuit for outputting a ninth signal for controlling the switch circuit so that the switch circuit is closed when a phase difference between the first signal and the second signal is larger than a predetermined value;
A signal conversion circuit comprising at least a fourth circuit that adds the input seventh and eighth signals and outputs a tenth signal.
請求項1に記載の信号変換回路と、
第11信号が入力されて、該第11信号の振幅の変化に応じて互いの位相差が変化する前記第1信号および前記第2信号を出力する第5回路と、
前記第10信号が直接または他の回路を介してゲート端子に入力されて、ドレイン端子から第12信号を出力するトランジスタと、
前記第12信号が入力されて、前記第11信号の基本波の周波数の信号を出力する第6回路とを少なくとも有していることを特徴とする増幅回路。
A signal conversion circuit according to claim 1;
A fifth circuit that receives the eleventh signal and outputs the first signal and the second signal whose phase difference changes in accordance with a change in amplitude of the eleventh signal;
A transistor for inputting the tenth signal directly or through another circuit to the gate terminal and outputting a twelfth signal from the drain terminal;
An amplifier circuit comprising at least a sixth circuit that receives the twelfth signal and outputs a signal having a fundamental frequency of the eleventh signal.
送信回路と、請求項2に記載の増幅回路と、該増幅回路を介して前記送信回路に接続されたアンテナとを少なくとも有していることを特徴とする送信装置。   A transmission apparatus comprising: a transmission circuit; an amplification circuit according to claim 2; and an antenna connected to the transmission circuit via the amplification circuit. 送信回路と、請求項2に記載の増幅回路と、該増幅回路を介して前記送信回路に接続されたアンテナと、該アンテナに接続された受信回路とを少なくとも有していることを特徴とする通信装置。   It has at least a transmission circuit, an amplification circuit according to claim 2, an antenna connected to the transmission circuit via the amplification circuit, and a reception circuit connected to the antenna. Communication device.
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