JP2013077966A - Pll circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、クロック信号を生成するPLL[Phase Locked Loop]回路に関する。 The present invention relates to a PLL (Phase Locked Loop) circuit that generates a clock signal.
従来、種々の電気機器においてPLL回路が利用されている。ここで従来のPLL回路の構成について、主にアナログ信号を処理する形式(アナログ形式)のPLL回路、および、主にデジタル信号を処理する形式(デジタル形式)のPLL回路を例に挙げ、以下に簡潔に説明する。 Conventionally, PLL circuits are used in various electrical devices. Here, with respect to the configuration of the conventional PLL circuit, a PLL circuit in a format that mainly processes analog signals (analog format) and a PLL circuit in a format that mainly processes digital signals (digital format) are given as examples. Briefly explain.
図11は、アナログ形式のPLL回路100の構成図である。本図に示すようにPLL回路100は、比較器(位相周波数比較器)101、チャージポンプ102、ローパスフィルタ103、電圧制御発振回路104、および分周器105を有する。
FIG. 11 is a block diagram of the
比較器101は、リファレンス周波数信号および分周器105の出力信号が入力され、これらの位相比較の結果に応じて、パルス信号UPまたはパルス信号DNを出力する。またチャージポンプ102は、流出または流入の出力電流を出力するものであって、パルス信号UPに応じて流出の出力電流のオン/オフが切替えられ、パルス信号DNに応じて流入の出力電流のオン/オフが切替えられるように構成されている。
The
ローパスフィルタ103は、チャージポンプ102の出力側に設けられており、入力電圧に低域通過のフィルタ処理を施して、電圧制御発振回路104に出力する。また電圧制御発振回路104は、ローパスフィルタ103の出力電圧に応じた周波数のクロック信号を、出力クロック信号Soutとして生成する。
The low-
生成された出力クロック信号Soutは、PLL回路100の外部に出力されるとともに、分周器105に入力される。分周器105に入力された出力クロック信号Soutは、分周の処理が施された上で、比較器101へ出力される。PLL回路100によれば、例えばリファレンス周波数信号が1MHzであり、分周器105が2分周を行う場合に、2MHzの出力クロック信号Soutが得られる。
The generated output clock signal Sout is output to the outside of the
但しPLL回路100によれば、リファレンス周波数信号としてデジタル信号(例えば、AD変換された後の信号)が入力される場合には、上述した位相比較を適切に行うことが難しくなる。これに対し、デジタル形式のPLL回路200の構成図を図12に示す。本図に示すようにPLL回路200は、比較器101や分周器105の代わりに、デジタル回路として構成されたカウンタA、カウンタB、および比較器201を有する。
However, according to the
カウンタAは、リファレンス周波数信号のクロックをカウントし、カウンタBは、出力クロック信号Soutのクロックをカウントする。また比較器201は、各カウンタによるカウント結果の大小関係に応じて、パルス信号UPまたはパルス信号DNを出力する。
The counter A counts the clock of the reference frequency signal, and the counter B counts the clock of the output clock signal Sout. The
図13は、1MHzのリファレンス周波数信号から2MHzの出力クロック信号Soutが得られるようにした場合における、各カウンタの動作の様子を模式的に例示したものである。本図に示すように、カウンタAは100までのカウントアップを繰返し、カウンタBは200までのカウントアップを繰返すように動作する。比較器201は、各カウンタのカウントアップを繰返すタイミングにズレが発生したとき、このズレを解消させるように、パルス信号UPまたはパルス信号DNを出力する。
FIG. 13 schematically illustrates the operation of each counter when a 2 MHz output clock signal Sout is obtained from a 1 MHz reference frequency signal. As shown in the figure, the counter A repeats counting up to 100, and the counter B operates to repeat counting up to 200. The
上述したデジタル形式のPLL回路によれば、デジタル回路をFPGA等により制御することや、カウンタのカウント数を可変にすること等により、出力クロック信号の周波数を自由に変更することが可能となる。 According to the above-described digital PLL circuit, the frequency of the output clock signal can be freely changed by controlling the digital circuit with an FPGA or the like, or changing the count number of the counter.
しかしこのようなデジタル形式の方式によれば、パルス信号UPやパルス信号DNの周波数が低下することになり(図13に示す例では、リファレンス周波数信号の1/100程度となる)、出力クロック信号の周波数制御を精度良く行うことが、難しくなるおそれがある。 However, according to such a digital format, the frequency of the pulse signal UP and the pulse signal DN decreases (in the example shown in FIG. 13, it is about 1/100 of the reference frequency signal), and the output clock signal It may be difficult to accurately perform the frequency control.
本発明は上述した問題に鑑み、出力クロック信号の周波数制御を精度良く行うことが容易となるPLL回路の提供を目的とする。 In view of the above-described problems, an object of the present invention is to provide a PLL circuit that makes it easy to accurately control the frequency of an output clock signal.
上記目的を達成するため本発明に係るPLL回路は、流出または流入の出力電流を出力するものであって、パルス信号に応じて前記出力電流のオン/オフが切替えられるチャージポンプと、周期性を有する多値の参照信号に応じて前記パルス信号を生成する、パルス信号生成部と、を備え、前記出力電流に応じた出力クロック信号を生成するPLL回路であって、前記参照信号に応じて前記出力電流の電流量を調節する、電流量調節部を備えた構成とする。 In order to achieve the above object, a PLL circuit according to the present invention outputs an outflow or inflow output current, and has a charge pump capable of switching on / off of the output current in accordance with a pulse signal, and a periodicity. A pulse signal generation unit that generates the pulse signal according to a multi-level reference signal, and generates an output clock signal according to the output current, the PLL circuit according to the reference signal A current amount adjusting unit that adjusts the amount of output current is used.
本構成によれば、参照信号に応じてチャージポンプの出力電流の電流量を調節するため、出力クロック信号の周波数制御を精度良く行うことが容易となる。 According to this configuration, since the amount of the output current of the charge pump is adjusted according to the reference signal, it is easy to accurately control the frequency of the output clock signal.
また上記構成としてより具体的には、前記参照信号は、正弦波を表すデジタル信号である構成としてもよい。また上記構成としてより具体的には、前記パルス信号生成回路は、前記パルス信号として、前記流出のオン/オフを切替えるUP信号、および、前記流入のオン/オフを切替えるDN信号を生成する構成としてもよい。 More specifically, the reference signal may be a digital signal representing a sine wave. More specifically, as the above configuration, the pulse signal generation circuit generates, as the pulse signal, an UP signal for switching on / off of the outflow and a DN signal for switching on / off of the inflow. Also good.
また上記構成としてより具体的には、前記チャージポンプの出力側に設けられたローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力電圧に応じた周波数のクロック信号を、前記出力クロック信号として生成する電圧制御発振回路と、を備えた構成としてもよい。 More specifically, as the above configuration, a low-pass filter provided on the output side of the charge pump, and a voltage-controlled oscillation circuit that generates a clock signal having a frequency corresponding to the output voltage of the low-pass filter as the output clock signal It is good also as a structure provided with these.
また前記参照信号の目標波形を表す目標波形信号を生成する、上記構成のPLL回路において、前記電流量調節部は、前記参照信号と前記目標波形信号との差分値に応じて、前記電流量を調節する構成としてもよい。 Further, in the PLL circuit configured as described above, which generates a target waveform signal representing a target waveform of the reference signal, the current amount adjustment unit calculates the current amount according to a difference value between the reference signal and the target waveform signal. It is good also as a structure to adjust.
また上記構成としてより具体的には、前記電流量調節部は、前記差分値の絶対値が大きいほど、前記電流量が大きくなるように前記調節を行う構成としてもよい。また上記構成としてより具体的には、前記パルス信号生成回路は、前記参照信号と前記目標波形信号との差の符号に応じて、UP信号とDN信号の何れを生成するかを決める構成としてもよい。 More specifically, the current amount adjustment unit may perform the adjustment so that the current amount increases as the absolute value of the difference value increases. More specifically, the pulse signal generation circuit may be configured to determine which of the UP signal and the DN signal is generated according to the sign of the difference between the reference signal and the target waveform signal. Good.
また上記構成としてより具体的には、前記電流量調節部は、前記参照信号の積分値に応じて、前記電流量を調節する構成としてもよい。また上記構成としてより具体的には、前記パルス信号生成回路は、前記参照信号の積分値の符号に応じて、UP信号とDN信号の何れを生成するかを決める構成としてもよい。 More specifically, the current amount adjustment unit may adjust the current amount according to an integral value of the reference signal. More specifically, the pulse signal generation circuit may determine whether to generate an UP signal or a DN signal according to the sign of the integral value of the reference signal.
また前記参照信号がゼロクロスとなるべきタイミングである、ゼロクロスタイミングを特定する上記構成のPLL回路において、前記電流量調節部は、前記ゼロクロスタイミングにおける、前記参照信号とゼロとの差分値に応じて、前記電流量を調節する構成としてもよい。また上記構成としてより具体的には、前記パルス信号生成回路は、前記ゼロクロスタイミングにおける、前記参照信号とゼロとの差の符号に応じて、UP信号とDN信号の何れを生成するかを決める構成としてもよい。 Further, in the PLL circuit having the above-described configuration that specifies the zero-cross timing, which is the timing at which the reference signal should be zero-crossed, the current amount adjusting unit, according to the difference value between the reference signal and zero at the zero-cross timing, The current amount may be adjusted. More specifically, in the above configuration, the pulse signal generation circuit determines which of the UP signal and the DN signal is generated according to the sign of the difference between the reference signal and zero at the zero cross timing. It is good.
また上記構成としてより具体的には、前記参照信号に対して移動平均の算出処理を施す、移動平均算出回路を備えた構成としてもよい。また上記構成としてより具体的には、前記参照信号に対してフィルタ処理を施す、バンドパスフィルタを備えた構成としてもよい。 More specifically, the above configuration may include a moving average calculation circuit that performs a moving average calculation process on the reference signal. More specifically, the above configuration may include a band pass filter that performs a filtering process on the reference signal.
上述した通り、本発明に係るPLL回路によれば、参照信号に応じてチャージポンプの出力電流の電流量を調節するため、出力クロック信号の周波数制御を精度良く行うことが容易となる。 As described above, according to the PLL circuit of the present invention, the amount of output current of the charge pump is adjusted according to the reference signal, so that it is easy to accurately control the frequency of the output clock signal.
本発明の実施形態について、第1実施形態から第5実施形態の各々を例に挙げて、以下に説明する。 Embodiments of the present invention will be described below by taking each of the first to fifth embodiments as an example.
1.第1実施形態
[PLL回路の全体構成]
まず第1実施形態について説明する。図1は、本実施形態に係るPLL回路9の構成図である。本図に示すようにPLL回路9は、正弦波生成部1、ADコンバータ2、チャージポンプ制御回路(以下、「CP制御回路」と称する)3、チャージポンプ4、ローパスフィルタ5、電圧制御発振回路6、およびゼロクロス信号生成回路7を有している。
1. First Embodiment [Overall Configuration of PLL Circuit]
First, the first embodiment will be described. FIG. 1 is a configuration diagram of a
正弦波生成部1は、所定周期の正弦波(サイン波)のアナログ信号を生成して、後段側のADコンバータ2に出力する。ADコンバータ2は、前段側から受取るアナログ信号に対してAD[Analog to Digital]変換を実行し、変換済みのデジタル信号(正弦波を表すデジタル信号)を参照信号SrefとしてCP制御回路3に送出する。
The sine
なおPLL回路9においては、正弦波生成部1やADコンバータ2が設けられる代わりに、参照信号Srefに相当する信号が外部から入力されるようになっていても良い。また参照信号Srefは、周期性を有する多値の信号であって、正弦波とは異なる形態であっても構わない。ここで本願における「多値の信号」とは、少なくとも3種以上の値となる信号であり、2値のパルス信号などを含まない概念である。なお参照信号Srefは周期性を有するため、クロック信号の一種(リファレンスクロック信号)と見ることも出来る。
In the
CP制御回路3は、参照信号Srefに基づいて、パルス信号UP、パルス信号DN、および調節信号SELを生成するデジタル回路である。CP制御回路3は、これらの信号をチャージポンプ4に送出することにより、チャージポンプ4の動作を制御する。パルス信号UPおよびパルス信号DNは、2値(HレベルとLレベル)のパルス信号であり、各値がオンおよびオフの何れかを表す。なお、CP制御回路3のより詳細な構成等については、改めて説明する。
The
チャージポンプ4は、流出または流入の出力電流を出力するものであって、パルス信号UPに応じて当該流出のオン/オフが切替えられ、パルス信号DNに応じて当該流入のオン/オフが切替えられるように形成されている。
The
すなわちチャージポンプ4は、パルス信号UPがオンのときに、自身から出力側(LPF5)へ電流を流出させる(つまり、「流出」の出力電流を出力する)ようにし、パルス信号DNがオンのときに、出力側から自身へ電流を流入させる(つまり、「流入」の出力電流を出力する)ように動作する。チャージポンプ4の出力電流によって、ローパスフィルタ5に入力される電圧が決められる。
That is, when the pulse signal UP is on, the
またチャージポンプ4は、調節信号SELに応じて、出力電流がオンであるときの電流量が変化するように形成されている。ここでチャージポンプ4の構成例について、図2を参照しながら以下に説明する。なおこの例では、調節信号SELは、複数の信号(SEL−1〜SEL−6)からなっている。
Further, the
図2に示すようにチャージポンプ4は、UP側のPMOSトランジスタT1と、DOWN側のNMOSトランジスタT2とを備える。PMOSトランジスタT1は、ゲートにはパルス信号UPが入力されるようになっており、ソースには、電流可変用のPMOSトランジスタT3〜T5のドレインが共通接続される。PMOSトランジスタT3〜T5はそれぞれ、ソースが電源に接続され、ゲートに信号SEL−1〜SEL−3が供給される。
As shown in FIG. 2, the
またNMOSトランジスタT2は、ゲートにはパルス信号DNが入力されるようになっており、ソースには、電流可変用のNMOSトランジスタT6〜T8のドレインが共通接続される。NMOSトランジスタT6〜T8はそれぞれ、ソースが接地され、ゲートに信号SEL−4〜SEL−6が供給される。 The NMOS transistor T2 has a gate to which the pulse signal DN is input, and the drains of the current varying NMOS transistors T6 to T8 are commonly connected to the source. The sources of the NMOS transistors T6 to T8 are grounded, and the signals SEL-4 to SEL-6 are supplied to the gates.
図2に示す構成によれば、パルス信号UPのオン時に、チャージポンプ4からローパスフィルタ5へ電流が流出する。そしてこの流出に係る電流量は、主に信号SEL−1〜SEL−3に応じて(つまり、PMOSトランジスタT3〜T5のうちの何れがオンとなるかに応じて)変化する。
According to the configuration shown in FIG. 2, current flows from the
またパルス信号DNのオン時に、ローパスフィルタ5からチャージポンプ4へ電流が流入する。そしてこの流入に係る電流量は、主に信号SEL−4〜SEL−6に応じて(つまり、NMOSトランジスタT6〜T8のうちの何れがオンとなるかに応じて)変化する。なお図2に示した構成は一例であって、チャージポンプ4はその他の構成となっていても構わない。
Further, when the pulse signal DN is on, a current flows from the low-
図1に戻り、ローパスフィルタ5は、チャージポンプ4の出力側に設けられており、入力電圧に低域通過のフィルタ処理を施して、電圧制御発振回路6に出力する。また電圧制御発振回路6は、ローパスフィルタ5の出力電圧に応じた周波数のクロック信号(方形波)を、出力クロック信号Soutとして生成する。生成された出力クロック信号Soutは、PLL回路9の外部に出力され、種々の目的に利用される。
Returning to FIG. 1, the low-
なおPLL回路9は所定の機構(参照信号Srefと出力クロック信号Soutのクロックをカウントして比較する機構や、分周器を用いる機構等であっても構わない)を用いて、参照信号Srefに対応した周波数となるように、出力クロック信号Soutを生成する。本実施形態ではその一例として、125kHzの参照信号Srefに基づいて、これが16逓倍された2MHzの出力クロック信号Soutが生成されるとする。
Note that the
またADコンバータ2、CP制御回路3、およびゼロクロス信号生成回路7には、基準クロックCLの信号が入力されるようになっている。ADコンバータ2は、基準クロックCLの周期でAD変換を行うようになっており、CP制御回路3は、基準クロックCLに応じて所定動作(詳しくは後述する)を行うようになっている。
A signal of the reference clock CL is input to the
なお基準クロックCLの信号としては、出力クロック信号Soutが用いられるようにしても良く、別途生成されたクロック信号が用いられるようにしても良い。なお以下の説明では、基準クロックCLの周波数は、参照信号Srefが16逓倍されたものであるとする。 Note that the output clock signal Sout may be used as the reference clock CL signal, or a separately generated clock signal may be used. In the following description, the frequency of the reference clock CL is assumed to be 16 times the reference signal Sref.
ゼロクロス信号生成回路7は、ゼロクロスタイミング(参照信号Srefがゼロクロスとなるべきタイミング)を検知し、ゼロクロスタイミングを表す信号をCP制御回路3に出力する。ゼロクロス信号生成回路7は、一例として、まず参照信号Srefの符号反転検出を行って初めのゼロクロスのタイミングを検知し、その後、基準クロックCLを用いて参照信号Srefの周期(本実施形態では16回分の基準クロックCL)をカウントすることで、永続的にゼロクロスタイミングを検知することが可能である。なお、CP制御回路3が行う処理においてゼロクロスタイミングの情報が不要である場合には、ゼロクロス信号生成回路7は設けられなくても良い。
The zero cross signal generation circuit 7 detects a zero cross timing (a timing at which the reference signal Sref should become a zero cross), and outputs a signal representing the zero cross timing to the
[CP制御回路の構成]
次に、CP制御回路3の構成等についてより詳細に説明する。図3は、CP制御回路3の構成図である。本図に示すようにCP制御回路3は、電流量調節回路31、パルス信号生成回路32、目標波形生成回路33、およびコンパレータ34を有している。
[Configuration of CP control circuit]
Next, the configuration and the like of the
電流量調節回路31は、入力される信号(本実施形態では、後述する差分信号)に基づいて調節信号SELを生成し、チャージポンプ4に出力する。パルス生成回路32は、入力される信号(本実施形態では、後述する差分信号)に基づいてパルス信号UPおよびパルス信号DNを生成し、チャージポンプ4に出力する。
The current
目標波形生成回路33は、参照信号Srefの目標波形(本実施形態では125kHzの正弦波)の信号を生成する回路である。目標波形生成回路33は、例えば、基準クロックCLの間隔での目標波形の値を表すLUT[Look up Table]が用意されており、基準クロックCLと当該LUTを用いることにより、目標波形の信号を生成する。
The target
コンパレータ34は、参照信号Srefの値と目標波形の信号の値との差分値(便宜的に「差分値D1」とする)を算出し、算出結果の信号を差分信号として、後段側に送出する。なおコンパレータ34における当該算出は、例えばゼロクロスタイミングの情報が利用され、参照信号Srefと目標波形を同期させるようにして実行される。
The
[CP制御回路の動作]
次に、CP制御回路3の動作についてより詳細に説明する。電流量調節回路31は、差分信号が表す差分値D1に応じて、調節信号SELを生成する。より具体的には、差分値D1の絶対値が大きいほどチャージポンプ4での電流量が増大するように、調節信号SELが生成される。一例としては、差分値D1の絶対値(或いはこれに所定係数を乗じた値)が、チャージポンプ4での電流量となるように、調節信号SELが生成される。調節信号SELは、差分値D1の絶対値が出来るだけ速やかに小さくなるように、適切に生成されることが望ましい。
[Operation of CP control circuit]
Next, the operation of the
またパルス生成回路32は、差分信号が表す差分値D1の符号に応じて、パルス信号UPおよびパルス信号DNを生成する。より具体的には、パルス信号DNについては、差分値D1が正であればオンとし、そうでないときはオフとする。またパルス信号UPについては、差分値D1が負であればオンとし、そうでないときはオフとする。
The
また本実施形態では、コンパレータ34による差分値D1の算出は、基準クロックCLの周期毎に(つまり、基準クロックCLのタイミングで毎回)実行される。そしてこの算出結果に従って、差分信号の内容が更新される。また電流量調節回路31およびパルス生成回路32による信号生成の動作(信号内容の更新)も、当該算出のタイミングに同期して行われる。
In the present embodiment, the calculation of the difference value D1 by the
ここで図4は、CP制御回路3の動作に関わるタイミングチャートを例示している。なお図4の上段は、参照信号Sref(実線)と目標波形(破線)の様子(参照信号Srefの位相が遅れている例)を模式的に示しており、図4の下段は、このときのパルス信号UP、パルス信号DN、および調節信号SELの状態を示している。また図4中の一点鎖線は、基準クロックCLの各タイミングを表している。
Here, FIG. 4 illustrates a timing chart related to the operation of the
図4に示すように本実施形態では、基準クロックCLの周期毎のタイミング(図4ではt1〜t18が例示されている)において差分値D1が算出され、それぞれの算出結果が各信号(UP、DN、SEL)に反映されている。 As shown in FIG. 4, in the present embodiment, the difference value D1 is calculated at the timing for each cycle of the reference clock CL (t1 to t18 are illustrated in FIG. 4), and the respective calculation results are represented by the respective signals (UP, (DN, SEL).
このように電流量調節回路31は、参照信号Srefに応じて(より具体的には、参照信号Srefの値と目標波形の信号の値との差分値D1に応じて)、チャージポンプ4の出力電流の電流量を調節するようになっている。そのためPLL回路9は、このような調節が行われないものに比べて、差分値D1の絶対値をより速やかに小さくすること等が可能であり、出力クロック信号の周波数制御を精度良く行うことが容易である。またこれにより、パルス信号UPやパルス信号DNの周波数が小さくても、出力クロック信号Soutに関するジッタの悪化等を低減させることが容易である。
As described above, the current
2.第2実施形態
次に、第2実施形態について説明する。なお第2実施形態は、差分値を算出するタイミングに関する点を除き、基本的に第1実施形態と同様である。以下の説明では、第1実施形態と異なる部分の説明に重点をおき、共通する部分については説明を省略することがある。
2. Second Embodiment Next, a second embodiment will be described. The second embodiment is basically the same as the first embodiment except for the point related to the timing for calculating the difference value. In the following description, emphasis is placed on the description of parts different from the first embodiment, and description of common parts may be omitted.
第2実施形態では、コンパレータ34による差分値D1の算出は、ゼロクロスタイミングおよびその前後のタイミング(以下の説明では一例として、基準クロックCLの1周期分だけ前後のタイミングとする)においてのみ実行される。そしてこの算出結果に従って、差分信号の内容が更新される。また電流量調節回路31およびパルス生成回路32による信号生成の動作(信号内容の更新)も、当該算出のタイミングに同期して行われる。
In the second embodiment, the calculation of the difference value D1 by the
なお第2実施形態のゼロクロス信号生成部7は、ゼロクロスタイミングだけでなく、その前後のタイミングをも検知し、これらのタイミングを表す信号をCP制御回路3に出力するようになっている。これにより差分値D1の算出のタイミングを、ゼロクロスタイミングおよびその前後のタイミングのみとすることが可能となっている。
Note that the zero-cross signal generation unit 7 of the second embodiment detects not only the zero-cross timing but also the timing before and after the zero-cross timing, and outputs a signal representing these timings to the
ここで図5は、CP制御回路3の動作に関わるタイミングチャートを例示している。なお図5の上段は、参照信号Sref(実線)と目標波形(破線)の様子(参照信号Srefの位相が遅れている例)を模式的に示しており、図5の下段は、このときのパルス信号UP、パルス信号DN、および調節信号SELの状態を示している。また図5中の一点鎖線は、基準クロックCLの各タイミングを表している。
Here, FIG. 5 illustrates a timing chart related to the operation of the
図5に示すように第2実施形態では、ゼロクロスタイミングおよびその前後のタイミング(図5ではt1〜t8が例示されている)においてのみ差分値D1が算出され、それぞれの算出結果が各信号(UP、DN、SEL)に反映されている。 As shown in FIG. 5, in the second embodiment, the difference value D1 is calculated only at the zero crossing timing and the timings before and after that (t1 to t8 are illustrated in FIG. 5), and the respective calculation results are represented by the respective signals (UP , DN, SEL).
このように第2実施形態によれば、ゼロクロスタイミングおよびその前後のタイミングを除いては、差分値D1の算出が省略される。そのため参照信号Srefと目標波形の間に振幅の差があったとしても、この振幅の差が差分値D1の算出に与える影響を、極力抑えることが可能である。これにより、PLL回路9におけるジッタの悪化を低減させることが容易となる。
As described above, according to the second embodiment, the calculation of the difference value D1 is omitted except for the zero cross timing and the timing before and after the zero cross timing. Therefore, even if there is an amplitude difference between the reference signal Sref and the target waveform, it is possible to suppress the influence of the amplitude difference on the calculation of the difference value D1 as much as possible. This makes it easy to reduce the deterioration of jitter in the
3.第3実施形態
次に、第3実施形態について説明する。なお第3実施形態は、PC制御回路3の構成や動作に関する点を除き、基本的に第1実施形態と同様である。以下の説明では、第1実施形態と異なる部分の説明に重点をおき、共通する部分については説明を省略することがある。
3. Third Embodiment Next, a third embodiment will be described. The third embodiment is basically the same as the first embodiment except for the points related to the configuration and operation of the
図6は、CP制御回路3の構成図である。本図に示すようにCP制御回路3は、電流量調節回路31、パルス信号生成回路32、および積分回路36を有している。
FIG. 6 is a configuration diagram of the
電流量調節回路31は、入力される信号(本実施形態では、後述する積分信号)に基づいて調節信号SELを生成し、チャージポンプ4に出力する。パルス生成回路32は、入力される信号(本実施形態では、後述する積分信号)に基づいてパルス信号UPおよびパルス信号DNを生成し、チャージポンプ4に出力する。また積分回路36は、参照信号Srefの値の積分値を算出し、算出結果の信号を積分信号として後段側に送出する。
The current
次に、CP制御回路3の動作についてより詳細に説明する。電流量調節回路31は、積分信号が表す積分値の絶対値と目標積分量との差分値(便宜的に「差分値D2」とする)に応じて、調節信号SELを生成する。より具体的には、差分値D2の絶対値が大きいほどチャージポンプ4での電流量が増大するように、調節信号SELが生成される。
Next, the operation of the
一例としては、差分値D2の絶対値(或いはこれに所定係数を乗じた値)が、チャージポンプ4での電流量となるように、調節信号SELが生成される。なお目標積分量は、参照信号Srefが理想波形であると仮定した場合の積分値の絶対値(つまり期待される積分値の絶対値)に相当する。参照信号Srefが理想波形である場合には、差分値D2はゼロとなる。調節信号SELは、差分値D2の絶対値が出来るだけ速やかに小さくなるように、適切に生成されることが望ましい。
As an example, the adjustment signal SEL is generated so that the absolute value of the difference value D2 (or a value obtained by multiplying this by a predetermined coefficient) becomes the amount of current in the
またパルス生成回路32は、差分値D2の符号に応じて、パルス信号UPおよびパルス信号DNを生成する。より具体的には、パルス信号DNについては、差分値D2が正であればオンとし、そうでないときはオフとする。またパルス信号UPについては、差分値D2が負であればオンとし、そうでないときはオフとする。
The
また本実施形態では、積分回路36による積分値の算出は、ゼロクロスタイミングが到来する度に実行される。そしてこの算出結果に従って、積分信号の内容が更新される。また電流量調節回路31およびパルス生成回路32による信号生成の動作(信号内容の更新)も、当該算出のタイミングに同期して行われる。
In the present embodiment, the integration value is calculated by the
ここで図7は、CP制御回路3の動作に関わるタイミングチャートを例示している。なお図7の上段は、参照信号Srefの様子を模式的に示しており、図7の下段は、このときのパルス信号UP、パルス信号DN、および調節信号SELの状態を示している。また図7中の一点鎖線は、基準クロックCLの各タイミングを表している。
Here, FIG. 7 illustrates a timing chart related to the operation of the
図7に示すように本実施形態では、各ゼロクロスタイミング(図7ではt1〜t3が例示されている)において積分値が算出され、それぞれの算出結果が各信号(UP、DN、SEL)に反映されている。 As shown in FIG. 7, in this embodiment, an integral value is calculated at each zero cross timing (t1 to t3 are illustrated in FIG. 7), and each calculation result is reflected in each signal (UP, DN, SEL). Has been.
なお本実施形態では、ゼロクロスタイミングごと、すなわち理想とする参照信号Srefの半周期ごとに積分値を算出するが、その代わりに、一周期ごとに積分値を算出するようにしても良い。このようにすれば目標積分量はゼロとなるため、算出される積分値をそのまま差分値D2として扱うことができ、CP制御回路3の回路構成をより簡略化することが容易となる。
In the present embodiment, the integral value is calculated every zero cross timing, that is, every half cycle of the ideal reference signal Sref. Instead, the integral value may be calculated every cycle. In this way, the target integration amount becomes zero, so that the calculated integration value can be handled as it is as the difference value D2, and the circuit configuration of the
4.第4実施形態
次に、第4実施形態について説明する。なお第4実施形態は、PC制御回路3の構成や動作に関する点を除き、基本的に第1実施形態と同様である。以下の説明では、第1実施形態と異なる部分の説明に重点をおき、共通する部分については説明を省略することがある。
4). Fourth Embodiment Next, a fourth embodiment will be described. The fourth embodiment is basically the same as the first embodiment except for the points related to the configuration and operation of the
図8は、CP制御回路3の構成図である。本図に示すようにCP制御回路3は、電流量調節回路31、およびパルス信号生成回路32を有している。電流量調節回路31は、入力される信号(本実施形態では、参照信号Sref)に基づいて調節信号SELを生成し、チャージポンプ4に出力する。パルス生成回路32は、入力される信号(本実施形態では、参照信号Sref)に基づいてパルス信号UPおよびパルス信号DNを生成し、チャージポンプ4に出力する。
FIG. 8 is a configuration diagram of the
次に、CP制御回路3の動作についてより詳細に説明する。電流量調節回路31は、参照信号Srefの値とゼロとの差分値(便宜的に「差分値D3」とする)に応じて、調節信号SELを生成する。より具体的には、差分値D3の絶対値が大きいほどチャージポンプ4での電流量が増大するように、調節信号SELが生成される。一例としては、差分値D3の絶対値(或いはこれに所定係数を乗じた値)が、チャージポンプ4での電流量となるように、調節信号SELが生成される。調節信号は、差分値D3の絶対値が出来るだけ速やかに小さくなるように、適切に生成されることが望ましい。
Next, the operation of the
またパルス生成回路32は、差分値D3の符号に応じて、パルス信号UPおよびパルス信号DNを生成する。より具体的には、パルス信号DNについては、差分値D3が正であればオンとし、そうでないときはオフとする。またパルス信号UPについては、差分値D3が負であればオンとし、そうでないときはオフとする。
The
また本実施形態では、電流量調節回路31およびパルス生成回路32による信号生成は、ゼロクロスタイミングが到来する度に実行される。
In the present embodiment, signal generation by the current
ここで図9は、CP制御回路3の動作に関わるタイミングチャートを例示している。なお図9の上段は、参照信号Srefの様子を模式的に示しており、図9の下段は、このときのパルス信号UP、パルス信号DN、および調節信号SELの状態を示している。また図9中の一点鎖線は、基準クロックCLの各タイミングを表している。
Here, FIG. 9 illustrates a timing chart related to the operation of the
図9に示すように本実施形態では、各ゼロクロスタイミング(図9においてt1〜t3が例示されているように、理想とする波形(本図中の破線の波形)がゼロクロスとなるタイミング)において積分値が算出され、それぞれの算出結果が各信号(UP、DN、SEL)に反映されている。 As shown in FIG. 9, in the present embodiment, integration is performed at each zero cross timing (timing at which the ideal waveform (the waveform indicated by the broken line in the drawing) becomes zero cross as illustrated in t1 to t3 in FIG. 9). A value is calculated, and each calculation result is reflected in each signal (UP, DN, SEL).
このように電流量調節回路31は、参照信号Srefに応じて(より具体的には、参照信号Srefの値とゼロとの差分値D3に応じて)、チャージポンプ4の出力電流の電流量を調節するようになっている。そのためPLL回路9は、このような調節が行われないものに比べて、差分値D3の絶対値をより速やかに小さくすること等が可能であり、出力クロック信号の周波数制御を精度良く行うことが容易である。またこれにより、パルス信号UPやパルス信号DNの周波数が小さくても、出力クロック信号Soutに関するジッタの悪化等を低減させることが容易である。
As described above, the current
5.第5実施形態
次に、第5実施形態について説明する。なお第5実施形態は、参照信号Srefの移動平均を用いるようにした点を除き、基本的に第4実施形態と同様である。以下の説明では、第4実施形態と異なる部分の説明に重点をおき、共通する部分については説明を省略することがある。
5. Fifth Embodiment Next, a fifth embodiment will be described. The fifth embodiment is basically the same as the fourth embodiment except that the moving average of the reference signal Sref is used. In the following description, emphasis is placed on the description of parts different from the fourth embodiment, and description of common parts may be omitted.
図10は、CP制御回路3の構成図である。本図に示すようにCP制御回路3は、電流量調節回路31、パルス信号生成回路32、および移動平均算出回路37を有している。移動平均算出回路37は、入力される参照信号Srefの値の移動平均を算出し、算出結果を電流決定回路31およびパルス生成回路32に送出する。なお移動平均の算出は、例えば、直近の1/8周期分の値を用いて行われる。
FIG. 10 is a configuration diagram of the
電流量調節回路31は、入力される信号(本実施形態では、参照信号Srefの値の移動平均)に基づいて調節信号SELを生成し、チャージポンプ4に出力する。なお調節信号SELの生成手順は、参照信号Srefの値の代わりに当該移動平均の値が用いられる点を除き、第4実施形態の場合と同様である。
The current
パルス生成回路32は、入力される信号(本実施形態では、参照信号Srefの値の移動平均)に基づいてパルス信号UPおよびパルス信号DNを生成し、チャージポンプ4に出力する。なおパルス信号UPおよびパルス信号DNの生成手順は、参照信号Srefの値の代わりに当該移動平均の値が用いられる点を除き、第4実施形態の場合と同様である。
The
第5実施形態では、参照信号Srefに対して移動平均が算出され、この算出結果を用いて各信号(SEL、UP、DN)が生成される。そのため、正弦波生成部1から出力される正弦波にノイズが入っていた場合であっても、各信号(SEL、UP、DN)の生成に当該ノイズの悪影響が及ぶことを、出来るだけ抑えることが可能である。
In the fifth embodiment, a moving average is calculated for the reference signal Sref, and each signal (SEL, UP, DN) is generated using this calculation result. Therefore, even when noise is included in the sine wave output from the sine
なお第5実施形態では、第4実施形態のPLL回路9に移動平均算出回路37を設けた形態となっているが、第1実施形態から第3実施形態の何れのPLL回路9についても、移動平均算出回路37に相当するものを設けることが可能である。この場合にも、参照信号Srefに対して移動平均が算出され、この算出結果を用いて各信号(SEL、UP、DN)が生成される。そのため、正弦波生成部1から出力される正弦波にノイズが入っていた場合であっても、各信号(SEL、UP、DN)の生成に当該ノイズの悪影響が及ぶことを、出来るだけ抑えることが可能である。
In the fifth embodiment, the moving
6.その他
上述した通り各実施形態に係るPLL回路9は、流出または流入の出力電流を出力するものであって、パルス信号(流出のオン/オフを切替えるパルス信号UP、および、流入のオン/オフを切替えるパルス信号DN)に応じて出力電流のオン/オフが切替えられるチャージポンプ4と、周期性を有する多値の参照信号Sref(正弦波のアナログ信号がAD変換された信号)に応じてパルス信号UPおよびパルス信号DNを生成する、パルス生成回路32と、を備えており、チャージポンプ4の出力電流に応じた出力クロック信号Soutを生成する。更にPLL回路9は、参照信号Srefに応じて前記出力電流がオンである電流量を調節する、電流量調節回路31をも備えている。
6). Others As described above, the
このようにPLL回路9によれば、参照信号に応じてチャージポンプの出力電流の電流量を調節するため、出力クロック信号の周波数制御を精度良く行うことが容易となっている。
Thus, according to the
また上述した各実施形態(移動平均算出回路37を有する場合も含む)において、参照信号Srefの周波数が特定されている場合には、ADコンバータ2の後段側に、参照信号Srefに対してバンドパスのフィルタ処理を施すバンドパスフィルタ(BPF)を設けるようにしても良い。このようにすれば、参照信号Srefに含まれるノイズがより減少し、PLL回路9でのジッタが改善される。なおバンドパスフィルタは、正弦波生成部1とADコンバータ2の間に設けられるようにしても良い。
In each of the above-described embodiments (including the case where the moving
また、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。 The configuration of the present invention can be variously modified within the scope of the present invention in addition to the above embodiment. That is, the above-described embodiment is an example in all respects and should not be considered as limiting, and the technical scope of the present invention is not the description of the above-described embodiment, but the claims. It should be understood that all modifications that come within the meaning and range of equivalents of the claims are included.
本発明は、PLL回路を有する各種機器に利用することができる。 The present invention can be used for various devices having a PLL circuit.
1 正弦波生成部
2 ADコンバータ
3 チャージポンプ制御回路
31 電流量調節回路
32 パルス生成回路
33 目標波形生成回路
34 コンパレータ
36 積分回路
37 移動平均算出回路
4 チャージポンプ
5 ローパスフィルタ
6 電圧制御発振回路
7 ゼロクロス信号生成回路
T1〜T8 トランジスタ
DESCRIPTION OF
Claims (12)
周期性を有する多値の参照信号に応じて前記パルス信号を生成する、パルス信号生成部と、
を備え、
前記出力電流に応じた出力クロック信号を生成するPLL回路であって、
前記参照信号に応じて前記出力電流がオンであるときの電流量を調節する、電流量調節部を備えたことを特徴とするPLL回路。 A charge pump that outputs an outflow or inflow output current, the on / off of the output current being switched according to a pulse signal;
A pulse signal generation unit that generates the pulse signal according to a multi-valued reference signal having periodicity;
With
A PLL circuit for generating an output clock signal corresponding to the output current,
A PLL circuit comprising: a current amount adjusting unit that adjusts a current amount when the output current is on according to the reference signal.
正弦波を表すデジタル信号であることを特徴とする請求項1に記載のPLL回路。 The reference signal is
The PLL circuit according to claim 1, wherein the PLL circuit is a digital signal representing a sine wave.
前記パルス信号として、前記流出のオン/オフを切替えるUP信号、および、前記流入のオン/オフを切替えるDN信号を生成することを特徴とする請求項2に記載のPLL回路。 The pulse signal generation circuit includes:
3. The PLL circuit according to claim 2, wherein an UP signal for switching on / off of the outflow and a DN signal for switching on / off of the inflow are generated as the pulse signals.
前記ローパスフィルタの出力電圧に応じた周波数のクロック信号を、前記出力クロック信号として生成する電圧制御発振回路と、
を備えたことを特徴とする請求項3に記載のPLL回路。 A low-pass filter provided on the output side of the charge pump;
A voltage-controlled oscillation circuit that generates a clock signal having a frequency corresponding to the output voltage of the low-pass filter as the output clock signal;
The PLL circuit according to claim 3, further comprising:
前記電流量調節部は、
前記参照信号の値と前記目標波形信号の値との差分値に応じて、前記電流量を調節することを特徴とするPLL回路。 The PLL circuit according to claim 4, wherein the PLL circuit generates a target waveform signal that represents a target waveform of the reference signal.
The current amount adjustment unit includes:
A PLL circuit that adjusts the amount of current according to a difference value between a value of the reference signal and a value of the target waveform signal.
前記差分値の絶対値が大きいほど、前記電流量が大きくなるように前記調節を行うことを特徴とする請求項5に記載のPLL回路。 The current amount adjustment unit includes:
The PLL circuit according to claim 5, wherein the adjustment is performed so that the current amount increases as the absolute value of the difference value increases.
前記差分値の符号に応じて、UP信号およびDN信号を生成することを特徴とする請求項5または請求項6に記載のPLL回路。 The pulse signal generation circuit includes:
The PLL circuit according to claim 5, wherein an UP signal and a DN signal are generated according to a sign of the difference value.
前記参照信号の積分値に応じて、前記電流量を調節することを特徴とする請求項4に記載のPLL回路。 The current amount adjustment unit includes:
The PLL circuit according to claim 4, wherein the amount of current is adjusted according to an integral value of the reference signal.
前記電流量調節部は、
前記ゼロクロスタイミングにおける前記参照信号の値とゼロとの差分値に応じて、前記電流量を調節することを特徴とするPLL回路。 The PLL circuit according to claim 4, wherein the PLL circuit specifies a zero-cross timing, which is a timing at which the reference signal should become a zero-cross.
The current amount adjustment unit includes:
A PLL circuit that adjusts the amount of current according to a difference value between the value of the reference signal and zero at the zero cross timing.
前記差分値の符号に応じて、UP信号およびDN信号を生成することを特徴とする請求項9に記載のPLL回路。 The pulse signal generation circuit includes:
The PLL circuit according to claim 9, wherein an UP signal and a DN signal are generated according to a sign of the difference value.
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