JP2013013233A - Power-supply system - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、電源システムに関し、より特定的には、２つの直流電源と負荷との間で直流電力変換を実行するための電源システムに関する。 The present invention relates to a power supply system, and more particularly to a power supply system for executing DC power conversion between two DC power supplies and a load.
特開２０００−２９５７１５号公報（特許文献１）には、２つの直流電源から負荷（車両駆動電動機）へ電力を供給する電気自動車の電源システムが記載されている。特許文献１では、直流電源として２個の電気二重層キャパシタが用いられる。そして、２個の電気二重層キャパシタを並列接続して負荷へ電力を供給する動作モードを設けることが記載される。
Japanese Unexamined Patent Publication No. 2000-295715 (Patent Document 1) describes a power supply system for an electric vehicle that supplies power from two DC power supplies to a load (vehicle drive motor). In
また、特開２００８−５４４７７号公報（特許文献２）には、複数の直流電圧を入力とし、複数の直流電圧を出力する電圧変換装置が記載されている。特許文献２に記載の電力変換装置では、エネルギ蓄積手段（コイル）の端子と、複数の入力電位および複数の出力電位との接続を切替えることによって、動作モードが切替えられる。そして、動作モードには、２つの直流電源が並列に接続されて負荷へ電力を供給するモードが含まれる。
Japanese Patent Laying-Open No. 2008-54477 (Patent Document 2) describes a voltage converter that receives a plurality of DC voltages and outputs a plurality of DC voltages. In the power conversion device described in
また、特開２０１０−５７２８８号公報（特許文献３）には、第１蓄電ユニットおよび第２蓄電ユニットを備えた電力供給装置として、当該蓄電ユニット間の直流接続と並列接続とを切換えるスイッチを設けた構成が記載されている。 Japanese Patent Laying-Open No. 2010-57288 (Patent Document 3) is provided with a switch for switching between DC connection and parallel connection between the storage units as a power supply device including the first storage unit and the second storage unit. The configuration is described.
特許文献１および特許文献２の構成では、２つの直流電源を並列に接続して負荷へ電力供給することが可能であるが、２つの直流電源を直列に接続することは想定されていない。
In the configurations of
特許文献３の構成では、第１蓄電ユニットおよび第２蓄電ユニットの直列接続および並列接続を切換えることによって、モータジェネレータを駆動制御するインバータへの印加電圧を変化させている。すなわち、特許文献３では、直列接続あるいは並列接続された蓄電ユニットからの出力電圧に対する直流電圧変換機能について想定していない。
In the configuration of
したがって、負荷に対する出力電力を電圧指令値に従って制御する電源システムにおいて、特許文献１〜３に記載の構成では、２つの直流電源を有効に使用できない可能性がある。
Therefore, in the power supply system that controls the output power to the load according to the voltage command value, there is a possibility that two DC power supplies cannot be used effectively in the configurations described in
また、電源システムを動作させる際に、電力変換器の回路内にＬＣ回路によって電圧が振動する現象（共振現象）が発生すると、電磁波ノイズの発生により電力変換器外部へ影響を与えることが懸念される。したがって、電力変換器での共振現象を抑制するような構成とすることが求められる。 Moreover, when operating the power supply system, if a phenomenon (resonance phenomenon) in which the voltage is oscillated by the LC circuit occurs in the circuit of the power converter, there is a concern that the generation of electromagnetic noise may affect the outside of the power converter. The Therefore, a configuration that suppresses the resonance phenomenon in the power converter is required.
この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、２つの直流電源を有効に使用可能な電源システムについて、共振現象を発生させることなく、負荷への出力電圧を安定的に制御するための構成を提供することである。 The present invention has been made to solve such problems, and an object of the present invention is to provide a power supply system that can effectively use two DC power supplies without causing a resonance phenomenon without causing a load. It is to provide a configuration for stably controlling the output voltage.
この発明による電源システムは、第１の直流電源と、第２の直流電源と、負荷に電気的に接続される電源配線と第１および第２の直流電源との間で直流電力変換を実行するための電力変換器と、制御装置とを含む。電力変換器は、複数のスイッチング素子と、第１のリアクトルと、第２のリアクトルと、共振減衰回路とを含む。複数のスイッチング素子は、第１の直流電源と電源配線との間に形成される第１の電力変換経路と、第２の直流電源と電源配線との間に形成される第２の電力変換経路との両方に含まれるように配置される。第１のリアクトルは、第１の電力変換経路に含まれるように配置される。第２のリアクトルは、第２の電力変換経路に含まれるように配置される。共振減衰回路は、第１および第２の電力変換経路に対して電気的には非接続である。共振減衰回路は、第３のリアクトルと、第４のリアクトルと、キャパシタおよび抵抗とを有する。第３のリアクトルは、第１のリアクトルと磁気結合される。第４のリアクトルは、第２のリアクトルと磁気結合され、かつ、第３のリアクトルに対して直列に接続される。キャパシタおよび抵抗は、第３および第４のリアクトルと直列に接続される。制御装置は、電源配線上の出力電圧を制御するように複数のスイッチング素子のオンオフを制御する。 The power supply system according to the present invention performs DC power conversion between the first DC power supply, the second DC power supply, the power supply wiring electrically connected to the load, and the first and second DC power supplies. A power converter and a control device. The power converter includes a plurality of switching elements, a first reactor, a second reactor, and a resonance damping circuit. The plurality of switching elements include a first power conversion path formed between the first DC power supply and the power supply wiring, and a second power conversion path formed between the second DC power supply and the power supply wiring. It is arranged to be included in both. The first reactor is arranged so as to be included in the first power conversion path. The second reactor is arranged to be included in the second power conversion path. The resonance damping circuit is electrically disconnected from the first and second power conversion paths. The resonance damping circuit includes a third reactor, a fourth reactor, a capacitor, and a resistor. The third reactor is magnetically coupled to the first reactor. The fourth reactor is magnetically coupled to the second reactor, and is connected in series with the third reactor. The capacitor and the resistor are connected in series with the third and fourth reactors. The control device controls on / off of the plurality of switching elements so as to control the output voltage on the power supply wiring.
好ましくは、複数のスイッチング素子は、第１から第４のスイッチング素子を含む。第１のスイッチング素子は、電源配線および第１のノードの間に電気的に接続される。第２のスイッチング素子は、第２のノードおよび第１のノードの間に電気的に接続される。第３のスイッチング素子は、第２の直流電源の正極端子と電気的に接続される第４のノード、および第２のノードの間に電気的に接続される。第４のスイッチング素子は、第２の直流電源の負極端子と第３のノードとの間に電気的に接続される。電力変換器は、第１および第２のリアクトルをさらに含む。第１のリアクトルは、第１の直流電源の正極端子と第２のノードとの間に電気的に接続される。第２のリアクトルは、第２の直流電源の正極端子と第１のノードとの間に電気的に接続される。 Preferably, the plurality of switching elements include first to fourth switching elements. The first switching element is electrically connected between the power supply wiring and the first node. The second switching element is electrically connected between the second node and the first node. The third switching element is electrically connected between the fourth node electrically connected to the positive terminal of the second DC power supply and the second node. The fourth switching element is electrically connected between the negative terminal of the second DC power supply and the third node. The power converter further includes first and second reactors. The first reactor is electrically connected between the positive terminal of the first DC power source and the second node. The second reactor is electrically connected between the positive terminal of the second DC power source and the first node.
さらに好ましくは、第１のリアクトルおよび第３のリアクトルは、磁性材料で構成された共通のコアに巻回された巻線を有するように構成される。 More preferably, the first reactor and the third reactor are configured to have a winding wound around a common core made of a magnetic material.
また、さらに好ましくは、第２のリアクトルおよび第４のリアクトルは、磁性材料で構成された共通のコアに巻回された巻線を有するように構成される。 More preferably, the second reactor and the fourth reactor are configured to have a winding wound around a common core made of a magnetic material.
あるいは好ましくは、電力変換器は、複数のスイッチング素子の制御によって、第１および第２の直流電源が電源配線に対して直列に電気的に接続された状態で直流電力変換を実行する第１の動作モードと、第１および第２の直流電源が電源配線に対して並列に直流電力変換を実行する第２の動作モードとを切換えられるように構成される。 Alternatively, preferably, the power converter performs first DC power conversion in a state where the first and second DC power sources are electrically connected in series to the power supply wiring by control of the plurality of switching elements. The operation mode and the first and second DC power supplies are configured to be switched between a second operation mode in which DC power conversion is performed in parallel with the power supply wiring.
さらに好ましくは、電力変換器は、第１および第２の直流電源が電源配線に対して直列に電気的に接続された状態で直流電力変換を実行する第１の動作モードと、複数のスイッチング素子の制御によって、第１および第２の直流電源が電源配線に対して並列に直流電力変換を実行する第２の動作モードとを切換えられるように構成される。そして、電力変換器は、第１の動作モードでは、第３のスイッチング素子をオン固定する一方で、直列接続された第１および第２の直流電源と電源配線との間での直流電力変換のための制御信号に従って、第２および第４のスイッチング素子と第１のスイッチング素子とが相補的にオンオフするように、第１から第４のスイッチング素子のオンオフを制御する。 More preferably, the power converter includes a first operation mode in which DC power conversion is performed in a state where the first and second DC power supplies are electrically connected in series to the power supply wiring, and a plurality of switching elements. By this control, the first and second DC power supplies are configured to be switched between the second operation mode in which DC power conversion is performed in parallel with the power supply wiring. In the first operation mode, the power converter fixes the third switching element on, while performing DC power conversion between the first and second DC power supplies connected in series and the power supply wiring. In accordance with the control signal, the first to fourth switching elements are controlled to be turned on / off so that the second and fourth switching elements and the first switching element are complementarily turned on / off.
さらに好ましくは、電力変換器は、第１の動作モードでは、直列接続された第１および第２の直流電源と電源配線との間での直流電力変換について、出力電圧が指令電圧と一致するように制御する。 More preferably, in the first operation mode, the power converter is configured such that the output voltage matches the command voltage for DC power conversion between the first and second DC power supplies connected in series and the power supply wiring. To control.
また、さらに好ましくは、電力変換器は、第２の動作モードでは、第１の直流電源と電源配線との間での直流電力変換のための第１の制御信号と、第２の直流電源と電源配線との間での直流電力変換のための第２の制御信号との論理和に従って、複数のスイッチング素子のオンオフを制御する。 More preferably, in the second operation mode, the power converter includes a first control signal for DC power conversion between the first DC power supply and the power supply wiring, a second DC power supply, On / off of the plurality of switching elements is controlled in accordance with a logical sum with a second control signal for DC power conversion with the power supply wiring.
あるいは、さらに好ましくは、電力変換器は、第２の動作モードでは、第１および第２の直流電源のうちの一方の直流電源と、電源配線との間の直流電力変換については出力電圧が指令電圧と一致するように制御する一方で、第１および第２の直流電源のうちの他方の直流電源と電源配線との間の直流電力変換については他方の直流電源の電流が指令電流と一致するように制御する。 Alternatively, more preferably, in the second operation mode, the power converter outputs a command for the DC power conversion between one of the first and second DC power supplies and the power supply wiring. While controlling to match the voltage, for the DC power conversion between the other DC power source and the power supply wiring of the first and second DC power sources, the current of the other DC power source matches the command current To control.
好ましくは、電力変換器は、第１および第２の直流電源が電源配線に対して直列に電気的に接続された状態で直流電力変換を実行する第１の動作モードと、複数のスイッチング素子の制御によって、第１および第２の直流電源が電源配線に対して並列に直流電力変換を実行する第２の動作モードとを切換えられるように構成される。そして、複数のスイッチング素子は、第１の動作モードでは第１および第２の直流電源を直列接続するためにオン固定される一方で、第２の動作モードでは出力電圧を制御する直流電力変換のためのデューティ比に従ってオンオフされるスイッチング素子を含む。 Preferably, the power converter includes a first operation mode in which DC power conversion is performed in a state in which the first and second DC power supplies are electrically connected in series to the power supply wiring, and the plurality of switching elements. By the control, the first and second DC power sources are configured to be switched between a second operation mode in which DC power conversion is performed in parallel with the power supply wiring. The plurality of switching elements are fixed on to connect the first and second DC power supplies in series in the first operation mode, while the DC power conversion for controlling the output voltage is controlled in the second operation mode. Switching elements that are turned on and off in accordance with a duty ratio.
この発明によれば、２つの直流電源を備えた電源システムについて、負荷への出力電圧を共振現象を発生させることなく安定的に制御した上で、２つの直流電源を有効に使用可能な構成を提供することができる。 According to the present invention, a power supply system having two DC power supplies is configured such that two DC power supplies can be used effectively after the output voltage to the load is stably controlled without causing a resonance phenomenon. Can be provided.
以下に本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。 Embodiments of the present invention will be described below in detail with reference to the drawings. In the following, the same or corresponding parts in the drawings are denoted by the same reference numerals, and the description thereof will not be repeated in principle.
（回路構成）
図１は、本発明の実施の形態による電源システムの構成例を説明するための回路図である。
(Circuit configuration)
FIG. 1 is a circuit diagram for explaining a configuration example of a power supply system according to an embodiment of the present invention.
図１を参照して、電源システム５は、直流電源１０と、直流電源２０と、負荷３０と、制御装置４０と、電力変換器５０とを備える。なお、電力変換器５０は、本実施の形態による電力変換器（後述）に対する比較例として示される。すなわち、図１に示した電源システム５において、図１の電力変換器５０を、本実施の形態による電力変換器５０♯（図２３）によって置換することによって、本発明の実施の形態による電源システムが構成される。
Referring to FIG. 1,
なお、後述するように、本実施の形態による電力変換器５０♯は、電力変換器５０の回路構成に加えて、図１の電力変換器５０における共振現象を防止するための受動素子によって構成された共振減衰回路をさらに含むものである。したがって、以下では、まず、電力変換器５０の回路構成および動作、ならびに、問題となる共振現象を順に説明する。
As will be described later,
図１において、直流電源１０および２０は、二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置によって構成される。たとえば、直流電源１０は、リチウムイオン二次電池やニッケル水素電池のような二次電池で構成される。また、直流電源２０は、たとえば、電気二重層キャパシタやリチウムイオンキャパシタ等の出力特性に優れた直流電圧源要素により構成される。直流電源１０および直流電源２０は、「第１の直流電源」および「第２の直流電源」にそれぞれ対応する。ただし、直流電源１０および２０を同種の蓄電装置によって構成することも可能である。
In FIG. 1, DC power supplies 10 and 20 are constituted by a power storage device such as a secondary battery or an electric double layer capacitor. For example, the
電力変換器５０は、直流電源１０および直流電源２０と、負荷３０との間に接続される。電力変換器５０は、負荷３０と接続された電源配線ＰＬ上の直流電圧（以下、出力電圧Ｖｏとも称する）を電圧指令値に従って制御するように構成される。
負荷３０は、電力変換器５０の出力電圧Ｖｏを受けて動作する。出力電圧Ｖｏの電圧指令値は、負荷３０の動作に適した電圧に設定される。電圧指令値は、負荷３０の状態に応じて可変に設定されてもよい。さらに、負荷３０は、回生発電等によって、直流電源１０，２０の充電電力を発生可能に構成されてもよい。
The
電力変換器５０は、電力用半導体スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４と、リアクトルＬ１，Ｌ２とを含む。本実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」とも称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対しては、逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ４が配置されている。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、制御装置４０からの制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４に応答して、オンオフを制御することが可能である。
スイッチング素子Ｓ１は、電源配線ＰＬおよびノードＮ１の間に電気的に接続される。リアクトルＬ２は、ノードＮ１と直流電源２０の正極端子との間に接続される。スイッチング素子Ｓ２はノードＮ１およびＮ２の間に電気的に接続される。リアクトルＬ１はノードＮ２と直流電源１０の正極端子との間に接続される。スイッチング素子Ｓ３は、ノードＮ２およびＮ３の間に電気的に接続される。スイッチング素子Ｓ４は、ノードＮ３および接地配線ＧＬの間に電気的に接続される。接地配線ＧＬは、負荷３０および、直流電源１０の負極端子と電気的に接続される。
Switching element S1 is electrically connected between power supply line PL and node N1. Reactor L2 is connected between node N1 and the positive terminal of
制御装置４０は、たとえば、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリを有する電子制御ユニット（ＥＣＵ）によって構成される。制御装置４０は、メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、各センサによる検出値を用いた演算処理を行なうように構成される。あるいは、制御装置４０の少なくとも一部は、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。
The
制御装置４０は、出力電圧Ｖｏを制御するために、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフを制御する制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４を生成する。
The
なお、図１では図示を省略しているが、直流電源１０の電圧（Ｖ［１］と表記する）および電流（Ｉ［１］と表記する）、直流電源２０の電圧（Ｖ［２］と表記する）および電流（Ｉ［２］と表記する）、ならびに、出力電圧Ｖｏの検出器（電圧センサ，電流センサ）が設けられている。これらの検出器の出力は、制御装置４０へ与えられる。
Although not shown in FIG. 1, the voltage (denoted as V [1]) and current (denoted as I [1]) of the
図１から理解されるように、電力変換器５０は、直流電源１０および直流電源２０の各々に対応して昇圧チョッパ回路を備えた構成となっている。すなわち、直流電源１０に対しては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を上アーム素子とする一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を下アーム素子とする電流双方向の第１の昇圧チョッパ回路が構成される。同様に、直流電源２０に対しては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４を上アーム素子とする一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を下アーム素子とする電流双方向の第２の昇圧チョッパ回路が構成される。そして、第１の昇圧チョッパ回路によって直流電源１０および電源配線ＰＬの間に形成される電力変換経路と、第２の昇圧チョッパ回路によって直流電源１０および電源配線ＰＬの間に形成される電力変換経路との両方に、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が含まれる。
As can be understood from FIG. 1, the
なお、昇圧チョッパ回路における電圧変換比（昇圧比）は、低圧側（直流電源側）の電圧Ｖｉ、高圧側（負荷側）の電圧ＶＨ、および、下アーム素子のデューティ比ＤＴを用いて、下記（１）式で示されることが知られている。なお、デューティ比ＤＴは、下アーム素子のオン期間およびオフ期間の和であるスイッチング周期に対する、下アーム素子のオン期間比で定義される。なお、下アーム素子のオフ期間には、上アーム素子がオンされる。 The voltage conversion ratio (boost ratio) in the boost chopper circuit is expressed as follows using the voltage Vi on the low voltage side (DC power supply side), the voltage VH on the high voltage side (load side), and the duty ratio DT of the lower arm element. It is known that it is expressed by equation (1). The duty ratio DT is defined as the ratio of the on-period of the lower arm element to the switching cycle that is the sum of the on-period and off-period of the lower arm element. The upper arm element is turned on during the off period of the lower arm element.
ＶＨ＝１／（１−ＤＴ）・Ｖｉ …（１）
なお、本実施の形態による電力変換器５０では、電力変換器５０は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御によって、直流電源１０，２０が並列に負荷３０との間で電力の授受を行なうパラレル接続モードと、直列に接続された直流電源１０，２０が負荷３０との間で電力の授受を実行するシリーズ接続モードとを切替えて動作することが可能である。シリーズ接続モードは「第１の動作モード」に対応し、パラレル接続モードは「第２の動作モード」に対応する。
VH = 1 / (1-DT) · Vi (1)
In
（各動作モードでの基本的な回路動作）
電力変換器５０の各動作モードでの基本的な回路動作について説明する。まず、電力変換器５０のパラレル接続モードでの動作について説明する。
(Basic circuit operation in each operation mode)
A basic circuit operation in each operation mode of the
電力変換器５０のパラレル接続モードでの回路動作について説明する。
図２および図３に示されるように、スイッチング素子Ｓ４またはＳ２をオンすることによって、直流電源１０および２０を電源配線ＰＬに対して並列に接続することができる。ここで、並列接続モードでは、直流電源１０の電圧Ｖ［１］と直流電源２０の電圧Ｖ［２］との高低に応じて等価回路が異なってくる。
The circuit operation in the parallel connection mode of the
As shown in FIGS. 2 and 3, DC power supplies 10 and 20 can be connected in parallel to power supply line PL by turning on switching element S4 or S2. Here, in the parallel connection mode, the equivalent circuit differs depending on the level of the voltage V [1] of the
図２（ａ）に示されるように、Ｖ［２］＞Ｖ［１］のときは、スイッチング素子Ｓ４をオンすることにより、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を介して、直流電源１０および２０が並列に接続される。このときの等価回路が図２（ｂ）に示される。 As shown in FIG. 2A, when V [2]> V [1], the DC power supplies 10 and 20 are connected in parallel via the switching elements S2 and S3 by turning on the switching element S4. Connected. An equivalent circuit at this time is shown in FIG.
図２（ｂ）を参照して、直流電源１０および電源配線ＰＬの間では、スイッチング素子Ｓ３のオンオフ制御によって、下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。同様に、直流電源２０および電源配線ＰＬの間では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を共通にオンオフ制御することによって、下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。なお、スイッチング素子Ｓ１は、負荷３０からの回生を制御するスイッチとして動作する。
Referring to FIG. 2B, between the
一方、図３（ａ）に示されるように、Ｖ［１］＞Ｖ［２］のときには、スイッチング素子Ｓ２をオンすることにより、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を介して、直流電源１０および２０が並列に接続される。このときの等価回路が図３（ｂ）に示される。 On the other hand, as shown in FIG. 3A, when V [1]> V [2], the DC power supplies 10 and 20 are connected in parallel via the switching elements S3 and S4 by turning on the switching element S2. Connected to. An equivalent circuit at this time is shown in FIG.
図３（ｂ）を参照して、直流電源２０および電源配線ＰＬの間では、スイッチング素子Ｓ３のオンオフ制御によって、下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。同様に、直流電源１０および電源配線ＰＬの間では、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を共通にオンオフ制御することによって、昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。なお、スイッチング素子Ｓ１は、負荷３０からの回生を制御するスイッチとして動作する。
Referring to FIG. 3B, between the
図２および図３に示した回路動作では、いかなる場面においてもリアクトルＬ１，Ｌ２に蓄積されたエネルギの放出経路が必要である。異なる電流が流れているリアクトル同士がスイッチング素子を介して直列に接続されると、蓄積エネルギと電流の関係に矛盾が生じるために、スパーク等が発生して回路破壊に繋がる虞があるためである。したがって、リアクトルＬ１，Ｌ２の蓄積エネルギを放出するための還流経路が、回路上に必ず設けられる必要がある。 The circuit operation shown in FIGS. 2 and 3 requires a discharge path for the energy stored in the reactors L1 and L2 in any scene. This is because, if reactors in which different currents flow are connected in series via switching elements, a contradiction occurs in the relationship between stored energy and current, which may cause sparks or the like, resulting in circuit breakdown. . Therefore, a reflux path for discharging the stored energy of reactors L1 and L2 must be provided on the circuit.
図４には、図２に示した回路動作時（Ｖ［２］＞Ｖ［１］でのパラレル接続モード）におけるリアクトルの還流経路が示される。図４（ａ）には、リアクトルＬ１に対応する還流経路が示され、図４（ｂ）には、リアクトルＬ２に対する還流経路が示される。 FIG. 4 shows the reactor return path during the circuit operation shown in FIG. 2 (parallel connection mode when V [2]> V [1]). FIG. 4 (a) shows a reflux path corresponding to the reactor L1, and FIG. 4 (b) shows a reflux path for the reactor L2.
図４（ａ）を参照して、図２（ｂ）の等価回路において、力行状態におけるリアクトルＬ１の電流は、ダイオードＤ２，Ｄ１、電源配線ＰＬ、負荷３０および接地配線ＧＬを介した電流経路１０２によって還流することができる。また、回生状態におけるリアクトルＬ１の電流は、ダイオードＤ３を介した電流経路１０３によって還流することができる。電流経路１０２，１０３によって、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギを放出することができる。
Referring to FIG. 4 (a), in the equivalent circuit of FIG. 2 (b), the current of reactor L1 in the powering state is a
図４（ｂ）を参照して、図２（ｂ）の等価回路において、力行状態におけるリアクトルＬ２の電流は、ダイオードＤ１、電源配線ＰＬ、負荷３０および接地配線ＧＬを介した電流経路１０４によって還流することができる。また、回生状態におけるリアクトルＬ２の電流は、ダイオードＤ３，Ｄ２を介した電流経路１０５によって還流することができる。電流経路１０４，１０５によって、リアクトルＬ２に蓄積されたエネルギを放出することができる。
Referring to FIG. 4B, in the equivalent circuit of FIG. 2B, the current of reactor L2 in the power running state is returned by
図５には、図３に示した回路動作時（Ｖ［１］＞Ｖ［２］でのパラレル接続モード）におけるリアクトルの還流経路が示される。図５（ａ）には、リアクトルＬ１に対応する還流経路が示され、図５（ｂ）には、リアクトルＬ２に対する還流経路が示される。 FIG. 5 shows a reactor return path during the circuit operation shown in FIG. 3 (parallel connection mode with V [1]> V [2]). FIG. 5 (a) shows a reflux path corresponding to the reactor L1, and FIG. 5 (b) shows a reflux path for the reactor L2.
図５（ａ）を参照して、図３（ｂ）の等価回路において、力行状態におけるリアクトルＬ１の電流は、ダイオードＤ１、電源配線ＰＬ、負荷３０および接地配線ＧＬを介した電流経路１０６により還流することができる。また、回生状態におけるリアクトルＬ２の電流は、ダイオードＤ４，Ｄ３を介した電流経路１０７により還流することができる。電流経路１０６，１０７によって、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギを放出することができる。
Referring to FIG. 5 (a), in the equivalent circuit of FIG. 3 (b), the current of reactor L1 in the powering state is circulated by
図５（ｂ）を参照して、図３（ｂ）の等価回路において、力行状態におけるリアクトルＬ２の電流は、ダイオードＤ１、電源配線ＰＬ、負荷３０、接地配線ＧＬおよびダイオードＤ４を介した電流経路１０８により還流することができる。また、回生状態におけるリアクトルＬ２の電流は、ダイオードＤ３を介した電流経路１０９により還流することができる。電流経路１０８，１０９によって、リアクトルＬ２に蓄積されたエネルギを放出することができる。
Referring to FIG. 5 (b), in the equivalent circuit of FIG. 3 (b), the current of reactor L2 in the power running state is a current path through diode D1, power supply line PL,
以上のように、電力変換器５０では、パラレル接続モードでの動作時において、いかなる動作状態においても、リアクトルＬ１，Ｌ２に蓄積されたエネルギを放出する還流経路が確保されている。
As described above, in
次に、図６および図７を用いて、電力変換器５０のパラレル接続モードにおける昇圧動作について詳細に説明する。
Next, the step-up operation in the parallel connection mode of
図６には、パラレル接続モードにおける直流電源１０に対する直流電力変換（昇圧動作）が示される。
FIG. 6 shows DC power conversion (step-up operation) for the
図６（ａ）を参照して、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアをオンし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアをオフすることによって、リアクトルＬ１にエネルギを蓄積するための電流経路１２０が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態が形成される。
Referring to FIG. 6A, a
これに対して、図６（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアをオフするとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアをオンすることによって、リアクトルＬ１の蓄積エネルギを直流電源１０のエネルギとともに出力するための電流経路１２１が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。
On the other hand, referring to FIG. 6B, by turning off the pair of switching elements S3 and S4 and turning on the pair of switching elements S1 and S2, the stored energy of reactor L1 is reduced. A
スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の少なくとも一方がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の少なくとも一方がオフされている第２の期間とを交互に繰返すことにより、図６（ａ）の電流経路１２０および図６（ｂ）の電流経路１２１が交互に形成される。
While the pair of switching elements S3 and S4 is turned on, the first period in which at least one of the switching elements S1 and S2 is turned off and the pair of switching elements S1 and S2 are turned on, while the switching element S3 , S4 and the second period in which at least one of them is turned off alternately, the
この結果、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアを等価的に上アーム素子とし、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアを等価的に下アーム素子とする昇圧チョッパ回路が、直流電源１０に対して構成される。図６に示される直流電力変換動作では、直流電源２０への電流流通経路がないため、直流電源１０および２０は互いに非干渉である。すなわち、直流電源１０および２０に対する電力の入出力を独立に制御することが可能である。
As a result, a step-up chopper circuit having a pair of switching elements S1 and S2 equivalently as an upper arm element and a pair of switching elements S3 and S4 equivalently as a lower arm element is configured for the
このような直流電力変換において、直流電源１０の電圧Ｖ［１］と、電源配線ＰＬの出力電圧Ｖｏとの間には、下記（２）式に示す関係が成立する。（２）式では、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアがオンされる第１の期間のデューティ比をＤａとする。
In such DC power conversion, the relationship shown in the following equation (2) is established between the voltage V [1] of the
Ｖｏ＝１／（１−Ｄａ）・Ｖ［１］ …（２）
図７には、パラレル接続モードにおける直流電源２０に対する直流電力変換（昇圧動作）が示される。
Vo = 1 / (1-Da) · V [1] (2)
FIG. 7 shows DC power conversion (step-up operation) for the
図７（ａ）を参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアをオンし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアをオフすることによって、リアクトルＬ２にエネルギを蓄積するための電流経路１３０が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態が形成される。
Referring to FIG. 7A, by turning on the pair of switching elements S2 and S3 and turning off the pair of switching elements S1 and S4, a
これに対して、図７（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアをオフするとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアをオンすることによって、リアクトルＬ２の蓄積エネルギを直流電源２０のエネルギとともに出力するための電流経路１３１が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。
On the other hand, referring to FIG. 7 (b), the pair of switching elements S2 and S3 is turned off, and the pair of switching elements S1 and S4 is turned on, so that the stored energy of reactor L2 is reduced. A
スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の少なくとも一方がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の少なくとも一方がオフされている第２の期間とを交互に繰返すことにより、図７（ａ）の電流経路１３０および図７（ｂ）の電流経路１３１が交互に形成される。
While the pair of switching elements S2 and S3 is turned on, the first period when at least one of the switching elements S1 and S4 is turned off, and the pair of switching elements S1 and S4 is turned on, while the switching element S2 , S3 and the second period in which at least one of them is off are alternately repeated, whereby the
この結果、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアを等価的に上アーム素子とし、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアを等価的に下アーム素子とする昇圧チョッパ回路が、直流電源２０に対して構成される。図７に示される直流電力変換動作では、直流電源１０への電流流通経路がないため、直流電源１０および２０は互いに非干渉である。すなわち、直流電源１０および２０に対する電力の入出力を独立に制御することが可能である。
As a result, a step-up chopper circuit having a pair of switching elements S1 and S4 equivalently as an upper arm element and a pair of switching elements S2 and S3 equivalently as a lower arm element is configured for the
このような直流電力変換において、直流電源２０の電圧Ｖ［２］と、電源配線ＰＬの出力電圧Ｖｏとの間には、下記（３）式に示す関係が成立する。（３）式では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアがオンされる第１の期間のデューティ比をＤｂとする。
In such DC power conversion, the relationship shown in the following equation (3) is established between the voltage V [2] of the
Ｖｏ＝１／（１−Ｄｂ）・Ｖ［２］ …（３）
次に、図８および図９を用いて、電力変換器５０のシリーズ接続モードでの動作について説明する。
Vo = 1 / (1-Db) · V [2] (3)
Next, the operation of the
図８（ａ）に示されるように、スイッチング素子Ｓ３をオン固定することによって、直流電源１０および２０を電源配線ＰＬに対して直列に接続することができる。このときの等価回路が図８（ｂ）に示される。 As shown in FIG. 8A, the DC power supplies 10 and 20 can be connected in series to the power supply line PL by fixing the switching element S3 to be on. An equivalent circuit at this time is shown in FIG.
図８（ｂ）を参照して、シリーズ接続モードでは、直列接続された直流電源１０および２０と電源配線ＰＬとの間では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を共通にオンオフ制御することによって、昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオン期間とオフ期間とを交互に形成できる。なお、スイッチング素子Ｓ１は、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のオフ期間にオンされることによって、負荷３０からの回生を制御するスイッチとして動作する。また、オン固定されたスイッチング素子Ｓ３により、リアクトルＬ１をスイッチング素子Ｓ４と接続する配線１５が等価的に形成される。
Referring to FIG. 8B, in the series connection mode, the switching elements S2 and S3 are commonly turned on / off between the DC power supplies 10 and 20 connected in series and the power supply wiring PL, thereby increasing the boost chopper circuit. The ON period and the OFF period of the lower arm element can be alternately formed. The switching element S1 operates as a switch that controls regeneration from the
図８に示した回路動作においても、図４，図５で説明したのと同様に、リアクトルＬ１，Ｌ２の蓄積エネルギを放出するための還流経路が必要である。 In the circuit operation shown in FIG. 8 as well, as described with reference to FIGS. 4 and 5, a reflux path for discharging the stored energy of reactors L1 and L2 is necessary.
図９には、図８に示した回路動作時（シリーズ接続モード）におけるリアクトルの還流経路が示される。図９（ａ）には、力行状態における還流経路が示され、図９（ｂ）には、回生状態における還流経路が示される。 FIG. 9 shows the reactor reflux path during the circuit operation shown in FIG. 8 (series connection mode). FIG. 9A shows the reflux path in the power running state, and FIG. 9B shows the reflux path in the regenerative state.
図９（ａ）を参照して、図８（ｂ）の等価回路において、力行状態におけるリアクトルＬ１の電流は、配線１５、ダイオードＤ２，Ｄ１、電源配線ＰＬ、負荷３０、および接地配線ＧＬを介した電流経路１１１によって還流することができる。また、力行状態におけるリアクトルＬ２の電流は、ダイオードＤ１、電源配線ＰＬ、負荷３０、ダイオードＤ４、および配線１５を介した電流経路１１２により還流することができる。なお、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４を同時にオンオフしていれば、リアクトルＬ１，Ｌ２の電流は等しいため、配線１５には電流が流れない。この結果、ダイオードＤ２，Ｄ４にも電流は流れない。
Referring to FIG. 9 (a), in the equivalent circuit of FIG. 8 (b), the current of reactor L1 in the powering state is via
図９（ｂ）を参照して、図８（ｂ）の等価回路において、回生状態におけるリアクトルＬ１の電流は、ダイオードＤ４および配線１５を介した電流経路１１３によって還流することができる。同様に、回生状態におけるリアクトルＬ２の電流は、ダイオードＤ２および配線１５を介した電流経路１１４によって還流することができる。なお、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４を同時にオンオフしていれば、リアクトルＬ１，Ｌ２の電流は等しいため、ダイオードＤ２，Ｄ４の電流も等しくなる。この結果、配線１５には電流が流れない。
With reference to FIG. 9B, in the equivalent circuit of FIG. 8B, the current of reactor L <b> 1 in the regenerative state can be circulated by
このように、電力変換器５０では、シリーズ接続モードでの動作時において、力行状態および回生状態のいずれにおいても、リアクトルＬ１，Ｌ２に蓄積されたエネルギを放出する還流経路が確保されている。
Thus, in
次に、図１０を用いて、シリーズ接続モードにおける直流電力変換（昇圧動作）を説明する。 Next, DC power conversion (step-up operation) in the series connection mode will be described with reference to FIG.
図１０（ａ）を参照して、直流電源１０，２０を直列接続するためにスイッチング素子Ｓ３がオン固定される一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンし、スイッチング素子Ｓ１がオフされる。これにより、リアクトルＬ１，Ｌ２にエネルギを蓄積するための電流経路１４０，１４１が形成される。この結果、直列接続された直流電源１０，２０に対して、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオン（下アーム素子をオフ）した状態が形成される。
Referring to FIG. 10 (a), switching element S3 is fixed on to connect DC power supplies 10 and 20 in series, while a pair of switching elements S2 and S4 is turned on and switching element S1 is turned off. . Thereby,
これに対して、図１０（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ３をオン固定したままで、図１０（ａ）とは反対に、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオフし、スイッチング素子Ｓ１がオンされる。これにより、電流経路１４２が形成される。電流経路１４２により、直列接続された直流電源１０，２０からのエネルギと、リアクトルＬ１，Ｌ２に蓄積されたエネルギとの和が電源配線ＰＬへ出力される。この結果、直列接続された直流電源１０，２０に対して、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。
On the other hand, referring to FIG. 10B, the pair of switching elements S2 and S4 is turned off, and switching element S1 is turned on, contrary to FIG. Turned on. Thereby, the
スイッチング素子Ｓ３がオン固定された下で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンされる一方でスイッチング素子Ｓ１がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１がオンされる一方でスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオフされている第２の期間とを交互に繰返すことにより、図１０（ａ）の電流経路１４０，１４１および図１０（ｂ）の電流経路１４２が交互に形成される。
A first period in which the pair of switching elements S2 and S4 is turned on while the switching element S1 is turned off while the switching element S3 is turned on, and the switching element S1 is turned on and the switching element S2 is turned on , S4 are alternately turned off and the second period is alternately repeated, whereby the
シリーズ接続モードの直流電力変換では、直流電源１０の電圧Ｖ［１］、直流電源２０の電圧Ｖ［２］、および、電源配線ＰＬの出力電圧Ｖｏの間には、下記（４）式に示す関係が成立する。（１０）式では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンされる第１の期間のデューティ比をＤｃとする。
In the DC power conversion in the series connection mode, the following expression (4) is provided between the voltage V [1] of the
Ｖｏ＝１／（１−Ｄｃ）・（Ｖ［１］＋Ｖ［２］） …（４）
ただし、Ｖ［１］およびＶ［２］が異なるときや、リアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンスが異なるときには、図１０（ａ）の動作終了時におけるリアクトルＬ１，Ｌ２の電流値がそれぞれ異なる。したがって、図１０（ｂ）の動作への移行直後には、リアクトルＬ１の電流の方が大きいときには電流経路１４３を介して差分の電流が流れる。一方、リアクトルＬ２の電流の方が大きいときには電流経路１４４を介して、差分の電流が流れる。
Vo = 1 / (1-Dc). (V [1] + V [2]) (4)
However, when V [1] and V [2] are different, or when the inductances of reactors L1 and L2 are different, the current values of reactors L1 and L2 at the end of the operation in FIG. Therefore, immediately after the transition to the operation of FIG. 10B, when the current of reactor L1 is larger, a difference current flows through
（シリーズ接続モードにおける共振現象）
図１に示した電力変換器５０をシリーズ接続モードで動作させたときに、回路内の電圧が変動する共振現象が発生する可能性がある。図１１を用いて、シリーズ接続モードにおける共振現象について説明する。
(Resonance phenomenon in series connection mode)
When the
図１１は、電力変換器５０のシリーズ接続モードにおける共振現象を説明するための動作波形図である。図１２〜図１７には、図１１の各期間における電力変換器５０の回路動作が示される。なお、図１１には、力行状態での動作が例示されているため、ダイオードＤ１によって電流経路が形成される一方で、スイッチング素子Ｓ１は電力変換に直接作用しない。このため、図１２〜図１７ではスイッチング素子Ｓ１を点線で表記している。
FIG. 11 is an operation waveform diagram for explaining a resonance phenomenon in the series connection mode of the
図１１には、リアクトルＬ１を流れる電流Ｉ（Ｌ１）およびリアクトルＬ２を流れる電流Ｉ（Ｌ２）と、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の出力端子間（たとえば、コレクタ−エミッタ間）の電圧Ｖ（Ｓ２），Ｖ（Ｓ４）が示される。なお、電流Ｉ（Ｌ１）は直流電源１０の電流Ｉ［１］に相当し、電流Ｉ（Ｌ２）は直流電源２０の電流Ｉ［２］に相当する。
In FIG. 11, current I (L1) flowing through reactor L1 and current I (L2) flowing through reactor L2 and voltage V (S2) between output terminals of switching elements S2 and S4 (for example, between collector and emitter), V (S4) is indicated. The current I (L1) corresponds to the current I [1] of the
図１１を参照して、期間Ｔ１では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がターンオンされている。このため、電圧Ｖ（Ｓ２）＝Ｖ（Ｓ４）＝０である。そして、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）はともに上昇している。なお、直流電源１０および２０の電圧が異なるため、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）が上昇する傾きは異なる。図１１の例では、Ｖ［１］＞Ｖ［２］の例が示されている。 Referring to FIG. 11, in period T1, switching elements S2 and S4 are turned on. Therefore, the voltage V (S2) = V (S4) = 0. Currents I (L1) and I (L2) both rise. Note that since the voltages of the DC power supplies 10 and 20 are different, the slopes at which the currents I (L1) and I (L2) rise are different. In the example of FIG. 11, an example of V [1]> V [2] is shown.
図１２には、期間Ｔ１における回路動作が示される。図１２を参照して、期間Ｔ１では、スイッチング素子Ｓ２〜Ｓ４がターンオンし、スイッチング素子Ｓ１がターンオフされる。したがって、図１０（ａ）に示されたのと同様に、リアクトルＬ１およびＬ２を充電する電流経路が形成される。したがって、期間Ｔ１では、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）はともに上昇している。 FIG. 12 shows a circuit operation in the period T1. Referring to FIG. 12, in period T1, switching elements S2 to S4 are turned on and switching element S1 is turned off. Therefore, a current path for charging reactors L1 and L2 is formed in the same manner as shown in FIG. Therefore, in the period T1, both the currents I (L1) and I (L2) are increasing.
再び図１１を参照して、期間Ｔ２は、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のターンオフが開始される過渡過程に対応する。期間Ｔ２では、電圧Ｖ（Ｓ２），Ｖ（Ｓ４）が上昇する。 Referring to FIG. 11 again, period T2 corresponds to a transient process in which turn-off of switching elements S2 and S4 is started. In the period T2, the voltages V (S2) and V (S4) increase.
図１３には、期間Ｔ２における回路動作が示される。図１３を参照して、期間Ｔ１の状態から、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のターンオフが指示されることにより、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の導通経路が遮断される。そして、ターンオフの過渡過程では、出力端子間（エミッタおよびコレクタ）に形成される寄生容量（以下、出力容量とも称する）が充電されることになる。この充電に伴って、図１１に示したように、電圧Ｖ（Ｓ２），Ｖ（Ｓ４）が上昇する。 FIG. 13 shows a circuit operation in the period T2. Referring to FIG. 13, when the turn-off of switching elements S2 and S4 is instructed from the state of period T1, the conduction path of switching elements S2 and S4 is interrupted. In the turn-off transient process, a parasitic capacitance (hereinafter also referred to as output capacitance) formed between the output terminals (emitter and collector) is charged. Along with this charging, as shown in FIG. 11, the voltages V (S2) and V (S4) rise.
そして、期間Ｔ３では、電圧Ｖ（Ｓ２），Ｖ（Ｓ４）が、Ｖ（Ｓ２）＋Ｖ（Ｓ４）＝Ｖｏの状態まで上昇する。 In the period T3, the voltages V (S2) and V (S4) rise to a state of V (S2) + V (S4) = Vo.
図１４には、期間Ｔ３における回路動作が示される。図１４を参照して、図１１の例では、Ｉ（Ｌ１）＞Ｉ（Ｌ２）であるので、Ｉ（Ｌ１）−Ｉ（Ｌ２）の差電流が、ダイオードＤ２を介して負荷３０へ供給されるようになる。すなわち、ダイオードＤ２がオンし始める。
FIG. 14 shows a circuit operation in the period T3. Referring to FIG. 14, in the example of FIG. 11, since I (L1)> I (L2), a difference current of I (L1) -I (L2) is supplied to the
これにより、図１１に示すように、期間Ｔ３では、電流Ｉ（Ｌ２）が上昇を続ける一方で、電流Ｉ（Ｌ１）が低下する。また、期間Ｔ３では、ダイオードＤ２がオンし始めるため、電圧Ｖ（Ｓ２）はほぼ零になる。この結果、期間Ｔ２におけるＶ（Ｓ２）およびＶ（Ｓ４）の和（すなわちＶｏ）が全てスイッチング素子Ｓ４に印加される。すなわち、Ｖ（Ｓ４）＝Ｖｏとなる。 Accordingly, as shown in FIG. 11, in the period T3, the current I (L2) continues to increase while the current I (L1) decreases. In the period T3, since the diode D2 starts to turn on, the voltage V (S2) becomes almost zero. As a result, the sum of V (S2) and V (S4) (that is, Vo) in period T2 is all applied to switching element S4. That is, V (S4) = Vo.
そして、電流Ｉ（Ｌ１）＝Ｉ（Ｌ２）となると、期間Ｔ４が開始される。図１５には、電流Ｉ（Ｌ１）＝Ｉ（Ｌ２）となった時点における回路動作が示される。 Then, when the current I (L1) = I (L2), the period T4 is started. FIG. 15 shows the circuit operation at the time when the current I (L1) = I (L2).
図１５を参照して、電流Ｉ（Ｌ１）＝Ｉ（Ｌ２）になると、ダイオードＤ２の電流が零となる。すなわち、図１０（ｂ）に示された、直流電源１０および２０が直列接続された電流経路が形成される。 Referring to FIG. 15, when current I (L1) = I (L2), the current of diode D2 becomes zero. That is, a current path in which DC power supplies 10 and 20 are connected in series as shown in FIG. 10B is formed.
このとき、電力変換器５０内での電圧関係は、図１６のようになる。図１６に示されるように、出力電圧Ｖｏと電圧Ｖ（Ｓ２），Ｖ（Ｓ４）の間には、Ｖｏ＝Ｖ（Ｓ２）＋Ｖ（Ｓ４）が成立する。また、図中の電圧ＶＨおよび電圧Ｖ（Ｓ２），Ｖ（Ｓ４）について、下記の電圧関係式（５）、（６）が成立する。
At this time, the voltage relationship in the
ＶＨ＝Ｖ［１］＋Ｖ（Ｌ１）＋Ｖ［２］＋Ｖ（Ｌ２） …（５）
Ｖ（Ｓ２）＝Ｖ（Ｌ２）＋Ｖ［２］，Ｖ（Ｓ４）＝Ｖ（Ｌ２）＋Ｖ［２］ …（６）
しかしながら、式（５），（６）および、Ｖｏ＝Ｖ（Ｓ２）＋Ｖ（Ｓ４）の条件では、Ｖ（Ｓ２）およびＶ（Ｓ４）の分担比が規定されない。このため、図１１に示すように、期間Ｔ４では、リアクトルＬ１，Ｌ２と、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の出力容量とによるＬＣ回路での振動現象が発生する。これにより、電圧Ｖ（Ｓ２）およびＶ（Ｓ４）が周期的に変動する、共振現象が発生する。
VH = V [1] + V (L1) + V [2] + V (L2) (5)
V (S2) = V (L2) + V [2], V (S4) = V (L2) + V [2] (6)
However, the sharing ratio of V (S2) and V (S4) is not defined under the conditions of equations (5) and (6) and Vo = V (S2) + V (S4). Therefore, as shown in FIG. 11, in the period T4, an oscillation phenomenon occurs in the LC circuit due to the reactors L1 and L2 and the output capacitances of the switching elements S2 and S4. As a result, a resonance phenomenon in which the voltages V (S2) and V (S4) fluctuate periodically occurs.
期間Ｔ４において、共振は電流経路中の寄生抵抗によって徐々に減衰する。そして、図１７に示されるように、式（５）,（６）での電圧Ｖ（Ｓ２）およびＶ（Ｓ４）がそれぞれ安定電位Ｖｘ，Ｖｙに収束することによって、共振現象は終息する。この状態でのＶｘおよびＶｙの和は、出力電圧Ｖｏに対応する。 In the period T4, the resonance is gradually attenuated by the parasitic resistance in the current path. Then, as shown in FIG. 17, the resonance phenomenon ends when the voltages V (S2) and V (S4) in the equations (5) and (6) converge to the stable potentials Vx and Vy, respectively. The sum of Vx and Vy in this state corresponds to the output voltage Vo.
これにより、図１１に示されるように、期間Ｔ５では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の電圧Ｖ（Ｓ２）およびＶ（Ｓ４）は安定状態となる。なお、図１１の動作波形図から、共振現象によって電圧Ｖ（Ｓ２）およびＶ（Ｓ４）が変動しても、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）は安定的に制御されることが理解される。すなわち、図１１に示した共振現象が発生しても、電力変換器５０の動作が直ちに不安定になることはない。しかしながら、電圧変動によって共振周波数での電磁ノイズが発生される可能性がある。電磁ノイズのレベルによっては、周囲の機器に影響を与えることが懸念される。たとえば、ラジオやオーディオ等に雑音が入ることが懸念される。
As a result, as shown in FIG. 11, in the period T5, the voltages V (S2) and V (S4) of the switching elements S2, S4 are in a stable state. It is understood from the operation waveform diagram of FIG. 11 that the currents I (L1) and I (L2) are stably controlled even if the voltages V (S2) and V (S4) vary due to the resonance phenomenon. The That is, even if the resonance phenomenon shown in FIG. 11 occurs, the operation of the
図１８には、図１１で説明した共振現象の発生時における等価回路が示される。
図１８を参照して、上述した、図１１の期間Ｔ４における電圧関係式より、共振現象の発生時には、電力変換器５０では共振回路７０が構成される。
FIG. 18 shows an equivalent circuit when the resonance phenomenon described in FIG. 11 occurs.
Referring to FIG. 18, the
共振回路７０は、リアクトルＬ１およびスイッチング素子Ｓ４の出力容量Ｃ４が並列接続されたＬＣ回路と、リアクトルＬ２およびスイッチング素子Ｓ２の出力容量Ｃ２が並列接続されたＬＣ回路とが直列に接続された構成を有する。共振回路７０の共振周波数ｆｒｅｓは、リアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンスをＬとし、出力容量Ｃ２，Ｃ４のキャパシタンスをＣとすると、下記（７）式で示される。同様に、共振の先鋭度Ｑは、下記（８）式で示される。なお、（８）式中のＲは、共振経路に含まれる並列抵抗成分である。
式（８）から、共振経路と並列に抵抗を挿入すれば、共振電圧の減衰効果を得ることが可能であることが理解できる。 From the equation (8), it can be understood that the attenuation effect of the resonance voltage can be obtained by inserting a resistor in parallel with the resonance path.
図１９には、共振現象を減衰させるための減衰抵抗を付加した構成が比較例として示される。 FIG. 19 shows a comparative example in which a damping resistor for attenuating the resonance phenomenon is added.
図１９を参照して、比較例として示される構成では、電力変換器５０において、スイッチング素子Ｓ４と並列に抵抗素子６１が接続されている。
Referring to FIG. 19, in the configuration shown as the comparative example, in
図２０には、図１９に示した電力変換器の共振現象発生時における等価回路図が示される。 FIG. 20 shows an equivalent circuit diagram when the resonance phenomenon of the power converter shown in FIG. 19 occurs.
図２０を参照して、図１９の電力変換器によれば、共振現象の発生時には共振回路７１が構成される。
Referring to FIG. 20, according to the power converter of FIG. 19, a
共振回路７１は、図１８に示した共振回路７０と比較して、スイッチング素子Ｓ４の出力容量Ｃ４に対して並列接続される抵抗素子６１をさらに含む。共振回路７１のその他の構成は、共振回路７０と同様である。
抵抗素子６１の抵抗値Ｒによって、式（８）に示したように、共振の先鋭度Ｑを低下させることができる。すなわち、抵抗素子６１の抵抗値が低いほど減衰効果が高くなる。
The sharpness Q of resonance can be lowered by the resistance value R of the
図２１には、図１８に示した共振回路７０における電流Ｉ（Ｌ１），Ｉ（Ｌ２）および電圧Ｖ（Ｓ２），Ｖ（Ｓ４）のシミュレーション波形が示される。
FIG. 21 shows simulation waveforms of currents I (L1) and I (L2) and voltages V (S2) and V (S4) in the
これに対して、図２２には、図２０に示した共振回路７１における電流Ｉ（Ｌ１），Ｉ（Ｌ２）および電圧Ｖ（Ｓ２），Ｖ（Ｓ４）のシミュレーション波形が示される。なお、図２２には、Ｑ＝３〜５程度となるように、抵抗素子６１の抵抗値Ｒを設計した場合の波形が示されている。
On the other hand, FIG. 22 shows simulation waveforms of currents I (L1) and I (L2) and voltages V (S2) and V (S4) in the
図２１および図２２の比較から理解されるように、抵抗素子６１を挿入することによって、共振現象は減衰される。すなわち、図１１の期間Ｔ４で発生する、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の電圧Ｖ（Ｓ２），Ｖ（Ｓ４）の電圧変動の振幅が抑制される。
As understood from the comparison between FIG. 21 and FIG. 22, the resonance phenomenon is attenuated by inserting the
しかしながら、図１９に示した比較例では、共振を抑制するための抵抗素子６１が、スイッチング素子Ｓ４のオフ期間、すなわちＶ（Ｓ４）＞０の期間で常に電力を消費する。特に、図２〜図９で説明したパラレル接続モードでは、共振現象の虞がないにも関らず、共振現象を抑制するための抵抗素子６１による電力消費が常時発生することになる。このため、電力変換器５０の効率が低下することが問題となる。
However, in the comparative example shown in FIG. 19, the
したがって、本実施の形態による電源システムでは、このような電力消費を発生させることなく共振現象を抑制できるような回路構成を提供する。 Therefore, the power supply system according to the present embodiment provides a circuit configuration that can suppress the resonance phenomenon without causing such power consumption.
（共振現象を抑制するための回路構成）
図２３は、本発明の実施の形態に係る電源システムにおいて、図１に示した電力変換器５０に代えて適用される、本実施の形態による電力変換器５０♯の構成を説明するための回路図である。
(Circuit configuration to suppress resonance phenomenon)
FIG. 23 is a circuit for explaining the configuration of
図２３を参照して、電力変換器５０♯は、図１に示した電力変換器５０と同様の、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４、ダイオードＤ１〜Ｄ４および、リアクトルＬ１，Ｌ２に加えて、共振減衰回路５５をさらに含む。共振減衰回路５５は、リアクトルＬ３，Ｌ４と、キャパシタＣ３と、抵抗Ｒ３とを有する。
Referring to FIG. 23,
リアクトルＬ３は、リアクトルＬ１と磁気結合するように構成される。同様に、リアクトルＬ４はリアクトルＬ２と磁気結合するように構成される。たとえば、リアクトルＬ３，Ｌ４は、図２４に示すように、リアクトルＬ１，Ｌ２と共通のコアに対して巻線を巻回することによって構成できる。 Reactor L3 is configured to be magnetically coupled to reactor L1. Similarly, reactor L4 is configured to be magnetically coupled to reactor L2. For example, reactors L3 and L4 can be configured by winding a winding around a core common to reactors L1 and L2, as shown in FIG.
図２４を参照して、リアクトルＬ１（または、Ｌ２）は、磁性材料で構成されたコア１８０に巻回された巻線１１８によって構成される。リアクトルＬ３（またはＬ４）は、リアクトルＬ１（または、Ｌ２）と共通のコア１８０に巻回された巻線１１９によって構成される。このときに、コア１８０にはギャップが設けられる場合と設けられない場合があるが、いずれの場合にも、コア１８０は、磁気的な閉回路を形成している。巻線１１８，１１９は、この共通の閉回路の一部に対して巻回されるように配置される。
Referring to FIG. 24, reactor L1 (or L2) is formed by winding 118 wound around
図２３に示されるように、リアクトルＬ３，Ｌ４の一方は、リアクトルＬ１またはＬ２と同一方向の電圧が誘起されるように構成され、リアクトルＬ３，Ｌ４の他方は、リアクトルＬ１またはＬ２と逆方向の電圧が誘起されるように構成される。図２４に示した巻線１１９の巻回方向を調整することで、図２３に示した方向の誘起電圧を、リアクトルＬ３，Ｌ４に発生されることができる。図２３の構成例では、リアクトルＬ２には、リアクトルＬ４との逆極性の電圧が誘起される。 As shown in FIG. 23, one of reactors L3 and L4 is configured to induce a voltage in the same direction as reactor L1 or L2, and the other of reactors L3 and L4 is in the opposite direction to reactor L1 or L2. A voltage is configured to be induced. By adjusting the winding direction of the winding 119 shown in FIG. 24, an induced voltage in the direction shown in FIG. 23 can be generated in the reactors L3 and L4. In the configuration example of FIG. 23, a voltage having a polarity opposite to that of the reactor L4 is induced in the reactor L2.
図２５には、共振減衰回路５５を含む電力変換器５０♯の共振現象発生時における等価回路図が示される。
FIG. 25 shows an equivalent circuit diagram of
図２５を参照して、共振減衰回路５５を除く部分には、図１８に示した共振回路７０と同様の等価回路が形成される。一方で、リアクトルＬ３には、リアクトルＬ１の電圧Ｖ（Ｌ１）に応じた誘起電圧Ｖｍ１が発生される。また、リアクトルＬ４には、リアクトルＬ２の電圧Ｖ（Ｌ２）に応じた誘起電圧Ｖｍ２が発生される。
Referring to FIG. 25, an equivalent circuit similar to the
したがって、共振減衰回路５５によって、図２６に示される振動モデルが形成される。
図２６を参照して、リアクトルＬ３およびＬ４の一方に、リアクトルＬ１またはＬ２と逆極性の誘起電圧を発生されることにより、直列接続されたキャパシタＣ３および抵抗Ｒ３に対して、誘起電圧Ｖｍ１およびＶｍ２の差電圧（図２５の例では、Ｖｍ１−Ｖｍ２）が印加される。すなわち、共振減衰回路５５に生じる振動電圧Ｖｄｍｐは、Ｖｄｍｐ＝Ｖｍ１−Ｖｍ２となる。キャパシタＣ３および抵抗Ｒ３には、振動電圧Ｖｄｍｐによって生じる振動電流ｉｄｍｐが流れる。
Therefore, the vibration model shown in FIG. 26 is formed by the
Referring to FIG. 26, induced voltage Vm1 and Vm2 is applied to capacitor C3 and resistor R3 connected in series by generating an induced voltage having a polarity opposite to reactor L1 or L2 at one of reactors L3 and L4. (In the example of FIG. 25, Vm1−Vm2) is applied. That is, the vibration voltage Vdmp generated in the
図２７には、図２６に示した振動モデルにおける振動電圧Ｖｄｍｐおよび振動電流ｉｄｍｐ、ならびに、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の電圧Ｖ（Ｓ２），Ｖ（Ｓ４）のシミュレーション波形図が示される。 FIG. 27 shows a simulation waveform diagram of the vibration voltage Vdmp and the vibration current idmp and the voltages V (S2) and V (S4) of the switching elements S2 and S4 in the vibration model shown in FIG.
図２７を参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の電圧Ｖ（Ｓ２），Ｖ（Ｓ４）に、図１１の期間Ｔ４における電圧変動が発生すると、共振電流経路に含まれるリアクトルＬ１，Ｌ２にも電圧変動が生じる。これにより、リアクトルＬ１，Ｌ２と磁気結合されたリアクトルＬ３，Ｌ４に生じる誘起電圧によって、共振減衰回路５５に振動電圧Ｖｄｍｐが発生する。
Referring to FIG. 27, when voltage fluctuations in period T4 in FIG. 11 occur in voltages V (S2) and V (S4) of switching elements S2 and S4, reactors L1 and L2 included in the resonance current path also have voltages. Variations occur. Thereby, an oscillating voltage Vdmp is generated in the
振動電流ｉｄｍｐは、キャパシタＣ３によって直流分がカットされるため交流電流となる。また、抵抗Ｒ３によって、交流電流の振幅は減衰される。したがって、振動電流ｉｄｍｐは、共振現象の発生時のみに生じるとともに、抵抗Ｒ３によって減衰される。この減衰効果は、磁気結合を介してリアクトルＬ１，Ｌ２の電圧変動を減衰されるように作用する。この結果、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の共振現象についても減衰効果を得ることができる。 The oscillating current idmp becomes an alternating current because the direct current component is cut by the capacitor C3. Further, the amplitude of the alternating current is attenuated by the resistor R3. Therefore, the oscillating current idmp is generated only when the resonance phenomenon occurs and is attenuated by the resistor R3. This damping effect acts so as to attenuate voltage fluctuations of reactors L1 and L2 through magnetic coupling. As a result, a damping effect can be obtained for the resonance phenomenon of the switching elements S2 and S4.
図２８には、本実施の形態による電力変換器における共振現象時の電流および電圧のシミュレーション波形図が示される。一方で、図２９には比較例として、共振減衰回路５５を設けない構成、すなわち、図１に示した電力変換器（比較例）における共振現象時の電流および電圧のシミュレーション波形図が示される。図２９に示される波形図は、図２１の波形図と同等である。
FIG. 28 shows a simulation waveform diagram of current and voltage during a resonance phenomenon in the power converter according to the present embodiment. On the other hand, FIG. 29 shows, as a comparative example, a simulation waveform diagram of current and voltage during a resonance phenomenon in a configuration in which the
図２８を参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の電圧Ｖ（Ｓ２）およびＶ（Ｓ４）に振動が発生している期間において、共振減衰回路５５には振動電圧Ｖｄｍｐおよび振動電流ｉｄｍｐが発生する。そして、振動電流ｉｄｍｐの減衰効果によって、電圧Ｖ（Ｓ２）およびＶ（Ｓ４）の変動についても減衰されている。
Referring to FIG. 28, during the period in which vibration is generated in voltages V (S2) and V (S4) of switching elements S2 and S4, vibration voltage Vdmp and vibration current idmp are generated in
図２８および図２９の比較から理解されるように、共振減衰回路５５を設けた電力変換器５０♯によれば、シリーズ接続モードにおける共振現象発生時の電圧変動を抑制することができる。これにより、電力変換器５０♯の外部に対して放射される電磁波ノイズを低減できる。これにより、電源システムの外部機器に対する影響を抑制することができる。
As understood from the comparison between FIG. 28 and FIG. 29,
なお、上述のように、シリーズ接続モードにおける共振現象への対応によって、パラレル接続モードにおける損失が増加しないことが重要である。すなわち、パラレル接続モードにおける共振減衰回路５５の動作についても検討する。図２５および図２６から理解されるように、共振減衰回路５５での電力損失は、振動電流ｉｄｍｐの２乗と、抵抗Ｒ３の抵抗値との積に従う。
As described above, it is important that the loss in the parallel connection mode does not increase by dealing with the resonance phenomenon in the series connection mode. That is, the operation of the
図３０には、本実施の形態による電力変換器のパラレル接続モードにおける共振減衰回路の動作波形図が示される。 FIG. 30 shows an operation waveform diagram of the resonance attenuation circuit in the parallel connection mode of the power converter according to the present embodiment.
図３０を参照して、パラレル接続モードでは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフに応答して、電流Ｉ（Ｌ１）およびＩ（Ｌ２）の変曲点が発生する。そして、この変曲点において、リアクトルＬ１，Ｌ２の電圧が不連続に変化する。リアクトル電流の各変曲点において、共振減衰回路５５には振動電圧Ｖｄｍｐが発生する。
Referring to FIG. 30, in the parallel connection mode, inflection points of currents I (L1) and I (L2) are generated in response to on / off of switching elements S1 to S4. And in this inflection point, the voltage of reactor L1, L2 changes discontinuously. An oscillating voltage Vdmp is generated in the
しかしながら、パラレル接続モードでは、リアクトルＬ１，Ｌ２を含む経路に継続的な共振現象が発生することがない。このため、キャパシタＣ３の直流分カット効果により、振動電流ｉｄｍｐは、短時間で零となる。このため、共振減衰回路５５では、図１９に示された減衰のための抵抗素子６１とは異なり、定常的な電力損失が発生しない。
However, in the parallel connection mode, a continuous resonance phenomenon does not occur in the path including reactors L1 and L2. For this reason, the oscillating current idmp becomes zero in a short time due to the direct current cut effect of the capacitor C3. For this reason, unlike the
この結果、本実施の形態による電力変換器５０♯によれば、定常的な電力損失を発生させることなく、シリーズ接続モードにおける共振現象を抑制することができる。これにより、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の電圧変動に起因する電磁波ノイズの発生を抑制できる。
As a result,
（電力変換器の制御動作）
上述のように、共振減衰回路５５は受動素子のみで構成されるため、電力変換器５０♯についても、出力電圧Ｖｏは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフによって、電力変換器５０と同様に制御できる。以下では、電力変換器５０と共通する、電力変換器５０♯におけるパラレル接続モードおよびシリーズ接続モードの制御動作について詳細に説明する。以下に説明する制御動作は、制御装置４０によるハードウェア処理および／またはソフトウェア処理によって実現される。
(Control operation of power converter)
As described above, since
まず、電力変換器５０のパラレル接続モードにおける制御動作について説明する。図３１には、パラレル接続モードにおける負荷側から見た等価回路が示される。
First, the control operation in the parallel connection mode of the
図３１を参照して、パラレル接続モードでは、直流電源１０と負荷３０との間で直流電力変換を実行する電源ＰＳ１と、直流電源２０と負荷３０との間で直流電力変換を実行する電源ＰＳ２とは、負荷３０に対して並列に電力を授受する。電源ＰＳ１は、図６に示した直流電力変換動作を実行する昇圧チョッパ回路に相当する。同様に、電源ＰＳ２は、図７に示した直流電力変換動作を実行する昇圧チョッパ回路に相当する。
Referring to FIG. 31, in the parallel connection mode, power source PS1 that performs DC power conversion between
すなわち、電源ＰＳ１は、直流電源１０の電圧Ｖ［１］および出力電圧Ｖｏの間で、式（２）に示した電圧変換比による直流電力変換機能を有する。同様に、電源ＰＳ２は、直流電源１０の電圧Ｖ［２］および出力電圧Ｖｏの間で、式（３）に示した電圧変換比による直流電力変換機能を有する。
That is, the power supply PS1 has a DC power conversion function based on the voltage conversion ratio shown in Expression (2) between the voltage V [1] of the
パラレル接続モードでは、両方の電源で共通の制御（出力電圧Ｖｏの電圧制御）を同時に実行すると、負荷側で、電源ＰＳ１およびＰＳ２が並列接続される形になるため、回路が破綻する可能性がある。したがって、電源ＰＳ１および電源ＰＳ２の一方の電源が、出力電圧Ｖｏを制御する電圧源として動作する。そして、電源ＰＳ１および電源ＰＳ２の他方の電源は、当該電源の電流を電流指令値に制御する電流源として動作する。各電源ＰＳ１，ＰＳ２での電圧変換比は、電圧源または電流源として動作するように制御される。 In the parallel connection mode, if common control (voltage control of the output voltage Vo) is performed simultaneously on both power supplies, the power supplies PS1 and PS2 are connected in parallel on the load side, so the circuit may fail. is there. Therefore, one of the power supplies PS1 and PS2 operates as a voltage source that controls the output voltage Vo. The other power source of the power source PS1 and the power source PS2 operates as a current source that controls the current of the power source to a current command value. The voltage conversion ratio in each of the power supplies PS1 and PS2 is controlled so as to operate as a voltage source or a current source.
電源ＰＳ１を電流源とし電源ＰＳ２を電圧源として制御した場合には、直流電源１０の電力Ｐ［１］、直流電源２０の電力Ｐ［２］、負荷３０の電力Ｐｏおよび、電流源における電流指令値Ｉｉ＊の間には、下記（９）式の関係が成立する。
When the power source PS1 is used as the current source and the power source PS2 is used as the voltage source, the power P [1] of the
Ｐ［２］＝Ｐｏ−Ｐ［１］＝Ｐｏ−Ｖ［１］・Ｉｉ＊ …（９）
直流電源１０の電圧Ｖ［１］の検出値に応じて、Ｐ＊＝Ｖ［１］・Ｉｉ＊が一定になるように電流指令値Ｉｉ＊を設定すれば、電流源を構成する直流電源１０の電力Ｐ［１］を電力指令値Ｐｉ＊に制御できる。
P [2] = Po−P [1] = Po−V [1] · Ii * (9)
If the current command value Ii * is set so that P * = V [1] · Ii * is constant according to the detected value of the voltage V [1] of the
これに対して、電源ＰＳ２を電流源とし電源ＰＳ１を電圧源として制御した場合には、下記（１０）式の関係が成立する。 On the other hand, when the power source PS2 is controlled as a current source and the power source PS1 is controlled as a voltage source, the relationship of the following equation (10) is established.
Ｐ［１］＝Ｐｏ−Ｐ［２］＝Ｐｏ−Ｖ［２］・Ｉｉ＊ …（１０）
同様に、電流源を構成する直流電源２０の電力Ｐ［２］についても、Ｐ＊＝Ｖ［２］・Ｉｉ＊が一定になるように電流指令値Ｉｉ＊を設定すれば、電力指令値Ｐｉ＊に制御できる。
P [1] = Po−P [2] = Po−V [2] · Ii * (10)
Similarly, for the power P [2] of the
図３２には直流電源１０に対応する電源ＰＳ１の具体的な制御動作例を説明するための波形図が示される。
FIG. 32 is a waveform diagram for explaining a specific control operation example of the power supply PS1 corresponding to the
図３２を参照して、電源ＰＳ１でのデューティ比Ｄａ（式（２）参照）は、電圧源として動作するための電圧フィードバック制御（図３４）または電流源として動作するための電流フィードバック制御（図３５）によって算出される。なお、図３２中では、デューティ比Ｄａを示す電圧信号を、同一の符号Ｄａで示している。 Referring to FIG. 32, duty ratio Da (see equation (2)) at power supply PS1 is a voltage feedback control (FIG. 34) for operating as a voltage source or a current feedback control (FIG. 34) for operating as a current source. 35). In FIG. 32, the voltage signal indicating the duty ratio Da is indicated by the same symbol Da.
電源ＰＳ１の制御パルス信号ＳＤａは、デューティ比Ｄａと、周期的なキャリア信号２５との比較に基づくパルス幅変調（ＰＷＭ）制御によって生成される。一般的に、キャリア信号２５には、三角波あるいはのこぎり波が用いられる。キャリア信号２５の周期は、各スイッチング素子のスイッチング周波数に相当し、キャリア信号２５の振幅は、Ｄａ＝１．０に対応する電圧に設定される。
The control pulse signal SDa of the power supply PS1 is generated by pulse width modulation (PWM) control based on a comparison between the duty ratio Da and the
制御パルス信号ＳＤａは、デューティ比Ｄａを示す電圧が、キャリア信号２５の電圧よりも高いときに論理ハイレベル（以下、Ｈレベル）に設定される一方で、キャリア信号２５の電圧よりも低いときに論理ローレベル（以下、Ｌレベル）に設定される。制御パルス信号ＳＤａの周期（Ｈレベル期間＋Ｌレベル期間）に対するＨレベル期間の比、すなわち、制御パルス信号ＳＤａのデューティ比は、Ｄａと同等である。
When the voltage indicating the duty ratio Da is higher than the voltage of the
制御パルス信号／ＳＤａは、制御パルス信号ＳＤａの反転信号である。デューティ比Ｄａが高くなると、制御パルス信号ＳＤａのデューティ比が高くなる。反対に、デューティ比Ｄａが低くなると、制御パルス信号ＳＤａのデューティ比が長くなる。 Control pulse signal / SDa is an inverted signal of control pulse signal SDa. As the duty ratio Da increases, the duty ratio of the control pulse signal SDa increases. On the other hand, when the duty ratio Da decreases, the duty ratio of the control pulse signal SDa increases.
制御パルス信号ＳＤａは、図６に示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオンオフを制御する信号に対応する。すなわち、制御パルス信号ＳＤａのＨレベル期間で下アーム素子がオンされる一方で、Ｌレベル期間で下アーム素子がオフされる。一方、制御パルス信号／ＳＤａは、図６に示した昇圧チョッパ回路の上アーム素子のオンオフを制御する信号に対応する。 Control pulse signal SDa corresponds to a signal for controlling on / off of the lower arm element of the step-up chopper circuit shown in FIG. That is, the lower arm element is turned on during the H level period of the control pulse signal SDa, while the lower arm element is turned off during the L level period. On the other hand, control pulse signal / SDa corresponds to a signal for controlling on / off of the upper arm element of the step-up chopper circuit shown in FIG.
図３３には直流電源２０に対応する電源ＰＳ２の具体的な制御動作例を説明するための波形図が示される。
FIG. 33 is a waveform diagram for explaining a specific control operation example of the power source PS2 corresponding to the
図３３を参照して、電源ＰＳ２においても、電源ＰＳ１と同様のＰＷＭ制御によって、デューティ比Ｄｂ（式（３）参照）に基づいて、制御パルス信号ＳＤｂおよび、その反転信号／ＳＤｂが生成される。制御パルス信号ＳＤｂのデューティ比はＤｂと同等であり、制御パルス信号／ＳＤｂのデューティは（１．０−Ｄｂ）と同等である。すなわち、デューティ比Ｄｂが高くなると、制御パルス信号ＳＤｂのＨレベル期間が長くなる。反対に、デューティ比Ｄｂが低くなると、制御パルス信号ＳＤｂのＬレベル期間が長くなる。 Referring to FIG. 33, power supply PS2 also generates control pulse signal SDb and its inverted signal / SDb based on duty ratio Db (see equation (3)) by PWM control similar to power supply PS1. . The duty ratio of control pulse signal SDb is equivalent to Db, and the duty of control pulse signal / SDb is equivalent to (1.0−Db). That is, as the duty ratio Db increases, the H level period of the control pulse signal SDb increases. On the contrary, when the duty ratio Db decreases, the L level period of the control pulse signal SDb increases.
制御パルス信号ＳＤｂは、図７に示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオンオフを制御する信号に対応する。制御パルス信号／ＳＤｂは、図７に示した昇圧チョッパ回路の上アーム素子のオンオフを制御する信号に対応する。 Control pulse signal SDb corresponds to a signal for controlling on / off of the lower arm element of the boost chopper circuit shown in FIG. Control pulse signal / SDb corresponds to a signal for controlling on / off of the upper arm element of the boost chopper circuit shown in FIG.
なお、デューティ比Ｄｂは、電源ＰＳ１が電圧源として動作するときには、電源ＰＳ２が電流源として動作するための電流フィードバック制御（図３５）によって算出される。反対に、デューティ比Ｄｂは、電源ＰＳ１が電流源として動作するときには、電源ＰＳ２が電圧源として動作するための電圧フィードバック制御（図３４）によって算出される。 The duty ratio Db is calculated by current feedback control (FIG. 35) for operating the power source PS2 as a current source when the power source PS1 operates as a voltage source. On the contrary, the duty ratio Db is calculated by voltage feedback control (FIG. 34) for operating the power source PS2 as a voltage source when the power source PS1 operates as a current source.
図３４には、電圧源として動作する電源の制御ブロック２０１の構成例が示される。
図３４を参照して、制御ブロック２０１は、出力電圧Ｖｏの電圧指令値Ｖｏ＊と、出力電圧Ｖｏ（検出値）との偏差をＰＩ（比例積分）演算したフィードバック制御量と、フィードフォワード制御量ＤｖＦＦとの和に従って、電圧制御のためのデューティ比指令値Ｄｖを生成する。伝達関数Ｈｖは、電圧源として動作する電源ＰＳ１またはＰＳ２の伝達関数に相当する。
FIG. 34 shows a configuration example of a power
Referring to FIG. 34,
図３５には、電流源として動作する電源の制御ブロック２０２の構成例が示される。
図３５を参照して、制御ブロック２０２は、電流指令値Ｉｉ＊と、電流制御される直流電源１０または２０の電流Ｉｉ（検出値）との偏差をＰＩ（比例積分）演算したフィードバック制御量と、フィードフォワード制御量ＤｉＦＦとの和に従って、電流制御のためのデューティ比指令値Ｄｉを生成する。伝達関数Ｈｉは、電流源として動作する電源ＰＳ２またはＰＳ１の伝達関数に相当する。
FIG. 35 shows a configuration example of the control block 202 of the power supply that operates as a current source.
Referring to FIG. 35,
図３６には、パラレル接続モードにおける各制御データの設定が示される。図３６の左欄には、電源ＰＳ１（直流電源１０）を電流源とし電源ＰＳ２（直流電源２０）を電圧源として制御した場合の各制御データの設定が示される。 FIG. 36 shows setting of each control data in the parallel connection mode. The left column of FIG. 36 shows setting of each control data when the power source PS1 (DC power source 10) is controlled as a current source and the power source PS2 (DC power source 20) is controlled as a voltage source.
図３６の左欄を参照して、電圧制御のためのデューティ比指令値Ｄｖが、電源ＰＳ２（直流電源２０）のデューティ比Ｄｂに用いられるとともに、電流制御のためのデューティ比指令値Ｄｉが、電源ＰＳ１（直流電源１０）のデューティ比Ｄａに用いられる。電流制御によって制御される電流Ｉｉは、直流電源１０の電流Ｉ［１］となる。なお、電圧制御によって制御される電圧は、電源ＰＳ１，ＰＳ２のいずれを電圧源としても出力電圧Ｖｏである。
Referring to the left column of FIG. 36, duty ratio command value Dv for voltage control is used as duty ratio Db of power supply PS2 (DC power supply 20), and duty ratio command value Di for current control is Used for the duty ratio Da of the power source PS1 (DC power source 10). The current Ii controlled by the current control is the current I [1] of the
図３４中の伝達関数Ｈｖは、図７に示した直流電源２０に対応する昇圧チョッパ回路の伝達関数に相当する。また、図３５中の伝達関数Ｈｉは、図６に示した直流電源１０に対応する昇圧チョッパ回路の伝達関数に相当する。
The transfer function Hv in FIG. 34 corresponds to the transfer function of the boost chopper circuit corresponding to the
電圧制御におけるフィードフォワード制御量ＤｖＦＦは、下記（１１）式に示すように、出力電圧Ｖｏと直流電源２０の電圧Ｖ［２］との電圧差に応じて設定される。また、電流制御におけるフィードフォワード制御量ＤｉＦＦは、下記（１２）式に示すように、出力電圧Ｖｏと直流電源１０の電圧Ｖ［１］との電圧差に応じて設定される。
The feedforward control amount DvFF in the voltage control is set according to the voltage difference between the output voltage Vo and the voltage V [2] of the
ＤｖＦＦ＝（Ｖｏ−Ｖ［２］）／Ｖｏ …（１１）
ＤｉＦＦ＝（Ｖｏ−Ｖ［１］）／Ｖｏ …（１２）
デューティ比Ｄａ（Ｄａ＝Ｄｉ）に応じて、図３２に示した制御パルス信号ＳＤａおよび／ＳＤａが生成される。同様に、デューティ比Ｄｂ（Ｄｂ＝Ｄｖ）に応じて、図３３に示した制御パルス信号ＳＤｂおよび／ＳＤｂが生成される。
DvFF = (Vo−V [2]) / Vo (11)
DiFF = (Vo−V [1]) / Vo (12)
Control pulse signals SDa and / SDa shown in FIG. 32 are generated according to duty ratio Da (Da = Di). Similarly, control pulse signals SDb and / SDb shown in FIG. 33 are generated according to duty ratio Db (Db = Dv).
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフをそれぞれ制御するための制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は、電源ＰＳ１の電流制御のための制御パルス信号と、電源ＰＳ２の電圧制御のための制御信号パルスの論理和をとる態様で設定される。 Control signals SG1 to SG4 for controlling on / off of the switching elements S1 to S4, respectively, take the logical sum of the control pulse signal for current control of the power source PS1 and the control signal pulse for voltage control of the power source PS2. Set by.
スイッチング素子Ｓ１は、図６および図７の昇圧チョッパ回路の各々で上アーム素子を形成する。したがって、スイッチング素子Ｓ１のオンオフを制御する制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和によって生成される。すなわち、制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤａおよび／ＳＤｂの少なくとも一方がＨレベルの期間でＨレベルに設定される。そして、制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤａおよび／ＳＤｂの両方がＬレベルの期間でＬレベルに設定される。 Switching element S1 forms an upper arm element in each of the step-up chopper circuits of FIG. 6 and FIG. Therefore, control signal SG1 for controlling on / off of switching element S1 is generated by the logical sum of control pulse signals / SDa and / SDb. That is, control signal SG1 is set to H level during a period in which at least one of control pulse signals / SDa and / SDb is at H level. Control signal SG1 is set to L level during a period in which both control pulse signals / SDa and / SDb are at L level.
この結果、スイッチング素子Ｓ１は、図６の昇圧チョッパ回路（直流電源１０）の上アーム素子および、図７の昇圧チョッパ回路（直流電源２０）の上アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。 As a result, the switching element S1 realizes both functions of the upper arm element of the boost chopper circuit (DC power supply 10) in FIG. 6 and the upper arm element of the boost chopper circuit (DC power supply 20) in FIG. ON / OFF controlled.
スイッチング素子Ｓ２は、図６の昇圧チョッパ回路では上アーム素子を形成し、図７の昇圧チョッパ回路では下アーム素子を形成する。したがって、スイッチング素子Ｓ２のオンオフを制御する制御信号ＳＧ２は、制御パルス信号／ＳＤａおよびＳＤｂの論理和によって生成される。すなわち、制御信号ＳＧ２は、制御パルス信号／ＳＤａおよびＳＤｂの少なくとも一方がＨレベルの期間でＨレベルに設定される。そして、制御信号ＳＧ２は、制御パルス信号／ＳＤａおよびＳＤｂの両方がＬレベルの期間でＬレベルに設定される。これにより、スイッチング素子Ｓ２は、図６の昇圧チョッパ回路（直流電源１０）の上アーム素子および、図７の昇圧チョッパ回路（直流電源２０）の下アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。 The switching element S2 forms an upper arm element in the boost chopper circuit of FIG. 6, and forms a lower arm element in the boost chopper circuit of FIG. Therefore, control signal SG2 for controlling on / off of switching element S2 is generated by the logical sum of control pulse signals / SDa and SDb. That is, control signal SG2 is set to H level during a period in which at least one of control pulse signals / SDa and SDb is at H level. Control signal SG2 is set to L level during a period in which both control pulse signals / SDa and SDb are at L level. Thereby, the switching element S2 realizes both functions of the upper arm element of the boost chopper circuit (DC power supply 10) in FIG. 6 and the lower arm element of the boost chopper circuit (DC power supply 20) in FIG. ON / OFF controlled.
同様にして、スイッチング素子Ｓ３の制御信号ＳＧ３は、制御パルス信号ＳＤａおよびＳＤｂの論理和によって生成される。これにより、スイッチング素子Ｓ３は、図６の昇圧チョッパ回路（直流電源１０）の下アーム素子および、図７の昇圧チョッパ回路（直流電源２０）の下アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。 Similarly, the control signal SG3 of the switching element S3 is generated by the logical sum of the control pulse signals SDa and SDb. Thereby, the switching element S3 realizes both functions of the lower arm element of the boost chopper circuit (DC power supply 10) in FIG. 6 and the lower arm element of the boost chopper circuit (DC power supply 20) in FIG. ON / OFF controlled.
また、スイッチング素子Ｓ４の制御信号ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和によって生成される。これにより、スイッチング素子Ｓ４は、図６の昇圧チョッパ回路（直流電源１０）の下アーム素子および、図７の昇圧チョッパ回路（直流電源２０）の上アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。 Further, the control signal SG4 of the switching element S4 is generated by a logical sum of the control pulse signals SDa and / SDb. Thus, the switching element S4 realizes both functions of the lower arm element of the boost chopper circuit (DC power supply 10) in FIG. 6 and the upper arm element of the boost chopper circuit (DC power supply 20) in FIG. ON / OFF controlled.
図３６の右欄には、電源ＰＳ１（直流電源１０）を電圧源とし電源ＰＳ２（直流電源２０）を電流源として制御した場合の各制御データの設定が示される。 The right column of FIG. 36 shows the setting of each control data when the power supply PS1 (DC power supply 10) is controlled as a voltage source and the power supply PS2 (DC power supply 20) is controlled as a current source.
図３６の右欄を参照して、電圧制御のためのデューティ比指令値Ｄｖが、電源ＰＳ１（直流電源１０）のデューティ比Ｄａに用いられるとともに、電流制御のためのデューティ比指令値Ｄｉが、電源ＰＳ２（直流電源２０）のデューティ比Ｄｂに用いられる。電流制御によって制御される電流Ｉｉは、直流電源２０の電流Ｉ［２］となる。電圧制御によって制御される電圧は、出力電圧Ｖｏである。
Referring to the right column of FIG. 36, duty ratio command value Dv for voltage control is used for duty ratio Da of power supply PS1 (DC power supply 10), and duty ratio command value Di for current control is Used for duty ratio Db of power supply PS2 (DC power supply 20). The current Ii controlled by the current control is the current I [2] of the
図３４中の伝達関数Ｈｖは、図６に示した直流電源１０に対応する昇圧チョッパ回路の伝達関数に相当する。また、図３５中の伝達関数Ｈｉは、図７に示した直流電源２０に対応する昇圧チョッパ回路の伝達関数に相当する。
The transfer function Hv in FIG. 34 corresponds to the transfer function of the boost chopper circuit corresponding to the
電圧制御におけるフィードフォワード制御量ＤｖＦＦは、下記（１３）式に示すように、出力電圧Ｖｏと直流電源２０の電圧Ｖ［１］との電圧差に応じて設定される。また、電流制御におけるフィードフォワード制御量ＤｉＦＦは、下記（１４）式に示すように、出力電圧Ｖｏと直流電源１０の電圧Ｖ［２］との電圧差に応じて設定される。
The feedforward control amount DvFF in the voltage control is set according to the voltage difference between the output voltage Vo and the voltage V [1] of the
ＤｖＦＦ＝（Ｖｏ−Ｖ［１］）／Ｖｏ …（１３）
ＤｉＦＦ＝（Ｖｏ−Ｖ［２］）／Ｖｏ …（１４）
デューティ比Ｄａ（Ｄａ＝Ｄｖ）に応じて、図３２に示した制御パルス信号ＳＤａおよび／ＳＤａが生成される。同様に、デューティ比Ｄｂ（Ｄｂ＝Ｄｉ）に応じて、図３３に示した制御パルス信号ＳＤｂおよび／ＳＤｂが生成される。
DvFF = (Vo−V [1]) / Vo (13)
DiFF = (Vo−V [2]) / Vo (14)
Control pulse signals SDa and / SDa shown in FIG. 32 are generated according to duty ratio Da (Da = Dv). Similarly, control pulse signals SDb and / SDb shown in FIG. 33 are generated according to duty ratio Db (Db = Di).
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフをそれぞれ制御するための制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は、電源ＰＳ１の電圧制御のための制御パルス信号と、電源ＰＳ２の電流制御のための制御信号パルスの論理和をとる態様で設定される。すなわち、直流電源１０および直流電源２０における電圧制御および電流制御の組合せに関らず、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は同様に生成される。
Control signals SG1 to SG4 for controlling on / off of the switching elements S1 to S4, respectively, take the logical sum of the control pulse signal for voltage control of the power source PS1 and the control signal pulse for current control of the power source PS2. Set by. That is, regardless of the combination of voltage control and current control in
パラレル接続モードでは、制御信号ＳＧ２およびＳＧ４が相補のレベルに設定されているので、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４は相補的にオンオフされる。これにより、図２に示したＶ［２］＞Ｖ［１］のときの動作と、図３に示したＶ［１］＞Ｖ［２］の動作とが、自然に切替えられる。さらに、各動作において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３が相補にオンオフされることにより、電源ＰＳ１，ＰＳ２のそれぞれにおいて、デューティ比Ｄａ，Ｄｂに従った直流電力変換が実行できる。 In the parallel connection mode, since the control signals SG2 and SG4 are set to complementary levels, the switching elements S2 and S4 are turned on and off in a complementary manner. Thereby, the operation when V [2]> V [1] shown in FIG. 2 and the operation of V [1]> V [2] shown in FIG. 3 are naturally switched. Further, in each operation, the switching elements S1 and S3 are complementarily turned on and off, so that DC power conversion according to the duty ratios Da and Db can be executed in each of the power supplies PS1 and PS2.
次に、電力変換器５０のシリーズ接続モードにおける制御動作について説明する。図３７には、シリーズ接続モードにおける負荷側から見た等価回路が示される。
Next, the control operation of the
図３７を参照して、シリーズ接続モードでは、負荷３０に対して、電源ＰＳ１および電源ＰＳ２が直列に接続される。このため、電源ＰＳ１およびＰＳ２を流れる電流は共通となる。したがって、出力電圧Ｖｏを制御するためには、電源ＰＳ１およびＰＳ２は、共通に電圧制御されることが必要である。 Referring to FIG. 37, in series connection mode, power supply PS1 and power supply PS2 are connected in series to load 30. For this reason, the currents flowing through the power supplies PS1 and PS2 are common. Therefore, in order to control the output voltage Vo, the power supplies PS1 and PS2 need to be voltage-controlled in common.
直列接続された電源ＰＳ１およびＰＳ２は、図１０に示した直流電力変換動作を実行する昇圧チョッパ回路に相当する。すなわち、電源ＰＳ１，ＰＳ２は、直流電源１０，２０の電圧Ｖ［１］およびＶ［２］の和と、出力電圧Ｖｏとの間で、式（４）に示した電圧変換比による直流電力変換機能を有する。
The power supplies PS1 and PS2 connected in series correspond to a boost chopper circuit that performs the DC power conversion operation shown in FIG. That is, the power sources PS1 and PS2 convert DC power between the sum of the voltages V [1] and V [2] of the
シリーズ接続モードでは、直流電源１０の電力Ｐ［１］および直流電源２０の電力Ｐ［２］を直接制御することはできない。直流電源１０の電力Ｐ［１］および電圧Ｖ［１］と、直流電源２０の電力Ｐ［２］および電圧Ｖ［２］との間には、下記（１５）式の関係が成立する。なお、電力Ｐ［１］および電力Ｐ［２］の和が、負荷３０の電力Ｐｏとなる点（Ｐｏ＝Ｐ［１］＋Ｐ［２］）は、パラレル接続モードと同様である。
In the series connection mode, the power P [1] of the
Ｐ［１］：Ｐ［２］＝Ｖ［１］：Ｖ［２］ …（１５）
図３８を参照して、電源ＰＳ１，ＰＳ２に共通のデューティ比Ｄｃ（式（４）参照）は、電圧源として動作するための電圧フィードバック制御（図３９）によって算出される。なお、図３８中では、デューティ比Ｄｃを示す電圧信号を、同一の符号Ｄｃで示している。
P [1]: P [2] = V [1]: V [2] (15)
Referring to FIG. 38, duty ratio Dc (see equation (4)) common to power supplies PS1 and PS2 is calculated by voltage feedback control (FIG. 39) for operating as a voltage source. In FIG. 38, the voltage signal indicating the duty ratio Dc is indicated by the same symbol Dc.
制御パルス信号ＳＤｃは、図３２および図３３と同様のＰＷＭ制御によって、デューティ比Ｄｃ（式（４）参照）に基づいて生成される。制御パルス信号／ＳＤｃは、制御パルス信号ＳＤｃの反転信号である。制御パルス信号ＳＤｃのデューティはデューティ比Ｄｃと同等であり、制御パルス信号／ＳＤｃのデューティは（１−Ｄｃ）と同等である。 The control pulse signal SDc is generated based on the duty ratio Dc (see Expression (4)) by the same PWM control as in FIGS. Control pulse signal / SDc is an inverted signal of control pulse signal SDc. The duty of control pulse signal SDc is equivalent to duty ratio Dc, and the duty of control pulse signal / SDc is equivalent to (1-Dc).
制御パルス信号ＳＤｃは、図１０に示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオンオフを制御する信号に対応する。一方、制御パルス信号／ＳＤｃは、図１０に示した昇圧チョッパ回路の上アーム素子のオンオフを制御する信号に対応する。 Control pulse signal SDc corresponds to a signal for controlling on / off of the lower arm element of the step-up chopper circuit shown in FIG. On the other hand, control pulse signal / SDc corresponds to a signal for controlling on / off of the upper arm element of the step-up chopper circuit shown in FIG.
図３９には、シリーズ接続モードにおける制御ブロック２０３の構成例が示される。
図３９を参照して、制御ブロック２０３は、出力電圧Ｖｏの電圧指令値Ｖｏ＊と、出力電圧Ｖｏの偏差をＰＩ（比例積分）演算したフィードバック制御量と、フィードフォワード制御量ＤｖＦＦとの和に従って、電圧制御のためのデューティ比指令値Ｄｖを生成する。伝達関数Ｈｖは、直列接続された電源ＰＳ１，ＰＳ２の伝達関数に相当する。
FIG. 39 shows a configuration example of the
Referring to FIG. 39,
図４０には、シリーズ接続モードにおける各制御データの設定が示される。
図４０を参照して、図３９に示した電圧制御のためのデューティ比指令値Ｄｖが、デューティ比Ｄｃに用いられる。電圧制御によって制御される電圧は、出力電圧Ｖｏである。図３９中の伝達関数Ｈｖは、図１０に示した昇圧チョッパ回路の伝達関数に相当する。ま フィードフォワード制御量ＤｖＦＦは、下記（１６）に示すように、直列接続された電源電圧Ｖ［１］＋Ｖ［２］と、出力電圧Ｖｏとの電圧差に応じて設定される。
FIG. 40 shows the setting of each control data in the series connection mode.
Referring to FIG. 40, duty ratio command value Dv for voltage control shown in FIG. 39 is used as duty ratio Dc. The voltage controlled by the voltage control is the output voltage Vo. The transfer function Hv in FIG. 39 corresponds to the transfer function of the boost chopper circuit shown in FIG. The feedforward control amount DvFF is set according to the voltage difference between the power supply voltage V [1] + V [2] connected in series and the output voltage Vo as shown in (16) below.
ＤｖＦＦ＝（Ｖｏ−（Ｖ［２］＋Ｖ［１］））／Ｖｏ …（１６）
デューティ比Ｄｃ（Ｄｃ＝Ｄｖ）に応じて、図３８に示した制御パルス信号ＳＤｃおよび／ＳＤｃが生成される。
DvFF = (Vo− (V [2] + V [1])) / Vo (16)
Control pulse signals SDc and / SDc shown in FIG. 38 are generated according to duty ratio Dc (Dc = Dv).
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフをそれぞれ制御するための制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤｃおよび／ＳＤｃに従って、図１０に示した昇圧チョッパ回路を制御するように設定される。 Control signals SG1 to SG4 for controlling on / off of switching elements S1 to S4 are set to control the boost chopper circuit shown in FIG. 10 according to control pulse signals SDc and / SDc.
シリーズ接続モードでは、スイッチング素子Ｓ３をオン固定することによって、直流電源１０および２０が直列に接続される。したがって、制御信号ＳＧ３は、Ｈレベルに固定される。 In the series connection mode, the DC power supplies 10 and 20 are connected in series by fixing the switching element S3 to ON. Therefore, control signal SG3 is fixed at the H level.
スイッチング素子Ｓ１は、図１０の昇圧チョッパ回路では上アーム素子を形成する。したがって、制御パルス信号／ＳＤｃが制御信号ＳＧ１として用いられる。また、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４は、図１０の昇圧チョッパ回路では下アーム素子を形成する。したがって、制御パルス信号ＳＤｃが制御信号ＳＧ２，ＳＧ４として用いられる。 The switching element S1 forms an upper arm element in the boost chopper circuit of FIG. Therefore, control pulse signal / SDc is used as control signal SG1. Switching elements S2 and S4 form a lower arm element in the boost chopper circuit of FIG. Therefore, control pulse signal SDc is used as control signals SG2 and SG4.
これにより、直列接続された直流電源１０および２０と、電源配線ＰＬとの間で、出力電圧Ｖｏを電圧指令値Ｖｏ＊に制御するためのデューティ比Ｄｃに従った直流電力変換が実行できる。 Thereby, DC power conversion according to the duty ratio Dc for controlling the output voltage Vo to the voltage command value Vo * can be executed between the DC power supplies 10 and 20 connected in series and the power supply wiring PL.
（電動車両への適用例）
次に、本実施の形態に従う電源システムを具体的に適用した電動車両の電源システムの構成例および動作について説明する。
(Application example to electric vehicles)
Next, a configuration example and operation of a power supply system for an electric vehicle to which the power supply system according to the present embodiment is specifically applied will be described.
図４１は、本発明の実施の形態による電源システムが適用された車両電源システムの構成例を示す回路図である。 FIG. 41 is a circuit diagram showing a configuration example of a vehicle power supply system to which the power supply system according to the embodiment of the present invention is applied.
図４１を参照して、直流電源１０としては、複数の二次電池セルが直列接続された組電池が用いられる。また、直流電源２０としては、直列接続された複数の電気二重層キャパシタが用いられる。さらに、電力変換器５０からの直流電圧が出力される電源配線ＰＬおよび接地配線ＧＬの間には平滑コンデンサ３５が設けられる。
Referring to FIG. 41, as
負荷３０は、電源配線ＰＬ上の直流電圧Ｖｏを３相交流電圧に変換するための３相インバータ３１と、３相インバータ３１からの３相交流電力を受けて動作するモータジェネレータ３２とを含む。たとえば、モータジェネレータ３２は、電気自動車やハイブリッド自動車等に搭載される走行用電動機で構成される。すなわち、モータジェネレータ３２は、
電気自動車やハイブリッド自動車等の減速時には、回生発電を行う。モータジェネレータ３２の発電動作時には、３相インバータ３１は、モータジェネレータ３２が発電した３相交流電力を直流電力に変換して電源配線ＰＬに出力する。この直流電力によって、直流電源１０および／または直流電源２０を充電することができる。
Regenerative power generation is performed during deceleration of electric vehicles and hybrid vehicles. During the power generation operation of
図４１のシステム構成例では、二次電池で構成される直流電源１０を定常的な電力供給源として使用し、電気二重層キャパシタで構成される直流電源１０を補助的な電力供給源として使用することが好ましい。このため、パラレル接続モードでは、直流電源１０の電力を制御して、二次電池の過充電または過放電を防止するために、直流電源１０を電流制御する。一方、直流電源２０は電圧制御される。
In the system configuration example of FIG. 41, the
パラレル接続モードでは、出力電圧Ｖｏを電圧指令値Ｖｏ＊に従って制御するとともに、負荷３０に対して直流電源１０および２０から並列に電力を授受できる。このため、一方の直流電源からの出力確保が困難な状態（たとえば極低温時）においても、負荷３０に必要なエネルギを供給することが可能である。また、直流電源１０，２０の電力を独立に制御することができるので、直流電源１０，２０の各電力を精密に管理できる。すなわち、直流電源１０，２０の各々を、より安全に使用できる。また、直流電源１０および２０が独立して制御できるので、直流電源１０，２０の間で電力の授受を行うことも可能となる。この結果、たとえば、負荷３０の作動前に、電源配線ＰＬを介して、直流電源１０，２０の一方の電源によって、他方の電源をプリチャージすることも可能である。
In the parallel connection mode, the output voltage Vo is controlled according to the voltage command value Vo *, and power can be exchanged to the
なお、図示は省略するが、負荷３０（モータジェネレータ３２）が発電した回生状態時にも、直流電源１０に充電される電力Ｐ［１］を電流制御によって一定値に維持するとともに、残りの電力を直流電源２０に受入れる電力配分制御を、出力電圧Ｖｏの制御と同時に実現することができる。
In addition, although illustration is abbreviate | omitted, also at the time of the regeneration state which the load 30 (motor generator 32) generated electric power, while maintaining electric power P [1] charged to the
一方、シリーズ接続モードでは、負荷３０の電力Ｐｏが同じであれば、電力変換器５０内のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を流れる電流が、パラレル接続モードよりも低下する。シリーズ接続モードでは、直列接続によって電圧Ｖ［１］＋Ｖ［２］に対する直流電力変換が実行される一方で、パラレル接続モードでは、電圧Ｖ［１］に対する直流電力変換による電流と、電圧Ｖ［２］に対する直流電力変換による電流との和が各スイッチング素子を流れるからである。したがって、シリーズ接続モードでは、スイッチング素子での電力損失を低下することにより、効率を向上することができる。さらに、シリーズ接続モードでは、負荷３０と直流電源１０，２０との間での電力授受に伴う電圧Ｖ［１］，Ｖ［２］の変動の影響を受けることなく、出力電圧Ｖｏを制御することができる。
On the other hand, in the series connection mode, if the power Po of the
また、パラレル接続モードでは、デューティ比Ｄａ，Ｄｂは、電圧Ｖ［１］，Ｖ［２］に対する出力電圧Ｖｏの比に従って設定されるため、一方の直流電源の電圧が低下すると、１．０に近い値となってしまう。したがって、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４のいずれかのＨレベル期間比が１．０に近づく可能性がある。実際の昇圧チョッパ回路の制御では、上アーム素子および下アーム素子が同時にオンすることを確実に防止するためのデッドタイムを設ける必要があるため、実現可能なデューティ比Ｄａ，Ｄｂには上限値が存在する。したがって、パラレル接続モードのみでは、一方の直流電源の電圧がある程度低下すると電圧制御が不能となってしまう。すなわち、直流電源１０，２０の蓄積エネルギを使い切る点で、パラレル制御モードには一定の限界が存在する。 In the parallel connection mode, the duty ratios Da and Db are set according to the ratio of the output voltage Vo to the voltages V [1] and V [2]. It will be close. Therefore, the H level period ratio of any of the control signals SG1 to SG4 may approach 1.0. In actual step-up chopper circuit control, it is necessary to provide a dead time for reliably preventing the upper arm element and the lower arm element from being turned on at the same time. Therefore, there is an upper limit for the feasible duty ratios Da and Db. Exists. Therefore, in the parallel connection mode alone, voltage control becomes impossible when the voltage of one DC power supply drops to some extent. That is, the parallel control mode has a certain limit in that the stored energy of the DC power supplies 10 and 20 is used up.
これに対して、シリーズ接続モードにおけるデューティ比Ｄｃは、電圧Ｖ［１］＋Ｖ［２］に対する出力電圧Ｖｏの比に従って設定されるため、一方の直流電源の電圧が低下しても、それ程大きな値とはならない。したがって、パラレル接続モードの場合とは異なり、一方の直流電源の電圧がある程度低下した場合にも電圧制御を継続することができる。この結果、シリーズ接続モードでは、直流電源１０，２０を直列接続することにより、直流電源１０，２０の蓄積エネルギを使い切る点で、パラレル接続モードよりも有利である。 On the other hand, the duty ratio Dc in the series connection mode is set according to the ratio of the output voltage Vo to the voltage V [1] + V [2]. It will not be. Therefore, unlike the case of the parallel connection mode, the voltage control can be continued even when the voltage of one DC power supply drops to some extent. As a result, the series connection mode has an advantage over the parallel connection mode in that the DC power supplies 10 and 20 are connected in series to use up the stored energy of the DC power supplies 10 and 20.
なお、実施の形態２を適用したシリーズ接続モードにおいても、デューティ比Ｄｃは演算されないものの、制御パルス信号ＳＤａ，ＳＤｂに基づいて、実際にはデューティ比Ｄｃに従って、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフが制御されるので、上記の特徴点は共通に適用される。 Even in the series connection mode to which the second embodiment is applied, although the duty ratio Dc is not calculated, on / off of the switching elements S1 to S4 is actually controlled based on the control pulse signals SDa and SDb according to the duty ratio Dc. Therefore, the above feature points are commonly applied.
このように実施の形態３による電源システム（車両電源システム）では、複数のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御によって、２つの直流電源１０，２０を並列接続するモードと直列接続するモードとを使い分けることができる。この結果、電動車両の電源システムにおいて、負荷電力への対応性（消費電力の供給および発電電力の受入）および電力管理性が向上するパラレル接続モードと、効率および蓄積エネルギの活用性に優れたシリーズ接続モードとを使い分けることができる。これにより、２つの直流電源１０，２０を有効に使用して、同一の蓄積電力に対する電動車両の走行距離を延ばすことができる。 As described above, in the power supply system (vehicle power supply system) according to the third embodiment, the mode in which the two DC power supplies 10 and 20 are connected in parallel and the mode in which they are connected in series can be properly used by controlling the plurality of switching elements S1 to S4. it can. As a result, in the power system for electric vehicles, the parallel connection mode that improves load power compatibility (power consumption and acceptance of generated power) and power management, and series with excellent efficiency and utilization of stored energy You can use the connection mode properly. As a result, it is possible to effectively use the two DC power supplies 10 and 20 and extend the travel distance of the electric vehicle for the same stored power.
なお、本実施の形態では、直流電源１０および直流電源２０について、二次電池および電気二重層キャパシタに代表される、異なる種類の直流電源を適用する例を説明した。異なる種類、特に、エネルギ密度およびパワー密度（ラゴンプロット）が異なる直流電源を組み合せて負荷へ電力を供給する態様とすれば、特にパラレル接続モードにおいて、互いに苦手な動作領域での出力を補うような形で、広い動作領域に対して負荷電力の確保が容易となる。
In the present embodiment, an example in which different types of DC power supplies represented by secondary batteries and electric double layer capacitors are applied to the
また、出力電圧が異なる２つの直流電源を組み合わせる場合にも、シリーズ接続モードおよびパラレル接続モードの切替によって、直流電源を有効に使用できることが期待される。ただし、直流電源１０および２０が、同一定格電圧の電源および／または同一種類の電源であっても、本発明の適用は妨げられることはない点について確認的に記載する。たとえば、同一タイプの直流電源を主電源および副電源として用いる場合に、本発明による電源システムを構成することが好適である。 Also, when two DC power sources having different output voltages are combined, it is expected that the DC power source can be used effectively by switching between the series connection mode and the parallel connection mode. However, even if the DC power supplies 10 and 20 are the same rated voltage power supply and / or the same type of power supply, it will be described in a definite manner that the application of the present invention is not hindered. For example, when the same type of DC power supply is used as the main power supply and the sub power supply, it is preferable to configure the power supply system according to the present invention.
また、負荷３０は、制御された直流電圧Ｖｏによって動作する機器であれば、任意の機器によって構成できる点について確認的に記載する。すなわち、本実施の形態では、電気自動車やハイブリッド自動車等に搭載される走行用電動機およびインバータによって負荷３０が構成される例を説明したが、本発明の適用はこのような場合に限定されるものではない。
Further, the
さらに、電力変換器５０の構成についても、図１の例示に限定されるものではない。すなわち、電力変換器に含まれる複数のスイッチング素子の少なくとも一部が、第１の直流電源に対する電力変換経路と、第２の直流電源に対する電力変換経路との両方に含まれるように配置される構成であれば、実施の形態１による位相制御および、実施の形態２によるシリーズ接続モードでの制御処理を適用することが可能である。
Furthermore, the configuration of the
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.
この発明は、２つの直流電源と負荷との間で直流電力変換を実行するため電源システムに適用することができる。 The present invention can be applied to a power supply system for performing DC power conversion between two DC power supplies and a load.
１０，２０ 直流電源、１５ 配線、２５ キャリア信号、３０ 負荷、３１ インバータ、３２ モータジェネレータ、３５ 平滑コンデンサ、４０ 制御装置、５０ 電力変換器、５５ 共振減衰回路、６１ 抵抗素子（比較例）、７０，７１ 共振回路、１０２〜１０９，１１１〜１１４，１２０，１２１，１３０，１３１，１４０〜１４４ 電流経路、１１８，１１９ 巻線、１８０ コア、２０１〜２０３ 制御ブロック、Ｃ２，Ｃ４ 出力容量（スイッチング素子）、Ｃ３ キャパシタ（共振減衰回路）、Ｄ１〜Ｄ４ 逆並列ダイオード、ＤＴ，Ｄａ，Ｄｂ，Ｄｃ デューティ比、Ｄｉ，Ｄｖ デューティ比指令値、ＤｉＦＦ，ＤｖＦＦ フィードフォワード制御量、ＧＬ 接地配線、Ｈｉ，Ｈｖ 伝達関数、Ｉ［１］，Ｉ［２］ 電流（直流電源１０，２０）、ｉｄｍｐ 振動電流、Ｉｉ＊ 電流指令値、Ｉｉ 電流、Ｌ１，Ｌ２ リアクトル、Ｌ３，Ｌ４ リアクトル（共振減衰回路）、Ｎ１〜Ｎ３ ノード、ＰＬ 電源配線、ＰＳ１，ＰＳ２ 電源、Ｐｉ 電力指令値、Ｒ３ 抵抗（共振減衰回路）、Ｓ１〜Ｓ４ 電力用半導体スイッチング素子、ＳＤａ，／ＳＤａ，ＳＤｂ，／ＳＤｂ，ＳＤｃ，／ＳＤｃ 制御パルス信号、ＳＧ１〜ＳＧ４ 制御信号、Ｔ１〜 期間、Ｖ［１］，Ｖ［２］ 電圧（直流電源１０，２０）、Ｖｄｍｐ 振動電圧、Ｖｍ１，Ｖｍ２ 誘起電圧、Ｖｏ＊ 電圧指令値、Ｖｏ 出力電圧、Ｖｘ，Ｖｙ 安定電位。 10, 20 DC power supply, 15 wiring, 25 carrier signal, 30 load, 31 inverter, 32 motor generator, 35 smoothing capacitor, 40 control device, 50 power converter, 55 resonance attenuation circuit, 61 resistance element (comparative example), 70 , 71 resonance circuit, 102-109, 111-114, 120, 121, 130, 131, 140-144 current path, 118, 119 winding, 180 core, 201-203 control block, C2, C4 output capacitance (switching element) ), C3 capacitor (resonance damping circuit), D1 to D4 antiparallel diode, DT, Da, Db, Dc duty ratio, Di, Dv duty ratio command value, DiFF, DvFF feedforward control amount, GL ground wiring, Hi, Hv Transfer function, I [1], I [2] Current (DC power 10, 20), idmp vibration current, Ii * current command value, Ii current, L1, L2 reactor, L3, L4 reactor (resonance damping circuit), N1 to N3 nodes, PL power supply wiring, PS1, PS2 power supply, Pi power command Value, R3 resistance (resonance attenuation circuit), S1 to S4 power semiconductor switching element, SDa, / SDa, SDb, / SDb, SDc, / SDc control pulse signal, SG1 to SG4 control signal, T1 period, V [1 ], V [2] voltage (DC power supply 10, 20), Vdmp oscillation voltage, Vm1, Vm2 induced voltage, Vo * voltage command value, Vo output voltage, Vx, Vy stable potential.
Claims (10)
第２の直流電源と、
負荷に電気的に接続される電源配線と前記第１および第２の直流電源との間で直流電力変換を実行するための電力変換器とを備え、
前記電力変換器は、
前記第１の直流電源と前記電源配線との間に形成される第１の電力変換経路と、前記第２の直流電源と前記電源配線との間に形成される第２の電力変換経路との両方に含まれるように配置された複数のスイッチング素子と、
前記第１の電力変換経路に含まれるように配置された第１のリアクトルと、
前記第２の電力変換経路に含まれるように配置された第２のリアクトルと、
前記第１および第２の電力変換経路に対して電気的には非接続である共振減衰回路とを含み、
前記共振減衰回路は、
前記第１のリアクトルと磁気結合された第３のリアクトルと、
前記第２のリアクトルと磁気結合され、かつ、前記第３のリアクトルに対して直列に接続される第４のリアクトルと、
前記第３および第４のリアクトルと直列に接続される、キャパシタおよび抵抗とを有し、
前記電源配線上の出力電圧を制御するように前記複数のスイッチング素子のオンオフを制御するための制御装置をさらに備える、電源システム。 A first DC power supply;
A second DC power source;
A power converter for performing DC power conversion between a power supply wiring electrically connected to a load and the first and second DC power supplies,
The power converter is
A first power conversion path formed between the first DC power supply and the power supply wiring; and a second power conversion path formed between the second DC power supply and the power supply wiring. A plurality of switching elements arranged to be included in both,
A first reactor arranged to be included in the first power conversion path;
A second reactor arranged to be included in the second power conversion path;
A resonance damping circuit that is electrically disconnected from the first and second power conversion paths;
The resonant damping circuit is
A third reactor magnetically coupled to the first reactor;
A fourth reactor magnetically coupled to the second reactor and connected in series to the third reactor;
A capacitor and a resistor connected in series with the third and fourth reactors;
A power supply system further comprising a control device for controlling on / off of the plurality of switching elements so as to control an output voltage on the power supply wiring.
第１のノードおよび前記電源配線の間に電気的に接続された第１のスイッチング素子と、
第２のノードおよび前記第１のノードの間に電気的に接続された第２のスイッチング素子と、
前記第２の直流電源の正極端子と電気的に接続された第３のノードおよび前記第２のノードの間に電気的に接続された第３のスイッチング素子と、
前記第２の直流電源の負極端子と前記第３のノードとの間に電気的に接続された第４のスイッチング素子とを含み、
前記第１のリアクトルは、前記第１の直流電源の正極端子と前記第２のノードとの間に電気的に接続され、
前記第２のリアクトルは、前記第２の直流電源の正極端子と前記第１のノードとの間に電気的に接続される、請求項１記載の電源システム。 The plurality of switching elements are:
A first switching element electrically connected between the first node and the power supply wiring;
A second switching element electrically connected between a second node and the first node;
A third node electrically connected to the positive terminal of the second DC power supply and a third switching element electrically connected between the second node;
A fourth switching element electrically connected between the negative terminal of the second DC power supply and the third node;
The first reactor is electrically connected between a positive terminal of the first DC power source and the second node,
The power supply system according to claim 1, wherein the second reactor is electrically connected between a positive electrode terminal of the second DC power supply and the first node.
前記電力変換器は、前記第１の動作モードでは、前記第３のスイッチング素子をオン固定する一方で、直列接続された前記第１および第２の直流電源と前記電源配線との間での前記直流電力変換のための制御信号に従って、前記第２および第４のスイッチング素子と前記第１のスイッチング素子とが相補的にオンオフするように、前記第１から第４のスイッチング素子のオンオフを制御する、請求項２記載の電源システム。 The power converter includes a first operation mode in which the DC power conversion is performed in a state where the first and second DC power supplies are electrically connected in series to the power supply wiring, and the plurality of switching The first and second DC power supplies are configured to be switched between a second operation mode in which the DC power conversion is performed in parallel with the power supply wiring by controlling an element,
In the first operation mode, the power converter fixes the third switching element on, while the power converter between the first and second DC power supplies connected in series and the power supply wiring is fixed. According to a control signal for direct current power conversion, on / off of the first to fourth switching elements is controlled so that the second and fourth switching elements and the first switching element are complementarily turned on / off. The power supply system according to claim 2.
前記複数のスイッチング素子は、前記第１の動作モードでは前記第１および第２の直流電源を直列接続するためにオン固定される一方で、前記第２の動作モードでは前記出力電圧を制御する直流電力変換のためのデューティ比に従ってオンオフされるスイッチング素子を含む、請求項１記載の電源システム。 The power converter includes a first operation mode in which the DC power conversion is performed in a state where the first and second DC power supplies are electrically connected in series to the power supply wiring, and the plurality of switching The first and second DC power supplies are configured to be switched between a second operation mode in which the DC power conversion is performed in parallel with the power supply wiring by controlling an element,
The plurality of switching elements are on-fixed to connect the first and second DC power supplies in series in the first operation mode, while the DC that controls the output voltage in the second operation mode. The power supply system according to claim 1, comprising a switching element that is turned on and off according to a duty ratio for power conversion.
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2011144210A JP5961350B2 (en) | 2011-06-29 | 2011-06-29 | Power system |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2013013233A true JP2013013233A (en) | 2013-01-17 |
| JP5961350B2 JP5961350B2 (en) | 2016-08-02 |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| JP (1) | JP5961350B2 (en) |
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