JP2013009509A - Charging system - Google Patents

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a charging system using a motor for charging a battery from an external single-phase electric power supply so as to suppress a ripple electric current component in DC current to be input in the battery while reducing the costs.SOLUTION: A charging system includes: a battery 16; an inverter 18; a motor 20 connected to the inverter 18; a power factor improvement converter 12; and inverter side control means 32. The power factor improvement converter 12 changes an AC current output from an external AC power supply 24 into a DC power. The DC positive electrode side of the power factor improvement converter 12 is connected to a motor neutral point 36. The inverter side control means 32 includes electric current smooth control means 48 for controlling the inverter 18 so as to suppress a ripple electric current component having frequencies twofold of the electric power supply frequencies for the external AC power supply 24 while charging the battery 16 from the external AC power supply 24.

Description

本発明は、バッテリと、バッテリに接続されたコンバータと、コンバータに接続されたモータとを備える充電システムに関する。例えば、本発明に係る充電システムは、電気自動車用充電システムとして利用する。   The present invention relates to a charging system including a battery, a converter connected to the battery, and a motor connected to the converter. For example, the charging system according to the present invention is used as a charging system for an electric vehicle.

従来から、車両に搭載したモータを車両の駆動源とする電気自動車や、車両に搭載したエンジン及びモータの少なくとも一方を車両の主駆動源とするハイブリッド車両等の電動車両が知られている。このような電動車両では、モータに電力を供給するためのバッテリを搭載している。また、モータ駆動装置を含む充電システムを構成し、車両外部の外部単相電源である交流電源とバッテリとの間で電力を授受可能とすることが考えられている。   2. Description of the Related Art Conventionally, electric vehicles such as an electric vehicle using a motor mounted on the vehicle as a drive source of the vehicle and a hybrid vehicle using at least one of an engine and a motor mounted on the vehicle as a main drive source of the vehicle are known. Such an electric vehicle is equipped with a battery for supplying electric power to the motor. Further, it is considered that a charging system including a motor driving device is configured so that electric power can be exchanged between an AC power source that is an external single-phase power source outside the vehicle and a battery.

例えば、特許文献１には、外部単相電源に対応する商用電源に接続された第１全波整流回路と、第１全波整流回路に接続されたＤＣ−ＡＣコンバータと、ＤＣ−ＡＣコンバータに接続されたトランスと、トランスに接続された整流器と、整流器に接続されたモータと、モータにインバータを介して接続されたバッテリとを備える電気自動車用充電器が記載されている。この充電器では、バッテリ側の整流器の＋側出力端子または−側出力端子がモータの３相のステータコイルの中性点に接続されている。モータのステータコイルがバッテリ充電時に整流器の整流出力中のリップル成分を低減するリアクトル機能を果たすので、リップル成分低減用のリアクトルを省略できるとされている。   For example, Patent Document 1 discloses a first full-wave rectifier circuit connected to a commercial power supply corresponding to an external single-phase power supply, a DC-AC converter connected to the first full-wave rectifier circuit, and a DC-AC converter. An electric vehicle charger is described that includes a connected transformer, a rectifier connected to the transformer, a motor connected to the rectifier, and a battery connected to the motor via an inverter. In this charger, the + side output terminal or the − side output terminal of the battery side rectifier is connected to the neutral point of the three-phase stator coil of the motor. Since the stator coil of the motor fulfills a reactor function for reducing the ripple component in the rectified output of the rectifier when the battery is charged, it is said that the reactor for reducing the ripple component can be omitted.

特開平９−２３３７０９号公報JP-A-9-233709

特許文献１に記載された充電器の場合、モータのステータコイルを利用して、バッテリに入力される直流電流において、ＤＣ−ＡＣコンバータのスイッチングに起因するリップル電流を低減でき、リップル電流を低減するためのフィルタを省略できる可能性はある。ただし、全波整流した場合に生じる、商用電源の交流電源周波数の２倍で脈動するリップル成分に対しては、ステータコイルのインダクタンス値が小さいため、ステータコイルの利用で低減することは難しい。これに対して、特許文献１の充電器が有するＤＣ−ＡＣコンバータは、ブリッジ回路と、昇圧型力率改善回路の平滑コンデンサとを用いて、バッテリに入力される直流電流において、交流電源周波数の２倍で脈動するリップル電流成分を抑制できる可能性はある。ただし、特許文献１の充電器では、交流電源周波数の２倍で脈動するリップル電流成分を抑制するための専用のブリッジ回路が必要となり、部品点数の削減を図り、低コスト化を図る面から改良の余地がある。   In the case of the charger described in Patent Literature 1, ripple current caused by switching of the DC-AC converter can be reduced in the direct current input to the battery using the stator coil of the motor, thereby reducing the ripple current. There is a possibility that the filter for this can be omitted. However, the ripple component pulsating at twice the AC power frequency of the commercial power generated when full-wave rectification is performed is difficult to reduce by using the stator coil because the inductance value of the stator coil is small. On the other hand, the DC-AC converter included in the charger of Patent Document 1 uses a bridge circuit and a smoothing capacitor of a boost type power factor correction circuit, and in the direct current input to the battery, There is a possibility that the ripple current component that pulsates by 2 times can be suppressed. However, the charger disclosed in Patent Document 1 requires a dedicated bridge circuit for suppressing a ripple current component that pulsates at twice the AC power supply frequency, which is improved from the viewpoint of reducing the number of parts and reducing the cost. There is room for.

また、力率改善回路の直流出力側に専用のＤＣ／ＤＣコンバータを設けて、バッテリに入力される直流電流において、交流電源周波数の２倍で脈動するリップル電流成分を抑制することも考えられるが、この場合もリップル電流抑制のための専用の部品が必要となり、部品点数の削減を図り、低コスト化を図る面から改良の余地がある。   It is also conceivable to provide a dedicated DC / DC converter on the DC output side of the power factor correction circuit to suppress the ripple current component that pulsates at twice the AC power supply frequency in the DC current input to the battery. In this case as well, a dedicated component for suppressing the ripple current is required, and there is room for improvement in terms of reducing the number of components and reducing the cost.

本発明の目的は、充電システムにおいて、モータを利用して外部単相電源からバッテリに充電できる構成で、低コスト化を図りつつ、バッテリに入力される直流電流において、交流電源周波数の２倍で脈動するリップル電流成分を抑制することである。   An object of the present invention is a configuration in which a battery can be charged from an external single-phase power supply using a motor in a charging system, and the direct current input to the battery is twice the AC power supply frequency while reducing costs. It is to suppress the ripple current component that pulsates.

本発明に係る充電システムは、バッテリと、バッテリに接続されたインバータと、インバータに接続されたモータとを備え、さらに、外部単相電源から出力される交流電流を直流電流に変換するＡＣ／ＤＣコンバータであって、ＡＣ／ＤＣコンバータの直流正極側とモータ中性点とが接続されるＡＣ／ＤＣコンバータと、外部単相電源からバッテリへの充電時に、外部単相電源の電源周波数の２倍の周波数を有するリップル電流成分を抑制するようにインバータを制御する電流平滑制御手段とを備えることを特徴とする充電システムである。   The charging system according to the present invention includes a battery, an inverter connected to the battery, and a motor connected to the inverter, and further converts AC current output from the external single-phase power source into DC current. An AC / DC converter in which the DC positive side of the AC / DC converter is connected to the motor neutral point, and twice the power frequency of the external single-phase power supply when charging the battery from the external single-phase power supply And a current smoothing control means for controlling the inverter so as to suppress a ripple current component having a frequency of.

本発明の充電システムによれば、モータを利用して外部単相電源からバッテリに充電できる構成で、低コスト化を図りつつ、バッテリに入力される直流電流において、交流電源周波数の２倍で脈動するリップル電流成分を抑制できる。   According to the charging system of the present invention, it is possible to charge a battery from an external single-phase power supply using a motor, and the DC current input to the battery pulsates at twice the AC power supply frequency while reducing the cost. Ripple current component can be suppressed.

本発明の第１実施形態の充電システムの回路構成を示す図である。It is a figure which shows the circuit structure of the charging system of 1st Embodiment of this invention. 図１の構成を使用した充電制御方法において、モータの中性点電流を制御しながら、バッテリに充電する様子を示す図である。FIG. 2 is a diagram illustrating a state in which a battery is charged while controlling a neutral point current of a motor in the charge control method using the configuration of FIG. 1. 図１の構成における充電時のバッテリ電圧（電池電圧）Ｖｂと、バッテリに入力される電流（電池電流）Ｉｂの動作波形のシミュレーション結果を示す図である。It is a figure which shows the simulation result of the operation waveform of the battery voltage (battery voltage) Vb at the time of charge in the structure of FIG. 1, and the electric current (battery current) Ib input into a battery. 図１の構成における充電時の中性点電流Ｉｎの動作波形のシミュレーション結果を示す図である。It is a figure which shows the simulation result of the operation waveform of the neutral point current In at the time of charge in the structure of FIG. 図１の構成における充電時の外部交流電源電圧（電源電圧）Ｖｓと、外部交流電源電流（電源電流）Ｉｓの動作波形のシミュレーション結果を示す図である。It is a figure which shows the simulation result of the operation waveform of the external alternating current power supply voltage (power supply voltage) Vs at the time of charge in the structure of FIG. 1, and the external alternating current power supply current (power supply current) Is. 比較例の充電システムの回路構成を示す図である。It is a figure which shows the circuit structure of the charging system of a comparative example. 図４の比較例でブリッジ回路がないと仮定した場合において、充電時のバッテリ電圧（電池電圧）Ｖｂと、バッテリに入力される電流（電池電流）Ｉｂの動作波形のシミュレーション結果を示す図である。FIG. 5 is a diagram illustrating simulation results of operation waveforms of a battery voltage (battery voltage) Vb during charging and a current (battery current) Ib input to the battery when it is assumed that there is no bridge circuit in the comparative example of FIG. 4. . 図４の比較例でブリッジ回路がないと仮定した場合において、充電時の中性点電流Ｉｎの動作波形のシミュレーション結果を示す図である。FIG. 5 is a diagram illustrating a simulation result of an operation waveform of a neutral point current In during charging when it is assumed that there is no bridge circuit in the comparative example of FIG. 4. 図４の比較例でブリッジ回路がないと仮定した場合において、充電時の外部交流電源電圧（電源電圧）Ｖｓと、外部交流電源電流（電源電流）Ｉｓの動作波形のシミュレーション結果を示す図である。5 is a diagram showing simulation results of operation waveforms of an external AC power supply voltage (power supply voltage) Vs and an external AC power supply current (power supply current) Is during charging when it is assumed that there is no bridge circuit in the comparative example of FIG. . 本発明の第２実施形態の充電システムの回路構成を示す図である。It is a figure which shows the circuit structure of the charging system of 2nd Embodiment of this invention. 図６の構成で、充電器側制御手段に各種の検出信号が入力される様子を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows a mode that various detection signals are input into the charger side control means by the structure of FIG. 図７の充電器側制御手段により、充電器であり、ＡＣ／ＤＣコンバータである高力率コンバータを制御する様子を示すブロック図である。It is a block diagram which shows a mode that the high power factor converter which is a charger and is an AC / DC converter is controlled by the charger side control means of FIG. 図６の構成で、インバータ側制御手段に各種の検出信号が入力される様子を示す回路図である。FIG. 7 is a circuit diagram showing how various detection signals are input to the inverter-side control means in the configuration of FIG. 6. 図９のインバータ側制御手段により、インバータを制御する様子を示すブロック図である。It is a block diagram which shows a mode that an inverter is controlled by the inverter side control means of FIG. 本発明の第３実施形態の充電システムの回路構成を示す図である。It is a figure which shows the circuit structure of the charging system of 3rd Embodiment of this invention.

［第１実施形態］
図１、図２、図３Ａ、図３Ｂ、図３Ｃは、本発明の第１実施形態を示している。本実施形態の充電システムは、モータ駆動装置１０と、ＡＣ／ＤＣコンバータであり、充電器である力率改善コンバータ（ＰＦＣ）１２と、インバータ側制御手段３２と、充電器側制御手段３４と、リップルフィルタ１４とを備える。 [First Embodiment]
1, FIG. 2, FIG. 3A, FIG. 3B, and FIG. 3C show a first embodiment of the present invention. The charging system of the present embodiment is a motor driving device 10, an AC / DC converter, and a power factor correction converter (PFC) 12, which is a charger, an inverter-side control means 32, a charger-side control means 34, And a ripple filter 14.

モータ駆動装置１０は、車載バッテリであるバッテリ１６と、バッテリ１６の正極側が第１スイッチである第１リレーＲ１を介して正極側に接続され、バッテリ１６の負極側が直接に、すなわちスイッチを介さずに負極側に接続されるモータ駆動用のインバータ１８と、インバータ１８に接続されたモータ２０とを含む。このようなモータ駆動装置１０は、例えばバッテリ１６を電力源とし、モータ２０を車両の駆動源とする電気自動車や、エンジン及びモータ２０を車両の駆動源として備えるプラグインハイブリッド車等のハイブリッド車両等の電動車両に搭載されて、バッテリ１６の電力を用いてモータ２０を駆動する。充電システムは、車両に搭載されて、外部の商用電源であり、外部単相電源である外部交流電源２４からバッテリ１６への充電を可能としている。また、図１では、図示を省略するが、後述する第２実施形態を説明するための図６に示すように、外部交流電源２４側に内部インダクタンス９４が設けられている。   The motor drive device 10 includes a battery 16 that is an in-vehicle battery, and a positive side of the battery 16 is connected to a positive side via a first relay R1 that is a first switch, and a negative side of the battery 16 is directly, that is, not via a switch. Includes a motor driving inverter 18 connected to the negative electrode side and a motor 20 connected to the inverter 18. Such a motor drive device 10 is, for example, an electric vehicle using the battery 16 as a power source and the motor 20 as a vehicle drive source, or a hybrid vehicle such as a plug-in hybrid vehicle including the engine and the motor 20 as a vehicle drive source. And the motor 20 is driven using the electric power of the battery 16. The charging system is mounted on a vehicle and is an external commercial power source, and can charge the battery 16 from an external AC power source 24 that is an external single-phase power source. Although not shown in FIG. 1, an internal inductance 94 is provided on the external AC power supply 24 side as shown in FIG. 6 for explaining a second embodiment to be described later.

モータ２０は、例えば３相交流モータである。モータ２０の駆動時に、第１リレーＲ１が接続されることで、バッテリ１６の電圧がインバータ１８に出力される。インバータ１８は、３相のアームＡ１，Ａ２，Ａ３を含み、各相のアームＡ１，Ａ２，Ａ３は、直列接続された２つのスイッチング素子Ｓ１と、各スイッチング素子Ｓ１に逆並列に接続されたダイオードＤ１とを含む。各相アームＡ１，Ａ２，Ａ３の中点は、モータ２０を構成する対応する相のステータコイル２６の一端に接続されている。スイッチング素子Ｓ１は、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、トランジスタ等である。インバータ側制御手段３２は、インバータ１８の各スイッチング素子Ｓ１のスイッチングを制御する。   The motor 20 is, for example, a three-phase AC motor. When the motor 20 is driven, the voltage of the battery 16 is output to the inverter 18 by connecting the first relay R1. The inverter 18 includes three-phase arms A1, A2, and A3. Each phase arm A1, A2, and A3 includes two switching elements S1 connected in series and a diode connected in antiparallel to each switching element S1. D1. The midpoint of each phase arm A 1, A 2, A 3 is connected to one end of a corresponding phase stator coil 26 constituting the motor 20. The switching element S1 is a MOSFET, IGBT, transistor, or the like. The inverter side control means 32 controls the switching of each switching element S1 of the inverter 18.

また、力率改善コンバータ１２は、詳しい図示は省略するが、ダイオード整流素子を含むダイオード整流ブリッジ等のダイオード整流器またはダイオード整流素子である整流部と、スイッチング素子やリアクトルを有する力率改善部と、全波整流回路部とを含む。外部交流電源２４は第１コネクタである電源コネクタ２８に接続され、整流部の交流側は第２コネクタである車両コネクタ３０に接続されている。   The power factor correction converter 12 is not shown in detail, but a diode rectifier such as a diode rectifier bridge including a diode rectifier or a rectifier that is a diode rectifier, a power factor corrector having a switching element and a reactor, Including a full-wave rectifier circuit. The external AC power source 24 is connected to a power connector 28 that is a first connector, and the AC side of the rectifying unit is connected to a vehicle connector 30 that is a second connector.

また、力率改善部では、充電器側制御手段３４により力率改善部のスイッチング素子のスイッチングのオンオフが制御され、力率改善部から出力される電流の波形が、整流部から出力される交流電圧の波形と相似波形に近づくように、すなわち電流非連続モード等で正弦波に近づくように制御される。また、全波整流回路部は、力率改善部から出力された交流電流を全波整流に変換する。このため、図２に示すように、外部交流電源２４の交流電圧Ｖｓと交流電流Ｉｓとが規定され、交流電流Ｉｓが力率改善コンバータ１２に入力されると、全波整流された直流電流Ｉａが出力される。このように、力率改善コンバータ１２は、外部交流電源２４から出力される交流電流Ｉｓを直流電流Ｉａに変換する。   Further, in the power factor improvement unit, on / off of switching of the switching element of the power factor improvement unit is controlled by the charger-side control unit 34, and the waveform of the current output from the power factor improvement unit is an alternating current output from the rectification unit. Control is performed so as to approximate a waveform similar to the voltage waveform, that is, to approximate a sine wave in a current discontinuous mode or the like. The full wave rectification circuit unit converts the alternating current output from the power factor correction unit into full wave rectification. Therefore, as shown in FIG. 2, when the AC voltage Vs and the AC current Is of the external AC power supply 24 are defined and the AC current Is is input to the power factor correction converter 12, a full-wave rectified DC current Ia is obtained. Is output. As described above, the power factor correction converter 12 converts the alternating current Is output from the external alternating current power supply 24 into the direct current Ia.

また、図１に戻って、力率改善コンバータ１２の直流正極側がモータ側スイッチである第２リレーＲ２を介して、モータ２０の３相のステータコイル２６の中性点であるモータ中性点３６に接続されている。   Returning to FIG. 1, the motor neutral point 36, which is the neutral point of the three-phase stator coil 26 of the motor 20, via the second relay R <b> 2 in which the DC positive side of the power factor correction converter 12 is a motor side switch. It is connected to the.

また、モータ駆動装置１０は、インバータ１８の正極側と負極側との間に、インバータ１８に並列に接続されたコンデンサ３８を含む。コンデンサ３８の正極側はインバータ１８の正極側に接続され、コンデンサ３８の負極側はインバータ１８及びバッテリ１６の負極側に接続されている。第１リレーＲ１は、コンデンサ３８の正極側とバッテリ１６の正極側との間に設けられている。また、インバータ１８と、コンデンサ３８とにより、インバータユニット４０が構成されている。   Motor drive device 10 includes a capacitor 38 connected in parallel to inverter 18 between the positive electrode side and the negative electrode side of inverter 18. The positive side of the capacitor 38 is connected to the positive side of the inverter 18, and the negative side of the capacitor 38 is connected to the negative side of the inverter 18 and the battery 16. The first relay R1 is provided between the positive side of the capacitor 38 and the positive side of the battery 16. Further, the inverter unit 40 is configured by the inverter 18 and the capacitor 38.

また、充電システムは、第２スイッチである第３リレーＲ３と、スイッチ制御手段４２とを含む。第３リレーＲ３は、力率改善コンバータ１２の直流正極側とバッテリ１６の正極側との間に設けられている。また、力率改善コンバータ１２の直流負極側とバッテリ１６の負極側とが接続されている。   The charging system also includes a third relay R3 that is a second switch and a switch control means 42. The third relay R3 is provided between the DC positive electrode side of the power factor correction converter 12 and the positive electrode side of the battery 16. Further, the direct current negative electrode side of the power factor correction converter 12 and the negative electrode side of the battery 16 are connected.

スイッチ制御手段４２は、外部交流電源２４からバッテリ１６への充電時に、コンデンサ３８の正極側とバッテリ１６の正極側とが切り離されるように第１リレーＲ１を制御するとともに、第２リレーＲ２及び第３リレーＲ３がオンされる、すなわち接続されるように、第２リレーＲ２及び第３リレーＲ３を制御する。第３リレーＲ３がオンされると、力率改善コンバータ１２の直流正極側とバッテリ１６の正極側とが接続される。   The switch control means 42 controls the first relay R1 so that the positive electrode side of the capacitor 38 and the positive electrode side of the battery 16 are disconnected when charging the battery 16 from the external AC power supply 24, and the second relay R2 and the second relay R2 The second relay R2 and the third relay R3 are controlled so that the third relay R3 is turned on, that is, connected. When the third relay R3 is turned on, the DC positive side of the power factor correction converter 12 and the positive side of the battery 16 are connected.

また、スイッチ制御手段４２は、車両の駆動時等、バッテリ１６の電力によりモータ２０を駆動する場合に、コンデンサ３８の正極側とバッテリ１６の正極側とが接続されるように第１リレーＲ１を制御する。これとともに、スイッチ制御手段４２は、第２リレーＲ２及び第３リレーＲ３がオフされる、すなわち切り離されるように、第２リレーＲ２及び第３リレーＲ３を制御する。この状態で、インバータ側制御手段３２は、インバータ１８のスイッチング素子Ｓ１のスイッチングを制御して、図示しないアクセルペダルの操作量を検出するアクセルセンサの検出信号等に応じて、モータ２０のトルク制御を行う。   Further, the switch control means 42 sets the first relay R1 so that the positive side of the capacitor 38 and the positive side of the battery 16 are connected when the motor 20 is driven by the power of the battery 16 such as when the vehicle is driven. Control. At the same time, the switch control means 42 controls the second relay R2 and the third relay R3 so that the second relay R2 and the third relay R3 are turned off, that is, disconnected. In this state, the inverter-side control means 32 controls the switching of the switching element S1 of the inverter 18, and controls the torque of the motor 20 in accordance with a detection signal of an accelerator sensor that detects an operation amount of an accelerator pedal (not shown). Do.

また、リップルフィルタ１４は、力率改善コンバータ１２とバッテリ１６との間に接続されている。具体的には、リップルフィルタ１４は、力率改善コンバータ１２の直流正極側とバッテリ１６の正極側との間に、第３リレーＲ３を介して接続されたリアクトル４４と、リアクトル４４のバッテリ１６側端と力率改善コンバータ１２の直流負極側との間に接続されたコンデンサ４６とを含む。リップルフィルタ１４は、外部交流電源２４からバッテリ１６への充電時に、力率改善コンバータ１２から出力される電流に含まれる、スイッチングに起因するリップル電流を抑制する。   The ripple filter 14 is connected between the power factor correction converter 12 and the battery 16. Specifically, the ripple filter 14 includes a reactor 44 connected via a third relay R3 between the DC positive electrode side of the power factor improving converter 12 and the positive electrode side of the battery 16, and the battery 16 side of the reactor 44. And a capacitor 46 connected between the end and the DC negative electrode side of the power factor correction converter 12. The ripple filter 14 suppresses a ripple current caused by switching included in the current output from the power factor correction converter 12 when charging the battery 16 from the external AC power supply 24.

このような充電システムによれば、モータ駆動装置１０を構成するインバータ１８及びモータ２０と、力率改善コンバータ１２と、リップルフィルタ１４とを用いて、外部交流電源２４からバッテリ１６へ充電することができる。また、外部交流電源２４からバッテリ１６への充電時に、上記のように第１、第２、第３リレーＲ１、Ｒ２、Ｒ３が制御されるので、外部交流電源２４の交流電力が力率改善コンバータ１２を用いて直流電力に変換され、バッテリ１６が充電される。第１リレーＲ１及び第３リレーＲ３は、機器の停止時にバッテリ１６と、バッテリ１６に対し接続不要な要素とを電気的に切り離すために使用される。   According to such a charging system, it is possible to charge the battery 16 from the external AC power supply 24 using the inverter 18 and the motor 20 constituting the motor driving device 10, the power factor correction converter 12, and the ripple filter 14. it can. Further, when charging the battery 16 from the external AC power supply 24, the first, second, and third relays R1, R2, and R3 are controlled as described above, so that the AC power of the external AC power supply 24 is converted to a power factor correction converter. 12 is converted to DC power and the battery 16 is charged. The first relay R1 and the third relay R3 are used to electrically disconnect the battery 16 and elements that do not need to be connected to the battery 16 when the device is stopped.

また、インバータ側制御手段３２は、電流平滑制御手段４８を有する。電流平滑制御手段４８は、充電時に、力率改善コンバータ１２の直流側の出力である、交流電源周波数の２倍の周波数を有する交流電力を演算し、さらにその交流電力に対応する交流電流Ｉｃを演算する。すなわち、図２に示す外部交流電源２４の電圧Ｖｓ及び電流Ｉｓと、バッテリ１６の電圧Ｖｂと、バッテリ１６に入力される電流Ｉｂとが検出され、電流平滑制御手段４８（図１）に入力される。電流平滑制御手段４８は、外部交流電源２４の電圧Ｖｓ及び電流Ｉｓから交流電源周波数の２倍の周波数を有する交流電力を演算し、その交流電力をバッテリ１６の電圧Ｖｂで割って得られた、力率改善コンバータ１２の出力側の電流指令の絶対値である｜Ｉｒ｜、すなわち直流電流Ｉａを演算する。この直流電流Ｉａは、交流電源周波数の２倍の周波数で変動する。そしてこの直流電流Ｉａからバッテリ１６に入力される電流の平均値であるＩｂを差し引くことで、モータ中性点３６（図１）に流すための交流電流Ｉｃを演算する。そして、電流平滑制御手段４８は、モータ２０の零相電流がＩｃに追従するようにインバータ１８のスイッチングを制御する。この結果、モータ中性点電流Ｉｎは交流電流Ｉｃとなる。   Further, the inverter side control means 32 has a current smoothing control means 48. At the time of charging, the current smoothing control means 48 calculates an AC power having a frequency twice the AC power supply frequency, which is an output on the DC side of the power factor correction converter 12, and further calculates an AC current Ic corresponding to the AC power. Calculate. That is, the voltage Vs and current Is of the external AC power supply 24 shown in FIG. 2, the voltage Vb of the battery 16, and the current Ib input to the battery 16 are detected and input to the current smoothing control means 48 (FIG. 1). The The current smoothing control unit 48 calculates AC power having a frequency twice the AC power source frequency from the voltage Vs and current Is of the external AC power source 24, and is obtained by dividing the AC power by the voltage Vb of the battery 16. | Ir | which is the absolute value of the current command on the output side of the power factor correction converter 12, that is, the direct current Ia is calculated. This direct current Ia fluctuates at twice the frequency of the alternating current power supply frequency. Then, by subtracting Ib, which is the average value of the current input to the battery 16, from this DC current Ia, the AC current Ic to be passed through the motor neutral point 36 (FIG. 1) is calculated. Then, the current smoothing control means 48 controls the switching of the inverter 18 so that the zero-phase current of the motor 20 follows Ic. As a result, the motor neutral point current In becomes an alternating current Ic.

一方、力率改善コンバータ１２の出力側にはスイッチング周波数成分のみを除去する小容量のリップルフィルタ１４（図１）が接続されている。また、力率改善コンバータ１２の直流出力電流である、交流電源周波数の２倍の周波数で脈動する直流電流Ｉａのうち、交流電源周波数の２倍の周波数を有する上記の交流電流Ｉｃに相当する中性点電流Ｉｎがインバータ１８側に流れるため、残りの電流成分である平滑化された直流電流Ｉｂがバッテリ１６側に流れる。   On the other hand, a small-capacity ripple filter 14 (FIG. 1) that removes only the switching frequency component is connected to the output side of the power factor correction converter 12. Further, among the direct current Ia pulsating at a frequency twice the alternating current power supply frequency, which is the direct current output current of the power factor improving converter 12, the medium corresponding to the alternating current Ic having a frequency twice the alternating current power supply frequency. Since the sex point current In flows to the inverter 18 side, the smoothed DC current Ib which is the remaining current component flows to the battery 16 side.

このような充電システムによれば、モータを利用して外部交流電源２４からバッテリ１６に充電できる構成で、低コスト化を図りつつ、バッテリに入力される直流電流において、交流電源周波数の２倍で脈動するリップル電流成分を抑制できる、すなわち平滑化できる。すなわち、外部交流電源２４からバッテリ１６への充電時にバッテリ１６に脈動した電流が流入した場合、流入電流がバッテリ１６の許容電流を超えて、過電流となったり、バッテリ１６の内部インピーダンス降下のためにバッテリ１６電圧が変動し、過電圧となって充電できない可能性がある。また、充電時のバッテリ１６の温度上昇が大きくなり劣化が促進される可能性もある。これに対して、本実施形態と異なり、力率改善コンバータ１２の出力側にＤＣ／ＤＣコンバータを設けてバッテリ１６に入力される直流電流の脈動を抑制することも考えられる。ただし、この場合、交流電源周波数の２倍で脈動するリップル電流成分を抑制するための専用の部品が増えるため、低コスト化を図る面から改良の余地がある。   According to such a charging system, it is possible to charge the battery 16 from the external AC power supply 24 using a motor, and at a low DC cost, the DC current input to the battery is twice the AC power supply frequency. The ripple current component that pulsates can be suppressed, that is, smoothed. That is, when a pulsating current flows into the battery 16 when charging the battery 16 from the external AC power supply 24, the inflow current exceeds the allowable current of the battery 16, resulting in an overcurrent or a drop in the internal impedance of the battery 16. There is a possibility that the battery 16 voltage fluctuates and becomes overvoltage and cannot be charged. Moreover, the temperature rise of the battery 16 at the time of charge may become large, and deterioration may be accelerated | stimulated. On the other hand, unlike the present embodiment, a DC / DC converter may be provided on the output side of the power factor correction converter 12 to suppress pulsation of the direct current input to the battery 16. However, in this case, there is a room for improvement in terms of cost reduction because the number of dedicated parts for suppressing the ripple current component that pulsates at twice the AC power supply frequency increases.

また、上記の特許文献１に記載された構成において、全波整流回路の出力側に接続したＤＣ−ＡＣコンバータに設けたブリッジ回路とコンデンサとにより、バッテリに入力される直流電流において、交流電源周波数の２倍の周波数で脈動するリップル電流成分を抑制することも考えられる。ただし、この場合も、交流電源周波数の２倍の周波数で脈動するリップル電流成分を抑制するための専用の部品が増えるため、低コスト化を図る面から改良の余地がある。   Further, in the configuration described in Patent Document 1 described above, an AC power supply frequency is determined in a DC current input to the battery by a bridge circuit and a capacitor provided in a DC-AC converter connected to the output side of the full-wave rectifier circuit. It is also conceivable to suppress a ripple current component that pulsates at a frequency twice as high. However, in this case as well, there is room for improvement from the viewpoint of cost reduction because the number of dedicated parts for suppressing the ripple current component that pulsates at twice the frequency of the AC power supply frequency increases.

これに対して、本実施形態によれば、モータ２０駆動用のインバータ１８を利用して充電電流の交流電流成分を吸収し、バッテリ１６に入力される電流の平滑化を行っているため、交流電源周波数の２倍で脈動するリップル電流成分を平滑化するためのＤＣ／ＤＣコンバータ等の、専用の部品を削減でき、低コスト化を図れる。また、力率改善コンバータ１２の出力側に接続される平滑化用のコンデンサ４６の容量の低減が可能になる。このため、充電システムの小型化、低コスト化、及び高効率化を図れる。なお、インバータ側制御手段３２、充電器側制御手段３４及びスイッチ制御手段４２は、１つの制御装置にまとめて設けることもできるが、機能ごとに複数の制御装置に分割して設けることもできる。   On the other hand, according to the present embodiment, the AC current component of the charging current is absorbed using the inverter 18 for driving the motor 20 and the current input to the battery 16 is smoothed. Special parts such as a DC / DC converter for smoothing a ripple current component that pulsates at twice the power supply frequency can be reduced, and the cost can be reduced. Further, the capacity of the smoothing capacitor 46 connected to the output side of the power factor correction converter 12 can be reduced. As a result, the charging system can be reduced in size, cost, and efficiency. The inverter-side control means 32, the charger-side control means 34, and the switch control means 42 can be provided together in one control device, but can also be provided divided into a plurality of control devices for each function.

図３Ａは、図１の構成における充電時のバッテリ電圧（電池電圧）Ｖｂと、バッテリに入力される電流（電池電流）Ｉｂの動作波形のシミュレーション結果を示す図である。図３Ｂは、図１の構成における充電時の中性点電流Ｉｎの動作波形のシミュレーション結果を示す図である。図３Ｃは、図１の構成における充電時の外部交流電源電圧（電源電圧）Ｖｓと、外部交流電源電流（電源電流）Ｉｓの動作波形のシミュレーション結果を示す図である。以下の説明では、図１、図２に示した要素と同一の要素には同一の符号を付して説明する。このようなシミュレーション結果から分かるように、図３Ｃに示すように、外部交流電源２４の電圧Ｖｓ及び電流Ｉｓに対して、図３Ｂのように、モータ中性点電流Ｉｎが交流電源周波数の２倍の周波数を有する交流電流Ｉｃとなり、バッテリ１６に入力される電流Ｉｂをほぼ一定の平滑化された直流電流とすることができる。図３Ａのシミュレーション結果では、バッテリ１６に入力される電流の目標電流に対する変動を±１０％の範囲に抑えることができた。   3A is a diagram showing simulation results of operation waveforms of a battery voltage (battery voltage) Vb during charging and a current (battery current) Ib input to the battery in the configuration of FIG. FIG. 3B is a diagram showing a simulation result of the operation waveform of the neutral point current In during charging in the configuration of FIG. 1. 3C is a diagram showing simulation results of operation waveforms of the external AC power supply voltage (power supply voltage) Vs and the external AC power supply current (power supply current) Is during charging in the configuration of FIG. In the following description, the same elements as those shown in FIGS. 1 and 2 are denoted by the same reference numerals. As can be seen from such simulation results, as shown in FIG. 3C, the motor neutral point current In is twice the AC power frequency as shown in FIG. 3B with respect to the voltage Vs and current Is of the external AC power supply 24. AC current Ic having a frequency of ## EQU1 ## so that the current Ib input to the battery 16 can be a substantially constant smoothed DC current. In the simulation result of FIG. 3A, the fluctuation of the current input to the battery 16 with respect to the target current can be suppressed to a range of ± 10%.

図４は、比較例の充電システムの回路構成を示す図である。図４の比較例は、上記の特許文献１に記載された構成とほぼ同様の構成を有する。図４の比較例では、外部交流電源２４に第１全波整流回路４９を介して力率改善回路５０が接続され、力率改善回路５０にブリッジ回路５２が接続されている。また、ブリッジ回路５２にトランス５４を介して第２全波整流回路５６が接続されている。第２全波整流回路５６の直流正極側がモータ２０のモータ中性点３６に接続され、第２全波整流回路５６の直流負極側がバッテリ１６の負極に接続されている。バッテリ１６とモータ２０との間にインバータ１８が接続されている。インバータ１８の正極側と負極側との間にコンデンサ３８が接続されている。このような比較例では、外部交流電源２４からバッテリ１６の充電時に、モータ２０のステータコイル２６が第２全波整流回路５６の整流出力中のリップル成分を低減するリアクトルとしての機能を果たす。ただし、このような構成の場合も、上記の特許文献１の構成で説明したように、交流電源周波数の２倍の周波数で脈動するリップル電流成分を抑制するための専用のブリッジ回路５２が必要となり、部品点数の削減を図り、低コスト化を図る面から改良の余地がある。上記の本実施形態によれば、このような不都合を解消できる。   FIG. 4 is a diagram illustrating a circuit configuration of a charging system according to a comparative example. The comparative example of FIG. 4 has a configuration that is substantially the same as the configuration described in Patent Document 1 above. In the comparative example of FIG. 4, a power factor improvement circuit 50 is connected to the external AC power supply 24 via a first full-wave rectifier circuit 49, and a bridge circuit 52 is connected to the power factor improvement circuit 50. A second full-wave rectifier circuit 56 is connected to the bridge circuit 52 via a transformer 54. The DC positive side of the second full-wave rectifier circuit 56 is connected to the motor neutral point 36 of the motor 20, and the DC negative side of the second full-wave rectifier circuit 56 is connected to the negative electrode of the battery 16. An inverter 18 is connected between the battery 16 and the motor 20. A capacitor 38 is connected between the positive electrode side and the negative electrode side of the inverter 18. In such a comparative example, when the battery 16 is charged from the external AC power supply 24, the stator coil 26 of the motor 20 functions as a reactor that reduces the ripple component in the rectified output of the second full-wave rectifier circuit 56. However, even in such a configuration, a dedicated bridge circuit 52 for suppressing a ripple current component that pulsates at twice the frequency of the AC power supply frequency is required as described in the configuration of Patent Document 1 above. There is room for improvement in terms of reducing the number of parts and reducing costs. According to the present embodiment described above, such inconvenience can be solved.

図５Ａは、図４の比較例でブリッジ回路がないと仮定した場合において、充電時のバッテリ電圧（電池電圧）Ｖｂと、バッテリに入力される電流（電池電流）Ｉｂの動作波形のシミュレーション結果を示す図である。図５Ｂは、比較例でブリッジ回路がないと仮定した場合において、充電時の中性点電流Ｉｎの動作波形のシミュレーション結果を示す図である。図５Ｃは、比較例でブリッジ回路がないと仮定した場合において、充電時の外部交流電源電圧（電源電圧）Ｖｓと、外部交流電源電流（電源電流）Ｉｓの動作波形のシミュレーション結果を示す図である。以下の説明では、図４に示した要素と同一の要素には同一の符号を付して説明する。   FIG. 5A shows simulation results of operation waveforms of the battery voltage (battery voltage) Vb during charging and the current (battery current) Ib input to the battery when it is assumed that there is no bridge circuit in the comparative example of FIG. FIG. FIG. 5B is a diagram illustrating a simulation result of the operation waveform of the neutral point current In during charging when it is assumed in the comparative example that there is no bridge circuit. FIG. 5C is a diagram illustrating simulation results of operation waveforms of the external AC power supply voltage (power supply voltage) Vs and the external AC power supply current (power supply current) Is during charging when it is assumed that there is no bridge circuit in the comparative example. is there. In the following description, the same elements as those shown in FIG.

このようなシミュレーション結果から明らかなように、比較例でブリッジ回路がない場合には、外部交流電源２４の電圧Ｖｓ及び電流Ｉｓに対して、図５Ｂのように、交流電源周波数の２倍の周波数を有する、単なる第２全波整流回路５６の出力電流が、モータ中性点電流Ｉｎに出力される。このため、バッテリ１６に入力される電流Ｉｂは、交流電源周波数の２倍の周波数を有するように大きく変動するリップル成分を有する電流となり、バッテリ１６に入力される電流Ｉｂの目標電流に対する変動が±１００％と大きくなった。これに対して、本実施形態によれば、図５Ａと図３Ａとの比較からも明らかなように、バッテリ１６に入力される電流Ｉｂを十分に平滑化できる。   As is clear from the simulation results, when there is no bridge circuit in the comparative example, the frequency Vs and current Is of the external AC power supply 24 are twice the frequency of the AC power supply frequency as shown in FIG. 5B. A simple output current of the second full-wave rectifier circuit 56 is output to the motor neutral point current In. For this reason, the current Ib input to the battery 16 has a ripple component that fluctuates so as to have twice the frequency of the AC power supply frequency, and the fluctuation of the current Ib input to the battery 16 with respect to the target current is ± Increased to 100%. On the other hand, according to the present embodiment, the current Ib input to the battery 16 can be sufficiently smoothed as is apparent from the comparison between FIG. 5A and FIG. 3A.

［第２実施形態］
図６は、本発明の第２実施形態の充電システムの回路構成を示す図である。図６に示すように、本実施形態では、上記の図１〜２に示した第１実施形態において、力率改善コンバータ１２のみが変更されている。すなわち、力率改善コンバータ１２は、第２コネクタである車両コネクタ３０に接続された整流部５８と、コンデンサ６０及びフィルタリアクトル９６を含むフィルタ９８とを含む。整流部５８は、ダイオード整流素子を含むダイオード整流ブリッジ等のダイオード整流器またはダイオード整流素子である。コンデンサ６０は、整流部５８と車両コネクタ３０の間に接続されている。各フィルタリアクトル９６は、コンデンサ６０の片側または他側と整流部５８との間に接続されている。フィルタリアクトル９６は省略することもできる。また、外部交流電源２４と電源コネクタ２８との間に、電源２４の内部インダクタンス９４が設けられている。 [Second Embodiment]
FIG. 6 is a diagram illustrating a circuit configuration of the charging system according to the second embodiment of the present invention. As shown in FIG. 6, in the present embodiment, only the power factor correction converter 12 is changed in the first embodiment shown in FIGS. That is, the power factor correction converter 12 includes a rectification unit 58 connected to the vehicle connector 30 that is the second connector, and a filter 98 including the capacitor 60 and the filter reactor 96. The rectifier 58 is a diode rectifier such as a diode rectifier bridge including a diode rectifier or a diode rectifier. The capacitor 60 is connected between the rectifying unit 58 and the vehicle connector 30. Each filter reactor 96 is connected between one side or the other side of the capacitor 60 and the rectifying unit 58. The filter reactor 96 can be omitted. An internal inductance 94 of the power source 24 is provided between the external AC power source 24 and the power connector 28.

また、力率改善コンバータ１２は、フォワード型コンバータで構成され、スイッチング素子Ｓ２、スイッチング素子Ｓ２に逆並列に接続されたダイオードＤ２、コンデンサ６２及び、高周波絶縁トランス６４を有する力率改善部６６と、力率改善部６６の出力側に接続された全波整流回路部６８とを含む。力率改善部６６の１次側コイルの一端にダイオードＤ２の正極側が接続され、１次側コイルの他端に別のダイオードＤ３の正極側が接続されている。各ダイオードＤ２，Ｄ３の負極側は、整流部５８の負極側に接続されている。整流部５８の正極側は、１次側コイルの中点に接続されている。コンデンサ６２は整流部５８の両端に接続されている。充電器側制御手段３４によりスイッチング素子Ｓ２のスイッチングのオンオフが制御され、力率改善部６６から出力される電流の波形が、外部交流電源２４の交流電圧の波形と相似波形に近づくようにされる。   The power factor correction converter 12 is a forward type converter, and includes a switching element S2, a diode D2 connected in reverse parallel to the switching element S2, a capacitor 62, and a power factor improvement unit 66 having a high frequency insulation transformer 64; And a full-wave rectifier circuit unit 68 connected to the output side of the power factor improving unit 66. The positive side of the diode D2 is connected to one end of the primary side coil of the power factor improving unit 66, and the positive side of another diode D3 is connected to the other end of the primary side coil. The negative electrode side of each of the diodes D2 and D3 is connected to the negative electrode side of the rectifying unit 58. The positive side of the rectifier 58 is connected to the midpoint of the primary coil. The capacitor 62 is connected to both ends of the rectifying unit 58. The on / off switching of the switching element S2 is controlled by the charger-side control means 34 so that the waveform of the current output from the power factor improvement unit 66 is similar to the waveform of the AC voltage of the external AC power supply 24. .

また、高周波絶縁トランス６４は、外部交流電源２４と車両側とを電気的に絶縁する機能を有する。また、力率改善コンバータ１２では、１つのスイッチング素子Ｓ２で力率改善と高周波ＤＣ／ＤＣ変換とを行え、変換後の電力が高周波絶縁トランス６４に入力される。また、全波整流回路部６８は、力率改善部６６から出力された交流電流を全波整流に変換する。すなわち高周波絶縁トランス６４の２次側で整流された直流出力は、交流電源周波数の２倍で脈動する直流電流Ｉａとなるが、上記の第１実施形態と同様の原理でバッテリ１６に入力される電流が平滑化され、充電システムの小型化、低コスト化、及び高効率化を図れる。また、スイッチング素子Ｓ２のオン時に図６の矢印Ｑで示す方向の電流による短絡電流は、フィルタリアクトル９６または電源２４の内部インダクタンス９４で抑制される。   The high-frequency insulation transformer 64 has a function of electrically insulating the external AC power supply 24 and the vehicle side. Further, in the power factor correction converter 12, power factor improvement and high frequency DC / DC conversion can be performed by one switching element S <b> 2, and the converted electric power is input to the high frequency insulation transformer 64. The full wave rectification circuit unit 68 converts the alternating current output from the power factor improvement unit 66 into full wave rectification. That is, the DC output rectified on the secondary side of the high-frequency isolation transformer 64 becomes a DC current Ia that pulsates at twice the AC power supply frequency, but is input to the battery 16 on the same principle as in the first embodiment. The current is smoothed, and the charging system can be reduced in size, cost, and efficiency. Further, the short-circuit current due to the current in the direction indicated by the arrow Q in FIG. 6 when the switching element S2 is turned on is suppressed by the filter reactor 96 or the internal inductance 94 of the power source 24.

次に、図７、図８を用いて充電器側制御手段３４により力率改善コンバータ１２を制御する方法を説明する。図７は、図６の構成で、充電器側制御手段３４に各種の検出信号が入力される様子を示す回路図である。図８は、図７の充電器側制御手段３４により、充電器であり、ＡＣ／ＤＣコンバータである力率改善コンバータ１２を制御する様子を示すブロック図である。なお、図７でも、フィルタリアクトル９６（図６参照）及び内部インダクタンス９４（図６参照）が設けられているが、それらの図示は省略している（後述する図９，１１も同様である。）。なお、後述する図１１で説明する第３実施形態では、フィルタリアクトル９６を省略することもできる。   Next, a method of controlling the power factor correction converter 12 by the charger side control means 34 will be described with reference to FIGS. FIG. 7 is a circuit diagram showing how various detection signals are input to the charger-side control means 34 in the configuration of FIG. FIG. 8 is a block diagram showing a state where the power factor correction converter 12 which is a charger and is an AC / DC converter is controlled by the charger side control means 34 of FIG. 7 also includes a filter reactor 96 (see FIG. 6) and an internal inductance 94 (see FIG. 6), which are not shown (the same applies to FIGS. 9 and 11 described later). ). In the third embodiment described later with reference to FIG. 11, the filter reactor 96 may be omitted.

図７に示す充電器側制御手段３４には、電圧センサ（図示せず）により検出された交流電源電圧Ｖｓの検出信号である電圧値Ｖｓが入力されるとともに、充電電力指令値ＰＲも入力される。充電電力指令値ＰＲは、図示しない外部制御部で生成され、外部制御部から充電器側制御手段３４に入力される。また、各種の電圧センサ（図示せず）と電流センサ（図示せず）とから、それぞれ検出信号である、バッテリ１６の電圧の電圧値Ｖｂと、バッテリ１６に入力される電流Ｉｂと、力率改善コンバータ１２の出力電流Ｉａとが、充電器側制御手段３４に入力される。以下、図６、図７に示した要素と同一の要素には同一の符号を付して説明する。   The charger side control means 34 shown in FIG. 7 receives a voltage value Vs, which is a detection signal of the AC power supply voltage Vs detected by a voltage sensor (not shown), and a charging power command value PR. The The charging power command value PR is generated by an external control unit (not shown) and input to the charger side control means 34 from the external control unit. Further, the voltage value Vb of the voltage of the battery 16, the current Ib input to the battery 16, and the power factor, which are detection signals from various voltage sensors (not shown) and current sensors (not shown), respectively. The output current Ia of the improvement converter 12 is input to the charger side control means 34. Hereinafter, the same elements as those shown in FIGS. 6 and 7 will be described with the same reference numerals.

図８に示すように、充電器側制御手段３４では、電流指令生成部７０で、電圧値Ｖｓ及び充電電力指令値ＰＲから、電流指令値の絶対値｜Ｉｒ｜が生成される。例えば、電圧Ｖｓからピーク電圧を検出し、検出したピーク電圧に基づいて電圧Ｖｓの実効値が算出される。また、電圧Ｖｓのゼロクロス点の検出値から電圧Ｖｓの位相θが検出される。また、位相θに基づいて、電圧Ｖｓと同位相の正弦波が生成され、この正弦波と充電電力指令値ＰＲと電圧Ｖｓの実効値とから電流指令の絶対値｜Ｉｒ｜が生成される。   As shown in FIG. 8, in the charger side control unit 34, the current command generation unit 70 generates the absolute value | Ir | of the current command value from the voltage value Vs and the charge power command value PR. For example, the peak voltage is detected from the voltage Vs, and the effective value of the voltage Vs is calculated based on the detected peak voltage. Further, the phase θ of the voltage Vs is detected from the detected value of the zero cross point of the voltage Vs. A sine wave having the same phase as the voltage Vs is generated based on the phase θ, and an absolute value | Ir | of the current command is generated from the sine wave, the charging power command value PR, and the effective value of the voltage Vs.

次に、比例補償器７２に、電流指令の絶対値｜Ｉｒ｜と、力率改善コンバータ１２の出力電流Ｉａの検出値との偏差が入力される。比例補償器７２では、出力電流Ｉａの検出値が電流指令の絶対値｜Ｉｒ｜に追従するように、比例成分を乗じて制御電圧が演算され、制御電圧に外乱として、（ｋ１・Ｖｂ＋ｋ２・｜Ｖｓ｜）が加算される。ここで、ｋ１、ｋ２はいずれも定数である。外乱補償後の出力は、変調率演算部７４でバッテリ１６の電圧Ｖｂで割られて、ＰＷＭ変調率Ｐｄが算出される。ＰＷＭ変調率Ｐｄは、ＰＷＭ信号出力部７６に出力され、キャリア信号出力部７８から出力されるキャリア信号と比較され、比較で得られた算出値に応じて、力率改善コンバータ１２のオンオフ信号であるＰＷＭ信号Ｓｐが生成される。そしてＰＷＭ信号Ｓｐに応じて力率改善コンバータ１２のスイッチング素子Ｓ２がオンオフ動作するように力率改善コンバータ１２が制御される。このように充電器側制御手段３４により力率改善コンバータ１２を制御することで、交流側の電流を乱れがない正弦波に近づけることができる。   Next, a deviation between the absolute value | Ir | of the current command and the detected value of the output current Ia of the power factor correction converter 12 is input to the proportional compensator 72. In the proportional compensator 72, the control voltage is calculated by multiplying the proportional component so that the detected value of the output current Ia follows the absolute value | Ir | of the current command, and as a disturbance to the control voltage, (k1 · Vb + k2 · | Vs |) is added. Here, k1 and k2 are both constants. The output after the disturbance compensation is divided by the voltage Vb of the battery 16 by the modulation factor calculator 74 to calculate the PWM modulation factor Pd. The PWM modulation rate Pd is output to the PWM signal output unit 76, compared with the carrier signal output from the carrier signal output unit 78, and is an ON / OFF signal of the power factor improvement converter 12 according to the calculated value obtained by the comparison. A certain PWM signal Sp is generated. Then, the power factor correction converter 12 is controlled so that the switching element S2 of the power factor correction converter 12 is turned on / off according to the PWM signal Sp. Thus, by controlling the power factor correction converter 12 by the charger side control means 34, the current on the AC side can be brought close to a sine wave without any disturbance.

なお、電流指令生成部７０では、例えばサンプリング時期として、１ｍｓ以下の時期に電圧値Ｖｓ及び充電電力指令値ＰＲを取得することができる。また、充電器側制御手段３４では、力率改善コンバータ１２の出力電流Ｉａの検出値を、１００μｓ程度のサンプリング時期に取得することができる。また、キャリア信号出力部７８では、例えば４０ｋＨｚのキャリア信号を出力することができる。   The current command generation unit 70 can acquire the voltage value Vs and the charge power command value PR at a time of 1 ms or less, for example, as a sampling time. Further, the charger-side control means 34 can acquire the detected value of the output current Ia of the power factor correction converter 12 at a sampling time of about 100 μs. The carrier signal output unit 78 can output a carrier signal of 40 kHz, for example.

次に、図９、図１０を用いてインバータ側制御手段３２によりインバータ１８を制御する方法を説明する。図９は、図６の構成で、インバータ側制御手段３２に各種の検出信号が入力される様子を示す回路図である。図１０は、図９のインバータ側制御手段３２により、インバータ１８を制御する様子を示すブロック図である。   Next, a method for controlling the inverter 18 by the inverter-side control means 32 will be described with reference to FIGS. FIG. 9 is a circuit diagram showing how various detection signals are input to the inverter-side control means 32 in the configuration of FIG. FIG. 10 is a block diagram showing how the inverter 18 is controlled by the inverter-side control means 32 of FIG.

図９に示すインバータ側制御手段３２には、電圧センサ（図示せず）及び電流センサ（図示せず）により検出された交流電源電圧Ｖｓの検出信号である電圧値Ｖｓと、電流値Ｉｓとが入力される。また、インバータ側制御手段３２には、各種の電圧センサ（図示せず）と電流センサ（図示せず）とから、それぞれ検出信号である、バッテリ１６の電圧の電圧値Ｖｂと、バッテリ１６に入力される電流Ｉｂと、インバータ１８の直流電圧である、コンデンサ３８の両端間電圧Ｖｄと、モータ中性点電流Ｉｎとが入力される。以下、図６、図９に示した要素と同一の要素には同一の符号を付して説明する。   The inverter-side control means 32 shown in FIG. 9 includes a voltage value Vs that is a detection signal of the AC power supply voltage Vs detected by a voltage sensor (not shown) and a current sensor (not shown), and a current value Is. Entered. The inverter-side control means 32 is input to the battery 16 with a voltage value Vb of the voltage of the battery 16 as a detection signal from various voltage sensors (not shown) and a current sensor (not shown). Current Ib, a DC voltage of the inverter 18, a voltage Vd across the capacitor 38, and a motor neutral point current In are input. Hereinafter, the same elements as those shown in FIGS. 6 and 9 will be described with the same reference numerals.

図１０に示すように、充電器側制御手段３４では、脈動電流指令生成部８０で、電圧値Ｖｓ、Ｖｂ及び電流値Ｉｓ、Ｉｂから、脈動電流指令であって、モータ中性点３６に流すための交流電流の電流値Ｉｃが生成される。この電流値Ｉｃの演算方法は、上記の図１、図２に示した第１実施形態と同様である。脈動電流指令の電流値Ｉｃは、力率改善コンバータ１２の出力電流に含まれる交流電源周波数の２倍の周波数を有する交流電流を逆位相でキャンセルするための交流電流である。   As shown in FIG. 10, in the charger-side control means 34, the pulsating current command generation unit 80 sends a pulsating current command from the voltage values Vs and Vb and the current values Is and Ib to the motor neutral point 36. A current value Ic of the alternating current for generating is generated. The calculation method of the current value Ic is the same as that in the first embodiment shown in FIGS. The current value Ic of the pulsating current command is an AC current for canceling an AC current having a frequency twice the AC power supply frequency included in the output current of the power factor correction converter 12 in the opposite phase.

また、第２比例補償器８２に、電流値Ｉｃとモータ中性点電流Ｉｎの検出値との偏差が入力される。第２比例補償器８２では、モータ中性点電流Ｉｎの検出値が電流値Ｉｃに追従するように、比例成分を乗じて制御電圧が演算され、制御電圧が第２変調率演算部８４で、コンデンサ３８の両端間電圧Ｖｄで割られて、第２ＰＷＭ変調率Ｐｄ２が算出される。第２ＰＷＭ変調率Ｐｄ２は、第２ＰＷＭ信号出力部８６に出力され、第２キャリア信号出力部８８から出力されるキャリア信号と比較され、比較で得られた算出値に応じて、インバータ１８のオンオフ信号である第２ＰＷＭ信号Ｓｐ２が生成される。また、図１０の例では、過電圧時インバータ停止部９０において、コンデンサ３８の両端間電圧Ｖｄが所定の閾値を越えている場合に、過電圧が発生すると判定され、部品保護のためにインバータ１８が停止される。これに対して、過電圧が発生しないと判定された場合には、上記で得られた第２ＰＷＭ信号Ｓｐ２に応じてインバータ１８のスイッチング素子Ｓ１がオンオフ動作するようにインバータ１８が制御される。なお、過電圧時インバータ停止部９０は省略することもできる。   Further, the deviation between the current value Ic and the detected value of the motor neutral point current In is input to the second proportional compensator 82. In the second proportional compensator 82, the control voltage is calculated by multiplying the proportional component so that the detected value of the motor neutral point current In follows the current value Ic, and the control voltage is calculated by the second modulation factor calculating unit 84. Dividing by the voltage Vd across the capacitor 38, the second PWM modulation rate Pd2 is calculated. The second PWM modulation rate Pd2 is output to the second PWM signal output unit 86, is compared with the carrier signal output from the second carrier signal output unit 88, and the on / off signal of the inverter 18 according to the calculated value obtained by the comparison. A second PWM signal Sp2 is generated. Further, in the example of FIG. 10, in the overvoltage inverter stop unit 90, it is determined that an overvoltage occurs when the voltage Vd across the capacitor 38 exceeds a predetermined threshold, and the inverter 18 is stopped to protect the parts. Is done. On the other hand, when it is determined that no overvoltage occurs, the inverter 18 is controlled so that the switching element S1 of the inverter 18 is turned on / off according to the second PWM signal Sp2 obtained above. In addition, the inverter stop part 90 at the time of overvoltage can also be abbreviate | omitted.

また、脈動電流指令生成部８０では、例えばサンプリング時期として、１ｍｓ以下の時期に電圧値Ｖｓ、Ｖｂ及び電流値Ｉｓ、Ｉｂを取得することができる。また、インバータ側制御手段３２では、モータ中性点電流Ｉｎの検出値を、１００μｓ程度のサンプリング時期に取得することができる。また、第２キャリア信号出力部８８では、例えば１５ｋＨｚのキャリア信号を出力することができる。   In addition, the pulsating current command generation unit 80 can acquire the voltage values Vs and Vb and the current values Is and Ib at a time of 1 ms or less, for example, as a sampling time. The inverter-side control means 32 can acquire the detected value of the motor neutral point current In at a sampling time of about 100 μs. The second carrier signal output unit 88 can output a carrier signal of 15 kHz, for example.

このような本実施形態によれば、力率改善コンバータ１２に、外部交流電源２４と車両側とを電気的に絶縁する高周波絶縁トランス６４が設けられているので、高周波絶縁トランス６４で１次側と２次側とを電気的に絶縁でき、車両側での感電対策をより容易に行える。なお、このような絶縁効果を得ることを目的としないのであれば、高周波絶縁トランス６４の代わりに、絶縁機能がない単なるトランスを設けることもできる。また、上記の図４に示した比較例と異なり、力率改善コンバータ１２にブリッジ回路５２（図４）を設ける必要がないので、部品点数の削減を図れる。その他の構成及び作用は、上記の図１、図２に示した第１実施形態と同様である。   According to the present embodiment, the power factor correction converter 12 is provided with the high-frequency insulation transformer 64 that electrically insulates the external AC power supply 24 from the vehicle side. And the secondary side can be electrically insulated, and an electric shock countermeasure on the vehicle side can be more easily performed. If the purpose is not to obtain such an insulation effect, a simple transformer having no insulation function may be provided instead of the high-frequency insulation transformer 64. Further, unlike the comparative example shown in FIG. 4 described above, it is not necessary to provide the bridge circuit 52 (FIG. 4) in the power factor correction converter 12, so that the number of parts can be reduced. Other configurations and operations are the same as those of the first embodiment shown in FIGS.

［第３実施形態］
図１１は、本発明の第３実施形態の充電システムの回路構成を示す図である。本実施形態では、上記の図６〜１０に示した第２実施形態において、リップルフィルタ１４を省略し、さらに、ＡＣ／ＤＣコンバータである力率改善コンバータ１２の直流正極側をモータ中性点３６に接続している。また、力率改善コンバータ１２の直流負極側をバッテリ１６の負極に接続している。さらにバッテリ１６の正極とコンデンサ３８及びインバータ１８の正極側との間に設けた第１リレーＲ１と並列に、互いに直列接続された平滑化用リアクトルＬｆ及び第３リレーＲ３を接続している。また、充電システムは、第１、第２、第３リレーＲ１，Ｒ２，Ｒ３のオンオフを制御するスイッチ制御手段４２を備える。 [Third Embodiment]
FIG. 11 is a diagram showing a circuit configuration of the charging system according to the third embodiment of the present invention. In the present embodiment, in the second embodiment shown in FIGS. 6 to 10 described above, the ripple filter 14 is omitted, and the DC positive side of the power factor correction converter 12 that is an AC / DC converter is connected to the motor neutral point 36. Connected to. Further, the DC negative electrode side of the power factor correction converter 12 is connected to the negative electrode of the battery 16. Further, a smoothing reactor Lf and a third relay R3 connected in series are connected in parallel with the first relay R1 provided between the positive electrode of the battery 16 and the positive side of the capacitor 38 and the inverter 18. The charging system also includes switch control means 42 that controls on / off of the first, second, and third relays R1, R2, and R3.

スイッチ制御手段４２は、外部交流電源２４からバッテリ１６への充電時に、バッテリ１６の正極側とコンデンサ３８及びインバータ１８の正極側との間に平滑化用リアクトルＬｆが直列に接続されるように、第３リレーＲ３を制御する。また、力率改善コンバータ１２の出力電流中のリップル電流が、モータ２０のインダクタンスとインバータ１８に接続されたコンデンサ３８とにより抑制されるように、インバータ側制御手段３２がインバータ１８を制御する。すなわち、上記の各実施形態で設けていたリップルフィルタ１４（図１等）の機能を、モータ２０のステータコイル２６と、インバータ１８に接続されたコンデンサ３８とに持たせることができる。さらに、平滑化用リアクトルＬｆは、外部交流電源２４からバッテリ１６への充電時に、外部交流電源２４の電源周波数の２倍の周波数を有するリップル電流成分を抑制する機能を有する。   When charging the battery 16 from the external AC power supply 24, the switch control means 42 is configured so that the smoothing reactor Lf is connected in series between the positive electrode side of the battery 16 and the positive electrode side of the capacitor 38 and the inverter 18. The third relay R3 is controlled. Further, the inverter-side control means 32 controls the inverter 18 so that the ripple current in the output current of the power factor correction converter 12 is suppressed by the inductance of the motor 20 and the capacitor 38 connected to the inverter 18. That is, the function of the ripple filter 14 (FIG. 1 and the like) provided in each of the above embodiments can be provided to the stator coil 26 of the motor 20 and the capacitor 38 connected to the inverter 18. Further, the smoothing reactor Lf has a function of suppressing a ripple current component having a frequency twice the power supply frequency of the external AC power supply 24 when the battery 16 is charged from the external AC power supply 24.

このような充電システムでは、モータ駆動時に、第２リレーＲ２及び第３リレーＲ３がオフされる一方、第１リレーＲ１がオンされ、インバータ側制御手段３２がインバータ１８を制御することで、モータ２０のトルク制御を行える。また、バッテリ１６の充電時には、第２リレーＲ２及び第３リレーＲ３がオンされる一方、第１リレーＲ１がオフされる。また、外部交流電源２４に接続された電源コネクタ２８に車両コネクタ３０が接続される。そして力率改善コンバータ１２を用いて交流電源電力が直流電力に変換されてバッテリ１６が充電される。本実施形態では、モータ中性点３６と力率改善コンバータ１２の直流正極側とが接続され、モータ２０の漏れインダクタンスとインバータ１８に接続されたコンデンサ３８とが、バッテリ１６への充電電流のリップル抑制用フィルタとして利用される。また、バッテリ１６への充電電流の交流電源周波数の２倍の周波数の脈動成分が問題となる等の場合に、第３リレーＲ３のオンにより平滑化用リアクトルＬｆがインバータ１８及びコンデンサ３８に接続されるので、バッテリ１６に対する充電電流を平滑化して、バッテリ１６の充電を行える。   In such a charging system, when the motor is driven, the second relay R2 and the third relay R3 are turned off, while the first relay R1 is turned on, and the inverter-side control means 32 controls the inverter 18, whereby the motor 20 Torque control. Further, when the battery 16 is charged, the second relay R2 and the third relay R3 are turned on, while the first relay R1 is turned off. A vehicle connector 30 is connected to a power connector 28 connected to the external AC power source 24. Then, AC power is converted into DC power using the power factor correction converter 12 and the battery 16 is charged. In the present embodiment, the motor neutral point 36 and the DC positive electrode side of the power factor correction converter 12 are connected, and the leakage inductance of the motor 20 and the capacitor 38 connected to the inverter 18 are ripples of the charging current to the battery 16. Used as a suppression filter. Further, when a pulsating component having a frequency twice the AC power supply frequency of the charging current to the battery 16 becomes a problem, the smoothing reactor Lf is connected to the inverter 18 and the capacitor 38 by turning on the third relay R3. Thus, the battery 16 can be charged by smoothing the charging current for the battery 16.

このような本実施形態の充電システムの場合も、モータ２０を利用して外部交流電源２４からバッテリ１６に充電できる構成で、低コスト化を図りつつ、バッテリに入力される直流電流において、交流電源周波数の２倍で脈動するリップル電流成分を抑制、すなわち平滑化できる。すなわちこのリップル電流を平滑化するための専用の部品を平滑化用リアクトルＬｆ及び第３リレーＲ３だけとして、部品点数を削減でき、低コスト化を図れる。また、充電時のリップル電流を平滑化するための専用のコンデンサを省略できる。その他の構成及び作用は、上記の図６〜１０に示した第２実施形態と同様である。   In the case of the charging system of this embodiment as well, the AC power source is configured to be able to charge the battery 16 from the external AC power source 24 using the motor 20, and the AC power source can be reduced in cost while reducing the cost. The ripple current component pulsating at twice the frequency can be suppressed, that is, smoothed. That is, only the smoothing reactor Lf and the third relay R3 are dedicated parts for smoothing the ripple current, so that the number of parts can be reduced and the cost can be reduced. Further, a dedicated capacitor for smoothing the ripple current during charging can be omitted. Other configurations and operations are the same as those of the second embodiment shown in FIGS.

なお、上記の各実施形態において、力率改善コンバータ１２として、力率改善部がない単なるＡＣ／ＤＣ変換機能を有するＡＣ／ＤＣコンバータを用いることもできる。   In each of the above embodiments, as the power factor correction converter 12, an AC / DC converter having a simple AC / DC conversion function without a power factor improvement unit may be used.

１０ モータ駆動装置、１２ 力率改善コンバータ（ＰＦＣ）、１４ リップルフィルタ、１６ バッテリ、１８ インバータ、２０ モータ、２４ 外部交流電源、２６ ステータコイル、２８ 電源コネクタ、３０ 車両コネクタ、３２ インバータ側制御手段、３４ 充電器側制御手段、３６ モータ中性点、３８ コンデンサ、４０ インバータユニット、４２ スイッチ制御手段、４４ リアクトル、４６ コンデンサ、４８ 電流平滑制御手段、４９ 第１全波整流回路、５０ 力率改善回路、５２ ブリッジ回路、５４ トランス、５６ 第２全波整流回路、５８ 整流部、６０，６２ コンデンサ、６４ 高周波絶縁トランス、６６ 力率改善部、６８ 全波整流回路部、７０ 電流指令生成部、７２ 比例補償器、７４ 変調率演算部、７６ ＰＷＭ信号出力部、７８ キャリア信号出力部、８０ 脈動電流指令生成部、８２ 第２比例補償器、８４ 第２変調率演算部、８６ 第２ＰＷＭ信号出力部、８８ 第２キャリア信号出力部、９０ 過電圧時インバータ停止部、９４ 内部インダクタンス、９６ フィルタリアクトル、９８ フィルタ。   DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Motor drive device, 12 Power factor improvement converter (PFC), 14 Ripple filter, 16 Battery, 18 Inverter, 20 Motor, 24 External AC power supply, 26 Stator coil, 28 Power supply connector, 30 Vehicle connector, 32 Inverter side control means, 34 charger side control means, 36 motor neutral point, 38 capacitor, 40 inverter unit, 42 switch control means, 44 reactor, 46 capacitor, 48 current smoothing control means, 49 first full wave rectifier circuit, 50 power factor improvement circuit , 52 bridge circuit, 54 transformer, 56 second full-wave rectifier circuit, 58 rectifier, 60, 62 capacitor, 64 high-frequency insulation transformer, 66 power factor improver, 68 full-wave rectifier circuit, 70 current command generator, 72 Proportional compensator, 74 Modulation rate calculator, 76 P M signal output unit, 78 carrier signal output unit, 80 pulsating current command generation unit, 82 second proportional compensator, 84 second modulation factor calculation unit, 86 second PWM signal output unit, 88 second carrier signal output unit, 90 overvoltage Inverter stop, 94 internal inductance, 96 filter reactor, 98 filter.

Claims (6)

バッテリと、バッテリに接続されたインバータと、インバータに接続されたモータとを備え、
さらに、外部単相電源から出力される交流電流を直流電流に変換するＡＣ／ＤＣコンバータであって、ＡＣ／ＤＣコンバータの直流正極側とモータ中性点とが接続されるＡＣ／ＤＣコンバータと、
外部単相電源からバッテリへの充電時に、外部単相電源の電源周波数の２倍の周波数を有するリップル電流成分を抑制するようにインバータを制御する電流平滑制御手段とを備えることを特徴とする充電システム。 A battery, an inverter connected to the battery, and a motor connected to the inverter;
Furthermore, an AC / DC converter for converting an alternating current output from an external single-phase power source into a direct current, wherein the direct current positive electrode side of the AC / DC converter and a motor neutral point are connected;
Charging comprising current smoothing control means for controlling an inverter so as to suppress a ripple current component having a frequency twice as high as the power frequency of the external single-phase power supply when charging the battery from the external single-phase power supply system. 請求項１に記載の充電システムにおいて、
インバータの正極側と負極側との間に接続されたコンデンサであって、コンデンサの負極側がバッテリの負極側に接続されるコンデンサと、
コンデンサの正極側とバッテリの正極側との間に設けられたインバータ側スイッチと、
外部単相電源からバッテリへの充電時に、コンデンサの正極側とバッテリの正極側とが切り離されるようにインバータ側スイッチを制御するスイッチ制御手段とを備えることを特徴とする充電システム。 The charging system according to claim 1,
A capacitor connected between the positive electrode side and the negative electrode side of the inverter, wherein the negative electrode side of the capacitor is connected to the negative electrode side of the battery;
An inverter side switch provided between the positive side of the capacitor and the positive side of the battery;
A charging system comprising switch control means for controlling an inverter-side switch so that a positive electrode side of a capacitor and a positive electrode side of a battery are disconnected when charging the battery from an external single-phase power supply. 請求項２に記載の充電システムにおいて、
ＡＣ／ＤＣコンバータの直流負極側とバッテリの負極側とが接続され、
さらに、ＡＣ／ＤＣコンバータの直流正極側とバッテリの正極側との間に設けられたコンバータ側スイッチを備え、
スイッチ制御手段は、外部単相電源からバッテリへの充電時に、ＡＣ／ＤＣコンバータの直流正極側とバッテリの正極側とが接続されるようにコンバータ側スイッチを制御することを特徴とする充電システム。 The charging system according to claim 2,
The direct current negative electrode side of the AC / DC converter and the negative electrode side of the battery are connected,
Furthermore, a converter side switch provided between the direct current positive electrode side of the AC / DC converter and the positive electrode side of the battery is provided,
The switch control unit controls the converter side switch so that the DC positive side of the AC / DC converter and the positive side of the battery are connected when charging the battery from the external single-phase power source. 請求項３に記載の充電システムにおいて、
ＡＣ／ＤＣコンバータとバッテリとの間に接続されるリップルフィルタであって、外部単相電源からバッテリへの充電時に、ＡＣ／ＤＣコンバータから出力される電流に含まれる、スイッチングに起因するリップル電流を抑制するリップルフィルタを備えることを特徴とする充電システム。 The charging system according to claim 3,
This is a ripple filter connected between the AC / DC converter and the battery. When charging the battery from the external single-phase power supply, the ripple current caused by switching is included in the current output from the AC / DC converter. A charging system comprising a ripple filter for suppression. 請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の充電システムにおいて、
充電システムが車両に搭載され、
ＡＣ／ＤＣコンバータは、外部単相電源と車両側とを電気的に絶縁する絶縁トランスを含むことを特徴とする充電システム。 In the charging system according to any one of claims 1 to 4,
A charging system is installed in the vehicle,
The AC / DC converter includes an insulating transformer that electrically insulates the external single-phase power source from the vehicle side. バッテリと、バッテリに接続されたインバータと、インバータに接続されたモータとを備え、
さらに、外部単相電源から出力される交流電流を直流電流に変換するＡＣ／ＤＣコンバータであって、ＡＣ／ＤＣコンバータの直流正極側とモータ中性点とが接続されるＡＣ／ＤＣコンバータと、
インバータの正極側と負極側との間に接続されたコンデンサであって、コンデンサの負極側がバッテリの負極側に接続されるコンデンサと、
外部単相電源からバッテリへの充電時に、バッテリの正極側とコンデンサ及びインバータの正極側との間に直列に接続される平滑化用リアクトルとを備え、
ＡＣ／ＤＣコンバータの出力電流中のリップル電流が、モータのインダクタンスとコンデンサとにより抑制され、
平滑化用リアクトルは、バッテリへの充電時に、外部単相電源の電源周波数の２倍の周波数を有するリップル電流成分を抑制することを特徴とする充電システム。 A battery, an inverter connected to the battery, and a motor connected to the inverter;
Furthermore, an AC / DC converter for converting an alternating current output from an external single-phase power source into a direct current, wherein the direct current positive electrode side of the AC / DC converter and a motor neutral point are connected;
A capacitor connected between the positive electrode side and the negative electrode side of the inverter, wherein the negative electrode side of the capacitor is connected to the negative electrode side of the battery;
A smoothing reactor connected in series between the positive electrode side of the battery and the positive electrode side of the capacitor and the inverter when charging the battery from the external single-phase power source,
The ripple current in the output current of the AC / DC converter is suppressed by the motor inductance and capacitor,
The smoothing reactor suppresses a ripple current component having a frequency twice the power frequency of the external single-phase power supply when charging the battery.
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