JP2012217625A - 電圧計測装置 - Google Patents

Abstract

【課題】被測定物と電圧計測装置との間のインピーダンスを正確に計測する
【解決手段】心電位検出装置１では、容量性結合センサ７１，７２が、容量結合によって運転者Ｂに非接触で運転者Ｂの心電圧を検出するとともに、外部電圧入力部２が、予め設定された周波数ｆｃを有する交流電圧を運転者Ｂに印加する。また、抵抗器７１ｃ，７２ｃは、制御部１１の発振周波数に同期して、予め設定された上限値と下限値との間を、周波数ｆｃより小さくなるように予め設定された周波数ｆｒで連続的に変化して往復するように、その抵抗値（容量性結合センサ７１，７２の入力インピーダンス）を変化させる。そして、抵抗器７１ｃ，７２ｃの抵抗値が変化している間に容量性結合センサ７１，７２により検出された電圧のうち、周波数ｆｃを有する交流成分の強度と、周波数ｆｃｍ（＝ｆｃ−ｆｒ）を有する交流成分の強度を算出する。
【選択図】図１

Description

本発明は、容量結合によって被測定物の電圧を計測する電圧計測装置に関する。

従来、例えば、衣服等を介して電極を人体に接触させることにより心電位を検出する心電位検出装置のように、容量結合によって、被測定物に直接接触することなく被測定物の電圧を計測することができる電圧計測装置が知られている（例えば、特許文献１，２を参照）。

特開２００２−３５０４７３号公報 特表２００９−５３４１０８号公報

しかし、上記特許文献１，２のように、容量結合により電圧を計測する電圧計測装置では、被測定物と電圧計測装置との間のインピーダンス（以下、ソースインピーダンスという）と電圧計測装置の入力インピーダンスとにより、被測定物の電圧値が分圧されるために、ソースインピーダンスが大きくなるほど、電圧計測装置に入力する電圧値が小さくなる。このため、被測定物の電圧値を評価するためには、ソースインピーダンスを計測する必要がある。

ところで、ソースインピーダンスを計測する方法として、所定の周波数を有する交流電圧を被測定物に印加して、この交流電圧が印加された状態の被測定物の電圧値を上記電圧計測装置で計測するものが知られている。すなわち、被測定物に印加する時の交流電圧の値と、電圧計測装置により計測された交流電圧値との比率により、ソースインピーダンスの大きさを評価する。しかし、このソースインピーダンス計測方法では、交流電圧を被測定物に印加する電圧印加部と、被測定物との間にも容量を形成するために、ソースインピーダンスを正確に計測することができない。

本発明は、こうした問題に鑑みてなされたものであり、被測定物と電圧計測装置との間のインピーダンスを正確に計測する技術を提供することを目的とする。

上記目的を達成するためになされた請求項１に記載の電圧計測装置では、電圧センサが、容量結合によって被測定物に非接触で被測定物の電圧を検出するとともに、電圧印加手段が、予め設定された第１交流周波数を有する交流電圧を被測定物に印加する。また入力インピーダンス変化手段が、第１交流周波数と異なるように予め設定された第２交流周波数で、電圧センサの入力インピーダンスを変化させる。そして計測手段が、入力インピーダンス変化手段が動作している間に電圧センサにより検出された電圧のうち、第１交流周波数、及び第２交流周波数により変調された周波数の強度を計測し、ソースインピーダンスを計測する。

このように構成された電圧計測装置では、ソースインピーダンスと入力インピーダンスとにより被測定物の電圧値が分圧されるため、ソースインピーダンスが大きくなるほど、入力インピーダンスの変動による電圧センサの検出電圧の変動も大きくなる。すなわち、ソースインピーダンスが大きくなるほど、第２交流周波数で入力インピーダンスを変動させた場合に、変調され、第２交流周波数により変調された周波数の強度が大きくなり、第１交流周波数を有する交流成分の強度が小さくなる。

そして、ソースインピーダンスの大きさと、第１交流周波数を有する交流成分の強度、および第２交流周波数により変調された周波数を有する交流成分の強度との間には相関関係があるため、第１交流周波数を有する交流成分の強度、および第２交流周波数により変調された周波数を有する交流成分の強度を算出することにより、ソースインピーダンスを計測することができる。

これにより、電圧印加手段と被測定物との間に形成される容量に関係なく、被測定物と電圧センサとの間のインピーダンスを正確に計測することができる。
また、請求項１に記載の電圧計測装置において、請求項２に記載のように、計測手段が、第２交流周波数により変調された周波数として、第１交流周波数に第２交流周波数を加算した第１変調周波数、及び第１交流周波数に第２交流周波数を減算した第２変調周波数を用いて、第１交流周波数を有する交流成分の強度と、第１変調周波数を有する交流成分の強度および第２変調周波数を有する交流成分の強度の少なくとも一方との比を算出することにより、ソースインピーダンスを計測するようにしてもよい。

このように構成された電圧計測装置によれば、第１交流周波数を有する交流成分の強度とソースインピーダンスとの相関関係を示すデータと、第１，２交流周波数を有する交流成分の強度とソースインピーダンスとの相関関係を示すデータとの２つのデータを予め用意することなく、上記の比とソースインピーダンスとの相関関係を示すデータのみを予め用意しておくことで、ソースインピーダンスを計測することができる。

また、請求項１または請求項２に記載の電圧計測装置において、請求項３に記載のように、第２交流周波数は、計測所望の信号周波数より高く、かつ第１交流周波数より低いようにするとよい。

このように構成された電圧計測装置によれば、所望の心電周波数帯域への第２交流周波数、第１交流周波数の重畳をなくすことができる。
また、請求項１〜請求項３の何れか１項に記載の電圧計測装置において、請求項４に記載のように、変化手段が、変調後において第１交流周波数、及び第２交流周波数により変調された周波数の振幅を検出し、第１交流周波数の振幅強度を変化させるようにしてもよい。

このように構成された電圧計測装置によれば、第１交流周波数、及び第２交流周波数により変調された周波数の振幅に応じて、電圧センサの入力電圧範囲内で測定ができるように第１交流周波数の振幅を調整することができる。

また、請求項１〜請求項４の何れか１項に記載の電圧計測装置において、被測定物が商用電源の付近に位置しており、商用電源を発生源とする電磁波が被測定物内を伝送する場合には、請求項５に記載のように、電圧印加手段は、第１交流周波数を商用周波数とした交流電圧を供給する商用電源であるようにしてもよい。

このように構成された電圧計測装置によれば、第１交流周波数を有する交流電源を別途用意することなく、ソースインピーダンスを計測することができる。

心電位検出装置１の構成を示す回路図である。 ロックインアンプの構成を示す回路図である。 心電位信号、発振信号、および交流信号の周波数分布と、センサ７１，７２の検出信号の周波数分布を示すグラフである。 センサ７１，７２の出力電圧と抵抗器７１ｃ，７２ｃの抵抗値との関係を示すグラフである。 周波数ｆｃｍの成分の強度とソースインピーダンスＺｃとの関係を示すグラフである。

以下に本発明の実施形態を図面とともに説明する。
図１は、本実施形態の心電位検出装置１の構成を示す回路図である。
心電位検出装置１は、車両に搭載され、図１に示すように、外部電圧入力部２、バッファアンプ３、周波数変換部５、位相シフタ群６、センサ群７、ロックインアンプ群８、ローパスフィルタ（以下、ＬＰＦともいう）群９、Ａ／Ｄ変換器群１０、および制御部１１を備えている。

これらのうち外部電圧入力部２は、交流電源２１および印加電極２２により構成されている。交流電源２１は、心電位の周波数より十分大きい周波数ｆｃ（例えば、１ｋＨｚ）の交流信号を生成する。印加電極２２は、運転席（不図示）に設置され、交流電源２１により生成された交流信号を、衣服等を介して運転者Ｂに印加する。

また制御部１１は、発振部１１ａを備える。そして発振部１１ａは、抵抗器７１ｃ，７２ｃ（後述）の抵抗値の可変周波数ｆｒに対応する周波数で発振する信号を出力する。
またバッファアンプ３は、交流電源２１により生成された交流信号を入力し、入力した信号を予め設定された所定の増幅度で増幅して出力する。

また周波数変換部５は、図２（ａ）に示すように、交流電源２１からの交流信号（周波数ｆｃ）と制御部１１からの発振信号（周波数ｆｒ）とを混合して、周波数が（ｆｃ±ｆｒ）である信号を生成するミキサＭ１と、ミキサＭ１からの出力信号のうち、（ｆｃ−ｆｒ）近傍の周波数帯の信号のみを選択的に通過させるバンドパスフィルタＢ１とから構成されており、周波数が（ｆｃ−ｆｒ）である発振信号を出力する。

また図１に示すように、位相シフタ群６は、位相シフタ６１，６２により構成されている。位相シフタ６１は、バッファアンプ３から出力される交流信号の位相を９０°シフトさせることにより、ロックインアンプ群８に入力するための参照信号を生成する。さらに位相シフタ６２は、周波数変換部５から出力される交流信号の位相を９０°シフトさせることにより、ロックインアンプ群８に入力するための参照信号を生成する。

またセンサ群７は、容量性結合センサ７１，７２，７３により構成されている。容量性結合センサ７１，７２，７３はそれぞれ、運転席（不図示）に設置された測定電極７１ａ，７２ａ，７３ａに衣服等を介して運転者Ｂが接触したときに生じる心電位Ｖｄを検出する。

まず容量性結合センサ７１（７２，７３）は、測定電極７１ａ（７２ａ，７３ａ）、電圧フォロア７１ｂ（７２ｂ，７３ｂ）、および抵抗器７１ｃ（７２ｃ，７３ｃ）を備えている。これらのうち、電圧フォロア７１ｂ（７２ｂ，７３ｂ）は、入力側である測定電極７１ａ（７２ａ，７３ａ）側を高インピーダンスとし出力側を低インピーダンスとする周知のインピーダンス変換回路である。そして、電圧フォロア７１ｂ（７２ｂ，７３ｂ）の非反転入力端子は、測定電極７１ａ（７２ａ，７３ａ）から信号が入力される。

また抵抗器７１ｃ，７２ｃは、可変抵抗器であり、制御部１１の発振周波数に同期して、予め設定された上限値と下限値との間で抵抗値が変動するように構成されている。そして、抵抗器７１ｃ，７２ｃの一端はそれぞれ電圧フォロア７１ｂ，７２ｂの非反転入力端子に接続されるとともに、抵抗器７１ｃ，７２ｃの他端は、電圧フォロア７３ｂの出力端子に接続されている。これにより、容量性結合センサ７１，７２は、電圧フォロア７３ｂの出力電位を基準として電位を検出する。

また、抵抗器７３ｃは固定抵抗器である。そして、抵抗器７３ｃの一端は電圧フォロア７３ｂの非反転入力端子に接続されるとともに、他端は接地される。
次にロックインアンプ群８は、ロックインアンプ８１，８２，８３，８４により構成されている。

ロックインアンプ８１は、容量性結合センサ７１からの検出信号のうち周波数がｆｃである信号と、交流電源２１からの交流信号（周波数ｆｃ）との振幅、位相差（Ｒｅａｌ信号、Ｉｍａｇ信号）を示す信号を出力する。ロックインアンプ８２は、容量性結合センサ７１からの検出信号のうち周波数が（ｆｃ−ｆｒ）である信号と、周波数変換部５からの交流信号（周波数ｆｃ−ｆｒ）との振幅、位相差（Ｒｅａｌ信号、Ｉｍａｇ信号）を示す信号を出力する。

ロックインアンプ８３は、容量性結合センサ７２からの検出信号のうち周波数がｆｃである信号と、交流電源２１からの交流信号（周波数ｆｃ）との振幅、位相差（Ｒｅａｌ信号、Ｉｍａｇ信号）を示す信号を出力する。ロックインアンプ８４は、容量性結合センサ７２からの検出信号のうち周波数が（ｆｃ−ｆｒ）である信号と、交流電源２１からの交流信号（周波数ｆｃ−ｆｒ）との振幅、位相差（Ｒｅａｌ信号、Ｉｍａｇ信号）を示す信号を出力する。

なお、ロックインアンプ８１，８２，８３，８４は、図２（ｂ）に示すように、ミキサＭ１１，Ｍ１２とローパスフィルタＦ１１，Ｆ１２とから構成されている。
ミキサＭ１１は、容量性結合センサ７１または容量性結合センサ７２からの検出信号（以下、図２（ｂ）の説明において単に検出信号という）と、交流電源２１または周波数変換部５からの交流信号（以下、図２（ｂ）の説明において単に交流信号という）とを混合する。そしてローパスフィルタＦ１１は、ミキサＭ１１からの出力信号から直流成分を抽出する。これにより、検出信号と交流信号との位相差をαとすると、ｃｏｓ（α）に比例する信号が出力される。以下、この信号をＲｅａｌ信号という。

またミキサＭ１２は、検出信号と、位相シフタ６１または位相シフタ６２により位相が９０°シフトされた交流信号とを混合する。そしてローパスフィルタＦ１２は、ミキサＭ１２からの出力信号から直流成分を抽出する。これにより、検出信号と交流信号との位相差をαとすると、ｓｉｎ（α）に比例する信号が出力される。以下、この信号をＩｍａｇ信号という。

すなわち、ロックインアンプ８１，８２，８３，８４のそれぞれから出力されるＲｅａｌ信号とＩｍａｇ信号とによって、検出信号と交流信号との位相差を算出することができる。

そして、ロックインアンプ８１（８３）では、容量性結合センサ７１（７２）からの検出信号と交流電源２１からの交流信号（周波数ｆｃ）がミキサＭ１１に入力するとともに、容量性結合センサ７１からの検出信号と位相シフタ６１からの出力信号（周波数ｆｃ）がミキサＭ１２に入力することによって、容量性結合センサ７１（７２）からの検出信号のうち周波数がｆｃである信号と、交流電源２１からの交流信号（周波数ｆｃ）との位相差を示すＲｅａｌ信号とＩｍａｇ信号を出力する。

ロックインアンプ８２（８４）では、容量性結合センサ７１（７２）からの検出信号と周波数変換部５からの交流信号（周波数ｆｃ−ｆｒ）がミキサＭ１１に入力するとともに、容量性結合センサ７１からの検出信号と位相シフタ６２からの出力信号がミキサＭ１２に入力することによって、容量性結合センサ７１（７２）からの検出信号のうち周波数が（ｆｃ−ｆｒ）である信号と、周波数変換部５からの交流信号（周波数ｆｃ−ｆｒ）との位相差を示すＲｅａｌ信号とＩｍａｇ信号を出力する。

次に、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）群９は、図１に示すように、ローパスフィルタ９１，９２により構成されている。ローパスフィルタ９１（９２）は、容量性結合センサ７１（７２）からの検出信号を入力し、入力した信号のうち、心電位の周波数より高くなるように設定されたカットオフ周波数（例えば、５０Ｈｚ）以下の周波数を有する信号のみを選択的に通過させる。これにより、容量性結合センサ７１（７２）の検出信号から高周波ノイズを除去することができる。

次にＡ／Ｄ変換器群１０は、Ａ／Ｄ変換器１０１，１０２により構成されている。Ａ／Ｄ変換器１０１，１０２はそれぞれ、ローパスフィルタ９１，９２からのアナログ信号をデジタル信号に変換して制御部１１へ出力する。

次に制御部１１は、発振部１１ａに加えて、マルチプレクサ（以下、ＭＵＸという）１１ｂと、ＡＤ変換部１１ｃと、演算制御部１１ｄとを備える。
ＡＤ変換部１１ｃは、ＭＵＸ１１ｂを介して、ロックインアンプ群８からのＩｍａｇ信号とＲｅａｌ信号と、Ａ／Ｄ変換器１０１，１０２からのデジタル信号を入力する。そしてＡＤ変換部１１ｃは、ロックインアンプ群８からのＩｍａｇ信号とＲｅａｌ信号をデジタル信号に変換して演算制御部１１ｄへ出力するとともに、Ａ／Ｄ変換器１０１，１０２からのデジタル信号をそのまま演算制御部１１ｄへ出力する。

そして演算制御部１１ｄは、抵抗器７１ｃ，７２ｃの抵抗値を可変周波数ｆｒで変動させながら容量性結合センサ７１，７２からの検出信号の電圧を測定することにより、被測定物と容量性結合センサ７１，７２との間のインピーダンス（以下、ソースインピーダンスという）を算出する。

ここで、ソースインピーダンスの算出原理を図３および図４とともに説明する。
図３（ａ）は、心電位信号、制御部１１からの発振信号（周波数ｆｒ）、および交流電源２１からの交流信号（周波数ｆｃ）の周波数分布を示すグラフである。図３（ｂ）は、容量性結合センサ７１，７２からの検出信号の周波数分布を示すグラフである。

図３（ａ）に示すように、心電位信号は周波数が低く（図中の周波数ｆｓを参照）、交流電源２１からの交流信号（周波数ｆｃ）は心電位信号に対して周波数が十分高い（図中の周波数ｆｃを参照）。そして、制御部１１からの発振信号（周波数ｆｒ）は、心電位信号と電源２１からの交流信号との間の周波数に設定される（図中の周波数ｆｒを参照）。

そして、抵抗器７１ｃ，７２ｃの抵抗値を可変周波数ｆｒで変動させながら容量性結合センサ７１，７２からの検出信号を測定すると、図３（ｂ）に示すように、周波数ｆｃｐ（＝ｆｃ＋ｆｒ）と周波数ｆｃｍ（＝ｆｃ−ｆｒ）の成分が現れる。

図４は、容量性結合センサ７１，７２の出力電圧と抵抗器７１ｃ，７２ｃの抵抗値との関係をソースインピーダンスの大きさ毎に示すグラフである。図４では、抵抗器７１ｃ，７２ｃの最大抵抗値Ｒｍが３５０ＧΩであり、ソースインピーダンスＺｃが０．１ＧΩ（曲線Ｌ１を参照），０．５ＧΩ（曲線Ｌ２を参照），１ＧΩ（曲線Ｌ３を参照），２ＧΩ（曲線Ｌ４を参照），３ＧΩ（曲線Ｌ５を参照），４ＧΩ（曲線Ｌ６を参照），５ＧΩ（曲線Ｌ７を参照），６ＧΩ（曲線Ｌ８を参照），７ＧΩ（曲線Ｌ９を参照），８ＧΩ（曲線Ｌ１０を参照），９ＧΩ（曲線Ｌ１１を参照），１０ＧΩ（曲線Ｌ１２を参照），２０ＧΩ（曲線Ｌ１３を参照）である場合の測定結果を示す。また図４では、容量性結合センサ７１，７２の出力電圧の最大値と抵抗器７１ｃ，７２ｃの抵抗値は、最大値が１となるように規格化されている。

図４に示すように、抵抗値が最大値１から小さくなるにつれて出力電圧が低下する。このため、抵抗値を周波数ｆｒで変動させると、出力電圧において周波数ｆｃｐ（＝ｆｃ＋ｆｒ）と周波数ｆｃｍ（＝ｆｃ−ｆｒ）で変動する成分が現れる。そして、抵抗値の変動による出力電圧の変動度合いは、ソースインピーダンスが大きくなるほど大きくなる。つまり、ソースインピーダンスがセンサ入力インピーダンスに対して小さくなると図中の左の非線形領域に落ち込み、変調度合いは大きくなり、ｆｃｐ，ｆｃｍ振幅が増大する。

図５（ａ）は、周波数ｆｃｍの成分の強度とソースインピーダンスＺｃとの関係を示すグラフである。なお、図５（ａ）の横軸は、ソースインピーダンスＺｃと上記の最大抵抗値Ｒｍとの比率Ｚｃ／Ｒｍである。

図５（ａ）に示すように、ソースインピーダンスＺｃが大きくなるほど、出力電圧において周波数ｆｃｍで変動する成分の強度Ｐ（ｆｃｍ）が大きくなり（図中の曲線Ｌ２１を参照）、周波数ｆｃで変動する成分の強度Ｐ（ｆｃ）が小さくなる（図中の曲線Ｌ２２を参照）。

したがって、抵抗器７１ｃ，７２ｃの抵抗値を可変周波数ｆｒで変動させて、容量性結合センサ７１，７２の出力電圧における周波数ｆｃと周波数ｆｃｍの成分の強度を計測することによって、ソースインピーダンスを算出することができる。

図５（ｂ）は、周波数ｆｃの成分の強度Ｐ（ｆｃ）と周波数ｆｃｍの成分の強度Ｐ（ｆｃｍ）との比率Ｐ（ｆｃ）／Ｐ（ｆｃｍ）とソースインピーダンスＺｃとの関係を示すグラフである。なお、図５（ｂ）の横軸は、ソースインピーダンスＺｃと上記の最大抵抗値Ｒｍとの比率Ｚｃ／Ｒｍである。

図５（ｂ）に示すように、比率Ｐ（ｆｃ）／Ｐ（ｆｃｍ）は、ソースインピーダンスＺｃが大きくなるにつれて小さくなる特性を示している。すなわち、比率Ｐ（ｆｃ）／Ｐ（ｆｃｍ）の値を算出することにより、ソースインピーダンスＺｃを一意に決定することができる。

このため演算制御部１１ｄは、比率Ｐ（ｆｃ）／Ｐ（ｆｃｍ）とソースインピーダンスＺｃとの相関関係を示す相関表を予め記憶しており、比率Ｐ（ｆｃ）／Ｐ（ｆｃｍ）の値を算出した後に、この相関表を参照することによって、ソースインピーダンスＺｃを決定する。

また演算制御部１１ｄは、可変周波数ｆｒで抵抗値が変動する抵抗器７１ｃ，７２ｃの抵抗値が、予め設定された測定抵抗値に一致する毎に、容量性結合センサ７１，７２からの検出信号に基づいて心電位Ｖｄを測定する。つまり、入力インピーダンスがある値を示した場合に電圧出力を得る。

また演算制御部１１ｄは、ＡＧＣ（オートゲインコントロール）機能を備え、ロックインアンプ群８からのＩｍａｇ信号とＲｅａｌ信号に基づいて、容量性結合センサ７１，７２からの検出信号のうち、周波数がＦｃの信号と周波数が（ｆｃ−ｆｒ）の信号について、交流電源２１からの交流信号（周波数ｆｃ）と周波数変換部５からの交流信号（周波数ｆｃ−ｆｒ）のＩｍａｇ信号およびＲｅａｌ信号の振幅を算出し、上記で算出したＩｍａｇ信号およびＲｅａｌ信号の振幅に基づいて、周波数がＦｃの信号と周波数が（ｆｃ−ｆｒ）の信号について振幅の絶対値を算出し、容量性結合センサ７１，７２の検出電圧範囲内、およびＡ／Ｄ変換器１０１，１０２の入力電圧範囲内で測定ができるように交流電源２１の交流信号の振幅を調整する。

このように構成された心電位検出装置１では、容量性結合センサ７１，７２が、容量結合によって運転者Ｂに非接触で運転者Ｂの心電位Ｖｄを検出するとともに、外部電圧入力部２が、予め設定された周波数ｆｃを有する交流電圧を運転者Ｂに印加する。また、抵抗器７１ｃ，７２ｃは、制御部１１の発振周波数に同期して、予め設定された上限値と下限値との間を、周波数ｆｃより小さく、かつ心電周波数より大きくなるように予め設定された周波数ｆｒで連続的に変化して往復するように、その抵抗値（容量性結合センサ７１，７２の入力インピーダンス）を変化させる。

そして、抵抗器７１ｃ，７２ｃの抵抗値が変化している間に容量性結合センサ７１，７２により検出された電圧のうち、周波数ｆｃを有する交流成分の強度と、周波数ｆｃｍ（＝ｆｃ−ｆｒ）を有する交流成分の強度を算出する。

このように構成された心電位検出装置１では、運転者Ｂと外部電圧入力部２との間のインピーダンス（ソースインピーダンス）と抵抗器７１ｃ，７２ｃの抵抗値（入力インピーダンス）とにより運転者Ｂの心電圧が分圧されるため、ソースインピーダンスが大きくなるほど、入力インピーダンスの変動による容量性結合センサ７１，７２の検出電圧の変動も大きくなる。すなわち、ソースインピーダンスが大きくなるほど、周波数ｆｒで入力インピーダンスを変動させた場合に、周波数ｆｃｍを有する交流成分の強度が大きくなる一方、周波数ｆｃを有する交流成分の強度が小さくなる。

そして、ソースインピーダンスの大きさと、周波数ｆｃを有する交流成分の強度および周波数ｆｃｍを有する交流成分の強度との間には相関関係があるため、周波数ｆｃを有する交流成分の強度および周波数ｆｃｍを有する交流成分の強度を算出することにより、ソースインピーダンスを計測することができる。

これにより、外部電圧入力部２と運転者Ｂとの間に形成される容量に関係なく、運転者Ｂと容量性結合センサ７１，７２との間のインピーダンス（ソースインピーダンス）を正確に計測することができる。

また制御部１１は、周波数ｆｃの成分の強度Ｐ（ｆｃ）と周波数ｆｃｍの成分の強度Ｐ（ｆｃｍ）との比率Ｐ（ｆｃ）／Ｐ（ｆｃｍ）を算出する。これにより、周波数ｆｃを有する交流成分の強度とソースインピーダンスとの相関関係を示すデータと、周波数ｆｃｍを有する交流成分の強度とソースインピーダンスとの相関関係を示すデータとの２つのデータを予め用意することなく、比率Ｐ（ｆｃ）／Ｐ（ｆｃｍ）とソースインピーダンスとの相関関係を示すデータのみを予め用意しておくことで、ソースインピーダンスを計測することができる。

また、可変周波数ｆｒは、心電周波数より高く、かつ周波数ｆｃより低い。これにより、所望の心電周波数帯域への周波数ｆｒ、周波数ｆｃの重畳をなくすことができる。
以上説明した実施形態において、心電位検出装置１は本発明における電圧計測装置、容量性結合センサ７１，７２，７３は本発明における電圧センサ、外部電圧入力部２は本発明における電圧印加手段、制御部１１および抵抗器７１ｃ，７２ｃは本発明における入力インピーダンス変化手段、制御部１１は本発明における計測手段、ＡＧＣ１１ｂは本発明における変化手段である。

また、運転者Ｂは本発明における被測定物、周波数ｆｃは本発明における第１交流周波数、周波数ｆｒは本発明における第２交流周波数、周波数ｆｃｐは本発明における第１変調周波数、周波数ｆｃｍは本発明における第２変調周波数である。

以上、本発明の一実施例について説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の技術的範囲に属する限り種々の形態を採ることができる。
例えば上記実施形態では、周波数ｆｃの成分の強度Ｐ（ｆｃ）と周波数ｆｃｍの成分の強度Ｐ（ｆｃｍ）とを用いてソースインピーダンスを計測するものを示したが、周波数ｆｃの成分の強度Ｐ（ｆｃ）と周波数ｆｃｐの成分の強度とを用いてソースインピーダンスを計測するようにしてもよい。

また上記実施形態では、外部電圧入力部２が、周波数ｆｃを有する交流電圧を運転者Ｂに印加するものを示した。しかし、被測定物が商用電源の付近に位置しており、商用電源を発生源とする電磁波が被測定物内を伝送する場合には、周波数ｆｒを商用周波数としてソースインピーダンスを計測するようにしてもよい。これにより、交流電圧を被測定物に印加するための交流電源を別途用意することなく、ソースインピーダンスを計測することができる。

また、ロックインアンプ機構はデジタル的なミキシングにより本機能を付加してもよい。これによりロックインアンプ８１〜８４のハードウェアが不要になり、制御部１１に内蔵することも可能になる。

１…心電位検出装置、２…外部電圧入力部、３…バッファアンプ、５…周波数変換部、６…位相シフタ群、７…センサ群、８…ロックインアンプ群、９…ＬＰＦ群、１０…Ａ／Ｄ変換器群、１１…制御部、１１ａ…発振部、１１ｂ…ＭＵＸ、１１ｃ…ＡＤ変換部、１１ｄ…演算制御部、２１…交流電源、２２…印加電極、６１，６２…位相シフタ、７１，７２，７３…容量性結合センサ、７１ａ，７２ａ，７３ａ…測定電極、７１ｂ，７２ｂ，７３ｂ…電圧フォロア、７１ｃ，７２ｃ，７３ｃ…抵抗器、８１，８２，８３，８４…ロックインアンプ、９１，９２…ローパスフィルタ、１０１，１０２…Ａ／Ｄ変換器

Claims (5)

1. 被測定物の電圧を計測する電圧計測装置であって、
   容量結合によって前記被測定物に非接触で前記被測定物の電圧を検出する電圧センサと、
   予め設定された第１交流周波数を有する交流電圧を前記被測定物に印加する電圧印加手段と、
   前記第１交流周波数と異なるように予め設定された第２交流周波数で、前記電圧センサの入力インピーダンスを変化させる入力インピーダンス変化手段と、
   前記入力インピーダンス変化手段が動作している間に前記電圧センサにより検出された電圧のうち、前記第１交流周波数、及び前記第２交流周波数により変調された周波数の強度を計測し、ソースインピーダンスを計測する計測手段と
   を備えることを特徴とする電圧計測装置。
2. 前記計測手段は、
   前記第２交流周波数により変調された周波数として、前記第１交流周波数に前記第２交流周波数を加算した第１変調周波数、及び前記第１交流周波数に前記第２交流周波数を減算した第２変調周波数を用いて、前記第１交流周波数を有する交流成分の強度と、前記第１変調周波数を有する交流成分の強度および前記第２変調周波数を有する交流成分の強度の少なくとも一方との比を算出することにより、ソースインピーダンスを計測する
   ことを特徴とする請求項１に記載の電圧計測装置。
3. 前記第２交流周波数は、計測所望の信号周波数より高く、かつ前記第１交流周波数より低い
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電圧計測装置。
4. 変調後において前記第１交流周波数、及び前記第２交流周波数により変調された周波数の振幅を検出し、前記第１交流周波数の振幅強度を変化させる変化手段を備える
   ことを特徴とする請求項１〜請求項３の何れか１項に記載の電圧計測装置。
5. 前記電圧印加手段は、前記第１交流周波数を商用周波数とした交流電圧を供給する商用電源である
   ことを特徴とする請求項１〜請求項４の何れか１項に記載の電圧計測装置。