JP2012213255A - Voltage converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電圧変換装置に関するものである。 The present invention relates to a voltage converter.
例えば、特許文献1には、スイッチング素子のスイッチング時にインダクタL,キャパシタCの共振作用によりスイッチング素子のスイッチング損失を低減することで、スイッチングによって発生するノイズ(磁界)を低減するコンバータ回路が開示されている。 For example, Patent Document 1 discloses a converter circuit that reduces noise (magnetic field) generated by switching by reducing the switching loss of the switching element by the resonant action of the inductor L and the capacitor C during switching of the switching element. Yes.
しかし、上記特許文献1に記載のコンバータ回路では配線を流れる電流によって発生するノイズを低減する構造ではなかったので、十分なノイズの低減効果が得られない場合があった。 However, since the converter circuit described in Patent Document 1 does not have a structure for reducing noise generated by current flowing in the wiring, there is a case where a sufficient noise reduction effect cannot be obtained.
本発明は、上記点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、配線を流れる電流によって発生するノイズを低減することが出来る電圧変換装置を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above points, and an object of the present invention is to provide a voltage conversion device capable of reducing noise generated by current flowing through a wiring.
前記目的を達成するため、本発明の第1の観点にかかる電圧変換装置は、
スイッチ部のスイッチングによって、入力電圧の電圧を変化させて出力する電圧変換装置であって、
前記スイッチ部が所定のスイッチ状態のときに、第1の磁界を発生させる向きで第1の電流が流れる第1の配線構造と、
前記スイッチ部が前記所定のスイッチ状態のときに、前記第1の磁界を打ち消す第2の磁界を発生させる向きで第2の電流が流れる第2の配線構造と、
を有する。
In order to achieve the above object, a voltage converter according to a first aspect of the present invention includes:
A voltage converter that changes the voltage of the input voltage and outputs the voltage by switching the switch unit,
A first wiring structure in which a first current flows in a direction to generate a first magnetic field when the switch unit is in a predetermined switch state;
A second wiring structure in which a second current flows in a direction to generate a second magnetic field that cancels the first magnetic field when the switch unit is in the predetermined switch state;
Have
本発明によれば、配線を流れる電流によって発生するノイズを低減することが出来る。 According to the present invention, it is possible to reduce noise generated by a current flowing through a wiring.
本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。 Embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
(実施形態1)
(電源回路の構成)
実施形態1の電圧変換装置が備える電源回路100は、図1のように、直流電源1と負荷3との間に接続されている。直流電源1から出力された直流電圧は、電源回路100に入力され、電源回路100によって降圧され、負荷3に出力される。
(Embodiment 1)
(Configuration of power supply circuit)
A
電源回路100は、配線LN11と、配線LN12と、第1のキャパシタC10(例えば、100μF)と、第2のキャパシタC11(例えば、0.1μF)と、第3のキャパシタC12(例えば、0.1μF)と、インダクタL11と、スイッチ部SW11と、平滑キャパシタCsと、ダイオードD11と、を備える。
The
配線LN11は、直流電源1の正極と、負荷3の正極とに接続されている。
The wiring LN11 is connected to the positive electrode of the DC power source 1 and the positive electrode of the
配線LN12は、直流電源1の負極と、負荷3の負極とに接続されている。
The wiring LN12 is connected to the negative electrode of the DC power source 1 and the negative electrode of the
第1のキャパシタC10と、第2のキャパシタC11と、第3のキャパシタC12とは、配線LN11と配線LN12とに接続されている。第2のキャパシタC11と、第3のキャパシタC12とは、第1のキャパシタC10の後段に配置されている。 The first capacitor C10, the second capacitor C11, and the third capacitor C12 are connected to the wiring LN11 and the wiring LN12. The second capacitor C11 and the third capacitor C12 are arranged at the subsequent stage of the first capacitor C10.
スイッチ部SW11とインダクタL11とは、配線LN11の途中に配置されている。インダクタL11は、スイッチ部SW11の後段に配置されている。 The switch unit SW11 and the inductor L11 are arranged in the middle of the wiring LN11. The inductor L11 is disposed at the subsequent stage of the switch unit SW11.
スイッチ部SW11は、FET等のスイッチング素子で構成され、制御部150からの制御信号に応じてオンとオフとが切り替わる。スイッチ部SW11は、オンのときに導通状態になり、オフのときに非導通状態になる。 The switch unit SW11 is configured by a switching element such as an FET, and is switched on and off in accordance with a control signal from the control unit 150. The switch unit SW11 is in a conductive state when turned on and is in a nonconductive state when turned off.
ダイオードD11は、配線LN11と配線LN12との間に接続されており、そのカソードが配線LN11に接続され、そのアノードが配線LN12に接続されている。特にカソードは、配線LN11における、スイッチ部SW1とインダクタL11との間に接続されている。 The diode D11 is connected between the wiring LN11 and the wiring LN12, its cathode is connected to the wiring LN11, and its anode is connected to the wiring LN12. In particular, the cathode is connected between the switch unit SW1 and the inductor L11 in the wiring LN11.
平滑キャパシタCsは、配線LN11と配線LN12とに接続されている。平滑キャパシタCsは、インダクタL11の後段に配置されている。 The smoothing capacitor Cs is connected to the wiring LN11 and the wiring LN12. The smoothing capacitor Cs is disposed after the inductor L11.
制御部150は、マイクロコンピュータ等から構成され、スイッチ部SW11に制御信号を供給して、スイッチ部SW11のオンとオフとを切り替える。 The control unit 150 includes a microcomputer or the like, and supplies a control signal to the switch unit SW11 to switch the switch unit SW11 on and off.
上記のような電源回路100においては、第2のキャパシタC11と、スイッチ部SW11と、ダイオードD11と、これらを接続している配線と、を含む閉回路110が構成されている。また、電源回路100においては、第3のキャパシタC13と、スイッチ部SW11と、ダイオードD11と、これらを接続している配線と、を含む閉回路120が構成されている。
In the
閉回路110と閉回路120とは、所定の回路要素を共有して隣接するようなレイアウトで形成されており、かつ、スイッチ部11のスイッチ状態に応じて、その少なくとも一部に反対向きの電流が流れる配線構造を有する。
The closed
(電源回路の動作)
制御部150は、図2に示すような、オン信号とオフ信号とが交互に切り替わる制御信号をスイッチ部SW11に供給する。スイッチ部SW11は、供給される制御信号がオン信号のときにオンし、供給される制御信号がオフ信号のときにオフする。
(Power circuit operation)
The control unit 150 supplies a control signal for alternately switching on and off signals to the switch unit SW11 as shown in FIG. The switch unit SW11 is turned on when the supplied control signal is an on signal, and is turned off when the supplied control signal is an off signal.
スイッチ部SW11がオンしているときの電源回路100に流れる電流の代表的な経路を図3に示す。スイッチ部SW11がオンのときには、第1のキャパシタC10にオフのときに充電された電流が放電され、放電された電流は、スイッチ部SW11、インダクタL11を通って負荷3に流れる。この電流は、平滑キャパシタCsによって平滑される。
FIG. 3 shows a typical path of current flowing through the
スイッチ部SW11がオフしているときの電源回路100に流れる電流の代表的な経路を図4に示す。スイッチ部SW11がオフのときには、インダクタL11、負荷3、ダイオードD11に電流が流れる。また、このとき、第1のキャパシタC10は、直流電源1によって充電される。
FIG. 4 shows a typical path of current flowing through the
スイッチ部SW11のオンとオフとの切り替わりによって、電源回路の各部に流れる電流を図2に示す。インダクタL11は、スイッチ部SW11のオンとオフとの切り替わり時において、電流を流さないように、又は、電流を流そうとする。これによって、図2のように、スイッチ部SW12に流れる電流は、スイッチ部SW11がオンした直後から徐々に大きくなり、ダイオードD11に流れる電流は、スイッチ部SW11がオフした直後から徐々に小さくなる。負荷3に流れる電流(インダクタL11に流れ、平滑キャパシタCsで平滑された電流)は、ダイオードD11とスイッチ部SW11とに流れる電流を足したものと同じである。電源回路100に入力される入力電圧(直流電源1から出力される出力電圧)は、上記インダクタL11によって降圧されて、負荷3に印加される。
FIG. 2 shows currents that flow through the respective parts of the power supply circuit when the switch unit SW11 is switched on and off. The inductor L11 does not flow current or tries to flow current when the switch unit SW11 is switched on and off. As a result, as shown in FIG. 2, the current flowing through the switch unit SW12 gradually increases immediately after the switch unit SW11 is turned on, and the current flowing through the diode D11 gradually decreases after the switch unit SW11 is turned off. The current flowing through the load 3 (the current flowing through the inductor L11 and smoothed by the smoothing capacitor Cs) is the same as the sum of the current flowing through the diode D11 and the switch unit SW11. An input voltage (output voltage output from the DC power supply 1) input to the
ここで、第2のキャパシタC11と、第3のキャパシタC12とは、スイッチ部SW11がオフのときに充電され、スイッチ部SW11がオンになった直後に放電される(図2参照)。第2のキャパシタC11と、第3のキャパシタC12とが、放電する電流の主な流れを図5に示す。 Here, the second capacitor C11 and the third capacitor C12 are charged when the switch unit SW11 is turned off and discharged immediately after the switch unit SW11 is turned on (see FIG. 2). The main flow of current discharged by the second capacitor C11 and the third capacitor C12 is shown in FIG.
第2のキャパシタC11の放電時に流れる電流は、スイッチ部SW11、インダクタL11、負荷3を流れて第1のキャパシタC10に流れる。
The current that flows when the second capacitor C11 is discharged flows through the switch SW11, the inductor L11, and the
第3のキャパシタC12の放電時に流れる電流は、スイッチ部SW11、インダクタL11、負荷3を流れて第2のキャパシタC12に流れる。
The current that flows when the third capacitor C12 is discharged flows through the switch SW11, the inductor L11, and the
なお、図示はしないが、第2のキャパシタC11が放電する電流は、疑似的に、閉回路110を、スイッチ部SW11からダイオードD11に向かって流れることも考えられる。第3のキャパシタC12が放電する電流は、疑似的に、閉回路120を、スイッチ部SW11からダイオードD11に向かって流れることも考えられる。
Although not shown, it is conceivable that the current discharged by the second capacitor C11 flows in a pseudo manner from the switch part SW11 toward the diode D11 through the
上記のような電流の流れによって、閉回路110と閉回路120とには、その少なくとも一部に、反対向きに流れる電流が流れる(図5の点線矢印参照)。このような電流によって、閉回路110の配線に流れる電流によって発生する磁界は、閉回路120の配線に流れる電流によって発生する磁界によって打ち消されることなる。これによって、電源回路100内の配線を流れる電流によって発生するノイズを低減することが出来る。
Due to the above-described current flow, a current that flows in the opposite direction flows through at least a part of the
さらに、第1キャパシタC10の静電容量は、第2のキャパシタC11及び第3のキャパシタC12の静電容量よりも大きい。第2のキャパシタC11及び第3のキャパシタC12が放電する電流は、スイッチ部SW11に流れる電流(電源回路100内を流れる電流)の基本周波数の高調波成分の電流である。このため、相殺される磁界は、スイッチ部SW11に流れる電流の基本周波数の高調波成分の電流によって発生する磁界に該当する。このような磁界(ノイズ)は、周波数が高いため、電源回路100の周囲にある機器(特にラジオ等)に悪影響を及ぼしやすい。このため、上記電源回路100は、磁界(特にラジオ周波数帯等の高周波帯のノイズ)の発生を低減することで、効果的に周囲にある機器への悪影響を低減出来る。
Further, the capacitance of the first capacitor C10 is larger than the capacitances of the second capacitor C11 and the third capacitor C12. The current discharged by the second capacitor C11 and the third capacitor C12 is a harmonic component current of the fundamental frequency of the current flowing through the switch unit SW11 (current flowing through the power supply circuit 100). For this reason, the magnetic field to be canceled corresponds to a magnetic field generated by the current of the harmonic component of the fundamental frequency of the current flowing through the switch unit SW11. Since such a magnetic field (noise) has a high frequency, it tends to adversely affect devices (especially radio etc.) around the
図6に、従来の降圧回路(図1の電源回路100において、第2のコンデンサC12及びこれに接続される配線を省略した電源回路)において発生する磁界のノイズスペクトラムを、図7に、本実施形態の電源回路100において発生する磁界のノイズスペクトラムを示す。図6及び図7に示すように、発生する磁界は、本実施形態の構成によって、従来よりも低減されていることが分かる。
FIG. 6 shows a noise spectrum of a magnetic field generated in a conventional step-down circuit (a power supply circuit in which the second capacitor C12 and wiring connected thereto are omitted in the
(実施形態2)
(電源回路の構成)
実施形態2の電圧変換装置が備える電源回路200は、図8のように、直流電源1と負荷3との間に接続されている。直流電源1から出力された直流電圧は、電源回路200に入力され、電源回路200によって昇圧され、負荷3に出力される。
(Embodiment 2)
(Configuration of power supply circuit)
The
電源回路200は、配線LN21と、配線LN22と、第1のキャパシタC20(例えば、100μF)と、第2のキャパシタC21(例えば、0.1μF)と、第3のキャパシタC22(例えば、0.1μF)と、インダクタL21と、スイッチ部SW21と、平滑キャパシタCsと、ダイオードD21と、を備える。
The
配線LN21は、直流電源1の正極と、負荷3の正極とに接続されている。
The wiring LN21 is connected to the positive electrode of the DC power source 1 and the positive electrode of the
配線LN22は、直流電源1の負極と、負荷3の負極とに接続されている。
The wiring LN22 is connected to the negative electrode of the DC power source 1 and the negative electrode of the
第1のキャパシタC20と、第2のキャパシタC21と、第3のキャパシタC22とは、配線LN21と配線LN22とに接続されている。第2のキャパシタC21と、第3のキャパシタC22とは、第1のキャパシタC20及びダイオードD21の後段、かつ、ダイオードD21のカソードに配置されている。 The first capacitor C20, the second capacitor C21, and the third capacitor C22 are connected to the wiring LN21 and the wiring LN22. The second capacitor C21 and the third capacitor C22 are arranged after the first capacitor C20 and the diode D21 and at the cathode of the diode D21.
ダイオードD21とインダクタL21とは、配線LN21の途中に配置されている。ダイオードD21は、インダクタL21の後段に配置されている。ダイオードD21は、そのアノードが直流電源1に向いて配置されている。 The diode D21 and the inductor L21 are arranged in the middle of the wiring LN21. The diode D21 is disposed at the subsequent stage of the inductor L21. The anode of the diode D <b> 21 is arranged facing the DC power supply 1.
スイッチ部SW21は、FET等のスイッチング素子で構成され、制御部150からの制御信号に応じてオンとオフとが切り替わる。スイッチ部SW11は、オンのときに導通状態になり、オフのときに非導通状態になる。スイッチ部SW21は、配線LN21と配線LN22とに接続される。スイッチ部SW21は、その一端が、配線LN21上、かつ、インダクタL21とダイオードD21との間に接続されている。 The switch unit SW21 is configured by a switching element such as an FET, and is switched on and off in accordance with a control signal from the control unit 150. The switch unit SW11 is in a conductive state when turned on and is in a nonconductive state when turned off. The switch unit SW21 is connected to the wiring LN21 and the wiring LN22. One end of the switch unit SW21 is connected to the wiring LN21 and between the inductor L21 and the diode D21.
平滑キャパシタCsは、配線LN21と配線LN22とに接続されている。平滑キャパシタCsは、ダイオードD21の後段に配置されている。 The smoothing capacitor Cs is connected to the wiring LN21 and the wiring LN22. The smoothing capacitor Cs is arranged at the subsequent stage of the diode D21.
制御部250は、マイクロコンピュータ等から構成され、スイッチ部SW21に制御信号を供給して、スイッチ部SW21のオンとオフとを切り替える。
The
上記のような電源回路200においては、第2のキャパシタC21と、スイッチ部SW21と、ダイオードD21と、これらを接続している配線と、を含む閉回路210が構成されている。また、電源回路200においては、第3のキャパシタC23と、スイッチ部SW21と、ダイオードD21と、これらを接続している配線と、を含む閉回路220が構成されている。
In the
閉回路210と閉回路220とは、所定の回路要素を共有して隣接するようなレイアウトで形成されており、かつ、スイッチ部21のスイッチ状態に応じて、その少なくとも一部に反対向きの電流が流れる配線構造を有する。
The
(電源回路の動作)
制御部250は、図9に示すような、オン信号とオフ信号とが交互に切り替わる制御信号をスイッチ部SW21に供給する。スイッチ部SW21は、供給される制御信号がオン信号のときにオンし、供給される制御信号がオフ信号のときにオフする。
(Power circuit operation)
The
スイッチ部SW21がオンしているときの電源回路200に流れる電流の代表的な経路を図10に示す。スイッチ部SW21がオンのときには、直流電源1から流れる電流は、第1のキャパシタ20によって安定化されて、インダクタL21、スイッチ部SW21、を通って直流電源1に戻る。この電流は、第1のキャパシタ20によって安定化されている。
FIG. 10 shows a typical path of current flowing through the
スイッチ部SW21がオフしているときの電源回路1に流れる電流の代表的な経路を図11に示す。スイッチ部SW21がオフのときには、直流電源1から流れる電流は、インダクタL21、ダイオードD21を通って、平滑キャパシタCsで平滑化されて、負荷3に流れ、直流電源1に戻る。この電流は、第1のキャパシタ20によって安定化されている。
FIG. 11 shows a typical path of current flowing through the power supply circuit 1 when the switch unit SW21 is off. When the switch unit SW21 is off, the current flowing from the DC power source 1 passes through the inductor L21 and the diode D21, is smoothed by the smoothing capacitor Cs, flows to the
スイッチ部SW21のオンとオフとの切り替わりによって、電源回路の各部に流れる電流を図9に示す。インダクタL21は、スイッチ部SW21のオンとオフとの切り替わり時において、電流を流さないように、又は、電流を流そうとする。これによって、図9のように、スイッチ部SW21に流れる電流は、スイッチ部SW21がオンした直後から徐々に大きくなり、ダイオードD21に流れる電流は、スイッチ部SW21がオフした直後から徐々に小さくなる。ダイオードD21とスイッチ部SW21とに流れる電流を足したものが、インダクタL21に流れる電流である。負荷3に流れる電流は、インダクタL21に流れる電流が平滑キャパシタCsによって平滑化された電流である。電源回路200に入力される入力電圧(直流電源1から出力される出力電圧)はインダクタL21によって昇圧されて、負荷3に印加される。
FIG. 9 shows the current flowing through each part of the power supply circuit when the switch part SW21 is switched on and off. The inductor L21 does not flow current or tries to flow current when the switch unit SW21 is switched on and off. As a result, as shown in FIG. 9, the current flowing through the switch unit SW21 gradually increases immediately after the switch unit SW21 is turned on, and the current flowing through the diode D21 gradually decreases after the switch unit SW21 is turned off. The sum of the current flowing through the diode D21 and the switch unit SW21 is the current flowing through the inductor L21. The current flowing through the
ここで、第2のキャパシタC21と、第3のキャパシタC22とは、スイッチ部SW21がオフのときに充電され、スイッチ部SW21がオンになった直後に放電される(図9参照)。第2のキャパシタC21と、第3のキャパシタC22とが、放電する電流の主な流れを図12に示す。 Here, the second capacitor C21 and the third capacitor C22 are charged when the switch unit SW21 is off, and discharged immediately after the switch unit SW21 is turned on (see FIG. 9). The main flow of current discharged by the second capacitor C21 and the third capacitor C22 is shown in FIG.
第2のキャパシタC21の充電時に流れる電流は、直流電源1から、インダクタL21、ダイオードD21、第2のキャパシタC21、直流電源1に流れる。 The current that flows when the second capacitor C21 is charged flows from the DC power source 1 to the inductor L21, the diode D21, the second capacitor C21, and the DC power source 1.
第3のキャパシタC22の充電時に流れる電流は、直流電源1から、インダクタL21、ダイオードD21、第3のキャパシタC22、直流電源1に流れる。 The current that flows when the third capacitor C22 is charged flows from the DC power source 1 to the inductor L21, the diode D21, the third capacitor C22, and the DC power source 1.
上記のような電流の流れによって、閉回路210と閉回路220とには、その少なくとも一部に、反対向きに流れる電流が流れる(図10の点線矢印参照)。このような電流によって、閉回路110の配線に流れる電流によって発生する磁界は、閉回路120の配線に流れる電流によって発生する磁界によって打ち消されることなる。これによって、電源回路100内の配線を流れる電流によって発生するノイズを低減することが出来る。
Due to the above-described current flow, a current that flows in the opposite direction flows through the
さらに、第1キャパシタC20の静電容量は、第2のキャパシタC21及び第3のキャパシタC22の静電容量よりも大きい。第2のキャパシタC21及び第3のキャパシタC22が放電する電流は、ダイオードD21に流れる電流(電源回路200内を流れる電流)の基本周波数の高調波成分の電流である。このため、相殺される磁界は、ダイオードD21に流れる電流の基本周波数の高調波成分の電流によって発生する磁界に該当する。このような磁界(ノイズ)は、周波数が高いため、電源回路200の周囲にある機器(特にラジオ等)に悪影響を及ぼしやすい。このため、上記電源回路200は、磁界(特にラジオ周波数帯等の高周波帯のノイズ)の発生を低減することで、効果的に周囲にある機器への悪影響を低減出来る。
Further, the capacitance of the first capacitor C20 is larger than the capacitances of the second capacitor C21 and the third capacitor C22. The current discharged by the second capacitor C21 and the third capacitor C22 is a harmonic component current of the fundamental frequency of the current flowing in the diode D21 (current flowing in the power supply circuit 200). For this reason, the canceled magnetic field corresponds to a magnetic field generated by the current of the harmonic component of the fundamental frequency of the current flowing through the diode D21. Since such a magnetic field (noise) has a high frequency, it tends to adversely affect devices (especially a radio) around the
(変形例)
上記のような電流の向きが逆の二つの閉回路を有する電源回路の構成は適宜変更可能である。例えば、図13に示すような回路であっても、電流が流れることによって発生する磁界が相殺される効果がある。図13の電源回路は、図1の電源回路100の変形例であり、対応する素子については同じ符号が付されている。この電源回路は、図1の電源回路100にダイオードD12が追加された構成であり、上下で対照となるような閉回路110及び閉回路120が形成されている。閉回路110及び閉回路120内には、点線矢印で示す向きに電流が流れるので、双方で発生する磁界は相殺されることになるので、実施形態1と同様の効果を得ることが出来る。なお、スイッチ部は、各閉回路内に配置されてもよい。この場合には、複数のスイッチ部によって、入力電圧を変化させるためのスイッチ部が構成される。
(Modification)
The configuration of the power supply circuit having two closed circuits with opposite current directions as described above can be changed as appropriate. For example, even a circuit as shown in FIG. 13 has an effect of canceling out a magnetic field generated by the flow of current. The power supply circuit in FIG. 13 is a modification of the
なお、本発明は、本発明の広義の精神と範囲を逸脱することなく、様々な実施形態及び変形が可能とされるものである。また、上述した実施形態や変形例は、本発明の実施例を説明するためのものであり、本発明の範囲を限定するものではない。 It should be noted that the present invention can be variously modified and modified without departing from the broad spirit and scope of the present invention. Further, the above-described embodiments and modifications are for explaining examples of the present invention and do not limit the scope of the present invention.
1 直流電源
3 負荷
100,200 電源回路
150,250 制御部
110,120 閉回路
210,220 閉回路
1
Claims (2)
前記スイッチ部が所定のスイッチ状態のときに、第1の磁界を発生させる向きで第1の電流が流れる第1の配線構造と、
前記スイッチ部が前記所定のスイッチ状態のときに、前記第1の磁界を打ち消す第2の磁界を発生させる向きで第2の電流が流れる第2の配線構造と、
を有することを特徴とする電圧変換装置。 A voltage converter that changes the voltage of the input voltage and outputs the voltage by switching the switch unit,
A first wiring structure in which a first current flows in a direction to generate a first magnetic field when the switch unit is in a predetermined switch state;
A second wiring structure in which a second current flows in a direction to generate a second magnetic field that cancels the first magnetic field when the switch unit is in the predetermined switch state;
The voltage converter characterized by having.
ことを特徴とする請求項1に記載の電圧変換装置。 The first current and the second current are currents of harmonic components of the fundamental frequency of the current flowing in the voltage converter,
The voltage converter according to claim 1.
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WO2022190220A1 (en) * | 2021-03-09 | 2022-09-15 | 三菱電機株式会社 | Circuit board |
US11889616B2 (en) | 2021-03-09 | 2024-01-30 | Mitsubishi Electric Corporation | Circuit board |
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