JP2012191731A - Control device of motor - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、PWM(Pulse Width Modulation)制御によるセンサレスDCモータの制御装置において、回転子の位置検出の安定性を向上させ、位置検出の誤差によって生じる乱調、騒音、振動などを防止又は低減するモータの制御装置に関するものである。 The present invention relates to a sensorless DC motor control device using PWM (Pulse Width Modulation) control, which improves the stability of rotor position detection and prevents or reduces turbulence, noise, vibration, etc. caused by position detection errors. This relates to the control device.
図4は、PWM制御によるセンサレスDCモータの駆動回路を示す回路図である。
この図4において、モータ1は、PWM駆動信号を生成するインバータ2に接続され、このインバータ2はPWM制御信号を出力するPWM信号発生器9に接続されている。
前記PWM制御信号発生器9はPWM制御信号を生成するためのキャリア信号と出力電圧指令信号を出力する制御装置4に接続され、この制御装置4には、モータ1の位置検出信号を得るためのモータ1のU相端子7U、V相端子7V、W相端子7Wの電圧Uv、Vv、Wvと基準電圧Bを比較する比較器5U、5V、5Wの出力が接続されるとともに、直流電源3のプラス側が接続されている。
FIG. 4 is a circuit diagram showing a sensorless DC motor drive circuit based on PWM control.
In FIG. 4, the
The PWM
前記インバータ2は、図5に示すように直流電源3のプラス側とマイナス側の間にそれぞれ一対のスイッチング素子6Upと6Un、6Vpと6Vn、6Wpと6Wnが接続されており、それぞれのスイッチング素子6Up、6Un、6Vp、6Vn、6Wp、6Wnのゲート端子に前記PWM信号発生器9の対応する出力が接続されている。
In the
前記インバータ2を構成するスイッチング素子6Upと6Unの接続点がモータ1のU相端子7Uに、スイッチング素子6Vpと6Vnの接続点がモータ1のV相端子7Vに、スイッチング素子6Wpと6Wnの接続点がモータ1のW相端子7Wに接続されている。
なお、前記スイッチング素子6Up、6Un、6Vp、6Vn、6Wp、6Wnは、バイポーラトランジスタ、FET、MOS−FET、サイリスタや絶縁ゲートバイポーラトランジスタなどを含む総称であり、モータの出力や仕様によって適当なものが選択される。
The connection point of the switching elements 6Up and 6Un constituting the
The switching elements 6Up, 6Un, 6Vp, 6Vn, 6Wp, and 6Wn are generic names including bipolar transistors, FETs, MOS-FETs, thyristors, insulated gate bipolar transistors, and the like, which are appropriate depending on the output and specifications of the motor. Selected.
以上のような構成において、モータ1のU相端子7U、V相端子7V、W相端子7Wの電圧Vu、Vv、Vwが比較器5U、5V、5Wによって基準電圧Bと比較され、その結果が回転子の位置情報として制御装置4に入力される。
制御装置4は、比較器5U、5V、5Wからの前記位置情報に基づいて、図7に示すようなPWM制御信号を生成するための、例えば三角波からなる適当な周期Cのキャリア信号及び電圧指令信号をPWM信号発生器9に出力する。
In the configuration as described above, the voltages Vu, Vv, and Vw of the U-phase terminal 7U, V-phase terminal 7V, and W-phase terminal 7W of the
The
PWM信号発生器9は、モータ1を回転制御するPWM駆動信号のデューティ比を決定する各相毎の電圧指令信号Vcとキャリア信号とを比較し、キャリア信号が電圧指令信号Vc以上になると立上り、電圧指令信号Vc以下になると立下る図7に示すような矩形のPWM制御信号をインバータ2に出力する。
The
インバータ2は、PWM信号発生器9からのPWM制御信号に従って、スイッチング素子6Up、6Un、6Vp、6Vn、6Wp、6Wnをオン・オフ制御して、モータ1のU相端子7U、V相端子7V、W相端子7WにPWM駆動信号を出力してモータ1を回転させる。
The
以下、モータ1の回転制御について説明する。
スイッチング素子6Upのゲートには、制御装置4からPWM信号発生器9を介して、図8(a)に示す電気角0〜120度の期間にPWM制御信号が与えられ、スイッチング素子6Vpのゲートには、図8(b)に示すように、電気角120〜240度の期間にPWM制御信号が与えら、スイッチング素子6Wpのゲートには、図8(c)に示すように、電気角240〜360度の期間にPWM制御信号が与えられる。
Hereinafter, rotation control of the
A PWM control signal is given to the gate of the switching element 6Up from the
スイッチング素子6Unのゲートには、図8(d)に示すように、スイッチング素子6Upの電気角180度遅れの期間にPWM制御信号が与えられ、スイッチング素子6Vnのゲートには、図8(e)に示すように、スイッチング素子6Vpの電気角180度遅れの期間にPWM制御信号が与えられ、スイッチング素子6Wnのゲートには、図8(f)に示すように、スイッチング素子6Wpの電気角180度遅れの期間にPWM制御信号が与えられる。 As shown in FIG. 8 (d), a PWM control signal is given to the gate of the switching element 6Un during a period delayed by an electrical angle of 180 degrees of the switching element 6Up, and the gate of the switching element 6Vn is shown in FIG. 8 (e). As shown in FIG. 8, a PWM control signal is given in a period delayed by an electrical angle of 180 degrees of the switching element 6Vp, and the electrical angle of the switching element 6Wp is 180 degrees as shown in FIG. The PWM control signal is given during the delay period.
PWM制御による120度通電方式では、以上のスイッチング素子6Up、6Un、6Vp、6Vn、6Wp、6Wnに与えられるPWM制御信号は、始まりの電気角0〜30度と終わりの電気角90〜120度の期間がオン・オフを繰り返す櫛歯状波形で、中間の電気角30〜90度の期間は平坦なプラス波形となっており、以下で説明する閉回路を構成する1対のスイッチング素子の一方が櫛歯状波形に、他方が平坦なプラス波形となるように制御されている。
この櫛歯状の波形のデューティ比を変化させて印加電圧を制御して所望の回転数に制御する。
In the 120-degree energization method by PWM control, the PWM control signals given to the above switching elements 6Up, 6Un, 6Vp, 6Vn, 6Wp, and 6Wn have an initial electrical angle of 0 to 30 degrees and an end electrical angle of 90 to 120 degrees. A comb-like waveform in which the period repeats on and off, and a period with an intermediate electrical angle of 30 to 90 degrees is a flat plus waveform, and one of a pair of switching elements constituting a closed circuit described below is The comb-like waveform is controlled so that the other becomes a flat plus waveform.
The applied voltage is controlled by changing the duty ratio of the comb-like waveform to control the rotation speed to a desired value.
電気角0〜60度の期間には、スイッチング素子6Upと6Vnが導通して電源3のプラス側→スイッチング素子6Up→U相コイル8U→V相コイル8V→スイッチング素子6Vn→電源3のマイナス側の閉回路が構成されて電流が流れる。
同様にして、電気角60〜120度の期間には、スイッチング素子6Upと6Wnが導通してU相コイル8UからW相コイル8Wの方向に、電気角120〜180度の期間には、スイッチング素子6Vpと6Wnが導通してV相コイル8VからW相コイル8Wの方向に、電気角180〜240度の期間には、スイッチング素子6Vpと6Unが導通してV相コイル8VからU相コイル8Uの方向に、電気角240〜300度の期間には、スイッチング素子6Wpと6Unが導通してW相コイル8WからU相コイル8Uの方向に、電気角300〜360度の期間には、スイッチング素子6Wpと6Vnが導通してW相コイル8WからV相コイル8Vの方向にそれぞれ電流が流れる。
これによって、各コイル8U、8V、8Wによる回転磁界が発生して回転子を誘導し、モータが所定の方向に回転する。
In the period of
Similarly, the switching elements 6Up and 6Wn are electrically connected in the period of 60 to 120 electrical angles, and in the direction from the U-phase coil 8U to the W-phase coil 8W, in the period of 120 to 180 electrical angles, 6Vp and 6Wn are conducted and the switching elements 6Vp and 6Un are conducted in the direction from the V-
As a result, a rotating magnetic field is generated by the
以下、回転子の位置検出について説明する。
120度通電方式によるPWM駆動制御のセンサレスDCモータは、U相、V相、W相の固定子コイルのうちいずれか駆動信号が印加されていない固定子コイルに、図6に示すような誘起電圧Vが現れる。この誘起電圧Vを基準電圧Bと比較して基準電圧Bと一致する点(図6の点E、F)を検出することにより回転子の位置を検出し、この位置情報に基づいてPWM駆動信号を生成して所望の回転数にモータを制御するように構成されている(特許文献1)。
The rotor position detection will be described below.
A sensorless DC motor with PWM drive control using a 120-degree energization method has an induced voltage as shown in FIG. 6 applied to a stator coil to which any drive signal is not applied among U-phase, V-phase, and W-phase stator coils. V appears. The induced voltage V is compared with the reference voltage B to detect a point (points E and F in FIG. 6) that coincides with the reference voltage B, thereby detecting the position of the rotor. Based on this position information, the PWM drive signal is detected. And the motor is controlled to a desired rotational speed (Patent Document 1).
以下、U相端子7Uに現れる電圧Vuの波形について、図8(g)に基づいて説明する。
U相端子7Uには、電圧が印加されていない電気角120〜180度の期間と電気角300〜360度の期間に誘起電圧Vuが現れるが、V相コイル8VとW相コイル8Wの直列回路に電圧が印加されているので、3つのコイルの中性点10に櫛歯状の電圧が印加されており、これによりU相端子7Uにも図8(g)に示すような櫛歯波形が現れる。
同様に、V相端子7Vには電気角60〜120度の期間と電気角240〜300度の期間に図8(h)に示すように変化する櫛歯波形が現れ、W相端子7Wには電気角0〜60度の期間と電気角180〜240度の期間に図8(i)に示すように変化する櫛歯波形が現れる。
Hereinafter, the waveform of the voltage Vu appearing at the U-phase terminal 7U will be described with reference to FIG.
In the U-phase terminal 7U, an induced voltage Vu appears in a period of 120 to 180 electrical angles in which no voltage is applied and in a period of 300 to 360 degrees, but a series circuit of a V-
Similarly, a comb-tooth waveform that changes as shown in FIG. 8H appears in the V-phase terminal 7V in the period of
次に、回転子の位置検出について、U相端子7Uを例にとって説明する。
回転子の位置検出は、U相端子7Uに駆動電圧が印加されていないときのU相コイル8Uに現れる誘起電圧Vuによって検出することができるが、PWM制御の場合には前述のとおりU相端子7Uの電圧VuにはPWM駆動信号に影響された櫛歯状の電圧が現れる。
この櫛歯状の電圧が現れたU相端子7Uの電圧Vuと基準電圧Bを比較して、例えば、図8(g)の電気角330〜360度の期間に現れるU相端子7Uの電圧Vuが基準電圧Bと一致する点を回転子の位置として検出する。基準電圧Bは、例えば抵抗により電源3の電圧を1/2に分圧した電圧が使用される。
Next, rotor position detection will be described by taking the U-phase terminal 7U as an example.
The rotor position can be detected by the induced voltage Vu appearing in the U-phase coil 8U when no driving voltage is applied to the U-phase terminal 7U. In the case of PWM control, the U-phase terminal is detected as described above. A comb-like voltage influenced by the PWM drive signal appears in the 7U voltage Vu.
The voltage Vu of the U-phase terminal 7U in which the comb-like voltage appears is compared with the reference voltage B. For example, the voltage Vu of the U-phase terminal 7U that appears in the period of the
図9(a)(b)に電気角330〜360度の期間におけるU相端子7Uの電圧Vuの部分拡大図を示す。
U相端子7Uに現れる電圧Vuは、徐々に上昇する櫛歯状の電圧波形となる。
これを利用して回転子の位置を検出するために、U相端子7Uに現れる電圧Vuと基準電圧Bとを比較器5Uで比較し、U相端子7Uに現れる電圧Vuが基準電圧Bと一致した点を検出する。
また、U相端子7Uに現れる電圧Vuには、150〜180度の期間にも330〜360度のときとは極性が反対の電圧が現れており、電圧Vuと基準電圧Bとを比較器5Uで比較し、U相端子7Uに現れる電圧Vuが基準電圧Bと一致した点を検出する。
V相端子7V及びW相端子7Wについても、同様の電圧が電気角で120度ずつずれて発生し、同様の方法で位置検出が行なわれ、電気角の360度の間に位置検出が6回行なわれる。
FIGS. 9A and 9B are partial enlarged views of the voltage Vu of the U-phase terminal 7U in the period of
The voltage Vu appearing at the U-phase terminal 7U has a comb-like voltage waveform that gradually increases.
In order to detect the position of the rotor using this, the voltage Vu appearing at the U-phase terminal 7U is compared with the reference voltage B by the comparator 5U, and the voltage Vu appearing at the U-phase terminal 7U matches the reference voltage B. Detect the point.
Further, the voltage Vu appearing at the U-phase terminal 7U has a voltage opposite in polarity to that at 330 to 360 degrees in the period of 150 to 180 degrees, and the voltage Vu and the reference voltage B are compared with the comparator 5U. And the point where the voltage Vu appearing at the U-phase terminal 7U matches the reference voltage B is detected.
Also for the V-phase terminal 7V and the W-phase terminal 7W, the same voltage is generated by shifting 120 degrees in electrical angle, position detection is performed in the same way, and position detection is performed 6 times during the electrical angle of 360 degrees. Done.
以上のPWM駆動制御のセンサレスDCモータでは、図8(g)(h)(i)に示すように、電圧が印加されていない端子にもPWM駆動信号の影響を受けた櫛歯状の波形が現れており、図9(a)に示すように、U相端子7Uの櫛歯状の電圧VuがU相コイル8Uに現れている期間に基準電圧Bと一致したときは正しく位置検出信号を得ることができる。 In the sensorless DC motor of the above PWM drive control, as shown in FIGS. 8G, 8H, and 8I, a comb-like waveform affected by the PWM drive signal is also applied to a terminal to which no voltage is applied. As shown in FIG. 9A, when the comb-like voltage Vu of the U-phase terminal 7U coincides with the reference voltage B during the period when it appears in the U-phase coil 8U, the position detection signal is correctly obtained. be able to.
ところが、U相端子7Uの櫛歯状の電圧VuがPWM駆動信号の影響を受けて現れていない期間には、図9(b)に破線で示すU相コイル8Uの誘起電圧Vuが基準電圧Bに一致したとき、U相端子7Uの電圧Vuは0であり、その点を検出することができない。
この場合は、次にPWM制御信号がオンとなった立上りのタイミングでU相端子7Uの電圧Vuが基準電圧Bを超えるので、その超えた点をもって比較器が検出信号を出力する。
このため、U相端子7Uの電圧Vuが基準電圧Bを超える点がPWM駆動信号の影響を受けて現れない期間にあたる場合には、回転子の位置検出に誤差が生じてしまい、乱調、騒音、振動などの原因となるという問題点があった。
However, during the period when the comb-like voltage Vu of the U-phase terminal 7U does not appear due to the influence of the PWM drive signal, the induced voltage Vu of the U-phase coil 8U indicated by the broken line in FIG. , The voltage Vu at the U-phase terminal 7U is 0, and that point cannot be detected.
In this case, since the voltage Vu of the U-phase terminal 7U exceeds the reference voltage B at the next rise timing when the PWM control signal is turned on, the comparator outputs a detection signal when the voltage exceeds the reference voltage B.
For this reason, when the point where the voltage Vu of the U-phase terminal 7U exceeds the reference voltage B is a period in which the voltage does not appear due to the influence of the PWM drive signal, an error occurs in the rotor position detection, resulting in turbulence, noise, There was a problem of causing vibration and the like.
本発明は、上述のような問題点に鑑みなされたもので、モータ固定子の各相の端子の電圧Vuが基準電圧Bを超える点がPWM制御信号のオフの期間にあたるような場合にも、その点を予測することにより誤差を低減した回転子の位置の検出を行ない、乱調、騒音、振動を防止又は低減することができるモータ制御装置を提供するものである。 The present invention has been made in view of the above-described problems. Even when the point where the voltage Vu of each phase terminal of the motor stator exceeds the reference voltage B corresponds to the OFF period of the PWM control signal, It is an object of the present invention to provide a motor control device capable of detecting the position of a rotor with reduced error by predicting that point and preventing or reducing turbulence, noise, and vibration.
本発明の請求項1は、回転子と複数相のコイルからなる固定子とを有し、前記固定子にPWM制御による制御電圧を順次印加して回転制御を行い、制御電圧が印加されていない非通電相のコイルに誘起される電圧と基準電圧とを比較して一致した時刻を回転子の位置検出時刻とし、この回転子の位置検出時刻を制御装置に帰還して前記回転制御を行なうセンサレスDCモータの制御装置において、前記制御装置を、前回の位置検出時刻とモータの回転数から次回位置検出時刻を推定する手段と、この次回位置検出推定時刻と前記PWM制御信号のオンの設定位置との位相差を算出する手段と、次回位置検出推定時刻がPWM制御信号のオンの設定位置となるように前記位相差分だけ位相をずらすために推定した次回位置検出時間より前のキャリアの周期を変更する手段として機能させるようにしたことを特徴とするモータの制御装置である。
本発明の請求項2は、回転子と複数相のコイルからなる固定子とを有し、前記固定子にPWM制御による制御電圧を順次印加して回転制御を行い、制御電圧が印加されていない非通電相のコイルに誘起される電圧と基準電圧とを比較して一致した時刻を回転子の位置検出時刻とし、この回転子の位置検出時刻を制御装置に帰還して前記回転制御を行なうセンサレスDCモータの制御装置において、回転子の位置検出があったとき、当該位置検出時刻におけるPWM制御のキャリア信号の先頭の時刻を取得する基準時刻検出手段と、前記基準時刻検出手段の検出結果、及び前記位置検出時刻に基づいて、PWM制御のキャリア信号の先頭から位置検出までの時間を算出する位置検出時間算出手段と、モータの回転数と極数に基づいて2つの位置検出時刻の間の時間を算出する理論区間時間算出手段と、前記基準時刻検出手段、位置検出時間算出手段及び理論区間時間算出手段の検出結果に基づいて、前記基準時刻から将来における直近の位置検出までの時間を算出する次回位置検出推定時間算出手段と、前記次回位置検出推定時間算出手段での算出結果と、モータの制御指令電圧及びPWM制御のキャリア信号の周波数に基づいて将来における直近の位置検出推定時刻である次回位置検出推定時刻がPWM信号のオン区間に到来するか否かを判定する判定手段と、前記判定手段により次回位置検出推定時刻とPWM信号のオン区間に到来しない場合に、次回位置検出推定時刻がPWM制御のキャリア波形の中心との位相差を算出する手段と、当該位相差に基づいてキャリア信号の一部の周期を変更する手段としてとして機能させるようにしたことを特徴とするモータの制御装置である。
本発明の請求項3は、回転子と複数相のコイルからなる固定子とを有し、前記固定子にPWM制御による制御電圧を順次印加して回転制御を行い、制御電圧が印加されていない非通電相のコイルに誘起される電圧と基準電圧とを比較して一致した時刻を回転子の位置検出時刻とし、この回転子の位置検出時刻を制御装置に帰還して前記回転制御を行なうセンサレスDCモータの制御装置において、前記モータの制御装置は、回転子の位置検出があったとき、当該位置検出時刻におけるPWM制御のキャリア信号の先頭の時刻を取得する基準時刻検出手段と、前記基準時刻検出手段の検出結果、及び前記位置検出時刻に基づいて、PWM制御のキャリア信号の先頭から位置検出までの時間を算出する位置検出時間算出手段と、モータの回転数と極数に基づいて2つの位置検出時刻の間の時間を算出する理論区間時間算出手段と、前記基準時刻検出手段、位置検出時間算出手段及び理論区間時間算出手段の検出結果に基づいて、前記基準時刻から将来における直近の位置検出までの時間を算出する次回位置検出推定時間算出手段と、前記次回位置検出推定時間算出手段での算出結果と、モータの制御指令電圧及びPWM制御のキャリア信号の周波数に基づいて将来における直近の位置検出推定時刻である次回位置検出推定時刻がPWM信号のオン区間の中心の前側で到来するか、後側で到来するか、又はオン区間の中心で到来するかを判定する手段と、前記判定手段により次回位置検出推定時刻とPWM信号のオン区間に到来しない場合は、次回位置検出推定時刻がPWM制御のキャリア波形の中心との位相差を算出する手段と、前記判定手段の結果に応じて前記位相差の算出方法を変える手段と、当該位相差に基づいてキャリア信号の一部の周期を変更する手段としてとして機能させるようにしたことを特徴とするモータの制御装置である。
本発明の請求項4は、請求項3記載のモータの制御装置において、位相差の算出方法を変える手段は、次回位置検出推定時刻がPWM信号のオン区間の中心の前側で到来する場合には、位相差=(キャリア周期C/2)−余剰時間Sにより算出し、次回位置検出推定時刻がPWM信号のオン区間の中心の後側で到来する場合には、位相差=余剰時間S−(キャリア周期C/2)により算出し、次回位置検出推定時刻がPWM信号のオン区間の中心で到来する場合には算出しないものである。 According to a fourth aspect of the present invention, in the motor control device according to the third aspect, the means for changing the phase difference calculation method is such that the next position detection estimated time comes before the center of the on-section of the PWM signal. , Phase difference = (carrier cycle C / 2) −surplus time S. When the next position detection estimated time arrives behind the center of the ON section of the PWM signal, phase difference = surplus time S− ( It is calculated by the carrier cycle C / 2) and is not calculated when the next position detection estimated time arrives at the center of the ON section of the PWM signal.
請求項1及び2記載の発明によれば、次回位置検出推定時間がPWM制御信号のオンの設定位置となるようにキャリアの周期を変更することにより、常にPWM制御信号のオンの設定位置で正しく回転子の位置検出ができるので回転子の位置検出の誤差がなく、乱調、騒音、振動などを防止又は低減できるという効果を有する。 According to the first and second aspects of the present invention, by changing the carrier cycle so that the next position detection estimated time becomes the ON setting position of the PWM control signal, the PWM control signal is always correctly set at the ON setting position. Since the position of the rotor can be detected, there is no error in detecting the position of the rotor, and it is possible to prevent or reduce turbulence, noise, vibration, and the like.
請求項3及び4記載の発明によれば、判定手段の結果に応じて前記位相差の算出方法を変える手段を設けたので、位相差の算出が簡単になり、また位相差の算出が必要ない場合には算出しないので、制御装置への負担を軽減することができるという効果を有する。 According to the third and fourth aspects of the invention, since the means for changing the calculation method of the phase difference according to the result of the determination means is provided, the calculation of the phase difference is simplified and the calculation of the phase difference is not necessary. Since the calculation is not performed in some cases, the load on the control device can be reduced.
前述したように、各相の端子には櫛歯状の電圧が現れておりPWM制御信号のオンの期間に基準電圧Bを超えたときは正確な検出信号を得ることができるが、PWM制御信号のオフの期間には端子に現れる電圧が基準電圧Bを超える点を正確に検出することができない。
本発明では、PWM制御信号のオフ期間に検出すべき位置がくると推定される場合に、PWM制御信号のオンの期間を移動して、回転子の位置検出を正しく行なう。PWM制御信号のオンの期間の移動は、推定した次回位置検出時間より前のキャリアの周期を変更することにより行なう。
As described above, a comb-like voltage appears at the terminals of each phase, and an accurate detection signal can be obtained when the reference voltage B is exceeded during the ON period of the PWM control signal. During the OFF period, the point at which the voltage appearing at the terminal exceeds the reference voltage B cannot be detected accurately.
In the present invention, when it is estimated that a position to be detected comes in the off period of the PWM control signal, the position of the rotor is correctly detected by moving the on period of the PWM control signal. Movement of the PWM control signal during the ON period is performed by changing the carrier period before the estimated next position detection time.
次に、本発明の実施例を説明する。
本発明のモータの制御装置の回路は、基本的な構成は図4に示した従来例と共通であり、この従来例と共通な部分については説明を省略する。
本発明のモータの制御装置が従来の回路構成と相違するのは、制御装置4を、前回の位置検出結果から基準位置を生成する手段と、この基準位置とモータの回転数から次回位置検出時刻を推定する手段と、この次回位置検出推定時刻と前記PWM制御信号のオンの設定位置との位相差を算出する手段と、前記次回位置検出推定時刻がPWM制御信号のオンの設定位置にあるか否かを判定する手段と、次回位置検出推定時間がPWM制御信号のオンの設定位置にない場合は、次回位置検出推定時刻がPWM制御信号のオンの中央となるように前記位相差分だけ位相をずらすために次回位置検出推定時刻より前の任意のキャリア1個の周期を変更する手段として機能させる点である。
Next, examples of the present invention will be described.
The circuit of the motor control device of the present invention has a basic configuration common to that of the conventional example shown in FIG. 4, and description of portions common to this conventional example is omitted.
The motor control device of the present invention is different from the conventional circuit configuration in that the
以下、本発明の実施例として、キャリアの周期を変更する工程について、図1(a)(b)、図2(a)(b)、図3(a)〜(f)に基づいてU相を例として詳しく説明する。
なお、工程(S0)〜(S6)までは、推定される次回位置検出時刻が三角波のどこに属するかに拘らず共通である。また、Sはステップを表し、それに続く数字はステップの番号を表す。
Hereinafter, as an embodiment of the present invention, a step of changing the carrier cycle is described with reference to FIGS. 1 (a) and 1 (b), FIGS. 2 (a) and 2 (b), and FIGS. 3 (a) to 3 (f). Will be described in detail as an example.
Steps (S0) to (S6) are common regardless of where the estimated next position detection time belongs in the triangular wave. S represents a step, and the subsequent number represents a step number.
(S0)制御装置4が比較器5Uから位置検出信号の入力を受けたことをもってキャリアの周期を変更する処理が開始される。
(S1)制御装置4が比較器5Uから位置検出信号の入力を受けた時刻である位置検出時刻Ti1を取得する。
(S2)制御装置4は、当該位置検出信号の入力時点のキャリア信号におけるキャリアの先頭の時刻(以下、基準時刻と呼ぶ)Ti0を取得し、基準時刻Ti0と位置検出時刻Ti1から位置検出時間t1を算出する。
(S3)制御装置4は、直近の位置検出から推測される次の位置検が行なわれるまでの時間間隔である理論区間時間t2を算出する。
(S0) The processing for changing the carrier cycle is started when the
(S1) The position detection time Ti1, which is the time when the
(S2) The
(S3) The
この理論区間時間t2の算出は、図3(b)に示すとおりである。
(S31)比較器5Uから入力される位置検出信号の時間間隔に基づいて算出されるモータの回転数とモータの局数から理論周波数=(回転数×(極数/2))を算出する。
(S32)理論周波数からさらに理論電気角周期=(1/理論周波数)を算出する。
(S33)理論区間時間t2=理論電気角周期×(60/360)を算出する。
The calculation of the theoretical interval time t2 is as shown in FIG.
(S31) Theoretical frequency = (number of revolutions × (number of poles / 2)) is calculated from the number of rotations of the motor calculated based on the time interval of the position detection signal input from the comparator 5U and the number of stations of the motor.
(S32) Theoretical electrical angle period = (1 / theoretical frequency) is further calculated from the theoretical frequency.
(S33) Theoretical interval time t2 = theoretical electrical angle period × (60/360) is calculated.
(S4)制御装置4において、理論区間時間t2が算出されると、次にこれまでに算出された位置検出時間t1及び理論区間時間t2より、次回位置検出位置推定時間t3=t1+理論区間時間t2を算出する。
(S5)次回位置検出推定時間t3が算出されると、次に制御装置4は、基準時刻Ti0から次回位置検出推定時刻Ti3までのキャリア数と後述する余剰時間Sを算出する。
(S4) When the theoretical interval time t2 is calculated in the
(S5) When the next position detection estimated time t3 is calculated, the
この余剰時間Sの算出は、図3(c)に示すとおりである。
(S51)PWM信号を生成するキャリア信号の周期Cは一定であるため、キャリア数N=次回位置検出推定時間t3/キャリア周期Cを算出する。ここで算出するキャリア数Nは、余りを除いた整数値をとる。
(S52)余剰期間S=次回位置検出推定時間t3−(キャリア周期C×キャリア数N)を算出する。余剰時間は工程S51でのキャリア数Nの算出結果の余りに該当する。
The calculation of the surplus time S is as shown in FIG.
(S51) Since the period C of the carrier signal for generating the PWM signal is constant, the number of carriers N = next position detection estimated time t3 / carrier period C is calculated. The number of carriers N calculated here takes an integer value excluding the remainder.
(S52) The surplus period S = next position detection estimated time t3- (carrier cycle C × number of carriers N) is calculated. The surplus time corresponds to the remainder of the calculation result of the number of carriers N in step S51.
(S6)余剰時間Sが算出されると、次に制御装置4は、この余剰時間Sとキャリア周期C/2とを比較する。その比較結果に基づいて以下に説明する3通り(S7、S8、S9)のいずれかのパラメータ処理が行なわれる。
(S7)工程S6の比較により余剰時間Sがキャリア周期C/2より大きい場合、換言すると、図1(a)にあるように次回位置検出予測時刻Ti3がキャリアの頂点より後ろにある場合、図3(d)に示す以下の処理が行なわれる。
(S71)余剰時間Sがキャリア周期C/2より大きい場合、余剰時間Sからキャリア周期C/2を減じることにより位相差Dを算出する。
(S72)変更キャリア周期C´=(キャリア周期C+(余剰時間S−キャリア周期C/2))を算出する。
(S73)次キャリア変更フラグをTRUEに設定、つまり次キャリア変更の実行フラグを設定する。
(S6) When the surplus time S is calculated, the
(S7) If the surplus time S is greater than the carrier period C / 2 by comparison in step S6, in other words, if the next position detection predicted time Ti3 is behind the top of the carrier as shown in FIG. The following processing shown in 3 (d) is performed.
(S71) When the surplus time S is larger than the carrier cycle C / 2, the phase difference D is calculated by subtracting the carrier cycle C / 2 from the surplus time S.
(S72) The changed carrier cycle C ′ = (carrier cycle C + (surplus time S−carrier cycle C / 2)) is calculated.
(S73) The next carrier change flag is set to TRUE, that is, the next carrier change execution flag is set.
(S8)工程S6の比較により余剰時間Sがキャリア周期C/2より小さい場合、換言すると、図2(a)にあるように次回位置検出予測時刻Ti3がキャリアの頂点より前にある場合、図3(e)に示す以下の処理が行なわれる。
(S81)余剰時間Sがキャリア周期C/2より小さい場合、キャリア周期/2から余剰時間Sを減じることにより位相差Dを算出する。
(S82)変更キャリア周期C´=(キャリア周期C−(余剰時間S−キャリア周期C/2))を算出する。
(S83)次キャリア変更フラグをTRUEに設定、つまり次キャリア変更の実行フラグを設定する。
(S8) If the surplus time S is smaller than the carrier period C / 2 by the comparison in step S6, in other words, as shown in FIG. 2A, the next position detection predicted time Ti3 is before the top of the carrier. The following processing shown in 3 (e) is performed.
(S81) When the surplus time S is smaller than the carrier period C / 2, the phase difference D is calculated by subtracting the surplus time S from the carrier period / 2.
(S82) The changed carrier cycle C ′ = (carrier cycle C− (surplus time S−carrier cycle C / 2)) is calculated.
(S83) The next carrier change flag is set to TRUE, that is, the next carrier change execution flag is set.
(S9)工程S6の比較により余剰時間Sがキャリア周期C/2と等しい場合、換言すると、次回位置検出予測時刻Ti3がキャリアの頂点にある場合、図3(f)に示す以下の処理が行なわれる。
(S91)次キャリア周期変更フラグをFALSEに設定、つまり次キャリア周期変更の実行フラグを非設定とする。
(S9) If the surplus time S is equal to the carrier cycle C / 2 by comparison in step S6, in other words, if the next position detection predicted time Ti3 is at the top of the carrier, the following processing shown in FIG. It is.
(S91) The next carrier cycle change flag is set to FALSE, that is, the next carrier cycle change execution flag is not set.
(S10)S7〜S9でパラメータの設定が行なわれると、制御装置4は、次キャリア変更フラグを判定し、判定結果に基づいてTRUEの場合は以下の処理を実行し、FALSEの場合は以下の処理をせずに終了(S13)する。
(S11)パラメータの設定において、キャリア変更フラグが「TRUE」である場合には、制御装置4は、変更キャリア周期C´の基づいて、図1(b)又は図2(b)に示すように、直近の位置検出時点のキャリアの次のキャリアについて1つのキャリアの周期を変更する。
(S12)次キャリア変更フラグを「FALSE」に設定する。
(S13)制御装置4によるキャリアの周期の変更処理を終了する。
そして、この周期を変更されたキャリアによりPWM制御信号のオンの期間が形成され、このPWM制御信号のオンの期間の中心で推定した次回位置検出時間Ti3が到来して正しく位置検出を行なう。
(S10) When the parameters are set in S7 to S9, the
(S11) In the parameter setting, when the carrier change flag is “TRUE”, the
(S12) The next carrier change flag is set to “FALSE”.
(S13) The carrier cycle changing process by the
Then, the PWM control signal ON period is formed by the carrier whose period has been changed, and the next position detection time Ti3 estimated at the center of the PWM control signal ON period arrives and correct position detection is performed.
以上で説明したキャリアの周期変更の処理は、U相の電気角150〜180度の期間、電気角330〜360度の期間、V相の電気角90〜120度の期間、電気角270〜300度の期間、W相の30〜60度の期間、210〜240度の期間のそれぞれの相の誘起電圧により位置検出を行い、電気角360度の間に6回の上述のキャリア周期変更の処理が行なわれる。
これにより正しく又は誤差を低減した6回の位置信号に従って、センサレスDCモータが駆動制御され、乱調、騒音、振動を防止又は低減する。
The carrier period changing process described above is performed in a period of 150 to 180 degrees in the electrical angle of the U phase, a period of 330 to 360 degrees in the electrical angle, a period of 90 to 120 degrees in the electrical angle in the V phase, and 270 to 300 in the electrical angle. The above-described carrier cycle change process is performed six times during an electrical angle of 360 degrees by performing position detection based on the induced voltage of each phase of the W phase, 30 to 60 degrees of the W phase, and 210 to 240 degrees. Is done.
As a result, the sensorless DC motor is driven and controlled according to the six position signals correctly or with reduced errors, thereby preventing or reducing turbulence, noise, and vibration.
以上の実施例では、推定した次回位置検出時刻Ti3がキャリアの前半にある場合にキャリア周期を小さくし、後半にある場合にはキャリア周期を大きくするようにしたが、本発明はこれに限られるものではなく、常に小さくするようにしても良いし、常に大きくするようにしても良い。この場合、推定した次回位置検出時刻Ti3がキャリアの中心に一致した場合も含めて一つのフローで同一の計算によって処理することができ、フローは単純化することができるが、常にキャリア周期の変更処理を行なうため、制御装置4への負荷は増大する。
In the above embodiment, the carrier period is reduced when the estimated next position detection time Ti3 is in the first half of the carrier, and is increased when it is in the second half, but the present invention is limited to this. Instead of something, it may be always made smaller or always made larger. In this case, even if the estimated next position detection time Ti3 coincides with the center of the carrier, it can be processed by the same calculation in one flow, and the flow can be simplified, but the carrier cycle is always changed. Since processing is performed, the load on the
1…モータ、2…インバータ、3…直流電源、4…制御装置、5U、5V、5W…比較器、6Up、6Un、6Vp、6Vn、6Wp、6Wn…スイッチング素子、7U…U相端子、7V…V相端子、7W…W相端子、8U…U相コイル、8U…V相コイル、8W…W相コイル、9…PWM信号発生器。
DESCRIPTION OF
Claims (4)
前記制御装置を、
前回の位置検出時刻とモータの回転数から次回位置検出時刻を推定する手段と、
この次回位置検出推定時刻と前記PWM制御信号のオンの設定位置との位相差を算出する手段と、
次回位置検出推定時刻がPWM制御信号のオンの設定位置となるように前記位相差分だけ位相をずらすために推定した次回位置検出時間より前のキャリアの周期を変更する手段として機能させるようにしたことを特徴とするモータの制御装置。 It has a rotor and a stator composed of coils of a plurality of phases, and controls rotation by sequentially applying a control voltage by PWM control to the stator, and is induced in a coil of a non-energized phase to which no control voltage is applied. In the control device for the sensorless DC motor for performing the rotation control by returning the rotor position detection time to the control device as a time at which the detected voltage and the reference voltage coincide with each other as a rotor position detection time,
The control device;
Means for estimating the next position detection time from the previous position detection time and the number of rotations of the motor;
Means for calculating a phase difference between the next position detection estimated time and the ON setting position of the PWM control signal;
It was made to function as a means for changing the carrier cycle before the next position detection time estimated to shift the phase by the phase difference so that the next position detection estimated time becomes the ON set position of the PWM control signal. A motor control device characterized by the above.
回転子の位置検出があったとき、当該位置検出時刻におけるPWM制御のキャリア信号の先頭の時刻を取得する基準時刻検出手段と、
前記基準時刻検出手段の検出結果、及び前記位置検出時刻に基づいて、PWM制御のキャリア信号の先頭から位置検出までの時間を算出する位置検出時間算出手段と、
モータの回転数と極数に基づいて2つの位置検出時刻の間の時間を算出する理論区間時間算出手段と、
前記基準時刻検出手段、位置検出時間算出手段及び理論区間時間算出手段の検出結果に基づいて、前記基準時刻から将来における直近の位置検出までの時間を算出する次回位置検出推定時間算出手段と、
前記次回位置検出推定時間算出手段での算出結果と、モータの制御指令電圧及びPWM制御のキャリア信号の周波数に基づいて将来における直近の位置検出推定時刻である次回位置検出推定時刻がPWM信号のオン区間に到来するか否かを判定する判定手段と、
前記判定手段により次回位置検出推定時刻とPWM信号のオン区間に到来しない場合に、次回位置検出推定時刻がPWM制御のキャリア波形の中心との位相差を算出する手段と、
当該位相差に基づいてキャリア信号の一部の周期を変更する手段としてとして機能させるようにしたことを特徴とするモータの制御装置。
ータの制御装置。 It has a rotor and a stator composed of coils of a plurality of phases, and controls rotation by sequentially applying a control voltage by PWM control to the stator, and is induced in a coil of a non-energized phase to which no control voltage is applied. In the control device for the sensorless DC motor for performing the rotation control by returning the rotor position detection time to the control device as a time at which the detected voltage and the reference voltage coincide with each other as a rotor position detection time,
A reference time detecting means for acquiring a leading time of a carrier signal for PWM control at the position detection time when the position of the rotor is detected;
Position detection time calculating means for calculating the time from the beginning of the carrier signal of PWM control to position detection based on the detection result of the reference time detection means and the position detection time;
Theoretical interval time calculating means for calculating a time between two position detection times based on the number of rotations and the number of poles of the motor;
Based on the detection results of the reference time detection means, the position detection time calculation means, and the theoretical interval time calculation means, a next position detection estimated time calculation means that calculates a time from the reference time to the most recent position detection in the future;
The next position detection estimated time, which is the most recent position detection estimated time in the future, is calculated based on the calculation result of the next position detection estimated time calculating means and the frequency of the motor control command voltage and the PWM control carrier signal. A determination means for determining whether or not to arrive in the section;
Means for calculating a phase difference between the next position detection estimated time and the center of the PWM control carrier waveform when the next position detection estimated time does not arrive in the ON section of the PWM signal by the determination means;
A motor control apparatus characterized in that it functions as means for changing a part of the period of a carrier signal based on the phase difference.
Data controller.
前記モータの制御装置は、
回転子の位置検出があったとき、当該位置検出時刻におけるPWM制御のキャリア信号の先頭の時刻を取得する基準時刻検出手段と、
前記基準時刻検出手段の検出結果、及び前記位置検出時刻に基づいて、PWM制御のキャリア信号の先頭から位置検出までの時間を算出する位置検出時間算出手段と、
モータの回転数と極数に基づいて2つの位置検出時刻の間の時間を算出する理論区間時間算出手段と、
前記基準時刻検出手段、位置検出時間算出手段及び理論区間時間算出手段の検出結果に基づいて、前記基準時刻から将来における直近の位置検出までの時間を算出する次回位置検出推定時間算出手段と、
前記次回位置検出推定時間算出手段での算出結果と、モータの制御指令電圧及びPWM制御のキャリア信号の周波数に基づいて将来における直近の位置検出推定時刻である次回位置検出推定時刻がPWM信号のオン区間の中心の前側で到来するか、後側で到来するか、又はオン区間の中心で到来するかを判定する手段と、
前記判定手段により次回位置検出推定時刻とPWM信号のオン区間に到来しない場合は、次回位置検出推定時刻がPWM制御のキャリア波形の中心との位相差を算出する手段と、
前記判定手段の結果に応じて前記位相差の算出方法を変える手段と、
当該位相差に基づいてキャリア信号の一部の周期を変更する手段としてとして機能させるようにしたことを特徴とするモータの制御装置。 It has a rotor and a stator composed of coils of a plurality of phases, and controls rotation by sequentially applying a control voltage by PWM control to the stator, and is induced in a coil of a non-energized phase to which no control voltage is applied. In the control device for the sensorless DC motor for performing the rotation control by returning the rotor position detection time to the control device as a time at which the detected voltage and the reference voltage coincide with each other as a rotor position detection time,
The motor control device comprises:
A reference time detecting means for acquiring a leading time of a carrier signal for PWM control at the position detection time when the position of the rotor is detected;
Position detection time calculating means for calculating the time from the beginning of the carrier signal of PWM control to position detection based on the detection result of the reference time detection means and the position detection time;
Theoretical interval time calculating means for calculating a time between two position detection times based on the number of rotations and the number of poles of the motor;
Based on the detection results of the reference time detection means, the position detection time calculation means, and the theoretical interval time calculation means, a next position detection estimated time calculation means that calculates a time from the reference time to the most recent position detection in the future;
The next position detection estimated time, which is the most recent position detection estimated time in the future, is calculated based on the calculation result of the next position detection estimated time calculating means and the frequency of the motor control command voltage and the PWM control carrier signal. Means for determining whether to arrive at the front of the section center, at the back side, or at the center of the on section;
Means for calculating a phase difference between the next position detection estimated time and the center of the PWM control carrier waveform when the determination means does not arrive at the next position detection estimated time and the ON section of the PWM signal;
Means for changing the calculation method of the phase difference according to the result of the determination means;
A motor control apparatus characterized in that it functions as means for changing a part of the period of a carrier signal based on the phase difference.
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Cited By (1)
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2011
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WO2019225486A1 (en) * | 2018-05-22 | 2019-11-28 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | Motor driving device and refrigerator using same |
CN111886791A (en) * | 2018-05-22 | 2020-11-03 | 松下知识产权经营株式会社 | Motor driving device and refrigerator using the same |
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