JP2012178858A - Cross-point detection circuit of receiving optical signal and optical receiving apparatus using the same - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、受信光信号のクロスポイント検出回路およびそれを用いた光受信装置に関する。ここで、クロスポイントとは、信号識別時点の波形を重ねたアイパターンを形成する、光信号の立ち上がりと立ち下がりとの交点をいう。 The present invention relates to a cross point detection circuit for a received optical signal and an optical receiver using the same. Here, the cross point refers to the intersection of the rise and fall of the optical signal that forms an eye pattern in which the waveforms at the time of signal identification are superimposed.
これまで光ファイバ伝送は時分割多重による高速化が図られてきたが、光ファイバの波長分散等により伝送距離が制限されるという問題が顕在化してきている。この問題を解決する1つの手段として分散補償ファイバなどの分散補償デバイスを用いることが考えられるが、装置サイズ・装置コスト・付加的な損失の観点からできれば使用を回避することが望ましい。その1つの解決策として光デュオバイナリ伝送方式が提案されており、その効果は広く実証されているところである(例えば、非特許文献1参照)。 Up to now, the speed of optical fiber transmission has been increased by time division multiplexing, but the problem that the transmission distance is limited by the chromatic dispersion of the optical fiber has become apparent. As one means for solving this problem, it is conceivable to use a dispersion compensation device such as a dispersion compensation fiber. However, it is desirable to avoid the use if possible from the viewpoint of device size, device cost, and additional loss. As one of the solutions, an optical duobinary transmission system has been proposed, and the effect has been widely demonstrated (for example, see Non-Patent Document 1).
光デュオバイナリ信号の波長分散耐力性能を向上する手法として電気的波形等化回路を併用する方式が提案されている(例えば、非特許文献2参照)。電気的波形等化回路を用いる光受信装置の構成例を図25に示す。受信した光信号はアバランシェ・フォトダイオード(APD)1で光電流信号に変換される。光電流信号はAPDlの後段に接続されたトランスインピーダンス型増幅器(TIA)2に入力されて電圧信号に変換される。この電圧信号はAC結合回路4−1でDC(直流)成分を遮断され、電気的波形等化回路(EQ)5に入力されて波形整形される。 As a method for improving the chromatic dispersion tolerance performance of an optical duobinary signal, a method using an electrical waveform equalization circuit has been proposed (see, for example, Non-Patent Document 2). FIG. 25 shows a configuration example of an optical receiver using an electrical waveform equalization circuit. The received optical signal is converted into a photocurrent signal by an avalanche photodiode (APD) 1. The photocurrent signal is input to a transimpedance amplifier (TIA) 2 connected to the subsequent stage of APD1 and converted into a voltage signal. This voltage signal has its DC (direct current) component cut off by the AC coupling circuit 4-1, and is input to the electrical waveform equalization circuit (EQ) 5 for waveform shaping.
波形整形された電気信号は、後段のAC結合回路4−2を通った後、クロック・データ再生回路(CDR)6で識別再生され、復調データ信号として出力される。ここでは電気的波形等化回路5のタップ係数は、タップ電圧制御回路50によって制御される。このとき、タップ電圧制御回路50が制御するタップ係数は、外部からの制御信号で制御するか、初期設定された後は半固定で使用される。
The waveform-shaped electric signal passes through an AC coupling circuit 4-2 at the subsequent stage, and is then identified and reproduced by a clock / data reproduction circuit (CDR) 6 and output as a demodulated data signal. Here, the tap coefficient of the electrical
一方、変動する伝送路特性を検出するための波形モニタ回路が提案されている(例えば、非特許文献3参照)。その波形モニタ回路の構成例を図26に示す。受信した光信号はフォトディテクタ(PD)60で電気信号(Din)に変換され、Dフリップフロップ(DFF)61で非同期クロックでサンプリングされる。DFF61の出力(Dout)は低域通過フィルタ(LPF)63で平滑化されてアナログ/ディジタル変換器(ADC)64でディジタル信号に変換されてパーソナル・コンピュータ(PC)66に入力される。PC66では、ディジタル/アナログ変換器(DAC)65を介してDFF61にリファレンス電圧(Vref)を与えると共に、入力されたデータからヒストグラムを計算して波形品質をモニタする。
On the other hand, a waveform monitor circuit for detecting a changing transmission line characteristic has been proposed (see, for example, Non-Patent Document 3). A configuration example of the waveform monitor circuit is shown in FIG. The received optical signal is converted into an electric signal (D in ) by a photodetector (PD) 60 and sampled by an asynchronous clock by a D flip-flop (DFF) 61. The output (D out ) of the DFF 61 is smoothed by a low-pass filter (LPF) 63, converted into a digital signal by an analog / digital converter (ADC) 64, and input to a personal computer (PC) 66. The PC 66 supplies a reference voltage (V ref ) to the
しかしながら、電気的波形等化回路のタップ係数を半固定で使用する場合は、信号経路が切り替わり伝送路の波長分散が変化する場合などに対応することが困難であった。また、電気的波形等化回路のタップ係数を外部から制御する場合は、設定値を決めるために別の手段で伝送路の波長分散などの情報を取得する必要があり、システムの簡素化・小型化・低コスト化が困難であった。 However, when the tap coefficient of the electrical waveform equalization circuit is used at a semi-fixed level, it is difficult to cope with the case where the signal path is switched and the chromatic dispersion of the transmission path is changed. Also, when externally controlling the tap coefficient of the electrical waveform equalization circuit, it is necessary to acquire information such as chromatic dispersion of the transmission line by another means in order to determine the set value. It was difficult to reduce the cost and cost.
また、サンプリングとA/D(アナログ/ディジタル)変換によるヒストグラム計算を用いた波形モニタを用いる場合は、高速クロック源、高速DFF、高速演算回路が必要となり、システムの簡素化・小型化・低コスト化が困難であった。 In addition, when using a waveform monitor that uses histogram calculation by sampling and A / D (analog / digital) conversion, a high-speed clock source, a high-speed DFF, and a high-speed arithmetic circuit are required, simplifying the system, reducing the size, and reducing the cost. It was difficult to convert.
本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、主に光伝送路の波長分散による受信光信号のクロスポイントの変化を簡易に検出できるクロスポイント検出回路と、このクロスポイント検出回路で検出されたクロスポイント値に基づき、電気的波形等化回路もしくは光学的波形分散補償手段を最適にしかも簡易に制御する光受信装置とを提供することにある。 The present invention has been made in view of such a problem, and an object of the present invention is to provide a crosspoint detection circuit that can easily detect a change in a crosspoint of a received optical signal mainly due to wavelength dispersion in an optical transmission line. Another object of the present invention is to provide an optical receiver that optimally and easily controls an electrical waveform equalization circuit or optical waveform dispersion compensation means based on the crosspoint value detected by the crosspoint detection circuit.
本発明は、受信光信号を電気信号に変換する光電変換手段と、この光電変換手段から出力された電気信号のDC成分を遮断するAC結合手段と、このAC結合手段から出力される電気信号にバイアス電圧を重畳するバイアス電圧重畳手段と、上記バイアス電圧重畳手段の出力信号の利得を制御する自動利得制御回路と、上記自動利得制御回路のDC結合された出力信号を入力とする平均電圧検出手段と、上記平均電圧検出手段の出力値を出力する出力端子とを備えることを特徴とする受信光信号のクロスポイント検出回路である。 The present invention includes a photoelectric conversion unit that converts a received optical signal into an electrical signal, an AC coupling unit that blocks a DC component of the electrical signal output from the photoelectric conversion unit, and an electrical signal output from the AC coupling unit. Bias voltage superimposing means for superimposing the bias voltage, an automatic gain control circuit for controlling the gain of the output signal of the bias voltage superimposing means, and an average voltage detecting means for receiving the DC-coupled output signal of the automatic gain control circuit And an output terminal for outputting the output value of the average voltage detecting means.
あるいは、本発明は、受信光信号を電気信号に変換する光電変換手段と、上記受信光信号の平均パワーを検出する光平均パワー検出手段と、上記光電変換手段から出力される電気信号のDC成分を遮断するAC結合手段と、このAC結合手段から出力される電気信号にバイアス電圧を重畳するバイアス電圧重畳手段と、このバイアス電圧重畳手段の出力信号の利得を制御する自動利得制御回路と、この自動利得制御回路のDC結合された出力信号の平均電圧を検出する平均電圧検出手段と、上記光平均パワー検出手段により検出された光平均パワーと上記平均電圧検出手段により検出された平均電圧とを入力する演算手段と、この演算手段の出力値を出力する出力端子とを備え、上記演算手段は上記平均電圧に比例した値を上記光平均パワーによって補正することを特徴とする受信光信号のクロスポイント検出回路である。 Alternatively, the present invention provides a photoelectric conversion unit that converts a received optical signal into an electrical signal, an optical average power detection unit that detects an average power of the received optical signal, and a DC component of the electrical signal output from the photoelectric conversion unit. AC coupling means for cutting off the bias, bias voltage superimposing means for superimposing a bias voltage on the electric signal output from the AC coupling means, an automatic gain control circuit for controlling the gain of the output signal of the bias voltage superimposing means, and An average voltage detecting means for detecting an average voltage of the DC-coupled output signal of the automatic gain control circuit, an optical average power detected by the optical average power detecting means, and an average voltage detected by the average voltage detecting means. A calculating means for inputting, and an output terminal for outputting an output value of the calculating means, wherein the calculating means sets a value proportional to the average voltage to the optical average power. Thus the cross point detection circuit of the received optical signal and correcting.
あるいは、本発明は、受信光信号を電気信号に変換する光電変換手段と、この光電変換手段から出力された電気信号のDC成分を遮断するAC結合手段と、このAC結合手段の出力信号の利得を制御する自動利得制御回路と、この自動利得制御回路のDC結合された出力信号を入力とする平均電圧検出手段と、この平均電圧検出手段の出力値を出力する出力端子とを備え、上記自動利得制御回路の入力振幅と出力振幅との関係が非線形であることを特徴とする受信光信号のクロスポイント検出回路である。 Alternatively, the present invention provides a photoelectric conversion unit that converts a received optical signal into an electrical signal, an AC coupling unit that blocks a DC component of the electrical signal output from the photoelectric conversion unit, and a gain of an output signal of the AC coupling unit. An automatic gain control circuit for controlling the automatic gain control circuit, an average voltage detection means for receiving a DC coupled output signal of the automatic gain control circuit, and an output terminal for outputting an output value of the average voltage detection means. A cross-point detection circuit for a received optical signal, wherein a relationship between an input amplitude and an output amplitude of a gain control circuit is nonlinear.
あるいは、本発明は、受信光信号を電気信号に変換する光電変換手段と、上記受信光信号の平均パワーを検出する光平均パワー検出手段と、上記光電変換手段から出力された電気信号のDC成分を遮断するAC結合手段と、このAC結合手段の出力信号の利得を制御する、非線形な入出力振幅特性を持つ自動利得制御回路と、上記自動利得制御回路のDC結合された出力信号を入力とする平均電圧検出手段と、上記光平均パワー検出手段により検出された光平均パワーと上記平均電圧検出手段により検出された平均電圧とを入力とする演算手段と、この演算手段の出力値を出力する出力端子とを備え、上記演算手段は、上記平均電圧に比例した値を上記光平均パワーによって補正することを特徴とする受信光信号のクロスポイント検出回路である。 Alternatively, the present invention provides a photoelectric conversion unit that converts a received optical signal into an electrical signal, an optical average power detection unit that detects an average power of the received optical signal, and a DC component of the electrical signal output from the photoelectric conversion unit. AC coupling means for cutting off, an automatic gain control circuit having non-linear input / output amplitude characteristics for controlling the gain of the output signal of the AC coupling means, and a DC-coupled output signal of the automatic gain control circuit as an input Average voltage detecting means, calculating means for inputting the optical average power detected by the optical average power detecting means and the average voltage detected by the average voltage detecting means, and outputting an output value of the calculating means A cross-point detection circuit for a received optical signal, wherein the arithmetic means corrects a value proportional to the average voltage by the optical average power. That.
あるいは、本発明は、受信光信号を電気信号に変換する光電変換手段と、この光電変換手段から出力された電気信号のDC成分を遮断するAC結合手段と、このAC結合手段から出力される電気信号を増幅するリミッタ増幅回路と、このリミッタ増幅回路のDC結合された出力信号を入力とする平均電圧検出手段と、この平均電圧検出手段の出力値を出力する出力端子とを備えることを特徴とする受信光信号のクロスポイント検出回路である。 Alternatively, the present invention provides a photoelectric conversion unit that converts a received optical signal into an electrical signal, an AC coupling unit that blocks a DC component of the electrical signal output from the photoelectric conversion unit, and an electrical output that is output from the AC coupling unit. A limiter amplifier circuit for amplifying a signal, an average voltage detection means for receiving a DC-coupled output signal of the limiter amplifier circuit, and an output terminal for outputting an output value of the average voltage detection means It is a cross point detection circuit of the received optical signal.
また、本発明を光受信装置としての観点から観ると、本発明は、本発明の受信光信号のクロスポイント検出回路と、前記光電変換手段から出力される電気信号波形を等化する電気的波形等化手段と、この電気的波形等化手段の出力信号を識別再生する識別再生手段とを備え、前記クロスポイント検出回路を構成する前記自動利得制御回路の出力信号を少なくとも2つに分岐し、その1つを前記電気的波形等化手段への入力とし、前記クロスポイント検出回路の出力値を用いて、前記電気的波形等化手段の等化特性を最適制御することを特徴とする光受信装置である。 Further, when the present invention is viewed from the viewpoint of an optical receiver, the present invention provides an electrical waveform that equalizes the received signal crosspoint detection circuit of the present invention and the electrical signal waveform output from the photoelectric conversion means. An equalization means and an identification reproduction means for identifying and reproducing the output signal of the electrical waveform equalization means, and branching the output signal of the automatic gain control circuit constituting the crosspoint detection circuit into at least two; One of them is used as an input to the electrical waveform equalization means, and the equalization characteristic of the electrical waveform equalization means is optimally controlled using the output value of the crosspoint detection circuit. Device.
あるいは、本発明は、本発明の受信光信号のクロスポイント検出回路と、前記光電変換手段から出力される電気信号波形を等化する電気的波形等化手段と、前記電気的波形等化手段の出力信号を識別再生する識別再生手段とを備え、前記クロスポイント検出回路の出力値を用いて、前記電気的波形等化手段の等化特性を最適制御することを特徴とする光受信装置である。 Alternatively, the present invention provides a cross-point detection circuit for a received optical signal according to the present invention, an electrical waveform equalizing unit for equalizing an electrical signal waveform output from the photoelectric conversion unit, and an electrical waveform equalizing unit. And an identification reproducing unit for identifying and reproducing the output signal, wherein the equalization characteristic of the electrical waveform equalizing unit is optimally controlled using the output value of the crosspoint detection circuit. .
あるいは、本発明は、本発明の受信光信号のクロスポイント検出回路と、前記光電変換手段に入力される受信光信号に波長分散を与える光学的波長分散補償手段と、前記光電変換手段から出力される電気信号波形を等化する電気的波形等化手段と、前記電気的波形等化手段の出力信号を識別再生する識別再生手段とを備え、前記クロスポイント検出回路の出力値を用いて、前記光学的波長分散補償手段の波長分散値および電気的波形等化手段の等化特性の少なくとも一方を最適制御することを特徴とする光受信装置である。 Alternatively, the present invention provides a cross-point detection circuit for a received optical signal according to the present invention, an optical chromatic dispersion compensation unit for giving chromatic dispersion to a received optical signal input to the photoelectric conversion unit, and an output from the photoelectric conversion unit. Electrical waveform equalization means for equalizing the electrical signal waveform and identification reproduction means for identifying and reproducing the output signal of the electrical waveform equalization means, and using the output value of the crosspoint detection circuit, An optical receiver characterized by optimally controlling at least one of a chromatic dispersion value of an optical chromatic dispersion compensation means and an equalization characteristic of an electrical waveform equalization means.
例えば、前記電気的波形等化手段が、フィード・フォワード・イコライザ(FFE)、または、ディシジョン・フィードバック・イコライザ(DFE)、または、FFE+DFEであり、前記クロスポイント検出回路の出力値を用いて、前記FFE、または、DFE、または、FFE+DFEのタップ係数を最適制御することを特徴とする。または、前記電気的波形等化手段が、入力信号波形を等化する波形等化モードと、入力信号波形をそのまま通過させるスルーモードとを備え、前記クロスポイント検出回路の出力値を用いて、前記電気信号等化手段の前記波形等化モードと前記スルーモードとを切替えることができる。 For example, the electrical waveform equalization means is a feed forward equalizer (FFE), a decision feedback equalizer (DFE), or FFE + DFE, and using the output value of the crosspoint detection circuit, It is characterized by optimally controlling the tap coefficient of FFE, DFE, or FFE + DFE. Alternatively, the electrical waveform equalization means includes a waveform equalization mode for equalizing the input signal waveform and a through mode for allowing the input signal waveform to pass through as it is, and using the output value of the crosspoint detection circuit, The waveform equalization mode and the through mode of the electrical signal equalization means can be switched.
あるいは、本発明は、本発明の受信光信号のクロスポイント検出回路と、前記光電変換手段に入力される受信光信号に波長分散を与える光学的波長分散補償手段と、前記光電変換手段から出力される電気信号を識別再生する識別再生手段とを備え、前記クロスポイント検出回路の出力値を用いて、前記光学的波長分散補償手段の波長分散値を最適制御することを特徴とする光受信装置である。 Alternatively, the present invention provides a cross-point detection circuit for a received optical signal according to the present invention, an optical chromatic dispersion compensation unit for giving chromatic dispersion to a received optical signal input to the photoelectric conversion unit, and an output from the photoelectric conversion unit. An optical reproducing apparatus comprising: an identification reproduction means for identifying and reproducing an electrical signal, wherein the chromatic dispersion value of the optical chromatic dispersion compensation means is optimally controlled using an output value of the crosspoint detection circuit. is there.
本発明によれば、主に光伝送路の受信光信号のクロスポイント検出を簡易に実現でき、それによって光伝送路の状態に最適に対応できる光受信装置を簡易に提供することが可能になる。 According to the present invention, it is possible to easily realize a cross-point detection of a received optical signal mainly on an optical transmission path, and thereby to easily provide an optical receiving apparatus that can optimally cope with the state of the optical transmission path. .
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。
(光受信装置の第一の実施形態)
本発明の第一の実施形態に係る光受信装置を図1を参照して説明する。図1は、第一の実施形態の光受信装置の構成例を示す図である。受信した光信号はアバランシェ・フォトダイオード(APD)1で光電流信号に変換される。光電流信号はAPDlの後段に接続されたトランスインピーダンス型増幅器(TIA)2に入力され、電圧信号に変換される。ここまでは通常DC結合で接続される。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
(First embodiment of optical receiver)
An optical receiver according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of the optical receiving apparatus according to the first embodiment. The received optical signal is converted into a photocurrent signal by an avalanche photodiode (APD) 1. The photocurrent signal is input to a transimpedance amplifier (TIA) 2 connected to the subsequent stage of APD1 and converted into a voltage signal. Up to this point, it is usually connected by DC coupling.
すなわち、光信号パワーがある瞬間に光電流が流れTIA出力電位がグランドレベルに対して発生し、光信号パワーがない瞬間には光電流が流れず、従って、TIA出力電圧はグランドレベル(0V)となる。この電気信号はクロスポイント(XP)検出回路3−1に入力される。XP検出回路3−1は、この電気信号のクロスポイントを検出して対応する電圧を出力すると共に、この電気信号自体を主信号として出力する。 That is, a photocurrent flows at a moment when the optical signal power is present, a TIA output potential is generated with respect to the ground level, and a photocurrent does not flow at a moment when there is no optical signal power, and therefore, the TIA output voltage is the ground level (0 V). It becomes. This electrical signal is input to the cross point (XP) detection circuit 3-1. The XP detection circuit 3-1 detects a cross point of the electric signal and outputs a corresponding voltage, and outputs the electric signal itself as a main signal.
XP検出回路3−1は内部で、出力するこの主信号の振幅を後段に接続される電気的波形等化回路(EQ)5の入力に適した値に調整してもよいし、調整しなくてもよい。調整しない場合は、電気的波形等化回路5内部に設けられた自動利得調整回路(AGC)で最適な振幅に調整される。なお、XP検出回路3−1の出力は、AC結合回路4−1によりDC成分が遮断される。
The XP detection circuit 3-1 may or may not adjust the amplitude of the main signal to be output to a value suitable for the input of the electrical waveform equalization circuit (EQ) 5 connected to the subsequent stage. May be. If not adjusted, an automatic gain adjustment circuit (AGC) provided in the electrical
電気的波形等化回路5は、例えば、図2に示すようなフィード・フォワード・イコライザ(FFE)や図3に示すようなディシジョン・フィードバック・イコライザ(DFE)や図4に示すようなFFE+DFEなどの回路で実現される。なお、図2〜図4において、“Delay”は遅延回路、“CDR”はクロック・データ再生回路、“×”は乗算器、“+”は加算器である。これら電気的波形等化回路は、図2、図4に示すタップ係数(b0、c0、cl、c2)を調整することによりその特性を調整することができる。また、電気的波形等化回路は波形等化を行わないスルーモードを持っているものでもよい。
The electric
図5にスルーモードを持っているFFE回路の例を示す。“Selector”は、選択回路であり、スルーモードと波形等化実施モードとを切り替えることができる。光伝送路の状態によっては波形等化を実施しない方が特性が良い場合が考えられるため、その場合にはスルーモードを使って電気的波形等化回路をスルーさせることが効果的である。例えば、タップ係数(c0、cl、c2)のいずれか1つを“1”とし、残りを“0”とすることにより波形等化機能をOFFにすることができるが、スルーモードを採用することにより電気的波形等化回路を通過する際の劣化を回避することができる。 FIG. 5 shows an example of an FFE circuit having a through mode. “Selector” is a selection circuit, and can switch between a through mode and a waveform equalization execution mode. Depending on the state of the optical transmission line, there may be a case where it is better not to perform waveform equalization. In that case, it is effective to use the through mode to let the electrical waveform equalization circuit pass through. For example, the waveform equalization function can be turned off by setting any one of the tap coefficients (c 0 , c l , c 2 ) to “1” and the rest to “0”. By adopting it, it is possible to avoid deterioration when passing through the electrical waveform equalization circuit.
XP検出回路3−1では信号波形のクロスポイント位置に対応した電圧値を検出し、最適制御回路8に入力する。最適制御回路8では、予め測定しておいた電気信号のクロスポイントの位置での最適なタップ係数に対応するタップ電圧を電気的波形等化回路5に与えるようにタップ電圧制御回路7に指示を出す。電気的波形等化回路5から出力された信号は、後段のAC結合回路4−2を通った後、クロック・データ再生回路(CDR)6で識別再生され、復調データ信号として出力される。
The XP detection circuit 3-1 detects a voltage value corresponding to the cross point position of the signal waveform and inputs it to the
光受信波形のクロスポイントは、主に光伝送路の波長分散に依存する。特に、波長分散耐力の高い光デュオバイナリ信号では、その傾向が顕著に現れる。その様子を図6に示す。図6の横軸は時間であり、縦軸は波長分散の強度である。図6(a)は波長分散が0ps/nmの場合である。図6(b)は波長分散が800ps/nmの場合である。図6(c)は波長分散が1590ps/nmの場合である。図6(d)は波長分散が2360ps/nmの場合である。波長分散が小さいときはクロスポイントが50%より上側にあり、波長分散が大きくなると徐々にクロスポイントが下がって行き、波長分散が2360ps/nmのときにはクロスポイントがゼロレベル近傍まで下がることがわかる。
(クロスポイント検出回路の第一の実施形態)
The cross point of the optical reception waveform mainly depends on the chromatic dispersion of the optical transmission line. In particular, the tendency appears remarkably in an optical duobinary signal having a high chromatic dispersion tolerance. This is shown in FIG. The horizontal axis in FIG. 6 is time, and the vertical axis is the intensity of chromatic dispersion. FIG. 6A shows the case where the chromatic dispersion is 0 ps / nm. FIG. 6B shows the case where the chromatic dispersion is 800 ps / nm. FIG. 6C shows the case where the chromatic dispersion is 1590 ps / nm. FIG. 6D shows the case where the chromatic dispersion is 2360 ps / nm. It can be seen that when the chromatic dispersion is small, the cross point is above 50%, the cross point gradually decreases as the chromatic dispersion increases, and when the chromatic dispersion is 2360 ps / nm, the cross point decreases to near zero level.
(First Embodiment of Crosspoint Detection Circuit)
本発明の第一の実施形態に係るクロスポイント検出回路を図7を参照して説明する。図7は、第一の実施形態のクロスポイント検出回路の構成例を示す図である。本構成例では、DC結合された受信電気信号を2つに分岐し、その一方を電気的波形等化回路5に供給するために出力し、もう一方をAC結合回路10でDC成分を遮断し、バイアス印加回路11によりバイアス電圧Vbiasを与える。バイアス電圧を与えられた電気信号は、自動利得制御(AGC)増幅回路12に入力される。AGC増幅回路12では出力信号のピーク電圧が一定になるように利得が制御されて出力される。出力された信号は平均電圧検出手段13で平均電圧を検出され、これがクロスポイントに対応した値となる。
A crosspoint detection circuit according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example of the crosspoint detection circuit according to the first embodiment. In this configuration example, a DC-coupled received electrical signal is branched into two, and one of them is output to be supplied to the electrical
その動作を図面を参照して詳細に説明する。図8はAGC増幅回路12の入出力波形を模式的に描いたものである。図8(a)はクロスポイント値が50%の場合(XP=50%)を示し、図8(b)はクロスポイント値が50%より小さい場合(XP<50%)を示す。それぞれ左側の波形がAGC増幅回路入力波形、右側がAGC増幅回路出力波形である。簡単のためクロスポイントが50%のときのAGC増幅回路12の利得を“1”としている。同じ平均受信信号パワーの場合には、クロスポイント値が小さくなるとAGC増幅回路12の入力信号のピーク値が大きくなる。これは同じ平均パワーのRZ(Return to Zero)信号はNRZ(Non Return to Zero)信号に対して高いピークパワーを持つことと同様に理解することができる。
The operation will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 8 schematically shows input / output waveforms of the
AGC増幅回路12では出力波形のピーク電圧を一定に保つように帰還制御がかかるので、クロスポイント値が小さい場合、すなわち、AGC増幅回路入力信号波形のピーク値が高い場合には、AGC増幅回路12の利得は小さくなる。このときAGC増幅回路12の入力信号に与えたバイアス電圧Vbiasも信号と同時に増幅されるため、利得の変化の影響を受ける。利得G=1のときの出力DCレベルをVdc、利得G<1のときの出力DCレベルをVdc’とすると、Vdc>Vdc’
となる。従って、AGC増幅回路12の出力信号の平均電圧を検出することにより、クロスポイント値に対応する電圧を検出することができる。本実施形態の場合は、クロスポイント値が小さくなると検出される電圧は小さくなる。
Since feedback control is applied so that the peak voltage of the output waveform is kept constant in the
It becomes. Therefore, the voltage corresponding to the cross point value can be detected by detecting the average voltage of the output signal of the
しかし、クロスポイント値として検出される値は、AGC増幅回路12への入力信号のレベルが変化するとクロスポイントが変わらなくても変化してしまう。その様子を図9に模式的に示す。図9(a)はAGC増幅回路入力信号の振幅が小さい場合を示し、図9(b)はAGC増幅回路入力信号の振幅が大きい場合を示す。それぞれ左側の波形がAGC増幅回路入力波形であり、右側がAGC増幅回路出力波形である。簡単のためAGC増幅回路入力信号の振幅が小さい場合のAGC増幅回路12の利得を“1”としている。クロスポイントが50%で変わらなくても、AGC増幅回路12の入力信号の振幅が変化すると、クロスポイント値として検出される電圧値が変化することが分かる(Vdc>Vdc’)。この問題を解決するための方法を以下にクロスポイント検出回路の第二の実施形態とし
て説明する。
(クロスポイント検出回路の第二の実施形態)
However, the value detected as the crosspoint value changes even if the crosspoint does not change when the level of the input signal to the
(Second Embodiment of Crosspoint Detection Circuit)
本発明の第二の実施形態に係るクロスポイント検出回路を図10を参照して説明する。図10は、第二の実施形態のクロスポイント検出回路の構成例を示す図である。本構成例では、前述のAGC増幅回路入力信号振幅依存性の問題を解決し、受信信号レベルの広いダイナミックレンジで動作するクロスポイント検出回路を提供することができる。 A crosspoint detection circuit according to a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration example of the cross point detection circuit according to the second embodiment. In this configuration example, the above-described problem of the AGC amplifier circuit input signal amplitude dependency can be solved, and a crosspoint detection circuit that operates in a wide dynamic range of the received signal level can be provided.
本構成例が図7の構成例と異なるところは、受信電気信号をいったん2つに分岐した後、AC結合回路10に入力する前に再び分岐し、分岐した信号の平均電圧(Vave)を平均電圧検出回路14で検出し、演算回路15において、平均電圧(Vave)とAGC増幅回路出力のDCレベルに相当する電圧値(Vdc)との積を求めてクロスポイント値として出力するところである。受信光信号のパワーが増加してAGC増幅回路12の入力信号の振幅が増加するとAGC増幅回路12の利得が逆比例して小さくなるため、AGC増幅回路12の入力信号の振幅に相当する電圧値(Vave)でAGC増幅回路出力のDCレベル
(Vdc)を補正することにより、AGC増幅回路12の入力信号の振幅依存性を解消することができる。
(光受信装置の第二の実施形態)
This configuration example is different from the configuration example of FIG. 7 in that the received electrical signal is once branched into two and then branched again before being input to the
(Second embodiment of optical receiver)
本発明の第二の実施形態に係る光受信装置を図11を参照して説明する。図11は、第二の実施形態の光受信装置の構成例を示す図である。本構成例が図1に示す構成例と異なるところは、APDlに流れる平均光電流をXP検出回路3−2に入力している点である。XP検出回路3−2では、この平均光電流を用いてクロスポイント値の補正を行う。
(クロスポイント検出回路の第三の実施形態)
An optical receiving apparatus according to the second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 11 is a diagram illustrating a configuration example of the optical receiver according to the second embodiment. This configuration example is different from the configuration example shown in FIG. 1 in that an average photocurrent flowing through the APD1 is input to the XP detection circuit 3-2. The XP detection circuit 3-2 corrects the cross point value using this average photocurrent.
(Third embodiment of cross-point detection circuit)
本発明の第三の実施形態に係るクロスポイント検出回路を図12を参照して説明する。図12は、第三の実施形態のクロスポイント検出回路の構成例を示す図である。本構成例が図10の構成例と異なるところは、受信電気信号を分岐し、その平均電圧を平均電圧検出回路で検出するのではなく、APDlからの平均光電流を平均光電流検出回路16で直接検出するところである。ただし、平均光電流検出回路16の出力は電圧値(Vave)として出力される。
A crosspoint detection circuit according to a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration example of the cross point detection circuit according to the third embodiment. This configuration example differs from the configuration example of FIG. 10 in that the received electric signal is branched and the average voltage is not detected by the average voltage detection circuit, but the average photocurrent from the APDL is detected by the average
演算回路15では、平均光電流検出回路16により検出された平均光電流値に相当する電圧値(Vave)でAGC増幅回路出力のDCレベルに相当する電圧値(Vdc)との積を求めてクロスポイント値として出力する。受信光信号のパワーが増加してAGC増幅回路12の入力信号の振幅が増加するとAGC増幅回路12の利得が逆比例して小さくなるため、AGC増幅回路12の入力信号の振幅に相当する電圧値(Vave)でAGC増幅回路出力のDCレベル(Vdc)を補正することにより、AGC増幅回路12の入力信号の振幅依存性を解消することができる。
(クロスポイント検出回路の第四の実施形態)
The
(Fourth Embodiment of Crosspoint Detection Circuit)
本発明の第四の実施形態に係るクロスポイント検出回路を図13を参照して説明する。図13は、第四の実施形態のクロスポイント検出回路の構成例を示す図である。本構成例は、図7に示した第一の実施形態に係る構成例のAC結合回路以降の部分をより具体的な回路で記述したものであり、一般的に用いられる差動構成をとっている。受信電気信号は差動信号(VIP、VIN)で記述され、それぞれAC結合回路10とバイアス印加回路11とを介してAGC増幅回路12に入力される。
A crosspoint detection circuit according to a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 13 is a diagram illustrating a configuration example of the cross point detection circuit according to the fourth embodiment. In this configuration example, the part after the AC coupling circuit of the configuration example according to the first embodiment shown in FIG. 7 is described with a more specific circuit, and a differential configuration generally used is taken. Yes. The received electrical signal is described as a differential signal (V IP , V IN ) and is input to the
AGC入力信号には、バイアス印加回路11によって差動信号間オフセットΔVOFFが与えられる。Vccは回路の電源電圧である。AGC増幅回路12は、利得制御アンプ20、平均化回路22、トップホールド回路23および差動アンプ21で構成されている。平均化回路22は、利得制御アンプ20の差動出力から、その平均電圧(VA)を検出して差動アンプ21に入力する。トップホールド回路23は、利得制御アンプ20の差動出力から、ピーク電圧(VT)を検出して差動アンプ21に入力する。
An offset ΔV OFF between differential signals is given to the AGC input signal by the
差動アンプ21は、VAとVTとの差を増幅して利得制御アンプ20の利得制御電圧(VAGC)を出力する。ピーク電圧VTが大きくなると、利得制御アンプ20は利得を小さくする方向に動作するため、AGC増幅回路12の出力信号のピーク電圧は一定に保たれる。AGC増幅回路12からの出力信号は、平均電圧検出手段13である低域通過フィルタ(LPF)で高周波成分が遮断され、DC電圧成分が差動(EOP、EON)で検出される。
The
図14を用いて図13に示した構成例の動作を詳しく説明する。図14(a)は、差動オフセットΔVOFFがない場合のクロスポイント検出回路の動作を示す。本説明では、クロスポイントの違いをデューティ比の違いで表現している。デューティ比およびクロスポイント値は差動信号の正相(VIP)側で観測した場合を示しており、逆相(VIN)側では当然反対になる。 The operation of the configuration example shown in FIG. 13 will be described in detail with reference to FIG. FIG. 14A shows the operation of the cross point detection circuit when there is no differential offset ΔV OFF . In this description, the difference of the cross points is expressed by the difference of the duty ratio. The duty ratio and the cross point value are observed on the positive phase (V IP ) side of the differential signal, and are naturally opposite on the negative phase (V IN ) side.
クロスポイント値50%のときはデューティ比100%であり、クロスポイント値が小さくなる(<50%)とデューティ比も小さくなる(<100%)。上段はデューティ比が100%(クロスポイント値50%)の場合であり、下段はデューティ比が100%未満(クロスポイント値50%未満)の場合である。図14(a)に示すように、デューティ比が100%未満の場合には、AC結合回路出力はピーク電圧が高くなる。この信号をAGC増幅回路12に入力すると、帰還ループが開の状態では利得制御アンプ20の利得制御電圧VAGC’が発生する。
When the cross point value is 50%, the duty ratio is 100%, and when the cross point value is small (<50%), the duty ratio is also small (<100%). The upper row is when the duty ratio is 100% (cross
VAGC’は、利得制御アンプ20の利得制御電圧目標値VAGCよりも大きくなるため、AGC増幅回路12の帰還ループを閉にすると利得は小さくなり、利得制御アンプ20の利得制御電圧はVAGCに安定する。一方、差動オフセットΔVOFFがある場合のクロスポイント検出回路の動作を図14(b)に示す。左側の図は帰還ループが閉のときのAGC増幅回路出力波形、右側の図はそのときのLPF出力電圧を示す。LPF出力には、差動オフセットのゲイン倍(ΔVOFF×G)の差動電圧が発生することがわかる。図14(c)は、光伝送路の分散量とクロスポイント検出電圧(EOP−EON)の関係を模式的に示したものである。図6に示したように波長分散と受信信号波形のクロスポイントとは一定の関係があるため、クロスポイント値を検出することにより、伝送路の分散値を推定することが可能となる。
Since V AGC ′ becomes larger than the gain control voltage target value V AGC of the
図15は、実際のクロスポイント検出回路に光デュオバイナリ信号を入力した場合の波長分散(横軸)とクロスポイント検出電圧(縦軸)との関係を実測値をプロットしたものである。波長分散が大きくなるとクロスポイント値(EOP−EON)が減少することが確認できる。
(クロスポイント検出回路の第五の実施形態)
FIG. 15 is a plot of measured values of the relationship between chromatic dispersion (horizontal axis) and crosspoint detection voltage (vertical axis) when an optical duobinary signal is input to an actual crosspoint detection circuit. It can be confirmed that the cross-point value (E OP −E ON ) decreases as the chromatic dispersion increases.
(Fifth Embodiment of Crosspoint Detection Circuit)
本発明の第五の実施形態に係るクロスポイント検出回路を図16を参照して説明する。図16は、第五の実施形態のクロスポイント検出回路の構成例を示す図である。本構成例が図7に示す構成例と異なるのは、クロスポイントを検出するための信号とXP検出回路3−1または3−2から出力して電気的波形等化回路5へ供給する信号との分岐を、AC結合回路10の前ではなくAGC増幅回路12の後に行うことである。このような構成をとることにより、XP検出回路3−1または3−2で用いるAGC増幅回路12を、電気的波形等化回路5へ供給する信号の振幅を最適に調整するために利用することができ、従って、電気的波形等化回路内部での振幅調整機能が省略できるため、光受信装置全体の小型化、小電力化、低コスト化に寄与することができる。
A crosspoint detection circuit according to a fifth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 16 is a diagram illustrating a configuration example of a crosspoint detection circuit according to the fifth embodiment. This configuration example is different from the configuration example shown in FIG. 7 in that a signal for detecting a cross point and a signal output from the XP detection circuit 3-1 or 3-2 and supplied to the electrical
図7、図10、図12、図13、図16に示したAGC増幅回路12を備えたXP検出回路3−1または3−2は、図17に示すようなAGC増幅回路12の非線形性を利用することにより、これまで説明した動作原理とは異なる原理で動作させることもできる。AGC増幅回路12の非線形性とは、入力振幅が2倍になっても出力振幅が2倍より小さくなる、もしくは、2倍より大きくなるという性質である。
The XP detection circuit 3-1 or 3-2 including the
図17(a)は、実際の利得が理想的な線形利得より小さい場合を示し、図17(b)は、その逆の場合である。本説明では、差動信号モデルを用い、クロスポイントの違いをデューティ比の違いで表現している。正極側のデューティ比は100%より小さく、負極側のデューティ比は100%より大きい、図17(a)の場合には、実際の利得カーブの飽和的な形状により、幅の狭いパルス(ピークの高いパルス)は幅の広いパルス(ピークの低いパルス)に比べて利得が小さくなる。従って、出力される信号の平均電圧をモニタすると正極側(EOP)は減少し、負極側(EON)は増加する。 FIG. 17A shows the case where the actual gain is smaller than the ideal linear gain, and FIG. 17B shows the opposite case. In this description, a differential signal model is used and a difference in cross points is expressed by a difference in duty ratio. In the case of FIG. 17A, the duty ratio on the positive electrode side is smaller than 100% and the duty ratio on the negative electrode side is larger than 100%. In the case of FIG. A high pulse) has a smaller gain than a wide pulse (a pulse with a low peak). Therefore, when the average voltage of the output signal is monitored, the positive side (E OP ) decreases and the negative side (E ON ) increases.
一方、図17(b)の場合には、実際の利得カーブの逆飽和的な形状により、幅の狭いパルス(ピークの高いパルス)は幅の広いパルス(ピークの低いパルス)に比べて利得が大きくなる。従って、出力される信号の平均電圧をモニタすると正極側(EOP)は増加し、負極側(EON)は減少する。これらEOP、EONは、入力信号のデューティ比によって変化するため、入力信号のクロスポイントを検出することができる。AGC増幅回路12への入力信号の振幅によってAGC増幅回路12の利得特性が変化する場合は、図10または図12に示すように、光受信信号パワーを検出してその値によりクロスポイント検出値を補正することにより、入力振幅のダイナミックレンジの広いクロスポイント検出回路を提供することができる。
(クロスポイント検出回路の第六の実施形態)
On the other hand, in the case of FIG. 17B, due to the reverse saturation shape of the actual gain curve, a narrow pulse (high peak pulse) has a gain compared to a wide pulse (low peak pulse). growing. Therefore, when the average voltage of the output signal is monitored, the positive side (E OP ) increases and the negative side (E ON ) decreases. Since these E OP and E ON change depending on the duty ratio of the input signal, the cross point of the input signal can be detected. When the gain characteristic of the
(Sixth embodiment of cross-point detection circuit)
本発明の第六の実施形態に係るクロスポイント検出回路を図18を参照して説明する。図18は、第六の実施形態のクロスポイント検出回路の構成例を示す図である。本構成は、図13に示した構成例のバイアス印加回路11とAGC増幅回路12とに代わり、リミッタ増幅回路17を備えている。図19を用いてその動作を詳細に説明する。図14(a)と同様に、上段はデューティ比が100%(クロスポイント値50%)の場合を示し、下段はデューティ比が100%未満(クロスポイント値50%未満)の場合である。
A crosspoint detection circuit according to a sixth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 18 is a diagram illustrating a configuration example of the cross point detection circuit according to the sixth embodiment. This configuration includes a
図19に示すように、デューティ比が100%未満の場合は、AC結合回路出力はピーク電圧が高くなる。この信号をリミッタ増幅回路17に入力すると、リミッタ増幅回路出力では、高いピークは制限を受けて波形全体のピーク電圧が一定値になる。この信号は振幅を制限した量に対応するDC成分を持つことになるので、LPF出力には入力信号のデューティ比(クロスポイント値)に対応した電圧(EOP−EON)が検出される。
(クロスポイント検出回路の第七の実施形態)
As shown in FIG. 19, when the duty ratio is less than 100%, the AC coupling circuit output has a high peak voltage. When this signal is input to the
(Seventh Embodiment of Crosspoint Detection Circuit)
本発明の第七の実施形態に係るクロスポイント検出回路を図20を参照して説明する。図20は、第七の実施形態のクロスポイント検出回路の構成例を示す図である。本構成例は、図10に示した構成例のバイアス印加回路11とAGC増幅回路12とに代わり、ピーク電圧検出手段18を備えている。ピーク電圧検出手段18は、例えば、図13に示したトップホールド回路23などで実現することができる。
A crosspoint detection circuit according to a seventh embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 20 is a diagram illustrating a configuration example of the cross point detection circuit according to the seventh embodiment. This configuration example includes a peak voltage detection means 18 instead of the
図21を用いてその動作を詳細に説明する。図21(a)はクロスポイント値が50%の場合を示し、図21(b)はクロスポイント値が50%未満の場合を示す。それぞれ左側の波形が平均電圧検出手段入力信号波形であり、右側がピーク電圧検出手段入力信号波形である。平均電圧検出手段入力信号はDC結合された信号であり、ピーク電圧検出手段入力信号はAC結合された信号である。 The operation will be described in detail with reference to FIG. FIG. 21A shows a case where the crosspoint value is 50%, and FIG. 21B shows a case where the crosspoint value is less than 50%. The left waveform is the average voltage detection means input signal waveform, and the right waveform is the peak voltage detection means input signal waveform. The average voltage detection means input signal is a DC coupled signal, and the peak voltage detection means input signal is an AC coupled signal.
図21(b)に示すように、クロスポイント値が小さい場合には、ピーク電圧が高くなるためピーク電圧検出手段出力が大きくなる(Vpeak’>Vpeak)。一方、入力信号の振幅が大きくなると、クロスポイント値が変わらなくてもピーク電圧検出手段出力が大きくなる。そこで、平均電圧検出手段出力の値を用いて演算手段19で補正することにより、より正確にクロスポイント値を検出することが可能になる。
(光受信装置の第三の実施形態)
As shown in FIG. 21B, when the cross point value is small, the peak voltage becomes high and the peak voltage detection means output becomes large (Vpeak ′> Vpeak). On the other hand, when the amplitude of the input signal increases, the peak voltage detection means output increases even if the crosspoint value does not change. Therefore, by correcting the calculation means 19 using the value of the average voltage detection means output, the cross point value can be detected more accurately.
(Third embodiment of optical receiver)
本発明の第三の実施形態に係る光受信装置を図22を参照して説明する。図22は、第三の実施形態の光受信装置の構成例を示す図である。本構成例が図1に示した構成例と異なるのは、APDlの前段に光学的可変減衰手段(VOA)30を備えていることである。 An optical receiver according to a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 22 is a diagram illustrating a configuration example of the optical receiver according to the third embodiment. This configuration example is different from the configuration example shown in FIG. 1 in that an optical variable attenuation means (VOA) 30 is provided in front of APD1.
これまでのクロスポイント検出回路で検出されるクロスポイント値が光受信信号パワーに依存する可能性とその回避手段とについて述べた。図10、図12、図20に示した構成例では演算回路15および演算手段19を用いて入力信号パワー依存性を回避したが、本構成例では、VOA30を用いてAPD入力パワーを一定に保つことにより、入力信号パワー依存性を回避して広いダイナミックレンジを実現することができる。
(光受信装置の第四の実施形態)
The possibility that the cross-point value detected by the conventional cross-point detection circuit depends on the optical reception signal power and the means for avoiding it have been described. In the configuration examples shown in FIGS. 10, 12, and 20, the input signal power dependency is avoided by using the
(Fourth embodiment of optical receiver)
本発明の第四の実施形態に係る光受信装置を図23を参照して説明する。図23は、第四の実施形態の光受信装置の構成例を示す図である。本構成例が図1に示した構成例と異なるのは、電気的波形等化回路(EQ)5の代わりに光学的可変分散補償手段(TDC)42を備えていることである。 An optical receiving apparatus according to the fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 23 is a diagram illustrating a configuration example of the optical receiving apparatus according to the fourth embodiment. This configuration example is different from the configuration example shown in FIG. 1 in that an optical variable dispersion compensation means (TDC) 42 is provided instead of the electrical waveform equalization circuit (EQ) 5.
本構成例では、クロスポイント検出回路で検出されたクロスポイント値を用いて光学的可変分散補償手段42の波長分散値を最適制御する。光学的可変分散補償手段42は、例えば、平面光波回路(PLC)型、空間光学系型、ファイバ型などが挙げられるが、外部からの制御信号により波長分散値を制御できるものであればいかなる構成のものでも構わない。
(光受信装置の第五の実施形態)
In this configuration example, the chromatic dispersion value of the optical
(Fifth embodiment of optical receiver)
本発明の第五の実施形態に係る光受信装置を図24を参照して説明する。図24は、第五の実施形態の光受信装置の構成例を示す図である。本構成例は、図1に示した構成例と図23に示した構成例とを合わせたような構成であり、電気的波形等化回路(EQ)5と光学的可変分散補償手段(TDC)42との両方を備えている。 An optical receiving apparatus according to the fifth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 24 is a diagram illustrating a configuration example of the optical receiving apparatus according to the fifth embodiment. This configuration example is a configuration in which the configuration example shown in FIG. 1 and the configuration example shown in FIG. 23 are combined, and an electrical waveform equalization circuit (EQ) 5 and an optical variable dispersion compensation means (TDC). 42 and both.
クロスポイント検出回路で検出されたクロスポイント値によって電気的波形等化回路5のタップ係数と光学的可変分散補償手段42の波長分散値との少なくとも一方を最適制御する。その他の動作は図1に示した構成例もしくは図23に示した構成例と同じである。
The cross-point value detected by the cross-point detection circuit optimally controls at least one of the tap coefficient of the electrical
本発明によれば、簡潔な光受信装置を安価に提供することができる。 According to the present invention, a simple optical receiver can be provided at low cost.
1 アバランシェ・フォトダイオード(APD)
2 トランスインピーダンス型増幅器(TIA)
3−1、3−2 XP検出回路
4−1、4−2、10 AC結合回路
5 電気的波形等化回路(EQ)
6 クロック・データ再生回路(CDR)
7、50 タップ電圧制御回路
8、40 最適制御回路
11 バイアス印加回路
12 AGC増幅回路
13 平均電圧検出手段
14 平均電圧検出回路
15 演算回路(Vdc×Vave)
16 平均光電流検出回路
17 リミッタ増幅回路
18 ピーク電圧検出手段
19 演算手段(Vpeak/Vave)
20 利得制御アンプ
21 差動アンプ
22 平均化回路
23 トップホールド回路
30 光学的可変減衰手段(VOA)
41 分散量制御回路
42 光学的可変分散補償手段(TDC)
60 フォトディテクタ(PD)
61 Dフリップフロップ(DFF)
62 クロック源
63 低域通過フィルタ(LPF)
64 アナログ/ディジタル変換器(ADC)
65 ディジタル/アナログ変換器(DAC)
66 パーソナル・コンピュータ(PC)
1 Avalanche photodiode (APD)
2 Transimpedance amplifier (TIA)
3-1, 3-2 XP detection circuit 4-1, 4-2, 10
6 Clock and data recovery circuit (CDR)
7, 50 Tap
16 Average
20
41 dispersion
60 Photodetector (PD)
61 D flip-flop (DFF)
62
64 Analog / Digital Converter (ADC)
65 Digital / analog converter (DAC)
66 Personal Computer (PC)
Claims (11)
この光電変換手段から出力された電気信号のDC成分を遮断するAC結合手段と、
このAC結合手段から出力される電気信号にバイアス電圧を重畳するバイアス電圧重畳手段と、
上記バイアス電圧重畳手段の出力信号の利得を制御する自動利得制御回路と、
上記自動利得制御回路のDC結合された出力信号を入力とする平均電圧検出手段と、
上記平均電圧検出手段の出力値を出力する出力端子と
を備えることを特徴とする受信光信号のクロスポイント検出回路。 Photoelectric conversion means for converting the received optical signal into an electrical signal;
AC coupling means for blocking the DC component of the electrical signal output from the photoelectric conversion means;
Bias voltage superimposing means for superimposing a bias voltage on the electric signal output from the AC coupling means;
An automatic gain control circuit for controlling the gain of the output signal of the bias voltage superimposing means;
Average voltage detection means for receiving the DC-coupled output signal of the automatic gain control circuit;
An output terminal for outputting an output value of the average voltage detection means. A cross point detection circuit for a received optical signal.
上記受信光信号の平均パワーを検出する光平均パワー検出手段と、
上記光電変換手段から出力される電気信号のDC成分を遮断するAC結合手段と、
このAC結合手段から出力される電気信号にバイアス電圧を重畳するバイアス電圧重畳手段と、
このバイアス電圧重畳手段の出力信号の利得を制御する自動利得制御回路と、
この自動利得制御回路のDC結合された出力信号の平均電圧を検出する平均電圧検出手段と、
上記光平均パワー検出手段により検出された光平均パワーと上記平均電圧検出手段により検出された平均電圧とを入力する演算手段と、
この演算手段の出力値を出力する出力端子と
を備え、
上記演算手段は上記平均電圧に比例した値を上記光平均パワーによって補正する
ことを特徴とする受信光信号のクロスポイント検出回路。 Photoelectric conversion means for converting the received optical signal into an electrical signal;
Optical average power detection means for detecting the average power of the received optical signal,
AC coupling means for blocking the DC component of the electrical signal output from the photoelectric conversion means;
Bias voltage superimposing means for superimposing a bias voltage on the electric signal output from the AC coupling means;
An automatic gain control circuit for controlling the gain of the output signal of the bias voltage superimposing means;
An average voltage detecting means for detecting an average voltage of the DC-coupled output signal of the automatic gain control circuit;
Calculation means for inputting the light average power detected by the light average power detection means and the average voltage detected by the average voltage detection means,
An output terminal for outputting the output value of the computing means, and
The calculation means corrects a value proportional to the average voltage by the optical average power. A cross-point detection circuit for a received optical signal.
この光電変換手段から出力された電気信号のDC成分を遮断するAC結合手段と、
このAC結合手段の出力信号の利得を制御する自動利得制御回路と、
この自動利得制御回路のDC結合された出力信号を入力とする平均電圧検出手段と、
この平均電圧検出手段の出力値を出力する出力端子と
を備え、
上記自動利得制御回路の入力振幅と出力振幅との関係が非線形である
ことを特徴とする受信光信号のクロスポイント検出回路。 Photoelectric conversion means for converting the received optical signal into an electrical signal;
AC coupling means for blocking the DC component of the electrical signal output from the photoelectric conversion means;
An automatic gain control circuit for controlling the gain of the output signal of the AC coupling means;
An average voltage detecting means for receiving the DC-coupled output signal of the automatic gain control circuit;
An output terminal for outputting the output value of the average voltage detection means,
A cross-point detection circuit for a received optical signal, wherein the relationship between the input amplitude and the output amplitude of the automatic gain control circuit is non-linear.
上記受信光信号の平均パワーを検出する光平均パワー検出手段と、
上記光電変換手段から出力された電気信号のDC成分を遮断するAC結合手段と、
このAC結合手段の出力信号の利得を制御する、非線形な入出力振幅特性を持つ自動利得制御回路と、
上記自動利得制御回路のDC結合された出力信号を入力とする平均電圧検出手段と、
上記光平均パワー検出手段により検出された光平均パワーと上記平均電圧検出手段により検出された平均電圧とを入力とする演算手段と、
この演算手段の出力値を出力する出力端子と
を備え、
上記演算手段は、上記平均電圧に比例した値を上記光平均パワーによって補正する
ことを特徴とする受信光信号のクロスポイント検出回路。 Photoelectric conversion means for converting the received optical signal into an electrical signal;
Optical average power detection means for detecting the average power of the received optical signal,
AC coupling means for blocking the DC component of the electrical signal output from the photoelectric conversion means;
An automatic gain control circuit having nonlinear input / output amplitude characteristics for controlling the gain of the output signal of the AC coupling means;
Average voltage detection means for receiving the DC-coupled output signal of the automatic gain control circuit;
An arithmetic means for inputting the optical average power detected by the optical average power detection means and the average voltage detected by the average voltage detection means, and
An output terminal for outputting the output value of the computing means, and
The calculation means corrects a value proportional to the average voltage by the optical average power. A cross-point detection circuit for a received optical signal.
この光電変換手段から出力された電気信号のDC成分を遮断するAC結合手段と、
このAC結合手段から出力される電気信号を増幅するリミッタ増幅回路と、
このリミッタ増幅回路のDC結合された出力信号を入力とする平均電圧検出手段と、
この平均電圧検出手段の出力値を出力する出力端子と
を備える
ことを特徴とする受信光信号のクロスポイント検出回路。 Photoelectric conversion means for converting the received optical signal into an electrical signal;
AC coupling means for blocking the DC component of the electrical signal output from the photoelectric conversion means;
A limiter amplifier circuit for amplifying the electric signal output from the AC coupling means;
An average voltage detecting means for receiving the DC coupled output signal of the limiter amplifier circuit;
An output terminal for outputting an output value of the average voltage detection means. A cross-point detection circuit for a received optical signal, comprising:
前記光電変換手段から出力される電気信号波形を等化する電気的波形等化手段と、
この電気的波形等化手段の出力信号を識別再生する識別再生手段と
を備え、
前記クロスポイント検出回路を構成する前記自動利得制御回路の出力信号を少なくとも2つに分岐し、その1つを前記電気的波形等化手段への入力とし、
前記クロスポイント検出回路の出力値を用いて、前記電気的波形等化手段の等化特性を最適制御する
ことを特徴とする光受信装置。 A cross-point detection circuit for a received optical signal according to any one of claims 1 to 4,
Electrical waveform equalization means for equalizing the electrical signal waveform output from the photoelectric conversion means;
Discriminating and reproducing means for discriminating and reproducing the output signal of the electrical waveform equalizing means,
The output signal of the automatic gain control circuit constituting the cross point detection circuit is branched into at least two, one of which is used as an input to the electrical waveform equalization means,
An optical receiver that optimally controls equalization characteristics of the electrical waveform equalization means using an output value of the crosspoint detection circuit.
前記光電変換手段から出力される電気信号波形を等化する電気的波形等化手段と、
前記電気的波形等化手段の出力信号を識別再生する識別再生手段と
を備え、
前記クロスポイント検出回路の出力値を用いて、前記電気的波形等化手段の等化特性を最適制御する
ことを特徴とする光受信装置。 A cross-point detection circuit for a received optical signal according to any one of claims 1 to 5,
Electrical waveform equalization means for equalizing the electrical signal waveform output from the photoelectric conversion means;
Discriminating and reproducing means for discriminating and reproducing the output signal of the electrical waveform equalizing means,
An optical receiver that optimally controls equalization characteristics of the electrical waveform equalization means using an output value of the crosspoint detection circuit.
前記光電変換手段に入力される受信光信号に波長分散を与える光学的波長分散補償手段と、
前記光電変換手段から出力される電気信号波形を等化する電気的波形等化手段と、
前記電気的波形等化手段の出力信号を識別再生する識別再生手段と
を備え、
前記クロスポイント検出回路の出力値を用いて、前記光学的波長分散補償手段の波長分散値および電気的波形等化手段の等化特性の少なくとも一方を最適制御する
ことを特徴とする光受信装置。 A cross-point detection circuit for a received optical signal according to any one of claims 1 to 5,
Optical chromatic dispersion compensation means for providing chromatic dispersion to the received optical signal input to the photoelectric conversion means;
Electrical waveform equalization means for equalizing the electrical signal waveform output from the photoelectric conversion means;
Discriminating and reproducing means for discriminating and reproducing the output signal of the electrical waveform equalizing means,
An optical receiver characterized by optimally controlling at least one of the chromatic dispersion value of the optical chromatic dispersion compensation means and the equalization characteristic of the electrical waveform equalization means using the output value of the cross point detection circuit.
前記クロスポイント検出回路の出力値を用いて、前記FFE、または、DFE、または、FFE+DFEのタップ係数を最適制御する
ことを特徴とする請求項6から8のいずれか1項記載の光受信装置。 The electrical waveform equalization means is a feed forward equalizer (FFE), a decision feedback equalizer (DFE), or FFE + DFE,
9. The optical receiver according to claim 6, wherein the FFE, DFE, or FFE + DFE tap coefficient is optimally controlled using an output value of the crosspoint detection circuit.
前記クロスポイント検出回路の出力値を用いて、前記電気信号等化手段の前記波形等化モードと前記スルーモードとを切替える
ことを特徴とする請求項6から8のいずれか1項記載の光受信装置。 The electrical waveform equalization means includes a waveform equalization mode for equalizing the input signal waveform and a through mode for allowing the input signal waveform to pass through as it is,
9. The optical reception according to claim 6, wherein the waveform equalization mode and the through mode of the electrical signal equalization means are switched using an output value of the crosspoint detection circuit. apparatus.
前記光電変換手段に入力される受信光信号に波長分散を与える光学的波長分散補償手段と、
前記光電変換手段から出力される電気信号を識別再生する識別再生手段と
を備え、
前記クロスポイント検出回路の出力値を用いて、前記光学的波長分散補償手段の波長分散値を最適制御する
ことを特徴とする光受信装置。
A cross-point detection circuit for a received optical signal according to any one of claims 1 to 5,
Optical chromatic dispersion compensation means for providing chromatic dispersion to the received optical signal input to the photoelectric conversion means;
And an identification reproducing means for identifying and reproducing the electric signal output from the photoelectric conversion means,
An optical receiver that optimally controls the chromatic dispersion value of the optical chromatic dispersion compensation means using the output value of the cross point detection circuit.
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