JP2012169947A - 移動通信端末向けのモジュール - Google Patents

Abstract

【課題】本発明の目的は、小型で信頼性が高く且つ複数のバンドに対応可能な移動通信端末向けのモジュールを提供することにある。
【解決手段】 端末の送信系からのキャリブレーション用信号と受信系の電力検出器(RSSI)を用いて妨害キャンセラやチューナブルフィルタの性能を最適値に合わせるキャリブレーションを行い、キャリブレーションデータを保持して実動作時にデータを読み出すことで良好な送受信特性を実現する。
【選択図】図１

Description

本発明は、移動通信端末向けのモジュール及びそれを用いた移動通信端末に関する。特に、例えばＷＣＤＭＡ方式やＬＴＥ方式等のワイヤレス通信システムに対応した移動通信端末向けのモジュール及びそれを用いた移動通信端末に関する。

携帯電話は既に実用化されているＷＣＤＭＡ方式等のほか、ＬＴＥ方式等の新しい方式が検討されている。ＷＣＤＭＡ方式やＬＴＥ方式は、送受信同時動作のため、送信周波数と受信周波数は異なる帯域を用いている。これらの方式においては、送受信帯域を分離するＤＰＸ（Ｄｕｐｌｅｘｅｒ）フィルタが用いられる。

ＤＰＸの性能を改善する技術としては、非特許文献1にあるように、フィードフォワード技術を用いたものがある。非特許文献1には、フィードフォワード技術を用いた送信側の受信帯域雑音の抑圧に関する方式が開示されている。ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ５に対応した８６９〜８９４ＭＨｚの狭帯域の受信帯域雑音をキャンセルするため、フィードフォワードループは妨害キャンセラ（ノッチフィルタ、利得及び位相調整機能）より構成されている。また、通過周波数を可変とするチューナブルフィルタ（送信系、受信系フィルタを含めたDPX機能含む）については、特許文献1に記載されているように可変素子としてMEMS容量を用いた構成について開示されている。

United State Patent， US7446628 B2 “POLE-ZERO ELEMENTS AND RELATED SYSTEMA AND METHOD”

IEEE Transaction ON Microwave Theory and Techniques， Vol.53，No.1，January 2005 "Adaptive Duplexer Implemented Using Single-Path and Multipath Feedforward Techniques with BST Phase Shifter"

携帯端末などにフィードフォワード技術を用いた妨害キャンセラやチューナブルフィルタを用いる場合、各ブロックのばらつきを補正するためのキャリブレーションが必要となる。しかしながら、上記特許文献1、非特許文献１とも制御方法やキャリブレーション技術に関する記載はない。

本発明の目的は、妨害キャンセラやチューナブルフィルタを端末に用いるときに好適なキャリブレーション技術や制御方法を提供することにある。

上記課題を解決するため、端末の送信系からのキャリブレーション用信号と受信系の電力検出器(RSSI)を用いて妨害キャンセラやチューナブルフィルタの性能を最適値に合わせるキャリブレーションを行い、キャリブレーションデータを保持して実動作時にデータを読み出すことで良好な送受信特性を実現する。

本発明によれば、小型で信頼性が高く且つ複数のバンドに対応可能な移動通信端末向けのモジュールを提供することができる。

第１の実施例における移動通信端末向けのモジュールの構成例を示すブロック図である。 第1の実施例で用いるキャリブレーション動作を説明するブロック図である。 第1の実施例で用いるDPX２の実施例である。 第1の実施例で用いるDPX２の特性模式図である。 第1の実施例で用いる制御部動作を説明する図である。 第1の実施例で用いるキャリブレーション動作を説明するフローチャートである。 第1の実施例で用いるキャリブレーション動作を説明するブロック図である。 第1の実施例で用いる妨害キャンセラで用いるフィルタの実施例である。 第1の実施例で用いる制御部動作を説明する図である。 第1の実施例で用いるキャリブレーション動作を説明するフローチャートである。 第1の実施例で用いる制御部動作を説明する図である。 第1の実施例で用いるキャリブレーション動作を説明するフローチャートである。 第1の実施例で用いる実動作時制御動作を説明するブロック図である。 第1の実施例で用いる実動作時制御動作を説明するフローチャートである。 ＷＣＤＭＡ、ＬＴＥ方式で用いる周波数バンドの模式図である。 第1の実施例で用いるメモリの構成を説明する図である。 メモリのデータの保存と読み出しについて説明する図である。

以下、本発明の実施の形態について説明をする。

図1は、第１の実施例における移動通信端末向けのモジュールの構成例を示すブロック図である。本実施例の構成は、例えばＷＣＤＭＡ方式等の移動通信端末向けのモジュールを対象とするが、これに限定されるものではない。

はじめに信号の流れを説明する。変復調処理ブロック３２から出力される送信信号３１はTxVCO１５、ローカル１６からの信号で変調器１７で周波数変換され、ＲＦＩＣブロック２１より出力される。ＲＦＩＣブロック２１からの信号はＰＡ（パワーアンプ）１４で増幅されてＤＰＸ２のTxフィルタ４に入力され、フィルタ処理により送信信号帯域を抜き出して、アンテナ１から端末の送信信号として出力される。

一方、アンテナ１で受信した受信信号はＤＰＸ２のRxフィルタ３に入力され、フィルタ処理により受信信号帯域を抜き出して、ＬＮＡ（低雑音増幅器）１３で増幅され、ＲＦＩＣブロック２１に入力される。ＲＦＩＣブロック２１に入力された信号は、RXVCO１８、ローカル１９からの信号でミキサ２０で周波数変換され、変復調信号処理ブロック３２に受信信号３０として入力される。ＤＰＸ２は、複数Ｂａｎｄの送受信を可能とするため、Txフィルタ４とRxフィルタ３は周波数可変とし、制御信号２５により周波数を制御する。可変する周波数帯域は例えば図１５に示すように3GPPの規格として決められているバンドに対応可能なものとする。ＤＰＸは可変周波数とすることで従来の固定周波数方式に比べて妨害波の抑圧度が低下する。特にＷＣＤＭＡ方式などの端末では最も大きな妨害波は端末自体から基地局に向かって送信する送信信号である。

図３(a)にＤＰＸ２の構成例を示す。端子３３はアンテナへの接続端子、端子３４はＴｘ側への接続端子、端子３５はＲｘ側への接続端子である。移相器４６，４７を接続してＲｘフィルタ３とTxフィルタ４がそれぞれの影響を受けないようにする。Ｒｘフィルタ３とTxフィルタ４は例えばL（インダクタンス）とC（容量）で構成されるLCフィルタであり、実施例ではTxフィルタ４はL３８，４４とC３９，４５、RxフィルタはL３６，４２とC３７，４３からなる。通過する周波数を可変するため、C３７，４３，３９，４５はスイッチ等で容量値を切り替える機能を持つ。また、Rxフィルタ３はフィルタをスルーパス可能とするスイッチ４０が、Txフィルタ４はフィルタをスルーパス可能とするスイッチ４１がそれぞれ接続される。図３（c）は、可変周波数フィルタの特性例を示したものである。通過帯域は図３(b)に示したband1， band2の帯域を例としている。フィルタを可変特性とすると、固定フィルタの場合に比べてフィルタのＱが劣化し、図３（c）に示すように、Ｔｘフィルタ４の性能としてＲｘ帯雑音の抑圧度が２０〜３０ｄＢ程度、Ｒｘフィルタ３の性能としてＴｘ帯の抑圧度が２０〜３０ｄＢ程度となる。

図４に図３(a)で示したスイッチ４０、スイッチ４１を用いた場合の性能例を示す。図４(a)はスイッチ４０，４１ともオープン状態の通常の動作特性であり、Txフィルタ４、Rxフィルタ３ともband1の信号を通過させる設定となっている。図４(b)はスイッチ４１をショートした特性であり、Txフィルタ4出力は平坦な特性となる。図４(c)はスイッチ４０をショートした特性であり、Rxフィルタ３出力は平坦な特性が得られる。

本実施例ではＤＰＸ２のＲｘ帯雑音の抑圧度が２０〜３０ｄＢ程度、Ｔｘ帯の抑圧度が２０〜３０ｄＢ程度と小さいことから、送信信号の受信側への漏れこみをキャンセルする妨害キャンセラ４８を用いる。妨害キャンセラ４８は、ＰＡ１４出力の送信信号を分配して妨害キャンセラに入力する分配器１０、Txフィルタ５、振幅調整器７、位相調整器８及び遅延調整器９、Ｒｘフィルタ６、妨害キャンセラの出力をＬＮＡ入力に合成する合成器１１のフィードフォワードループにより構成される。このフィードフォワードループでキャンセルする妨害波はＤＰＸ２を介して送信系から受信系に漏洩してきた送信信号および同じくＤＰＸ２を介して送信系から受信系に漏洩してきた受信信号帯の雑音である。図８(a)及び(b)に、それぞれ、RXフィルタ６、TXフィルタ５の構成例を示す。Ｒｘフィルタ６とTxフィルタ５は例えばL（インダクタンス）とC（容量）で構成されるLCフィルタであり、実施例ではTxフィルタ５はL５７，６０とC５９，６１、RxフィルタはL５１，５４とC５３，５５からなる。通過する周波数を可変するため、C５３，５５，５９，６１はスイッチ等で容量値を切り替える機能を持つ。また、Rxフィルタ６はフィルタをスルーパス可能とするスイッチ５２が、Txフィルタ５はフィルタをスルーパス可能とするスイッチ５８がそれぞれ接続される。

ＤＰＸ２に用いるＲｘフィルタ３、Ｔｘフィルタ４および妨害キャンセラ４８に用いる各ブロックは高精度の誤差制御が必要となるため、実際の携帯電話網で信号の送受信を行う実動作前のキャリブレーションと実動作時の誤差調整制御を行う。

キャリブレーションは各ブロックのばらつき補正を行うものであり、各ブロックの所要性能を得るための初期制御データとしてメモリ２７に保持する。図１６にメモリ２７に保存する制御データの例を示す。各バンドに対してTxフィルタ4や振幅調整器7などの最適制御データを初期値として例えば8ビットデータで保存する。一方、実動作時の誤差調整制御は、実動作時における各ブロックの所要性能からのずれを検出して補正をかけるものであり、同じく制御値データとしてメモリ２７に例えば8ビットデータで保持する。

図１７の処理フローを用いてメモリ２７のデータの保存と読み出しについて説明する。工場などの出荷時に行う初期キャリブレーション後、メモリ２７に各部データを保存格納する。フィールド等で端末を立ち上げたときに、例えばBand1を用いる場合にメモリ２７よりband1の各部データを読み出す。この後、各ブロックの誤差調整制御を行い、band１の新しいデータとしてメモリ２７に保存する。この後、使用周波数が例えばband2に変わった場合にメモリ２７よりband2の各部データを読み出す。この後、各ブロックの誤差調整制御を行い、band2の新しいデータとしてメモリ２７に保存する。

本実施例によれば、各可変ブロックの初期キャリブレーションを行うことで、各ブロックのばらつき補正を行うことができ、またキャリブレーションデータをメモリに保存することで、端末立ち上げ時に迅速に各ブロックの所要データを読み込むことができる。また、端末動作時に各ブロックの制御データの誤差調整制御を行うことで常に良好な端末特性を得ることが可能である。

図２〜図６を用いて第１の実施例のＤＰＸ２内ＲＸフィルタ３、Ｔｘフィルタ４のキャリブレーション動作について説明する。キャリブレーションにはＲＦＩＣ部２１内のＴｘＶＣＯ１５からの信号を用いる。ＤＰＸ２のキャリブレーションとして、図１５に示したband1のキャリブレーションを行う場合の動作について説明する。はじめにＴｘフィルタ４のキャリブレーションである。ＴｘＶＣＯ１５，Ｔｘローカル１６からの出力キャリブレーション用信号をBand1のＴＸ信号周波数（例えば1950MHz）に設定する。また、ＲｘＶＣＯ１８，Ｒｘローカル１９からのローカル信号をBand1のＴＸ信号周波数+1MHz（例えば1951MHz）に設定する。キャリブレーション用信号はＰＡ１４を介してＤＰＸ２に入力される。Ｒｘフィルタ３は図３で示したスイッチ４０をＯＮとしてショート状態とし、図４(c)に示したようにフィルタ特性をもたず、平坦な特性とする。このようにすることで、Ｒｘフィルタ３の影響を受けずにＴｘフィルタ４の設定を行うことが可能となる。Ｔｘフィルタ４の初期設定値はデフォルト設定（例えば制御ビットの中心値）であり、Txフィルタ４、スイッチ４０を通った信号はLNA１３を介してミキサ２０で図５(a)に示すように１ＭＨzの信号に周波数変換される。１ＭＨzの信号はRSSI２２でレベル検波され、検出レベルは制御回路２３に報告される。制御回路２３では、基準値４９と検出レベルを比較し、比較結果に応じて制御信号２５で検出レベルが高くなるようにTxフィルタ４を制御する。図５(b)に示すように、例えばRSSI２２の検出レベルが最も高くなった値をband1のTxフィルタのキャリブレーション結果としてメモリ２７に保存する。同様のキャリブレーションを必要な全バンドについて実施する。次にRｘフィルタ４のキャリブレーションである。TｘＶＣＯ１５，Ｔｘローカル１６からの出力キャリブレーション用信号をBand1のRＸ信号周波数（例えば2140MHz）に設定する。また、ＲｘＶＣＯ１８，Ｒｘローカル１９からのローカル信号をBand1のRＸ信号周波数+1MHz（例えば2141MHz）に設定する。キャリブレーション用信号はＰＡ１４を介してＤＰＸ２に入力される。Tｘフィルタ４は図３で示したスイッチ４１をＯＮとしてショート状態とし、図４(b)に示したようにフィルタ特性をもたず、平坦な特性とする。このようにすることで、Tｘフィルタ４の影響を受けずにRｘフィルタ３の設定を行うことが可能となる。Rｘフィルタ３の初期設定値はデフォルト設定（例えば制御ビットの中心値）であり、スイッチ４１、Rxフィルタ３を通った信号はLNA１３を介してミキサ２０で図５(a)に示すように１ＭＨzの信号に周波数変換される。１ＭＨzの信号はRSSI２２でレベル検波され、検出レベルは制御回路２３に報告される。制御回路２３では、基準値４９と検出レベルを比較し、比較結果に応じて制御信号２５で検出レベルが高くなるようにRxフィルタ３を制御する。図５(b)に示すように、例えばRSSI２２の検出レベルが最も高くなった値をband1のRxフィルタのキャリブレーション結果としてメモリ２７に保存する。同様のキャリブレーションを必要な全バンドについて実施する。

なお、図３（ａ）において、スイッチ４０とＬ３６との間の位置３０１、スイッチ４０とＣ４３との間の位置３０２、スイッチ４１とＬ３８との間の位置３０３、スイッチ４１とＣ４５との間の位置３０４に更にスイッチを設けることもできる。これにより、スイッチ４０やスイッチ４１をＯＮとしてショート状態としたときに、設けたスイッチをオープンにすることによってフィルタ３７、３９、４３，４５等のインピーダンスの影響を抑えることが可能となる。

図６にTXフィルタ、RXフィルタのキャリブレーションのフローチャートを示す。本実施例では、スイッチを用いて、TXフィルタキャリブレーション時はRXフィルタをスルーモード、RXフィルタキャリブレーション時はTXフィルタをスルーモードとする方式について記載したが、これに限るものではなく、例えばTXフィルタキャリブレーション時はRXフィルタをTXフィルタと同特性に、RXフィルタキャリブレーション時はTXフィルタをRXフィルタとほぼ同特性にする等、TXフィルタキャリブレーション時はRXフィルタが影響を及ぼさないように、RXフィルタキャリブレーション時はTXフィルタが影響をおよぼさないように設定する方式であればどのような方式でも良い。

本実施例によれば、送信（TX）系からの信号を用い、TXフィルタキャリブレーション時はRXフィルタをスルーモード、RXフィルタキャリブレーション時はTXフィルタをスルーモードとし、受信（RX）系のRSSIを用いて信号レベルを検出してフィルタの設定値を決めることにより、フィルタばらつきがあっても補正可能なキャリブレーション方式を提供することが可能である。

次に図７〜図１２を用いて第１の実施例の妨害キャンセラ４８内のTxフィルタ５、振幅調整器７、位相調整器８及び遅延調整器９、Ｒｘフィルタ６のキャリブレーション動作について説明する。

キャリブレーションにはＲＦＩＣ部２１内のＴｘＶＣＯ１５からの信号を用いる。妨害キャンセラ４８のキャリブレーションとして、図１５に示したband1のキャリブレーションを行う場合の動作について説明する。はじめにＴｘフィルタ５のキャリブレーションである。ＴｘＶＣＯ１５，Ｔｘローカル１６からの出力キャリブレーション用信号をBand1のＴＸ信号周波数（例えば1950MHz）に設定する。また、ＲｘＶＣＯ１８，Ｒｘローカル１９からのローカル信号をBand1のＴＸ信号周波数+1MHz（例えば1951MHz）に設定する。キャリブレーション用信号はＰＡ１４を介して妨害キャンセラ４８に入力される。

Ｒｘフィルタ６は図８で示したスイッチ５２をＯＮとしてショート状態とし、フィルタ特性をもたず、平坦な特性とする。このようにすることで、Ｒｘフィルタ６の影響を受けずにＴｘフィルタ５の設定を行うことが可能となる。Ｔｘフィルタ５の初期設定値はデフォルト設定（例えば制御ビットの中心値）であり、Txフィルタ５、振幅調整器７、位相調整器８及び遅延調整器９、スイッチ５２を通った信号はLNA１３を介してミキサ２０で図９(a)に示すように１ＭＨzの信号に周波数変換される。１ＭＨzの信号はRSSI２２でレベル検波され、検出レベルは制御回路２３に報告される。制御回路２３では、基準値４９と検出レベルを比較回路１４８で比較し、比較結果に応じて制御信号２５で検出レベルが高くなるようにTxフィルタ５を制御する。図９(b)に示すように、例えばRSSI２２の検出レベルが最も高くなった値をband1のTxフィルタのキャリブレーション結果としてメモリ２７に保存する。同様のキャリブレーションを必要な全バンドについて実施する。次にRｘフィルタ６のキャリブレーションである。TｘＶＣＯ１５，Ｔｘローカル１６からの出力キャリブレーション用信号をBand1のRＸ信号周波数（例えば2140MHz）に設定する。また、ＲｘＶＣＯ１８，Ｒｘローカル１９からのローカル信号をBand1のRＸ信号周波数+1MHz（例えば2141MHz）に設定する。キャリブレーション用信号はＰＡ１４を介してに妨害キャンセラ４８入力される。Tｘフィルタ５は図８で示したスイッチ５８をＯＮとしてショート状態とし、フィルタ特性をもたず平坦な特性とする。このようにすることで、Tｘフィルタ５の影響を受けずにRｘフィルタ６の設定を行うことが可能となる。Rｘフィルタ６の初期設定値はデフォルト設定（例えば制御ビットの中心値）であり、スイッチ５８、振幅調整器７、位相調整器８及び遅延調整器９、Rxフィルタ３を通った信号はLNA１３を介してミキサ２０で図９(a)に示すように１ＭＨzの信号に周波数変換される。１ＭＨzの信号はRSSI２２でレベル検波され、検出レベルは制御回路２３に報告される。制御回路２３では、基準値４９と検出レベルを比較回路１４８で比較し、比較結果に応じて制御信号２５で検出レベルが高くなるようにRxフィルタ３を制御する。図９(b)に示すように、例えばRSSI２２の検出レベルが最も高くなった値をband1のRxフィルタのキャリブレーション結果としてメモリ２７に保存する。同様のキャリブレーションを必要な全バンドについて実施する。図１０にTXフィルタ、RXフィルタのキャリブレーションのフローチャートを示す。本実施例では、スイッチを用いて、TXフィルタキャリブレーション時はRXフィルタをスルーモード、RXフィルタキャリブレーション時はTXフィルタをスルーモードとする方式について記載したが、これに限るものではなく、例えばTXフィルタキャリブレーション時はRXフィルタをTXフィルタと同特性に、RXフィルタキャリブレーション時はTXフィルタをRXフィルタとほぼ同特性にする等、TXフィルタキャリブレーション時はRXフィルタが影響を及ぼさないように、RXフィルタキャリブレーション時はTXフィルタが影響をおよぼさないように設定する方式であればどのような方式でも良い。

次に振幅調整器７のキャリブレーションである。TｘＶＣＯ１５，Ｔｘローカル１６からの出力キャリブレーション用信号をBand1のTＸ信号周波数（例1950MHz）に設定する。また、ＲｘＶＣＯ１８，Ｒｘローカル１９からのローカル信号をBand1のTＸ信号周波数+1MHz（例えば1951MHz）に設定する。キャリブレーション用信号はＰＡ１４を介して分配器１０で分配されて一方はDPX２に入力され、もう一方は妨害キャンセラ４８入力される。DPX２のTXフィルタ３、RXフィルタ４、妨害キャンセラ４８のTｘフィルタ５、RXフィルタ６は既にキャリブレーションした最適値で制御されているものとする。振幅調整器７の初期設定値はデフォルト設定（例えば制御ビットの中心値）であり、TXフィルタ６、振幅調整器７、位相調整器８及び遅延調整器９、Rxフィルタ５を通った一方のキャリブレーション信号は合成器１１でDPX２を通ってきたもう一方のキャリブレーション用信号と合成され、LNA１３を介してミキサ２０で図１１(a)に示すように１ＭＨzの信号に周波数変換される。１ＭＨzの信号はRSSI２２でレベル検波され、検出レベルは制御回路２３に報告される。制御回路２３では、基準値４９と検出レベルを比較回路１４８で比較し、比較結果に応じて制御信号２５で検出レベルが低くなるように振幅調整器７の利得を制御する。図１１(b)に示すように、例えばRSSI２２の検出レベルが最も低くなった値をband1の振幅調整器７のキャリブレーション結果としてメモリ２７に保存する。同様のキャリブレーションを必要な全バンドについて実施する。同様な制御を位相調整器８及び遅延調整器９についても行い、図１１(b)に示すように、例えばRSSI２２の検出レベルが最も低くなった値をband1の位相調整器８、遅延調整器のキャリブレーション結果としてメモリ２７に保存する。

図１２に振幅調整器７、位相調整器８、遅延調整器９のキャリブレーションのフローチャートを示す。本実施例によれば、送信（TX）系からの信号を用い、受信（RX）系のRSSIを用いて信号レベルを検出して振幅調整器７、位相調整器８、遅延調整器９の設定値を決めることにより、ばらつきがあっても補正可能なキャリブレーション方式を提供することが可能である。

ここまで実動作前のキャリブレーション方式について記載してきたが、実動作時はDPX２、妨害キャンセラ４８の各調整機構は変復調信号処理ブロック３２からの制御により、誤差を管理する方式とする。具体的には、図１３に示すように、例えば変復調信号処理ブロック３２のSN検出部２４で検出した受信信号のＳＮが最大となるように制御信号２６により、Rxフィルタ３、Txフィルタ４、Rxフィルタ６、遅延調整器９、位相調整器８、振幅調整器７、TXフィルタ５の調整を行う。図１４に制御のフローチャートを示す。はじめに各調整ブロックに対し、キャリブレーションで設定した設定データをメモリより読み出し、各ブロックのデフォルト値とする。まず、DPX２のTXフィルタ４の制御を行う。SN検出部２４からのSNが基準値以上となるように制御を行う。基準値以上となった場合、RXフィルタ３の制御も同様に行う。
次に妨害キャンセラ４８のTXフィルタ５の制御を行う。SN検出部２４からのSNが基準値以上となるように制御を行う。基準値以上となった場合、RXフィルタ６の制御も同様に行う。

引き続き妨害キャンセラ４８の振幅調整器７の制御を行う。SN検出部２４からのSNが基準値以上となるように制御を行う。基準値以上となった場合、位相調整器８、遅延調整器９の制御も同様に行う。フィルタの周波数ずれは性能劣化に対する感度が低いため、DPX２のフィルタの制御と妨害キャンセラ４８のフィルタの制御は例えば１フレーム間隔などの長い周期で行い、一方、妨害キャンセラ４８の各ブロックの性能のずれは性能劣化に対する感度が高いため制御は1/150 フレーム間隔などの短い周期で行う。

なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

また、上記の各構成は、それらの一部又は全部が、ハードウェアで構成されても、プロセッサでプログラムが実行されることにより実現されるように構成されてもよい。また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。

２ 可変周波数ＤＰＸ
４８ 妨害キャンセラ

Claims (5)

1. 送信信号及び受信信号を分離し、複数のバンドの周波数信号を選択的に通過させる可変特性を有するフィルタと、
   送信側から受信側に漏れこむ送信信号及び送信側の受信帯域雑音を所定量キャンセルする妨害信号キャンセル部と、
   を備える移動通信端末向けのモジュールであって、
   送受信開始前に、送信側からの信号によって前記フィルタと前記キャンセル部の性能を調整するキャリブレーションを実施することを特徴とする移動通信端末向けのモジュール。
2. 請求項１に記載の移動通信端末向けのモジュールであって、
   前記フィルタは送信信号を通過させて受信信号を抑圧する送信フィルタと、受信信号を通過させて送信信号を抑圧する受信フィルタを備え、
   送信フィルタの調整時には受信フィルタは送信信号を通過させる特性に変更し、受信フィルタの調整時には送信フィルタは受信信号を通過させる特性に変更することを特徴とする移動通信端末向けのモジュール。
3. 請求項１に記載の移動通信端末向けのモジュールであって、
   前記送信側からの信号を受信側で検波してレベルを検出し、そのレベルに基づいて前期フィルタと前記キャンセル部の性能を調整することを特徴とする移動通信端末向けのモジュール。
4. 送信信号及び受信信号を分離し、複数のバンドの周波数信号を選択的に通過させる可変特性を有するフィルタと、
   送信側から受信側に漏れこむ送信信号及び送信側の受信帯域雑音を所定量キャンセルする妨害信号キャンセル部と、
   を備える移動通信端末向けのモジュールであって、
   送受信動作時に、受信信号のSNによって前記フィルタと前記キャンセル部の性能を調整することを特徴とする移動通信端末向けのモジュール。
5. 請求項２に記載の移動通信端末向けのモジュールであって、
   前記フィルタの調整周期を前記キャンセル部の調整周期より長くすることを特徴とする移動通信端末向けのモジュール。

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