JP2012169183A - Dimming-type lighting circuit - Google Patents

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To perform dimming control of a light-emitting diode (LED) with high precision by alleviating the precision requirements for a circuit configuration and components constituting the circuit.SOLUTION: A dimming-type lighting circuit comprises: an LED light source which is constituted by connecting at least one or more light-emitting diodes whose cathode terminals are connected to a voltage source; an inductor which is connected in parallel to the LED light source, and one end of which is connected to the voltage source, while the other end of which is connected to the cathode terminals of the light-emitting diodes via a flyback diode; the flyback diode which has an anode terminal connected to the other end of the inductor and a cathode terminal connected to the anode terminals of the light-emitting diodes, in order to supply counter-electromotive force generated in the inductor to the LED light source; a switching element which is connected between the other end of the inductor and a reference potential; and a dimming control circuit which controls a current flowing through the inductor by controlling the on/off timing of the switching element.

Description

本発明は調光型点灯回路に関し、特に、発光ダイオードの光量を大幅に下げるために用いて好適な技術に関する。   The present invention relates to a dimming type lighting circuit, and more particularly, to a technique suitable for use in significantly reducing the light amount of a light emitting diode.

近年、発光ダイオードを駆動するための発光ダイオード駆動装置が開発され、実用化されている。
図４を用いて、特許文献１で提案されている従来の発光ダイオード駆動回路について説明する。従来の発光ダイオード駆動回路は、発光ダイオード４０２と、発光ダイオード４０２に直列接続されたコイル４０３と、発光ダイオード４０２とコイル４０３に対して並列に接続されたダイオード４０４を有する。ダイオード４０４は、コイル４０３に生じた逆起電力を発光ダイオード４０２に供給するために設けられる。 In recent years, a light emitting diode driving apparatus for driving a light emitting diode has been developed and put into practical use.
A conventional light-emitting diode driving circuit proposed in Patent Document 1 will be described with reference to FIG. The conventional light emitting diode driving circuit includes a light emitting diode 402, a coil 403 connected in series to the light emitting diode 402, and a diode 404 connected in parallel to the light emitting diode 402 and the coil 403. The diode 404 is provided to supply the counter electromotive force generated in the coil 403 to the light emitting diode 402.

さらに、発光ダイオード４０２、コイル４０３、およびダイオード４０４に電圧を印加する直流電源４０１が設けられる。発光ダイオード４０２と直流電源４０１との間には、直流電源４０１の出力電圧の印加／非印加を切り替えるスイッチング素子４０５が接続される。スイッチング素子４０５は、例えばスイッチング・トランジスタと発振器で構成される。また、ダイオード４０４は、逆バイアスが印加されるように、カソード側が直流電源４０１の正極側に接続される。   Further, a direct current power supply 401 that applies a voltage to the light emitting diode 402, the coil 403, and the diode 404 is provided. A switching element 405 that switches application / non-application of the output voltage of the DC power supply 401 is connected between the light emitting diode 402 and the DC power supply 401. The switching element 405 is composed of, for example, a switching transistor and an oscillator. The diode 404 is connected to the positive electrode side of the DC power supply 401 so that a reverse bias is applied.

従来の発光ダイオード駆動回路は、スイッチング素子４０５がオンのときに、直流電源４０１の出力電圧を発光ダイオード４０２に印加して、発光ダイオード４０２を発光させ、スイッチング素子４０５がオフのとき、コイル４０３の逆起電力を利用して、発光ダイオード４０２を発光させる。   In the conventional light emitting diode driving circuit, when the switching element 405 is on, the output voltage of the DC power supply 401 is applied to the light emitting diode 402 to cause the light emitting diode 402 to emit light. When the switching element 405 is off, the coil 403 Using the back electromotive force, the light emitting diode 402 is caused to emit light.

特許文献１において開示された従来の発光ダイオード駆動装置おいては、スイッチング素子４０５が単にスイッチング・トランジスタと発振器との組み合わせであり、発振器のある所定のタイミングに基づいてスイッチング素子４０５のオン／オフのタイミングが決定される。このため、スイッチング素子４０５がオンしている時間が長すぎると、発光ダイオード４０２に流れる電流値が高くなり、発光ダイオード４０２に許容される最大電流値を超えて破壊する恐れがある。また、直流電源４０１の電圧が高くなっても発光ダイオード４０２に流れる電流が増えてしまう恐れがある。   In the conventional light emitting diode driving device disclosed in Patent Document 1, the switching element 405 is simply a combination of a switching transistor and an oscillator, and the switching element 405 is turned on / off based on a predetermined timing of the oscillator. Timing is determined. For this reason, if the time during which the switching element 405 is on is too long, the value of the current flowing through the light emitting diode 402 becomes high, and there is a risk of destruction exceeding the maximum current value allowed for the light emitting diode 402. Further, even if the voltage of the DC power supply 401 is increased, the current flowing through the light emitting diode 402 may increase.

また、発光ダイオード４０２に流れる電流は脈流電流波形となるが、スイッチング素子４０５がオフからオンに切り替わる際には発光ダイオード４０２やコイル４０３自体の寄生容量を充放電するために、瞬時的に過大な電流が発生して発光ダイオード４０２の電流波形に重畳される。また、スイッチング素子４０５がオンからオフに切り替わる際には、スイッチング素子４０５に流れる急激に減少する電流波形と、コイル４０３に生じた逆起電力によりダイオード４０４に流れる急激に上昇する電流波形とが交差するまでに時間的な遅延が生じるために、過渡的に発光ダイオード４０２の電流波形は減少／増加し、振動電流となる。   Further, the current flowing through the light emitting diode 402 has a pulsating current waveform, but when the switching element 405 is switched from off to on, the parasitic capacitance of the light emitting diode 402 and the coil 403 itself is charged and discharged, so that the current is excessively large. Current is generated and superimposed on the current waveform of the light emitting diode 402. Further, when the switching element 405 switches from on to off, the rapidly decreasing current waveform flowing through the switching element 405 and the rapidly increasing current waveform flowing through the diode 404 due to the counter electromotive force generated in the coil 403 intersect. Since a time delay occurs until this occurs, the current waveform of the light emitting diode 402 decreases / increases transiently to become an oscillating current.

前述のように発光ダイオード４０２に流れる電流波形が過渡的に変動すると、発光ダイオード４０２自体がノイズ発生源となるために、直流電源４０１に伝達される雑音端子電圧が増大したり、不要輻射ノイズが発生したりする問題点があった。   As described above, when the current waveform flowing through the light-emitting diode 402 fluctuates transiently, the light-emitting diode 402 itself becomes a noise generation source, so that the noise terminal voltage transmitted to the DC power supply 401 increases or unnecessary radiation noise is generated. There was a problem that occurred.

このような問題点を解消するために、図５に示すようなＬＥＤ駆動装置が提案されている。図５のＬＥＤ駆動装置は、複数の発光ダイオードＬＥＤを直列に接続したＬＥＤ光源回路と並列に、コイルＬと平滑コンデンサＣとを並列に接続してＬＥＤ光源部５０４を構成している。また、コイルＬと発光ダイオードＬＥＤのアノード側とをフライバックダイオードＦＢＤを介して接続している。   In order to solve such problems, an LED driving device as shown in FIG. 5 has been proposed. In the LED driving device of FIG. 5, an LED light source unit 504 is configured by connecting a coil L and a smoothing capacitor C in parallel with an LED light source circuit in which a plurality of light emitting diodes LED are connected in series. Further, the coil L and the anode side of the light emitting diode LED are connected via a flyback diode FBD.

さらに、チョークコイルＬに一端を接続され、他端を直流電源５０３の低電位端子に接続されて、直流電源５０３の出力電圧の印加／非印加を切り替えるスイッチング素子ＳＷ、及びスイッチング素子ＳＷの制御端子に接続して、スイッチング素子ＳＷのオン／オフのタイミングを制御する制御回路ブロック５０２によりスイッチング駆動回路５０１を構成している。スイッチング素子ＳＷとしてＭＯＳＦＥＴを使用している。制御回路ブロック５０２は、スイッチング素子ＳＷに流れる電流の値を電流検出抵抗Ｒで検出して、所定の発振周波数で断続的にスイッチング素子ＳＷのオン／オフを制御する。   Further, one end of the choke coil L is connected, the other end is connected to a low potential terminal of the DC power supply 503, a switching element SW for switching application / non-application of the output voltage of the DC power supply 503, and a control terminal of the switching element SW The switching drive circuit 501 is configured by a control circuit block 502 that controls the ON / OFF timing of the switching element SW. A MOSFET is used as the switching element SW. The control circuit block 502 detects the value of the current flowing through the switching element SW by the current detection resistor R, and intermittently controls on / off of the switching element SW at a predetermined oscillation frequency.

特開２００１−８４４３号公報Japanese Patent Laid-Open No. 2001-8443

従来の調光型点灯回路では、発光ダイオードＬＥＤの発光を暗くするときに、スイッチ素子ＳＷをオンして、Ｌ（インダクタ）に電流を流す時間を短くしている。このため、点灯を特に暗く制御する場合スイッチ素子ＳＷをオンさせる時間を極端に短くすることになり、回路動作の高速動作への要求が厳しくなってしまい、スイッチ素子ＳＷ、駆動回路を高精度に作成しなければ発光ダイオードＬＥＤを高精度に制御することができない問題点があった。   In the conventional dimming type lighting circuit, when the light emission of the light emitting diode LED is darkened, the switch element SW is turned on to shorten the time for passing a current through L (inductor). For this reason, when the lighting is controlled to be particularly dark, the time for turning on the switch element SW is extremely shortened, and the demand for high-speed operation of the circuit operation becomes strict, and the switch element SW and the drive circuit are highly accurate. There is a problem that the light emitting diode LED cannot be controlled with high accuracy unless it is prepared.

本発明は前述の問題点に鑑み、回路構成および回路を構成する部品に対する精度要求を緩くして、発光ダイオードＬＥＤの調光制御を高精度に行うことができるようにすることを目的とする。   In view of the above-described problems, an object of the present invention is to relax the requirement for accuracy with respect to the circuit configuration and the components constituting the circuit, and to perform dimming control of the light-emitting diode LED with high accuracy.

本発明の調光型点灯回路は、カソード端子が電圧源に接続された発光ダイオードを少なくとも１つ以上接続して構成されたＬＥＤ光源と、前記ＬＥＤ光源と並列に接続されていて、一端は電圧源に接続され、他端はフライバックダイオードを介して前記発光ダイオードのアノード端子に接続されたインダクタと、前記インダクタに発生する逆起電力を前記ＬＥＤ光源に供給するために、アノード端子を前記インダクタの他端に接続され、カソード端子を前記発光ダイオードのアノード端子に接続されたフライバックダイオードと、前記インダクタの他端と基準電位との間に接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子のオン／オフのタイミングを制御して前記インダクタに流れる電流を制御する調光制御回路とを備え、前記調光制御回路は、前記ＬＥＤ光源を調光して暗くする際には、前記インダクタに流す電流を下げると同時に、前記スイッチ素子のオン／オフのタイミングの周期を伸ばすことを特徴とする。
また、本発明の調光型点灯回路の他の特徴とするところは、前記調光制御回路を、前記インダクタに流れる電流の大きさを電圧値として検出する電流検出抵抗と、前記電流検出抵抗で検出した電圧値と制御電圧との大きさを比較するコンパレータと、前記制御電圧の値に比例した周波数で発振する電圧制御発振器と、前記コンパレータの出力信号をＲＳＥＴ端子に供給され、前記電圧制御発振器出力信号がＳＥＴ端子に供給されるＲＥＳＥＴ優先型フリップフロップ回路と、前記フリップフロップ回路の出力端子から出力される出力信号レベルを前記スイッチング素子をオン／オフ動作可能な信号レベルに変換するレベル変換回路とにより構成したことを特徴とする。 The dimming type lighting circuit of the present invention includes an LED light source configured by connecting at least one light emitting diode having a cathode terminal connected to a voltage source, and is connected in parallel to the LED light source, and one end of the voltage source is a voltage. An inductor connected to the source and connected to the anode terminal of the light emitting diode via a flyback diode, and an anode terminal connected to the inductor for supplying back electromotive force generated in the inductor to the LED light source A flyback diode having a cathode terminal connected to the anode terminal of the light emitting diode, a switching element connected between the other end of the inductor and a reference potential, and an on / off state of the switching element. A dimming control circuit for controlling a current flowing through the inductor by controlling an off timing. Circuit, when the dark and the LED light source to the light control at the same time lowering the current flowing in the inductor, characterized in that extending the period of the timing of the on / off the switching element.
Another feature of the dimming type lighting circuit of the present invention is that the dimming control circuit includes a current detection resistor that detects a magnitude of a current flowing through the inductor as a voltage value, and the current detection resistor. A comparator for comparing the magnitude of the detected voltage value with the control voltage; a voltage controlled oscillator that oscillates at a frequency proportional to the value of the control voltage; and an output signal of the comparator is supplied to the RSET terminal, and the voltage controlled oscillator A RESET priority type flip-flop circuit in which an output signal is supplied to a SET terminal, and a level conversion circuit for converting an output signal level output from the output terminal of the flip-flop circuit into a signal level capable of turning on / off the switching element It is characterized by comprising.

本発明によれば、回路構成および回路を構成する部品に対する精度要求を緩くして、発光ダイオードＬＥＤの調光制御を高精度に行うことができる。   ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the precision requirement with respect to the circuit structure and the components which comprise a circuit can be eased, and the light control of light emitting diode LED can be performed with high precision.

本発明の実施形態を示し、調光型点灯回路の構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows embodiment of this invention and shows the structural example of a light control type lighting circuit. 図１に示す本発明で調光制御を行っていない場合の各部の動作を説明する図である。It is a figure explaining operation | movement of each part in case the light control is not performed by this invention shown in FIG. 図１に示す本発明でインダクタに流す電流を下げると同時にスイッチ素子の動作の周期を伸ばすように調光制御した場合の各部の動作を説明する図である。FIG. 2 is a diagram for explaining the operation of each part when dimming control is performed so as to reduce the current flowing through the inductor and simultaneously extend the operation cycle of the switch element in the present invention shown in FIG. 1. 従来の発光ダイオード駆動回路の第１の例を説明する図である。It is a figure explaining the 1st example of the conventional light emitting diode drive circuit. 従来の発光ダイオード駆動回路の第２の例を説明する図である。It is a figure explaining the 2nd example of the conventional light emitting diode drive circuit. 従来の発光ダイオード駆動回路において、スイッチ素子の動作の周期を伸ばすことなくインダクタに流す電流を下げて調光制御した場合の各部の動作を説明する図である。In the conventional light emitting diode drive circuit, it is a figure explaining operation | movement of each part at the time of carrying out light control by lowering | hanging the electric current sent through an inductor, without extending the period of operation | movement of a switch element.

以下、添付図面を参照しながら本発明の実施形態を説明する。
図１は、本実施形態の調光型点灯回路の構成例を示すブロック図である。
図１に示すように、本実施形態の調光型点灯回路１００は、交流電源１０１を整流回路１０２で全波整流している。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of a dimming lighting circuit according to the present embodiment.
As shown in FIG. 1, the dimming lighting circuit 100 of this embodiment performs full-wave rectification of an AC power supply 101 with a rectifier circuit 102.

整流回路１０２の＋端子を発光回路１０６の一側端に接続している。本実施形態においては、複数の発光ダイオードＬＥＤ（図１には３個を接続しているが、接続個数は任意である。）と平滑コンデンサＣ２との並列回路と並列に、インダクタＬを接続し、インダクタＬと発光ダイオードＬＥＤ列のアノード側とを、フライバックダイオードＦＢＤを介して接続して発光回路１０６を構成している。   The + terminal of the rectifier circuit 102 is connected to one side end of the light emitting circuit 106. In the present embodiment, an inductor L is connected in parallel with a parallel circuit of a plurality of light emitting diodes LED (three are connected in FIG. 1 but the number of connections is arbitrary) and a smoothing capacitor C2. The light emitting circuit 106 is configured by connecting the inductor L and the anode side of the light emitting diode LED array via a flyback diode FBD.

発光回路１０６の他側端は、スイッチング素子ＳＷ、および電流検出抵抗Ｒを介して整流回路１０２の−端子に接続されている。スイッチング素子ＳＷは、Ｌ（インダクタ）に流す電流を断続するために設けられているものであり、スイッチング素子ＳＷの制御電極に印加する電圧を制御することにより、オン／オフ動作してＬ（インダクタ）に流す電流を断続する。   The other end of the light emitting circuit 106 is connected to the negative terminal of the rectifier circuit 102 via the switching element SW and the current detection resistor R. The switching element SW is provided to intermittently pass a current flowing through L (inductor). By controlling the voltage applied to the control electrode of the switching element SW, the switching element SW is turned on / off to perform L (inductor). ) Intermittently.

スイッチング素子ＳＷをオフ制御するために、本実施形態においては、電流検出抵抗Ｒで検出した電圧値をコンパレータ１０７の＋端子に入力している。このコンパレータ１０７の−端子には制御電圧発生回路１０８で発生させた制御電圧Ｖが入力されている。制御電圧Ｖは電圧制御発振器（ＶＣＯ）１０３にも供給されており、電圧制御発振器１０３は入力される制御電圧Ｖの値に比例した周波数で発振する。   In this embodiment, the voltage value detected by the current detection resistor R is input to the + terminal of the comparator 107 in order to turn off the switching element SW. The control voltage V generated by the control voltage generation circuit 108 is input to the negative terminal of the comparator 107. The control voltage V is also supplied to a voltage controlled oscillator (VCO) 103, and the voltage controlled oscillator 103 oscillates at a frequency proportional to the value of the input control voltage V.

コンパレータ１０７の出力信号はＲＥＳＥＴ優先型フリップフロップ回路１０４のＲＳＥＴ端子に供給される。また、このフリップフロップ回路１０４のＳＥＴ端子には電圧制御発振器１０３の出力信号の立ち上がり信号が供給されるように構成されている。そして、ＲＥＳＥＴ優先型フリップフロップ回路１０４の出力端子ＱからＦＦ出力信号がレベル変換回路１０５に出力される。レベル変換回路１０５は、ＲＥＳＥＴ優先型フリップフロップ回路１０４の出力端子Ｑから出力されるＦＦ出力信号を、スイッチング素子ＳＷをオン／オフ動作可能な信号レベルに変換する。   The output signal of the comparator 107 is supplied to the RSET terminal of the RESET priority flip-flop circuit 104. The rising terminal of the output signal of the voltage controlled oscillator 103 is supplied to the SET terminal of the flip-flop circuit 104. The FF output signal is output from the output terminal Q of the RESET priority flip-flop circuit 104 to the level conversion circuit 105. The level conversion circuit 105 converts the FF output signal output from the output terminal Q of the RESET priority flip-flop circuit 104 into a signal level at which the switching element SW can be turned on / off.

次に、前述のように構成された本実施形態の調光型点灯回路の動作について説明する。
整流回路１０２から出力されるＧ点の整流電圧は、図２の（イ）に示すようになる。また、Ｆ点（ＳＷ点）の電圧は図２の（ロ）のようになる。なお、図２において、左側の(ａ)は電源電圧が高い場合を示し、右側の(ｂ)は電源電圧が低い場合を示している。 Next, the operation of the dimming type lighting circuit of the present embodiment configured as described above will be described.
The rectified voltage at point G output from the rectifier circuit 102 is as shown in FIG. The voltage at point F (SW point) is as shown in FIG. In FIG. 2, (a) on the left side shows a case where the power supply voltage is high, and (b) on the right side shows a case where the power supply voltage is low.

スイッチング素子ＳＷがオフすると、インダクタＬに流れていた電流は流れ続け様とするために、逆起電力が発生し、フライバックダイオードＦＢＤを通して発光ダイオードＬＥＤと平滑コンデンサＣ２の並列回路側に駆動電流が流れる。そして、インダクタＬに蓄積されていたエネルギーを全て発光ダイオードＬＥＤと平滑コンデンサＣ２の並列回路側に移してインダクタＬの電流がなくなると、フライバックダイオードＦＢＤはオフとなる。   When the switching element SW is turned off, the current that has been flowing through the inductor L continues to flow, so that a back electromotive force is generated, and a drive current is applied to the parallel circuit side of the light emitting diode LED and the smoothing capacitor C2 through the flyback diode FBD. Flowing. When all of the energy stored in the inductor L is transferred to the parallel circuit side of the light emitting diode LED and the smoothing capacitor C2, the flyback diode FBD is turned off when the current in the inductor L disappears.

なお、図２の(イ)において、矢印Ｙ１に示すように、Ｆ点に着く寄生容量（Ｌ：インダクタ、ＳＷ、ＦＢＤ等の寄生容量）とインダクタＬで決まる共振周波数で振動波形が出現するが直ぐに減衰する。インピーダンスが高い回路点の減衰振動なので微小な電力でしかない。
また、図２の(ロ)において、整流回路１０２と並列に配設されているコンデンサＣ１に電荷が蓄積されるため、矢印Ｙ２に示すように、Ｇ点の電圧は基準電位まで下がらない。
但し、電源電流の力率を良くするためコンデンサＣ１の容量を小さく選んでいるためＧ点の整流電圧の変動は大きくなっている。 In FIG. 2A, a vibration waveform appears at a resonance frequency determined by the parasitic capacitance (L: parasitic capacitance such as an inductor, SW, FBD, etc.) and the inductor L as indicated by an arrow Y1. Attenuates immediately. Since it is a damped oscillation at a circuit point with high impedance, it requires only a small amount of power.
In FIG. 2B, since the electric charge is accumulated in the capacitor C1 arranged in parallel with the rectifier circuit 102, the voltage at the point G does not drop to the reference potential as shown by the arrow Y2.
However, since the capacitance of the capacitor C1 is selected to be small in order to improve the power factor of the power supply current, the fluctuation of the rectified voltage at point G is large.

図２（ハ）に示すように、スイッチング素子ＳＷをオン動作させる制御電圧がＥ点に出力されることで、スイッチング素子ＳＷがオンすると、 Ｆ点の電位は低くなり、インダクタＬに電源電圧が印加され、インダクタＬに電流が流れる。インダクタＬに流れる電流は、図２の（ホ）において、矢印Ｙ３で示すように時間ともに大きくなり、インダクタＬにエネルギーを蓄積する。   As shown in FIG. 2C, when the control voltage for turning on the switching element SW is output to the point E, when the switching element SW is turned on, the potential at the point F is lowered, and the power supply voltage is supplied to the inductor L. When applied, a current flows through the inductor L. The current flowing through the inductor L increases with time as indicated by the arrow Y3 in FIG.

そして、スイッチング素子ＳＷがオフすると、図２の（ホ）において、矢印Ｙ４で示すように、インダクタＬに蓄積されたエネルギーを発光ダイオードＬＥＤ側に放出する。この場合、設定電流までインダクタＬに流す時間は、電源電圧が高い場合は、矢印Ｙ５で示すように、短くなっている。   When the switching element SW is turned off, the energy stored in the inductor L is released to the light emitting diode LED side as indicated by an arrow Y4 in FIG. In this case, the time required for the inductor L to flow until the set current is shorter as indicated by the arrow Y5 when the power supply voltage is high.

一方、図２の(ホ)において、(ｂ)に示した電源電圧が低い場合には、矢印Ｙ６、矢印Ｙ８で示すように、インダクタＬに流す時間は長くなっている。また、矢印Ｙ７で示すように、インダクタＬに蓄積したエネルギーを発光ダイオードＬＥＤ側に印加するのに要する時間は、インダクタＬに蓄積したエネルギーの量に依存し、電源電圧には依存しない。
図２の（ヘ）は、スイッチング素子ＳＷがスイッチ動作を開始する信号を示し、図２の（ト）は、スイッチング素子ＳＷがスイッチ動作を終了する信号を示す。 On the other hand, in FIG. 2 (e), when the power supply voltage shown in FIG. 2 (b) is low, as shown by the arrows Y6 and Y8, the time for the inductor L to flow is long. As indicated by an arrow Y7, the time required to apply the energy accumulated in the inductor L to the light emitting diode LED side depends on the amount of energy accumulated in the inductor L and does not depend on the power supply voltage.
(F) of FIG. 2 shows a signal for starting the switching operation of the switching element SW, and (g) of FIG. 2 shows a signal for finishing the switching operation of the switching element SW.

スイッチ素子ＳＷを駆動してオンすることで、インダクタＬに電源電圧を印加して電流を流し、インダクタＬにエネルギーを蓄積している期間においては、インダクタＬと並列接続されている、フライバックダイオードＦＢＤが逆バイアスされているので、発光ダイオードＬＥＤ、平滑コンデンサＣ２には電流は流れない。   A flyback diode that is connected in parallel to the inductor L during the period in which the switch element SW is driven and turned on to apply a power supply voltage to the inductor L to flow current and the energy is stored in the inductor L. Since the FBD is reverse-biased, no current flows through the light emitting diode LED and the smoothing capacitor C2.

スイッチ素子ＳＷがオンした時点では、インダクタＬには電流が流れていないが、時間の経過とともに電流が大きくなって行く。インダクタＬに流れる電流ＩLは、下記の計算式１に示すようになる。
ＩL＝（Ｖ・Ｔ）／Ｌ・・・（式１）
式１において、ＩL：インダクタＬに流れる電流、Ｖ：電源電圧（Ｌに印加する電圧）、Ｔ：インダクタＬに電圧を印加する時間、Ｌ：インダクタＬのＬ値である。 When the switch element SW is turned on, no current flows through the inductor L, but the current increases with time. The current I L flowing through the inductor L is as shown in the following calculation formula 1.
I L = (V · T) / L (Expression 1)
In Equation 1, I L : current flowing through the inductor L, V: power supply voltage (voltage applied to L), T: time for applying voltage to the inductor L, and L: L value of the inductor L.

スイッチング素子ＳＷがオフすると、インダクタＬに流れていた電流は流れ続け様とするために、逆起電力が発生し、フライバックダイオードＦＢＤを通して発光ダイオードＬＥＤと平滑コンデンサＣ２の並列回路側に駆動電流が流れる。そして、インダクタＬに蓄積されていたエネルギーを全て発光ダイオードＬＥＤと平滑コンデンサＣ２の並列回路側に移してインダクタＬの電流がなくなると、フライバックダイオードＦＢＤはオフとなる。   When the switching element SW is turned off, the current that has been flowing through the inductor L continues to flow, so that a back electromotive force is generated, and a drive current is applied to the parallel circuit side of the light emitting diode LED and the smoothing capacitor C2 through the flyback diode FBD. Flowing. When all of the energy stored in the inductor L is transferred to the parallel circuit side of the light emitting diode LED and the smoothing capacitor C2, the flyback diode FBD is turned off when the current in the inductor L disappears.

インダクタＬに流れる電流として蓄積されていたエネルギーは、平滑コンデンサＣ２に電荷として蓄積され、平滑コンデンサＣ２と並列にシリーズ接続された発光ダイオードＬＥＤで消費される。すなわち、発光している。
ここで、発光ダイオードＬＥＤを１００％の連続点灯状態させるのに、インダクタＬにエネルギーを蓄積するために流す電流を５００ｍＡ、ＳＷ動作の周期を２５μSEC（４０KHｚ）、電源電圧は平均１００Ｖとする。 The energy accumulated as the current flowing through the inductor L is accumulated as a charge in the smoothing capacitor C2, and is consumed by the light emitting diodes LED connected in series with the smoothing capacitor C2. That is, light is emitted.
Here, in order to keep the light emitting diode LED in the 100% continuous lighting state, the current flowing to store energy in the inductor L is 500 mA, the cycle of the SW operation is 25 μSEC (40 kHz), and the power supply voltage is 100 V on average.

Ｌ＝１ｍＨであると、チャージに要する時間は、約５μSEC(電源電圧によって変動する)。インダクタＬに電流を流してインダクタＬに蓄積するエネルギーは、下記の計算式２に示すように、
１／２（Ｌ×Ｉ2）＝０．１２５ｍJ ・・・（式２）
となる。
前記インダクタＬに蓄積したエネルギーを４０Ｋ回／秒でＬＥＤ側に印加するので、ＬＥＤ側への駆動電力は５Ｗになる。
ここまでの説明は、図５に示す従来例でも同じである。 When L = 1 mH, the time required for charging is about 5 μSEC (varies depending on the power supply voltage). The energy accumulated in the inductor L by passing a current through the inductor L is as shown in the following calculation formula 2.
1/2 (L × I 2 ) = 0.125 mJ (Formula 2)
It becomes.
Since the energy stored in the inductor L is applied to the LED side at 40 K times / second, the driving power to the LED side is 5 W.
The description so far is the same in the conventional example shown in FIG.

ところで、調光により照度を下げたい場合は、インダクタＬに蓄積するエネルギーを下げるようにする。図６の（イ）〜（ト）に図５に示す従来例で調光により照度を下げたい場合の動作波形を示す。
例えば、５Ｗを１００％の電力動作とした場合、５Ｗから１％の５０ｍＷに下げるには、インダクタＬに流す電流を１桁下げて５０ｍＡとする。これにより、発光ダイオードＬＥＤへの駆動電力は、２桁小さい５０ｍＷに下げることが出来る。 By the way, when it is desired to lower the illuminance by dimming, the energy accumulated in the inductor L is lowered. 6A to 6G show operation waveforms when the illuminance is to be lowered by dimming in the conventional example shown in FIG.
For example, when 5 W is set to 100% power operation, the current flowing through the inductor L is reduced by one digit to 50 mA in order to reduce the power from 5 W to 1% to 50 mW. Thereby, the drive power to the light emitting diode LED can be lowered to 50 mW, which is two orders of magnitude smaller.

この場合、図６の（イ）に示すように、スイッチ素子ＳＷをオンしてインダクタＬに電流を流す時間は１桁短くなり、約５μSEC→約０．５μSECとなる。
さらに絞って、０．１％に下げて５Ｗから５ｍＷにするには、インダクタＬに流す電流を１５．８ｍＡとすることで、発光ダイオードＬＥＤへの駆動電力は、５ｍＷに下げることが出来る。この場合、スイッチ素子ＳＷをオンして、インダクタＬに電流を流す時間はさらに短くなって、約０．１６μSECとなる。 In this case, as shown in FIG. 6A, the time during which the switch element SW is turned on and the current flows through the inductor L is shortened by an order of magnitude, from about 5 μSEC to about 0.5 μSEC.
In order to further reduce it to 0.1% from 5 W to 5 mW, by setting the current flowing through the inductor L to 15.8 mA, the driving power to the light emitting diode LED can be reduced to 5 mW. In this case, the time during which the switch element SW is turned on and the current flows through the inductor L is further shortened to about 0.16 μSEC.

このため、図６の（ホ）において、矢印６１、６２、６３に示すように、インダクタＬに電流を流してエネルギーを蓄積している時間、が極端に短くなってしまう。これは、矢印６４、６５、６６で示したように、図６（ｂ）の電源電圧が低い場合においても同様である。   For this reason, in (e) of FIG. 6, as shown by arrows 61, 62, and 63, the time during which current is passed through the inductor L to accumulate energy is extremely shortened. The same applies to the case where the power supply voltage in FIG. 6B is low, as indicated by arrows 64, 65, and 66.

このため、調光して発光ダイオードＬＥＤの光量を暗くするときに、スイッチング素子ＳＷをオンして、インダクタＬに電流を流す時間を極端に短くする必要があり、従来技術の課題で指摘したように、回路動作の高速動作への要求が厳しくなってしまい、スイッチング素子ＳＷ、駆動回路を高精度にしなければならない不都合が生じる。
又、電流検出抵抗Ｒに流れる電流が小さくなるためコンパレータ１０７での検出動作に対するノイズの影響が大きくなってしまう問題があった。 For this reason, when dimming and dimming the light amount of the light-emitting diode LED, it is necessary to turn on the switching element SW and extremely shorten the time for flowing the current through the inductor L, as pointed out in the problem of the prior art In addition, the demand for high-speed operation of the circuit becomes strict, resulting in inconvenience that the switching element SW and the drive circuit must be highly accurate.
Further, since the current flowing through the current detection resistor R becomes small, there is a problem that the influence of noise on the detection operation in the comparator 107 becomes large.

前述のような不都合を解消するために、本実施形態においては、電圧制御発振器１０３を設け、インダクタＬに流す電流を下げると同時に、スイッチ素子ＳＷの動作の周期を伸ばすようにしている。このようにすることで、スイッチ素子ＳＷをオンして、インダクタＬに電流をチャージする時間の変化巾を抑えている。   In order to eliminate the inconveniences as described above, in the present embodiment, the voltage controlled oscillator 103 is provided so that the current flowing through the inductor L is lowered and at the same time the operation cycle of the switch element SW is extended. By doing so, the switching element SW is turned on, and the change width of the time for charging the inductor L with current is suppressed.

具体的に説明すると、発光ダイオードＬＥＤの駆動を１％にする場合は、点灯電力は電流の２乗とスイッチ素子ＳＷの動作周期に反比例するので、例えば、以下の式３のようになる。
[１％＝１／１００＝１／（４．６４3）]・・・（式３） More specifically, when the driving of the light emitting diode LED is 1%, the lighting power is inversely proportional to the square of the current and the operation cycle of the switch element SW.
[1% = 1/100 = 1 / (4.64 3 )] (Equation 3)

制御電圧を下げて、周期は２５μSECから１１６μSEC（４．６４倍）にすると、インダクタＬに流す電流は、「５００ｍＡ → １０８ｍＡ（１／４．６４）」となる。インダクタＬに流す電流を４．６４分の１に減らしたことで、スイッチ素子ＳＷをオンしてインダクタＬに電流を流す時間は、１．０８μSECとなる。   When the control voltage is lowered and the period is changed from 25 μSEC to 116 μSEC (4.64 times), the current flowing through the inductor L becomes “500 mA → 108 mA (1 / 4.64)”. By reducing the current flowing through the inductor L by a factor of 4.64, the time during which the switch element SW is turned on and the current flows through the inductor L is 1.08 μSEC.

さらに絞って０．１％に下げるには、例えば、以下の式４のようになる。
[０．１％＝１／１０００＝１／（１０3）] ・・・（式４）
周期は、「２５μSECから２５０μSEC（１０倍）」となる。インダクタＬに流す電流を５０ｍＡ（１／１０）とすることで、発光ダイオードＬＥＤへの駆動電力は、５ｍＷに下げることが出来る。これにより、スイッチ素子ＳＷをオンして、インダクタＬに電流をチャージする時間は、「約５μSEC から 約０．５μSEC」となる。
前述した、５ｍＷに下げた場合に、スイッチ素子ＳＷをオンして、インダクタＬに電流を流す時間として説明した約０．１６μSECより３倍以上長い時間で良く、電流も約３倍あるので、電流検出抵抗Ｒに流れる電流を検出するコンパレータ１０７での検出動作に対するノイズの影響を改善することができる。 For further reduction and reduction to 0.1%, for example, the following Expression 4 is obtained.
[0.1% = 1/1000 = 1 / (10 3 )] (Formula 4)
The period is “25 μSEC to 250 μSEC (10 times)”. By setting the current flowing through the inductor L to 50 mA (1/10), the driving power to the light emitting diode LED can be reduced to 5 mW. As a result, the time for turning on the switch element SW and charging the current to the inductor L is “about 5 μSEC to about 0.5 μSEC”.
When it is lowered to 5 mW as described above, the switching element SW is turned on, and the time required to flow the current through the inductor L may be about 3 times longer than about 0.16 μSEC, and the current is also about 3 times. The influence of noise on the detection operation of the comparator 107 that detects the current flowing through the detection resistor R can be improved.

本実施形態の調光型点灯回路によれば、図３の（イ）〜（ト）に示すように、電流は絞り込んでも、従来例よりも３倍以上大きな電流でよいので、スイッチ素子ＳＷの動作時間を従来例と比較して３倍以上に長くすることが出来る。これにより、スイッチ素子ＳＷの動作速度に関して、回路構成および回路を構成する部品に対する精度要求を緩くすることができる、などの利点が得られる。
又、スイッチ素子ＳＷを制御する回路にＲＥＳＥＴ優先型フリップフロップ回路１０４
を用いているため、例えば、発光ダイオードＬＥＤか平滑コンデンサＣ２がショートする様な不良になった場合には、スイッチ素子ＳＷがオフしてもインダクタＬに電流として蓄積されたエネルギーが保存されて減らない状態で、スイッチ素子ＳＷが再度オンしてしまい、ＲＥＳＥＴ優先型フリップフロップ回路１０４にＳＥＴ端子とＲＥＳＥＴ端子に信号が同時に入ってしまう場合でも、ＲＥＳＥＴ入力が優先されるので直ちにスイッチ素子ＳＷがオフして流れる電流が増えない方向に制御され安全である。 According to the dimming type lighting circuit of the present embodiment, as shown in (a) to (g) of FIG. 3, even if the current is narrowed down, the current may be three or more times larger than the conventional example. The operation time can be increased by three times or more as compared with the conventional example. Thereby, there can be obtained an advantage that the accuracy requirement for the circuit configuration and the components constituting the circuit can be relaxed with respect to the operation speed of the switch element SW.
Further, a reset priority type flip-flop circuit 104 is used as a circuit for controlling the switch element SW.
Therefore, for example, when a failure occurs such that the light emitting diode LED or the smoothing capacitor C2 is short-circuited, the energy accumulated as current in the inductor L is stored and reduced even when the switch element SW is turned off. Even if the switch element SW is turned on again in the absence of the signal and a signal is simultaneously input to the RESET priority flip-flop circuit 104 at the SET terminal and the RESET terminal, the switch element SW is immediately turned off because the RESET input has priority. Therefore, it is safe to control so that the flowing current does not increase.

また、発光ダイオードＬＥＤのちらつきについて、スイッチ素子ＳＷの動作の周期を延ばすときは、発光ダイオードＬＥＤの点灯電流を減らしているが、本実施形態においては電流を小さくする比率と、スイッチ素子ＳＷの動作周期を延ばす比率とを合わせている。すなわち、スイッチ素子ＳＷの動作周期を延ばす比率と同じ比率で、発光ダイオードＬＥＤに流れる電流を小さくしているので、発光ダイオードＬＥＤと並列接続している平滑コンデンサＣ２の値は大きくしないでも、発光ダイオードＬＥＤの駆動電圧のリップルは、平滑コンデンサＣ２で抑えることができる。   Further, regarding the flickering of the light emitting diode LED, when the operation cycle of the switch element SW is extended, the lighting current of the light emitting diode LED is reduced. In this embodiment, the ratio of reducing the current and the operation of the switch element SW are reduced. Combined with the ratio of extending the period. That is, since the current flowing through the light emitting diode LED is reduced at the same ratio as the operation cycle of the switch element SW, the value of the smoothing capacitor C2 connected in parallel with the light emitting diode LED is not increased. The ripple of the LED drive voltage can be suppressed by the smoothing capacitor C2.

１００ 調光型点灯回路
１０１ 交流電源
１０２ 整流回路
１０３ 電圧制御発振器
１０４ フリップフロップ回路
１０５ レベル変換回路
１０６ 発光回路
１０７ コンパレータ
Ｌ インダクタ
ＬＥＤ 発光ダイオード
ＦＢＤ フライバックダイオード
ＳＷ スイッチング素子 100 dimming type lighting circuit 101 AC power source 102 rectifier circuit 103 voltage controlled oscillator 104 flip-flop circuit 105 level conversion circuit 106 light emitting circuit 107 comparator L inductor LED light emitting diode FBD flyback diode SW switching element

Claims (2)

カソード端子が電圧源に接続された発光ダイオードを少なくとも１つ以上接続して構成されたＬＥＤ光源と、
前記ＬＥＤ光源と並列に接続されていて、一端は電圧源に接続され、他端はフライバックダイオードを介して前記発光ダイオードのカソード端子に接続されたインダクタと、
前記インダクタに発生する逆起電力を前記ＬＥＤ光源に供給するために、アノード端子を前記インダクタの他端に接続され、カソード端子を前記発光ダイオードのアノード端子に接続されたフライバックダイオードと、
前記インダクタの他端と基準電位との間に接続されたスイッチング素子と、
前記スイッチング素子のオン／オフのタイミングを制御して前記インダクタに流れる電流を制御する調光制御回路とを備え、
前記調光制御回路は、前記ＬＥＤ光源を調光して暗くする際には、前記インダクタに流す電流を下げると同時に、前記スイッチ素子のオン／オフのタイミングを制御する動作周期を伸ばすことを特徴とする調光型点灯回路。 An LED light source configured by connecting at least one light emitting diode having a cathode terminal connected to a voltage source;
An inductor connected in parallel with the LED light source, having one end connected to a voltage source and the other end connected to a cathode terminal of the light emitting diode via a flyback diode;
A flyback diode having an anode terminal connected to the other end of the inductor and a cathode terminal connected to the anode terminal of the light emitting diode in order to supply back electromotive force generated in the inductor to the LED light source;
A switching element connected between the other end of the inductor and a reference potential;
A dimming control circuit that controls the on / off timing of the switching element to control the current flowing through the inductor;
When the LED light source is dimmed by dimming, the dimming control circuit lowers the current flowing through the inductor and simultaneously extends the operation cycle for controlling the on / off timing of the switch element. Dimmable lighting circuit. 前記調光制御回路を、前記インダクタに流れる電流の大きさを電圧値として検出する電流検出抵抗と、前記電流検出抵抗で検出した電圧値と制御電圧との大きさを比較するコンパレータと、前記制御電圧の値に比例した周波数で発振する電圧制御発振器と、前記コンパレータの出力信号をＲＳＥＴ端子に供給され、前記電圧制御発振器出力信号がＳＥＴ端子に供給されるＲＥＳＥＴ優先型フリップフロップ回路と、前記フリップフロップ回路の出力端子から出力される出力信号レベルを前記スイッチング素子をオン／オフ動作可能な信号レベルに変換するレベル変換回路とにより構成したことを特徴とする請求項１に記載の調光型点灯回路。   The dimming control circuit includes a current detection resistor that detects a magnitude of a current flowing through the inductor as a voltage value, a comparator that compares a voltage value detected by the current detection resistor and a control voltage, and the control A voltage controlled oscillator that oscillates at a frequency proportional to a voltage value; a reset priority type flip-flop circuit in which an output signal of the comparator is supplied to a RSET terminal, and the voltage controlled oscillator output signal is supplied to a SET terminal; 2. A dimming type lighting device according to claim 1, further comprising: a level conversion circuit that converts an output signal level output from an output terminal of the circuit to a signal level at which the switching element can be turned on / off. circuit.
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