JP2011155748A - Power source device, and lighting fixture - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電源装置及び照明器具に関するものである。 The present invention relates to a power supply device and a lighting fixture.
従来から、図14に示すように、交流電源ACから入力された交流電力を全波整流することにより直流電力(脈流電力)を出力する直流電源としてのダイオードブリッジDBと、一端がダイオードブリッジDBの高電圧側の出力端に接続されたNチャネル型のMOSFETからなる第1スイッチング素子Q1と、第1スイッチング素子Q1よりも低電圧側において第1スイッチング素子Q1に対して直列に且つダイオードブリッジDBの出力に対して逆向きに接続されたダイオードD1と、ダイオードD1とともにループを構成するインダクタL1を含み負荷が接続される出力回路と、第1スイッチング素子Q1をオンオフ駆動する制御回路2とを備える電源装置が提供されている。
Conventionally, as shown in FIG. 14, a diode bridge DB as a DC power source that outputs DC power (pulsating power) by full-wave rectifying AC power input from an AC power source AC, and one end of the diode bridge DB. A first switching element Q1 composed of an N-channel MOSFET connected to the output terminal on the high voltage side of the first switching element Q1 and a diode bridge DB in series with the first switching element Q1 on the lower voltage side than the first switching element Q1. A diode D1 connected in the opposite direction to the output of the output, an output circuit including an inductor L1 that forms a loop with the diode D1, and a load connected thereto, and a
図14の電源装置1では、出力回路は、ダイオードD1の両端間に接続されたインダクタL1と昇圧用スイッチング素子Qbとの直列回路と、昇圧用スイッチング素子Qbに対して並列に接続された昇圧用ダイオードDbとコンデンサC1との直列回路とからなる、いわゆるブーストコンバータ(昇圧チョッパ回路)である。すなわち、コンデンサC1の両端が出力端として負荷Zに接続され、負荷Zには直流電力が出力される。さらに、上記の場合には第1スイッチング素子Q1とダイオードD1とインダクタL1とコンデンサC1とがいわゆるバックコンバータ(降圧チョッパ回路)を構成する。そして、制御回路2は、第1スイッチング素子Q1をオンオフ駆動する駆動部2aと、コンデンサC1の両端電圧(すなわち電源装置1の出力電圧)を一定に保つように駆動部2aを制御するとともに昇圧用スイッチング素子Qbをオンオフ駆動するフィードバック部2bとを備える。
In the
この種の電源装置1では、直流電源たるダイオードブリッジDBの低電圧側の出力端と、第1スイッチング素子Q1の低電圧側の端子との間には、ダイオードD1及び出力回路が介在することになるので、制御回路2の駆動部2aが第1スイッチング素子Q1の駆動に用いる電源とするために、一端が第1スイッチング素子Q1の低電圧側の一端(すなわち第1スイッチング素子Q1とダイオードD1との間)に接続された駆動用コンデンサCsが設けられる。
In this type of
さらに、駆動用コンデンサCsの他端に接続されるとともにダイオードブリッジDBから抵抗Rcを介して電力を供給されて駆動用コンデンサを充電する充電用電源としての充電用コンデンサCcが設けられる。すなわち、ダイオードD1と出力回路とのループに電流が流れている期間には、第1スイッチング素子Q1の低電圧側の一端の電位はダイオードブリッジDBの低電圧側の出力端の電位に略一致するから、充電用コンデンサCsから充電用ダイオードDcを介して供給される電流により駆動用コンデンサCsが充電される。このとき、駆動用コンデンサCsを充電する電流は、インダクタL1を含むループに流れることになる。 Furthermore, a charging capacitor Cc is provided as a charging power source that is connected to the other end of the driving capacitor Cs and is supplied with electric power from the diode bridge DB via the resistor Rc to charge the driving capacitor. In other words, during a period in which current flows through the loop of the diode D1 and the output circuit, the potential at one end on the low voltage side of the first switching element Q1 substantially matches the potential at the output end on the low voltage side of the diode bridge DB. The driving capacitor Cs is charged by the current supplied from the charging capacitor Cs through the charging diode Dc. At this time, the current for charging the driving capacitor Cs flows in the loop including the inductor L1.
さらに、図14の例では、制御回路2は、電源が投入されてから所定の充電時間を計時するとともに充電時間の計時中は論理和回路OR1を介した出力により昇圧用スイッチング素子Qbをオン駆動するタイマ部2cを有する。すなわち、上記動作により昇圧用スイッチング素子Qbがオンされている期間には、駆動用コンデンサCsは、インダクタL1と昇圧用スイッチング素子Qbとを介して流れる電流により充電される。
Further, in the example of FIG. 14, the
しかしながら、例えば電源がオンされた直後などで駆動用コンデンサCsが全く充電されていない状態から、上記のようにインダクタL1を通じた経路で駆動用コンデンサが充電される場合、インダクタL1の作用により、駆動用コンデンサCsが充分に充電されるまでに時間がかかったり、駆動用コンデンサCsの両端電圧の制御が困難となったりすることが考えられる。 However, when the driving capacitor is charged through the path through the inductor L1 as described above from the state where the driving capacitor Cs is not charged at all, for example, immediately after the power is turned on, the driving is performed by the action of the inductor L1. It can be considered that it takes time until the capacitor Cs for charging is sufficiently charged, and it is difficult to control the voltage across the driving capacitor Cs.
特許文献1においては、ダイオードD1の両端間の短絡をオンオフするスイッチ(図示せず)を設けるとともに、電源がオンされた後に制御回路2が第1スイッチング素子Q1のオンオフ駆動を開始する前に上記のスイッチをオンする技術も開示されている。すなわち、上記のスイッチを介した経路であってインダクタL1を介さない経路での充電が可能となるから、駆動用コンデンサCsの両端電圧を比較的に短時間で安定させることができる。
In
しかしながら、上記のスイッチがオンされた直後に急激に電流が流れることで、駆動用コンデンサCsや駆動用コンデンサCsの充電経路を構成する充電用ダイオードDc等の回路部品に過大な電気的ストレスがかかってしまう可能性があった。 However, an abrupt electric current immediately after the switch is turned on causes excessive electrical stress to circuit components such as the driving capacitor Cs and the charging diode Dc constituting the charging path of the driving capacitor Cs. There was a possibility.
本発明は、上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、駆動用コンデンサの充電開始時に急激に電流が流れることを防ぐことができる電源装置及び照明器具を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above-described reasons, and an object thereof is to provide a power supply device and a luminaire that can prevent a current from flowing suddenly at the start of charging of a driving capacitor.
請求項1の発明は、直流電力を出力する直流電源と、一端が直流電源の出力端に接続された第1スイッチング素子と、第1スイッチング素子に対して直列に且つ直流電源の出力に対して逆向きに接続されたダイオードと、ダイオードとともにループを構成するインダクタを含み負荷が接続される出力回路と、一端が第1スイッチング素子とダイオードとの間に接続された駆動用コンデンサと、駆動用コンデンサの他端に接続されるとともに直流電源から電力を供給されて駆動用コンデンサを充電する充電用電源と、ダイオードの両端間の短絡をオンオフする第2スイッチング素子と、第2スイッチング素子をオンオフ駆動するとともに駆動用コンデンサを電源として第1スイッチング素子をオンオフ駆動する制御回路とを備え、制御回路は、第2スイッチング素子をオフ状態に維持しつつ第1スイッチング素子を繰り返しオンオフ駆動するという通常動作を、直流電源からの直流電力の出力が開始された後に最初に開始する前に、第1スイッチング素子をオフ状態に維持しつつ第2スイッチング素子をオン状態とすることで駆動用コンデンサを充電するという充電動作を行うものであって、第2スイッチング素子には、抵抗が直列に接続されていることを特徴とする。
The invention of
この発明によれば、第2スイッチング素子に直列に接続された抵抗が電流制限抵抗として作用することで、充電動作中に過剰な電流が流れることを防ぐことができる。 According to the present invention, the resistor connected in series with the second switching element acts as a current limiting resistor, thereby preventing an excessive current from flowing during the charging operation.
請求項2の発明は、請求項1の発明において、第1のレベルと第2のレベルとのいずれかの信号レベルをとるPWM信号を制御回路に入力するPWM信号生成回路を備え、制御回路は、PWM信号生成回路から入力されるPWM信号の信号レベルが第1のレベルから第2のレベルに変化したときには所定の遅延時間にわたり充電動作を行った後に通常動作を開始するものであって、PWM信号生成回路は、外部から入力されるリセット信号の信号レベルが所定のレベルである期間にはPWM信号の信号レベルを第1のレベルに維持することを特徴とする。 According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the invention, the control circuit further includes a PWM signal generation circuit that inputs a PWM signal having one of the first level and the second level to the control circuit. When the signal level of the PWM signal input from the PWM signal generation circuit changes from the first level to the second level, the normal operation is started after the charging operation is performed over a predetermined delay time. The signal generation circuit is characterized in that the signal level of the PWM signal is maintained at the first level during a period in which the signal level of the reset signal input from the outside is a predetermined level.
請求項3の発明は、請求項1又は請求項2の発明において、制御回路と第2スイッチング素子とが1個の集積回路に集積化されていることを特徴とする。 According to a third aspect of the present invention, in the first or second aspect of the present invention, the control circuit and the second switching element are integrated in one integrated circuit.
この発明によれば、第2スイッチング素子を制御回路とは別途の部品で構成する場合に比べ、部品点数を削減して小型化が可能となる。 According to the present invention, the number of components can be reduced and the size can be reduced as compared with the case where the second switching element is configured with components separate from the control circuit.
請求項4の発明は、請求項1〜3のいずれかの発明において、出力回路のインダクタに流れる電流のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段と、出力回路のインダクタに流れる電流を検出する電流検出手段とを備え、制御回路は、通常動作中には、ゼロクロス検出手段によってゼロクロスが検出されたときに第1スイッチング素子をオン制御するとともに、電流検出手段によって検出された電流が所定の上限値に達したときに第1スイッチング素子をオフ制御し、ゼロクロス検出手段によってゼロクロスが検出されてから所定時間が経過しても、電流検出手段によって検出された電流が前記所定の上限値に達しない場合、充電動作を開始することを特徴とする。 According to a fourth aspect of the present invention, in any one of the first to third aspects of the present invention, a zero cross detecting means for detecting a zero cross of a current flowing through the inductor of the output circuit, and a current detecting means for detecting a current flowing through the inductor of the output circuit; And the control circuit controls to turn on the first switching element when the zero cross is detected by the zero cross detecting means during normal operation, and the current detected by the current detecting means has reached a predetermined upper limit value. When the first switching element is turned off and the current detected by the current detecting means does not reach the predetermined upper limit even after a predetermined time has elapsed since the zero cross was detected by the zero cross detecting means, the charging operation It is characterized by starting.
請求項5の発明は、請求項1〜4のいずれかの発明において、出力回路は、インダクタとの直列回路としてダイオードの両端間に接続されたコンデンサを有することを特徴とする。 According to a fifth aspect of the present invention, in any one of the first to fourth aspects, the output circuit has a capacitor connected between both ends of the diode as a series circuit with the inductor.
この発明によれば、コンデンサの両端を出力端として直流電力を出力することができる。 According to the present invention, it is possible to output DC power using both ends of the capacitor as output ends.
請求項6の発明は、請求項1〜4のいずれかの発明において、出力回路は、インダクタとの直列回路としてダイオードの両端間に接続された2個のコンデンサを有し、制御回路は、入力される切替信号に応じて、充電動作と通常動作とが行われる第1の動作モードと、第2スイッチング素子と第1スイッチング素子とを交互にオンオフ駆動するという第2の動作モードとでの動作が可能であることを特徴とする。 According to a sixth aspect of the present invention, in any of the first to fourth aspects of the present invention, the output circuit has two capacitors connected between both ends of the diode as a series circuit with the inductor, and the control circuit has the input In the first operation mode in which the charging operation and the normal operation are performed in response to the switching signal, and in the second operation mode in which the second switching element and the first switching element are alternately turned on and off. Is possible.
この発明によれば、制御回路が第1の動作モードで動作する期間には例えば出力回路のコンデンサの一方の両端を出力端として直流電力を出力することができ、制御回路が第2の動作モードで動作する期間には出力回路のコンデンサの一方の両端を出力端として交流電力を出力することができる。 According to the present invention, during the period in which the control circuit operates in the first operation mode, for example, DC power can be output using one end of the capacitor of the output circuit as an output end, and the control circuit can output the second operation mode. During the operation period, AC power can be output with both ends of the capacitor of the output circuit as output ends.
請求項7の発明は、請求項1〜6のいずれか1項に記載の電源装置と、電源装置を保持する器具本体とを備え、出力回路から出力される電力により負荷としての電気的光源を点灯させることを特徴とする。 A seventh aspect of the invention includes the power supply device according to any one of the first to sixth aspects, and an appliance main body that holds the power supply device, and an electric light source as a load by electric power output from the output circuit. It is made to light.
請求項1の発明によれば、制御回路は、第2スイッチング素子をオフ状態に維持しつつ第1スイッチング素子を繰り返しオンオフ駆動するという通常動作を、直流電源からの直流電力の出力が開始された後に最初に開始する前に、第1スイッチング素子をオフ状態に維持しつつ第2スイッチング素子をオン状態とすることで駆動用コンデンサを充電するという充電動作を行うものであって、第2スイッチング素子には、抵抗が直列に接続されているので、第2スイッチング素子に直列に接続された抵抗が電流制限抵抗として作用することで、充電動作中に過剰な電流が流れることを防ぐことができる。 According to the first aspect of the invention, the control circuit starts the normal operation of repeatedly driving the first switching element on and off while maintaining the second switching element in the off state, and the output of the DC power from the DC power supply is started. Before starting for the first time later, a charging operation is performed in which the driving capacitor is charged by turning on the second switching element while maintaining the first switching element in the off state. Since the resistors are connected in series, the resistor connected in series with the second switching element acts as a current limiting resistor, thereby preventing an excessive current from flowing during the charging operation.
請求項3の発明によれば、制御回路と第2スイッチング素子とが1個の集積回路に集積化されているので、第2スイッチング素子を制御回路とは別途の部品で構成する場合に比べ、部品点数を削減して小型化が可能となる。
According to the invention of
請求項5の発明によれば、出力回路は、インダクタとの直列回路としてダイオードの両端間に接続されたコンデンサを有するので、コンデンサの両端を出力端として直流電力を出力することができる。
According to the invention of
請求項6の発明によれば、出力回路は、インダクタとの直列回路としてダイオードの両端間に接続された2個のコンデンサを有し、制御回路は、入力される切替信号に応じて、充電動作と通常動作とが行われる第1の動作モードと、第2スイッチング素子と第1スイッチング素子とを交互にオンオフ駆動するという第2の動作モードとでの動作が可能であるので、制御回路が第1の動作モードで動作する期間には例えば出力回路のコンデンサの一方の両端を出力端として直流電力を出力することができ、制御回路が第2の動作モードで動作する期間には出力回路のコンデンサの一方の両端を出力端として交流電力を出力することができる。 According to the invention of claim 6, the output circuit has two capacitors connected between both ends of the diode as a series circuit with the inductor, and the control circuit performs the charging operation according to the input switching signal. And the first operation mode in which the normal operation is performed and the second operation mode in which the second switching element and the first switching element are alternately turned on and off are possible. For example, DC power can be output with one end of one of the capacitors of the output circuit as an output end during the period of operation in the first operation mode, and the capacitor of the output circuit can be output during the period of operation of the control circuit in the second operation mode. AC power can be output using one of the two ends as an output end.
以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。 The best mode for carrying out the present invention will be described below with reference to the drawings.
(実施形態1)
本実施形態は、図1に示すように、発光ダイオードアレイLEDを点灯させる直流電力を出力するものである。
(Embodiment 1)
In the present embodiment, as shown in FIG. 1, DC power for lighting the light emitting diode array LED is output.
具体的に説明すると、本実施形態の電源装置1は、低電圧側の出力端がグランドに接続された直流電源Eと、直流電源Eの高電圧側の出力端にドレインが接続されたNチャネル型のMOSFETからなる第1スイッチング素子Q1と、第1スイッチング素子Q1のソースにカソードが接続されるとともにアノードがグランドに接続されたダイオードD1と、ダイオードD1と第1スイッチング素子Q1との接続点に一端が接続されたインダクタL1と、インダクタL1の他端に一端が接続されて他端がグランドに接続されたコンデンサC1と、第1スイッチング素子Q1のゲートに適宜の電圧を出力することで第1スイッチング素子Q1をオンオフ駆動する制御回路2とを備え、コンデンサC1の両端が出力端として発光ダイオードアレイLEDに接続されている。すなわち、第1スイッチング素子Q1と、ダイオードD1と、インダクタL1と、コンデンサC1とで、周知のバックコンバータが構成されている。また、インダクタL1とコンデンサC1とが請求項における出力回路を構成している。
More specifically, the
直流電源Eは、周知のローパスフィルタLPFを介して交流電源ACから入力された交流電力を全波整流するダイオードブリッジDBと、ダイオードブリッジDBの直流出力を所定電圧の直流出力に変換する周知のブーストコンバータとからなる。すなわち、ダイオードブリッジDBの出力端間には、インダクタL0とスイッチング素子Q0との直列回路が接続され、スイッチング素子Q0にはダイオードD0とコンデンサC0との直列回路が並列に接続されている。さらに、本実施形態は、直流電源Eのスイッチング素子Q0をオンオフ駆動する電源駆動回路E1を有する。電源駆動回路E1は、例えば直流電源Eの出力電圧を一定に保つようにスイッチング素子Q0のオンデューティを随時変更する。このような電源駆動回路E1は周知技術で実現可能であるので、詳細な図示並びに説明は省略する。 The DC power supply E includes a diode bridge DB that performs full-wave rectification of AC power input from the AC power supply AC via a known low-pass filter LPF, and a known boost that converts a DC output of the diode bridge DB into a DC output of a predetermined voltage. It consists of a converter. That is, a series circuit of an inductor L0 and a switching element Q0 is connected between the output ends of the diode bridge DB, and a series circuit of a diode D0 and a capacitor C0 is connected in parallel to the switching element Q0. Furthermore, this embodiment has a power supply driving circuit E1 that drives the switching element Q0 of the DC power supply E on and off. The power supply drive circuit E1 changes the on-duty of the switching element Q0 as needed to keep the output voltage of the DC power supply E constant, for example. Since such a power supply drive circuit E1 can be realized by a known technique, detailed illustration and description thereof will be omitted.
また、本実施形態は、制御回路2にとって第1スイッチング素子Q1を駆動するための電源となる駆動用コンデンサCsを有する。駆動用コンデンサCsは、一端を第1スイッチング素子Q1のソースに接続されている。さらに、本実施形態は、駆動用コンデンサCsを充電する充電用電源としての充電用コンデンサCcを備える。充電用コンデンサCcは例えば電解コンデンサからなり、一端(低電圧側)がグランドに接続される一方、他端(高電圧側)は、駆動用コンデンサCsにおいて第1スイッチング素子Q1に接続されていない側の端子(すなわち高電圧側の端子)に対し、充電用ダイオードDcを介して接続されている。さらに、充電用コンデンサCcの上記他端(高電圧側)は、抵抗Rcを介してダイオードブリッジDBの高電圧側の直流出力端に接続されており、充電用コンデンサCcはダイオードブリッジDBの出力により随時充電される。なお、上記のように充電用コンデンサCcを抵抗Rcを介して直流電源Eに接続する代わりに、充電用コンデンサCcを充電する電流を例えばトランス(図示せず)を用いて生成する構成としてもよい。
In the present embodiment, the
さらに、ダイオードD3の両端間には、抵抗Rdと、Nチャネル型のMOSFETからなるスイッチング素子Q2との直列回路が並列に接続されている。 Furthermore, a series circuit of a resistor Rd and a switching element Q2 made of an N-channel MOSFET is connected in parallel between both ends of the diode D3.
ここで、インダクタL1を電流が流れている期間には、駆動用コンデンサCsは、受電用コンデンサCcと、ダイオードDcと、駆動用コンデンサCsと、インダクタL1と、コンデンサC1と発光ダイオードアレイLEDとの並列回路とで構成されるループに流れる電流により充電される。 Here, during the period in which the current flows through the inductor L1, the driving capacitor Cs includes the power receiving capacitor Cc, the diode Dc, the driving capacitor Cs, the inductor L1, the capacitor C1, and the light emitting diode array LED. The battery is charged by a current flowing in a loop composed of a parallel circuit.
また、第2スイッチング素子Q2がオンされている期間には、駆動用コンデンサCsは、充電用コンデンサCcと、ダイオードDcと、駆動用コンデンサCsと、抵抗Rdと第2スイッチング素子Q2との直列回路とで構成されるループに流れる電流により充電される。 In addition, during the period in which the second switching element Q2 is on, the driving capacitor Cs includes a series circuit of a charging capacitor Cc, a diode Dc, a driving capacitor Cs, a resistor Rd, and the second switching element Q2. It is charged by the current flowing in the loop composed of
次に、制御回路2の動作を説明する。制御回路2は、PWM信号生成回路3からPWM信号Vpを入力され、入力されたPWM信号Vpに応じて動作する。
Next, the operation of the
まず、PWM信号Vpについて説明すると、PWM信号Vpは0〜1のオンデューティをとりオンデューティが0でも1でもないときにはHレベルとLレベルとの間で信号レベル(例えば電圧値)を周期的に切り替える矩形波である。さらに、PWM信号生成回路3は、HレベルとLレベルとのいずれかの信号レベルをとるリセット信号Vrsを入力されており、リセット信号VrsがHレベルである期間には上記のオンデューティを0として制御回路2に出力するPWM信号Vpの信号レベルをLレベルに固定する。リセット信号VrsがLレベルである期間中にPWM信号生成回路3が出力するPWM信号Vpのオンデューティについては、例えば予めPWM信号生成回路3に保持されたプログラムに従って決定されるものとしてもよいし、外部からの入力に応じて決定されるものとしてもよい。
First, the PWM signal Vp will be described. The PWM signal Vp has an on-duty of 0 to 1, and when the on-duty is neither 0 nor 1, the signal level (for example, voltage value) is periodically changed between the H level and the L level. A rectangular wave to be switched. Further, the PWM
なお、リセット信号Vrsの信号レベルと動作との対応関係は上記に限られず、上記とは逆にリセット信号VrsがLレベルであるときにPWM信号VpがLレベルに固定されるようにしてもよい。また、リセット信号Vrsは外部から入力されるものであってもよいし、短絡や過電流やコンデンサC1の両端間に負荷が接続されていない無負荷状態などの異常を検出してリセット信号Vrsを出力する異常検出回路(図示せず)を電源装置1に設けてもよい。上記のような異常検出回路は周知技術で実現可能であるので、詳細な図示並びに説明は省略する。
Note that the correspondence between the signal level of the reset signal Vrs and the operation is not limited to the above, and conversely, when the reset signal Vrs is at the L level, the PWM signal Vp may be fixed at the L level. . The reset signal Vrs may be input from the outside, or the reset signal Vrs is detected by detecting an abnormality such as a short circuit, an overcurrent, or a no-load state where no load is connected across the capacitor C1. An abnormality detection circuit (not shown) for outputting may be provided in the
制御回路2は、PWM信号Vpのオンデューティ(すなわち、1周期の中でHレベルの時間が占める割合)が高いほど、出力電力を増加させる。
The
具体的には、制御回路2は、図2及び図3に示すように、入力されたPWM信号Vpを所定の遅延時間tdだけ遅延させた遅延信号Vpdを出力する遅延回路21と、PWM信号Vpの周波数に対して充分に高い周波数の矩形波である駆動信号を生成する発振回路22と、遅延回路21が出力した遅延信号Vpdと発振回路22の出力との論理積をとる論理積回路ANDとを有する。そして、論理積回路ANDの出力がHレベルである期間には第1スイッチング素子Q1がオンされ、論理積回路ANDの出力がLレベルである期間には第1スイッチング素子Q1がオフされる。つまり、遅延信号VpdがHレベルである期間は、第1スイッチング素子Q1が駆動信号の周波数で周期的に繰り返しオンオフ駆動されるという動作(以下、「通常動作」と呼ぶ。)が行われる期間(以下、「オン期間」と呼ぶ。)とされている。さらに、遅延信号VpdがLレベルである期間は、第1スイッチング素子Q1がオフ状態に維持される期間(以下、「オフ期間」と呼ぶ。)とされている。上記のオン期間Tonとオフ期間Toffの合計に対してオン期間Tonが占める割合は、PWM信号Vpのオンデューティに一致する。
Specifically, as shown in FIGS. 2 and 3, the
さらに、制御回路2は、入力されたPWM信号Vpから遅延信号Vpdを減算するとともに負の部分をLレベルに揃えることで第2スイッチング素子Q2の駆動用の出力を生成する減算回路23を備える。すなわち、減算回路23の出力がHレベルである期間には第2スイッチング素子Q2がオンされ、減算回路23の出力がLレベルである期間には第2スイッチング素子Q2がオフされる。
Further, the
従って、図3に示すように、オン期間Ton毎に1回ずつ、オン期間Tonの開始直前に遅延時間tdにわたり第1スイッチング素子Q1がオフ状態に維持されたまま第2スイッチング素子Q2がオン状態とされることで駆動用コンデンサCsが充電されるという充電動作が行われることになる。 Therefore, as shown in FIG. 3, the second switching element Q2 is turned on once every on-period Ton, while the first switching element Q1 is kept off for the delay time td immediately before the start of the on-period Ton. As a result, a charging operation in which the driving capacitor Cs is charged is performed.
また、電源がオンされて直流電源Eからの直流電力の出力が開始された時点から継続してPWM信号Vpのオンデューティが1である場合、図4に示すように、電源がオンされた直後の遅延時間tdにのみ第2スイッチング素子Q2がオンされるとともに第1スイッチング素子Q1がオフされた状態となり、その後は第2スイッチング素子Q2がオフ状態に維持されたまま第1スイッチングQ1が繰り返しオンオフ駆動される通常動作が継続されることになる。 Further, when the on-duty of the PWM signal Vp is 1 continuously from the time when the power source is turned on and the output of the DC power from the DC power source E is started, immediately after the power source is turned on as shown in FIG. The second switching element Q2 is turned on and the first switching element Q1 is turned off only during the delay time td, and thereafter, the first switching Q1 is repeatedly turned on and off while the second switching element Q2 is maintained in the off state. The normal operation to be driven is continued.
上記構成によれば、第2スイッチング素子Q2がオンされて駆動用コンデンサCsの充電が開始される際の充電電流のピーク値が、抵抗Rdのいわゆる電流制限抵抗としての作用によって抑制される。 According to the above configuration, the peak value of the charging current when the second switching element Q2 is turned on and the charging of the driving capacitor Cs is started is suppressed by the action of the resistor Rd as a so-called current limiting resistor.
また、例えば第2スイッチング素子Q2に流れる電流に基いた異常の検出や制御を行う場合に、抵抗Rdの両端電圧を、第2スイッチング素子Q2に流れる電流の検出に用いることができる。 For example, when detecting or controlling an abnormality based on the current flowing through the second switching element Q2, the voltage across the resistor Rd can be used for detecting the current flowing through the second switching element Q2.
さらに、個々のオン期間Ton毎に充電動作が行われるので、仮にオフ期間Toff中に駆動用コンデンサCsの電圧が低下したとしてもオン期間Tonの開始とともに確実に第1スイッチング素子Q1をオンすることができる。 Further, since the charging operation is performed for each on-period Ton, even if the voltage of the driving capacitor Cs decreases during the off-period Toff, the first switching element Q1 is reliably turned on with the start of the on-period Ton. Can do.
また、ダイオードD1が第2スイッチング素子Q2とは別途に設けられるとともに第2スイッチング素子Q2と抵抗Rdとの直列回路に並列に接続されているので、第2スイッチング素子Q2がオフされている期間には抵抗Rdによる損失が発生しない。 Further, since the diode D1 is provided separately from the second switching element Q2 and is connected in parallel to the series circuit of the second switching element Q2 and the resistor Rd, during the period when the second switching element Q2 is turned off. No loss due to the resistance Rd occurs.
なお、遅延回路21を用いる代わりに、図5に示すように、制御回路2が、PWM信号VpがHレベルの期間をそのままオン期間Tonとし、PWM信号VpがLレベルの期間をそのままオフ期間Toffとするとともに、オフ期間Toff中には常に第2スイッチング素子Q2をオンする(すなわち充電動作を行う)ようにしてもよい。この場合、電源がオンされて直流電源Eからの直流電力の出力が開始された直後にPWM信号VpがHレベルであっても充電動作が行われるように、電源がオンされて直流電源Eからの直流電力の出力が開始された直後については別途の制御が必要となる。上記のような第2スイッチング素子Q2の駆動用の出力は例えばPWM信号Vpの否定をとる否定回路(図示せず)を用いて生成可能であるので詳細な図示並びに説明は省略する。
Instead of using the
また、直流電源Eは上記のようなブーストコンバータに限られず、図6に示すように電池を用いてもよいし、他の周知の直流電源を用いてもよい。 Further, the DC power source E is not limited to the boost converter as described above, and a battery may be used as shown in FIG. 6 or another known DC power source may be used.
さらに、オン期間毎に、充電動作を複数回ずつ間欠的に行ってもよい。この構成を採用すれば、電気的ストレスがさらに抑えられる可能性がある。 Further, the charging operation may be intermittently performed a plurality of times for each ON period. If this configuration is adopted, electrical stress may be further suppressed.
(実施形態2)
本実施形態の基本構成は実施形態1において図1〜図4で説明したものと共通であるので、共通する部分についての説明は省略する。
(Embodiment 2)
Since the basic configuration of the present embodiment is the same as that described in the first embodiment with reference to FIGS.
本実施形態は、オン期間Ton中の第1スイッチング素子Q1のオンオフ切替のタイミングを、実施形態1のような発振回路22の出力に基いて決定する代わりに、出力回路を構成するインダクタL1に流れる電流(以下、「回路電流」と呼ぶ。)ILに基いて決定している。
In the present embodiment, instead of determining the on / off switching timing of the first switching element Q1 during the on-period Ton based on the output of the
具体的には、制御回路2に発振回路22が設けられる代わりに、図7に示すように、駆動信号を生成して制御回路2に入力するタイミング回路4が設けられている。さらに、インダクタL1には二次巻線が設けられており、この二次巻線において回路電流ILの増加時に高電圧側となる一端はタイミング回路4に接続されて他端はグランドに接続されている。また、コンデンサC1とダイオードD1との間には回路電流ILを検出するための電流検出手段としての電流検出抵抗Riが接続されている。すなわち、電流検出抵抗RiとコンデンサC1との接続点の電圧(以下、「検出電圧」と呼ぶ。)Vdは回路電流ILに比例するのであり、この検出電圧Vdがタイミング回路4に入力されている。
Specifically, instead of providing the
タイミング回路4は、図8に示すように、反転入力端子に所定の第1参照電圧Vr1が入力されるとともに非反転入力端子に検出電圧Vdが入力された第1コンパレータCP1と、反転入力端子に所定の第2参照電圧Vr2が入力されるとともに非反転入力端子にはインダクタL1の二次巻線に誘導された電圧(以下、「誘導電圧」と呼ぶ。)ZCDが入力された第2コンパレータCP2と、リセット端子Rが第1コンパレータCP1の出力端子に接続されるとともにセット端子Sが第2コンパレータCP2の出力端子に接続されたRS型のフリップフロップ回路FFとを備え、このフリップフロップ回路FFの出力端子Qが、駆動信号を出力する出力端となっている。
As shown in FIG. 8, the
すなわち、第1スイッチング素子Q1がオンされると図9に示すように回路電流ILが徐々に増加することで検出電圧Vdが徐々に高くなり、やがて検出電圧Vdが第1参照電圧Vr1に達すると第1スイッチング素子Q1がオフされる。すると回路電流ILが低下を開始し、やがて回路電流ILがゼロに達すると誘導電圧ZCDが立ち上がり、第2参照電圧Vr2を上回ることで、回路電流ILのゼロクロスが検出されて第2コンパレータCP2からフリップフロップ回路FFのセット端子Sへの入力電圧がHレベルとなる。すると、第1スイッチング素子Q1が再度オンされ、以下、同様の動作が繰り返される。つまり、第2コンパレータCP2が請求項におけるゼロクロス検出手段であり、第1参照電圧Vr1を電流検出抵抗Riの抵抗値で除した値が請求項における所定の上限値である。なお、オン期間Tonの最初に限り、第1スイッチング素子Q1のオン制御は、上記のようなゼロクロスの検出に応じてではなく、遅延信号Vpdの立ち上がりに応じて、充電動作の後に行われる。 That is, when the first switching element Q1 is turned on, the detection voltage Vd gradually increases as the circuit current IL gradually increases as shown in FIG. 9, and eventually the detection voltage Vd reaches the first reference voltage Vr1. The first switching element Q1 is turned off. Then, the circuit current IL starts to decrease, and when the circuit current IL eventually reaches zero, the induced voltage ZCD rises and exceeds the second reference voltage Vr2, whereby the zero crossing of the circuit current IL is detected and the second comparator CP2 flips the circuit current IL. The input voltage to the set terminal S of the circuit FF becomes H level. Then, the first switching element Q1 is turned on again, and the same operation is repeated thereafter. That is, the second comparator CP2 is the zero cross detection means in the claims, and a value obtained by dividing the first reference voltage Vr1 by the resistance value of the current detection resistor Ri is a predetermined upper limit value in the claims. Only at the beginning of the ON period Ton, the ON control of the first switching element Q1 is performed after the charging operation according to the rising edge of the delay signal Vpd, not according to the detection of the zero cross as described above.
また、タイミング回路4は、最後にゼロクロスが検出されてから(つまり、第2コンパレータCP2の出力がHレベルとなってから)の経過時間を計時するタイマ回路TMを有する。タイマ回路TMは、第2コンパレータCP2の出力端子に接続されたスタート端子Sと、第1コンパレータCP1の出力端子に接続されたリセット端子Rと、制御回路2に接続された出力端子Fとを有する。そして、タイマ回路TMは、通常は制御回路2への出力をLレベルとし、誘導電圧ZCDが立ち上がって第2コンパレータCP2の出力がHレベルとなったときに所定の待機時間tcの計時を開始する。また、タイマ回路TMは、待機時間tcの計時中に第1コンパレータCP1の出力がHレベルとなったときに計時をリセットし、次に第2コンパレータCP2の出力がHレベルとなったときに再度0からの計時を開始する。そして、タイマ回路TMは、第1コンパレータCP1の出力がHレベルとなることなく待機時間tcの計時を完了した場合、制御回路2への出力をHレベルとする。制御回路2は、タイマ回路TMの出力がHレベルである期間には、第1スイッチング素子Q1をオフ状態に維持したままで第2スイッチング素子Q2をオンさせるという充電動作を行う。これにより、例えば発光ダイオードアレイLED等の負荷が外れて回路電流ILが流れなくなった場合、PWM信号Vpに関わらず充電動作が行われる。図9の例では遅延信号VpdがLレベルとなったときにも回路電流ILが0に低下することで誘導電圧ZCDが立ち上がっているが、このときには遅延信号VpdがLレベルとなっていることにより第1スイッチング素子Q1のオン制御は行われていない。タイマ回路TMの出力のLレベルへの復帰は、例えば遅延信号VpdがHレベルとなったときに行われる。
The
なお、電流検出手段としては、上記のような電流検出抵抗Riを設ける代わりに、第2スイッチング素子Q2に直列に接続された抵抗Rdを用いてもよい。ただし、フライホイールダイオードとして第2スイッチング素子Q2の寄生ダイオードを用いずに実施形態1及び本実施形態のようにダイオードD1を別途に設ける場合には、上記の抵抗Rdとは別途に電流検出抵抗Riを設けることが精度の観点からは望ましい。 As the current detection means, instead of providing the current detection resistor Ri as described above, a resistor Rd connected in series to the second switching element Q2 may be used. However, when the diode D1 is separately provided as in the first embodiment and this embodiment without using the parasitic diode of the second switching element Q2 as the flywheel diode, the current detection resistor Ri is separately provided from the resistor Rd. It is desirable from the viewpoint of accuracy.
(実施形態3)
本実施形態の基本構成は実施形態1と共通であるので、共通する部分についての説明は省略する。
(Embodiment 3)
Since the basic configuration of the present embodiment is the same as that of the first embodiment, description of the common parts is omitted.
本実施形態では図10に示すようにダイオードD1が省略されており、第2スイッチング素子Q2の寄生ダイオードがフライホイールダイオードとして機能する。これにより、第2スイッチング素子Q2がオフされている期間にも抵抗Rdでの損失が発生することになる代わりに、部品点数が減少して製造コストの低下が可能となっている。上記のようなダイオードD1の省略は実施形態1や実施形態2でも可能であり、逆に本実施形態において実施形態1や実施形態2のように別途のダイオードD1を設けてもよい。 In this embodiment, the diode D1 is omitted as shown in FIG. 10, and the parasitic diode of the second switching element Q2 functions as a flywheel diode. As a result, even when the second switching element Q2 is turned off, a loss at the resistor Rd occurs, but the number of components is reduced, and the manufacturing cost can be reduced. The omission of the diode D1 as described above is also possible in the first and second embodiments. Conversely, in the present embodiment, a separate diode D1 may be provided as in the first and second embodiments.
また、本実施形態は、制御回路2は入力される切替信号に応じて動作モードを切り替えるものとなっており、制御回路2が動作モードを切り替えることにより、発光ダイオードアレイLEDを点灯させるための直流電力の出力以外にも、図11(a)に示す放電灯Laを点灯させるための交流電力の出力も可能となっている。上記の切替信号は電源装置1の外部から入力されるものであってもよいし、使用者の操作入力に応じて又は後述する端子11a,12a,12b,13a,13b間のインピーダンスの検出に応じて制御回路2に切替信号を入力する切替回路(図示せず)を設けてもよい。上記のような切替回路は周知技術で実現可能であるので詳細な図示並びに説明は省略する。
In the present embodiment, the
さらに、本実施形態には、一対のフィラメントを有してフィラメント間に入力される交流電力により点灯する熱陰極型の放電灯Laと、直流電力により点灯する発光ダイオードアレイLEDとの一方が択一的に接続可能となっている。 Further, in the present embodiment, one of a hot cathode type discharge lamp La having a pair of filaments and lighting with AC power input between the filaments and a light emitting diode array LED lighting with DC power is selected. Connection is possible.
具体的に説明すると、本実施形態では、インダクタL1とコンデンサ(以下、「第1コンデンサ」と呼ぶ。)C1との間に、発光ダイオードアレイLEDのアノード側に接続される端子(以下、「直流用端子」と呼ぶ。)11aが設けられている。さらに、第1コンデンサC1とグランドとの間に第2コンデンサC2が追加されており、第2コンデンサC2の両端にはそれぞれ放電灯Laの一方ずつのフィラメントの一端又は発光ダイオードアレイLEDのカソードに接続される端子(以下、「共用端子」と呼ぶ。)12a,12bが設けられている。すなわち、共用端子12a,12bは、発光ダイオードアレイLEDが接続された状態では互いに短絡される。このような短絡は上記のように発光ダイオードアレイLED等の負荷自体によって行われるものとしてもよいし、後述する第1の動作モード中にはオン制御されて後述する第2の動作モード中にはオフ制御されるスイッチング素子(図示せず)を共用端子12a,12b間に設けてもよい。
More specifically, in the present embodiment, a terminal (hereinafter referred to as “DC”) connected to the anode side of the light emitting diode array LED between the inductor L1 and a capacitor (hereinafter referred to as “first capacitor”) C1. 11a) is provided. Further, a second capacitor C2 is added between the first capacitor C1 and the ground, and both ends of the second capacitor C2 are connected to one end of one filament of the discharge lamp La or the cathode of the light emitting diode array LED, respectively. Terminals (hereinafter referred to as “shared terminals”) 12a and 12b are provided. That is, the shared
さらに、本実施形態は、放電灯Laの各フィラメントの予熱のために、一端がスイッチング素子Q1,Q2の接続点に接続されるとともに他端が第3コンデンサC3を介してグランドに接続された一次巻線を有するトランスT1を備える。このトランスT1は2本の二次巻線を有し、各二次巻線は、それぞれ一端が共用端子12a,12bの一方ずつに接続されている。さらに、それぞれ一方ずつ二次巻線の他端に接続されるとともに放電灯Laの一方ずつのフィラメントの他端(すなわち共用端子12a,12bが接続されない側の一端)に接続される2個の交流用端子13a,13bが設けられている。
Furthermore, in this embodiment, in order to preheat each filament of the discharge lamp La, one end is connected to the connection point of the switching elements Q1 and Q2, and the other end is connected to the ground via the third capacitor C3. A transformer T1 having a winding is provided. The transformer T1 has two secondary windings, and one end of each secondary winding is connected to one of the shared
次に、本実施形態における制御回路2の動作を説明する。
Next, the operation of the
切替信号により直流電力の出力が指示されている期間に実行される第1の動作モードの動作は、実施形態1及び実施形態2で説明した動作のいずれでもよいので説明を省略する。この期間には、第1コンデンサC1の両端の端子11,12a,12bから直流電力が出力される。
Since the operation in the first operation mode executed during the period in which the output of the DC power is instructed by the switching signal may be any of the operations described in the first and second embodiments, the description thereof is omitted. During this period, DC power is output from the
切替信号により交流電力の出力が指示されている期間に実行される第2の動作モードでは、制御回路2は、第1スイッチング素子Q1と第2のスイッチング素子Q2とを交互にオンオフするという動作を行う。すなわち、第1及び第2スイッチング素子Q1,Q2とインダクタL1と第1及び第2コンデンサC1,C2とが周知のハーフブリッジ形のインバータとして動作し、放電灯Laの一方のフィラメントに接続される端子12a,13aと他方のフィラメントに接続される端子12b,13bとの間に交流電力が出力される。また、始動時には、トランスT1の各二次巻線に誘導される電流により、放電灯Laの各フィラメントがそれぞれ予熱される。上記のような第2の動作において、放電灯Laに出力される電力は、インダクタL1と第1及び第2コンデンサC1,C2と放電灯Laとが構成する共振回路の共振周波数と、制御回路2が第1及び第2スイッチング素子Q1,Q2を交互にオンオフする周波数(以下、「動作周波数」と呼ぶ。)との関係に応じて変化する。そこで、制御回路2が、抵抗Rdの両端電圧に基いて放電灯Laへの出力電力を検出するとともに、放電灯Laへの出力電力を所定の目標値とするように動作周波数を随時変更するというフィードバック制御を行ってもよい。
In the second operation mode executed during the period in which the output of the AC power is instructed by the switching signal, the
ここで、上記の各実施形態において、第2スイッチング素子Q2を制御回路2とともに1チップの集積回路に構成してもよく、さらに他の素子を集積化してもよい。制御回路2とともに集積化される素子としては、第2スイッチング素子Q2の他に、第2スイッチング素子Q2に直列に接続された抵抗Rdや、充電用コンデンサCcと駆動用コンデンサCsとの間に介在するダイオードDcなどが考えられ、技術的に可能であれば駆動用コンデンサCsを集積化してもよい。上記のように適宜の集積化を行うことで、部品点数を削減して小型化が可能となる。さらに、第2スイッチング素子Q2を集積化した場合には、制御回路2のみを集積回路で構成する場合に比べ、制御回路2を構成する集積回路において第2スイッチング素子Q2のゲートに接続されていた端子を削減することができる。この場合において、第2スイッチング素子Q2は、高耐圧プロセスと呼ばれる周知技術を用いて、DMOS(Double-Diffused MOSFET)構造として形成することができる。
Here, in each of the above embodiments, the second switching element Q2 may be configured as a one-chip integrated circuit together with the
なお、第1スイッチング素子Q1として上記のようなNチャネル型のMOSFETに代えてPチャネル型のMOSFETを用いた場合であっても、第1スイッチング素子Q1がダイオードD1よりも低電圧側に接続されるような回路構成とされた場合に上記のような駆動用コンデンサCsは必要となる。この場合、やはり第1スイッチング素子Q1の寄生ダイオードが直流電源Eの出力に対して逆向きとされるので、第1スイッチング素子Q1はドレインが直流電源Eに接続されてソースがダイオードD1に接続される。 Even when a P-channel MOSFET is used as the first switching element Q1 in place of the N-channel MOSFET as described above, the first switching element Q1 is connected to a lower voltage side than the diode D1. When the circuit configuration is as described above, the driving capacitor Cs as described above is required. In this case, since the parasitic diode of the first switching element Q1 is also opposite to the output of the DC power supply E, the drain of the first switching element Q1 is connected to the DC power supply E and the source is connected to the diode D1. The
上記の各実施形態で説明した各種の電源装置1は、それぞれ、図12や図13に示すような器具本体51に対し例えば矢印A1で示すように収納されて照明器具5を構成することができる。器具本体51は、電源装置1に接続される発光ダイオードアレイLEDや放電灯Laなどの電気的光源を、該電気的光源の形態に応じた適宜の手段によって保持する。上記のような器具本体51は周知技術によって実現可能であるので、詳細な図示並びに説明は省略する。なお、発光ダイオードアレイLEDに代えて、例えば有機ELのように直流電力で点灯される他の周知の電気的光源を接続してもよい。
The various
1 電源装置
2 制御回路
3 PWM信号生成回路
5 照明器具
51 器具本体
C1 コンデンサ(請求項における出力回路の一部)
Cc 充電用コンデンサ(請求項における充電用電源)
CP2 第2コンパレータ(請求項におけるゼロクロス検出手段)
Cs 駆動用コンデンサ
D1 ダイオード
E 直流電源
L1 インダクタ(請求項における出力回路の一部)
Q1 第1スイッチング素子
Q2 第2スイッチング素子
Rd 抵抗
Ri 電流検出抵抗(請求項における電流検出手段)
td 遅延時間
DESCRIPTION OF
Cc Charging capacitor (Charging power source in claims)
CP2 second comparator (zero cross detection means in claims)
Cs Driving capacitor D1 Diode E DC power supply L1 Inductor (part of output circuit in claims)
Q1 first switching element Q2 second switching element Rd resistance Ri current detection resistor (current detection means in claims)
td delay time
Claims (7)
一端が直流電源の出力端に接続された第1スイッチング素子と、
第1スイッチング素子に対して直列に且つ直流電源の出力に対して逆向きに接続されたダイオードと、
ダイオードとともにループを構成するインダクタを含み負荷が接続される出力回路と、
一端が第1スイッチング素子とダイオードとの間に接続された駆動用コンデンサと、
駆動用コンデンサの他端に接続されるとともに直流電源から電力を供給されて駆動用コンデンサを充電する充電用電源と、
ダイオードの両端間の短絡をオンオフする第2スイッチング素子と、
第2スイッチング素子をオンオフ駆動するとともに駆動用コンデンサを電源として第1スイッチング素子をオンオフ駆動する制御回路とを備え、
制御回路は、第2スイッチング素子をオフ状態に維持しつつ第1スイッチング素子を繰り返しオンオフ駆動するという通常動作を、直流電源からの直流電力の出力が開始された後に最初に開始する前に、第1スイッチング素子をオフ状態に維持しつつ第2スイッチング素子をオン状態とすることで駆動用コンデンサを充電するという充電動作を行うものであって、
第2スイッチング素子には、抵抗が直列に接続されていることを特徴とする電源装置。 A DC power source that outputs DC power;
A first switching element having one end connected to the output end of the DC power supply;
A diode connected in series with the first switching element and opposite to the output of the DC power supply;
An output circuit including an inductor that forms a loop with a diode and connected to a load;
A driving capacitor having one end connected between the first switching element and the diode;
A charging power source connected to the other end of the driving capacitor and supplied with power from a DC power source to charge the driving capacitor;
A second switching element for turning on and off a short circuit between both ends of the diode;
A control circuit for driving the second switching element on and off and driving the first switching element on and off using a driving capacitor as a power source;
The control circuit performs the normal operation of repeatedly turning on and off the first switching element while maintaining the second switching element in the off state before starting the first operation after the output of the DC power from the DC power supply is started. A charging operation of charging the driving capacitor by turning on the second switching element while maintaining the one switching element in the off state;
A power supply device, wherein a resistor is connected in series to the second switching element.
制御回路は、PWM信号生成回路から入力されるPWM信号の信号レベルが第1のレベルから第2のレベルに変化したときには所定の遅延時間にわたり充電動作を行った後に通常動作を開始するものであって、
PWM信号生成回路は、外部から入力されるリセット信号の信号レベルが所定のレベルである期間にはPWM信号の信号レベルを第1のレベルに維持することを特徴とする請求項1記載の電源装置。 A PWM signal generation circuit that inputs a PWM signal having a signal level of either the first level or the second level to the control circuit;
The control circuit starts a normal operation after performing a charging operation for a predetermined delay time when the signal level of the PWM signal input from the PWM signal generation circuit changes from the first level to the second level. And
2. The power supply device according to claim 1, wherein the PWM signal generation circuit maintains the signal level of the PWM signal at the first level during a period in which the signal level of the reset signal input from the outside is a predetermined level. .
出力回路のインダクタに流れる電流を検出する電流検出手段とを備え、
制御回路は、通常動作中には、ゼロクロス検出手段によってゼロクロスが検出されたときに第1スイッチング素子をオン制御するとともに、電流検出手段によって検出された電流が所定の上限値に達したときに第1スイッチング素子をオフ制御し、
ゼロクロス検出手段によってゼロクロスが検出されてから所定時間が経過しても、電流検出手段によって検出された電流が前記所定の上限値に達しない場合、充電動作を開始することを特徴とする請求項1〜3のいずれか1項に記載の電源装置。 Zero-cross detection means for detecting the zero-cross of the current flowing through the inductor of the output circuit;
Current detection means for detecting the current flowing in the inductor of the output circuit,
During normal operation, the control circuit turns on the first switching element when the zero cross is detected by the zero cross detecting means, and the first time when the current detected by the current detecting means reaches a predetermined upper limit value. 1 switch off the switching element,
2. The charging operation is started when the current detected by the current detecting means does not reach the predetermined upper limit value even if a predetermined time has elapsed after the zero cross is detected by the zero cross detecting means. The power supply device according to any one of?
制御回路は、入力される切替信号に応じて、充電動作と通常動作とが行われる第1の動作モードと、第2スイッチング素子と第1スイッチング素子とを交互にオンオフ駆動するという第2の動作モードとでの動作が可能であることを特徴とする請求項1〜4のいずれか1項に記載の電源装置。 The output circuit has two capacitors connected across the diode as a series circuit with the inductor,
The control circuit performs a first operation mode in which a charging operation and a normal operation are performed according to an input switching signal, and a second operation in which the second switching element and the first switching element are alternately turned on and off. The power supply device according to any one of claims 1 to 4, wherein the power supply device can operate in a mode.
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Legal Events
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A712 Effective date: 20120118 |
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A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20130402 |