JP2012164746A - Led drive circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ＬＥＤをＰＷＭ調光するＬＥＤ駆動回路に関する。 The present invention relates to an LED driving circuit for PWM dimming an LED.
発光素子ＬＥＤを例えば液晶表示装置のバックライトとして用いる場合、その輝度を一定に制御するために、一定電流をシンクする定電流回路を用いて発光素子ＬＥＤに流れる駆動電流を高精度に一定値に制御することが行われる。また、発光素子ＬＥＤの明るさを任意に調整する場合は、数百Ｈｚ以上の周波数で発光素子ＬＥＤをオン／オフ制御し、そのときの発光素子ＬＥＤの点灯／消灯の時間比を変化させることで、ＬＥＤの明るさを制御することが行われる。これは、ＰＷＭ調光と呼ばれている。 When the light emitting element LED is used as a backlight of a liquid crystal display device, for example, in order to control the luminance to be constant, the drive current flowing through the light emitting element LED is set to a constant value with high accuracy by using a constant current circuit that sinks a constant current. Control is done. In addition, when arbitrarily adjusting the brightness of the light emitting element LED, the light emitting element LED is turned on / off at a frequency of several hundred Hz or more, and the time ratio of turning on / off the light emitting element LED at that time is changed. Thus, the brightness of the LED is controlled. This is called PWM dimming.
図５に一般的なＬＥＤ駆動回路を示す。このＬＥＤ駆動回路は、基準電流Ｉref1を発生する電流源Ｉ１と、その電流源Ｉ１の基準電流Ｉref1を１：１でミラーするカレントミラーを構成するＰＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ２と、トランジスタＭＰ２のドレイン電流Ｉref1が流れることで基準電圧Ｖref1を発生する抵抗Ｒ２と、その基準電圧Ｖref1と後記するセンス抵抗Ｒ１に発生する検出電圧Ｖｓとを比較してその差分に応じた電圧Ｖoを出力するオペアンプ１と、そのオペアンプ１の出力電圧Ｖoに応じて導通が制御され複数個が直列接続された発光素子ＬＥＤに駆動電流ＩLEDを供給するＮＭＯＳトランジスタＭＮ１と、そのトランジスタＭＮ１に流れる駆動電流ＩLEDを検出して前記した検出電圧Ｖｓを発生するセンス抵抗Ｒ１と、外部から入力するＰＷＭ信号ＶPWMによってオン／オフしてトランジスタＭＮ１のゲートを制御してＰＷＭ調光を行うスイッチＳＷ１とを備える。
FIG. 5 shows a general LED driving circuit. This LED driving circuit includes a current source I1 that generates a reference current Iref1, PMOS transistors MP1 and MP2 that constitute a current mirror that mirrors the reference current Iref1 of the current source I1 1: 1, and a drain current Iref1 of the transistor MP2. An
このＬＥＤ駆動回路では、ＰＷＭ信号ＶPWMによってスイッチＳＷ１がオンしているときは、トランジスタＭＮ１のゲートが低電位となり、そのトランジスタＭＮ１がオフして、発光素子ＬＥＤは駆動電流が流れず消灯している。ＰＷＭ信号ＶPWMによってスイッチＳＷ１がオフしているときは、オペアンプ１の出力電圧ＶoがトランジスタＭＮ１のゲートに入力し、その電圧Ｖoに応じた駆動電流ＩLEDが発光素子ＬＥＤに供給される。この駆動電流ＩLEDは、センス抵抗Ｒ１に流れそこに検出電圧Ｖｓが発生し、その検出電圧Ｖｓがオペアンプ１にフィードバックされる。このようなフィードバック制御により、センス抵抗Ｒ１に基準電圧Ｖref1が発生するようにトランジスタＭＮ１が制御されるので、発光素子ＬＥＤに流れる駆動電流ＩLEDは、
ＩLED＝Vref1／R1＝Iref1・R2/R1 ・・・(1)
で表される一定電流に制御される。スイッチＳＷ１は、ＰＷＭ信号ＶPWMによって前記したように、数百Ｈｚ以上の周波数でオン／オフを繰り返してトランジスタＭＮ１をオン／オフ制御し、発光素子ＬＥＤがＰＷＭ信号ＶPWMのデューティに応じてＰＷＭ調光される。
In this LED drive circuit, when the switch SW1 is turned on by the PWM signal VPWM , the gate of the transistor MN1 becomes low potential, the transistor MN1 is turned off, and the light emitting element LED is turned off without flowing the drive current. Yes. When the switch SW1 is turned off by the PWM signal VPWM , the output voltage Vo of the
I LED = Vref1 / R1 = Iref1 / R2 / R1 (1)
It is controlled to a constant current represented by The switch SW1, as described above by the PWM signal V PWM, the transistor MN1 repeats the on / off several hundred Hz or more frequency ON / OFF control, PWM light emitting device LED according to the duty of the PWM signal V PWM Dimmed.
ところで、ＰＷＭ調光を行う場合、発光素子ＬＥＤが点灯する時間が極端に短い場合は、発光素子ＬＥＤが消灯状態から点灯状態への切り替わる際の立ち上がりに要する時間遅れの影響が大きくなる。図５におけるキャパシタＣ１と抵抗Ｒ３は、このような時間遅れの要因となるトランジスタＭＮ１のゲート寄生容量、オペアンプ１の位相補償容量、オペアンプ１の出力抵抗等の遅れ要素を表したものである。トランジスタＭＮ１のゲート電圧は、スイッチＳＷ１がオフになるとオペアンプ１の出力Ｖｏによって直ちに立ち上がる必要があるが、上記の遅れ要素によってその立ち上がりが遅れ、発光素子ＬＥＤがＰＷＭ信号ＶPWMのデューティに応じた輝度に達しなくなる問題がある。
By the way, when PWM dimming is performed, if the time during which the light emitting element LED is turned on is extremely short, the influence of the time delay required for the rise when the light emitting element LED is switched from the off state to the on state is increased. The capacitor C1 and the resistor R3 in FIG. 5 represent delay elements such as the gate parasitic capacitance of the transistor MN1, the phase compensation capacitance of the
そこで、上記のような遅れを解消して、発光素子ＬＥＤの消灯状態から点灯状態への切り替わりを高速に行うようにしたＬＥＤ駆動回路が、特許文献１に記載されている。これは、図６に示すように、スイッチＳＷ３をオン／オフすることで、発光素子ＬＥＤに印加する電源電圧ＶCCをオン／オフしてＰＷＭ調光を行うものである。そして、スイッチＳＷ３をオンさせて発光素子ＬＥＤを点灯させる際には、スイッチＳＷ４を接点ａ側に切り替えて、センス抵抗Ｒ１に発生する電圧Ｖｓと基準電圧Ｖref2の差分をオペアンプ３で検出して、その検出電圧ＶｏでＮＰＮトランジスタＱ１のベース電圧をフィードバック制御することで、発光素子ＬＥＤに流れる駆動電流ＩLEDを一定電流に制御する。また、スイッチＳＷ３をオフさせて発光素子ＬＥＤを消灯させているときは、センス抵抗Ｒ１に電圧が発生しておらず、そのままのフィードバック制御ではトランジスタＱ１のゲート電圧が高くなるので、スイッチＳＷ４を接点ｂ側に切り替えてオペアンプ３を電圧ホロワの構成にして、トランジスタＱ１に印加するベース電圧を、発光素子ＬＥＤが点灯しているときのベース電圧に近い電圧（Ｖref2）に切り替えておき、発光素子ＬＥＤを消灯状態から点灯状態に切り替えた際に、トランジスタＱ１のベース電圧が高速に所望のベース電圧になるようにしたものである。
Therefore,
しかし、特許文献１に記載のものは、ＰＷＭ調光の制御を発光素ＬＥＤに供給される電源電圧ＶCCをスイッチＳＷ３でオン／オフして行い、発光素子ＬＥＤに流れる電流の定電流制御をトランジスタＱ１で行うタイプ、つまりＰＷＭ調光制御と定電流制御をそれぞれ別の素子で行うタイプには適用できるが、図５に示したように、ＰＷＭ調光制御と定電流制御を共通の１個のトランジスタＭＮ１で行うタイプのＬＥＤ駆動回路には適用できない。
However, the device disclosed in
本発明の目的は、ＰＷＭ調光制御と定電流制御を１個の素子で行うタイプにおいて、発光素子の消灯状態から点灯状態への切り替わりが高速に行われるようにしたＬＥＤ駆動回路を提供することである。 SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide an LED drive circuit in which switching from a light-emitting element to a light-on state is performed at high speed in a type in which PWM dimming control and constant current control are performed by one element. It is.
上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明のＬＥＤ駆動回路は、ＬＥＤに流れる駆動電流を検出して電圧に変換するセンス抵抗と、該センス抵抗で得られた電圧と基準電圧との差分を増幅するオペアンプと、該オペアンプで得られた信号に応じて動作して前記ＬＥＤに流れる駆動電流が前記基準電圧に応じた電流値になるように制御する第１のトランジスタと、該第１のトランジスタをＰＷＭ信号に応じてオン／オフ制御して前記ＬＥＤをＰＷＭ調光するスイッチ手段とを備えたＬＥＤ駆動回路において、前記駆動電流を検出する電流検出器と、前記ＰＷＭ信号が前記ＬＥＤの点灯を開始させるように切り替わったとき前記第１のトランジスタをオンさせる方向に制御するオン加速手段と、前記電流検出器で検出される前記駆動電流が所定値に達すると前記オン加速手段による制御を停止させる停止手段とを備えたことを特徴とする。
請求項２にかかる発明は、請求項１に記載のＬＥＤ駆動回路において、前記停止手段によって前記オン加速手段による前記制御が停止するときの前記駆動電流の所定値は、前記基準電圧に応じた電流値であることを特徴とする。
請求項３にかかる発明は、請求項１又は２に記載のＬＥＤ駆動回路において、前記電流検出器を、前記第１のトランジスタとゲートおよびソース又はベースおよびエミッタが共通接続された第２のトランジスタで構成し、前記オン加速手段を、前記第１および第２のトランジスタのゲート又はベースを所定電流で充電する電流源として働く第３のトランジスタで構成し、前記停止手段を、前記基準電圧に応じた電流値の定電流を前記第２のトランジスタに供給する電流源として働く第４のトランジスタと、前記第２のトランジスタのドレイン電流又はコレクタ電流が前記第４のトランジスタの前記定電流を超えるとき前記第３のトランジスタをオフにする第５のトランジスタとで構成した、ことを特徴とする。
請求項４にかかる発明は、請求項３に記載のＬＥＤ駆動回路において、前記停止手段を、前記基準電圧に応じた電流値の定電流を前記第２のトランジスタに供給する電流源として働く第４のトランジスタと、前記第２のトランジスタのドレイン電流又はコレクタ電流が前記第４のトランジスタの前記定電流を超えるとき出力側の信号を反転させるインバータと、前記第３のトランジスタと前記第１および第２のトランジスタのゲート又はベースとの間に接続された第６のトランジスタとで構成した停止手段に置き換え、前記インバータの出力側の信号が反転したとき前記第６のトランジスタをオフさせるようにしたことを特徴とする。
請求項５にかかる発明は、請求項３又は４に記載のＬＥＤ駆動回路において、前記第３のトランジスタの前記所定電流の値を、前記基準電圧に応じた電流値としたことを特徴とする。
請求項６にかかる発明は、請求項２、３、４又は５に記載のＬＥＤ駆動回路において、前記基準電圧を第１の基準電流を用いて作成し、前記駆動電流が該第１の基準電流のＫ倍（Ｋ＞１）の電流値となるように制御するとき、前記第２のトランジスタのサイズ比を、前記第の１のトランジスタのサイズ比の１／Ｋ倍に設定したことを特徴とする。
In order to achieve the above object, an LED drive circuit according to a first aspect of the present invention includes a sense resistor that detects a drive current flowing in an LED and converts it into a voltage, and a voltage obtained by the sense resistor and a reference voltage. An operational amplifier that amplifies the difference, a first transistor that operates according to a signal obtained by the operational amplifier and controls a drive current flowing through the LED to have a current value corresponding to the reference voltage, and the first transistor And a switch means for PWM dimming the LED by controlling on / off of the transistor according to the PWM signal, a current detector for detecting the drive current, and the PWM signal of the LED ON acceleration means for controlling the first transistor to turn on when switching to start lighting, and the drive current detected by the current detector Characterized in that a stopping means for stopping the control by the on-accelerating means reaches a predetermined value.
According to a second aspect of the present invention, in the LED drive circuit according to the first aspect, the predetermined value of the drive current when the control by the on acceleration unit is stopped by the stop unit is a current corresponding to the reference voltage. It is a value.
According to a third aspect of the present invention, in the LED drive circuit according to the first or second aspect, the current detector is a second transistor in which a gate and a source or a base and an emitter are commonly connected to the first transistor. And the on-acceleration unit includes a third transistor that functions as a current source for charging the gates or bases of the first and second transistors with a predetermined current, and the stop unit is configured according to the reference voltage. A fourth transistor serving as a current source for supplying a constant current of a current value to the second transistor, and the drain current or collector current of the second transistor exceeds the constant current of the fourth transistor; And a fifth transistor for turning off the third transistor.
According to a fourth aspect of the present invention, in the LED drive circuit according to the third aspect, the stop means serves as a current source that supplies a constant current having a current value corresponding to the reference voltage to the second transistor. Transistors, an inverter that inverts a signal on the output side when the drain current or collector current of the second transistor exceeds the constant current of the fourth transistor, the third transistor, the first and second transistors The sixth transistor connected to the gate or base of the transistor is replaced with a stopping means, and when the signal on the output side of the inverter is inverted, the sixth transistor is turned off. Features.
According to a fifth aspect of the present invention, in the LED driving circuit according to the third or fourth aspect, the value of the predetermined current of the third transistor is a current value corresponding to the reference voltage.
The invention according to claim 6 is the LED drive circuit according to
本発明によれば、ＰＷＭ調光制御され且つ定電流制御される第１のトランジスタのゲートあるいはベースを、その第１のトランジスタをオンさせるべきタイミング時に、オン加速手段によりオンさせる方向に制御するので、発光素子ＬＥＤの消灯状態から点灯状態への切り替わりが高速に行われる。そして、停止手段によって、オン加速手段による制御が停止するときの発光素子ＬＥＤの駆動電流の値を、基準電圧に応じた電流値にすることにより、結局、発光素子ＬＥＤが目標の定電流になる時点でオン加速手段が停止するので、必要十分な立上げ制御が実現できることになる。 According to the present invention, the gate or base of the first transistor that is PWM dimming controlled and constant current controlled is controlled to turn on by the on acceleration means at the timing when the first transistor should be turned on. The light emitting element LED is switched from the unlit state to the lit state at high speed. And by making the value of the drive current of the light emitting element LED when the control by the on acceleration means stops by the stop means to be a current value corresponding to the reference voltage, the light emitting element LED eventually becomes a target constant current. Since the on-acceleration means stops at the time, necessary and sufficient start-up control can be realized.
＜第１の実施例＞
図１に本発明の第１の実施例のＬＥＤ駆動回路を示す。図５に示したものと同じものには同じ符号を付けた。本実施例では、抵抗Ｒ３とキャパシタＣ１の共通接続点と電源ＶDDのラインとの間に、電流源Ｉ２とスイッチＳＷ２の直列回路を設けておく。また、トランジスタＭＮ１のドレインの駆動電流ＩLEDを検出する電流検出器２を接続しておく。そして、その電流検出器２で検出される駆動電流ＩLEDが所定値に達しないときは、スイッチＳＷ２をオンにしておき、所定値に達したときに、そのスイッチＳＷ２をオフさせるようにした。なお、上記所定値は、前記式(1)で表される駆動電流ＩLEDに設定する。
<First embodiment>
FIG. 1 shows an LED drive circuit according to a first embodiment of the present invention. The same components as those shown in FIG. In this embodiment, a series circuit of a current source I2 and a switch SW2 is provided between the common connection point of the resistor R3 and the capacitor C1 and the line of the power source V DD . In addition, a
請求項との関係では、第１のトランジスタはトランジスタＭＮ１で、オン加速手段は電流源Ｉ２で、停止手段はスイッチＳＷ２で、それぞれ実現している。 In relation to the claims, the first transistor is realized by the transistor MN1, the on acceleration means is the current source I2, and the stop means is realized by the switch SW2.
本実施例では、発光素子ＬＥＤが消灯しているときは、電流検出器２で検出される駆動電流ＩLEDが上記所定値に達しないので、スイッチＳＷ２はオンしているが、このとき、スイッチＳＷ１もオンしているので、トランジスタＭＮ１はオフとなっている。次に、発光素子ＬＥＤを消灯状態から点灯状態に変化させるときは、スイッチＳＷ１がオンからオフに切り替わる。これによって、キャパシタＣ１に電流源Ｉ２の電流Ｉref2が充電され、トランジスタＭＮ１のゲート電圧が上昇する。また、トランジスタＭＮ１にはオペアンプ１の出力電圧も加わる。このようにして、トランジスタＭＮ１に駆動電流ＩLEDが流れ、その電流が前記所定値に達すると、それが電流検出器２で検出されて、スイッチＳＷ２がオフし、キャパシタＣ１への充電が停止される。
In this embodiment, when the light emitting element LED is turned off, the drive current I LED detected by the
この結果、トランジスタＭＮ１は、その立ち上がり時にゲート電圧の上昇が加速されるので、発光素子ＬＥＤの消灯状態から点灯状態への切り替わりが高速に行われるようになり、点灯時間が極端に短い場合であっても、発光素子ＬＥＤがＰＷＭ信号ＶPWMのデューティに正確に応じた輝度に制御されるようになる。 As a result, the rise of the gate voltage of the transistor MN1 is accelerated at the time of rising, so that the light emitting element LED is switched from the unlit state to the lit state at high speed, and the lighting time is extremely short. However, the light-emitting element LED is controlled to have a luminance that accurately corresponds to the duty of the PWM signal VPWM .
図４に本実施例の効果を示した。図４(a)はＰＷＭ信号の波形図、図４(b)は図５に示した従来のＬＥＤ駆動回路のＬＥＤ駆動電流ＩLEDの波形図、図４(c)は本実施例のＬＥＤ駆動回路のＬＥＤ駆動電流ＩLEDの波形図である。本実施例では、ＬＥＤ駆動電流ＩLEDが定電流に達するまでの立ち上がり時間が、従来例のＴ２に比べてＴ１で示すように短くなる。 FIG. 4 shows the effect of this example. 4A is a waveform diagram of the PWM signal, FIG. 4B is a waveform diagram of the LED drive current I LED of the conventional LED drive circuit shown in FIG. 5, and FIG. 4C is the LED drive of this embodiment. It is a wave form diagram of LED drive current ILED of a circuit. In this embodiment, the rise time until the LED drive current I LED reaches a constant current is shorter as indicated by T1 than T2 in the conventional example.
＜第２の実施例＞
図２に本発明の第２の実施例のＬＥＤ駆動回路を示す。本実施例は、図１のＬＥＤ駆動回路をより具体化したものである。本実施例では、ゲートとソースがトランジスタＭＮ１と共通接続されたＮＭＯＳトランジスタＭＮ２を設ける。このとき、ゲート幅の比（サイズ比Ｗ／Ｌ）は、ＭＮ１：ＭＮ２＝Ｋ：１に設定する。１＜Ｋである。よって、トランジスタＭＮ２には、トランジスタＭＮ１に流れる電流の１／Ｋの電流（＝ＩLED／Ｋ）が流れる。また、電流源Ｉ１の電流Ｉref1を１：１でミラーするカレントミラーをＰＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ３で構成し、そのトランジスタＭＰ３のドレインをトランジスタＭＮ２のドレインに接続する。よって、トランジスタＭＰ３は電流Ｉref1が流れる電流源として働く。さらに、電流源Ｉ２の電流Ｉref2を１：１でミラーするカレントミラーをＰＭＯＳトランジスタＭＰ５，ＭＰ６で構成し、そのトランジスタＭＰ６のドレインを抵抗Ｒ３とキャパシタＣ１の共通接続点に接続する。よって、トランジスタＭＰ６は電流Ｉref2が流れる電流源として働く。さらに、ゲートがトランジスタＭＰ３，ＭＮ２のドレインに共通接続され、ソースが電源ＶDDのラインに接続され、ドレインがトランジスタＭＰ６のゲートに接続されたＰＭＯＳトランジスタＭＰ４を設ける。
<Second embodiment>
FIG. 2 shows an LED drive circuit according to a second embodiment of the present invention. In this embodiment, the LED drive circuit of FIG. In this embodiment, an NMOS transistor MN2 whose gate and source are commonly connected to the transistor MN1 is provided. At this time, the gate width ratio (size ratio W / L) is set to MN1: MN2 = K: 1. 1 <K. Therefore, a current 1 / K (= I LED / K) of the current flowing through the transistor MN1 flows through the transistor MN2. Further, a current mirror that mirrors the current Iref1 of the current source I1 by 1: 1 is constituted by PMOS transistors MP1 and MP3, and the drain of the transistor MP3 is connected to the drain of the transistor MN2. Therefore, the transistor MP3 functions as a current source through which the current Iref1 flows. Further, a current mirror that mirrors the current Iref2 of the current source I2 by 1: 1 is composed of PMOS transistors MP5 and MP6, and the drain of the transistor MP6 is connected to the common connection point of the resistor R3 and the capacitor C1. Therefore, the transistor MP6 functions as a current source through which the current Iref2 flows. Further, there is provided a PMOS transistor MP4 whose gate is commonly connected to the drains of the transistors MP3 and MN2, whose source is connected to the line of the power supply V DD, and whose drain is connected to the gate of the transistor MP6.
図１との関係では、電流検出器２はトランジスタＭＮ２で、スイッチＳＷ２はトランジスタＭＰ３，ＭＰ４で、電流源Ｉ２は電流源Ｉ２’およびトランジスタＭＰ５，ＭＰ６で、それぞれ実現している。また、請求項との関係では、第１のトランジスタはトランジスタＭＮ１で、第２のトランジスタはトランジスタＭＮ２で、第３のトランジスタはトランジスタＭＰ６で、第４のトランジスタはトランジスタＭＰ３で、第５のトランジスタをトランジスタＭＰ４で、それぞれ実現している。
In relation to FIG. 1, the
本実施例では、スイッチＳＷ１がオフになると、トランジスタＭＰ６のドレイン電流Ｉref2がキャパシタＣ１に充電され、トランジスタＭＮ１，ＭＮ２のゲート電圧が上昇していく。このとき、トランジスタＭＮ２には、ＩLED／Ｋの電流が流れるが、トランジスタＭＰ３のドレインには電流Ｉref1が流れており、ＩLED／Ｋ＜Ｉref1の関係が保たれている間は、トランジスタＭＰ４はゲート電圧が高くなっていてオフしている。しかし、駆動電流ＩLEDが増大してきて、ＩLED／Ｋ≧Ｉref1の関係に反転すると、トランジスタＭＰ４のゲート電圧が低くなってそのトランジスタＭＰ４がオンし、このためトランジスタＭＰ６のゲート電圧が高くなり、そのトランジスタＭＰ６がオフする。これによって、キャパシタＣ１への電流Ｉref2の充電が停止される。この充電電流が停止するときの駆動電流ＩLEDは、
電流ＩLED＝Ｉref1・Ｋ ・・・(2)
となる。よって、Ｋ＝Ｒ２／Ｒ１に設定すれば、駆動電流ＩLEDが式(1)を満たす電流（定電流制御すべき目標電流）に達したとき、キャパシタＣ１への電流Ｉref2の充電が停止される。
In this embodiment, when the switch SW1 is turned off, the drain current Iref2 of the transistor MP6 is charged in the capacitor C1, and the gate voltages of the transistors MN1 and MN2 increase. At this time, a current of I LED / K flows through the transistor MN2, but a current Iref1 flows through the drain of the transistor MP3, and while the relationship of I LED / K <Iref1 is maintained, the transistor MP4 The gate voltage is high and turned off. However, when the drive current I LED increases and reverses to the relationship of I LED / K ≧ Iref1, the gate voltage of the transistor MP4 is lowered and the transistor MP4 is turned on, so that the gate voltage of the transistor MP6 is increased, The transistor MP6 is turned off. As a result, charging of the current Iref2 to the capacitor C1 is stopped. The driving current I LED when this charging current stops is
Current I LED = Iref1 · K (2)
It becomes. Therefore, if K = R2 / R1 is set, the charging of the current Iref2 to the capacitor C1 is stopped when the drive current I LED reaches a current satisfying the expression (1) (a target current to be controlled with constant current). .
＜第３の実施例＞
図３に第３の実施例のＬＥＤ駆動回路を示す。本実施例は、電流Ｉref1を１：１でミラーするカレントミラーをＰＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ６で構成し、このトランジスタＭＰ６と、キャパシタＣ１と抵抗Ｒ３との共通接続点との間にＰＭＯＳトランジスタＭＰ７を接続して、そのトランジスタＭＰ７のゲートにインバータＩＮＶ１を接続し、そのインバータＩＮＶ１の入力側をトランジスタＭＰ３，ＭＮ２の共通ドレインに接続したものである。
<Third embodiment>
FIG. 3 shows an LED driving circuit of the third embodiment. In this embodiment, a current mirror that mirrors the current Iref1 at 1: 1 is composed of PMOS transistors MP1 and MP6, and a PMOS transistor MP7 is connected between the transistor MP6 and a common connection point between the capacitor C1 and the resistor R3. Then, the inverter INV1 is connected to the gate of the transistor MP7, and the input side of the inverter INV1 is connected to the common drain of the transistors MP3 and MN2.
本実施例では、スイッチＳＷ１がオフになると、トランジスタＭＰ６のドレインに電流Ｉref1が流れてキャパシタＣ１に充電され、トランジスタＭＮ１，ＭＮ２のゲート電圧が上昇していく。このとき、トランジスタＭＮ２には、ＩLED／Ｋの電流が流れるが、トランジスタＭＰ３のドレインには電流Ｉref1が流れており、ＩLED／Ｋ＜Ｉref1の関係が保たれている間は、インバータＩＮＶ１の入力側の電圧が高くなっていて、そのインバータＩＮＶ１の出力側は低レベルとなり、トランジスタＭＰ７のオン状態が継続している。しかし、駆動電流ＩLEDが増大してきて、ＩLED／Ｋ≧Ｉref1の関係に反転すると、インバータＩＮＶ１の入力側の電圧が低くなり、出力側の電圧が高くなって、トランジスタＭＰ７がオフする。これによって、キャパシタＣ１への電流Ｉref1の充電が停止される。 In the present embodiment, when the switch SW1 is turned off, the current Iref1 flows through the drain of the transistor MP6 and charges the capacitor C1, and the gate voltages of the transistors MN1 and MN2 rise. At this time, a current of I LED / K flows through the transistor MN2, but a current Iref1 flows through the drain of the transistor MP3, and while the relationship of I LED / K <Iref1 is maintained, the current of the inverter INV1 is maintained. The voltage on the input side is high, the output side of the inverter INV1 is at a low level, and the on state of the transistor MP7 continues. However, when the drive current I LED increases and reverses to the relationship of I LED / K ≧ Iref1, the voltage on the input side of the inverter INV1 decreases, the voltage on the output side increases, and the transistor MP7 turns off. As a result, charging of the current Iref1 to the capacitor C1 is stopped.
大きなＬＥＤ駆動電流ＩLEDが必要になるときは、電流Ｉref1を大きくし基準電圧Ｖref1を高くして検出電圧Ｖｓが大きくなるようなフィードバック制御することが行われ、このときは、トランジスタＭＮ１のゲート・ソース間電圧を大きくする制御が行われる。このような場合、トランジスタＭＮ１のゲート電圧は、立ち上がりにより長い時間がかかることになる。 When a large LED drive current I LED is required, feedback control is performed such that the current Iref1 is increased and the reference voltage Vref1 is increased to increase the detection voltage Vs. Control is performed to increase the source-to-source voltage. In such a case, the gate voltage of the transistor MN1 takes a long time to rise.
この点について、本実施例によれば、固定の基準電流Ｉref2でキャパシタＣ１を充電する図１，図２で説明したＬＥＤ駆動回路に比べて、要求される大きな駆動電流ＩLEDに応じて大きくした電流Ｉref1を使用してキャパシタＣ１を充電するので、トランジスタＭＮ１のゲート電圧の立ち上がり時間をより短縮できる。つまり、本実施例によれば、発光素子ＬＥＤを駆動する電流ＩLEDの大きくなるほど、それに応じてキャパシタＣ１の充電電流が大きくなるので、駆動電流ＩLEDが大きくなっても、トランジスタＭＮ１の立ち上がりを短縮できる。 In this regard, according to this embodiment, FIG. 1 to charge the capacitor C1 with a fixed reference current Iref2, compared to the LED drive circuit described in FIG. 2, was greatly depending on a large drive current I LED that is required Since the capacitor C1 is charged using the current Iref1, the rise time of the gate voltage of the transistor MN1 can be further shortened. In other words, according to the present embodiment, the larger the current I LED to drive the light-emitting element LED, the charging current of the capacitor C1 increases accordingly, even if the drive current I LED increases, the rise of transistor MN1 Can be shortened.
＜その他の実施例＞
なお、図３で説明したインバータＩＮＶ１とトランジスタＭＰ７の組み合わせ構成は、図２で説明したトランジスタＭＰ４に置き換えることができる。また、逆に、図２で説明したトランジスタＭＰ４を、図３で説明したインバータＩＮＶ１とトランジスタＭＰ８の組み合わせの構成に置き換えることができる。また、以上の実施例では、トランジスタとしてＭＯＳトランジスタを使用したが、バイポーラトランジスタを使用しても、同様に実現することができることは勿論である。
<Other examples>
Note that the combined configuration of the inverter INV1 and the transistor MP7 described in FIG. 3 can be replaced with the transistor MP4 described in FIG. Conversely, the transistor MP4 described in FIG. 2 can be replaced with a combination of the inverter INV1 and the transistor MP8 described in FIG. In the above embodiment, a MOS transistor is used as a transistor. However, it is a matter of course that the same can be realized by using a bipolar transistor.
１：オペアンプ、２：電流検出器、３：オペアンプ
Ｉ１，Ｉ２，Ｉ２’：電流源
ＭＰ１〜ＭＰ７：ＰＭＯＳトランジスタ
ＭＮ１，ＭＮ２：ＮＭＯＳトランジスタ
1: operational amplifier, 2: current detector, 3: operational amplifier I1, I2, I2 ': current source MP1 to MP7: PMOS transistors MN1, MN2: NMOS transistors
Claims (6)
前記駆動電流を検出する電流検出器と、前記ＰＷＭ信号が前記ＬＥＤの点灯を開始させるように切り替わったとき前記第１のトランジスタをオンさせる方向に制御するオン加速手段と、前記電流検出器で検出される前記駆動電流が所定値に達すると前記オン加速手段による制御を停止させる停止手段とを備えたことを特徴とするＬＥＤ駆動回路。 A sense resistor that detects a drive current flowing through the LED and converts it into a voltage, an operational amplifier that amplifies the difference between the voltage obtained by the sense resistor and a reference voltage, and operates according to a signal obtained by the operational amplifier A first transistor that controls the drive current flowing through the LED to have a current value corresponding to the reference voltage, and the LED is PWM dimmed by controlling on / off of the first transistor according to a PWM signal. In an LED drive circuit comprising switch means for
A current detector for detecting the drive current; on-acceleration means for controlling the first transistor to turn on when the PWM signal is switched to start lighting the LED; and detected by the current detector An LED driving circuit comprising: a stopping unit that stops the control by the ON acceleration unit when the driving current reaches a predetermined value.
前記停止手段によって前記オン加速手段による前記制御が停止するときの前記駆動電流の所定値は、前記基準電圧に応じた電流値であることを特徴とするＬＥＤ駆動回路。 The LED driving circuit according to claim 1,
The LED drive circuit, wherein the predetermined value of the drive current when the control by the on acceleration means is stopped by the stop means is a current value corresponding to the reference voltage.
前記電流検出器を、前記第１のトランジスタとゲートおよびソース又はベースおよびエミッタが共通接続された第２のトランジスタで構成し、
前記オン加速手段を、前記第１および第２のトランジスタのゲート又はベースを所定電流で充電する電流源として働く第３のトランジスタで構成し、
前記停止手段を、前記基準電圧に応じた電流値の定電流を前記第２のトランジスタに供給する電流源として働く第４のトランジスタと、前記第２のトランジスタのドレイン電流又はコレクタ電流が前記第４のトランジスタの前記定電流を超えるとき前記第３のトランジスタをオフにする第５のトランジスタとで構成した、
ことを特徴とするＬＥＤ駆動回路。 The LED drive circuit according to claim 1 or 2,
The current detector comprises a first transistor and a second transistor whose gate and source or base and emitter are commonly connected,
The on-acceleration means is constituted by a third transistor that functions as a current source for charging the gates or bases of the first and second transistors with a predetermined current,
A fourth transistor serving as a current source for supplying a constant current having a current value corresponding to the reference voltage to the second transistor; and a drain current or a collector current of the second transistor is the fourth transistor. A fifth transistor that turns off the third transistor when the constant current of the transistor is exceeded.
An LED drive circuit characterized by that.
前記停止手段を、前記基準電圧に応じた電流値の定電流を前記第２のトランジスタに供給する電流源として働く第４のトランジスタと、前記第２のトランジスタのドレイン電流又はコレクタ電流が前記第４のトランジスタの前記定電流を超えるとき出力側の信号を反転させるインバータと、前記第３のトランジスタと前記第１および第２のトランジスタのゲート又はベースとの間に接続された第６のトランジスタとで構成した停止手段に置き換え、前記インバータの出力側の信号が反転したとき前記第６のトランジスタをオフさせるようにしたことを特徴とするＬＥＤ駆動回路。 The LED driving circuit according to claim 3,
A fourth transistor serving as a current source for supplying a constant current having a current value corresponding to the reference voltage to the second transistor; and a drain current or a collector current of the second transistor is the fourth transistor. An inverter that inverts the signal on the output side when the constant current of the first transistor exceeds the constant current, and a sixth transistor connected between the third transistor and the gates or bases of the first and second transistors The LED driving circuit is characterized in that the sixth transistor is turned off when a signal on the output side of the inverter is inverted by replacing with a configured stopping means.
前記第３のトランジスタの前記所定電流の値を、前記基準電圧に応じた電流値としたことを特徴とするＬＥＤ駆動回路。 The LED drive circuit according to claim 3 or 4,
The LED driving circuit, wherein the predetermined current value of the third transistor is a current value corresponding to the reference voltage.
前記基準電圧を第１の基準電流を用いて作成し、前記駆動電流が該第１の基準電流のＫ倍（Ｋ＞１）の電流値となるように制御するとき、前記第２のトランジスタのサイズ比を、前記第の１のトランジスタのサイズ比の１／Ｋ倍に設定したことを特徴とするＬＥＤ駆動回路。 The LED driving circuit according to claim 2, 3, 4 or 5,
When the reference voltage is generated using a first reference current and the drive current is controlled to be a current value K times the first reference current (K> 1), the second transistor An LED driving circuit, wherein a size ratio is set to 1 / K times the size ratio of the first transistor.
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