JP2012130220A - Rotary electric machine controlling apparatus - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、直流電力と3相交流電力との間で電力変換するインバータを備えて回転電機を駆動する回転電機駆動装置を制御する回転電機制御装置に関する。 The present invention relates to a rotating electrical machine control device that controls a rotating electrical machine drive device that includes an inverter that converts power between DC power and 3-phase AC power and drives the rotating electrical machine.
近年、駆動源として、回転電機を用いた電気自動車や、回転電機と内燃機関とを併用したハイブリッド自動車が実用化されている。回転電機は、これらの自動車に搭載されたバッテリなどの直流電源から供給される直流電力をインバータにより交流電力に変換して駆動される。インバータによる直流交流変換に際しては、多くの場合、インバータのスイッチング素子がパルス幅変調(PWM:pulse width modulation)制御によりスイッチング制御される。PWMには、正弦波PWM(SPWM:sinusoidal PWM)、空間ベクトルPWM(SVPWM:space vector PWM)、不連続PWM(DPWM:discontinuous PWM)などの種々の種類がある。DPWMは、3相の内の1相のパルスを部分的にハイレベル又はローレベルに固定して、他の2相を変調する2相変調の際に利用されることも多い。また、2相変調をさらに拡張して、各相のパルスが電気角の1周期の間に1パルスとなる矩形波制御(1パルス制御)という制御方法も用いられている。特開2009−118544号公報(特許文献1)の図7や図8、第49〜52段落等に記載されているように、これら種々の変調方式は、回転電機の回転速度や、回転電機に求められる出力トルクに応じて適宜選択される場合がある。 In recent years, an electric vehicle using a rotating electric machine as a drive source, and a hybrid vehicle using both a rotating electric machine and an internal combustion engine have been put into practical use. The rotating electrical machine is driven by converting DC power supplied from a DC power source such as a battery mounted on these automobiles into AC power using an inverter. In DC / AC conversion by an inverter, in many cases, switching of the switching element of the inverter is controlled by pulse width modulation (PWM) control. There are various types of PWM such as sinusoidal PWM (SPWM), space vector PWM (SVPWM), and discontinuous PWM (DPWM). DPWM is often used in two-phase modulation in which one of the three phases is partially fixed at a high level or low level and the other two phases are modulated. Further, a control method called rectangular wave control (one-pulse control) in which two-phase modulation is further expanded so that each phase pulse becomes one pulse in one cycle of the electrical angle is also used. As described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2009-118544 (Patent Document 1), FIG. 7 and FIG. 8, paragraphs 49 to 52, etc., these various modulation methods are applied to the rotational speed of the rotating electrical machine and the rotating electrical machine. There is a case where it is appropriately selected according to the required output torque.
2相変調においても、電気角1周期の内、部分的にハイレベル又はローレベルに固定される位相以外の位相では、SVPWMなどによってスイッチング用の変調パルスが生成される。2相変調において部分的にハイレベル又はローレベルに固定される位相は、例えばπ/3ラジアンなど、3相の全てに共通する長さに設定されて固定パルスが生成される。多くの場合、変調パルスのパルス幅は、電圧指令とキャリアとの関係で定まる。このような変調方式を用いて、変調パルスに固定パルスを混在させて2相変調パルスを生成する場合には、所定の固定期間を通じてキャリア振幅以上となる振幅を有する電圧指令が設定され、当該電圧指令とキャリアとに基づいて固定パルスが生成される。つまり、固定パルスは、パルス幅の長い変調パルスとして生成されることになる。 Also in the two-phase modulation, a switching modulation pulse is generated by SVPWM or the like in a phase other than a phase that is partially fixed to a high level or a low level within one electrical angle period. The phase that is partially fixed to the high level or the low level in the two-phase modulation is set to a length that is common to all three phases, for example, π / 3 radians, and a fixed pulse is generated. In many cases, the pulse width of the modulation pulse is determined by the relationship between the voltage command and the carrier. When a two-phase modulation pulse is generated by mixing a fixed pulse with a modulation pulse using such a modulation method, a voltage command having an amplitude equal to or larger than the carrier amplitude is set through a predetermined fixed period, and the voltage A fixed pulse is generated based on the command and the carrier. That is, the fixed pulse is generated as a modulation pulse having a long pulse width.
ところで、スイッチング用のパルスを生成する制御装置は、マイクロコンピュータ等を用いて構成される場合が多い。一般的にマイクロコンピュータは所定の制御周期に応じてプログラムを実行し、パルスのハイレベルとローレベルとを切り換えてパルスを生成する。従って、制御周期の分解能との関係で、固定パルスのパルス幅を精度良く制御できない場合があり、固定パルスの固定期間の長さ(位相)が設定値と異なってしまう可能性がある。固定パルスの固定期間に不均衡が生じると、2相変調によって励起される3相交流の対称性が崩れ、回転電機に供給する電流に脈動を生じるなど回転電機の制御の安定性も低下する可能性がある。 By the way, a control device that generates switching pulses is often configured using a microcomputer or the like. In general, a microcomputer executes a program according to a predetermined control cycle, and generates a pulse by switching between a high level and a low level of the pulse. Therefore, there is a case where the pulse width of the fixed pulse cannot be accurately controlled due to the relation with the resolution of the control cycle, and the length (phase) of the fixed period of the fixed pulse may be different from the set value. If an imbalance occurs in the fixed period of the fixed pulse, the symmetry of the three-phase alternating current excited by the two-phase modulation is lost, and the stability of the control of the rotating electrical machine may be reduced, such as pulsation in the current supplied to the rotating electrical machine. There is sex.
上記背景に鑑みて、3相の内の少なくとも1相を所定の固定期間ハイ状態又はロー状態に固定して、他相を変調する2相変調によりインバータをスイッチング制御する際にも安定した3相交流が励起されるように、2相変調パルスを生成することが望まれる。 In view of the above-mentioned background, at least one of the three phases is fixed to a high state or a low state for a predetermined fixed period, and the three phases are stable even when switching control of the inverter by two-phase modulation that modulates the other phases It is desirable to generate a biphasic modulation pulse so that alternating current is excited.
上記課題に鑑みた本発明に係る回転電機制御装置の特徴構成は、直流電力と3相交流電力との間で電力変換するインバータを備えて回転電機を駆動する回転電機駆動装置を制御する回転電機制御装置であって、3相の内の少なくとも1相を所定の固定期間ハイ状態又はロー状態に固定して、他相を変調する2相変調により前記インバータをスイッチング制御する2相変調パルスを生成する2相変調パルス生成部を備え、前記2相変調パルス生成部は、前記固定期間を前記回転電機の回転に同期させて固定パルスを生成すると共に、当該固定期間以外の期間ではパルス幅変調により変調パルスを生成する点にある。 In view of the above problems, the characteristic configuration of the rotating electrical machine control device according to the present invention is a rotating electrical machine that controls a rotating electrical machine drive device that includes an inverter that converts power between DC power and three-phase AC power and drives the rotating electrical machine. A control device that fixes at least one of three phases to a high state or a low state for a predetermined fixed period, and generates a two-phase modulation pulse for controlling the switching of the inverter by two-phase modulation for modulating the other phase A two-phase modulation pulse generator that generates a fixed pulse in synchronization with the rotation of the rotating electrical machine, and performs pulse width modulation in a period other than the fixed period. The point is to generate a modulation pulse.
この構成によれば、固定パルスが回転電機の回転に同期して生成され、固定期間以外の期間ではパルス幅変調により変調パルスが生成される。つまり、固定パルスは、一般的な電圧指令とキャリアとに依存することなく回転電機の回転に同期して生成され、固定期間以外では電圧指令とキャリアとに応じたパルスが生成される。これにより、電気角に対して精度よく固定パルスが生成されることになる。その結果、固定パルスの固定期間が不均衡を生じることがなく、2相変調によって励起される3相交流も安定する。 According to this configuration, the fixed pulse is generated in synchronization with the rotation of the rotating electrical machine, and the modulation pulse is generated by pulse width modulation in a period other than the fixed period. That is, the fixed pulse is generated in synchronization with the rotation of the rotating electrical machine without depending on the general voltage command and the carrier, and a pulse corresponding to the voltage command and the carrier is generated outside the fixed period. As a result, a fixed pulse is accurately generated with respect to the electrical angle. As a result, the fixed period of the fixed pulse does not cause an imbalance, and the three-phase alternating current excited by the two-phase modulation is also stabilized.
ここで、固定期間とパルス幅変調のキャリアとが非同期であると、固定期間と固定期間との間に生成される変調パルスと、固定期間に生成される固定パルスとの関係が定まらない可能性がある。変調パルスと固定パルスとの関係が定まらず、2相変調パルスが安定しないと、2相変調によって励起される3相交流の安定性も損なわれる可能性がある。そこで、変調パルスと固定パルスとの関係を規定し、2相変調によって励起される3相交流の安定性をさらに向上させると好適である。好適な一態様として、本発明に係る回転電機制御装置は、前記固定期間以外の期間において前記回転電機の回転に同期する同期キャリアを3相各相に対して生成する同期キャリア生成部を備え、前記2相変調パルス生成部が、前記同期キャリアに基づいて前記変調パルスを前記回転電機の回転に少なくとも間接的に同期した準同期変調パルスとして生成するとよい。上述したように、固定パルスは、回転電機の回転に同期して生成される。パルス幅変調のキャリアが回転電機の回転に同期した同期キャリアとなることで、同期キャリアに基づいて生成される準同期変調パルスと固定パルスとの関係も、回転電機の回転によって規定されることになる。従って、変調パルスと固定パルスとの関係が安定し、2相変調によって励起される3相交流の安定性も向上する。 Here, if the fixed period and the carrier of pulse width modulation are asynchronous, the relationship between the modulation pulse generated between the fixed period and the fixed period and the fixed pulse generated during the fixed period may not be determined. There is. If the relationship between the modulation pulse and the fixed pulse is not fixed and the two-phase modulation pulse is not stable, the stability of the three-phase alternating current excited by the two-phase modulation may be impaired. Therefore, it is preferable to further improve the stability of the three-phase alternating current excited by the two-phase modulation by defining the relationship between the modulation pulse and the fixed pulse. As a preferred aspect, the rotating electrical machine control device according to the present invention includes a synchronous carrier generating unit that generates a synchronous carrier that is synchronized with the rotation of the rotating electrical machine in a period other than the fixed period for each of the three phases. The two-phase modulation pulse generation unit may generate the modulation pulse as a quasi-synchronization modulation pulse that is at least indirectly synchronized with the rotation of the rotating electrical machine based on the synchronization carrier. As described above, the fixed pulse is generated in synchronization with the rotation of the rotating electrical machine. Since the carrier of the pulse width modulation becomes a synchronous carrier synchronized with the rotation of the rotating electrical machine, the relationship between the quasi-synchronized modulation pulse generated based on the synchronous carrier and the fixed pulse is also defined by the rotation of the rotating electrical machine. Become. Therefore, the relationship between the modulation pulse and the fixed pulse is stabilized, and the stability of the three-phase alternating current excited by the two-phase modulation is also improved.
準同期変調パルスを生成する上記の態様によれば、変調パルスと固定パルスとの関係が安定するので励起される3相交流の安定性も向上する。但し、固定パルスの先頭及び末尾と、準同期変調パルスとが干渉すると、固定パルスのパルス幅が設定値と異なってしまう可能性がある。つまり、ハイ状態に固定された固定パルスとハイ状態となる準同期変調パルスとが連続して生成されたり、ロー状態に固定された固定パルスとロー状態となる準同期変調パルスとが連続して生成されたりした場合、見かけ上の固定パルスの固定期間が長くなる。このようになると、2相変調によって励起される3相交流の安定性が損なわれる可能性がある。従って、固定パルスのパルス幅を安定させ、2相変調によって励起される3相交流の安定性をさらに向上させると好適である。 According to the above aspect of generating the quasi-synchronous modulation pulse, the relationship between the modulation pulse and the fixed pulse is stabilized, so that the stability of the excited three-phase alternating current is also improved. However, if the head and tail of the fixed pulse interfere with the quasi-synchronous modulation pulse, the pulse width of the fixed pulse may differ from the set value. In other words, a fixed pulse fixed in the high state and a quasi-synchronous modulation pulse in the high state are continuously generated, or a fixed pulse fixed in the low state and the quasi-synchronous modulation pulse in the low state are continuously generated. If generated, the fixed period of the apparent fixed pulse becomes longer. In this case, the stability of the three-phase alternating current excited by the two-phase modulation may be impaired. Therefore, it is preferable to stabilize the pulse width of the fixed pulse and further improve the stability of the three-phase alternating current excited by the two-phase modulation.
具体的には、同期キャリアが以下のように生成されるとよい。好適な一態様として、前記同期キャリア生成部は、前記固定パルスの固定期間の終了時及び開始時にピーク及びボトムの一方が一致する三角波の前記同期キャリアを生成するものであり、前記固定パルスがハイ状態の前記固定期間を終了してからロー状態の前記固定期間を開始するまでの期間では、前記準同期変調パルスがロー状態から始まりハイ状態で終わるように、前記ピーク及び前記ボトムを前記固定パルスの終了時及び開始時に一致させ、前記固定パルスがロー状態の前記固定期間を終了してからハイ状態の前記固定期間を開始するまでの期間では、前記準同期変調パルスがハイ状態から始まりロー状態で終わるように、前記ピーク及び前記ボトムを前記固定パルスの終了時及び開始時に一致させる。この態様によれば、固定パルスと準同期変調パルスとが、特に固定パルスの立ち上がり及び立ち下がりのタイミングで干渉することなく、安定した固定期間を有する固定パルスが生成される。 Specifically, the synchronization carrier may be generated as follows. As a preferred aspect, the synchronization carrier generation unit generates the synchronization carrier of a triangular wave whose peak or bottom coincides at the end and start of the fixed period of the fixed pulse, and the fixed pulse is high. In the period from the end of the fixed period of the state to the start of the fixed period of the low state, the fixed pulse is applied to the peak and the bottom so that the quasi-synchronous modulation pulse starts from the low state and ends in the high state. The quasi-synchronous modulation pulse starts from the high state and starts in the low state during the period from the end of the fixed period in which the fixed pulse is in the low state to the start of the fixed period in the high state. The peak and the bottom are made coincident at the end and start of the fixed pulse, such as According to this aspect, a fixed pulse having a stable fixed period is generated without interference between the fixed pulse and the quasi-synchronous modulation pulse particularly at the rising and falling timings of the fixed pulse.
尚、2相変調における固定パルスの固定期間は、一律ではなく、直流電力に対する3相交流電力の割合を示す変調率に応じて変更されると好適である。上述したように、インバータのスイッチング制御には、2相変調を拡張させ、各相のパルスが電気角の1周期の間に1パルスとなる矩形波制御という方式もある。2相変調における固定期間を変調率の上昇に応じて延長していくことで、2相変調から矩形波制御への遷移を円滑に実現することができる。好適な一態様として、本発明に係る回転電機制御装置の前記2相変調パルス生成部は、前記直流電力に対する前記3相交流電力の割合を示す変調率が、前記直流電力の正負両極間電圧を波高値とする正弦波を基調とする変調における最大変調率を超える過変調領域に設定されているとき、前記固定パルスの前記固定期間を前記変調率に応じて拡大させるとよい。 Note that the fixed period of the fixed pulse in the two-phase modulation is not uniform and is preferably changed according to the modulation rate indicating the ratio of the three-phase AC power to the DC power. As described above, the switching control of the inverter includes a method called rectangular wave control in which two-phase modulation is expanded and a pulse of each phase becomes one pulse during one cycle of the electrical angle. By extending the fixed period in the two-phase modulation as the modulation rate increases, the transition from the two-phase modulation to the rectangular wave control can be smoothly realized. As a preferred aspect, the two-phase modulation pulse generation unit of the rotating electrical machine control device according to the present invention has a modulation rate indicating a ratio of the three-phase AC power to the DC power, and a voltage between the positive and negative electrodes of the DC power. When the overmodulation region exceeding the maximum modulation rate in the modulation based on the sine wave as the peak value is set, the fixed period of the fixed pulse may be expanded according to the modulation rate.
尚、基調となる正弦波の波形(3相電圧指令に相当する波形)は、変調方式によって異なるものである。例えば、公知の正弦波パルス幅変調(SPWM)方式では、基調となる正弦波がほぼ歪みのない正弦波であり、最大変調率は約0.61である。従って、正弦波パルス幅変調と共に2相変調が実施される場合には、変調率がこの最大変調率(≒0.61)を超える値に設定されていると、過変調領域に設定されていることになる。また、公知の空間ベクトルパルス幅変調(SVPWM)方式では、基調となる正弦波が歪み波であり、最大変調率は約0.707となる。従って、空間ベクトルパルス幅変調と共に2相変調が実施される場合には、変調率がこの最大変調率(≒0.707)を超える値に設定されていると、過変調領域に設定されていることになる。 Note that the sine wave waveform (waveform corresponding to the three-phase voltage command) serving as the basic tone differs depending on the modulation method. For example, in a known sine wave pulse width modulation (SPWM) system, the basic sine wave is a sine wave with almost no distortion, and the maximum modulation rate is about 0.61. Therefore, when two-phase modulation is performed together with sinusoidal pulse width modulation, if the modulation rate is set to a value exceeding this maximum modulation rate (≈0.61), the overmodulation region is set. It will be. Further, in the known space vector pulse width modulation (SVPWM) system, the sine wave that is the basic tone is a distorted wave, and the maximum modulation rate is about 0.707. Therefore, when the two-phase modulation is performed together with the space vector pulse width modulation, if the modulation rate is set to a value exceeding the maximum modulation rate (≈0.707), the overmodulation region is set. It will be.
以下、電気自動車やハイブリッド自動車の駆動力源となる回転電機を駆動する駆動装置を制御する制御装置に本発明を適用した場合を例とし、図面を用いて本発明の実施形態を説明する。本実施形態の回転電機5は、3相交流により動作する交流電動機であり、必要に応じて電動機としても発電機としても動作する。また、回転電機5は、例えば埋込磁石構造の同期電動機(IPMSM : interior permanent magnet synchronous motor)である。 Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings, taking as an example a case where the present invention is applied to a control device that controls a driving device that drives a rotating electrical machine serving as a driving force source of an electric vehicle or a hybrid vehicle. The rotating electrical machine 5 of the present embodiment is an AC motor that operates by three-phase AC, and operates as an electric motor or a generator as necessary. The rotating electric machine 5 is, for example, an interior permanent magnet synchronous motor (IPMSM).
図1に示すように、駆動装置(回転電機駆動装置)2は、直流電源3と回転電機5との間に介在されて直流電力と交流電力との間で電力変換するインバータ4を備えている。直流電源3は、インバータ4を介して回転電機5に電力を供給可能であると共に、回転電機5が発電して得られた電力を蓄電可能に構成されている。好適な態様として、直流電源3は、ニッケル水素二次電池やリチウムイオン二次電池等の各種二次電池により構成されるバッテリである。この他、直流電源3は、キャパシタや、二次電池とキャパシタとの組み合わせにより構成されてもよい。
As shown in FIG. 1, the driving device (rotating electrical machine driving device) 2 includes an
インバータ4は、システム電圧Vdcを有する直流電力を交流電力に変換して回転電機5に供給する。インバータ4は、上段アーム及び下段アームからなる一対のスイッチング素子の直列回路により構成される1回線のレッグを、U,V,Wの各相に対応して3回線有したブリッジ回路として構成され、直流電力と3相交流との間で電力変換を行う。本実施形態では、スイッチング素子として、IGBT(insulated gate bipolar transistor)を用いる例を示している。スイッチング素子としては、IGBTの他に、バイポーラ型、電界効果型、MOS型など種々の構造のパワートランジスタを用いることができる。また、各スイッチング素子には、それぞれフリーホイールダイオードが並列接続されている。
The
インバータ4のそれぞれのスイッチング素子は、制御装置(回転電機制御装置)1のインバータ制御部19から出力されるインバータ制御信号S(S1〜S6)に従って動作する。本実施形態では、インバータ制御信号S1〜S6は、各スイッチング素子をオン/オフするスイッチング制御信号、より詳しくは、各IGBTのゲートを駆動するゲート駆動信号である。これにより、インバータ4は、直流電力を交流電力に変換して回転電機5に供給し、目標トルク(トルク指令)T*に応じたトルクを回転電機5に出力させる。この際、インバータ制御部19は、パルス幅変調制御モードや矩形波制御モード等の制御モードに従ったインバータ制御信号S1〜S6を生成して出力する。各IGBTは、インバータ制御信号S1〜S6に従って、各制御モードに応じたスイッチング動作を行う。また、インバータ4は、回転電機5が発電機として機能する際には、発電により得られた交流電力を直流電力に変換して直流電源3に回生する。
Each switching element of the
制御装置1は、目標トルクT*、ロータの回転情報である回転速度ω及び回転角度(電気角)θ、回転電機5のステータコイルを流れる各相電流Iu,Iv,Iwに基づいてフィードバック制御を行う。本実施形態では、制御装置1は、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行って、インバータ4を介して回転電機5を制御する。目標トルクT*は、図示しない車両制御装置等の他の制御装置等からの要求信号として制御装置1に入力される。制御装置1の電流指令決定部11は、システム電圧Vdc、目標トルクT*、変調率Mに基づいて電流指令id*,iq*を演算する。変調率Mは、直流電力に対する3相交流電力の割合を示す指標である。電流指令id*は、ベクトル制御における直交ベクトル空間の一方の軸であるd軸方向の電流指令(d軸電流指令)である。電流指令iq*は、直交ベクトル空間の他方の軸であるq軸方向の電流指令(q軸電流指令)である。
The control device 1 performs feedback control based on the target torque T * , the rotation speed ω and the rotation angle (electrical angle) θ, which are rotation information of the rotor, and the phase currents Iu, Iv, Iw flowing through the stator coil of the rotating electrical machine 5. Do. In the present embodiment, the control device 1 performs current feedback control using a vector control method, and controls the rotating electrical machine 5 via the
制御装置1の電圧指令決定部12は、電流指令id*,iq*と、回転電機5のU,V,Wの各相のステータコイルを流れる電流Iu,Iv,Iwを回転角度θに基づいてベクトル空間へ変換した2相電流との偏差に対して比例積分制御(PI制御)や比例微積分制御(PID制御)を行って2相電圧指令vd*,vq*を演算する。変調率・電圧指令位相演算部13は、2相電圧指令vd*,vq*に基づいて、変調率M及び電圧指令位相θv*を演算する。インバータ制御部19は、U,V,W各相の3相電圧指令vu*,vv*,vw*(図1では不図示)に再変換して、インバータ4のIGBTをスイッチング制御するインバータ制御信号S1〜S6を生成する。以上、ベクトル制御について俯瞰的に説明したが、ベクトル制御は公知技術であり、上述した以上の詳細な説明は省略する。
The voltage
回転電機5のロータの回転角度θ、即ち各時点での磁極位置は、回転センサ10により検出されて、検出結果を制御装置1が取得する。回転センサ10は、例えばレゾルバ等により構成される。U,V,Wの各相のステータコイルを流れる電流Iu,Iv,Iwは電流センサ9により検出され、その検出結果を制御装置1が取得する。本実施形態では、電流がバスバーなどの導体を流れる際に生じる磁界を検出することによって、非接触で電流を検出する例を示している。尚、本例では、3相全ての電流を検出する構成を示しているが、3相は平衡状態にあり、電流の瞬時値の総和は零であるので2相のみの電流を検出し、制御装置1において残りの1相の電流を演算により求めてもよい。
The rotation angle θ of the rotor of the rotating electrical machine 5, that is, the magnetic pole position at each time point, is detected by the rotation sensor 10, and the control device 1 acquires the detection result. The rotation sensor 10 is configured by, for example, a resolver. The currents Iu, Iv, and Iw flowing through the stator coils of the U, V, and W phases are detected by the
インバータ制御部19は、本実施形態では、模式的に、3相変調パルス生成部14と、非同期キャリア生成部15と、2相変調パルス生成部16と、同期キャリア生成部17と、矩形波制御パルス生成部18とを有して構成される。即ち、本実施形態において、制御装置1は、少なくとも、3相変調モードと、2相変調モードと、矩形波制御モードとにより回転電機5を駆動制御する。3相変調モードは、U,V,W各相をパルス幅変調する変調モードである。2相変調モードは、3相の内の少なくとも1相を所定の固定期間ハイ状態又はロー状態に固定して、他相をパルス幅変調する変調モードである。尚、固定期間が長くなると、部分的に3相の内の2相が固定され、他の1相がパルス幅変調される場合もあるが、これも2相変調に含まれる。矩形波制御モードは、U,V,W各相のパルスが電気角の1周期の間に1パルスとなる制御であり、1パルス制御とも称される。
In the present embodiment, the
パルス幅変調では、回転電機5の回転とは同期せず(非同期)に電圧指令vu*,vv*,vw*の波形とキャリアとの関係によってパルスが生成されるが、矩形波制御のパルスは、回転電機5の回転に同期して生成される。従って、キャリアを用いたパルス幅変調は非同期制御とも呼ばれ、矩形波制御は同期制御とも呼ばれる。また、同期制御には、電気角の1周期の間に1パルスではなく、回転電機の回転に同期した2つ以上のパルスを生成する多パルス制御という方式も実用化されている。パルス数を除けば、回転電機の回転に同期するパルスにより制御するという核心部分が共通するため、本実施形態においては、広義の矩形波制御に多パルス制御も含むものとして説明する。 In the pulse width modulation, a pulse is generated without being synchronized (asynchronously) with the rotation of the rotating electrical machine 5 depending on the relationship between the waveform of the voltage commands vu * , vv * , vw * and the carrier. And generated in synchronization with the rotation of the rotating electrical machine 5. Therefore, pulse width modulation using a carrier is also called asynchronous control, and rectangular wave control is also called synchronous control. As the synchronous control, a system called multi-pulse control that generates two or more pulses synchronized with the rotation of the rotating electrical machine instead of one pulse during one cycle of the electrical angle has been put into practical use. Except for the number of pulses, the core part is controlled by pulses synchronized with the rotation of the rotating electrical machine. Therefore, in the present embodiment, the rectangular wave control in a broad sense includes multi-pulse control.
3相変調モード及び2相変調モードでは、パルス幅変調が実行される。本実施形態では、3相変調モードにおいては非同期キャリア生成部15により生成される非同期キャリアに基づいてパルス幅変調される。また、2相変調モードにおいては同期キャリア生成部17により生成される同期キャリアに基づいてパルス幅変調される。これら、非同期キャリア、同期キャリアを用いたパルス幅変調の詳細については後述する。
In the three-phase modulation mode and the two-phase modulation mode, pulse width modulation is performed. In the present embodiment, in the three-phase modulation mode, pulse width modulation is performed based on the asynchronous carrier generated by the asynchronous
本実施形態において3相変調モードにおけるパルス幅変調の変調方式は、空間ベクトルPWM(SVPWM)である。また、2相変調モードにおけるパルス幅変調の変調方式は、不連続PWM(DPWM)である。図2は、要求トルクを縦軸に、回転速度を横軸に取り、SVPWM、DPWM、矩形波(1パルス・多パルス)が適用される領域を模式的に示している。主に、SVPWMは、低回転領域で採用され、DPWMは、中回転領域で採用され、矩形波(1パルス・多パルス)は、高回転領域で採用される。インバータ制御部19は、要求トルクと回転速度とに基づいて、さらには変調率も考慮して、3相変調モードと、2相変調モードと、矩形波制御モードとの何れかを選択的に採用し、インバータ制御信号S1〜S6となるパルスを生成する。
In this embodiment, the modulation method of pulse width modulation in the three-phase modulation mode is space vector PWM (SVPWM). The modulation method of pulse width modulation in the two-phase modulation mode is discontinuous PWM (DPWM). FIG. 2 schematically shows a region where SVPWM, DPWM, and rectangular waves (one pulse / multiple pulse) are applied, with the required torque on the vertical axis and the rotational speed on the horizontal axis. Mainly, SVPWM is employed in the low rotation region, DPWM is employed in the medium rotation region, and rectangular waves (one pulse / multiple pulse) are employed in the high rotation region. The
尚、SVPWMやDPWMでは、電圧指令vu*,vv*,vw*とキャリアとの関係によってパルスが生成されるが、このキャリアの周波数は切り換え可能となっていてもよい。例えば、要求トルクや回転速度に応じて、キャリア周波数が変更されると好適である。 In SVPWM and DPWM, a pulse is generated depending on the relationship between the voltage commands vu * , vv * , vw * and the carrier, but the frequency of this carrier may be switchable. For example, it is preferable that the carrier frequency is changed according to the required torque and the rotation speed.
図3は、変調率Mと制御モードとの関係を模式的に示している。図3の上段は、本実施形態の制御装置1が採用する制御モードの遷移形態の一例を示しており、図3の下段は、一般的な制御モードの遷移形態の一例を示している。上述したように、変調率とは、直流電力に対する3相交流電力の実効値の割合を示す指標である。例えば、正負両極間電圧がVdcの直流電力を、Vdcを波高値とする正弦波を基調とする変調として、ほぼ歪みのない正弦波に基づいて正弦波パルス幅変調する場合における最大変調率は、約0.61である。即ち、変調された3相交流の相間電圧の実効値は0.61Vdcである。同様の直流電力を歪みのある正弦波を基調とする変調に相当するSVPWM方式で変調する場合の最大変調率は約0.707である。 FIG. 3 schematically shows the relationship between the modulation factor M and the control mode. The upper part of FIG. 3 shows an example of a transition mode of the control mode employed by the control device 1 of the present embodiment, and the lower part of FIG. 3 shows an example of a transition form of a general control mode. As described above, the modulation rate is an index indicating the ratio of the effective value of the three-phase AC power to the DC power. For example, the maximum modulation rate in the case of modulating sine wave pulse width modulation based on a sine wave having almost no distortion as a modulation based on a sine wave having a peak value of Vdc as a direct current power having a voltage between positive and negative electrodes of Vdc, About 0.61. That is, the effective value of the modulated three-phase AC interphase voltage is 0.61 Vdc. When the same DC power is modulated by the SVPWM method corresponding to modulation based on a distorted sine wave, the maximum modulation rate is about 0.707.
変調方式に応じた最大変調率を超える変調率で3相交流に変調される場合は、過変調と称される。変調率Mは、理論的には最大0.78まで高めることができ、この場合には1パルス制御によりインバータ4がスイッチング制御される。図3に示す変調率M3は概ね0.707であり、変調率M4は0.78である。変調率M3から変調率M4までの領域は、過変調領域である。図3に示した例では、この過変調領域において多パルス制御が適用される。しかし、この過変調領域においてDPWM方式を用いて2相変調されてもよい。本実施形態における過変調領域での2相変調については、図8や図12を用いて後述する。
In the case of modulation to a three-phase alternating current with a modulation rate exceeding the maximum modulation rate according to the modulation method, it is called overmodulation. The modulation factor M can theoretically be increased to a maximum of 0.78. In this case, the
本実施形態においても、一般的な制御装置と同様に、変調率Mが低い領域では、SVPWM方式やDPWM方式により変調される。ここでは、本実施形態及び一般的な制御装置の双方とも、変調率MがM1(一例としてM1=0.509)まではSVPWM方式で変調され、変調率MがM3(一例としてM3=0.707)まではDPWM方式で変調される例を示している。ここで、変調率MがM2(一例としてM2=0.6)〜M3の領域では、一般的な制御装置が図3の下段に示すように、DPWM方式を用いた非同期制御により2相変調を行うのに対して、本実施形態の制御装置1は部分的に回転電機5の回転に同期した部分同期制御により2相変調を行う。 Also in the present embodiment, as in a general control device, in a region where the modulation factor M is low, modulation is performed by the SVPWM method or the DPWM method. Here, both of the present embodiment and a general control apparatus are modulated by the SVPWM method until the modulation factor M is M1 (M1 = 0.509 as an example), and the modulation factor M is M3 (M3 = 0.M as an example). Up to 707), an example of modulation by the DPWM method is shown. Here, in a region where the modulation factor M is M2 (M2 = 0.6 as an example) to M3, a general control device performs two-phase modulation by asynchronous control using the DPWM method as shown in the lower part of FIG. In contrast, the control device 1 according to the present embodiment performs two-phase modulation by partial synchronization control partially synchronized with the rotation of the rotating electrical machine 5.
具体的には、DPWM方式を用いた非同期制御により2相変調を行う際には、所定の固定期間を通じてキャリア振幅以上となる振幅を有する電圧指令が設定され、当該電圧指令とキャリアとに基づいて固定パルスが生成される。固定期間以外では、電圧指令の振幅がキャリア振幅未満で変化するので、当該電圧指令とキャリアとに基づいて変調パルスが生成される。つまり、固定パルスは、DPWM方式を用いた非同期制御によりパルス幅の長い変調パルスとして生成されることになる。 Specifically, when performing two-phase modulation by asynchronous control using the DPWM method, a voltage command having an amplitude that is greater than or equal to the carrier amplitude is set through a predetermined fixed period, and based on the voltage command and the carrier A fixed pulse is generated. Outside the fixed period, the amplitude of the voltage command changes below the carrier amplitude, so that a modulation pulse is generated based on the voltage command and the carrier. That is, the fixed pulse is generated as a modulation pulse having a long pulse width by asynchronous control using the DPWM method.
一方、部分的に回転電機5の回転に同期した部分同期制御により2相変調を行う本実施形態の制御装置1は、回転電機5の回転に同期した固定パルスを生成する。具体的には、制御装置1は、各相において回転電機5の回転に同期させて60°(π/3)ずつ、ハイ固定の期間とロー固定の期間とを設け、この期間に固定パルスを生成する。一方、制御装置1は、これらの固定期間を除く期間は電圧指令とキャリアとを用いて変調パルスを生成する。即ち、制御装置1は、「DPWM(60°固定)」の方式により2相変調を実施する。 On the other hand, the control device 1 of the present embodiment that performs two-phase modulation by partial synchronization control partially synchronized with the rotation of the rotating electrical machine 5 generates a fixed pulse synchronized with the rotation of the rotating electrical machine 5. Specifically, the control device 1 provides a high fixed period and a low fixed period by 60 ° (π / 3) in synchronization with the rotation of the rotating electrical machine 5 in each phase, and a fixed pulse is supplied during this period. Generate. On the other hand, the control device 1 generates a modulation pulse using a voltage command and a carrier during a period excluding these fixed periods. That is, the control device 1 performs two-phase modulation by the “DPWM (60 ° fixed)” method.
変調率MがM3=0.707に達して過変調領域となると、本実施形態においても、一般的な制御装置と同様に、2相変調から広義の矩形波制御の1つである多パルス制御へと移行する。さらに、変調率MがM4に達すると、狭義の矩形波制御である1パルス制御に移行する。 When the modulation factor M reaches M3 = 0.707 and becomes an overmodulation region, multi-pulse control, which is one of rectangular wave control in a broad sense from two-phase modulation, also in this embodiment, as in a general control device. Migrate to Further, when the modulation factor M reaches M4, the control shifts to one-pulse control that is rectangular wave control in a narrow sense.
本実施形態においては、変調率M2までは、回転電機5の回転角度(ロータの磁極位置)θに同期することなく、所定周波数のキャリアに基づいて変調され、制御パルスが生成される。つまり、回転電機5の回転に対して非同期にパルスが生成される非同期制御が実施される。変調率M2から変調率M3までは、少なくとも固定期間において回転電機5の回転に同期させて固定パルスを生成する部分同期制御が実施される。変調率M3以降では、多パルス制御や1パルス制御により、回転電機5の回転に同期した同期制御が実施される。本発明は、DPWMによる2相変調において、少なくとも部分的に回転電機5の回転に同期してパルスが生成される同期制御が実施される点に特徴がある。 In the present embodiment, up to the modulation factor M2, modulation is performed based on a carrier having a predetermined frequency without synchronizing with the rotation angle (rotor magnetic pole position) θ of the rotating electrical machine 5, and a control pulse is generated. That is, asynchronous control is performed in which pulses are generated asynchronously with the rotation of the rotating electrical machine 5. From the modulation rate M2 to the modulation rate M3, partial synchronization control is performed in which a fixed pulse is generated in synchronization with the rotation of the rotating electrical machine 5 at least during a fixed period. After the modulation factor M3, synchronous control synchronized with the rotation of the rotating electrical machine 5 is performed by multi-pulse control or one-pulse control. The present invention is characterized in that synchronous control in which a pulse is generated at least partially in synchronization with the rotation of the rotating electrical machine 5 is performed in the two-phase modulation by DPWM.
一般的には、図3の下段に示すように、2相変調の際にも、回転電機5の回転に同期しないDPWM制御の中で2相変調が実施される。上述したように、電圧指令vu*,vv*,vw*の一部の区間をキャリアの振幅以上の振幅とすることで、パルス幅変調の中で強制的に固定期間を作り出して2相変調を行う。つまり、固定パルスは、回転電機5の回転に同期して生成されるものではなく、回転に対して非同期に生成されるので、2相変調においても非同期制御が継続されることになる。このような非同期制御では、キャリアと電圧指令vu*,vv*,vw*との関係を判定してパルスを生成する際の制御遅れにより、高い精度で固定パルスを生成できない場合がある。このため、固定パルスの固定期間の長さ(位相)が設定値と異なってしまう可能性がある。固定パルスの固定期間が不均衡を生じると、2相変調によって励起される3相交流が安定性を欠き、回転電機5に供給する電流に脈動を生じるなど、回転電機5の制御が不安定となる場合がある。 In general, as shown in the lower part of FIG. 3, even in the case of two-phase modulation, two-phase modulation is performed in DPWM control that is not synchronized with the rotation of the rotating electrical machine 5. As described above, by setting a part of the voltage commands vu * , vv * , and vw * to an amplitude greater than the amplitude of the carrier, a fixed period is forcibly created in the pulse width modulation, and two-phase modulation is performed. Do. That is, the fixed pulse is not generated in synchronism with the rotation of the rotating electrical machine 5, but is generated asynchronously with respect to the rotation, and therefore asynchronous control is continued even in the two-phase modulation. In such asynchronous control, there is a case where a fixed pulse cannot be generated with high accuracy due to a control delay when generating a pulse by determining the relationship between the carrier and the voltage commands vu * , vv * , vw * . For this reason, the length (phase) of the fixed period of the fixed pulse may be different from the set value. If the fixed period of the fixed pulse is unbalanced, the three-phase alternating current excited by the two-phase modulation lacks stability, and the current supplied to the rotating electric machine 5 is pulsated. There is a case.
一方、本発明においては、変調率が比較的高い領域(ここでは変調率M2以上)においては、2相変調の際にも、少なくとも部分的に回転電機5の回転に同期してパルスを生成する同期制御が実施される。つまり、少なくとも固定期間において回転電機5の回転に同期させて固定パルスを生成する部分同期制御が実施される。従って、キャリアと3相電圧指令vu*,vv*,vw*との関係を判定することなく、精度良く固定パルスを生成することができる。固定パルスの固定期間が安定するので、2相変調によって励起される3相交流が安定し、回転電機5に供給する電流も安定して回転電機5の制御も安定する。 On the other hand, in the present invention, a pulse is generated at least partially in synchronization with the rotation of the rotating electrical machine 5 even in the case of two-phase modulation in a region where the modulation factor is relatively high (here, the modulation factor M2 or more). Synchronous control is performed. That is, partial synchronization control for generating a fixed pulse in synchronization with the rotation of the rotating electrical machine 5 is performed at least in a fixed period. Therefore, it is possible to generate a fixed pulse with high accuracy without determining the relationship between the carrier and the three-phase voltage commands vu * , vv * , and vw * . Since the fixed period of the fixed pulse is stabilized, the three-phase alternating current excited by the two-phase modulation is stabilized, the current supplied to the rotating electrical machine 5 is stabilized, and the control of the rotating electrical machine 5 is stabilized.
非同期制御、同期制御についての理解を容易にするために、非同期制御の制御ブロック図である図4、同期制御の制御ブロック部である図5を利用して、両制御について説明する。また、非同期制御と同期制御とを組み合わせた2相変調の制御ブロック図である図6を利用して、部分同期制御について説明する。 In order to facilitate understanding of asynchronous control and synchronous control, both controls will be described using FIG. 4 which is a control block diagram of asynchronous control and FIG. 5 which is a control block unit of synchronous control. The partial synchronization control will be described with reference to FIG. 6 which is a control block diagram of two-phase modulation combining asynchronous control and synchronous control.
非同期制御は、図1に示した3相変調パルス生成部14、非同期キャリア生成部15、及び2相変調パルス生成部16を中核として実行される。本実施形態では、公知のベクトル制御により、SVPWMやDPWMにより出力パルスが生成される。ベクトル制御の概要については図1を利用して上述したので、簡単に説明する。図4に示すように、電圧位相演算部21は、回転角度θと、電圧指令位相θv*と、所定期間における回転角度の変化量Δθとに基づいて、電圧位相θvを演算する。電圧指令位相θv*は、2相の電圧指令vd*とvq*が表す電圧ベクトルの位相角であり、「θv*=tan−1(vq*/vd*)」で求められる。回転角度の変化量Δθに対する所定期間は、例えばパルス幅変調のキャリアの1.5周期である。
Asynchronous control is executed with the three-phase
PWMモード設定部(モード設定部)22Aは、図2及び図3を用いて上述したように、要求トルクT*と回転速度ωと変調率Mとに基づいてパルス幅変調方式を設定する機能部である。本実施形態では、SVPWMとDPWMとの内の一方を選択する。DPWMが3相の内の少なくとも1相を所定の固定期間ハイ状態又はロー状態に固定して、他相をパルス幅変調する2相変調を実施する場合には、PWMモード設定部(モード設定部)22Aは、3相変調(SVPWM)と2相変調(DPWM)との何れかを選択する機能部であるということもできる。尚、この場合の2相変調は、後述する部分同期制御による2相変調とは異なるので、非同期2相変調モードと称する。非同期2相変調モードは、図3に示すように、比較的変調率Mが低い領域における2相変調である。当然ながら、固定期間以外の期間における電圧指令(vu*,vv*,vw*)の振幅を小さくすることによって、固定期間を60°としたままで低変調率に対応させてもよい。 The PWM mode setting unit (mode setting unit) 22A is a functional unit that sets the pulse width modulation method based on the required torque T * , the rotational speed ω, and the modulation factor M, as described above with reference to FIGS. It is. In the present embodiment, one of SVPWM and DPWM is selected. When DPWM performs two-phase modulation in which at least one of the three phases is fixed to a high state or a low state for a predetermined fixed period and the other phase is subjected to pulse width modulation, a PWM mode setting unit (mode setting unit) ) 22A can be said to be a functional unit that selects either three-phase modulation (SVPWM) or two-phase modulation (DPWM). Note that the two-phase modulation in this case is called an asynchronous two-phase modulation mode because it is different from two-phase modulation by partial synchronization control described later. Asynchronous two-phase modulation mode is two-phase modulation in a region where the modulation factor M is relatively low, as shown in FIG. Naturally, by reducing the amplitude of the voltage command (vu * , vv * , vw * ) in a period other than the fixed period, the low modulation rate may be supported while the fixed period is kept at 60 °.
3相電圧指令決定部23は、変調率M及び電圧位相θvを用いて、設定された変調方式に従って、3相電圧指令vu*,vv*,vw*を決定する機能部である。上述したように、パルス幅変調のキャリア周波数が可変となっている場合、非同期キャリア生成部15は、要求トルクT*と回転速度ωとに基づき、パルス幅変調のキャリア周波数を決定し、キャリアを生成する。このキャリアは、回転電機5の回転に同期するものではないので、ここでは非同期キャリアと称する。変調パルス生成部24は、3相電圧指令vu*,vv*,vw*と非同期キャリアとに基づいて各相の出力パルスSu,Sv,Swを生成する。非同期キャリアに基づいて生成されるので、出力パルスSu,Sv,Swは非同期パルスとなる。また、これらの出力パルスSu,Sv,Swを利用したインバータ4の制御は非同期制御となる。
The three-phase voltage
同期制御は、図1に示した矩形波制御パルス生成部18を中核として実行される。図5に示すように、同期制御の制御ブロックは、電圧位相演算部21と、同期制御モード設定部(モード設定部)22Cと、同期パルス生成部25Cとを有して構成される。電圧位相演算部21は、上述したように、電圧位相θvを演算する機能部である。同期制御モード設定部22Cは、回転速度ω、変調率M、弱め界磁指令fw*に基づいて、同期制御方式(変調方式)を設定する機能部である。本実施形態では、多パルス制御と1パルス制御との内の一方を選択する。尚、弱め界磁指令fw*は、回転電機5が高回転する際に、回転電機5の界磁を弱めて誘起電力を抑制するための指令であり、d軸電流idの調整値として提供される場合がある。同期パルス生成部25Cは、電圧位相θvを用いて、設定された同期制御方式(変調方式)に従って、各相の出力パルスSu,Sv,Swを生成する。同期制御においては、3相電圧指令vu*,vv*,vw*は参照されず、電圧位相θvに基づいて位相調整されて(オフセットされて)、回転電機5の回転に同期した同期パルスとして出力パルスSu,Sv,Swが生成される。
The synchronization control is executed with the rectangular wave
次に、図6のブロック図を参照して、部分同期制御による2相変調について説明する。部分同期制御は、図1に示した2相変調パルス生成部16及び同期キャリア生成部17を中核として実行される。非同期制御、同期制御と同様に、電圧位相演算部21により、電圧位相θvが演算される。そして、非同期制御と同様に、3相電圧指令決定部23は、変調率M及び電圧位相θvに基づいて、3相電圧指令vu*,vv*,vw*を決定する。
Next, two-phase modulation by partial synchronization control will be described with reference to the block diagram of FIG. The partial synchronization control is executed with the two-phase modulation
非同期制御の際には、PWMモード設定部(モード設定部)22Aが、SVPWMとDPWMとの内、何れの変調方式を採用するかを設定し、その結果に従って3相電圧指令決定部23が電圧指令vu*,vv*,vw*を決定した。本実施形態では、部分同期制御の際のパルス幅変調にはDPWM方式のみを用いるため、モード設定部による変調方式の設定は必須でない。しかし、後述する2相変調モード設定部(モード設定部)22Bにより、電圧指令vu*,vv*,vw*を生成する変調方式がDPWMであることが改めて設定されてもよい。上述したようにPWMモード設定部(モード設定部)22Aにより設定されるDPWMは「非同期2相変調モード」であったが、2相変調モード設定部(モード設定部)22Bにより設定されるDPWMは「部分同期2相変調モード」となる。ただし、これは出力パルスの生成方法による違いであるから、DPWMに対応する電圧指令vu*,vv*,vw*は、「非同期2相変調モード」と「部分同期2相変調モード」とで同一であっても問題はない。また、詳細は後述するが、2相変調モード設定部(モード設定部)22Bは、「固定期間=60°」となる基本固定モードと、「60°<固定期間<180°」となる拡張固定モードとの2つのモード(固定期間モード)を選択可能に構成されていてもよい。
In the asynchronous control, the PWM mode setting unit (mode setting unit) 22A sets which modulation method to use between SVPWM and DPWM, and the three-phase voltage
電圧位相演算部21により電圧位相θvが演算されると、同期制御と同様に、変調率Mと電圧位相θvとに基づいて、同期パルスが生成される。この同期パルスは、2相変調では、固定パルスに相当する。図6における同期信号生成部25A及び固定パルス生成部25Bは、図5における同期パルス生成部25Cに対応する。同期信号生成部25Aは、同期パルスを生成するために、回転電機5の回転に同期した各相同期信号Usync,Vsync,Wsyncを生成して、固定パルス生成部25Bに提供する。固定パルス生成部25Bは、これら各相同期信号Usync,Vsync,Wsyncに基づいて固定パルスを生成する。
When the voltage phase θv is calculated by the voltage
また、同期信号生成部25Aは、固定期間以外の期間における変調パルスの生成にも関与する。同期キャリア生成部17は、各相同期信号Usync,Vsync,Wsyncに基づいて、回転電機5の回転に同期した同期キャリアを生成する。変調パルス生成部24は、3相電圧指令vu*,vv*,vw*と同期キャリアとに基づいて各相の変調パルス(準同期変調パルス)を生成する。即ち、同期キャリアに基づいて生成される変調パルスは、少なくとも間接的に回転電機5の回転に同期するので、準同期変調パルスとなる。パルス合成部27は、固定パルス生成部25Bにより生成された固定パルスと、変調パルス生成部24により生成された変調パルス(準同期変調パルス)とを合成して、2相変調パルスとしての各相の出力パルスSu,Sv,Swを生成する。
In addition, the synchronization
尚、同期信号生成部25Aは、2相変調モード設定部(モード設定部)22Bにより設定された2相変調モードに応じて各相同期信号Usync,Vsync,Wsyncを生成する。2相変調は、3相の内の少なくとも1相を所定の固定期間ハイ状態又はロー状態に固定して、他相を変調する変調方式である。本実施形態では、部分同期2相変調モードとしてこの固定期間が60°(=π/3)に固定される基本固定モードと、60°を超え180°未満の間で変動する拡張固定モードとの2つのモードを選択可能に構成されている。当然ながら、固定期間の位相長さによって同期信号Usync,Vsync,Wsyncは異なるものとなるので、同期信号生成部25Aは、2相変調モード設定部(モード設定部)22Bにより設定されたモード(固定期間モード)に応じて同期信号Usync,Vsync,Wsyncを生成する。固定期間が、「60°<固定期間<180°」となる拡張固定モードの詳細については、後述する。
The synchronization
図4から図6を参照して説明した各制御ブロックには、同一符号を付して例示したように、機能の一部又は全てが重複する機能部が含まれている。従って、インバータ制御部19は、図4から図6の機能ブロックを全て個別に有することなく、各制御モードにおいて各機能部を選択的に用いたり、統合したりすることによって、より小規模に構築可能である。例えば、図4から図6において同一符号で示した機能部は明らかに共用可能である。また、例えば、PWMモード設定部22A、2相変調モード設定部22B、同期制御モード設定部22Cは、入力がほぼ等価であるから、3つの機能を備えた1つの「モード設定部」として構築されてもよい。同様に、同期信号生成部25A、固定パルス生成部25B、同期パルス生成部25Cも、統合された1つの機能部として構築可能である。さらに、非同期制御の場合には同期制御によるパルスが生成されず、同期制御の場合には非同期制御によるパルスが生成されない。このため、非同期制御及び同期制御において、パルス合成部27を介して出力パルスSu,Sv,Swを出力しても一方がそのまま出力されるだけである。従って、非同期制御、部分同期制御、同期制御の全てにおいてパルス合成部27を介して出力パルスSu,Sv,Swを出力するように構成されても問題ないことは明らかである。
Each control block described with reference to FIGS. 4 to 6 includes a functional unit in which some or all of the functions overlap as illustrated with the same reference numerals. Therefore, the
以下、具体的なパルスの生成例について波形図も参照しながら説明する。図7は、「固定期間=60°」の基本固定モードでの部分同期2相変調によるパルスの一例を示すタイムチャートである。図8は、「60°<固定期間<180°」の拡張固定モードでの部分同期2相変調によるパルスの一例を示すタイムチャートである。ここでは、出力パルスSu,Sv,Swの何れかを代表して、出力パルスSPとして例示する。また、3相電圧指令vu*,vv*,vw*の何れかを代表して電圧指令V*として例示する。パルス幅変調のキャリアの振幅は、Vdc/2とする。 A specific pulse generation example will be described below with reference to waveform diagrams. FIG. 7 is a time chart showing an example of a pulse by partial synchronous two-phase modulation in the basic fixed mode of “fixed period = 60 °”. FIG. 8 is a time chart showing an example of a pulse by partial synchronous two-phase modulation in the extended fixed mode of “60 ° <fixed period <180 °”. Here, one of the output pulses Su, Sv, Sw is represented as an example as the output pulse SP. Also, 3-phase voltage commands vu *, vv *, exemplified as the voltage command V * on behalf of either vw *. The amplitude of the carrier for pulse width modulation is Vdc / 2.
尚、図7において電圧指令V*は、ハイからロー、ローからハイへの遷移の途中に指令値が振動する(反転する)位相を有している。DPWMでは、電圧指令V*の基本波である正弦波のピーク(及びボトム)の前後において直流電圧の正負両極から離間する分の振幅を加えて電圧指令V*を生成している。3相の電圧指令を平衡させ、瞬時値をゼロとするために、振幅を調整された相以外の2相から補正値を差し引き、振幅を縮小する補正が実施される。3相電圧指令のトップ及びボトムは1周期の間に合計6回出現するから、60度ごとにこの補正値の極性が変化することになる。この変化点の位相は、電圧指令V*が振幅中心を超えて極性が変わる位相に一致する。変調率Mが相対的に低い場合(過変調領域よりも低い変調率の場合)には、電圧指令V*と補正値との極性が異なるため、図7に示すように電圧指令V*が反転する。一方、変調率Mが相対的に高い場合(過変調領域の場合)には、電圧指令V*と補正値との極性が同極性となるため、図8に示すように電圧指令V*が反転しない。このような電圧指令V*の波形については、公知であるから、上述した以上の詳細な説明は省略する。 In FIG. 7, the voltage command V * has a phase in which the command value oscillates (inverts) during the transition from high to low and from low to high. In DPWM, and it generates a voltage command V * by adding a minute amplitude away from the positive and negative of the DC voltage before and after the sine wave peak is a fundamental wave voltage command V * (and bottom). In order to balance the voltage commands of the three phases and make the instantaneous value zero, correction is performed by subtracting the correction value from two phases other than the phase whose amplitude has been adjusted to reduce the amplitude. Since the top and bottom of the three-phase voltage command appear a total of six times during one cycle, the polarity of this correction value changes every 60 degrees. The phase of the change point coincides with the phase in which the voltage command V * changes its polarity beyond the amplitude center. When the modulation factor M is relatively low (when the modulation factor is lower than the overmodulation region), the voltage command V * and the correction value have different polarities, so that the voltage command V * is inverted as shown in FIG. To do. On the other hand, when the modulation factor M is relatively high (in the case of an overmodulation region), the voltage command V * and the correction value have the same polarity, so that the voltage command V * is inverted as shown in FIG. do not do. Since the waveform of the voltage command V * is well known, the detailed description above is omitted.
上述したように、2相変調パルス生成部16は、3相の内の少なくとも1相を図7〜図9に示すように所定の固定期間TFの間ハイ状態又はロー状態に固定して、他相を変調する2相変調によりインバータ4をスイッチング制御する2相変調パルス(SP)を生成する。図7〜図9では、ハイ状態への固定期間をTFHで示し、ロー状態への固定期間をTFLで示している。具体的には、2相変調パルス生成部16は、固定期間TFを回転電機5の回転に同期させて固定パルスを生成すると共に、固定期間TF以外の期間TMではパルス幅変調により変調パルスを生成する。図7〜図9では、期間TM1は、固定パルスがハイ状態の固定期間TFHを終了してからロー状態の固定期間TFLを開始するまでの期間を示す。また、期間TM2は、固定パルスがロー状態の固定期間TFLを終了してからハイ状態の固定期間TFHを開始するまでの期間を示す。
As described above, the two-phase
上述したように、ハイ状態への固定期間TFH、ロー状態への固定期間TFLは共に回転角度θに起因する電圧位相θvに基づいて、同期信号生成部25Aにより決定される。そして、これらの固定期間TF(TFH,TFL)に基づいて固定パルス生成部25Bにより固定パルスが生成されるので、固定パルスのパルス幅は安定する。固定期間TF以外の期間TMではパルス幅変調により変調パルスが生成されるが、図7及び図8に示すように、変調パルスは固定パルスに対して対称に生成されている。つまり、変調パルスと固定パルスとの関係を安定させ、2相変調によって励起される3相交流の安定性がさらに向上するように変調パルスが生成されている。
As described above, the fixed period TFH to the high state and the fixed period TFL to the low state are both determined by the synchronization
このように変調パルスを生成するために、同期キャリア生成部17は、固定期間TF以外の期間において回転電機5の回転に同期する同期キャリアを3相各相に対して生成する。そして、変調パルス生成部24は、これら同期キャリアに基づいて、少なくとも間接的に回転電機5の回転に同期した準同期変調パルスとして変調パルスを生成する。固定期間TFとパルス幅変調のキャリアとが非同期であると、固定期間TFと固定期間TFとの間の期間TMに生成される変調パルスと、固定パルスとの関係が安定しない可能性がある。そして、変調パルスと固定パルスとの関係が安定しないと、2相変調によって励起される3相交流の安定性も損なわれる可能性がある。しかし、本実施形態においては、同期キャリアを用いることによって、固定パルスと変調パルスとの関係が共に回転電機5の回転状態に対して規定され、両パルスの相対関係が安定する。その結果、2相変調によって励起される3相交流の安定性がさらに向上する。
In order to generate the modulation pulse in this way, the synchronization
本実施形態では、図7及び図8に示すように、さらに好適に、ハイ状態への固定期間TFHの前後、つまり、ハイ状態の固定パルスの前後ではロー状態の準同期変調パルスが生成され、ロー状態への固定期間TFLの前後、つまり、ロー状態の固定パルスの前後ではハイ状態の準同期変調パルスが生成される。これにより、固定パルスと準同期変調パルスとが、特に固定パルスの立ち上がり及び立ち下がりのタイミングで干渉することがない。従って、固定パルスの固定期間がさらに安定する。固定パルスの先頭及び末尾、即ち固定パルスの立ち上がり及び立ち下がりのタイミングにおいて、固定パルスと準同期変調パルスとが干渉すると、固定パルスのパルス幅が設定値と異なってしまう可能性がある。仮に、準同期変調パルスが固定パルスに対して対称に生成され、準同期変調パルスと固定パルスとの相対関係が安定していても、固定パルスと準同期変調パルスとが干渉すると、2相変調によって励起される3相交流の実効値が電圧指令V*と異なってしまう可能性がある。このため、本実施形態では、さらに固定パルスのパルス幅を安定させ、2相変調によって励起される3相交流の安定性が向上するように同期キャリアが生成されている。 In the present embodiment, as shown in FIG. 7 and FIG. 8, more preferably, a quasi-synchronous modulation pulse in the low state is generated before and after the fixed period TFH to the high state, that is, before and after the fixed pulse in the high state, A quasi-synchronous modulation pulse in the high state is generated before and after the fixed period TFL to the low state, that is, before and after the fixed pulse in the low state. Thereby, the fixed pulse and the quasi-synchronous modulation pulse do not interfere particularly at the rising and falling timings of the fixed pulse. Therefore, the fixed period of the fixed pulse is further stabilized. If the fixed pulse and the quasi-synchronous modulation pulse interfere with each other at the beginning and end of the fixed pulse, that is, the rising and falling timings of the fixed pulse, the pulse width of the fixed pulse may be different from the set value. Even if the quasi-synchronous modulation pulse is generated symmetrically with respect to the fixed pulse and the relative relationship between the quasi-synchronous modulation pulse and the fixed pulse is stable, if the fixed pulse and the quasi-synchronous modulation pulse interfere with each other, two-phase modulation is performed. The effective value of the three-phase alternating current excited by may be different from the voltage command V * . For this reason, in this embodiment, the synchronous carrier is generated so that the pulse width of the fixed pulse is further stabilized and the stability of the three-phase alternating current excited by the two-phase modulation is improved.
具体的には、同期キャリア生成部17は、図9において一点鎖線で示すように、以下の要領で同期キャリアを生成する。即ち、同期キャリア生成部17は、固定パルスの固定期間TFの終了時及び開始時にピーク及びボトムの一方が一致する三角波の同期キャリアを生成するものである。つまり、電圧指令V*は、固定期間TFにおいて同期キャリアの振幅以上の値に設定されており、固定パルスの固定期間TFの終了時及び開始時に三角波の同期キャリアのピーク及びボトムの一方を一致させている。具体的には、期間TM1及び期間TM2において次のように同期キャリアが生成される。
Specifically, the synchronization
同期キャリア生成部17は、固定パルスがハイ状態の固定期間TFHを終了してからロー状態の固定期間TFLを開始するまでの期間TM1では、準同期変調パルスがロー状態から始まりハイ状態で終わるように、ピーク及びボトムを固定パルスの終了時及び開始時に一致させて三角波の同期キャリアを生成する。一方、固定パルスがロー状態の固定期間TFLを終了してからハイ状態の固定期間TFHを開始するまでの期間TM2では、準同期変調パルスがハイ状態から始まりロー状態で終わるように、ピーク及びボトムを固定パルスの終了時及び開始時に一致させて三角波の同期キャリアを生成する。従って、固定パルスと変調パルスとが、特に固定パルスの立ち上がり及び立ち下がりのタイミングで干渉することなくなく、安定した固定パルスが生成される。
In the period TM1 from the end of the fixed period TFH in which the fixed pulse is in the high state to the start of the fixed period TFL in the low state, the synchronous
本実施形態では、キャリアに対して電圧指令V*の方が小さい場合にはロー状態の変調パルスが生成され、キャリアに対して電圧指令V*の方が大きい場合にはハイ状態の変調パルスが生成される。このような比較論理の場合には、同期キャリア生成部17は、固定パルスがハイ状態の固定期間TFHを終了してからロー状態の固定期間TFLを開始するまでの期間TM1では、ハイ状態の固定期間TFHの終了時においてピークから始まり、ロー状態の固定期間TFLの開始時においてボトムで終わる三角波の同期キャリアを生成する。図9に示すように、固定期間TFHの終了後、電圧指令V*はキャリアのピークであるVdcよりも小さい値となる。これにより、準同期変調パルスは、ロー状態から始まる。また、固定期間TFLの開始前、電圧指令V*はキャリアのボトムである0よりも大きい値となる。これにより、準同期変調パルスは、ハイ状態で終わる。同様の考え方により、同期キャリア生成部17は、固定パルスがロー状態の固定期間TFLを終了してからハイ状態の固定期間TFHを開始するまでの期間TM2では、ロー状態の固定期間TFLの終了時においてボトムから始まり、ハイ状態の固定期間TFHの開始時においてトップで終わる三角波の同期キャリアを生成する。これにより、期間TM2において、準同期変調パルスは、ハイ状態から始まりロー状態で終わることになる。
In the present embodiment, when the voltage command V * is smaller than the carrier, a low state modulation pulse is generated, and when the voltage command V * is larger than the carrier, a high state modulation pulse is generated. Generated. In the case of such comparison logic, the synchronous
図9には、このような同期キャリアが、固定期間TFと固定期間TFとの間の期間TMにおいて、1.5周期/2.5周期/3.5周期分生成される場合の準同期変調パルスを示している。同期キャリアの周波数は、制御装置1の演算周期や、ノイズ耐性などから設定可能な範囲で、できるだけ高い周波数であると好適である。発明者らによる実験解析により、同期キャリアを含めキャリアの周波数が高い方が、モータ電流が安定することが確かめられている。 FIG. 9 shows quasi-synchronous modulation in the case where such synchronous carriers are generated for 1.5 periods / 2.5 periods / 3.5 periods in the period TM between the fixed period TF and the fixed period TF. Shows a pulse. The frequency of the synchronization carrier is preferably as high as possible within a range that can be set from the calculation cycle of the control device 1 and noise tolerance. Through experimental analysis by the inventors, it has been confirmed that the motor current is more stable when the carrier frequency including the synchronous carrier is higher.
ここで、本発明により生成される2相変調パルスSPの効果をシミュレーションにより確認した結果を示す。図10は、3相のパルス及びU相電流Iuの波形例を示す波形図である。図中、Su,Sv,Swは、それぞれU相、V相、W相のインバータ制御信号の元となるパルスSPを示す。図11は、U相電流Iuの安定性を示す波形図である。図10(a)及び図11(a)は、キャリアの周波数が5kHzの場合を例示しており、図10(b)及び図11(b)は、キャリアが同期キャリアであり、その周波数が10kHzの場合を例示している。図10(a)及び図10(b)を参照すると、同期キャリアを用いた図10(b)では図10(a)に比べてパルスSPの対称性が高い。さらに、キャリアの周波数も高いので、PWM変調による変調パルスの分解能も高くなっている。その結果、図11(a)及び(b)の比較により明らかなように、U相電流Iu(回転電機電流)が安定する。 Here, the result of confirming the effect of the two-phase modulation pulse SP generated by the present invention by simulation is shown. FIG. 10 is a waveform diagram showing a waveform example of a three-phase pulse and a U-phase current Iu. In the figure, Su, Sv, and Sw indicate pulses SP that are sources of U-phase, V-phase, and W-phase inverter control signals, respectively. FIG. 11 is a waveform diagram showing the stability of the U-phase current Iu. FIGS. 10A and 11A illustrate the case where the frequency of the carrier is 5 kHz, and FIGS. 10B and 11B show that the carrier is a synchronous carrier and the frequency is 10 kHz. The case of is illustrated. Referring to FIG. 10A and FIG. 10B, the symmetry of the pulse SP is higher in FIG. 10B using the synchronous carrier than in FIG. 10A. Further, since the carrier frequency is high, the resolution of the modulation pulse by PWM modulation is also high. As a result, as is apparent from a comparison between FIGS. 11A and 11B, the U-phase current Iu (rotating electrical machine current) is stabilized.
〔他の実施形態〕
(1)上述した実施形態においては、図3に例示したように、変調率Mが高くなるに従って、部分同期制御によるDPWM、即ち部分同期2相変調から多パルス制御を経由して1パルス制御に移行する場合を例示した。この場合、部分同期2相変調における固定期間は、基本固定期間(=60°)であり、一定の値である。しかし、本発明は、この形態に限定されるものではない。図12に示すように、変調率M3から変調率M4の過変調領域において、図8に例示したように拡張固定期間(60°<固定期間<180°)による2相変調を実施してもよい。尚、固定期間が180°に達すると、電気角の1周期においてパルスが1つだけとなるので、必然的に1パルス制御となる。従って、この形態によれば、基本固定期間による2相変調から、拡張固定期間によるフレキシブルな2相変調を経由して、円滑に1パルス制御へ移行することができる。尚、固定期間が長くなると、部分的に3相の内の2相が固定され、他の1相がパルス幅変調される場合も生じるが、既に述べたようにこれも本発明における2相変調に含まれる。
[Other Embodiments]
(1) In the above-described embodiment, as illustrated in FIG. 3, as the modulation rate M increases, DPWM by partial synchronization control, that is, from partial synchronous two-phase modulation to one pulse control via multi-pulse control. The case of transition was illustrated. In this case, the fixed period in the partial synchronous two-phase modulation is a basic fixed period (= 60 °), which is a constant value. However, the present invention is not limited to this form. As shown in FIG. 12, two-phase modulation with an extended fixed period (60 ° <fixed period <180 °) may be performed as illustrated in FIG. 8 in the overmodulation region of modulation rate M3 to modulation rate M4. . When the fixed period reaches 180 °, there is only one pulse in one cycle of the electrical angle, so that one-pulse control is inevitably performed. Therefore, according to this embodiment, it is possible to smoothly shift from the two-phase modulation in the basic fixed period to the one-pulse control via the flexible two-phase modulation in the extended fixed period. If the fixed period is long, two of the three phases may be partially fixed and the other one may be pulse-width modulated. However, as described above, this is also the two-phase modulation in the present invention. include.
(2)図3及び図12を用いて例示した上記各実施形態においては、非同期制御におけるパルス幅変調の方式として、SVPWMとDPWMとを用い、変調率M1まではSVPWMにより変調し、変調率M1以降はDPWMにより変調する場合を例示した。しかし、2種類の変調の方式に限定されることなく、1種類の変調方式により変調率M2までパルス幅変調を行っても良いし、3種類以上の変調方式により変調率M2までパルス幅変調を行っても良い。また、SVPWMを用いて非同期制御を実施した場合において、変調率M1以降、部分同期制御を実施してもよい。具体的には、図13に示すように、非同期制御においてはSPWMのみを実施し、DPWMを実施する際には部分同期制御を行ってもよい。また、この際、部分同期制御を開始する変調率Mは、図13に例示する変調率M1に限定されることなく、M=M2であってもよい。 (2) In each of the above embodiments illustrated with reference to FIGS. 3 and 12, SVPWM and DPWM are used as the pulse width modulation method in the asynchronous control, and the modulation factor M1 is modulated by SVPWM, and the modulation factor M1. Hereinafter, a case where modulation is performed by DPWM is illustrated. However, the present invention is not limited to two types of modulation schemes, and pulse width modulation may be performed up to modulation factor M2 using one type of modulation scheme, and pulse width modulation may be performed up to modulation factor M2 using three or more types of modulation schemes. You can go. In addition, when asynchronous control is performed using SVPWM, partial synchronization control may be performed after the modulation factor M1. Specifically, as shown in FIG. 13, only SPWM may be performed in asynchronous control, and partial synchronization control may be performed when DPWM is performed. At this time, the modulation rate M for starting the partial synchronization control is not limited to the modulation rate M1 illustrated in FIG. 13 and may be M = M2.
(3)上記実施形態においては、三角波の同期キャリアが固定パルスの固定期間TFの終了時及び開始時にピーク及びボトムの一方が一致するように生成される例を示したが、本発明はこの構成に限定されるものではない。固定パルスに対して変調パルスの対称性が高ければ、ある程度回転電機5の電流は安定する。所望の範囲内で電流の安定性が確保されるのであれば、同期キャリアのピーク及びボトムと、固定パルスの固定期間TFの始端及び終端とが一致していなくてもよい。 (3) In the above embodiment, an example is shown in which the triangular wave synchronization carrier is generated such that one of the peak and the bottom coincides at the end and start of the fixed period TF of the fixed pulse. It is not limited to. If the symmetry of the modulation pulse is high with respect to the fixed pulse, the current of the rotating electrical machine 5 is stabilized to some extent. If the stability of the current is ensured within a desired range, the peak and bottom of the synchronization carrier may not coincide with the start and end of the fixed pulse fixed period TF.
(4)上記実施形態においては、固定期間以外の期間では、同期キャリアに基づき、パルス幅変調により変調パルスが生成される例を示したが、本発明はこの構成に限定されるものではない。固定パルスは、回転電機5の回転に同期して生成されることにより、固定期間に不均衡を生じることなく精度よく生成される。従って、2相変調によって励起される3相交流の対称性が向上し、ある程度回転電機5の電流は安定する。所望の範囲内で電流の安定性が確保されるのであれば、キャリアは回転電機5の回転に対して同期していない非同期キャリアであってもよい。 (4) In the above embodiment, an example in which a modulation pulse is generated by pulse width modulation based on a synchronous carrier in a period other than the fixed period has been shown, but the present invention is not limited to this configuration. Since the fixed pulse is generated in synchronization with the rotation of the rotating electrical machine 5, the fixed pulse is generated with high accuracy without causing an imbalance in the fixed period. Therefore, the symmetry of the three-phase alternating current excited by the two-phase modulation is improved, and the current of the rotating electrical machine 5 is stabilized to some extent. The carrier may be an asynchronous carrier that is not synchronized with the rotation of the rotating electrical machine 5 as long as the current stability is ensured within a desired range.
(5)上記実施形態においては、図1に示すように、1つの回転電機を駆動制御する駆動装置2並びに制御装置1を例として説明した。しかし、本発明はそのような構成に限定されることなく、複数の回転電機を駆動制御する駆動装置並びに制御装置を有する構成であっても、適用することができる。
(5) In the above embodiment, as illustrated in FIG. 1, the
本発明は、直流電力と3相交流電力との間で電力変換するインバータを備えて回転電機を駆動する回転電機駆動装置を制御する回転電機制御装置に適用することができる。 The present invention can be applied to a rotating electrical machine control device that controls a rotating electrical machine driving device that includes an inverter that converts power between DC power and 3-phase AC power and drives the rotating electrical machine.
1:回転電機制御装置
2:回転電機駆動装置
4:インバータ
5:回転電機
16:2相変調パルス生成部
17:同期キャリア生成部
M:変調率
TF,TFH,TFL:固定期間
TFH:ハイ状態の固定期間
TFL:ロー状態の固定期間
TM,TM1,TM2:固定期間以外の期間
TM1:ハイ状態の固定期間を終了してからロー状態の固定期間を開始するまでの期間
TM2:ロー状態の固定期間を終了してからハイ状態の固定期間を開始するまでの期間
Vdc:直流電力の正負両極間電圧
1: rotating electrical machine control device 2: rotating electrical machine drive device 4: inverter 5: rotating electrical machine 16: two-phase modulation pulse generation unit 17: synchronous carrier generation unit M: modulation factor TF, TFH, TFL: fixed period TFH: high state Fixed period TFL: Low period fixed periods TM, TM1, TM2: Periods other than the fixed period TM1: Period from the end of the high state fixed period to the start of the low state fixed period TM2: Low state fixed period Vdc: voltage between the positive and negative electrodes of DC power from the end of the process to the start of the fixed period in the high state
Claims (4)
3相の内の少なくとも1相を所定の固定期間ハイ状態又はロー状態に固定して、他相を変調する2相変調により前記インバータをスイッチング制御する2相変調パルスを生成する2相変調パルス生成部を備え、
前記2相変調パルス生成部は、前記固定期間を前記回転電機の回転に同期させて固定パルスを生成すると共に、当該固定期間以外の期間ではパルス幅変調により変調パルスを生成する回転電機制御装置。 A rotating electrical machine control device that controls a rotating electrical machine drive device that includes an inverter that converts power between DC power and 3-phase AC power and drives the rotating electrical machine,
Two-phase modulation pulse generation for generating a two-phase modulation pulse for controlling the switching of the inverter by two-phase modulation for modulating at least one of the three phases to a high state or a low state for a predetermined fixed period and modulating the other phase Part
The two-phase modulation pulse generation unit generates a fixed pulse by synchronizing the fixed period with the rotation of the rotating electric machine, and generates a modulation pulse by pulse width modulation in a period other than the fixed period.
前記2相変調パルス生成部は、前記同期キャリアに基づいて前記変調パルスを前記回転電機の回転に少なくとも間接的に同期した準同期変調パルスとして生成する請求項1に記載の回転電機制御装置。 A synchronization carrier generating unit that generates a synchronization carrier synchronized with the rotation of the rotating electrical machine in a period other than the fixed period for each of the three phases;
2. The rotating electrical machine control device according to claim 1, wherein the two-phase modulation pulse generation unit generates the modulation pulse as a quasi-synchronous modulation pulse that is at least indirectly synchronized with the rotation of the rotating electrical machine based on the synchronization carrier.
前記固定パルスがハイ状態の前記固定期間を終了してからロー状態の前記固定期間を開始するまでの期間では、前記準同期変調パルスがロー状態から始まりハイ状態で終わるように、前記ピーク及び前記ボトムを前記固定パルスの終了時及び開始時に一致させ、
前記固定パルスがロー状態の前記固定期間を終了してからハイ状態の前記固定期間を開始するまでの期間では、前記準同期変調パルスがハイ状態から始まりロー状態で終わるように、前記ピーク及び前記ボトムを前記固定パルスの終了時及び開始時に一致させる請求項2に記載の回転電機制御装置。 The synchronous carrier generation unit generates the synchronous carrier of a triangular wave in which one of a peak and a bottom coincides at the end and start of the fixed period of the fixed pulse,
In the period from the end of the fixed period in which the fixed pulse is in the high state to the start of the fixed period in the low state, the quasi-synchronous modulation pulse starts from the low state and ends in the high state. Match the bottom at the end and start of the fixed pulse,
In the period from the end of the fixed period in which the fixed pulse is in the low state to the start of the fixed period in the high state, the quasi-synchronous modulation pulse starts from the high state and ends in the low state so that the peak and the The rotating electrical machine control device according to claim 2, wherein the bottom is made coincident at the end and start of the fixed pulse.
The two-phase modulation pulse generation unit has a modulation factor indicating a ratio of the three-phase AC power to the DC power, and a maximum modulation rate in modulation based on a sine wave whose peak value is the voltage between the positive and negative electrodes of the DC power. 4. The rotating electrical machine control device according to claim 1, wherein the fixed period of the fixed pulse is expanded in accordance with the modulation rate when the overmodulation region is set to exceed.
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