JP2012110087A - Control method of power converter and power converter - Google Patents

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a control method of a power converter capable of reducing the unbalance of an output voltage by simple control.SOLUTION: A power converter 1 includes switching elements S1-S6, controls the switching elements S1-S6 on the basis of comparison of a carrier for which a first value Vc1 and a second value Vc2 are the maximum value and the minimum value respectively and a voltage command value for the output voltage, and outputs the output voltage. When a voltage command value V* in a period having a prescribed control cycle is changed at least between the second value or larger and the first value or smaller and the average value of the voltage command value in a variation period which is the period is a value larger than the second value and smaller than the first value, the voltage command value in the variation period is corrected to the average value.

Description

本発明は、電力変換装置の制御方法および電力変換装置に関し、特に出力電圧のアンバランスを抑制する技術に関する。   The present invention relates to a method for controlling a power conversion device and a power conversion device, and more particularly to a technique for suppressing output voltage imbalance.

モータへと交流電圧を与える装置としてインバータが用いられる。インバータは入力された直流電圧を交流電圧に変換して、交流電圧をモータへと出力する。かかるインバータは例えばキャリアと指令値との比較に基づいて制御される。指令値はインバータの出力電圧についての指令値であって、モータの回転位置角や速度指令等に基づいて、まず第１指令値Ｖ*が生成される。そしてキャリアとの比較には、第１指令値Ｖ*に基づいて生成される第２指令値Ｖ**が採用される。第２指令値Ｖ**は所定周期（例えばキャリアの周期）毎に一定値を採る。   An inverter is used as a device for applying an AC voltage to the motor. The inverter converts the input DC voltage into an AC voltage and outputs the AC voltage to the motor. Such an inverter is controlled based on, for example, a comparison between a carrier and a command value. The command value is a command value for the output voltage of the inverter, and the first command value V * is first generated based on the rotational position angle of the motor, the speed command, and the like. The second command value V ** generated based on the first command value V * is employed for comparison with the carrier. The second command value V ** takes a constant value for every predetermined period (for example, a carrier period).

かかるインバータにおいて矩形波の相電圧を出力する場合、第１指令値Ｖ*は矩形波であって相電圧の周期と同じ周期を有する。一方で、この第１指令値Ｖ*は所定周期毎に一定値を採るとは限らないので、この第１指令値Ｖ*を所定周期ごとに更新して、キャリアと比較すべき第２指令値Ｖ**を生成する。例えば図２５では破線でキャリアの周期を示しており、ここに例示するように、キャリアの周期毎の第２指令値Ｖ**には、当該周期の開始時点における第１指令値Ｖ*の値を採用する。   When a rectangular wave phase voltage is output in such an inverter, the first command value V * is a rectangular wave and has the same cycle as the cycle of the phase voltage. On the other hand, since this first command value V * does not always take a constant value at every predetermined cycle, the first command value V * is updated at every predetermined cycle and the second command value to be compared with the carrier. Generate V **. For example, in FIG. 25, the cycle of the carrier is indicated by a broken line, and as illustrated here, the second command value V ** for each carrier cycle is the value of the first command value V * at the start of the cycle. Is adopted.

そして、図２６に示すように、第２指令値Ｖ**とキャリアとの比較に基づいてインバータが制御されて、インバータは相電圧Ｖを出力する。かかる相電圧Ｖにおいて、相電圧Ｖが最大値を採る期間と相電圧が最小値を採る期間とは相違する。換言すると、相電圧Ｖにアンバランスが生じる。かかる相違によって、インバータが出力する相電流にはいわゆるオフセットが生じる。換言すれば、相電流の１周期の平均値が零にならない。   Then, as shown in FIG. 26, the inverter is controlled based on the comparison between the second command value V ** and the carrier, and the inverter outputs the phase voltage V. In the phase voltage V, the period in which the phase voltage V takes the maximum value is different from the period in which the phase voltage takes the minimum value. In other words, an imbalance occurs in the phase voltage V. This difference causes a so-called offset in the phase current output from the inverter. In other words, the average value of one period of the phase current does not become zero.

かかる問題を解決する手段として、例えば特許文献１における技術が採用できる。特許文献１においては、出力電圧のバランスが崩れるときに、キャリアの周期を指令値Ｖ*と同期させている。   As a means for solving such a problem, for example, the technique in Patent Document 1 can be adopted. In Patent Document 1, when the output voltage balance is lost, the carrier cycle is synchronized with the command value V *.

また本発明に関連する技術として、特許文献２が開示されている。   Patent Document 2 is disclosed as a technique related to the present invention.

特許第４２０５１５７号Patent 4205157 特開平９−３０８２５６号公報JP-A-9-308256

しかしながら、特許文献１に記載の技術ではキャリアの周期を出力電圧の周期の整数分の１にしてキャリアと出力電圧とを同期させる必要があるので、キャリアの周期を変化させる必要がある。よって制御を複雑化させる。   However, in the technique described in Patent Document 1, since it is necessary to synchronize the carrier and the output voltage by setting the carrier cycle to 1 / integer of the output voltage cycle, it is necessary to change the carrier cycle. Therefore, the control is complicated.

そこで、本発明は、簡単な制御で出力電圧のアンバランスを低減できるインバータの制御方法およびインバータを提供することを目的とする。   SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide an inverter control method and an inverter that can reduce an imbalance in output voltage with simple control.

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第１の態様は、スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）を有し、第１値（Ｖｃ１）及び第２値（Ｖｃ２）をそれぞれ最大値及び最小値とするキャリアと、出力電圧についての電圧指令値（Ｖ*，Ｖ**）との比較に基づいて前記スイッチング素子を制御して前記出力電圧を出力する、電力変換装置（１）の制御方法であって、所定の制御周期を有する期間における前記電圧指令値（Ｖ*）が、少なくとも前記第２値以上かつ前記第１値以下の間で変化し、かつ当該期間たる変動期間における前記電圧指令値の平均値が前記第２値より大きく前記第１値未満の値であるときに、前記変動期間における前記電圧指令値を前記平均値に補正する。   A first aspect of a method for controlling a power converter according to the present invention includes switching elements (S1 to S6), and sets a first value (Vc1) and a second value (Vc2) to a maximum value and a minimum value, respectively. A control method for a power converter (1), wherein the switching element is controlled based on a comparison between a carrier and a voltage command value (V *, V **) for an output voltage, and the output voltage is output. The voltage command value (V *) in a period having a predetermined control cycle varies between at least the second value and the first value, and an average of the voltage command values in a fluctuation period corresponding to the period. When the value is greater than the second value and less than the first value, the voltage command value in the variation period is corrected to the average value.

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第２の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置の制御方法であって、前記キャリアは、前記変動周期の各々において単調に変化し、前記変動周期の各々における前記キャリアの変化率の極性は互いに同じである。   A second aspect of the power conversion device control method according to the present invention is the power conversion device control method according to the first aspect, wherein the carrier changes monotonously in each of the fluctuation periods, and the fluctuations occur. The polarities of the carrier change rates in each period are the same.

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第３の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置の制御方法であって、前記電力変換装置（１）には、第１入力端（Ｐ１）と、前記第１入力端の電位よりも低い電位が印加される第２入力端（Ｐ２）と、出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）とが接続され、前記スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）は、前記第１入力端と前記出力端との間に接続される上側スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ３）と、前記第２入力端と前記出力端との間に接続される下側スイッチング素子（Ｓ４〜Ｓ６）とを含み、前記期間（Ｔ１０〜Ｔ１９）のうち、前記補正後の前記電圧指令値が前記第１値以上の値を採る期間（Ｔ１５）の次の期間であって、前記補正後の前記電圧指令値が前記第１値より小さい値を採る期間（Ｔ１６）において、前記キャリアとして単調に増加する単調増加キャリア（Ｃ２）を採用する。   The 3rd aspect of the control method of the power converter device concerning this invention is a control method of the power converter device concerning a 1st aspect, Comprising: The said power converter device (1) has a 1st input terminal (P1). And a second input terminal (P2) to which a potential lower than that of the first input terminal is applied and an output terminal (Pu, Pv, Pw) are connected, and the switching elements (S1 to S6) are Upper switching elements (S1 to S3) connected between the first input terminal and the output terminal, and lower switching elements (S4 to S6) connected between the second input terminal and the output terminal. ), Of the period (T10 to T19), the period following the period (T15) in which the corrected voltage command value takes a value equal to or greater than the first value, and after the correction In a period (T16) in which the voltage command value is smaller than the first value Monotonically adopted monotonicity carrier (C2) to increase as the carrier.

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第４の態様は、第１又は第３の態様にかかる電力変換装置の制御方法であって、前記電力変換装置（１）には、第１入力端（Ｐ１）と、前記第１入力端の電位よりも低い電位が印加される第２入力端（Ｐ２）と、出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）とが接続され、前記スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）は、前記第１入力端と前記出力端との間に接続される上側スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ３）と、前記第２入力端と前記出力端との間に接続される下側スイッチング素子（Ｓ４〜Ｓ６）とを含み、前記期間（Ｔ１０〜Ｔ１９）のうち、前記補正後の前記電圧指令値が前記第２値（Ｖｃ２）以下の値を採る期間（Ｔ１９）の一つ前の期間であって、前記補正後の前記電圧指令値が前記第２値より大きい値を採る期間（Ｔ１８）において、前記キャリアとして単調に増加する単調増加キャリア（Ｃ２）を採用する。   The 4th aspect of the control method of the power converter device concerning this invention is a control method of the power converter device concerning the 1st or 3rd aspect, Comprising: A 1st input terminal is included in the said power converter device (1). (P1), a second input terminal (P2) to which a potential lower than that of the first input terminal is applied, and an output terminal (Pu, Pv, Pw) are connected, and the switching elements (S1 to S6) are connected. ) Is an upper switching element (S1 to S3) connected between the first input terminal and the output terminal, and a lower switching element (S1 to S3) connected between the second input terminal and the output terminal. S4 to S6), and in the period (T10 to T19), the period immediately before the period (T19) in which the corrected voltage command value takes a value equal to or less than the second value (Vc2). The corrected voltage command value is larger than the second value. Between (T18), monotonically employ monotonicity carrier (C2) to increase as the carrier.

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第５の態様は、第１、第３及び第５のいずれか一つの態様にかかる電力変換装置の制御方法であって、前記電力変換装置（１）には、第１入力端（Ｐ１）と、前記第１入力端の電位よりも低い電位が印加される第２入力端（Ｐ２）と、出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）とが接続され、前記スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）は、前記第１入力端と前記出力端との間に接続される上側スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ３）と、前記第２入力端と前記出力端との間に接続される下側スイッチング素子（Ｓ４〜Ｓ６）とを含み、前記期間（Ｔ１０〜Ｔ１９）のうち、前記補正後の前記電圧指令値が前記第１値（Ｖｃ１）以上の値を採る期間（Ｔ１４）の一つ前の期間であって、前記補正後の前記電圧指令値が前記第１値より小さい値を採る期間（Ｔ１３）において、前記キャリアとして単調に減少する単調減少キャリア（Ｃ１）を採用する。   A fifth aspect of the method for controlling the power conversion device according to the present invention is a method for controlling the power conversion device according to any one of the first, third, and fifth aspects, the power conversion device (1). Are connected to the first input terminal (P1), the second input terminal (P2) to which a potential lower than that of the first input terminal is applied, and the output terminals (Pu, Pv, Pw), The switching elements (S1 to S6) are connected between an upper switching element (S1 to S3) connected between the first input end and the output end, and between the second input end and the output end. A period (T14) in which the corrected voltage command value takes a value equal to or greater than the first value (Vc1) in the period (T10 to T19). The voltage command value after the correction is the first period before the first In the period (T13) to take a smaller value, to adopt a monotonically decreasing carrier (C1) to decrease monotonically as the carrier.

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第６の態様は、第１、第３から第５のいずれか一つの態様にかかる電力変換装置の制御方法であって、前記電力変換装置（１）には、第１入力端（Ｐ１）と、前記第１入力端の電位よりも低い電位が印加される第２入力端（Ｐ２）と、出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）とが接続され、前記スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）は、前記第１入力端と前記出力端との間に接続される上側スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ３）と、前記第２入力端と前記出力端との間に接続される下側スイッチング素子（Ｓ４〜Ｓ６）とを含み、前記期間（Ｔ１０〜Ｔ１９）のうち、前記補正後の前記電圧指令値が前記第２値（Ｖｃ２）以下の値を採る期間（Ｔ１０）の次の期間であって、前記補正後の前記電圧指令値が前記第２値より大きい値を採る期間（Ｔ１１）において、前記キャリアとして単調に減少する単調減少キャリア（Ｃ１）を採用する。   The 6th aspect of the control method of the power converter device concerning this invention is a control method of the power converter device concerning any one of the 1st, 3rd-5th aspect, Comprising: Said power converter device (1) Are connected to the first input terminal (P1), the second input terminal (P2) to which a potential lower than that of the first input terminal is applied, and the output terminals (Pu, Pv, Pw), The switching elements (S1 to S6) are connected between an upper switching element (S1 to S3) connected between the first input end and the output end, and between the second input end and the output end. A period (T10) in which the corrected voltage command value takes a value equal to or lower than the second value (Vc2) in the period (T10 to T19). And the corrected voltage command value is equal to the second value. In the period (T11) take large values, employing a monotonically decreasing carrier (C1) to decrease monotonically as the carrier.

本発明にかかる電力変換装置の第１の態様は、補正前の前記電圧指令値（Ｖ*）は矩形波であり、第１又は第２の態様にかかる電力変換装置の制御方法を実行して、前記出力電圧の一周期内において３つのパルスを有する前記出力電圧を出力する。   According to a first aspect of the power conversion device of the present invention, the voltage command value (V *) before correction is a rectangular wave, and the control method for the power conversion device according to the first or second aspect is executed. The output voltage having three pulses in one cycle of the output voltage is output.

本発明にかかる電力変換装置の第２の態様は、補正前の前記電圧指令値（Ｖ*）が矩形波である第３の態様にかかる電力変換装置の制御方法を実行して、前記出力電圧の一周期内において２つのパルスを有する前記出力電圧を出力する。   According to a second aspect of the power conversion device of the present invention, the voltage command value (V *) before correction is a rectangular wave, the control method for the power conversion device according to the third aspect is executed, and the output voltage The output voltage having two pulses in one cycle is output.

本発明にかかる電力変換装置の第３の態様は、補正前の前記電圧指令値（Ｖ*）が矩形波である第３又は第４の態様にかかる第５の態様、或いは第３又は第４の態様のいずれかにかかる第６の態様の電力変換装置の制御方法を実行して、前記出力電圧の一周期内において１つのパルスを有する前記出力電圧を出力する。   According to a third aspect of the power conversion device of the present invention, the voltage command value (V *) before correction is a rectangular wave, the fifth aspect according to the third or fourth aspect, or the third or fourth. The control method for the power conversion device according to the sixth aspect of the present invention is executed to output the output voltage having one pulse in one cycle of the output voltage.

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第１の態様によれば、理論的に実際に出力される出力電圧の平均値を電圧指令値の平均値へ一致させることができる。しかも、制御周期を電圧指令値の周期に基づいて変更する必要がなく、制御を簡単にできる。   According to the first aspect of the method for controlling the power converter according to the present invention, the average value of the output voltage that is theoretically actually output can be matched with the average value of the voltage command value. Moreover, it is not necessary to change the control cycle based on the cycle of the voltage command value, and the control can be simplified.

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第２の態様によれば、制御周期の各期間において増大して低減するキャリア（例えば二等辺三角波形状のキャリア）を採用する場合に比べて、スイッチング回数を低減できる。   According to the second aspect of the method for controlling the power conversion device of the present invention, the number of switching operations is higher than when employing a carrier that increases and decreases in each period of the control cycle (for example, an isosceles triangular carrier). Can be reduced.

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第３の態様によれば、電圧指令値が最大値から低下するときの２つの期間の境界の前後において、上側スイッチング素子および下側スイッチング素子のスイッチングパターンは変化しない。よって、スイッチング回数を低減することができる。   According to the third aspect of the method for controlling the power converter according to the present invention, the switching patterns of the upper switching element and the lower switching element are before and after the boundary between the two periods when the voltage command value decreases from the maximum value. Does not change. Therefore, the number of switching times can be reduced.

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第４の態様によれば、電圧指令値が最小値へと低下するときの２つの期間の境界の前後において、上側スイッチング素子および下側スイッチング素子のスイッチングパターンは変化しない。よって、スイッチング回数を低減することができる。   According to the fourth aspect of the method for controlling the power conversion device of the present invention, the switching of the upper switching element and the lower switching element is performed before and after the boundary between the two periods when the voltage command value decreases to the minimum value. The pattern does not change. Therefore, the number of switching times can be reduced.

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第５の態様によれば、電圧指令値が最大値へと増大するときの２つの期間の境界の前後において、上側スイッチング素子および下側スイッチング素子のスイッチングパターンは変化しない。よって、スイッチング回数を低減することができる。   According to the fifth aspect of the control method of the power conversion device of the present invention, the switching of the upper switching element and the lower switching element is performed before and after the boundary between the two periods when the voltage command value increases to the maximum value. The pattern does not change. Therefore, the number of switching times can be reduced.

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第６の態様によれば、電圧指令値が最小値から増大するときの２つの期間の境界の前後において、上側スイッチング素子および下側スイッチング素子のスイッチングパターンは変化しない。よって、スイッチング回数を低減することができる。   According to the sixth aspect of the control method of the power conversion device of the present invention, the switching patterns of the upper switching element and the lower switching element are before and after the boundary between the two periods when the voltage command value increases from the minimum value. Does not change. Therefore, the number of switching times can be reduced.

本発明にかかる電力変換装置の第１の態様によれば、実際に出力される出力電圧の平均値を電圧指令値の平均値へと近づけることができる。   According to the 1st aspect of the power converter device concerning this invention, the average value of the output voltage actually output can be closely approached to the average value of a voltage command value.

本発明にかかる電力変換装置の第２の態様によれば、制御周期の各期間において増大して低減するキャリア（例えば二等辺三角波形状のキャリア）を採用する場合に比べて、スイッチング回数を低減できる。   According to the second aspect of the power conversion device of the present invention, the number of times of switching can be reduced as compared with the case of employing a carrier that increases and decreases in each period of the control cycle (for example, an isosceles triangular carrier). .

本発明にかかる電力変換装置の第３の態様によれば、最小のスイッチング回数で出力電圧を出力できる。しかも１パルスを有する出力電圧を出力するためにキャリアの周波数を出力電圧の周波数と一致させる必要がない。よってキャリアの周波数を変更するための演算又は処理を不要にできる。   According to the 3rd aspect of the power converter device concerning this invention, an output voltage can be output by the minimum frequency | count of switching. In addition, it is not necessary to match the carrier frequency with the output voltage frequency in order to output an output voltage having one pulse. Therefore, the calculation or processing for changing the carrier frequency can be eliminated.

インバータの概念的な構成を例示する図である。It is a figure which illustrates the notional structure of an inverter. 指令値の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of command value. 指令値の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of command value. 指令値の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of command value. 指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a command value, a carrier, and an output voltage. 指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a command value, a carrier, and an output voltage. 指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a command value, a carrier, and an output voltage. 指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a command value, a carrier, and an output voltage. インバータの概念的な構成を例示する図である。It is a figure which illustrates the notional structure of an inverter. 指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a command value, a carrier, and an output voltage. 指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a command value, a carrier, and an output voltage. 指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a command value, a carrier, and an output voltage. 指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a command value, a carrier, and an output voltage. 指令値の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of command value. 指令値の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of command value. 指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a command value, a carrier, and an output voltage. 指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a command value, a carrier, and an output voltage. 指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a command value, a carrier, and an output voltage. 指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a command value, a carrier, and an output voltage. 指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a command value, a carrier, and an output voltage. 指令値の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of command value. 指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a command value, a carrier, and an output voltage. 指令値の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of command value. 指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a command value, a carrier, and an output voltage. 指令値の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of command value. 指令値とキャリアと出力電圧との一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a command value, a carrier, and an output voltage.

第１の実施の形態．
図１に示すように、電力変換装置の一例たるインバータ１は入力端Ｐ１，Ｐ２及び出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと接続される。入力端Ｐ１，Ｐ２には直流電圧が印加される。ここでは入力端Ｐ２に印加される電位は入力端Ｐ１に印加される電位よりも低い。 First embodiment.
As shown in FIG. 1, an inverter 1 as an example of a power conversion device is connected to input terminals P1, P2 and output terminals Pu, Pv, Pw. A DC voltage is applied to the input terminals P1 and P2. Here, the potential applied to the input terminal P2 is lower than the potential applied to the input terminal P1.

インバータ１は直流電圧を交流電圧に変換し、この交流電圧を出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗへと出力する。より詳細な構造の一例として、インバータ１はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６とダイオードＤ１〜Ｄ６とを備えている。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ又は電界効果トランジスタなどである。各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３は出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と入力端Ｐ１との間に設けられている。以下では、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３を上側のスイッチング素子とも呼ぶ。ダイオードＤ１〜Ｄ３のアノードはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続され、ダイオードＤ１〜Ｄ３はそれぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３と並列に接続される。各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６は出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と入力端Ｐ２との間に設けられている。以下では各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６を下側のスイッチング素子とも呼ぶ。ダイオードＤ４〜Ｄ６のアノードは入力端Ｐ２に接続され、ダイオードＤ４〜Ｄ６はそれぞれスイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６と並列に接続される。   The inverter 1 converts a DC voltage into an AC voltage, and outputs this AC voltage to the output terminals Pu, Pv, Pw. As an example of a more detailed structure, the inverter 1 includes switching elements S1 to S6 and diodes D1 to D6. The switching elements S1 to S6 are, for example, insulated gate bipolar transistors or field effect transistors. Each of the switching elements S1 to S3 is provided between each of the output terminals Pu, Pv, and Pw and the input terminal P1. Below, each switching element S1-S3 is also called an upper switching element. The anodes of the diodes D1 to D3 are respectively connected to the output terminals Pu, Pv and Pw, and the diodes D1 to D3 are respectively connected in parallel with the switching elements S1 to S3. Each of the switching elements S4 to S6 is provided between each of the output terminals Pu, Pv, Pw and the input terminal P2. Hereinafter, the switching elements S4 to S6 are also referred to as lower switching elements. The anodes of the diodes D4 to D6 are connected to the input terminal P2, and the diodes D4 to D6 are connected in parallel with the switching elements S4 to S6, respectively.

かかるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６には制御部３からそれぞれスイッチ信号が与えられる。かかるスイッチ信号により各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が導通する。制御部３が適切なタイミングでスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６へとそれぞれスイッチ信号を与えることにより、インバータ１は直流電圧を交流電圧に変換する。なお、制御部３の制御によって、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４は相互に排他的に導通し、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ５は相互に排他的に導通し、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ６は相互に排他的に導通する。   A switch signal is given to each of the switching elements S1 to S6 from the control unit 3. The switching elements S1 to S6 are turned on by the switch signal. When the control unit 3 provides switch signals to the switching elements S1 to S6 at appropriate timings, the inverter 1 converts a DC voltage into an AC voltage. Note that, under the control of the control unit 3, the switching elements S1 and S4 conduct exclusively with each other, the switching elements S2 and S5 conduct exclusively with each other, and the switching elements S3 and S6 conduct exclusively with each other. .

インバータ１は例えば誘導性負荷２を駆動することができる。誘導性負荷２は出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続される。誘導性負荷２は例えばモータであって、インバータ１によって印加される交流電圧に応じて回転する。   The inverter 1 can drive an inductive load 2, for example. The inductive load 2 is connected to the output terminals Pu, Pv, Pw. The inductive load 2 is, for example, a motor, and rotates according to the AC voltage applied by the inverter 1.

なお図１の例示ではインバータ１は３つの出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと接続されている。つまり三相交流電圧を出力する三相インバータ１が図１に示されている。しかしながら、インバータ１は三相インバータに限らず単相インバータであってもよく、三相以上のインバータであってもよい。以下ではインバータ１が三相インバータである場合を例に採って説明する。   In the example of FIG. 1, the inverter 1 is connected to three output terminals Pu, Pv, and Pw. That is, a three-phase inverter 1 that outputs a three-phase AC voltage is shown in FIG. However, the inverter 1 is not limited to a three-phase inverter, and may be a single-phase inverter or an inverter having three or more phases. Hereinafter, the case where the inverter 1 is a three-phase inverter will be described as an example.

制御部３は電圧指令補正部３１を備えている。電圧指令補正部３１には、インバータ１が出力する相電圧（以下、出力電圧とも呼ぶ）についての電圧指令値Ｖ*が入力される。電圧指令補正部３１は電圧指令値Ｖ*を補正する。ここでは補正後の電圧指令値Ｖ*を電圧指令値Ｖ**と呼び、電圧指令値Ｖ*を補正することを、電圧指令値Ｖ*を補正して電圧指令値Ｖ**を生成する、とも表現する。かかる補正については後に詳述する。また制御部３は電圧指令値Ｖ**に基づいてインバータ１を制御する。   The control unit 3 includes a voltage command correction unit 31. Voltage command value V * for the phase voltage (hereinafter also referred to as output voltage) output from inverter 1 is input to voltage command correction unit 31. The voltage command correction unit 31 corrects the voltage command value V *. Here, the corrected voltage command value V * is called a voltage command value V **, and correcting the voltage command value V * generates the voltage command value V ** by correcting the voltage command value V *. Also expressed. Such correction will be described in detail later. The control unit 3 controls the inverter 1 based on the voltage command value V **.

またここでは、制御部３はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部３はこれに限らず、制御部３によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。   Here, the control unit 3 includes a microcomputer and a storage device. The microcomputer executes each processing step (in other words, a procedure) described in the program. The storage device is composed of one or more of various storage devices such as a ROM (Read Only Memory), a RAM (Random Access Memory), a rewritable nonvolatile memory (EPROM (Erasable Programmable ROM), etc.), and a hard disk device, for example. Is possible. The storage device stores various information, data, and the like, stores a program executed by the microcomputer, and provides a work area for executing the program. It can be understood that the microcomputer functions as various means corresponding to each processing step described in the program, or can realize that various functions corresponding to each processing step are realized. Further, the control unit 3 is not limited to this, and various procedures executed by the control unit 3 or various means or various functions implemented may be realized by hardware.

電圧指令補正部３１は所定の制御周期Ｔ１ごとに電圧指令値Ｖ*を補正して電圧指令値Ｖ**を生成する。図１の例示では、インバータ１は三相交流電圧を出力するので、電圧指令値Ｖ*は３つの相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を含んでいる。よって、電圧指令補正部３１は３つの相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に基づいてそれぞれ３つの相電圧指令値Ｖｕ**，Ｖｖ**，Ｖｗ**を生成する。   The voltage command correction unit 31 corrects the voltage command value V * every predetermined control cycle T1 to generate a voltage command value V **. In the illustration of FIG. 1, since the inverter 1 outputs a three-phase AC voltage, the voltage command value V * includes three phase voltage command values Vu *, Vv *, and Vw *. Therefore, the voltage command correction unit 31 generates three phase voltage command values Vu **, Vv **, and Vw ** based on the three phase voltage command values Vu *, Vv *, and Vw *, respectively.

図２は電圧指令値Ｖ*及び電圧指令値Ｖ**の一例を示す図である。図２の例示では電圧指令値Ｖ*は矩形波であり、時間の経過に伴って最大値Ｖ１（例えば１）および最小値Ｖ２（例えば０）を交互に採る。ここでは、電圧指令値Ｖ*が最大値Ｖ１を採る正期間は、電圧指令値Ｖ*が最小値Ｖ２を採る負期間と等しい。また相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*は互いに１２０度ずつ位相がずれている。   FIG. 2 is a diagram illustrating an example of the voltage command value V * and the voltage command value V **. In the example of FIG. 2, the voltage command value V * is a rectangular wave, and the maximum value V1 (for example, 1) and the minimum value V2 (for example, 0) are alternately taken with the passage of time. Here, the positive period in which the voltage command value V * takes the maximum value V1 is equal to the negative period in which the voltage command value V * takes the minimum value V2. The phase voltage command values Vu *, Vv *, Vw * are out of phase with each other by 120 degrees.

図２の例示において複数の破線のうち隣接する二者で挟まれる期間はいずれも制御周期Ｔ１を有する。そして電圧指令補正部３１は例えば各破線で示されるタイミング毎に電圧指令値Ｖ*を次のように補正して電圧指令値Ｖ**を生成する。即ち、電圧指令補正部３１は、各期間において電圧指令値Ｖ*が少なくとも次に述べる第１値と第２値との間で変化するときには、その期間における電圧指令値Ｖ*の最小値Ｖｃ２より大きく最大値Ｖｃ１未満の中間値に補正して、電圧指令値Ｖ**を生成する。ここでいう第１値および第２値はそれぞれ後述するキャリアの最大値および最小値である（後に説明する図５も参照）。図５の例示では、キャリアＣの最大値Ｖｃ１および最小値Ｖｃ２がそれぞれ最大値Ｖ１および最小値Ｖ２と一致する。なお最大値Ｖ１は最大値Ｖｃ１よりも大きくてもよく、最小値Ｖ２は最小値Ｖｃ２よりも小さくてもよい。かかる電圧指令値Ｖ*を採用するモードはいわゆる過変調モードとも呼ばれる。   In the illustration of FIG. 2, any period between two adjacent broken lines has a control cycle T1. For example, the voltage command correction unit 31 corrects the voltage command value V * as follows at each timing indicated by each broken line to generate the voltage command value V **. That is, when the voltage command value V * changes at least between the first value and the second value described below in each period, the voltage command correction unit 31 uses the minimum value Vc2 of the voltage command value V * in that period. The voltage command value V ** is generated by correcting it to an intermediate value that is largely less than the maximum value Vc1. The first value and the second value here are a maximum value and a minimum value of a carrier, which will be described later, respectively (see also FIG. 5 described later). In the illustration of FIG. 5, the maximum value Vc1 and the minimum value Vc2 of the carrier C match the maximum value V1 and the minimum value V2, respectively. The maximum value V1 may be larger than the maximum value Vc1, and the minimum value V2 may be smaller than the minimum value Vc2. A mode employing such a voltage command value V * is also called a so-called overmodulation mode.

さて図２に例示するように、期間Ｔ１０，Ｔ１５において電圧指令値Ｖ*は最小値Ｖ２から最大値Ｖ１へと変化し、期間Ｔ１３において電圧指令値Ｖ*は最大値Ｖ１から最小値Ｖ２へと変化する。つまり、各期間Ｔ１０，Ｔ１３，Ｔ１５において電圧指令値Ｖ*はキャリアＣの最大値Ｖｃ１，Ｖｃ２の間で変化する。よって、これらの期間では電圧指令値Ｖ**には最小値Ｖ２より大きく最大値Ｖｃ１未満の中間値が採用される。   As illustrated in FIG. 2, the voltage command value V * changes from the minimum value V2 to the maximum value V1 in the periods T10 and T15, and the voltage command value V * changes from the maximum value V1 to the minimum value V2 in the period T13. Change. That is, the voltage command value V * changes between the maximum values Vc1 and Vc2 of the carrier C in each of the periods T10, T13, and T15. Therefore, during these periods, an intermediate value greater than the minimum value V2 and less than the maximum value Vc1 is adopted as the voltage command value V **.

また電圧指令補正部３１は、各期間において電圧指令値Ｖ*が変化しないときには、電圧指令値Ｖ*を補正しない。つまり電圧指令値Ｖ*の値をそのまま採用して電圧指令値Ｖ**を生成する。例えば図２に示すように、期間Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１４において電圧指令値Ｖ*が一定値を採っている。よって、これらの期間では電圧指令値Ｖ**は電圧指令値Ｖ*と一致する。なお電圧指令値Ｖ*が最大値Ｖｃ１以上である期間において電圧指令値Ｖ**は最大値Ｖｃ１以上の任意の値を採ってもよい。これは電圧指令値Ｖ**がキャリアの最大値Ｖｃ１以上の値であれば、電圧指令値Ｖ**とキャリアとの比較結果が同じであるからである。同様に、電圧指令値Ｖ*が最小値Ｖｃ２以下である期間において電圧指令値Ｖ**は最小値Ｖｃ２以下の任意の値を採ってもよい。   The voltage command correction unit 31 does not correct the voltage command value V * when the voltage command value V * does not change in each period. That is, the voltage command value V ** is generated by directly adopting the voltage command value V *. For example, as shown in FIG. 2, the voltage command value V * takes a constant value during the periods T11, T12, and T14. Therefore, the voltage command value V ** coincides with the voltage command value V * during these periods. Note that the voltage command value V ** may take an arbitrary value equal to or greater than the maximum value Vc1 during a period in which the voltage command value V * is equal to or greater than the maximum value Vc1. This is because the comparison result between the voltage command value V ** and the carrier is the same if the voltage command value V ** is equal to or greater than the maximum value Vc1 of the carrier. Similarly, the voltage command value V ** may take any value that is less than or equal to the minimum value Vc2 during the period in which the voltage command value V * is less than or equal to the minimum value Vc2.

これによって、図２５の電圧指令値Ｖ**と比べて、電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値に近づけることができる。ひいてはインバータ１が出力する相電圧の周期Ｔ２における平均値を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値に近づけることができる。   Thus, the average value of the voltage command value V ** in the cycle T2 can be made closer to the average value of the voltage command value V * in the cycle T2 than the voltage command value V ** in FIG. As a result, the average value of the phase voltage output from the inverter 1 in the cycle T2 can be made closer to the average value of the voltage command value V * in the cycle T2.

なお制御周期Ｔ１は周期Ｔ２の整数分の１となる必要がない。よって電圧指令値Ｖ*に基づいて制御周期Ｔ１を変更する必要がない。したがって、制御周期Ｔ１を変更するための演算又は処理を不要にでき、制御を簡易にすることができる。   Note that the control cycle T1 does not have to be an integral number of the cycle T2. Therefore, it is not necessary to change the control cycle T1 based on the voltage command value V *. Therefore, calculation or processing for changing the control cycle T1 can be omitted, and the control can be simplified.

以上のように、制御周期Ｔ１を周期Ｔ２と無関係に設定することで制御を簡易にしつつも、出力電圧の平均値を電圧指令値Ｖ*の平均値に近づけることができる。   As described above, by setting the control cycle T1 regardless of the cycle T2, the average value of the output voltage can be brought close to the average value of the voltage command value V * while simplifying the control.

また図２の例示では、期間Ｔ１０，Ｔ１３，Ｔ１５において、電圧指令値Ｖ**はそれぞれの期間における電圧指令値Ｖ*の平均値を採っている。言い換えれば上記中間値は各期間における電圧指令値Ｖ*の平均値である。かかる平均値は次のように導くことができる。すなわち、これらの各期間のうち電圧指令値Ｖ*が最大値Ｖ１を採る期間を期間Ｔｖ１とし、これらの各期間のうち電圧指令値Ｖ*が最小値Ｖ２を採る期間を期間Ｔｖ２と仮定する。このとき、これらの各期間における電圧指令値Ｖ**は次式を満たす。   In the example of FIG. 2, the voltage command value V ** is an average value of the voltage command value V * in each period in the periods T10, T13, and T15. In other words, the intermediate value is an average value of the voltage command value V * in each period. Such an average value can be derived as follows. That is, it is assumed that a period in which the voltage command value V * takes the maximum value V1 among these periods is a period Tv1, and a period in which the voltage command value V * takes the minimum value V2 among these periods is a period Tv2. At this time, the voltage command value V ** in each of these periods satisfies the following equation.

Ｖ**＝（Ｖ１・Ｔｖ１＋Ｖ２・Ｔｖ２）／Ｔ１ ・・・（１）
かかる電圧指令値Ｖ**を採用すれば、理論的には電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値と等しくできる。 V ** = (V1 · Tv1 + V2 · Tv2) / T1 (1)
If such a voltage command value V ** is employed, theoretically, the average value of the voltage command value V ** in the cycle T2 can be made equal to the average value of the voltage command value V * in the cycle T2.

なお、制御周期Ｔ１を短く設定すれば、即ち周波数を高めれば、図２５に例示する電圧指令値Ｖ**を生成しても電圧指令値Ｖ*との誤差を低減することができる。しかしながら、これによって演算処理能力を高める必要があり、製造コストの増大を招く。一方、本実施の形態では比較的長い制御周期Ｔ１を採用することができ、製造コストの増大を招かない。   If the control cycle T1 is set short, that is, if the frequency is increased, an error from the voltage command value V * can be reduced even if the voltage command value V ** illustrated in FIG. 25 is generated. However, it is necessary to increase the arithmetic processing capability, thereby increasing the manufacturing cost. On the other hand, in the present embodiment, a relatively long control cycle T1 can be adopted, and the manufacturing cost is not increased.

＜電圧指令値Ｖ**の具体的な生成方法の一例＞
電圧指令値Ｖ*は矩形波であって、電気角３０度で立ち下がり、電気角２１０度で立ち上がると仮定する。図３は電圧指令値Ｖ*と電圧指令値Ｖ**との一例を拡大して示している。図３には電圧指令値Ｖ*が立ち下がる部分の近傍が示されている。電圧指令値Ｖ*は電気角３０度において最大値Ｖ１から最小値Ｖ２へと立ち下がっている。 <Example of specific generation method of voltage command value V **>
It is assumed that the voltage command value V * is a rectangular wave and falls at an electrical angle of 30 degrees and rises at an electrical angle of 210 degrees. FIG. 3 shows an enlarged example of the voltage command value V * and the voltage command value V **. FIG. 3 shows the vicinity of the portion where the voltage command value V * falls. The voltage command value V * falls from the maximum value V1 to the minimum value V2 at an electrical angle of 30 degrees.

電圧指令生成部３１は、制御周期Ｔ１ごとに、電圧指令値Ｖ*を補正して電圧指令値Ｖ**を生成する。例えば各期間における中央の時点において、各期間の次の期間における電圧指令値Ｖ**を生成する。   The voltage command generation unit 31 corrects the voltage command value V * and generates a voltage command value V ** for each control cycle T1. For example, the voltage command value V ** in the next period of each period is generated at the central point in each period.

ここで各期間の中央の時点における電圧指令値Ｖ*の電気角をδ［Ｎ］（Ｎは整数）とすると、幾何学的に次式を満足する。   Here, assuming that the electrical angle of the voltage command value V * at the central point in each period is δ [N] (N is an integer), the following equation is geometrically satisfied.

δ［ｎ＋１］−δ[ｎ]：３０°−δ［ｎ］＝Ｔ１：Ｔｖ１−Ｔ１／２ ・・・（２）
式（２）を変形すると期間Ｔｖ１が導かれ、さらにＴｖ２＝Ｔ１−Ｔｖ１も考慮すると期間Ｔｖ２が導かれる。 δ [n + 1] −δ [n]: 30 ° −δ [n] = T1: Tv1−T1 / 2 (2)
Transforming equation (2) leads to a period Tv1, and further considering Tv2 = T1-Tv1, leads to a period Tv2.

Tv1=T1・(1/2+(30°-δ[n])/(δ[n+1]-δ[n])) ・・・（３）
Tv2=T1・(1/2-(30°-δ[n])/(δ[n+1]-δ[n])) ・・・（４）
ここでは制御周期Ｔ１は一定であり、また電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２が一定であると仮定すると、δ［ｎ＋１］−δ［ｎ］＝δ［ｎ］−δ［ｎ−１］＝ｋ（一定）（ｎは整数）が成立する。かかる仮定は例えば誘導性負荷２の一例たるモータが一定の回転速度で駆動されていることを意味する。δ［ｎ＋１］−δ［ｎ］＝δ［ｎ］−δ［ｎ−１］＝ｋを考慮して式（３）及び式（４）を変形すると、次式が導かれる。 Tv1 = T1 · (1/2 + (30 ° -δ [n]) / (δ [n + 1] -δ [n])) (3)
Tv2 = T1 · (1 / 2- (30 ° -δ [n]) / (δ [n + 1] -δ [n])) (4)
Here, assuming that the control cycle T1 is constant and the cycle T2 of the voltage command value V * is constant, δ [n + 1] −δ [n] = δ [n] −δ [n−1] = k (Constant) (n is an integer) holds. This assumption means that a motor as an example of the inductive load 2 is driven at a constant rotational speed. When Equation (3) and Equation (4) are modified in consideration of δ [n + 1] −δ [n] = δ [n] −δ [n−1] = k, the following equation is derived.

Tv1=T1・(1/2+(30°-δ[n-1]-k)/k) ・・・（５）
Tv2=T1・(1/2-(30°-δ[n-1]-k)/k) ・・・（６）
この期間Ｔｖ１，Ｔｖ２を式（１）に代入することで、電圧指令生成部３１は期間Ｔ１１における電圧指令値Ｖ**を求めることができる。なお、期間Ｔ１１における電圧指令値Ｖ**を算出する時点で、δ［ｎ］とδ［ｎ＋１］が既知である場合は式（３），（４）を用いて電圧指令値Ｖ**を算出してもよい。 Tv1 = T1 ・ (1/2 + (30 ° -δ [n-1] -k) / k) (5)
Tv2 = T1 ・ (1 / 2- (30 ° -δ [n-1] -k) / k) (6)
By substituting the periods Tv1 and Tv2 into the equation (1), the voltage command generation unit 31 can obtain the voltage command value V ** in the period T11. When δ [n] and δ [n + 1] are known at the time of calculating the voltage command value V ** in the period T11, the voltage command value V ** is calculated using Equations (3) and (4). It may be calculated.

図４は電圧指令値Ｖ*と電圧指令値Ｖ**との他の一例を拡大して示している。図４には電圧指令値Ｖ*が立ち下がる部分の近傍が示されている。電圧指令値Ｖ*は例えば電気角３０度において最大値Ｖ１から最小値Ｖ２へと立ち下がっている。図３の例示と比較して、電気角δ［ｎ］が電圧指令値Ｖ*が立ち下がるときの電気角（例えば３０度）よりも大きい。このとき例えば幾何学的に次式を満足する。   FIG. 4 is an enlarged view of another example of the voltage command value V * and the voltage command value V **. FIG. 4 shows the vicinity of the portion where the voltage command value V * falls. The voltage command value V * falls, for example, from the maximum value V1 to the minimum value V2 at an electrical angle of 30 degrees. Compared to the example of FIG. 3, the electrical angle δ [n] is larger than the electrical angle (for example, 30 degrees) when the voltage command value V * falls. At this time, for example, the following expression is satisfied geometrically.

δ［ｎ］−δ[ｎ−１]：δ［ｎ］−３０°＝Ｔ１：Ｔ１／２−Ｔｖ１・・・（７）
式（７）は電気角δ［ｎ］，δ［ｎ−１］を用いて表される。つまり、電圧指令値Ｖ*が立ち上がる時点に近い電気角δ［ｎ］，δ［ｎ−１］が採用される。かかる式（７）を変形すると期間Ｔｖ１が導かれ、さらにＴｖ２＝Ｔ１−Ｔｖ１も考慮すると期間Ｔｖ２が導かれる。 δ [n] −δ [n−1]: δ [n] −30 ° = T1: T1 / 2−Tv1 (7)
Expression (7) is expressed using electrical angles δ [n] and δ [n−1]. That is, electrical angles δ [n] and δ [n−1] close to the time when the voltage command value V * rises are employed. When the equation (7) is modified, the period Tv1 is derived, and further, Tv2 = T1−Tv1 is also taken into consideration, and the period Tv2 is derived.

Tv1=T1・(1/2+(30°-δ[n])/(δ[n]-δ[n-1])) ・・・（８）
Tv2=T1・(1/2-(30°-δ[n])/(δ[n]-δ[n-1])) ・・・（９）
ここで、δ［ｎ＋１］−δ［ｎ］＝δ［ｎ］−δ［ｎ−１］＝ｋを考慮して式（８）及び式（９）を変形すると、式（５）及び式（６）が導かれる。 Tv1 = T1 · (1/2 + (30 ° -δ [n]) / (δ [n] -δ [n-1])) (8)
Tv2 = T1 · (1 / 2- (30 ° -δ [n]) / (δ [n] -δ [n-1])) (9)
Here, when Equation (8) and Equation (9) are modified in consideration of δ [n + 1] −δ [n] = δ [n] −δ [n−1] = k, Equation (5) and Equation ( 6) is derived.

この期間Ｔｖ１，Ｔｖ２を式（１）に代入することで、電圧指令生成部３１は期間Ｔ１１における電圧指令値Ｖ**を求めることができる。なお、期間Ｔ１１における電圧指令値Ｖ**を算出する時点で、δ［ｎ−１］とδ［ｎ］が既知である場合は式（８），（９）を用いて電圧指令値Ｖ**を算出してもよい。   By substituting the periods Tv1 and Tv2 into the equation (1), the voltage command generation unit 31 can obtain the voltage command value V ** in the period T11. In addition, when δ [n−1] and δ [n] are known at the time of calculating the voltage command value V ** in the period T11, the voltage command value V * is calculated using Expressions (8) and (9). * May be calculated.

なお、電圧指令値Ｖ*は電気角３０度で立ち下がると仮定したが、任意の電気角で立ち上がってもよい。式（２）〜式（９）において「３０°」を当該任意の電気角に置き換えればよい。   The voltage command value V * is assumed to fall at an electrical angle of 30 degrees, but may rise at an arbitrary electrical angle. In Expressions (2) to (9), “30 °” may be replaced with the arbitrary electrical angle.

また上述の例では、時点δにおける電圧指令値Ｖ*を用いているが、電圧指令値Ｖ*が制御周期Ｔ１毎に一つの値を採る場合であればその値を用いればよい。例えば制御部３のマイクロコンピュータが実行するプログラムにて電圧指令値Ｖ＊を生成する場合には、例えば制御周期Ｔ１ごとに一つの前記電圧指令値Ｖ＊が生成される。   In the above example, the voltage command value V * at the time δ is used. However, if the voltage command value V * takes one value for each control cycle T1, that value may be used. For example, when the voltage command value V * is generated by a program executed by the microcomputer of the control unit 3, for example, one voltage command value V * is generated every control cycle T1.

また必ずしも上述の式を採用する必要はなく、例えば現在の制御周期Ｔ１と、その前後の制御周期での電圧指令値Ｖ*のいずれかふたつ又は全てに基づき、電圧指令値Ｖ**を生成してもよい。   It is not always necessary to adopt the above formula. For example, the voltage command value V ** is generated based on one or all of the current control cycle T1 and the voltage command value V * in the preceding and following control cycles. May be.

＜インバータの制御＞
図１を参照して、制御部３はキャリア生成部３２と比較器３３とを備えている。キャリア生成部３２はキャリアＣを生成する。比較器３３はキャリアＣと電圧指令値Ｖ**とを比較し、その比較結果に基づいてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６へとスイッチ信号を出力する。 <Inverter control>
With reference to FIG. 1, the control unit 3 includes a carrier generation unit 32 and a comparator 33. The carrier generation unit 32 generates a carrier C. The comparator 33 compares the carrier C with the voltage command value V ** and outputs a switch signal to the switching elements S1 to S6 based on the comparison result.

図５の例示では、キャリアＣは制御周期Ｔ１と同じ周期（以下キャリア周期とも呼ぶ）を有している。またキャリアＣはキャリア周期を有する各期間において増大して低減する。より詳細な一例としてキャリアＣは二等辺三角波である。またここではキャリアＣの最大値Ｖｃ１及び最小値Ｖｃ２はそれぞれ最大値Ｖ１，最小値Ｖ２と一致しており、破線で示されたタイミングでキャリアＣは最小値を採っている。   In the illustration of FIG. 5, the carrier C has the same cycle as the control cycle T1 (hereinafter also referred to as carrier cycle). Carrier C increases and decreases in each period having a carrier period. As a more detailed example, the carrier C is an isosceles triangular wave. Further, here, the maximum value Vc1 and the minimum value Vc2 of the carrier C coincide with the maximum value V1 and the minimum value V2, respectively, and the carrier C takes the minimum value at the timing indicated by the broken line.

図６の例示では、図５と比較して、電圧指令値Ｖ**の最大値Ｖ１がキャリアＣの最大値Ｖｃ１を超えており、電圧指令値Ｖ**の最小値Ｖ２がキャリアＣの最小値Ｖｃ２を下回っている。これは、図２の電圧指令値Ｖ*において最大値Ｖ１が最大値Ｖｃ１を超え、最小値Ｖ２が最小値Ｖｃ２を下回る場合の電圧指令値Ｖ**の一例である。   In the example of FIG. 6, compared with FIG. 5, the maximum value V1 of the voltage command value V ** exceeds the maximum value Vc1 of the carrier C, and the minimum value V2 of the voltage command value V ** is the minimum of the carrier C. It is below the value Vc2. This is an example of the voltage command value V ** when the maximum value V1 exceeds the maximum value Vc1 and the minimum value V2 falls below the minimum value Vc2 in the voltage command value V * of FIG.

また図５，６において、相電圧指令値Ｖｕ**，Ｖｖ**，Ｖｗ**の代表として電圧指令値Ｖ**が例示されている。実際には、比較器３３は相電圧指令値Ｖｕ**，Ｖｖ**，Ｖｗ**の各々とキャリアＣとを比較する。比較器３３は例えば相電圧指令値Ｖｕ**がキャリアＣ以上であるときに、上側のスイッチング素子Ｓ１を導通させ下側のスイッチング素子Ｓ４を非導通とする。また比較器３３は相電圧指令値Ｖｕ**がキャリアＣ以下であるときに、上側のスイッチング素子Ｓ１を非導通とし下側のスイッチング素子Ｓ４を導通させる。なお電圧指令値Ｖｕ**がキャリアＣを超えているときに上側のスイッチング素子Ｓ１を導通させ下側のスイッチング素子Ｓ４を非導通とし、電圧指令値Ｖｕ**がキャリアＣ未満であるときに上側のスイッチング素子Ｓ１を非導通とし下側のスイッチング素子Ｓ４を導通させてもよい。この点は後述する他の態様についても同様であるため繰り返しの説明を避ける。他の相についても同様にして比較器３３は相電圧指令値Ｖｖ**とキャリアＣとの比較に基づいてスイッチング素子Ｓ２，Ｓ５を制御し、相電圧指令値Ｖｗ**とキャリアＣとの比較に基づいてスイッチング素子Ｓ３，Ｓ６を制御する。なお、図５，６には、図２で示される電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２が併記されている。   5 and 6, the voltage command value V ** is illustrated as a representative of the phase voltage command values Vu **, Vv **, and Vw **. Actually, the comparator 33 compares each of the phase voltage command values Vu **, Vv **, and Vw ** with the carrier C. For example, when the phase voltage command value Vu ** is equal to or higher than the carrier C, the comparator 33 makes the upper switching element S1 conductive and makes the lower switching element S4 nonconductive. Further, when the phase voltage command value Vu ** is equal to or lower than the carrier C, the comparator 33 makes the upper switching element S1 non-conductive and makes the lower switching element S4 conductive. When the voltage command value Vu ** exceeds the carrier C, the upper switching element S1 is turned on and the lower switching element S4 is turned off. When the voltage command value Vu ** is less than the carrier C, the upper side The switching element S1 may be made non-conductive and the lower switching element S4 may be made conductive. Since this point is the same for other modes described later, repeated description is avoided. Similarly, for the other phases, the comparator 33 controls the switching elements S2 and S5 based on the comparison between the phase voltage command value Vv ** and the carrier C, and compares the phase voltage command value Vw ** with the carrier C. Based on the above, the switching elements S3 and S6 are controlled. 5 and 6 also show the cycle T2 of the voltage command value V * shown in FIG.

本実施の形態では、上述したように電圧指令値Ｖ*の平均値に近い平均値を有する電圧指令値Ｖ**に基づいてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が制御される。したがって、出力電圧Ｖの平均値を電圧指令値Ｖ*の平均値に近づけることができる。しかも図５，６と図２６との比較から理解できるように、出力電圧Ｖが最大値を採る期間と最小値を採る期間との差（アンバランス）を低減することができる。したがって、出力電圧Ｖのアンバランスに起因した相電流のオフセットも低減することができる。なお、かかる効果を招来するためには必ずしもキャリアＣの周期が制御周期Ｔ１と一致している必要はない。この内容、すなわちキャリアＣの周期が制御周期Ｔ１と一致している必要がないことは、後述する他の態様に対しても適用される。また図５，６の例示では、電圧指令値Ｖ**が各期間における電圧指令値Ｖ*の平均値であるので、理論的には出力電圧Ｖのアンバランスは生じない。   In the present embodiment, as described above, switching elements S1 to S6 are controlled based on voltage command value V ** having an average value close to the average value of voltage command value V *. Therefore, the average value of the output voltage V can be brought close to the average value of the voltage command value V *. Moreover, as can be understood from the comparison between FIGS. 5 and 6 and FIG. 26, the difference (unbalance) between the period in which the output voltage V takes the maximum value and the period in which the output voltage V takes the minimum value can be reduced. Therefore, the offset of the phase current due to the imbalance of the output voltage V can also be reduced. In order to bring about such an effect, the period of the carrier C does not necessarily coincide with the control period T1. This content, that is, the fact that the period of the carrier C does not have to coincide with the control period T1, is also applied to other modes described later. 5 and 6, since the voltage command value V ** is an average value of the voltage command value V * in each period, the output voltage V is not unbalanced theoretically.

また上述した制御部３においては、比較器３３がキャリアＣと電圧指令値Ｖ**とを比較している。しかしながら、キャリアＣと電圧指令値Ｖ**との物理的な比較を行うことなく、制御部３は仮想的なキャリアＣと電圧指令値Ｖ**との比較結果を演算により算出しても良い。この点は後述する他の態様についても適用されるため繰り返しの説明を避ける。   In the control unit 3 described above, the comparator 33 compares the carrier C with the voltage command value V **. However, the controller 3 may calculate the comparison result between the virtual carrier C and the voltage command value V ** by calculation without performing a physical comparison between the carrier C and the voltage command value V **. . Since this point is also applied to other modes described later, repeated description is avoided.

図７の例示では、キャリアＣは制御周期Ｔ１と同じ周期を有し、各期間において（期間同士の境界を除く）互いに同じ変化率で単調に変化している。より詳細な一例として、例えばキャリアＣは傾斜部分の変化率が負の一定値である直角三角波であり、期間同士の境界では理想的には値が離散する。かかる直角三角波はいわゆる鋸波とも呼ばれる。以下では、かかるキャリアＣをキャリアＣ１とも呼ぶ。なお、図７の例示では最大値Ｖ１および最小値Ｖ２がそれぞれ最大値Ｖｃ１及び最小値Ｖｃ２と一致しているが、最大値Ｖ１が最大値Ｖｃ１を超え最小値Ｖ２が最小値Ｖｃ２を下回る場合であっても、以下の内容が適用される。よって重複を避けるため第１の実施の形態においては繰り返しの説明を避ける。   In the illustration of FIG. 7, the carrier C has the same cycle as the control cycle T1, and changes monotonously at the same rate of change in each period (except for the boundary between the periods). As a more detailed example, for example, the carrier C is a right triangle wave whose rate of change of the inclined portion is a negative constant value, and the value is ideally discrete at the boundary between periods. Such a right triangular wave is also called a so-called sawtooth wave. Hereinafter, such carrier C is also referred to as carrier C1. In the example of FIG. 7, the maximum value V1 and the minimum value V2 are the same as the maximum value Vc1 and the minimum value Vc2, respectively, but the maximum value V1 exceeds the maximum value Vc1 and the minimum value V2 is below the minimum value Vc2. Even if so, the following applies. Therefore, repeated description is avoided in the first embodiment to avoid duplication.

キャリアＣ１の採用によって、図７に例示するような出力電圧Ｖが出力される。本実施の形態では電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値に近づけるのであるから、キャリアの波形が鋸波であっても出力電圧Ｖの平均値を電圧指令値Ｖ*の平均値に近づけることができ、出力電圧Ｖのアンバランスを低減できる。   By adopting the carrier C1, an output voltage V as illustrated in FIG. 7 is output. In the present embodiment, the average value of the voltage command value V ** in the cycle T2 is brought close to the average value of the voltage command value V * in the cycle T2, so that the average of the output voltage V is obtained even if the carrier waveform is a sawtooth wave. The value can be brought close to the average value of the voltage command value V *, and the imbalance of the output voltage V can be reduced.

しかも、図５，６のキャリアＣに比べてスイッチング回数を低減することができる。これは以下の理由による。即ち、キャリアＣ１のキャリア周期が制御周期Ｔ１と同じであり、しかも各期間において単調に減少している。よって、電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖｃ２より大きく最大値Ｖｃ１未満の中間値を採る各期間（例えば期間Ｔ１０）においては、その途中で相電圧Ｖが立ち上がり、その後は立ち下がらない。一方、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採る各期間（例えば期間Ｔ１１）ではその期間の全てに渡って相電圧が立ち下がらない。したがって、電圧指令値Ｖ**が中間値を採る期間（例えば期間Ｔ１０）の次の期間（例えば期間Ｔ１１）に電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採れば、これらの期間の境界の前後で相電圧Ｖが立ち下がらず、相電圧Ｖは高電位を維持し続ける。換言すれば、これらの期間の境界の前後において上側のスイッチング素子と下側のスイッチング素子のスイッチパターンが変化しない。   In addition, the number of times of switching can be reduced compared to the carrier C in FIGS. This is due to the following reason. That is, the carrier cycle of the carrier C1 is the same as the control cycle T1, and monotonously decreases in each period. Therefore, in each period (for example, period T10) in which the voltage command value V ** takes an intermediate value greater than the minimum value Vc2 and less than the maximum value Vc1, the phase voltage V rises in the middle and does not fall thereafter. On the other hand, in each period (for example, period T11) in which the voltage command value V ** takes a value equal to or greater than the maximum value Vc1, the phase voltage does not fall over the entire period. Therefore, if the voltage command value V ** takes a value equal to or higher than the maximum value Vc1 in the next period (for example, the period T11) after the period in which the voltage command value V ** takes the intermediate value (for example, the period T10), The phase voltage V does not fall before and after the boundary, and the phase voltage V continues to maintain a high potential. In other words, the switch patterns of the upper switching element and the lower switching element do not change before and after the boundary between these periods.

一方で、図７のキャリアＣを採用すれば、電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖｃ２より大きく最大値Ｖｃ１未満の中間値を採る各期間（例えば期間Ｔ１０）において、その期間の始期近くで相電圧Ｖは立ち下がり、終期近くで立ち上がる。したがって、この期間において、上側スイッチング素子と下側スイッチング素子のスイッチパターンが２回変化する。   On the other hand, if the carrier C in FIG. 7 is employed, in each period (for example, period T10) in which the voltage command value V ** takes an intermediate value greater than the minimum value Vc2 and less than the maximum value Vc1, the phase is close to the beginning of that period. The voltage V falls and rises near the end. Therefore, in this period, the switch patterns of the upper switching element and the lower switching element change twice.

以上のように、キャリアＣ１を採用すれば、図５，６のキャリアＣを採用する場合に比べてスイッチング回数を低減することができる。   As described above, if the carrier C1 is employed, the number of times of switching can be reduced as compared with the case where the carrier C shown in FIGS.

なお上述の説明から理解できるように、キャリアＣ１を採用すれば、電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖｃ２以下の値から最大値Ｖｃ１以上の値へと移行する期間において、相電圧Ｖは低電位から高電位へと立ち上がる。そして、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を維持する期間において相電圧Ｖは高電位を維持する。一方、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値から最小値Ｖ２以下の値へと移行する期間において、相電圧Ｖは例えば期間Ｔ１２，Ｔ１３の境界で低電位へと立ち下り、期間Ｔ１３の途中で高電位へと立ち上がり、期間Ｔ１３の終期で低電位へと立ち下がる。したがって、インバータ１は１周期内において２つのパルスを有する出力電圧Ｖを出力する。   As can be understood from the above description, if the carrier C1 is employed, the phase voltage V is a low potential during the period in which the voltage command value V ** shifts from a value not more than the minimum value Vc2 to a value not less than the maximum value Vc1. Rises to high potential. The phase voltage V maintains a high potential during a period in which the voltage command value V ** maintains a value equal to or greater than the maximum value Vc1. On the other hand, in the period in which the voltage command value V ** shifts from a value greater than or equal to the maximum value Vc1 to a value less than or equal to the minimum value V2, the phase voltage V falls to a low potential at, for example, the boundary between the periods T12 and T13, and the period T13 It rises to a high potential in the middle of the period and falls to a low potential at the end of the period T13. Therefore, the inverter 1 outputs an output voltage V having two pulses within one cycle.

なお、キャリアＣ１の周期は制御周期Ｔと一致する必要が無いことは既に述べたとおりである。ここでその一例としてキャリアＣ１の周期が制御周期Ｔの整数倍である場合について考察する。例えば電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上となる期間Ｔ１１の一つ前の期間Ｔ１０において、期間Ｔ１１の直前でキャリアＣ２が採用されると、期間Ｔ１０，Ｔ１１の境界でスイッチングパターンが変らない。ただし、期間Ｔ１０において３つのキャリアＣ１が存在するので、期間Ｔ１０においてスイッチング回数は５回である。一方、二等辺三角波のキャリアＣを採用すれば、期間Ｔ１０においてスイッチング回数は６回である。よって、スイッチング回数を低減できる。ただし、制御周期Ｔ１とキャリアＣ１の周期が同じであれば、制御が簡易である。なお、この内容は後述する他の態様であっても適用されるので、繰り返しの説明を避ける。   As described above, the period of the carrier C1 does not need to coincide with the control period T. As an example, consider the case where the cycle of the carrier C1 is an integral multiple of the control cycle T. For example, in the period T10 immediately before the period T11 in which the voltage command value V ** is equal to or greater than the maximum value Vc1, if the carrier C2 is employed immediately before the period T11, the switching pattern does not change at the boundary between the periods T10 and T11. . However, since there are three carriers C1 in the period T10, the number of switchings is five in the period T10. On the other hand, if the isosceles triangular wave carrier C is employed, the number of times of switching is six in the period T10. Therefore, the number of switching times can be reduced. However, if the control period T1 and the period of the carrier C1 are the same, the control is simple. Note that this description is applied to other modes described later, and therefore, repeated description is avoided.

また図５，６のキャリアＣを採用すれば、相電圧Ｖは期間Ｔ１０，期間Ｔ１３の各々において、始期近くで立ち下がり、終期近くで立ち上がる。また相電圧Ｖは期間Ｔ１０の次の期間Ｔ１１から期間Ｔ１３の一つ前の期間Ｔ１２まで高電位を維持している。つまり、インバータ１は３つのパルスを有する出力電圧Ｖを出力する。出力電圧Ｖの１パルスは２回のスイッチングを要するので、キャリアＣ１を採用すれば、スイッチング回数を２回低減できる。   If the carrier C shown in FIGS. 5 and 6 is employed, the phase voltage V falls near the start and rises near the end in each of the periods T10 and T13. The phase voltage V maintains a high potential from the period T11 next to the period T10 to the period T12 immediately before the period T13. That is, the inverter 1 outputs an output voltage V having three pulses. Since one pulse of the output voltage V requires two switching operations, the number of switching operations can be reduced twice by using the carrier C1.

図８の例示でも、キャリアＣは制御周期Ｔ１と同じ周期を有し、各期間において互いに同じ変化率で単調に変化している。より詳細な一例として、例えばキャリアＣは傾斜部分の変化率が正の一定値である直角三角波である。かかる直角三角波もいわゆる鋸波とも呼ばれる。以下では、かかるキャリアＣをキャリアＣ２とも呼ぶ。   Also in the illustration of FIG. 8, the carrier C has the same cycle as the control cycle T1, and changes monotonously at the same rate of change in each period. As a more detailed example, for example, the carrier C is a right-angled triangular wave in which the rate of change of the inclined portion is a positive constant value. Such a right triangular wave is also called a so-called sawtooth wave. Hereinafter, such carrier C is also referred to as carrier C2.

キャリアＣ２の採用によって、図８に例示するような出力電圧Ｖが出力される。これによっても出力電圧Ｖの平均値を電圧指令値Ｖ*の平均値に近づけることができ、出力電圧Ｖのアンバランスを低減できる。しかも図５，６のインバータ制御方法に比してスイッチング回数を低減することができる。これは以下の理由による。即ち、キャリアＣ２のキャリア周期が制御周期Ｔ１と同じであり、しかも各期間において単調に増加している。よって、電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖｃ２より大きく最大値Ｖｃ１未満の中間値を採る各期間（例えば期間Ｔ１３）において、その途中で相電圧Ｖが立ち下がり、その後は立ち上がらない。一方、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採る各期間（例えば期間Ｔ１２）ではその期間の全てにおいて相電圧Ｖが立ち下がらない。したがって、電圧指令値Ｖ**が中間値を採る期間（例えば期間Ｔ１３）の一つ前の期間（例えば期間Ｔ１２）において電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採れば、これらの期間の境界の前後でパルスが立ち下がらず、相電圧Ｖは高電位を維持し続ける。換言すれば、これらの期間の境界の前後においてスイッチパターンが変化しない。   By adopting the carrier C2, the output voltage V illustrated in FIG. 8 is output. As a result, the average value of the output voltage V can be brought close to the average value of the voltage command value V *, and the imbalance of the output voltage V can be reduced. In addition, the number of switching operations can be reduced as compared with the inverter control method shown in FIGS. This is due to the following reason. That is, the carrier cycle of the carrier C2 is the same as the control cycle T1, and monotonously increases in each period. Therefore, in each period (for example, period T13) in which the voltage command value V ** takes an intermediate value greater than the minimum value Vc2 and less than the maximum value Vc1, the phase voltage V falls in the middle and does not rise thereafter. On the other hand, in each period (for example, period T12) in which the voltage command value V ** takes a value equal to or greater than the maximum value Vc1, the phase voltage V does not fall in the entire period. Therefore, if the voltage command value V ** takes a value equal to or greater than the maximum value Vc1 in a period (for example, the period T12) immediately before the period in which the voltage command value V ** has an intermediate value (for example, the period T13), The pulse does not fall before and after the period boundary, and the phase voltage V continues to maintain a high potential. In other words, the switch pattern does not change before and after the boundary between these periods.

なお、ここでは比較器３３は電圧指令値Ｖ**がキャリアＣ以上であるときに上側スイッチング素子を導通させて下側スイッチング素子を非導通としている。ただし、これに限らず、比較器３３は電圧指令値Ｖ**がキャリアＣ以下であるときに上側スイッチング素子を導通させて下側スイッチング素子を非導通としてもよい。   Here, the comparator 33 makes the upper switching element conductive and makes the lower switching element nonconductive when the voltage command value V ** is equal to or higher than the carrier C. However, the present invention is not limited to this, and the comparator 33 may make the upper switching element conductive and the lower switching element nonconductive when the voltage command value V ** is equal to or lower than the carrier C.

また電圧指令値Ｖ**がキャリアの最大値Ｖｃ１以上の値を採る間（例えば期間Ｔ１１〜期間Ｔ１２）はキャリアに拠らずに相電圧Ｖは高電位を維持し続け、電圧指令値Ｖ**がキャリアの最小値Ｖｃ２以下の値を採る期間はキャリアに拠らずに相電圧Ｖは低電位を維持し続ける。よって、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値又は最小値Ｖｃ２以下の値を採る期間では、制御周期Ｔ１と同じ周期を有して各期間において増大して低減する、例えば二等辺三角波のキャリアを採用しても良い。またキャリアＣ１，Ｃ２の傾斜部分の変化率は一定でなくてもよく、それぞれ単調に減少、単調に増加していればよい。   Further, while the voltage command value V ** takes a value equal to or higher than the maximum value Vc1 of the carrier (for example, the period T11 to the period T12), the phase voltage V continues to maintain a high potential without depending on the carrier, and the voltage command value V *. During the period in which * takes a value equal to or less than the minimum value Vc2 of the carrier, the phase voltage V continues to maintain a low potential without depending on the carrier. Therefore, in the period in which the voltage command value V ** takes a value equal to or greater than the maximum value Vc1 or a value equal to or less than the minimum value Vc2, it has the same period as the control period T1 and increases and decreases in each period. May be employed. Further, the rate of change of the inclined portions of the carriers C1 and C2 does not have to be constant, and only needs to be monotonously decreased and monotonously increased.

第２の実施の形態．
図９に例示する制御部３は電圧指令補正部３１及びキャリア生成部３２の点で図１に例示する制御部３と相違している。電圧指令補正部３１は電圧指令値Ｖ**についての情報をキャリア生成部３２へと与える。キャリア生成部３２は当該情報に基づいて互いに異なるキャリアのうち一つを比較器３３に出力する。以下に詳細に説明する。 Second embodiment.
The control unit 3 illustrated in FIG. 9 is different from the control unit 3 illustrated in FIG. 1 in terms of a voltage command correction unit 31 and a carrier generation unit 32. The voltage command correction unit 31 gives information about the voltage command value V ** to the carrier generation unit 32. The carrier generation unit 32 outputs one of different carriers to the comparator 33 based on the information. This will be described in detail below.

図１０は電圧指令値Ｖ**とキャリアと出力電圧Ｖとの一例を示している。なお第１の実施の形態と同様に、図１１に例示するように、最大値Ｖ１が最大値Ｖｃ１を超え、最小値Ｖ２が最小値Ｖｃ２を下回っていても良い。   FIG. 10 shows an example of the voltage command value V **, the carrier, and the output voltage V. Similarly to the first embodiment, as illustrated in FIG. 11, the maximum value V1 may exceed the maximum value Vc1, and the minimum value V2 may be lower than the minimum value Vc2.

キャリア生成部３２は、各期間において単調に減少する単調減少キャリアＣ１と、期間の各々において単調に増加する単調増加キャリアＣ２を生成することができる。キャリアＣ１，Ｃ２のいずれの周期も制御周期Ｔ１と等しい。キャリアＣ１は例えば図７のキャリアＣであって、各期間において最大値Ｖｃ１から最小値Ｖｃ２へと時間の経過とともに比例して減少する。キャリアＣ２は例えば図８のキャリアＣであって、各期間において最小値Ｖｃ２から最大値Ｖｃ１へと例えば時間の経過と共に比例して増大する。キャリア生成部３２は電圧指令補正部３１からの情報に基づいてキャリアＣ１，Ｃ２の何れか一方を比較器３３に出力する。   The carrier generation unit 32 can generate a monotonically decreasing carrier C1 that monotonously decreases in each period and a monotonically increasing carrier C2 that monotonously increases in each period. Both cycles of the carriers C1 and C2 are equal to the control cycle T1. The carrier C1 is, for example, the carrier C in FIG. 7, and decreases proportionally with time from the maximum value Vc1 to the minimum value Vc2 in each period. The carrier C2 is, for example, the carrier C in FIG. 8, and increases proportionally with the passage of time, for example, from the minimum value Vc2 to the maximum value Vc1 in each period. The carrier generation unit 32 outputs one of the carriers C <b> 1 and C <b> 2 to the comparator 33 based on information from the voltage command correction unit 31.

電圧指令補正部３１は所定期間において出力される電圧指令値Ｖ**を所定期間よりも前の期間に生成する。例えば期間Ｔ１１において出力する電圧指令値Ｖ**は期間Ｔ１０以前に生成される。したがって、電圧指令補正部３１は所定期間において出力される電圧指令値Ｖ**とその次の期間において出力される電圧指令値Ｖ**の値を認識することができる。そして、電圧指令補正部３１は、所定期間（例えば期間Ｔ１２）において電圧指令値Ｖ**がキャリアの最大値Ｖｃ１以上の値を採り、次の期間（例えば期間Ｔ１３）において電圧指令値Ｖ**がキャリアの最大値Ｖｃ１よりも小さい値を採るときには、その旨をキャリア生成部３２に通知する。かかる動作は、所定期間（例えば期間Ｔ１３の次の期間）において電圧指令値Ｖ**がキャリアの最小値Ｖｃ２以下の値を採り、その一つ前の期間（Ｔ１３）において電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖｃ２よりも大きい値を採るときには、その旨をキャリア生成部３２に通知する、とも把握できる。   The voltage command correction unit 31 generates a voltage command value V ** output in a predetermined period in a period before the predetermined period. For example, the voltage command value V ** output in the period T11 is generated before the period T10. Therefore, the voltage command correction unit 31 can recognize the voltage command value V ** output in a predetermined period and the voltage command value V ** output in the next period. Then, the voltage command correction unit 31 takes a value that the voltage command value V ** is equal to or greater than the maximum value Vc1 of the carrier in a predetermined period (for example, the period T12), and the voltage command value V ** in the next period (for example, the period T13). When the value is smaller than the maximum value Vc1 of the carrier, this is notified to the carrier generation unit 32. In this operation, the voltage command value V ** takes a value equal to or smaller than the minimum value Vc2 of the carrier in a predetermined period (for example, the period following the period T13), and the voltage command value V ** in the previous period (T13). Can be grasped to notify the carrier generation unit 32 when the value is larger than the minimum value Vc2.

キャリア生成部３２は電圧指令補正部３１からの通知がなければキャリアＣ１を比較器３３に出力する。一方、その旨が通知されると、キャリア生成部３２は例えば期間Ｔ１３においてキャリアＣ２を比較器３３に出力する。よって、図１０，１１の例示では、期間Ｔ１３においてキャリアＣ２が採用されている。   If there is no notification from the voltage command correction unit 31, the carrier generation unit 32 outputs the carrier C1 to the comparator 33. On the other hand, when notified to that effect, the carrier generation unit 32 outputs the carrier C2 to the comparator 33, for example, in the period T13. Therefore, in the examples of FIGS. 10 and 11, the carrier C2 is employed in the period T13.

比較器３３は例えば電圧指令値Ｖ**がキャリア以上であるときに上側のスイッチング素子を導通させ下側のスイッチング素子を非導通とする。   For example, when the voltage command value V ** is equal to or higher than the carrier, the comparator 33 makes the upper switching element conductive and makes the lower switching element nonconductive.

上述の動作によって期間Ｔ１２，Ｔ１３の境界の前後で相電圧Ｖが立ち下がらず、高電位を維持し続ける。言い換えると、期間Ｔ１２，Ｔ１３の境界の前後で上側スイッチング素子および下側スイッチング素子のスイッチパターンが変化しない。なお、かかる説明を次のように言い換えることもできる。すなわち、期間Ｔ１３の次の期間では相電圧Ｖは低電位を維持し、期間Ｔ１３ではその後半部分で相電圧Ｖは低電位を維持する。よって期間Ｔ１３とその次の期間との境界の前後で上側スイッチング素子および下側スイッチング素子が変化しない。   With the above-described operation, the phase voltage V does not fall before and after the boundary between the periods T12 and T13, and the high potential is maintained. In other words, the switch patterns of the upper switching element and the lower switching element do not change before and after the boundary between the periods T12 and T13. In addition, this description can also be paraphrased as follows. That is, the phase voltage V maintains a low potential in a period subsequent to the period T13, and the phase voltage V maintains a low potential in the latter half of the period T13. Therefore, the upper switching element and the lower switching element do not change before and after the boundary between the period T13 and the next period.

一方で、図７を参照して説明したように、期間Ｔ１１とその一つ前の期間Ｔ１０との境界の前後でも上側スイッチング素子および下側スイッチング素子のスイッチパターンは変化しない。なお、かかる説明を次のように言い換えることもできる。すなわち、期間Ｔ１０の一つ前の期間では相電圧Ｖは低電位を維持し、期間Ｔ１０ではその前半部分で相電圧Ｖは低電位を維持する。よって期間Ｔ１０とその一つ前の期間との境界の前後で上側スイッチング素子および下側スイッチング素子が変化しない。   On the other hand, as described with reference to FIG. 7, the switch patterns of the upper switching element and the lower switching element do not change even before and after the boundary between the period T11 and the immediately preceding period T10. In addition, this description can also be paraphrased as follows. That is, the phase voltage V maintains a low potential in the period immediately before the period T10, and the phase voltage V maintains a low potential in the first half of the period T10. Therefore, the upper side switching element and the lower side switching element do not change before and after the boundary between the period T10 and the previous period.

したがって、インバータ１は１周期において１パルスを有する出力電圧Ｖを出力する。よって最も少ないスイッチ回数でインバータ１を駆動することができ、最もスイッチング損失を低減できる。しかも、第１の実施の形態と同様に、制御周期Ｔ１を周期Ｔ２に応じて変化させる必要がなく、単にキャリアＣ１，Ｃ２を切り替えるだけであるので制御が容易である。また制御周期Ｔ１を必要以上に高める必要がなく、製造コストの増大を招かない。   Therefore, the inverter 1 outputs the output voltage V having one pulse in one cycle. Therefore, the inverter 1 can be driven with the least number of switches, and the switching loss can be reduced most. Moreover, as in the first embodiment, it is not necessary to change the control cycle T1 according to the cycle T2, and the control is easy because the carriers C1 and C2 are simply switched. Further, it is not necessary to increase the control cycle T1 more than necessary, and the manufacturing cost is not increased.

なお、キャリア生成部３２は電圧指令補正部３１から通知がなければキャリアＣ２を比較器３３に出力してもよい。この場合、電圧指令補正部３１は次のようにキャリア生成部３２に通知する。即ち、次の期間が、電圧指令値Ｖ**がキャリアの最大値Ｖｃ１以上の値を採る期間（例えば期間Ｔ１１）の一つ前の期間であって、電圧指令値Ｖ**がキャリアの最大値Ｖｃ１よりも小さい値を採る期間（例えば期間Ｔ１０）であるときに、電圧指令補正部３１はキャリア生成部３２にその旨を通知する。当該通知を受け取ればキャリア生成部３２は当該次の期間においてキャリアＣ１を比較器３３に出力する。   Note that the carrier generation unit 32 may output the carrier C2 to the comparator 33 if there is no notification from the voltage command correction unit 31. In this case, the voltage command correction unit 31 notifies the carrier generation unit 32 as follows. That is, the next period is a period immediately before a period (for example, period T11) in which the voltage command value V ** takes a value equal to or greater than the maximum value Vc1 of the carrier, and the voltage command value V ** is the maximum value of the carrier. When the period is smaller than the value Vc1 (eg, period T10), the voltage command correction unit 31 notifies the carrier generation unit 32 to that effect. If the notification is received, the carrier generation unit 32 outputs the carrier C1 to the comparator 33 in the next period.

また電圧指令値Ｖ**がキャリアの最大値Ｖｃ１以上の値を採る間（例えば期間Ｔ１１〜期間Ｔ１２）はキャリアに拠らずに相電圧Ｖは高電位を維持し続け、電圧指令値Ｖ**がキャリアの最小値Ｖｃ２以下の値を採る期間はキャリアに拠らずに相電圧Ｖは低電位を維持し続ける。よって、図１２に例示するように、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値又は最小値Ｖｃ２以下の値を採る期間では、制御周期Ｔ１と同じ周期を有して各期間において増大して低減する、例えば二等辺三角波のキャリアＣ３を採用しても良い。   Further, while the voltage command value V ** takes a value equal to or higher than the maximum value Vc1 of the carrier (for example, the period T11 to the period T12), the phase voltage V continues to maintain a high potential without depending on the carrier, and the voltage command value V *. During the period in which * takes a value equal to or less than the minimum value Vc2 of the carrier, the phase voltage V continues to maintain a low potential without depending on the carrier. Therefore, as illustrated in FIG. 12, in a period in which the voltage command value V ** takes a value equal to or greater than the maximum value Vc1 or a value equal to or less than the minimum value Vc2, it has the same period as the control period T1 and increases in each period. For example, an isosceles triangular wave carrier C3 may be employed.

要するに、期間Ｔ１０，Ｔ１５において単調に減少するキャリアＣ１を採用し、期間Ｔ１３において単調に増加するキャリアＣ２を採用すればよい。これによって、インバータ１は最も少ないスイッチ回数で交流電圧を出力できる。なお、この点は、最大値Ｖ１が最大値Ｖｃ１を超え、最小値Ｖ２が最小値Ｖｃ２を下回る場合であっても、同様である。また以下の内容も最大値Ｖ１が最大値Ｖｃ１を超え最小値Ｖ２が最小値Ｖｃ２を超える場合に適用可能であるので、第２の実施の形態においては繰り返しの説明を避ける。   In short, the carrier C1 that monotonously decreases in the periods T10 and T15 may be employed, and the carrier C2 that monotonously increases in the period T13 may be employed. Thereby, the inverter 1 can output an alternating voltage with the least number of switches. This is the same even when the maximum value V1 exceeds the maximum value Vc1 and the minimum value V2 falls below the minimum value Vc2. The following contents are also applicable when the maximum value V1 exceeds the maximum value Vc1 and the minimum value V2 exceeds the minimum value Vc2. Therefore, repeated description is avoided in the second embodiment.

またスイッチ回数の低減という観点では、要するに期間Ｔ１３においてキャリアＣ２を採用する、又は期間Ｔ１０においてキャリアＣ１を採用すればよい。例えば標準的にはキャリアＣ３を採用し期間Ｔ１３においてキャリアＣ２を採用してもよく、標準的にキャリアＣ３を採用し期間Ｔ１０，Ｔ１５においてキャリアＣ１を採用しても良い。   From the viewpoint of reducing the number of switches, the carrier C2 may be employed in the period T13, or the carrier C1 may be employed in the period T10. For example, the carrier C3 may be employed as a standard and the carrier C2 may be employed during the period T13, or the carrier C3 may be employed as a standard and the carrier C1 may be employed during the periods T10 and T15.

なお比較器３３は、電圧指令値Ｖ**がキャリア以下であるときに上側のスイッチング素子を導通させ、下側のスイッチング素子を非導通としてもよい。この場合の電圧指令値Ｖ**とキャリアと出力電圧Ｖとが図１３に例示されている。   The comparator 33 may make the upper switching element conductive when the voltage command value V ** is equal to or lower than the carrier, and may make the lower switching element nonconductive. The voltage command value V **, the carrier, and the output voltage V in this case are illustrated in FIG.

図１３の電圧指令値Ｖ**は、例えば図２の電圧指令値Ｖ**を上下に対称に変化させたものである。この場合であっても、上述した条件でキャリアＣ１，Ｃ２を採用すれば、図１３に例示するように、インバータ１は１周期において１パルスを有する出力電圧Ｖを出力する。   The voltage command value V ** in FIG. 13 is obtained by, for example, changing the voltage command value V ** in FIG. 2 symmetrically up and down. Even in this case, if the carriers C1 and C2 are employed under the above-described conditions, the inverter 1 outputs the output voltage V having one pulse in one cycle as illustrated in FIG.

第３の実施の形態．
第３の実施の形態にかかるインバータの構成は図１の構成と同様である。ただし第３の実施の形態では電圧指令値Ｖ*が台形波である。なお台形は矩形を含む概念であることから、本願で言う台形波は矩形波も含む。図１４はかかる電圧指令値Ｖ*と電圧指令値Ｖ**の一例を示している。図１４の例示では、電圧指令値Ｖ*が有する台形形状は等脚台形形状であり、電圧指令値Ｖ*が最大値Ｖ１を採る期間は電圧指令値Ｖ*が最小値Ｖ２を採る期間と等しい。図１５の例示では、電圧指令値Ｖ*の最大値Ｖ１がキャリアの最大値Ｖｃ１よりも大きく、電圧指令値Ｖ*の最小値Ｖ２がキャリアの最小値Ｖｃ２よりも小さい。 Third embodiment.
The configuration of the inverter according to the third embodiment is the same as the configuration of FIG. However, in the third embodiment, the voltage command value V * is a trapezoidal wave. Since the trapezoid is a concept including a rectangle, the trapezoidal wave referred to in the present application includes a rectangular wave. FIG. 14 shows an example of the voltage command value V * and the voltage command value V **. In the example of FIG. 14, the trapezoidal shape of the voltage command value V * is an isosceles trapezoidal shape, and the period in which the voltage command value V * takes the maximum value V1 is equal to the period in which the voltage command value V * takes the minimum value V2. . In the example of FIG. 15, the maximum value V1 of the voltage command value V * is larger than the maximum value Vc1 of the carrier, and the minimum value V2 of the voltage command value V * is smaller than the minimum value Vc2 of the carrier.

電圧指令補正部３１は、第１の実施の形態と同様に、制御周期Ｔ１を有する各期間において電圧指令値Ｖ*が一定であれば、電圧指令値Ｖ*の値をそのまま採用して電圧指令値Ｖ**を生成する。よって、これらの期間では電圧指令値Ｖ**は電圧指令値Ｖ*と一致する。   As in the first embodiment, if the voltage command value V * is constant in each period having the control cycle T1, the voltage command correction unit 31 adopts the voltage command value V * as it is and determines the voltage command. Generate the value V **. Therefore, the voltage command value V ** coincides with the voltage command value V * during these periods.

また例えば各期間において電圧指令値Ｖ*がキャリアＣの最大値Ｖｃ１以上又は最小値Ｖｃ２以下であれば、電圧指令値Ｖ*の値をそのまま採用して電圧指令値Ｖ**を生成しても良い。図１５の例示において、例えば期間Ｔ１２において電圧指令値Ｖ*がキャリアの最大値Ｖｃ１以上である。よって期間Ｔ１２における電圧指令値Ｖ**は最大値Ｖｃ１以上の任意の値であってよい。同じく、電圧指令値Ｖ*がキャリアの最小値Ｖｃ２以下である期間において電圧指令値Ｖ**は最小値Ｖｃ２以下の任意の値であってよい。また期間の途中で電圧指令値Ｖ*が最大値Ｖｃ１を跨ぐ場合、又は電圧指令値Ｖ*が最小値Ｖｃ２を跨ぐ場合には、その期間（例えば期間Ｔ１１，Ｔ１３）における電圧指令値Ｖ**はその期間における電圧指令値Ｖ*の最小値より大きく最大値未満の値が採用されてもよい。またその期間における電圧指令値Ｖ*の平均値が最大値Ｖｃ１を超えていれば、その期間における電圧指令値Ｖ**は最大値Ｖｃ１以上の任意の値であってよい。またその期間における電圧指令値Ｖ*の平均値が最小値Ｖｃ２を下回っていれば、その期間における電圧指令値Ｖ**は最小値Ｖｃ２以下の任意の値であってもよい。   Further, for example, if the voltage command value V * is not less than the maximum value Vc1 or the minimum value Vc2 of the carrier C in each period, the voltage command value V ** may be generated by directly adopting the value of the voltage command value V *. good. In the illustration of FIG. 15, for example, in the period T12, the voltage command value V * is not less than the maximum value Vc1 of the carrier. Therefore, the voltage command value V ** in the period T12 may be an arbitrary value equal to or greater than the maximum value Vc1. Similarly, the voltage command value V ** may be an arbitrary value not more than the minimum value Vc2 during the period in which the voltage command value V * is not more than the minimum value Vc2 of the carrier. Further, when the voltage command value V * crosses the maximum value Vc1 in the middle of the period, or when the voltage command value V * crosses the minimum value Vc2, the voltage command value V ** in that period (for example, the periods T11 and T13). May be a value that is greater than the minimum value of the voltage command value V * during that period and less than the maximum value. If the average value of the voltage command value V * in that period exceeds the maximum value Vc1, the voltage command value V ** in that period may be an arbitrary value equal to or greater than the maximum value Vc1. Further, as long as the average value of the voltage command value V * in that period is lower than the minimum value Vc2, the voltage command value V ** in that period may be an arbitrary value less than or equal to the minimum value Vc2.

また各期間において電圧指令値Ｖ*が最小値Ｖｃ２以上かつ最大値Ｖｃ１以下の間で変化していれば、電圧指令補正部３１はその期間における電圧指令値Ｖ*を、その期間における電圧指令値Ｖ*の最大値と最小値との間の中間値に補正して、電圧指令値Ｖ**を生成する。例えば図１４にいては期間Ｔ１０における電圧指令値Ｖ**は、期間Ｔ１０における電圧指令値Ｖ*の最大値Ｖ１１と最小値Ｖ１２との間の中間値である。   If the voltage command value V * changes between the minimum value Vc2 and the maximum value Vc1 in each period, the voltage command correction unit 31 converts the voltage command value V * in that period to the voltage command value in that period. The voltage command value V ** is generated by correcting to an intermediate value between the maximum value and the minimum value of V *. For example, in FIG. 14, the voltage command value V ** in the period T10 is an intermediate value between the maximum value V11 and the minimum value V12 of the voltage command value V * in the period T10.

かかる電圧指令値Ｖ**によっても、第１の実施の形態で説明したように、電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を、電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値に近づけることができ、第１の実施の形態と同様の効果を招来する。   Even with the voltage command value V **, as described in the first embodiment, the average value of the voltage command value V ** in the cycle T2 is made closer to the average value of the voltage command value V * in the cycle T2. The same effect as the first embodiment can be brought about.

また図１４，１５の例示では中間値として、各期間における電圧指令値Ｖ*の平均値を採用している。このとき理論的には電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を、電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値と一致させることができ、第１の実施の形態と同様の効果を招来する。   14 and 15, the average value of the voltage command value V * in each period is adopted as the intermediate value. At this time, theoretically, the average value of the voltage command value V ** in the cycle T2 can be matched with the average value of the voltage command value V * in the cycle T2, and the same effect as that of the first embodiment is brought about. To do.

かかる電圧指令値Ｖ**は比較器３３によってキャリアＣと比較される。図１６の例示では、キャリアＣは制御周期Ｔ１と同じ周期を有している。またキャリアＣはキャリア周期を有する各期間において増大して低減する。より詳細な一例としてキャリアＣは二等辺三角波である。また図１６の例示ではキャリアＣの最大値Ｖｃ１及び最小値Ｖｃ２は最大値Ｖ１，最小値Ｖ２とそれぞれ一致しており、破線で示されたタイミングでキャリアＣは最小値を採っている。なお、第１及び第２の実施の形態と同様に、最大値Ｖ１が最大値Ｖｃ１を超えており、最小値Ｖ２が最小値Ｖｃ２を下回わる例えば図１５の電圧指令値Ｖ**が採用されても、以下の内容が妥当する。   The voltage command value V ** is compared with the carrier C by the comparator 33. In the illustration of FIG. 16, the carrier C has the same cycle as the control cycle T1. Carrier C increases and decreases in each period having a carrier period. As a more detailed example, the carrier C is an isosceles triangular wave. In the example of FIG. 16, the maximum value Vc1 and the minimum value Vc2 of the carrier C coincide with the maximum value V1 and the minimum value V2, respectively, and the carrier C takes the minimum value at the timing indicated by the broken line. As in the first and second embodiments, the maximum value V1 exceeds the maximum value Vc1, and the minimum value V2 is lower than the minimum value Vc2. For example, the voltage command value V ** in FIG. 15 is adopted. However, the following content is valid.

図１６の例示では、電圧指令値Ｖ**がキャリアＣ以上であるときに、上側スイッチング素子を導通させ、下側スイッチング素子を非導通とする。かかる制御によって図１６の出力電圧Ｖが出力される。本実施の形態では、上述したように電圧指令値Ｖ*の平均値に近い平均値を有する電圧指令値Ｖ**に基づいてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が制御される。したがって、出力電圧Ｖの周期Ｔ２における平均値を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値に近づけることができ、第１の実施の形態と同様の効果を招来する。   In the illustration of FIG. 16, when the voltage command value V ** is equal to or higher than the carrier C, the upper switching element is turned on and the lower switching element is turned off. By such control, the output voltage V of FIG. 16 is output. In the present embodiment, as described above, switching elements S1 to S6 are controlled based on voltage command value V ** having an average value close to the average value of voltage command value V *. Therefore, the average value of the output voltage V in the cycle T2 can be brought close to the average value of the voltage command value V * in the cycle T2, and the same effect as in the first embodiment is brought about.

図１７の例示では、キャリアＣは制御周期Ｔ１と同じ周期を有し、各期間（期間同士の境界を除く）において互いに同じ変化率で単調に変化している。例えば図５と同様のキャリアＣが採用される。これによって、図１７の出力電圧Ｖが出力される。図１７における出力電圧Ｖは最も広いパルスの前において２つのパルスを有し、その後において３つのパルスを有する。つまり、最も広いパルスの前に出力されるパルスの個数はその後に出力されるパルスの個数よりも一つ少ない。これは、以下の理由による。   In the illustration of FIG. 17, the carrier C has the same cycle as the control cycle T1, and changes monotonously at the same rate of change in each period (except for the boundary between periods). For example, the same carrier C as in FIG. 5 is employed. As a result, the output voltage V of FIG. 17 is output. The output voltage V in FIG. 17 has two pulses before the widest pulse and three pulses after that. That is, the number of pulses output before the widest pulse is one less than the number of pulses output after that. This is due to the following reason.

キャリアＣが各期間において単調に減少するので、電圧指令値Ｖ**が中間値を採るときには電圧指令値Ｖ**は各期間の後半においてキャリアＣ以上となって相電圧Ｖが高電位を維持する。したがって、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値から中間値へと遷移する期間Ｔ１３，Ｔ１４の境界において相電圧Ｖは立ち下がり、期間Ｔ１４の途中で相電圧Ｖは立ち上がる。よって期間Ｔ１４においてパルスが出力される。図１７の例示では電圧指令値Ｖ**が中間値を採る期間は期間Ｔ１４に続いて２回連続するので、期間Ｔ１４に続く２つの期間の各々においてパルスが出力される。他方、電圧指令値Ｖ**が中間値から最大値Ｖｃ１以上の値へと遷移する期間Ｔ１１，Ｔ１２の境界においては、相電圧Ｖは立ち下がらず高電位を維持し続ける。図１７の例示では、電圧指令値Ｖ**が中間値を採る期間は期間Ｔ１１の直前に２回連続するので、期間Ｔ１１の前の２つの期間の各々においてパルスが出力される。したがって、電圧指令値Ｖ**が最大値を採る最も広いパルスの前には２つのパルスが出力され、その後には３つのパルスが出力される。つまり、最も広いパルスの前に出力されるパルスは、その後に出力されるパルスよりも１個少ない。   Since the carrier C monotonously decreases in each period, when the voltage command value V ** takes an intermediate value, the voltage command value V ** becomes equal to or higher than the carrier C in the latter half of each period, and the phase voltage V maintains a high potential. To do. Therefore, the phase voltage V falls at the boundary between the periods T13 and T14 in which the voltage command value V ** transitions from the value equal to or higher than the maximum value Vc1 to the intermediate value, and the phase voltage V rises in the middle of the period T14. Accordingly, a pulse is output in the period T14. In the example of FIG. 17, the period in which the voltage command value V ** takes the intermediate value is continued twice after the period T14, so that a pulse is output in each of the two periods following the period T14. On the other hand, the phase voltage V does not fall and continues to maintain a high potential at the boundary between the periods T11 and T12 in which the voltage command value V ** transitions from the intermediate value to a value equal to or greater than the maximum value Vc1. In the example of FIG. 17, the period in which the voltage command value V ** takes the intermediate value is continued twice immediately before the period T11, so that a pulse is output in each of the two periods before the period T11. Therefore, two pulses are output before the widest pulse in which the voltage command value V ** takes the maximum value, and three pulses are output thereafter. That is, the number of pulses output before the widest pulse is one less than the number of pulses output after that.

一方で図１６における出力電圧Ｖは、最も広いパルスの前後においてそれぞれ３つのパルスを有している。これは、次の理由による。電圧指令値Ｖ**が中間値を採る期間の各々において、相電圧Ｖが始期近くで立ち下がり、終期近くで立ち上がる。よって、電圧指令値Ｖ**が中間値を採る期間の一つにつき１つのパルスが出力される。図１６の例示では、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採る前後において、電圧指令値Ｖ**が中間値を採る３つの期間が連続するので、最も広いパルスの前後においてそれぞれ３つのパルスが出力される。したがって、図１７のキャリアＣを採用すれば、図１６のキャリアＣを採用する場合に比べてスイッチング回数を低減できる。   On the other hand, the output voltage V in FIG. 16 has three pulses before and after the widest pulse. This is due to the following reason. In each period in which the voltage command value V ** takes an intermediate value, the phase voltage V falls near the start and rises near the end. Therefore, one pulse is output for each period in which the voltage command value V ** takes an intermediate value. In the example of FIG. 16, before and after the voltage command value V ** takes a value equal to or greater than the maximum value Vc1, three periods in which the voltage command value V ** takes an intermediate value are continuous. Three pulses are output. Therefore, if the carrier C in FIG. 17 is employed, the number of times of switching can be reduced compared to the case in which the carrier C in FIG.

図１８の例示でも、キャリアＣは制御周期Ｔ１と同じ周期を有し、各期間（期間同士の境界を除く）において互いに同じ変化率で単調に変化している。例えば図８と同様のキャリアＣが採用される。これによって図１８の出力電圧が出力される。図１８における出力電圧は最も広いパルスの前において３つのパルスを有し、その後において２つのパルスを有する。つまり、前において出力されるパルスの個数は後において出力されるパルスの個数よりも一つ少ない。これは、以下の理由による。   Also in the illustration of FIG. 18, the carrier C has the same cycle as the control cycle T <b> 1 and monotonously changes at the same rate of change in each period (except for the boundary between periods). For example, the same carrier C as in FIG. 8 is employed. As a result, the output voltage of FIG. 18 is output. The output voltage in FIG. 18 has three pulses before the widest pulse and two pulses after that. That is, the number of pulses output before is one less than the number of pulses output later. This is due to the following reason.

キャリアＣが各期間において単調に増加するので、電圧指令値Ｖ**が中間値を採るときには電圧指令値Ｖ**は各期間の前半においてキャリアＣ以上となって相電圧Ｖが高電位を維持する。したがって、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値から中間値へと遷移する期間Ｔ１３，Ｔ１４の境界において相電圧Ｖは立ち下がらず高電位を維持し続ける。図１８の例示では電圧指令値Ｖ**が中間値を採る期間は期間Ｔ１４に続いて２回連続するので、期間Ｔ１４に続く２つの期間の各々においてパルスが出力される。他方、電圧指令値Ｖ**が中間値から最大値Ｖｃ１以上の値へと遷移する期間Ｔ１１，Ｔ１２の境界においては、相電圧Ｖは低電位から高電位へと立ち上がる。また期間Ｔ１１とこれよりも前の２つの期間の各々においてもパルスが出力される。したがって、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採る比較的広いパルスの前には３つのパルスが出力され、その後には２つのパルスが出力される。つまり、最も広いパルスの後に出力されるパルスは、その前に出力されるパルスよりも１個少ない。したがって、図１８のキャリアＣを採用すれば、図１６のキャリアＣを採用する場合に比べてスイッチング回数を低減できる。   Since the carrier C monotonously increases in each period, when the voltage command value V ** takes an intermediate value, the voltage command value V ** becomes equal to or higher than the carrier C in the first half of each period, and the phase voltage V maintains a high potential. To do. Therefore, the phase voltage V does not fall at the boundary between the periods T13 and T14 in which the voltage command value V ** transitions from a value equal to or higher than the maximum value Vc1 to the intermediate value, and continues to maintain a high potential. In the example of FIG. 18, the period in which the voltage command value V ** takes the intermediate value is continued twice after the period T14, so that a pulse is output in each of the two periods following the period T14. On the other hand, the phase voltage V rises from a low potential to a high potential at the boundary between the periods T11 and T12 in which the voltage command value V ** transitions from an intermediate value to a value equal to or greater than the maximum value Vc1. A pulse is also output in each of the period T11 and the two preceding periods. Therefore, three pulses are output before a relatively wide pulse in which the voltage command value V ** takes a value equal to or greater than the maximum value Vc1, and two pulses are output thereafter. That is, the number of pulses output after the widest pulse is one less than the pulse output before that. Therefore, if the carrier C in FIG. 18 is employed, the number of times of switching can be reduced as compared with the case in which the carrier C in FIG. 16 is employed.

なお、ここでは比較器３３は電圧指令値Ｖ**がキャリアＣ以上であるときに上側スイッチング素子を導通させて下側スイッチング素子を非導通としている。ただし、第１の実施の形態と同様に、比較器３３は電圧指令値Ｖ**がキャリアＣ以下であるときに上側スイッチング素子を導通させて下側スイッチング素子を非導通としてもよい。この場合であっても、図１７，１８のキャリアを採用すれば、図１６のキャリアを採用する場合に比べてスイッチング回数を低減できる。   Here, the comparator 33 makes the upper switching element conductive and makes the lower switching element nonconductive when the voltage command value V ** is equal to or higher than the carrier C. However, as in the first embodiment, the comparator 33 may make the upper switching element conductive and the lower switching element nonconductive when the voltage command value V ** is equal to or lower than the carrier C. Even in this case, if the carriers of FIGS. 17 and 18 are employed, the number of times of switching can be reduced compared to the case of employing the carrier of FIG.

また電圧指令値Ｖ**がキャリアの最大値Ｖｃ１以上の値を採る間（例えば期間Ｔ１２〜期間Ｔ１３）はキャリアに拠らずに相電圧Ｖは高電位を維持し続け、電圧指令値Ｖ**がキャリアの最小値Ｖｃ２以下の値を採る期間はキャリアに拠らずに相電圧Ｖは低電位を維持し続ける。よって、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値又は最小値Ｖｃ２以下の値を採る期間では、制御周期Ｔ１と同じ周期を有して各期間において増大して低減する、例えば二等辺三角波のキャリアを採用しても良い。またキャリアＣ１，Ｃ２の傾斜部分の変化率は一定でなくてもよく、それぞれ単調に減少、単調に増加していればよい。   Further, while the voltage command value V ** takes a value equal to or higher than the maximum value Vc1 of the carrier (for example, the period T12 to the period T13), the phase voltage V continues to maintain a high potential without depending on the carrier, and the voltage command value V *. During the period in which * takes a value equal to or less than the minimum value Vc2 of the carrier, the phase voltage V continues to maintain a low potential without depending on the carrier. Therefore, in the period in which the voltage command value V ** takes a value equal to or greater than the maximum value Vc1 or a value equal to or less than the minimum value Vc2, it has the same period as the control period T1 and increases and decreases in each period. May be employed. Further, the rate of change of the inclined portions of the carriers C1 and C2 does not have to be constant, and only needs to be monotonously decreased and monotonously increased.

第４の実施の形態．
第４の実施の形態にかかるインバータの構成は図９の構成と同様である。ただし第４の実施の形態では電圧指令値Ｖ*が台形波である。ここでは、図１４或いは図１５に例示する電圧指令値Ｖ*が採用され、それぞれ図１４或いは図１５に例示するように電圧指令値Ｖ**が生成される。 Fourth embodiment.
The configuration of the inverter according to the fourth embodiment is the same as the configuration of FIG. However, in the fourth embodiment, the voltage command value V * is a trapezoidal wave. Here, the voltage command value V * illustrated in FIG. 14 or FIG. 15 is adopted, and the voltage command value V ** is generated as illustrated in FIG. 14 or FIG. 15, respectively.

図１９は電圧指令値とキャリアと出力電圧との一例を示している。なお以下では、最大値Ｖ１及び最小値Ｖ２がそれぞれ最大値Ｖｃ１及び最小値Ｖｃ２と一致する場合について説明する。しかしながら、第２の実施の形態と同様に、最大値Ｖ１が最大値Ｖｃ１よりも大きく、最小値Ｖ２が最小値Ｖｃ２よりも小さい場合であっても以下の内容が適用される。さて、図１９に例示するように、標準的にはキャリア生成部３２はキャリアＣ１を比較器３３に出力する。   FIG. 19 shows an example of the voltage command value, the carrier, and the output voltage. Hereinafter, a case where the maximum value V1 and the minimum value V2 match the maximum value Vc1 and the minimum value Vc2, respectively, will be described. However, as in the second embodiment, the following contents are applied even when the maximum value V1 is larger than the maximum value Vc1 and the minimum value V2 is smaller than the minimum value Vc2. Now, as illustrated in FIG. 19, the carrier generation unit 32 typically outputs the carrier C <b> 1 to the comparator 33.

電圧指令補正部３１は、所定期間（例えば期間Ｔ１５）において電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採り、次の期間（例えば期間Ｔ１６）において電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１よりも小さい値を採るときには、その旨をキャリア生成部３２に通知する。或いは電圧指令補正部３１は、所定期間（例えば期間Ｔ１９）において電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採り、その一つ前の期間（例えば期間Ｔ１８）において電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１よりも小さい値を採るときには、その旨をキャリア生成部３２に通知する。   The voltage command correction unit 31 takes a value that the voltage command value V ** is equal to or greater than the maximum value Vc1 in a predetermined period (for example, period T15), and the voltage command value V ** is the maximum value Vc1 in the next period (for example, period T16). When a smaller value is taken, the carrier generation unit 32 is notified accordingly. Alternatively, the voltage command correction unit 31 takes a value that the voltage command value V ** is equal to or greater than the maximum value Vc1 in a predetermined period (for example, period T19), and the voltage command value V ** in the previous period (for example, period T18). When the value is smaller than the maximum value Vc1, the carrier generation unit 32 is notified of this.

その旨が通知されたキャリア生成部３２は当該次の期間（例えば期間Ｔ１６）或いは当該一つ前の期間（期間Ｔ１８）においてキャリアＣ２を比較器３３に出力する。   The carrier generation unit 32 notified to that effect outputs the carrier C2 to the comparator 33 in the next period (for example, period T16) or the previous period (period T18).

図１９の例示において、期間Ｔ１６にてキャリアＣ２が採用されれば、期間Ｔ１５，Ｔ１６の境界の前後で相電圧Ｖは高電位を維持する。よってこの境界の前後ではスイッチングパターンが変らない。したがってスイッチング回数を低減できる。なお図１９の例示では、電圧指令値Ｖ**が減少傾向にあって中間値を採用する期間（例えば期間Ｔ１７，Ｔ１８）においても、キャリア生成部３２はキャリアＣ２を比較器３３に出力している。ただし、例えば期間Ｔ１６にてキャリアＣ２が採用されていれば、期間Ｔ１７，Ｔ１８のキャリアは任意の三角波であってよい。また、期間Ｔ１８においてキャリアＣ２が採用されれば、期間Ｔ１８，Ｔ１９の境界の前後で相電圧Ｖは低電位を維持する。よってこの境界の前後ではスイッチングパターンが変らない。したがってスイッチング回数を低減できる。また期間Ｔ１８においてキャリアＣ２が採用されれば、期間Ｔ１６，Ｔ１７で採用されるキャリアは任意の三角波であってよい。   In the illustration of FIG. 19, if the carrier C2 is employed in the period T16, the phase voltage V maintains a high potential before and after the boundary between the periods T15 and T16. Therefore, the switching pattern does not change before and after this boundary. Therefore, the number of times of switching can be reduced. In the example of FIG. 19, the carrier generation unit 32 outputs the carrier C2 to the comparator 33 even in a period (for example, periods T17 and T18) in which the voltage command value V ** is decreasing and adopts an intermediate value. Yes. However, for example, if the carrier C2 is employed in the period T16, the carriers in the periods T17 and T18 may be arbitrary triangular waves. If the carrier C2 is employed in the period T18, the phase voltage V maintains a low potential before and after the boundary between the periods T18 and T19. Therefore, the switching pattern does not change before and after this boundary. Therefore, the number of times of switching can be reduced. If the carrier C2 is employed in the period T18, the carrier employed in the periods T16 and T17 may be an arbitrary triangular wave.

かかる制御によって、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採る期間の最も広いパルスの前後においてそれぞれパルスの個数を一つ低減することができる。この理由は、図７，８の説明から理解できるので詳細な説明は省略する。したがって、第３の実施の形態に比べてスイッチング回数をさらに低減することができる。   With this control, the number of pulses can be reduced by one before and after the widest pulse in which the voltage command value V ** takes a value equal to or greater than the maximum value Vc1. The reason for this can be understood from the description of FIGS. Therefore, the number of times of switching can be further reduced as compared with the third embodiment.

また第２の実施の形態と同様に、キャリア生成部３２は標準的にキャリアＣ２を比較器３３に出力し、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採る期間（例えば期間Ｔ１４）の一つ前の期間であって、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１よりも低い値を採る期間（例えば期間Ｔ１３）、若しくは電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖｃ２以下の値を採る期間（例えば期間Ｔ１０）の次の期間であって、電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖｃ２よりも大きい値を採る期間（例えば期間Ｔ１１）において、キャリアＣ１を比較器３３に出力しても良い。   Similarly to the second embodiment, the carrier generation unit 32 typically outputs the carrier C2 to the comparator 33, and the voltage command value V ** takes a value equal to or greater than the maximum value Vc1 (for example, the period T14). A period in which the voltage command value V ** takes a value lower than the maximum value Vc1 (for example, period T13), or a period in which the voltage command value V ** takes a value equal to or less than the minimum value Vc2. The carrier C1 may be output to the comparator 33 in a period (for example, the period T11) that is a period following the (for example, the period T10) and in which the voltage command value V ** is larger than the minimum value Vc2.

図１９の例示において、期間Ｔ１３にてキャリアＣ１が採用されれば、期間Ｔ１３，Ｔ１４の境界の前後で相電圧Ｖは高電位を維持する。よってこの境界の前後ではスイッチングパターンが変らない。したがってスイッチング回数を低減できる。なお図１９の例示では、電圧指令値Ｖ**が増大傾向にあって中間値を採用する期間（例えば期間Ｔ１１，Ｔ１２）においても、キャリア生成部３２はキャリアＣ１を比較器３３に出力している。ただし、期間Ｔ１３にてキャリアＣ１が採用されていれば、期間Ｔ１１，Ｔ１２のキャリアは任意の三角波であってよい。また、期間Ｔ１１においてキャリアＣ１が採用されれば、期間Ｔ１０，Ｔ１１の境界の前後で相電圧Ｖは低電位を維持する。よってこの境界の前後ではスイッチングパターンが変らない。したがってスイッチング回数を低減できる。また期間Ｔ１１においてキャリアＣ１が採用されれば、期間Ｔ１２，Ｔ１３で採用されるキャリアは任意の三角波であってよい。   In the illustration of FIG. 19, if the carrier C1 is employed in the period T13, the phase voltage V maintains a high potential before and after the boundary between the periods T13 and T14. Therefore, the switching pattern does not change before and after this boundary. Therefore, the number of times of switching can be reduced. In the example of FIG. 19, the carrier generation unit 32 outputs the carrier C1 to the comparator 33 even in a period in which the voltage command value V ** tends to increase and the intermediate value is adopted (for example, periods T11 and T12). Yes. However, if the carrier C1 is employed in the period T13, the carriers in the periods T11 and T12 may be arbitrary triangular waves. If the carrier C1 is employed in the period T11, the phase voltage V maintains a low potential before and after the boundary between the periods T10 and T11. Therefore, the switching pattern does not change before and after this boundary. Therefore, the number of times of switching can be reduced. If the carrier C1 is employed in the period T11, the carrier employed in the periods T12 and T13 may be an arbitrary triangular wave.

また第２の実施の形態と同様に、電圧指令値Ｖ**が最大値Ｖｃ１以上の値を採る期間においてはキャリアの形状に拠らずに相電圧Ｖが高電位を維持し、電圧指令値Ｖ**が最小値Ｖｃ２以下の値を採る期間においてはキャリアの形状に拠らずに相電圧Ｖは低電位を維持し続ける。よって、図２０に例示するように、これらの期間においては各期間で増大して低減する例えば二等辺三角波のキャリアＣ３を採用しても良い。   Similarly to the second embodiment, during the period in which the voltage command value V ** takes a value equal to or greater than the maximum value Vc1, the phase voltage V maintains a high potential regardless of the shape of the carrier, and the voltage command value During the period in which V ** takes a value equal to or less than the minimum value Vc2, the phase voltage V continues to maintain a low potential regardless of the shape of the carrier. Therefore, as illustrated in FIG. 20, for example, an isosceles triangular wave carrier C <b> 3 that increases and decreases in each period may be employed in these periods.

またキャリアＣが電圧指令値Ｖ**以上であるときに上側のスイッチング素子を導通させてもよい。この場合であっても、上述した条件でキャリアＣ１，Ｃ２を採用すれば、スイッチング回数を低減することができる。   Further, when the carrier C is equal to or higher than the voltage command value V **, the upper switching element may be made conductive. Even in this case, if the carriers C1 and C2 are employed under the above-described conditions, the number of times of switching can be reduced.

第５の実施の形態．
第５の実施の形態にかかるインバータの構成は図１の構成と同様である。ただし第５の実施の形態では、図２１に例示するように電圧指令値Ｖ*は正弦波である。なお図２１の例示では、図示を簡略するために各期間の長さを誇張して示している。この点は後述するほかの図においても同様である。 Fifth embodiment.
The configuration of the inverter according to the fifth embodiment is the same as the configuration of FIG. However, in the fifth embodiment, the voltage command value V * is a sine wave as illustrated in FIG. In the illustration of FIG. 21, the length of each period is exaggerated for the sake of simplicity. This also applies to other figures described later.

電圧指令値Ｖ*が正弦波なので電圧指令値Ｖ*は所定周期Ｔ１を有する各期間Ｔ１０〜Ｔ１８において変化する。なお、図２１の例示では、電圧指令値Ｖ*の最大値Ｖ１はキャリアＣの最大値Ｖｃ１以下であり、電圧指令値Ｖ*の最小値Ｖ２はキャリアＣの最小値Ｖｃ２以上である（図２２も参照）。よって、電圧指令値Ｖ*は各期間Ｔ１０〜Ｔ１８においてキャリアＣの最大値Ｖｃ１と最小値Ｖｃ２との間で変化する。   Since the voltage command value V * is a sine wave, the voltage command value V * changes in each of the periods T10 to T18 having a predetermined cycle T1. In the illustration of FIG. 21, the maximum value V1 of the voltage command value V * is not more than the maximum value Vc1 of the carrier C, and the minimum value V2 of the voltage command value V * is not less than the minimum value Vc2 of the carrier C (FIG. 22). See also). Therefore, the voltage command value V * changes between the maximum value Vc1 and the minimum value Vc2 of the carrier C in each period T10 to T18.

したがって、電圧指令補正部３１は図２１に例示するように各期間Ｔ１０〜Ｔ１８における電圧指令値Ｖ*を、各期間Ｔ１０〜Ｔ１８における電圧指令値Ｖ*の最大値と最小値との間の中間値に補正して、電圧指令値Ｖ**を生成する。   Therefore, as illustrated in FIG. 21, the voltage command correction unit 31 sets the voltage command value V * in each period T10 to T18 to an intermediate value between the maximum value and the minimum value of the voltage command value V * in each period T10 to T18. The voltage command value V ** is generated by correcting the value.

これによっても第１の実施の形態と同様に、電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を電圧指令値Ｖ*に近づけることができる。ひいては、出力電圧のアンバランスを低減できる。しかも中間値として、各期間における電圧指令値Ｖ*の平均値を採用すれば、理論的には電圧指令値Ｖ**を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値と一致させることができる。   This also makes it possible to bring the average value of the voltage command value V ** in the cycle T2 closer to the voltage command value V *, as in the first embodiment. As a result, output voltage imbalance can be reduced. Moreover, if the average value of the voltage command value V * in each period is adopted as the intermediate value, theoretically, the voltage command value V ** can be matched with the average value of the voltage command value V * in the cycle T2.

そして、かかる電圧指令値Ｖ**とキャリアＣとの比較に基づいてインバータ１を制御すれば、図２２に例示するようにインバータ１は出力電圧Ｖを出力する。電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値に近づけることができるので、出力電圧Ｖの周期Ｔ２における平均値を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値に近づけることができる。   When the inverter 1 is controlled based on the comparison between the voltage command value V ** and the carrier C, the inverter 1 outputs the output voltage V as illustrated in FIG. Since the average value of the voltage command value V ** in the cycle T2 can be approximated to the average value of the voltage command value V * in the cycle T2, the average value of the output voltage V in the cycle T2 is changed in the cycle T2 of the voltage command value V *. It can be close to the average value.

図２３の例示では、電圧指令値Ｖ*は正弦波である。また電圧指令値Ｖ*の最大値Ｖ１はキャリアＣの最大値Ｖｃ１よりも大きく、電圧指令値Ｖ*の最小値Ｖ２はキャリアＣの最小値Ｖｃ２よりも小さい（図２４も参照）。かかる電圧指令値Ｖ*を採用するモードはいわゆる過変調モードとも呼ばれる。   In the example of FIG. 23, the voltage command value V * is a sine wave. The maximum value V1 of the voltage command value V * is larger than the maximum value Vc1 of the carrier C, and the minimum value V2 of the voltage command value V * is smaller than the minimum value Vc2 of the carrier C (see also FIG. 24). A mode employing such a voltage command value V * is also called a so-called overmodulation mode.

以下では、図２１を参照して説明した電圧指令値Ｖ**の生成と異なる点を主に述べる。図２３の例示では、期間Ｔ１１において電圧指令値Ｖ*はキャリアＣの最大値Ｖｃ１を超える。期間Ｔ１１における電圧指令値Ｖ*は少なくとも最大値Ｖｃ１，最小値Ｖｃ２の間で変化するので、期間Ｔ１１における電圧指令値Ｖ*の最小値より大きく最大値未満の中間値を採用して電圧指令値Ｖ**を生成する。図２３の例示では、期間Ｔ１１における電圧指令値Ｖ*の平均値が電圧指令値Ｖ**として採用される。   In the following, differences from the generation of the voltage command value V ** described with reference to FIG. 21 will be mainly described. In the example of FIG. 23, the voltage command value V * exceeds the maximum value Vc1 of the carrier C in the period T11. Since the voltage command value V * in the period T11 changes at least between the maximum value Vc1 and the minimum value Vc2, an intermediate value larger than the minimum value of the voltage command value V * in the period T11 and less than the maximum value is adopted. Generate V **. In the example of FIG. 23, the average value of the voltage command value V * in the period T11 is adopted as the voltage command value V **.

次の期間Ｔ１２においては電圧指令値Ｖ*は最大値Ｖｃ１より大きい。よって、期間Ｔ１２における電圧指令値Ｖ*はキャリアＣの最大値Ｖｃ１以上の値であれば、任意の値であってよい。どのような値が採用されても、期間Ｔ１２における電圧指令値Ｖ*とキャリアＣとの比較結果が変らないからである。図２３の例示では期間Ｔ１２における電圧指令値Ｖ**はキャリアＣの最大値Ｖｃ１である。   In the next period T12, the voltage command value V * is greater than the maximum value Vc1. Therefore, the voltage command value V * in the period T12 may be an arbitrary value as long as the value is equal to or greater than the maximum value Vc1 of the carrier C. This is because no matter what value is adopted, the comparison result between the voltage command value V * and the carrier C in the period T12 does not change. In the example of FIG. 23, the voltage command value V ** in the period T12 is the maximum value Vc1 of the carrier C.

期間Ｔ１２に続く期間Ｔ１３，Ｔ１４においては、期間Ｔ１１と同様にして電圧指令値Ｖ**が生成される。   In the periods T13 and T14 following the period T12, the voltage command value V ** is generated in the same manner as in the period T11.

次の期間Ｔ１５において電圧指令値Ｖ*はキャリアＣの最小値Ｖｃ２を下回る。電圧指令値Ｖ*は期間Ｔ１５において少なくとも最大値Ｖｃ１，最小値Ｖｃ２の間で変化するので、期間Ｔ１５における電圧指令値Ｖ*の最小値より大きく最大値未満の中間値を採用して電圧指令値Ｖ**を生成する。なお、図２３の例示では、期間Ｔ１５における電圧指令値Ｖ*の平均値は最小値Ｖｃ２以下である。よって平均値を採用するという観点では、期間Ｔ１５における電圧指令値Ｖ**は最小値Ｖｃ２以下の任意の値であってよい。期間Ｔ１５における電圧指令値Ｖ*の平均値を採用しても、最小値Ｖｃ２以下の任意の値を採用しても、キャリアＣと電圧指令値Ｖ**との比較結果が変らないからである。図２３の例示では、期間Ｔ１５における電圧指令値Ｖ**は最小値Ｖｃ２である。   In the next period T15, the voltage command value V * falls below the minimum value Vc2 of the carrier C. Since the voltage command value V * changes at least between the maximum value Vc1 and the minimum value Vc2 in the period T15, an intermediate value that is larger than the minimum value of the voltage command value V * in the period T15 and less than the maximum value is adopted. Generate V **. In the example of FIG. 23, the average value of the voltage command value V * in the period T15 is not more than the minimum value Vc2. Therefore, from the viewpoint of adopting the average value, the voltage command value V ** in the period T15 may be an arbitrary value equal to or less than the minimum value Vc2. This is because the comparison result between the carrier C and the voltage command value V ** does not change even if the average value of the voltage command value V * in the period T15 is adopted or an arbitrary value less than the minimum value Vc2 is adopted. . In the example of FIG. 23, the voltage command value V ** in the period T15 is the minimum value Vc2.

なお、図２３においては、例えば各期間Ｔ１１，Ｔ１３において電圧指令値Ｖ*の平均値が最大値Ｖｃ１を下回っている。よって、図２３ではこの平均値が電圧指令値Ｖ**として採用されている。一方、例えば期間Ｔ１１，Ｔ１３において電圧指令値Ｖ*の平均値が最大値Ｖｃ１以上であれば、各期間Ｔ１１，Ｔ１３における電圧指令値Ｖ**として最大値Ｖｃ１以上の任意の値を採用してもよい。   In FIG. 23, for example, the average value of the voltage command value V * is lower than the maximum value Vc1 in each of the periods T11 and T13. Therefore, in FIG. 23, this average value is adopted as the voltage command value V **. On the other hand, for example, if the average value of the voltage command value V * is not less than the maximum value Vc1 in the periods T11 and T13, an arbitrary value not less than the maximum value Vc1 is adopted as the voltage command value V ** in each of the periods T11 and T13. Also good.

次の期間Ｔ１６においても期間Ｔ１５と同様である。期間Ｔ１６に続く期間Ｔ１７、Ｔ１８においては例えば期間Ｔ１４と同様である。   The next period T16 is similar to the period T15. For example, the periods T17 and T18 following the period T16 are the same as the period T14.

かかる電圧指令値Ｖ**とキャリアＣとの比較によって、図２４に例示するように、出力電圧Ｖが出力される。   By comparing the voltage command value V ** with the carrier C, an output voltage V is output as illustrated in FIG.

ここで、従来のように各期間の始期における電圧指令値Ｖ*の値を電圧指令値Ｖ**として採用する場合について考慮する。図２３を参照して、期間Ｔ１２において電圧指令値Ｖ**は最大値Ｖｃ１を採る。一方、従来の方法であっても期間Ｔ１２における電圧指令値Ｖ*は最大値Ｖｃ１以上である。なぜなら期間Ｔ１２の始期における電圧指令値Ｖ*は最大値Ｖｃ１以上であるからである。よって期間Ｔ１２においては、従来の方法であっても、本願の方法であっても、出力電圧は高電位を維持する。しかしながら、これ以外の期間では従来の方法に比して、図２３に例示する各期間における電圧指令値Ｖ**の平均値を各期間における電圧指令値Ｖ*の平均値に近づけることができる。したがって、従来の方法に比して、図２３に例示する電圧指令値Ｖ**の周期Ｔ２における平均値を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値に近づけることができ、ひいては出力電圧Ｖの周期Ｔ２の平均値を電圧指令値Ｖ*の周期Ｔ２における平均値に近づけることができる。これによって出力電圧のアンバランスを低減できる。   Here, a case where the voltage command value V * at the beginning of each period is adopted as the voltage command value V ** as in the conventional case is considered. Referring to FIG. 23, voltage command value V ** takes maximum value Vc1 in period T12. On the other hand, even in the conventional method, the voltage command value V * in the period T12 is not less than the maximum value Vc1. This is because the voltage command value V * at the beginning of the period T12 is not less than the maximum value Vc1. Therefore, in the period T12, the output voltage maintains a high potential regardless of the conventional method or the method of the present application. However, in other periods, the average value of the voltage command value V ** in each period illustrated in FIG. 23 can be made closer to the average value of the voltage command value V * in each period than in the conventional method. Therefore, compared to the conventional method, the average value of the voltage command value V ** illustrated in FIG. 23 in the cycle T2 can be made closer to the average value of the voltage command value V * in the cycle T2, and consequently the output voltage V The average value of the period T2 can be brought close to the average value of the voltage command value V * in the period T2. As a result, output voltage imbalance can be reduced.

なお、図２３，２４の例示では、電圧指令値Ｖ**の最大値が最大値Ｖｃ１以上であり、電圧指令値Ｖ**の最小値が最小値Ｖｃ２以下である。したがって、図１０，１１，１９，２０を参照して説明したようにキャリアＣ１，Ｃ２が採用されてもよい。この場合であれば、第２又は第４の実施の形態と同様にスイッチング回数を低減することができる。   23 and 24, the maximum value of the voltage command value V ** is not less than the maximum value Vc1, and the minimum value of the voltage command value V ** is not more than the minimum value Vc2. Therefore, the carriers C1 and C2 may be employed as described with reference to FIGS. In this case, the number of times of switching can be reduced as in the second or fourth embodiment.

１ インバータ
Ｃ，Ｃ１，Ｃ２ キャリア
Ｐ１，Ｐ２ 入力端
Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ 出力端
Ｓ１〜Ｓ６ スイッチング素子 1 Inverter C, C1, C2 Carrier P1, P2 Input end Pu, Pv, Pw Output end S1-S6 Switching element

Claims (9)

スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）を有し、第１値（Ｖｃ１）及び第２値（Ｖｃ２）をそれぞれ最大値及び最小値とするキャリアと、出力電圧についての電圧指令値（Ｖ*，Ｖ**）との比較に基づいて前記スイッチング素子を制御して前記出力電圧を出力する、電力変換装置（１）の制御方法であって、
所定の制御周期を有する期間における前記電圧指令値（Ｖ*）が、少なくとも前記第２値以上かつ前記第１値以下の間で変化し、かつ当該期間たる変動期間における前記電圧指令値の平均値が前記第２値より大きく前記第１値未満の値であるときに、前記変動期間における前記電圧指令値を前記平均値に補正する、電力変換装置の制御方法。 Carriers having switching elements (S1 to S6) and having the first value (Vc1) and the second value (Vc2) as the maximum value and the minimum value, respectively, and voltage command values (V *, V **) for the output voltage ) To control the switching element and output the output voltage to control the power converter (1),
The voltage command value (V *) in a period having a predetermined control cycle changes between at least the second value and the first value, and an average value of the voltage command values in a fluctuation period corresponding to the period. A control method for a power converter, wherein when the value is greater than the second value and less than the first value, the voltage command value in the fluctuation period is corrected to the average value. 前記キャリアは、前記変動期間の各々において単調に変化し、前記変動期間の各々における前記キャリアの変化率の極性は互いに同じである、請求項１に記載の電力変換装置の制御方法。   The method of controlling a power conversion device according to claim 1, wherein the carrier monotonously changes in each of the fluctuation periods, and the polarities of the change rates of the carriers in each of the fluctuation periods are the same. 前記電力変換装置（１）には、第１入力端（Ｐ１）と、前記第１入力端の電位よりも低い電位が印加される第２入力端（Ｐ２）と、出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）とが接続され、
前記スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）は、前記第１入力端と前記出力端との間に接続される上側スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ３）と、前記第２入力端と前記出力端との間に接続される下側スイッチング素子（Ｓ４〜Ｓ６）とを含み、
前記期間（Ｔ１０〜Ｔ１９）のうち、前記補正後の前記電圧指令値が前記第１値以上の値を採る期間（Ｔ１５）の次の期間であって、前記補正後の前記電圧指令値が前記第１値より小さい値を採る期間（Ｔ１６）において、前記キャリアとして単調に増加する単調増加キャリア（Ｃ２）を採用する、請求項１に記載の電力変換装置の制御方法。 The power converter (1) includes a first input terminal (P1), a second input terminal (P2) to which a potential lower than that of the first input terminal is applied, and output terminals (Pu, Pv, Pw) is connected,
The switching elements (S1 to S6) are connected between an upper switching element (S1 to S3) connected between the first input end and the output end, and between the second input end and the output end. Lower switching elements (S4 to S6),
Among the periods (T10 to T19), the period after the period (T15) in which the corrected voltage command value takes a value equal to or greater than the first value, and the corrected voltage command value is The method for controlling a power converter according to claim 1, wherein a monotonically increasing carrier (C2) that monotonously increases is used as the carrier in a period (T16) in which a value smaller than the first value is adopted. 前記電力変換装置（１）には、第１入力端（Ｐ１）と、前記第１入力端の電位よりも低い電位が印加される第２入力端（Ｐ２）と、出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）とが接続され、
前記スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）は、前記第１入力端と前記出力端との間に接続される上側スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ３）と、前記第２入力端と前記出力端との間に接続される下側スイッチング素子（Ｓ４〜Ｓ６）とを含み、
前記期間（Ｔ１０〜Ｔ１９）のうち、前記補正後の前記電圧指令値が前記第２値（Ｖｃ２）以下の値を採る期間（Ｔ１９）の一つ前の期間であって、前記補正後の前記電圧指令値が前記第２値より大きい値を採る期間（Ｔ１８）において、前記キャリアとして単調に増加する単調増加キャリア（Ｃ２）を採用する、請求項１又は３に記載の電力変換装置の制御方法。 The power converter (1) includes a first input terminal (P1), a second input terminal (P2) to which a potential lower than that of the first input terminal is applied, and output terminals (Pu, Pv, Pw) is connected,
The switching elements (S1 to S6) are connected between an upper switching element (S1 to S3) connected between the first input end and the output end, and between the second input end and the output end. Lower switching elements (S4 to S6),
The period (T10 to T19) is a period immediately before the period (T19) in which the corrected voltage command value takes a value equal to or less than the second value (Vc2), and the corrected The method for controlling a power conversion device according to claim 1 or 3, wherein a monotonically increasing carrier (C2) that monotonously increases is used as the carrier in a period (T18) in which the voltage command value is larger than the second value. . 前記電力変換装置（１）には、第１入力端（Ｐ１）と、前記第１入力端の電位よりも低い電位が印加される第２入力端（Ｐ２）と、出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）とが接続され、
前記スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）は、前記第１入力端と前記出力端との間に接続される上側スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ３）と、前記第２入力端と前記出力端との間に接続される下側スイッチング素子（Ｓ４〜Ｓ６）とを含み、
前記期間（Ｔ１０〜Ｔ１９）のうち、前記補正後の前記電圧指令値が前記第１値（Ｖｃ１）以上の値を採る期間（Ｔ１４）の一つ前の期間であって、前記補正後の前記電圧指令値が前記第１値より小さい値を採る期間（Ｔ１３）において、前記キャリアとして単調に減少する単調減少キャリア（Ｃ１）を採用する、請求項１，３，４のいずれか一つに記載の電力変換装置の制御方法。 The power converter (1) includes a first input terminal (P1), a second input terminal (P2) to which a potential lower than that of the first input terminal is applied, and output terminals (Pu, Pv, Pw) is connected,
The switching elements (S1 to S6) are connected between an upper switching element (S1 to S3) connected between the first input end and the output end, and between the second input end and the output end. Lower switching elements (S4 to S6),
Among the periods (T10 to T19), the period before the period (T14) in which the corrected voltage command value takes a value equal to or greater than the first value (Vc1), The monotonously decreasing carrier (C1) that monotonously decreases as the carrier during a period (T13) in which the voltage command value is smaller than the first value is employed. Method for controlling the power converter of the present invention. 前記電力変換装置（１）には、第１入力端（Ｐ１）と、前記第１入力端の電位よりも低い電位が印加される第２入力端（Ｐ２）と、出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）とが接続され、
前記スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）は、前記第１入力端と前記出力端との間に接続される上側スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ３）と、前記第２入力端と前記出力端との間に接続される下側スイッチング素子（Ｓ４〜Ｓ６）とを含み、
前記期間（Ｔ１０〜Ｔ１９）のうち、前記補正後の前記電圧指令値が前記第２値（Ｖｃ２）以下の値を採る期間（Ｔ１０）の次の期間であって、前記補正後の前記電圧指令値が前記第２値より大きい値を採る期間（Ｔ１１）において、前記キャリアとして単調に減少する単調減少キャリア（Ｃ１）を採用する、請求項１，３から５の何れか一つに記載の電力変換装置の制御方法。 The power converter (1) includes a first input terminal (P1), a second input terminal (P2) to which a potential lower than that of the first input terminal is applied, and output terminals (Pu, Pv, Pw) is connected,
The switching elements (S1 to S6) are connected between an upper switching element (S1 to S3) connected between the first input end and the output end, and between the second input end and the output end. Lower switching elements (S4 to S6),
Among the periods (T10 to T19), the corrected voltage command value is a period following a period (T10) in which the corrected voltage command value takes a value equal to or less than the second value (Vc2), and the corrected voltage command value 6. The power according to claim 1, wherein a monotonically decreasing carrier (C1) that monotonously decreases is used as the carrier in a period (T11) in which the value is greater than the second value. Control method of conversion device. 補正前の前記電圧指令値（Ｖ*）は矩形波である請求項１に記載の電力変換装置の制御方法を実行して、前記出力電圧の一周期内において３つのパルスを有する前記出力電圧を出力する、電力変換装置。   The said voltage command value (V *) before correction | amendment is a rectangular wave, The control method of the power converter device of Claim 1 is performed, The said output voltage which has three pulses in one cycle of the said output voltage is obtained. Output power converter. 補正前の前記電圧指令値（Ｖ*）が矩形波である請求項２に記載の電力変換装置の制御方法を実行して、前記出力電圧の一周期内において２つのパルスを有する前記出力電圧を出力する、電力変換装置。   The control method of the power conversion device according to claim 2, wherein the voltage command value (V *) before correction is a rectangular wave, and the output voltage having two pulses within one cycle of the output voltage. Output power converter. 補正前の前記電圧指令値（Ｖ*）が矩形波である、請求項３又は４に従属する請求項５、或いは請求項３又は４に従属する請求項６に記載の電力変換装置の制御方法を実行して、前記出力電圧の一周期内において１つのパルスを有する前記出力電圧を出力する、電力変換装置。   The method of controlling a power converter according to claim 5 or dependent on claim 3 or claim 6 or dependent on claim 3 or 4, wherein the voltage command value (V *) before correction is a rectangular wave. To output the output voltage having one pulse within one cycle of the output voltage.
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