JP2012103168A - レーダ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＰＲＩを変えることなく、目標相対速度および所望のクラッタ抑圧性能に応じて、送信波形諸元を適応的に変化させるレーダ装置を得る。
【解決手段】目標相対速度情報取得手段１と、パルス繰返し周期を変えることなく、目標相対速度Ｖｄに対するクラッタ抑圧処理損失を低減するための送信波形諸元を生成する送信波形制御器２と、任意周波数発振器３と、９０度ハイブリッド器８と、送信機４と、送信機からの信号を目標に照射して反射された信号を受信するアンテナ５と、分配器６と、位相検波器７ａ、７ｂと、低域通過フィルタ９ａ、９ｂと、Ａ／Ｄ変換器１０ａ、１０ｂと、ビデオ信号記憶手段１１と、ＭＴＩ処理器１２と、目標相対速度Ｖｄを用い、クラッタ抑圧処理された信号を補正する相対速度補正処理器１３と、合成帯域処理器１４と、目標距離Ｒを計測する目標検出処理器１５とを備える。
【選択図】図１

Description

この発明は、受信信号からクラッタと呼ばれる目標以外の不要反射波を抑圧し、目標からの反射信号に合成帯域処理を施すことによって高距離分解能化を行い、目標までの距離（以下、「目標距離」という）を計測するレーダ装置に関するものである。

従来から、レーダ装置においては、クラッタと呼ばれる目標以外の不要反射波を抑圧する技術として、ＭＴＩ（Ｍｏｖｉｎｇ Ｔａｒｇｅｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）処理がよく用いられている。
一方、レーダ装置の主諸元である距離分解能を向上する処理として、合成帯域処理が知られており、ＭＴＩ処理および合成帯域処理を同時に用いる技術が提案されている（たとえば、特許文献１参照）。

図９は特許文献１に記載の従来のレーダ装置による処理技術を示す説明図である。
図９において、横軸は時刻、縦軸は送信周波数を示し、横軸の１マスがＰＲＩ（Ｐｕｌｓｅ Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ Ｉｎｔｅｒｖａｌ：パルス繰返し周期）、縦軸の１マスがステップ周波数Δｆを示している。
また、図９中の黒丸は、各ＰＲＩでの送信周波数を示し、Ｔ_ＰＲＩ１、Ｔ_ＰＲＩ２は各合成帯域処理区間Ｚ１、Ｚ２（合成帯域処理を行う区間）でのＰＲＩを示している。

図９に示すように、従来のレーダ装置においては、各合成帯域処理区間Ｚ１、Ｚ２で異なるＰＲＩ（Ｔ_ＰＲＩ１、Ｔ_ＰＲＩ２）を用いてパルス信号の送受信を行い、その後、合成帯域処理区間Ｚ１、Ｚ２での同じ送信周波数同士の受信信号を用いてＭＴＩ処理を行い、合成帯域処理を行う。

このとき、各合成帯域処理区間Ｚ１、Ｚ２のＰＲＩ（Ｔ_ＰＲＩ１、Ｔ_ＰＲＩ２）は、あらかじめ想定する相対速度の範囲のＭＴＩフィルタ損失を一定以上するように設定する。
通常、合成帯域処理を行うレーダ装置においては、ＰＲＩ（Ｔ_ＰＲＩ１、Ｔ_ＰＲＩ２）を、最大観測距離で決定される時間よりも短くすることができない。

すなわち、ＭＴＩ処理と合成帯域処理とを同時に適用するレーダ装置において、ＰＲＩを変えることなく、所望のクラッタ抑圧性能を満たし目標相対速度に応じてＭＴＩフィルタ損失を低減する技術は、まだ提供されていない。

特開２００９−２６４７８８号公報

従来のレーダ装置は、最大観測距離で決定される値よりも長いＰＲＩを用いるので、目標距離計測結果などの出力レートが低下するという課題があった。
また、特許文献１においては、ＰＲＩを変えることなく、ＭＴＩおよび合成帯域処理を同時に用いる方法も開示されているが、この場合、ＭＴＩフィルタ特性が一意的に決定され、目標の相対速度（以下、「目標相対速度」という）によっては、大きなＭＴＩフィルタ損失が発生するという課題があった。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、ＰＲＩ（パルス繰返し周期）を変えることなく、所望のクラッタ抑圧性能を満たしつつ、ＭＴＩフィルタ損失を低減し、ＭＴＩ処理および合成帯域処理を同時に用いて高距離分解能化を行い、目標距離を計測する優れたレーダ装置を得ることを目的とする。

この発明に係るレーダ装置は、目標相対速度を取得する目標相対速度情報取得手段と、パルス繰返し周期を変えることなく、目標相対速度情報取得手段で得た目標相対速度に対するクラッタ抑圧処理損失を低減するための送信波形諸元を生成する送信波形制御器と、送信波形制御器により指示された送信波形諸元を発振する任意周波数発振器と、任意周波数発振器で発振された信号の位相を９０度回転させる９０度ハイブリッド器と、任意周波数発振器で発振された信号をパルス化する送信機と、送信機によりパルス化された信号を目標に照射して、目標から反射された信号を受信するアンテナと、アンテナで受信された信号を分配する分配器と、分配器で分配された信号に対して、任意周波数発振器で発振された信号および９０度ハイブリッド器で９０度回転させた信号を用いて、周波数変換を行う位相検波器と、位相検波器で周波数変換された信号のうち、所望の周波数帯以外の周波数成分を遮断する低域通過フィルタと、低域通過フィルタの出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換器でディジタル化された信号を記憶するビデオ信号記憶手段と、送信波形制御器で生成された送信波形諸元に基づき、ビデオ信号記憶手段内の同一周波数で送受信された信号に対して、クラッタ抑圧処理を行うＭＴＩ処理器と、目標相対速度情報取得手段で得た目標相対速度を用いて、ＭＴＩ処理器でクラッタ抑圧処理された信号に対して相対速度補正を行う相対速度補正処理器と、相対速度補正処理器で相対速度補正された信号に対して距離高分解能化処理を行う合成帯域処理器と、合成帯域処理器で距離高分解能化された信号から目標信号を検出して、目標距離を計測する目標検出処理器と、を備えたものである。

この発明によれば、ＭＴＩ処理と合成帯域処理を同時に用いるレーダ装置において、ＰＲＩを変えることなく、所望のクラッタ抑圧性能を満たしつつ、目標相対速度Ｖｄに応じてＭＴＩフィルタ損失を低減することができる。

この発明の実施の形態１に係るレーダ装置を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１による送信周波数列の一例を示す説明図である。 この発明の実施の形態１によるＭＴＩフィルタ特性を示す説明図である。 図３のフィルタ特性の０［ｍ／ｓ］付近を拡大して示す説明図である。 この発明の実施の形態２に係るレーダ装置を示すブロック図である。 この発明の実施の形態２による送信周波数列Ｆ_ｍ、Ｇ_ｍを交互に用いた場合の一例を示す説明図である。 この発明の実施の形態２による目標相対速度計測処理器の処理概要を示す説明図である。 この発明の実施の形態３に係るレーダ装置を示すブロック図である。 従来のレーダ装置を示すブロック図である。

実施の形態１．
以下、図１〜図４を参照しながら、この発明の実施の形態１について説明する。
図１はこの発明の実施の形態１に係るレーダ装置を示す構成図である。
図１において、レーダ装置は、目標相対速度情報取得手段１と、送信波形制御器２と、任意周波数発振器３と、送信機４と、アンテナ５と、分配器６と、位相検波器７ａ、７ｂと、９０度ハイブリッド器８と、低域通過フィルタ９ａ、９ｂと、Ａ／Ｄ変換器１０ａ、１０ｂと、ビデオ信号記憶手段１１と、ＭＴＩ処理器１２と、相対速度補正処理器１３と、合成帯域処理器１４と、目標検出処理器１５と、を備えている。

目標相対速度情報取得手段１は、追尾フィルタ、または、相対速度計測モードや他の計測モードのセンサなど（図示せず）を含み、追尾フィルタまたはセンサなどで得た目標相対速度Ｖｄを示す相対速度情報を、送信波形制御器２および相対速度補正処理器１３に入力する。
送信波形制御器２は、所望のクラッタ抑圧性能を満たしながら、目標相対速度ＶｄにおけるＭＴＩフィルタ損失を低減するための送信波形諸元を、任意周波数発振器３およびＭＴＩ処理器１２に入力する。

以下、送信波形制御器２の具体的な処理について説明する。
なお、ここでは、説明を簡略化するために、２個のパルスを用いたＭＴＩ処理（単一消去器）を前提に説明する。
単一消去器の場合、合成帯域数Ｎ_ＳＢＲに対し、ＨＩＴ数Ｎ_ＨＩＴは、Ｎ_ＨＩＴ＝２Ｎ_ＳＢＲとなる。

ここで、送信最小周波数ｆ_０、ステップ周波数Δｆを用いて、周波数列ｆ_ｎをｆ_ｎ＝ｆ_０＋ｎΔｆ（ただし、ｎ＝０、１、・・・、Ｎ_ＳＢＲ−１）とすれば、送信周波数列Ｆ_ｍは、以下の式（１）で定義される。

ただし、式（１）において、変数ｍは、ｍ＝０、１、・・・、Ｎ_ＨＩＴ−１の値をとり、変数Ｍは、Ｍ＝１、２、・・・、Ｎ_ＳＢＲの値をとる。
送信波形制御器２は、ＰＲＩごとに式（１）の送信周波数列Ｆ_ｍを用いてパルス信号を送信する。また、任意周波数発振器３で発振される送信波形諸元を、以下のように制御する。

図２は送信周波数列Ｆ_ｍの一例を示す説明図である。
図２において、前述（図９）と同様に、横軸は時刻、縦軸は送信周波数を示し、横軸の１マスがＰＲＩ、縦軸の１マスがステップ周波数Δｆを示している。
また、図２（ａ）はＭ＝２の場合、図２（ｂ）はＭ＝４の場合を示している。

ＭＴＩ処理は、同一周波数の信号の差を取ることに相当するので、ＰＲＩをＴ_ＰＲＩとすると、式（１）で示した送信周波数列Ｆ_ｍにおいて、同一周波数の信号間隔は、ＭＴ_ＰＲＩで表される。
したがって、目標相対速度Ｖｄ、光速ｃを用いると、ＭＴＩフィルタ特性Ｆ_ＭＴＩ（Ｖｄ）は、以下の式（２）で表される。

ただし、式（２）において、ｆ_ＭＭは送信周波数のうちの中間周波数である。
図３はＭＴＩフィルタ特性（応答特性）を示す説明図であり、横軸は目標相対速度Ｖｄ［ｍ／ｓ］、縦軸ＭＴＩフィルタ応答［ｄＢ］である。
図３において、パラメータは、ＰＲＩ＝１５０μｓ、ｆ_ＭＭ＝１ＧＨｚであり、実線はＭ＝２の場合のＭＴＩフィルタ特性を示し、破線はＭ＝４の場合のＭＴＩフィルタ特性を示している。
図３から明らかなように、変数Ｍを変化させることにより、ＭＴＩ処理を行うパルス間隔を変化させることが可能となり、ＭＴＩフィルタ特性が変化する。

送信波形制御器２は、目標相対速度情報取得手段１から得られる目標相対速度Ｖｄにおいて、式（２）で表されるＭＴＩフィルタ特性Ｆ_ＭＴＩ（Ｖｄ）が最大になるように、変数Ｍを決定することにより、任意周波数発振器３で発振される送信波形諸元を制御する。
たとえば、図３のように、目標相対速度Ｖｄ＝１２５［ｍ／ｓ］の場合、Ｍ＝４（破線）でＭＴＩフィルタ特性が最大となるので、任意周波数発振器３に対して、図２（ｂ）で示した送信波形諸元を送信するように命令する。

ただし、変数Ｍを大きく設定すると、クラッタ抑圧性能が劣化するので、以下のようにＭＴＩフィルタ特性Ｆ_ＭＴＩ（Ｖｄ）が最大となるＭを求める。
図４は図３のフィルタ特性の０［ｍ／ｓ］付近を拡大して示す説明図である。
図４内の両方向矢印で参照されるように、Ｍ＝４（破線）は、Ｍ＝２（実線）と比較して、相対速度４［ｍ／ｓ］において、クラッタ抑圧性能が６［ｄＢ］程度劣化する。

したがって、送信波形制御器２は、所望のクラッタ抑圧性能を満たしながら、目標相対速度Ｖｄに対するＭＴＩフィルタ特性Ｆ_ＭＴＩ（Ｖｄ）が最大になる変数Ｍを求め、任意周波数発振器３で発振される送信波形諸元を制御してもよい。

たとえば、所望のクラッタ抑圧能力を、所定の目標相対速度σ_Ｃにおいて、Ｘ（＞０）［ｄＢ］抑圧すると定義すると、クラッタ抑圧の力を満たすためには、以下の式（３）を満たす必要がある。

ただし、ＭＴＩフィルタ特性は、目標相対速度σ_Ｃ＝０［ｍ／ｓ］で対称になるので、式（３）においては、正の目標相対速度σ_Ｃのみを考慮している。
式（３）を満たし、目標相対速度Ｖｄに対するＭＴＩフィルタ特性Ｆ_ＭＴＩ（Ｖｄ）が最大となるＭを求め、任意周波数発振器３で発振される送信波形諸元を制御することにより、所望のクラッタ抑圧性能も満たすことができる。

上記説明では、ＰＲＩを一定としていたが、目標距離計測結果の出力レートＴ_ＣＰＩなどが許容できる範囲内でＰＲＩを変えることができる場合には、送信波形諸元制御の自由度が増え、さらに最適な送信波形諸元制御が可能となる。
ここで、レーダの最大観測距離Ｒ_ｍａｘを用いれば、ＰＲＩは、以下の式（４）を満たす必要がある。

また、許容可能な目標距離計測結果の出力レートＴ_ＣＰＩを用いれば、ＰＲＩは、以下の式（５）を満たす必要がある。

式（３）、式（４）、式（５）を満たし、目標相対速度Ｖｄに対するＭＴＩフィルタ特性Ｆ_ＭＴＩ（Ｖｄ）（式（２））が最大になるＭおよびＰＲＩ（＝Ｔ_ＰＲＩ）を求め、任意周波数発振器３で発振される送信波形諸元を制御することにより、所望のクラッタ抑圧性能も満たすことができる。
以上のように、送信波形制御器２による処理が行われる。

以下、任意周波数発振器３は、送信波形制御器２で命令された送信周波数を発振し、送信機４、位相検波器７ａおよび９０度ハイブリッド器８に入力する。
９０度ハイブリッド器８は、任意周波数発振器３からの入力信号の位相を９０度回転させて、位相検波器７ｂに入力する。

送信機４は、任意周波数発振器３から入力された信号を、パルス化してアンテナ５に入力する。アンテナ５は、送信機４から入力された信号を目標（図示せず）に照射し、目標からの反射信号を受信して、分配器６に入力する。
分配器６は、アンテナ５で受信された信号を位相検波器７ａ、７ｂに分配する。

位相検波器７ａは、分配器６および任意周波数発振器３からの各入力信号を用いて周波数変換を行い、周波数変換された信号を低域通過フィルタ９ａに入力する。
位相検波器７ｂは、分配器６および９０度ハイブリッド器８からの各入力信号を用いて周波数変換を行い、周波数変換された信号を低域通過フィルタ９ｂに入力する。

低域通過フィルタ９ａは、位相検波器７ａからの入力信号の低周波成分のみをＡ／Ｄ変換器１０ａに入力する。同様に、低域通過フィルタ９ｂは、位相検波器７ｂからの入力信号の低周波成分のみをＡ／Ｄ変換器１０ｂに入力する。
低域通過フィルタ９ａ、９ｂとしては、たとえば信号対雑音比を最大にする整合フィルタが用いられる。

Ａ／Ｄ変換器１０ａ、１０ｂは、低域通過フィルタ９ａ、９ｂから入力される各アナログ信号をディジタル信号に変換して、ビデオ信号記憶手段１１に入力する。
ビデオ信号記憶手段１１は、Ａ／Ｄ変換器１０ａ、１０ｂでディジタル変換されたディジタル信号を記憶して、ＭＴＩ処理器１２に入力する。

ＭＴＩ処理器１２は、送信波形制御器２から入力された送信波形諸元から、ビデオ信号記憶手段１１に記憶されている同一周波数同士のビデオ信号に対してＭＴＩ処理を行い、ＭＴＩ処理後の信号を相対速度補正処理器１３に入力する。

相対速度補正処理器１３は、目標相対速度情報取得手段１から得た目標相対速度Ｖｄを用いて、ＭＴＩ処理器１２からの信号に対して相対速度補正を行い、相対速度補正後の信号を合成帯域処理器１４に入力する。

合成帯域処理器１４は、相対速度補正後の信号に対して合成帯域処理を行い、合成帯域処理結果を目標検出処理器１５に入力する。
目標検出処理器１５は、たとえばＣＦＡＲ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｆａｌｓｅ Ａｌａｒｍ Ｒａｔｅ）に基づく検出法を用いて、合成帯域処理結果から目標を検出し、目標距離Ｒを得る。

以上のように、この発明の実施の形態１（図１〜図４）に係るレーダ装置は、目標相対速度Ｖｄを取得する目標相対速度情報取得手段１と、パルス繰返し周期を変えることなく、目標相対速度情報取得手段１で得た目標相対速度Ｖｄに対するクラッタ抑圧処理損失を低減するための送信波形諸元を生成する送信波形制御器２と、送信波形制御器２により指示された送信波形諸元を発振する任意周波数発振器３と、任意周波数発振器３で発振された信号の位相を９０度回転させる９０度ハイブリッド器８と、任意周波数発振器３で発振された信号をパルス化する送信機４と、送信機４によりパルス化された信号を目標に照射して、目標から反射された信号を受信するアンテナ５と、アンテナ５で受信された信号を分配する分配器６と、分配器６で分配された信号に対して、任意周波数発振器３で発振された信号および９０度ハイブリッド器８で９０度回転させた信号を用いて、周波数変換を行う位相検波器７ａ、７ｂと、を備えている。

また、この発明の実施の形態１に係るレーダ装置は、位相検波器７ａ、７ｂで周波数変換された信号のうち、所望の周波数帯以外の周波数成分を遮断する低域通過フィルタ９ａ、９ｂと、低域通過フィルタ９ａ、９ｂの出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器１０ａ、１０ｂと、Ａ／Ｄ変換器１０ａ、１０ｂでディジタル化された信号を記憶するビデオ信号記憶手段１１と、を備えている。

また、この発明の実施の形態１に係るレーダ装置は、送信波形制御器２で生成された送信波形諸元に基づき、ビデオ信号記憶手段１１内の同一周波数で送受信された信号に対して、クラッタ抑圧処理を行うＭＴＩ処理器１２と、目標相対速度情報取得手段１で得た目標相対速度Ｖｄを用いて、ＭＴＩ処理器１２でクラッタ抑圧処理された信号に対して相対速度補正を行う相対速度補正処理器１３と、相対速度補正処理器１３で相対速度補正された信号に対して距離高分解能化処理を行う合成帯域処理器１４と、合成帯域処理器１４で距離高分解能化された信号から目標信号を検出して、目標距離Ｒを計測する目標検出処理器１５と、を備えている。

送信波形制御器２は、パルス繰返し周期を変えることなく、目標相対速度Ｖｄに対するクラッタ抑圧処理損失を低減し、所望のクラッタ抑圧性能を満足するための送信波形諸元を生成する。
また、送信波形制御器２は、所望の目標距離計測結果の出力レートＴ_ＣＰＩと、最大観測距離Ｒ_ｍａｘで決定されるＰＲＩ（パルス繰返し周期）と、所望のクラッタ抑圧性能とを満足するように、目標相対速度Ｖｄに対するクラッタ抑圧処理損失を低減するための送信波形諸元を生成する。

これにより、ＭＴＩ処理と合成帯域処理を同時に用いるレーダ装置において、ＰＲＩを変えることなく、所望のクラッタ抑圧性能を満たしつつ、目標相対速度Ｖｄに応じてＭＴＩフィルタ損失を低減することが可能となる。

実施の形態２．
なお、上記実施の形態１（図１）では、センサ機能を含む目標相対速度情報取得手段１を用いたが、図５のように、ＭＴＩ処理器１２Ａの出力信号をフィードバック情報として目標相対速度Ｖｄを生成する目標相対速度計測処理器１Ａを用いてもよい。

以下、図５〜図７を参照しながら、この発明の実施の形態２について説明する。
図５はこの発明の実施の形態２に係るレーダ装置を示す構成図であり、前述（図１参照）と同様のものについては、前述と同一符号を付して、または符号の後に「Ａ」を付して詳述を省略する。

図５において、レーダ装置は、前述（図１）の目標相対速度情報取得手段１に代えて、目標相対速度計測処理器１Ａを備えている。なお、前述の目標相対速度情報取得手段１の機能として、目標相対速度計測処理器１Ａを含むように構成してもよい。
また、この場合、送信波形制御器２ＡおよびＭＴＩ処理器１２Ａの処理の一部が、前述（図１）とは異なる。

以下、この発明の実施の形態２による目標相対速度計測処理器１Ａおよび前述と異なる処理について説明する。
まず、送信波形制御器２Ａによる送信周波数列の交互処理について説明する。
ここでは説明の簡略化のため、前述と同様に、２個のパルスを用いたＭＴＩ処理（単一消去器）を前提に説明する。単一消去器の場合、ＨＩＴ数Ｎ_ＨＩＴは、合成帯域数Ｎ_ＳＢＲを用いて、Ｎ_ＨＩＴ＝２Ｎ_ＳＢＲで表される。

また、周波数列ｆ_ｎ、ｇ_ｎが、送信最小周波数ｆ_０およびステップ周波数Δｆを用いて、それぞれ、ｆ_ｎ＝ｆ_０＋ｎΔｆ、ｇ_ｎ＝ｆ_０＋Δｆ（Ｎ_ＳＢＲ−１）−ｎΔｆ（ただし、ｎ＝０、１、・・・、Ｎ_ＳＢＲ／２−１）で与えられるものとする。
さらに、送信周波数列Ｆ_ｍ、Ｇ_ｍ（ただし、ｍ＝０、１、・・・、Ｎ_ＨＩＴ／２−１）を、それぞれ以下の式（６）、式（７）で定義する。

ただし、式（６）、式（７）において、変数Ｍは、Ｍ＝１、２、・・・、Ｎ_ＳＢＲ／２の値をとる。
送信波形制御器２Ａは、ＰＲＩごとに、式（６）、式（７）の送信周波数列Ｆ_ｍ、Ｇ_ｍを交互に用いて、パルス信号を送信する。

図６は送信周波数列Ｆ_ｍ（黒丸参照）、Ｇ_ｍ（白丸参照）を交互に用いた場合の一例を示す説明図である。
図６において、前述（図２）と同様に、横軸は時刻、縦軸は送信周波数を示し、横軸の１マスがＰＲＩ、縦軸の１マスがステップ周波数Δｆを示している。
また、図６（ａ）はＭ＝１の場合、図６（ｂ）はＭ＝２の場合を示している。

ＭＴＩ処理は、同一周波数の信号の差を取ることに相当するので、ＰＲＩをＴ_ＰＲＩとすると、式（６）、式（７）で示した送信周波数列Ｆ_ｍ、Ｇ_ｍの交互使用において、同一周波数の信号間隔は、２ＭＴ_ＰＲＩで表される。
したがって、目標相対速度Ｖｄ、光速ｃを用いると、前述の式（２）内のＴ_ＰＲＩが２Ｔ_ＰＲＩに置き換えられて、ＭＴＩフィルタ特性Ｆ_ＭＴＩ（Ｖｄ）は、以下の式（８）で表される。

ただし、式（８）において、ｆ_ＭＭは、前述の式（２）と同様に、送信周波数のうちの中間周波数である。
送信波形制御器２Ａは、目標相対速度計測処理器１Ａから得た目標相対速度Ｖｄおよび式（８）を用いて、前述と同様に、所望のクラッタ抑圧性能を満たし、目標相対速度Ｖｄに対するＭＴＩフィルタ特性Ｆ_ＭＴＩ（Ｖｄ）が最大になる変数Ｍを求め、任意周波数発振器３で発振される送信波形諸元を制御する。

また、言うまでもなく、前述と同様に、ＰＲＩを変えることができる場合には、条件を満たす変数ＭおよびＰＲＩ（＝Ｔ_ＰＲＩ）を求め、任意周波数発振器３で発振される送信波形諸元を制御することも可能である。
式（８）は、前述の式（２）から、Ｔ_ＰＲＩ＝２Ｔ_ＰＲＩに変形したのみであり、前述と同様の手順で送信波形諸元を求めることができる。

ＭＴＩ処理器１２Ａは、送信波形制御器２Ａから入力された送信波形諸元に基づき、ビデオ信号記憶手段１１に記憶されている同一周波数同士のビデオ信号に対して、ＭＴＩ処理を行い、ＭＴＩ処理後の信号を相対速度補正処理器１３および目標相対速度計測処理器１Ａに入力する。

相対速度補正処理器１３は、目標相対速度計測処理器１Ａから得た目標相対速度Ｖｄを用いて、ＭＴＩ処理器１２Ａからの信号に対して相対速度補正を行い、相対速度補正後の信号を合成帯域処理器１４に入力する。

次に、目標相対速度計測処理器１Ａの処理について説明する。
図７は目標相対速度計測処理器１Ａの処理概要を示す説明図であり、Ｍ＝２、Ｎ_ＳＢＲ＝１２の場合の計測処理を示している。
目標相対速度計測処理器１Ａは、ＭＴＩ処理器１２ＡによりＭＴＩ処理された信号を複素乗算し、２次元フーリエ変換を用いて目標相対速度Ｖｄを計測する。

以下、目標相対速度Ｖｄの計測処理について、数式を用いて詳細に説明する。
ＭＴＩ処理器１２Ａにより、同一周波数同士のビデオ信号に対してＭＴＩ処理が行われた信号は、以下の式（９）、式（１０）で表される。

ここで、式（９）は送信周波数列Ｆ_ｍを用いた場合を示し、式（１０）は送信周波数列Ｇ_ｍを用いた場合を示している。
また、式（９）、式（１０）において、変数ｋは、ｋ＝０、１、・・・、Ｍ−１、の値をとり、変数ｌは、ｌ＝０、１、・・・、Ｎ_ＳＢＲ／２Ｍ−１、の値をとる。
式（９）、式（１０）を要素ごとに複素乗算を行うと、以下の式（１１）となる。

ただし、式（１１）において、Ｐは送信周波数列Ｆ_ｍ、Ｇ_ｍの和（Ｆ_ｍ＋Ｇ_ｍ）を示しており、実際には、Ｐ＝Ｆ_ｍ＋Ｇ_ｍ＝２ｆ_０＋Δｆ（Ｎ_ＳＢＲ−１）で表される。
なお、式（１１）の正弦関数（ｓｉｎ）の周期は、指数関数と比較して短いので無視することができる。
式（１１）の指数関数を変数ｋ、ｌについてまとめると、以下の式（１２）となる。

ただし、式（１２）において、変数ｋ、ｌとは無関係の位相はθにまとめている。
式（１２）を変数ｋ、ｌ方向に２次元フーリエ変換を行い、そのピーク値から目標相対速度Ｖｄを計測することが可能である。
フーリエ変換手段としては、たとえばＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）などが適用され得る。
変数ｋ方向にＦＦＴ処理を施した場合の速度分解能ΔＶｄ_１および最大観測速度ΔＶｄ_{１，ｍａｘ}は、それぞれ、以下の式（１３）、式（１４）で表される。

また、変数ｌ方向にＦＦＴ処理を施した場合の速度分解能ΔＶｄ_２および最大観測速度ΔＶｄ_{２，ｍａｘ}は、それぞれ、以下の式（１５）、式（１６）で表される。

通常は、変数Ｍと合成帯域数Ｎ_ＳＢＲとの大小関係は、Ｍ＜＜Ｎ_ＳＢＲであることから、変数Ｍを用いた式（１３）の速度分解能ΔＶｄ_１よりも、変数Ｎ_ＳＢＲを用いた式（１５）の速度分解能ΔＶｄ_２の方が高分解能である。
一方、変数Ｍを用いた式（１６）の最大観測速度Ｖｄ_{２、ｍａｘ}よりも、変数Ｍを用いない式（１４）の最大観測速度Ｖｄ_{１、ｍａｘ}の方が速く、且つ曖昧性を含むことなく測速度可能な範囲が広いことになる。

したがって、変数ｋ方向にＦＦＴ処理を施した結果である式（１４）から曖昧性を解き、変数ｌ方向にＦＦＴ処理を施した結果である式（１５）から高精度な相対速度計測を行うことができる。
ただし、ΔＶｄ_１／Ｖｄ_{２、ｍａｘ}＝２の関係があるので、変数ｋ方向のＦＦＴ処理の際に、ＦＦＴ点数を、「０」詰めして「２Ｍ」とする必要がある。

以上のように、この発明の実施の形態２（図５〜図７）によれば、送信波形制御器２Ａは、所定の周波数列ｆ_ｎと、所定の周波数列ｆ_ｎとは異なる周波数列ｇ_ｎとを、所定の間隔２ＭＴ_ＰＲＩで交互に並び替えた送信周波数列Ｆ_ｍ、Ｇ_ｍを生成し、ＰＲＩ（パルス繰返し周期）を変えることなく、目標相対速度に対するクラッタ抑圧処理損失を低減するための送信波形諸元を生成する。

また、目標相対速度情報取得手段は、目標相対速度計測処理器１Ａを含み、ＭＴＩ処理器１２Ａでクラッタ抑圧処理された信号の複素乗算結果から、２次元フーリエ変換を用いて目標相対速度Ｖｄを計測し、計測結果となる目標相対速度Ｖｄを送信波形制御器２Ａおよび相対速度補正処理器１３に入力する、

また、送信波形制御器２Ａは、所定の周波数列ｆ_ｎと、所定の周波数列ｆ_ｎとは異なる周波数列ｇ_ｎとを、所定の間隔２ＭＴ_ＰＲＩで交互に並び替えた送信周波数列Ｆ_ｍ、Ｇ_ｍを生成し、ＰＲＩ（パルス繰返し周期）を変えることなく、目標相対速度Ｖｄに対するクラッタ抑圧処理損失を低減し、所望のクラッタ抑圧性能を満足するための送信波形諸元を生成する。

さらに、前述と同様に、送信波形制御器２Ａは、所定の周波数列ｆ_ｎと、所定の周波数列ｆ_ｎとは異なる周波数列ｇ_ｎとを、所定の間隔２ＭＴ_ＰＲＩで交互に並び替えた送信周波数列Ｆ_ｍ、Ｇ_ｍを生成し、目標相対速度Ｖｄに対するクラッタ抑圧処理損失を低減し、所望の目標距離計測結果の出力レートＴ_ＣＰＩと、最大観測距離Ｒ_ｍａｘで決定されるＰＲＩ（パルス繰返し周期）と、所望のクラッタ抑圧性能とを満足するように、送信波形諸元を生成する。

これにより、ＭＴＩ処理と合成帯域処理を同時に用いるレーダ装置において、ＰＲＩを変えることなく、所望のクラッタ抑圧性能を満たしながら、目標相対速度Ｖｄに応じてＭＴＩフィルタ損失を低減することが可能となる。

また、目標相対速度計測処理器１Ａにおいて、アンテナ５からの受信信号に基づいて目標相対速度Ｖｄを計測することが可能なので、前述（図１）の目標相対速度情報取得手段１で必要としていた相対速度情報取得用の追尾フィルタ、相対速度計測モードまたは他のセンサなどが不要となり、装置の小型化を実現することができる。

実施の形態３．
なお、上記実施の形態２（図５）では、目標相対速度計測処理器１Ａからの目標相対速度Ｖｄを送信波形制御器２Ａおよび相対速度補正処理器１３に直接入力したが、図８のように、追尾フィルタ処理器１６を介した推定目標相対速度Ｖｄ’を送信波形制御器２Ａおよび相対速度補正処理器１３に入力してもよい。

以下、図８を参照しながら、この発明の実施の形態３について説明する。
図８はこの発明の実施の形態３に係るレーダ装置を示す構成図であり、前述（図５参照）と同様のものについては、前述と同一符号を付して詳述を省略する。
図８において、レーダ装置は、目標相対速度計測処理器１Ａの出力側に挿入された追尾フィルタ処理器１６を備えている。

追尾フィルタ処理器１６は、目標検出処理器１５で観測された目標距離Ｒと、目標相対速度計測処理器１Ａで計測された目標相対速度Ｖｄとを入力情報として、追尾フィルタ処理を行い、推定目標相対速度Ｖｄ’を生成する。なお、追尾フィルタとしては、たとえばカルマンフィルタなどが適用され得る。
追尾フィルタ処理器１６で推定された推定目標相対速度Ｖｄ’は、送信波形制御器２Ａおよび相対速度補正処理器１３に入力される。

以下、送信波形制御器２Ａは、追尾フィルタ処理器１６から入力される推定目標相対速度Ｖｄ’に基づいて送信波形制御を行う。
また、相対速度補正処理器１３は、追尾フィルタ処理器１６からの推定目標相対速度Ｖｄ’を用いて、ＭＴＩ処理器１２Ａからの信号に対して相対速度補正を行い、相対速度補正後の信号を合成帯域処理器１４に入力する。

以上のように、この発明の実施の形態３（図８）に係るレーダ装置は、目標相対速度計測処理器１Ａで計測された目標相対速度Ｖｄと、目標検出処理器１５で計測された目標距離Ｒとを入力情報として、追尾フィルタ処理を行う追尾フィルタ処理器１６を備えている。
追尾フィルタ処理器１６は、目標相対速度Ｖｄおよび目標距離Ｒから推定された推定目標相対速度Ｖｄ’を、送信波形制御器２Ａおよび相対速度補正処理器１３に入力する、

これにより、ＭＴＩ処理と合成帯域処理を同時に用いるレーダ装置において、ＰＲＩを変えることなく、所望のクラッタ抑圧性能を満たしながら、目標相対速度Ｖｄに応じてＭＴＩフィルタ損失を低減することが可能となる。

また、前述の実施の形態２と同様に、アンテナ５からの受信信号に基づいて目標相対速度Ｖｄを計測することが可能なので、相対速度情報取得用の追尾フィルタ、相対速度計測モードまたは他のセンサなどが不要となり、装置の小型化を実現することができる。
さらに、追尾フィルタ処理器１６により正確に推定された推定目標相対速度Ｖｄに基づき、正確な目標の諸元に基づいて送信波形制御することが可能となる。

この発明のレーダ装置は、たとえば、目標とする航空機を追尾する装置や航空管制レーダなどに利用可能である。

１ 目標相対速度情報取得手段、１Ａ 目標相対速度計測処理器、２、２Ａ 送信波形制御器、３ 任意周波数発振器、４ 送信機、５ アンテナ、６ 分配器、７ａ、７ｂ 位相検波器、８ 度ハイブリッド器、９ａ、９ｂ 低域通過フィルタ、１０ａ、１０ｂ Ａ／Ｄ変換器、１１ ビデオ信号記憶手段、１２、１２Ａ ＭＴＩ処理器、１３ 相対速度補正処理器、１４ 合成帯域処理器、１５ 目標検出処理器、１６ 追尾フィルタ処理器、Ｒ 目標距離、Ｖｄ 目標相対速度、Ｖｄ’ 推定目標相対速度。

Claims (7)

1. 目標相対速度を取得する目標相対速度情報取得手段と、
   パルス繰返し周期を変えることなく、前記目標相対速度情報取得手段で得た目標相対速度に対するクラッタ抑圧処理損失を低減するための送信波形諸元を生成する送信波形制御器と、
   前記送信波形制御器により指示された送信波形諸元を発振する任意周波数発振器と、
   前記任意周波数発振器で発振された信号の位相を９０度回転させる９０度ハイブリッド器と、
   前記任意周波数発振器で発振された信号をパルス化する送信機と、
   前記送信機によりパルス化された信号を目標に照射して、目標から反射された信号を受信するアンテナと、
   前記アンテナで受信された信号を分配する分配器と、
   前記分配器で分配された信号に対して、前記任意周波数発振器で発振された信号および前記９０度ハイブリッド器で９０度回転させた信号を用いて、周波数変換を行う位相検波器と、
   前記位相検波器で周波数変換された信号のうち、所望の周波数帯以外の周波数成分を遮断する低域通過フィルタと、
   前記低域通過フィルタの出力信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
   前記Ａ／Ｄ変換器でディジタル化された信号を記憶するビデオ信号記憶手段と、
   前記送信波形制御器で生成された送信波形諸元に基づき、前記ビデオ信号記憶手段内の同一周波数で送受信された信号に対して、クラッタ抑圧処理を行うＭＴＩ処理器と、
   前記目標相対速度情報取得手段で得た目標相対速度を用いて、前記ＭＴＩ処理器でクラッタ抑圧処理された信号に対して相対速度補正を行う相対速度補正処理器と、
   前記相対速度補正処理器で相対速度補正された信号に対して距離高分解能化処理を行う合成帯域処理器と、
   前記合成帯域処理器で距離高分解能化された信号から目標信号を検出して、目標距離を計測する目標検出処理器と、
   を備えたことを特徴とするレーダ装置。
2. 前記送信波形制御器は、
   パルス繰返し周期を変えることなく、前記目標相対速度に対するクラッタ抑圧処理損失を低減し、所望のクラッタ抑圧性能を満足するための送信波形諸元を生成する、
   ことを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
3. 前記送信波形制御器は、
   所望の目標距離計測結果の出力レートと、最大観測距離で決定されるパルス繰返し周期と、所望のクラッタ抑圧性能とを満足するように、前記目標相対速度に対するクラッタ抑圧処理損失を低減するための送信波形諸元を生成する、
   ことを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
4. 前記送信波形制御器は、
   所定の周波数列と、前記所定の周波数列とは異なる周波数列とを、所定の間隔で交互に並び替えた送信周波数列を生成し、
   パルス繰返し周期を変えることなく、前記目標相対速度に対するクラッタ抑圧処理損失を低減するための送信波形諸元を生成し、
   前記目標相対速度情報取得手段は、目標相対速度計測処理器を含み、前記ＭＴＩ処理器でクラッタ抑圧処理された信号の複素乗算結果から、２次元フーリエ変換を用いて前記目標相対速度を計測し、
   計測結果となる前記目標相対速度を前記送信波形制御器および前記相対速度補正処理器に入力する、
   ことを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
5. 前記送信波形制御器は、
   所定の周波数列と、前記所定の周波数列とは異なる周波数列とを、所定の間隔で交互に並び替えた送信周波数列を生成し、
   パルス繰返し周期を変えることなく、前記目標相対速度に対するクラッタ抑圧処理損失を低減し、
   所望のクラッタ抑圧性能を満足するための送信波形諸元を生成する、
   ことを特徴とする請求項４に記載のレーダ装置。
6. 前記送信波形制御器は、
   所定の周波数列と、前記所定の周波数列とは異なる周波数列とを、所定の間隔で交互に並び替えた送信周波数列を生成し、
   前記目標相対速度に対するクラッタ抑圧処理損失を低減し、所望の目標距離計測結果の出力レートと、最大観測距離で決定されるパルス繰返し周期と、所望のクラッタ抑圧性能とを満足するように、前記送信波形諸元を生成する、
   ことを特徴とする請求項５に記載のレーダ装置。
7. 前記目標相対速度計測処理器で計測された目標相対速度と、前記目標検出処理器で計測された目標距離とを入力情報として、追尾フィルタ処理を行う追尾フィルタ処理器を備え、
   前記追尾フィルタ処理器は、前記目標相対速度および前記目標距離から推定された推定目標相対速度を、前記送信波形制御器および前記相対速度補正処理器に入力する、
   ことを特徴とする請求項４から請求項６までのいずれか１項に記載のレーダ装置。

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