JP2012082996A - Air conditioner - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、空気調和機において、冷媒を加熱することで圧縮機の液圧縮を防止するものである。 In the air conditioner, the present invention prevents liquid compression of the compressor by heating the refrigerant.
冷媒を加熱することで圧縮機の液圧縮を防止する従来の空気調和機として、「圧縮機1が停止しているとき、液冷媒量検知手段8は、圧縮機1内に滞留する液冷媒量が所定値以上になると信号を出力し、制御装置7は、その信号を入力したとき、モータ5の巻線に微弱の高周波欠相電流を通電してモータ巻線を暖め、液冷媒の低温滞留による液圧縮を防止して圧縮機の破損を防止し、かつ空調動作の立ち上がりを速やかにする。」というものがある(例えば、特許文献1参照)。
また、「電源とアースとの間でスイッチング素子がブリッジ接続されて、圧縮機を駆動するモータのステータコイルへの通電を行うよう構成されてなる電動機予熱装置における通電制御方法であって、一端が電源側に接続されたスイッチング素子の何れか一つを所定時間の間に所定繰り返し周期でオン・オフさせると同時に、一端がアース側に接続されたスイッチング素子の何れか二つを当該所定時間の間、オン状態とし、しかる後、ステータコイルに流れる電流が逆方向となるように対応するスイッチング素子を前記同様に制御することを繰り返し行うよう構成され・・・、特に、オン・オフするスイッチング素子を定期的に変えるようにすることで、ステータコイルの電流の向きが定期的に逆方向とされるようにし、従来のいわゆる抵抗損による発熱だけでなく、ヒステリシス損による発熱が生ずるようにして電力効率の向上が図られた」ものもある(例えば、特許文献2参照)。
As a conventional air conditioner for preventing liquid compression of the compressor by heating the refrigerant, “When the
Further, “a switching control element is bridge-connected between a power source and a ground, and the energization control method in the motor preheating device is configured to energize the stator coil of the motor that drives the compressor, one end of which is Any one of the switching elements connected to the power supply side is turned on / off at a predetermined repetition period during a predetermined time, and at the same time, any two switching elements whose one ends are connected to the ground side are In the meantime, it is configured to repeatedly control the corresponding switching element in the same manner as described above so that the current flowing in the stator coil is in the reverse direction after that, and in particular, the switching element that is turned on and off. Is periodically changed so that the direction of the current of the stator coil is periodically reversed. Not only the heat generated by, the improvement of power efficiency is reduced as heat generation due to hysteresis loss occurs "while others (e.g., see Patent Document 2).
しかしながら、特許文献1に記載の従来技術においては、モーターの巻線における各相のインピーダンスが異なる場合、回り込みの電流により、三相とも電流が流れることになるので欠相運転とならず、ローターの動作により振動及び騒音を発生する場合があるという課題がある。
However, in the prior art described in
また、特許文献2に記載の従来技術においては、スイッチのオン・オフ動作によりローターに一時的に回転方向の磁界が印加され、ローターが動いてしまい、それにより振動及び使用者にとって不快な騒音を発生する場合があるという課題がある。
In the prior art described in
本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、ローターの動作による振動及び騒音を発生せずに、冷媒を加熱することで圧縮機の液圧縮を防止する空気調和機を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and is an air conditioner that prevents liquid compression of a compressor by heating a refrigerant without generating vibration and noise due to operation of a rotor. The purpose is to provide.
本発明における空気調和機は、冷媒を圧縮する圧縮機と、前記圧縮機を駆動するモーターと、前記モーターに三相電圧を印加するインバーターと、前記インバーターを制御するインバーター制御手段と、前記インバーターの電源である母線電圧を検出する母線電圧検出手段と、を備え、前記インバーター制御手段は、所定の振幅並びに交互に入力される第一の位相及び第二の位相に関する情報に基づき前記モーターの圧縮動作時より高い周波数の高周波交流電圧指令を出力する高周波交流電圧発生手段と、この高周波交流電圧発生手段の出力と前記母線電圧に応じて定められるキャリア信号とに基づいて、PWM信号を生成して前記インバーターに出力するPWM信号生成手段とを有し、前記インバーターは、前記PWM信号に基づいた交流電圧を印加することで、前記モーターに回転トルクを発生させず、鉄損及び銅損により前記圧縮機内の冷媒を加熱するものである。 An air conditioner according to the present invention includes a compressor that compresses refrigerant, a motor that drives the compressor, an inverter that applies a three-phase voltage to the motor, inverter control means that controls the inverter, and A bus voltage detecting means for detecting a bus voltage as a power source, wherein the inverter control means compresses the motor based on information on a predetermined amplitude and alternately inputted first phase and second phase. Based on the high-frequency AC voltage generating means for outputting a high-frequency AC voltage command having a higher frequency than the time, and the carrier signal determined according to the output of the high-frequency AC voltage generating means and the bus voltage, the PWM signal is generated. PWM signal generating means for outputting to the inverter, the inverter is an AC based on the PWM signal By applying pressure, without generating a rotational torque to the motor, it is to heat the refrigerant of the compressor of iron loss and copper loss.
本発明により、モーターに交流電圧が印加されるが回転トルクを発生させないため、ローターの動作による振動及び騒音を発生せずに、冷媒を加熱することで圧縮機の液圧縮を防止することができる空気調和機を得ることができる。 According to the present invention, an AC voltage is applied to the motor but no rotational torque is generated. Therefore, the compressor can be prevented from being compressed by heating the refrigerant without generating vibration and noise due to the operation of the rotor. An air conditioner can be obtained.
以下、本発明における空気調和機の一例について、図面を用いて詳細に説明する。 Hereinafter, an example of an air conditioner according to the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
実施の形態.
図1は、本発明の実施の形態における空気調和機の構成を示す図である。
図1に示すように、本発明の実施の形態における空気調和機は、冷凍サイクル30、電力演算手段18、コンバーター17、インバーター9、母線電圧検出手段10及びインバーター制御手段11から構成される。
また、圧縮機1、四方弁2、室外熱交換器3、膨張弁4及び室内熱交換器5は、冷媒配管6を介して接続され、冷凍サイクル30を構成している。そして、圧縮機1の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構7と圧縮機構7を動作させるモーター8とが設けられている。なお、圧縮機構7は、例えばスクロール機構であるものとする。また、この冷凍サイクル30は、セパレート形空気調和機等の空気調和機に用いられる。
Embodiment.
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of an air conditioner according to an embodiment of the present invention.
As shown in FIG. 1, the air conditioner according to the embodiment of the present invention includes a
Further, the
また、インバーター9は、モーター8及びコンバーター17に接続しており、一般商用電源22は、コンバーター17により交流から直流に変換される。そして、インバーター9からモーター8に電圧が供給され、モーター8を駆動させる。また、インバーター9は、インバーター9の電源電圧である母線電圧Vdcを検出する母線電圧検出手段10、ブリッジ結線されたスイッチング素子16a〜16fを備えている。
The inverter 9 is connected to the
また、電力演算手段18内には、一般商用電源22から供給された電流を検出する電流検出手段20及び電圧を検出する電圧検出手段21が設けられている。また、電力演算手段18内には、電流検出手段20が検出した電流と電圧検出手段21が検出した電圧から電力を計算する電力計算手段23が設けられている。そして、モーター8に供給される電力は、電力演算手段18により演算されその演算結果はインバーター制御手段11に与えられる。インバーター制御手段11は、インバーター9の制御入力端(図示省略)と接続されている。そして、インバーター制御手段11内には、寝込み検出手段12、高周波交流電圧発生手段13、位相切換手段14及びPWM信号生成手段15が設けられている。また、高周波交流電圧発生手段13には、加算機19が設けられている。
Further, in the power calculation means 18, a current detection means 20 for detecting a current supplied from the general
なお、インバーター制御手段11は、マイクロコンピューター又はDSPがメモリ上の制御プログラムを実行することで制御を行うことができる。
また、前述したように電力演算手段18は、図1に示すように一般商用電源22の供給側の電力演算を行っているが、同様の演算はインバーター9の出力側又はインバーター9内部の電流、電圧から演算を行ってもよい。
The inverter control means 11 can be controlled by a microcomputer or DSP executing a control program on the memory.
Further, as described above, the power calculation means 18 performs power calculation on the supply side of the general
次に、インバーター制御手段11によるインバーター9の制御について説明する。
寝込み検出手段12は、例えば冷凍サイクルの温度が所定値以下で所定時間経過した場合、冷媒が寝込んだという判断を行う。
インバーター制御手段11では、例えば寝込み検出手段12が圧縮機1内に冷媒が寝込んだことを検出した場合に、高周波交流電圧発生手段13がモーター8に印加する電圧の指令値Vu*、Vv*、Vw*を求め、この電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*を元にPWM信号生成手段15がPWM信号を生成する。
そして、インバーター9は、インバーター制御手段11より送られたPWM信号(UP、VP、WP、UN、VN、WN)により、それぞれに対応したスイッチング素子(UPは16a、VPは16b、WPは16c、UNは16d、VNは16e、WNは16f)を駆動する。
Next, control of the inverter 9 by the inverter control means 11 will be described.
For example, when the temperature of the refrigeration cycle is equal to or lower than a predetermined value and a predetermined time has elapsed, the
In the
Then, the inverter 9 receives switching signals corresponding to the PWM signals (UP, VP, WP, UN, VN, WN) sent from the inverter control means 11 (UP is 16a, VP is 16b, WP is 16c,
図2は、本発明の実施の形態におけるPWM信号生成方法を示す図である。
図2における電圧指令信号Vu*、Vv*、Vw*は、例えば次式の通り定義する。ここで、あらかじめ任意に設定された位相θ1(本発明における第一の位相に相当)とθ2(本発明における第二の位相に相当)の内いずれか一方が位相切換手段14により選択され、それをθとする。そして、振幅Aをあらかじめ任意に設定する。
FIG. 2 is a diagram illustrating a PWM signal generation method according to the embodiment of the present invention.
The voltage command signals Vu *, Vv *, Vw * in FIG. 2 are defined as follows, for example. Here, one of phase θ1 (corresponding to the first phase in the present invention) and θ2 (corresponding to the second phase in the present invention) set arbitrarily in advance is selected by the phase switching means 14, and Is θ. Then, the amplitude A is arbitrarily set in advance.
また、位相切換手段14の位相切換タイミングについては、キャリア信号の、山及び谷のタイミングで行う。ここで、山とはキャリア信号の最大値の部分であり、谷とはキャリア信号の最小値の部分である。
The phase switching timing of the phase switching means 14 is performed at the peak and valley timings of the carrier signal. Here, the peak is the maximum value portion of the carrier signal, and the valley is the minimum value portion of the carrier signal.
そして、PWM信号生成手段15は、式(1)〜式(3)により得られた電圧指令信号と所定の周波数で振幅Vdc/2(Vdcは母線電圧検出手段10にて検出したインバーター9の母線電圧)の三角波であるキャリア信号を比較する。相互の大小関係に基づきPWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WNを生成することで、キャリアに同期したPWM信号を出力することが可能となる。 Then, the PWM signal generation means 15 has a voltage command signal obtained by the equations (1) to (3) and an amplitude Vdc / 2 at a predetermined frequency (Vdc is the bus of the inverter 9 detected by the bus voltage detection means 10). The carrier signal which is a triangular wave of (voltage) is compared. By generating the PWM signals UP, VP, WP, UN, VN, WN based on the mutual magnitude relationship, it is possible to output a PWM signal synchronized with the carrier.
例えば、図2のUPにおいて、電圧指令信号Vu*(実線)がキャリア信号より大きい場合は1とし、電圧指令信号Vu*がキャリア信号未満の場合は0とする。そして、UPが1の場合はUNが0となり、UPが0の場合は、UNが1となるようにPWM信号が生成される。また、VPにおいては、電圧指令信号Vv*(破線)がキャリア信号より大きい場合は1とし、電圧指令信号Vv*がキャリア信号未満の場合は0とする。そして、VPが1の場合はVNが0となり、VNが0の場合はVPが1となる。また、WP、WNについてもVP、VNと同様の方法でPWM信号が生成される。 For example, in the UP of FIG. 2, when the voltage command signal Vu * (solid line) is larger than the carrier signal, 1 is set, and when the voltage command signal Vu * is less than the carrier signal, 0 is set. Then, the PWM signal is generated so that UN is 0 when UP is 1 and UN is 1 when UP is 0. In VP, 1 is set when the voltage command signal Vv * (broken line) is larger than the carrier signal, and 0 is set when the voltage command signal Vv * is less than the carrier signal. When VP is 1, VN is 0, and when VN is 0, VP is 1. For WP and WN, PWM signals are generated in the same manner as VP and VN.
なお、式(1)〜式(3)以外にも二相変調、三次高調波重畳変調、又は空間ベクトル変調等により電圧指令信号Vu*、Vv*、Vw*を求めても何ら問題ないことは言うまでもない。
例えば、2相変調方式を用いた場合、どれか1相を正側又は負側の電位に固定し、他の2相をスイッチングする。これにより3相変調方式を用いた場合に比べ、スイッチング回数を低減させることができる。
また、例えば三次高調波重畳変調方式を用いた場合、正弦波に三次高調波を重畳させることで、振幅のピークの発生回数が増えるため、電圧指令信号に正弦波を用いた場合に比べ、変調率が向上する。
また、例えば空間ベクトル変調方式を用いた場合、電圧指令信号を複数のベクトルで表現し、各ベクトルの出力時間を調整することで、種々の特性を持つPWMパターンを発生させることができる。
In addition to the equations (1) to (3), there is no problem even if the voltage command signals Vu *, Vv *, Vw * are obtained by two-phase modulation, third harmonic superposition modulation, space vector modulation, or the like. Needless to say.
For example, when the two-phase modulation method is used, one of the phases is fixed to the positive or negative potential, and the other two phases are switched. As a result, the number of switching operations can be reduced as compared with the case where the three-phase modulation method is used.
For example, when the third harmonic superposition modulation method is used, the number of occurrences of the amplitude peak is increased by superimposing the third harmonic on the sine wave, so that modulation is performed compared to the case where the sine wave is used for the voltage command signal. The rate is improved.
For example, when the space vector modulation method is used, a PWM pattern having various characteristics can be generated by expressing the voltage command signal with a plurality of vectors and adjusting the output time of each vector.
以上の方法により、図2のUP、VP、WPのタイミングチャートに示すようにスイッチング素子16a〜16fを駆動するPWM信号が変化する。そして、電圧ベクトルは、V0(UP=VP=WP=0)→V4(UP=1、VP=WP=0)→V7(UP=VP=WP=1)→V3(UP=0、VP=WP=1)→V0(UP=VP=WP=0)・・・の順で変化する。
With the above method, the PWM signals for driving the
図3は、本発明の実施の形態におけるインバーターからモーターへの印加電圧をベクトル表示した図である。
図3に示すように、V0ベクトルにおいては、電流が流れず、V4ベクトル印加時には+Iuの電流がモーター8の巻線に流れる。また、V7ベクトルにおいては電流が流れず、V3ベクトル印加時には−Iuの電流がモーター8の巻線に流れる。図2に示したように、このV4とV3のベクトルパターンは、1キャリア周期(1/fc)で現れるため、キャリア周波数fcに同期した交流電流を発生することが可能となる。なお、本実施の形態では、Uが本発明における第一の相となり、V及びWが本発明における他の二つの相となる。
FIG. 3 is a diagram in which the voltage applied from the inverter to the motor in the embodiment of the present invention is displayed as a vector.
As shown in FIG. 3, no current flows in the V0 vector, and + Iu current flows in the winding of the
図4は、本発明の実施の形態におけるモーターの概略図と、ローター位置と相電流ピークの関係を示す図である。また、図6は、本発明の実施の形態におけるモーターの、あるローター位置における印加電圧の変化を示す概略図である。
ここで、本実施の形態の圧縮機1では、モーター8として例えばIPM(Interior Permanent Magnet:埋込磁石形)モーターを用いる。IPMモーターは、巻線インダクタンスの回転位置による依存性を有し、巻線インダクタンスのインピーダンスは電気角周波数ω×インダクタンス値で表される。そのため、図4に示すようにローター位置によりインダクタンス値が変化するとインピーダンスが変化し、同一電圧を印加した場合においても、モーター巻線に流れる電流が異なる。これにより、ローター位置によっては必要な電力が得られない場合がある。
FIG. 4 is a schematic diagram of a motor in the embodiment of the present invention and a diagram showing a relationship between a rotor position and a phase current peak. FIG. 6 is a schematic diagram showing a change in applied voltage at a certain rotor position of the motor according to the embodiment of the present invention.
Here, in the
そこで、図5に示すようにあるローター位置において、印加する位相を図1に示すθplus(本発明における第三の位相に相当)によりずらしながら印加する。この際、高周波交流電圧発生手段13は、図1に示す電力演算手段18により演算された電力が常に一定になるようにθplusをフィードバック制御している。
具体的には、高周波交流電圧発生手段13にて、位相切換手段14に選択される位相θ1及びθ2に加算機19からこのθplusを加算して位相θとする。そして、例えば所定の周期でそのθplusを増加していくことで、図5に示すように印加電圧の位相をずらすことができる。なお、θplusは、θ1及びθ2より低い周波数であるものとする。そして、上述した方法でPWM信号を得て、インバーター9のスイッチング素子16a〜16fを駆動してモーター8に電圧を印加する。
Therefore, as shown in FIG. 5, at a certain rotor position, the applied phase is shifted by θplus (corresponding to the third phase in the present invention) shown in FIG. At this time, the high-frequency AC voltage generating means 13 feedback-controls θplus so that the power calculated by the power calculating means 18 shown in FIG. 1 is always constant.
Specifically, the high frequency AC voltage generating means 13 adds the θplus from the
図6は、本発明の実施の形態におけるPWM信号生成方法の別の例を示す図である。
図6に示すように、キャリア信号の谷のみでθ1とθ2を切り換える様に制御を行うと、V0→V4→V7→V7→V3→V0→V0→V3→V7→V7→V4→V0・・・というように、2キャリア周期にて電圧を印加するため、1/2キャリア周波数の交流電圧をモーター8の巻線に印加することが可能となる。なお、上記ではキャリア信号の谷のみでθ1とθ2を切り換えているが、山のみで切り換えてもよい。
なお、図6における例においても図5で示したようにθ1及びθ2に所定の周期で増加するθplusを加算することで、図5に示すように印加電圧の位相をずらすことができる。
FIG. 6 is a diagram illustrating another example of the PWM signal generation method according to the embodiment of the present invention.
As shown in FIG. 6, when control is performed so as to switch between θ1 and θ2 only by the valley of the carrier signal, V0 → V4 → V7 → V7 → V3 → V0 → V0 → V3 → V7 → V7 → V4 → V0. As described above, since the voltage is applied in a two-carrier cycle, an AC voltage having a ½ carrier frequency can be applied to the winding of the
In the example in FIG. 6 as well, the phase of the applied voltage can be shifted as shown in FIG. 5 by adding θplus that increases in a predetermined cycle to θ1 and θ2 as shown in FIG.
また、圧縮動作時の運転周波数(〜1kHz)より高い周波数で動作させ、高周波電圧をモーター8に印加することで、ローターがその高周波電圧に追従できなくなるため、回転トルクや振動が発生することが無い。そして、高周波電圧印加によるモーター8の鉄損と、巻線に流れる電流によって発生する銅損を利用することで、効率よくモーター8を加熱することが可能となる。そして、モーター8の加熱により圧縮機1内に滞留する液冷媒が加熱されて気化し、圧縮機1の外部へと漏出する。寝込み検出手段12は、この冷媒漏出が所定量あるいは所定時間行われたことを判断した場合、寝込み状態から正常状態へ復帰したものと判別し、モーター8の加熱を終了する。
Further, by operating at a frequency higher than the operating frequency (˜1 kHz) at the time of the compression operation and applying a high frequency voltage to the
また、高周波交流電圧の周波数は、インバーター9に備えられたスイッチング素子16a〜16fのスイッチング周波数上限値以下となる。例えば、本実施の形態におけるインバーター9においては、キャリア周波数は20kHz程度が上限である。そのため、キャリア周波数を20kHzに設定すれば、キャリアの山と谷で位相θを切り換えることで、20kHzの交流電圧をモーター8に印加することができる。そして、高周波数化により鉄損が発生し効率良く加熱できるとともに、モーター8の巻線インピーダンス増加によりインバーター9に流れる電流も低減できインバーター損失の低減化が図れるため、CO2 の排出量を抑制することが可能となり、地球温暖化対策に効果的である。
In addition, the frequency of the high-frequency AC voltage is equal to or lower than the switching frequency upper limit value of the switching
また、印加する高周波電圧の周波数は、14kHz以上とすればモーター8の鉄心の振動音が人間のほぼ可聴範囲外となるため、騒音の低減にも効果がある。また、圧縮機1がIPM(埋込磁石形)モーターである場合、高周波磁束が鎖交する回転子表面も発熱部となるため、冷媒接触面が増加し、圧縮機構7への速やかな加熱が実現されるため効率の良い冷媒の加熱が可能となる。
Further, if the frequency of the high frequency voltage to be applied is 14 kHz or more, the vibration sound of the iron core of the
さらに、周波数10kHz、出力50Wを超える加熱機器の場合、電波法百条による制約がある。そのため、事前に50Wを超えないように電圧指令の振幅の調整をし、流れる電流を検出してフィードバック制御をすることで、電波法を遵守した圧縮機1の加熱が可能となる。
Furthermore, in the case of a heating device having a frequency of 10 kHz and an output of 50 W, there are restrictions by the Radio Law. Therefore, by adjusting the amplitude of the voltage command so as not to exceed 50 W in advance and detecting the flowing current and performing feedback control, the
また、モーター8の固定子巻線方向はモーター8の相端子側を巻き始め、中性点側を巻き終わりとする。モーター8への電圧印加により巻線の銅損と鉄損の2つの損失により加熱が行われるが、固定子のコイルエンドが小さく巻線抵抗の低い集中巻モーターの場合、巻線抵抗が小さく銅損による発熱量が少ない。そこで、発熱量を多くするためには、巻線に多量の電流を流す必要があり、インバーター9に流れる電流も大きくなり、結果としてインバーター損失が過大となる。
The stator winding direction of the
しかし、本発明の実施の形態における空気調和機は、高周波電圧印加による加熱が行われるので、高周波数によるインダクタンス成分が大きくなり、巻線インピーダンスが高くなる。そのため、巻線に流れる電流が小さくなり銅損は減るが、高周波電圧印加による鉄損が増大するので効果的に加熱することができる。さらに、巻線に流れる電流が小さいため、インバーター9の損失も小さくなり、より損失を低減した加熱が可能となる。 However, since the air conditioner according to the embodiment of the present invention is heated by applying a high frequency voltage, an inductance component due to a high frequency is increased, and a winding impedance is increased. Therefore, the current flowing through the winding is reduced and the copper loss is reduced, but the iron loss due to the application of the high frequency voltage is increased, so that the heating can be effectively performed. Furthermore, since the current flowing through the winding is small, the loss of the inverter 9 is also reduced, and heating with further reduced loss is possible.
また、スイッチング素子16a〜16f及びコンバーター17におけるダイオード素子の材料は、例えば珪素を用いてもよいが、珪素に比べてバンドギャップが大きいワイドバンドギャップ半導体によって形成してもよい。ワイドバンドギャップ半導体としては、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドがある。
The material of the diode elements in the
このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチング素子やダイオード素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子やダイオード素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだインバーター9及びコンバーター17の小型化が可能となる。
Switching elements and diode elements formed by such wide band gap semiconductors have high voltage resistance and high allowable current density, so that switching elements and diode elements can be miniaturized. By using elements and diode elements, the inverter 9 and the
また耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、インバーター9及びコンバーター17の一層の小型化が可能になる。
Moreover, since heat resistance is also high, it is possible to reduce the size of the radiating fins of the heat sink and the air cooling of the water-cooled portion, so that the inverter 9 and the
更に電力損失が低いため、スイッチング素子16a〜16f及びダイオード素子の高効率化が可能であり、延いてはインバーター9及びコンバーター17の高効率化が可能になる。
Furthermore, since the power loss is low, the
これにより、スイッチング素子16a〜16fは、珪素等を使用した場合よりも低いロスで高周波化が可能となり、20kHz以上のキャリア周波数が利用できる。この場合、高周波数化によるモーター巻線の高インピーダンス化が図れさらに高効率で加熱が可能となる。当然、高周波数化を行わなくてもデバイスの上記の特性から一定の効率化が図れることは言うまでも無い。
As a result, the
なお、スイッチング素子16a〜16f及びコンバーター17におけるダイオード素子の両方がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることが望ましいが、いずれか一方の素子がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていてもよく、本実施の形態に記載の効果を得ることができる。
It is desirable that both the
以上により、本発明の実施の形態における空気調和機は、高周波電圧印加による鉄損が増大するので効果的に加熱することができる。
また、ローター位置によるモーター巻線への電流の変動を吸収するために印加電圧を回転させているので、モーターのローター位置に依存しない。
また、高周波交流電圧発生手段13は、モーターの圧縮動作時の運転周波数より高い周波数成分を出力するため、加熱時における圧縮機からの機械振動が抑制され、軸受けの磨耗および騒音が抑止される。
As described above, the air conditioner according to the embodiment of the present invention can be effectively heated because the iron loss due to the application of the high frequency voltage increases.
Further, since the applied voltage is rotated to absorb the fluctuation of the current to the motor winding due to the rotor position, it does not depend on the rotor position of the motor.
Moreover, since the high frequency alternating voltage generation means 13 outputs a frequency component higher than the operating frequency during the compression operation of the motor, mechanical vibration from the compressor during heating is suppressed, and wear and noise of the bearing are suppressed.
また、圧縮機1は、スクロール機構である場合、圧縮室の高圧リリーフが困難であるため液冷媒が入った場合に圧縮機構に過大なストレスが掛かり破損する恐れがある。しかし、本実施の形態によれば、高周波電圧を印加することでモーター8の鉄損により効果的に発熱するので、圧縮機1内の効率の良い加熱が可能である。これにより、圧縮機1内の液冷媒が蒸発して外部へ漏出するので、圧縮機1内の液冷媒量が大幅に減少し、圧縮機1の破損の防止に対して有効となる。
Further, when the
また、待機中の効率の高い冷媒加熱方法および圧縮機内軸受け振動および騒音の低減を図れることにより、近年の厳しい環境配慮設計基準である欧州EuP指令(Directive on Eco−Design of Energy−using Products)及び豪州MEPS(Minimum Energy Performance Standards)への適合可能性を高めることができる。 In addition, a highly efficient refrigerant heating method during standby, reduction of bearing vibration and noise in the compressor, and the European EuP Directive (Directive on Eco-Design of Energy-using Products), which are recent strict environmentally conscious design standards, and The possibility of adapting to Australia MEPS (Minimum Energy Performance Standards) can be increased.
1 圧縮機、2 四方弁、3 室外熱交換器、4 膨張弁、5 室内熱交換器、6 冷媒配管、7 圧縮機構、8 モーター、9 インバーター、10 母線電圧検出手段、11 インバーター制御手段、12 寝込み検出手段、13 高周波交流電圧発生手段、14 位相切換手段、15 PWM信号生成手段、16a〜16f スイッチング素子、17 コンバーター、18 電力演算手段、19 加算機、20 電流検出手段、21 電圧検出手段、22 一般商用電源、23 電力計算手段、30 冷凍サイクル。
DESCRIPTION OF
Claims (14)
前記圧縮機を駆動するモーターと、
前記モーターに三相電圧を印加するインバーターと、
前記インバーターを制御するインバーター制御手段と、
前記インバーターの電源である母線電圧を検出する母線電圧検出手段と、
を備え、
前記インバーター制御手段は、
所定の振幅並びに交互に入力される第一の位相及び第二の位相に関する情報に基づき前記モーターの圧縮動作時より高い周波数の高周波交流電圧指令を出力する高周波交流電圧発生手段と、この高周波交流電圧発生手段の出力と前記母線電圧に応じて定められるキャリア信号とに基づいて、PWM信号を生成して前記インバーターに出力するPWM信号生成手段とを有し、
前記インバーターは、前記PWM信号に基づいた交流電圧を印加することで、前記モーターに回転トルクを発生させず、鉄損及び銅損により前記圧縮機内の冷媒を加熱することを特徴とする空気調和機。 A compressor for compressing the refrigerant;
A motor for driving the compressor;
An inverter for applying a three-phase voltage to the motor;
Inverter control means for controlling the inverter;
A bus voltage detecting means for detecting a bus voltage which is a power source of the inverter;
With
The inverter control means includes
High-frequency AC voltage generating means for outputting a high-frequency AC voltage command having a higher frequency than that during the compression operation of the motor based on information on a predetermined amplitude and alternately inputted first phase and second phase, and the high-frequency AC voltage PWM signal generating means for generating a PWM signal based on the output of the generating means and a carrier signal determined according to the bus voltage and outputting the PWM signal to the inverter;
The inverter applies an AC voltage based on the PWM signal so as not to generate a rotational torque in the motor and heats the refrigerant in the compressor by iron loss and copper loss. .
前記第一の位相と前記第一の位相に対し略180度異なる第二の位相とを所定のタイミングで交互に選択し前記高周波交流電圧発生手段に入力する位相切換手段を備え、
前記PWM信号生成手段は、前記高周波交流電圧発生手段から出力された前記高周波交流電圧指令と前記キャリア信号とを比較することで、前記PWM信号を生成することを特徴とする請求項1に記載の空気調和機。 The inverter control means includes
Phase switching means for alternately selecting the first phase and a second phase that is approximately 180 degrees different from the first phase at a predetermined timing and inputting the phase to the high-frequency AC voltage generating means,
The said PWM signal generation means produces | generates the said PWM signal by comparing the said high frequency alternating voltage command output from the said high frequency alternating voltage generation means with the said carrier signal. Air conditioner.
前記高周波交流電圧発生手段は、前記電力演算手段の結果に基づき、前記第一の位相又は前記第二の位相に関する情報の内選択された情報に所定の周期で増加する第三の位相に関する情報を加算することで前記モーターに印加される三相電圧の位相が変更されることを特徴とする請求項1〜請求項4のいずれか一項に記載の空気調和機。 Power calculating means for calculating the power supplied to the inverter or the motor,
The high-frequency AC voltage generating means is configured to obtain information related to a third phase that increases at a predetermined period to information selected from among the information related to the first phase or the second phase based on the result of the power calculating means. The air conditioner according to any one of claims 1 to 4, wherein the phase of the three-phase voltage applied to the motor is changed by adding.
前記寝込み検出手段は、冷凍サイクルの温度が所定値以下で所定時間経過した場合、前記圧縮機の冷媒が寝込み状態であると判定し、
前記インバーターは、前記圧縮機の冷媒が寝込み状態であると判定された場合、前記圧縮機内の冷媒を加熱することを特徴とする請求項1〜請求項9のいずれか一項に記載の空気調和機。 A stagnation detecting means for detecting a stagnation state of the refrigerant of the compressor;
The stagnation detection means determines that the refrigerant of the compressor is in a stagnation state when a temperature of the refrigeration cycle is equal to or lower than a predetermined value and a predetermined time has elapsed.
The air conditioner according to any one of claims 1 to 9, wherein the inverter heats the refrigerant in the compressor when it is determined that the refrigerant in the compressor is in a stagnation state. Machine.
The air conditioner according to claim 13, wherein the wide band gap semiconductor is silicon carbide, a gallium nitride-based material, or diamond.
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