JP2012060710A - Motor control system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、モータ制御システムに係り、特に、矩形波制御方式とこれとは別の制御方式との間でモータの制御方式を切り替えてモータを駆動するモータ制御システムに関する。 The present invention relates to a motor control system, and more particularly, to a motor control system that drives a motor by switching a motor control method between a rectangular wave control method and another control method.
従来、交流モータを駆動する場合のインバータの制御方法として、正弦波パルス幅変調制御方式（以下、適宜に「正弦波ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御方式」と記す）、過変調パルス幅変調制御方式（以下、適宜に「過変調ＰＷＭ制御方式」と記す）、および、矩形波制御方式を使い分けることが行われている。すなわち、低速領域から中速領域にかけては制御応答性に優れた正弦波ＰＷＭ制御方式を用い、中速領域から高速領域にかけては過変調ＰＷＭ制御方式を用い、より高速領域では矩形波制御方式を用いるというように、制御方式の切替を行いながらモータを最適に制御している。 Conventionally, as an inverter control method for driving an AC motor, a sine wave pulse width modulation control method (hereinafter referred to as “sine wave PWM (Pulse Width Modulation) control method” as appropriate), an overmodulation pulse width modulation control method. (Hereinafter referred to as “overmodulation PWM control method” as appropriate) and a rectangular wave control method are used properly. That is, a sine wave PWM control method with excellent control response is used from the low speed region to the medium speed region, an overmodulation PWM control method is used from the medium speed region to the high speed region, and a rectangular wave control method is used in the higher speed region. In this way, the motor is optimally controlled while switching the control method.
ここで、正弦波ＰＷＭ制御方式と過変調ＰＷＭ制御方式（以下、両者をまとめて「ＰＷＭ制御方式」ということがある）とは、電流フィードバック制御であり、トルク指令に基づいて生成される電圧指令と搬送波（キャリア）とを比較することでパルス幅変調された多数のパルス状電圧をモータに出力する制御である。一方、矩形波電圧位相制御方式は、電気角に応じて所定の１制御周期内で１つの矩形波電圧をモータに印加する制御であり、電圧振幅は最大値に固定され、矩形波電圧の位相を制御することでトルクをフィードバック制御している。 Here, the sine wave PWM control system and the overmodulation PWM control system (hereinafter, both may be collectively referred to as “PWM control system”) are current feedback controls, and are voltage commands generated based on a torque command. In this control, a large number of pulse voltages modulated by pulse width are output to a motor by comparing a carrier wave with a carrier wave. On the other hand, the rectangular wave voltage phase control method is a control in which one rectangular wave voltage is applied to the motor within a predetermined control period according to the electrical angle, and the voltage amplitude is fixed to the maximum value, and the phase of the rectangular wave voltage is set. The torque is feedback controlled by controlling.
正弦波ＰＷＭ制御方式から過変調ＰＷＭ制御方式、過変調ＰＷＭ制御方式から矩形波電圧位相制御方式への３つの制御モードの間の切替は、変調率、あるいは変調率に相当する電圧指令振幅によって行われるが、矩形波制御方式から過変調ＰＷＭ制御方式への切替は、矩形波制御方式において電圧指令振幅が一定であるので、モータを流れる実電流の位相によって切替のタイミングを判定することで行われる。 Switching between the three control modes from the sine wave PWM control method to the overmodulation PWM control method and from the overmodulation PWM control method to the rectangular wave voltage phase control method is performed according to the modulation rate or the voltage command amplitude corresponding to the modulation rate. However, switching from the rectangular wave control method to the overmodulation PWM control method is performed by determining the switching timing based on the phase of the actual current flowing through the motor because the voltage command amplitude is constant in the rectangular wave control method. .
例えば、特開２０１０−８１６６０号公報（特許文献１）には、矩形波制御方式から過変調ＰＷＭ制御方式への切替の際に、モータ実電流を構成するｄ軸電流が作動領域を外れるのを抑制することを解決課題としたモータ制御システムが開示されている。このモータ制御システムの制御部は、定常的運転状態において、検出されたモータ実電流に対し高調波成分のフィルタ処理を行ったなまし電流の電流位相を用いて、矩形波制御方式から過変調ＰＷＭ制御方式への切替を行う定常的切替モジュールと、過渡的運転状態において、検出されたモータ実電流の電流位相を用いて矩形波制御方式から過変調ＰＷＭ制御方式への切替を行う過渡的切替モジュールとを含んでおり、モータ実電流の電流位相は、なまし電流の電流位相と比較される切替ラインとは別に予め設定される過渡的切替ラインと比較されて制御モードの切替が実行されることが記載されている。 For example, Japanese Patent Laid-Open No. 2010-81660 (Patent Document 1) discloses that the d-axis current constituting the motor actual current is out of the operating region when switching from the rectangular wave control method to the overmodulation PWM control method. A motor control system whose solution is to suppress is disclosed. The controller of this motor control system performs overmodulation PWM from the rectangular wave control method using the current phase of the smoothed current obtained by filtering the harmonic component of the detected actual motor current in a steady operation state. A steady switching module that switches to a control system and a transient switching module that switches from a rectangular wave control system to an overmodulation PWM control system using the current phase of the detected actual motor current in a transient operation state The current phase of the motor actual current is compared with a preset transitional switching line separately from the switching line compared with the current phase of the annealing current, and the control mode is switched. Is described.
上記特許文献１のように、トルク指令の降下や回転数の低下が速く起こる過渡的な場合には、高調波成分がフィルタ処理されたなまし電流ではなくモータ実電流の電流位相を用いて、比較する切替ラインを定常的運転状態におけるものから過渡的切替ラインに切り替えて比較を行うことにより、矩形波制御方式から過変調ＰＷＭ制御方式への切替タイミングをより適切に判定して制御方式の切替を行うことができ、その結果、切替点を行過ぎてｄ軸電流の作動領域を外れてしまうことを抑制することができるという利点がある。 As in the above-mentioned Patent Document 1, in the case of a transient in which a decrease in torque command and a decrease in the rotational speed occur quickly, the current phase of the motor actual current is used instead of the smoothed current in which the harmonic component is filtered, By switching the comparison switching line from the steady operation state to the transitional switching line and comparing, the switching timing from the rectangular wave control method to the overmodulation PWM control method is more appropriately determined, and the control method is switched. As a result, there is an advantage that it is possible to suppress the switching point from being excessively moved and out of the d-axis current operating region.
しかしながら、上記のように制御方式が切り替えられるモータが車両動力源として搭載されて矩形波制御方式で駆動されているとき、モータ実電流を検出するタイミングであるサンプリング周期がＰＷＭ制御方式に比べて長いために、検出されたモータ電流値のばらつき具合によってはモータ実電流を正確に把握することができず、矩形波制御方式からＰＷＭ制御方式への緊急切替が遅れてしまってモータ過電流となることが起こり得る。特に、このような事態は、たとえば、インバータへの入力電圧が低い状態で矩形波制御が実行されているときにアクセルとブレーキの両方を同時に踏んだ場合などに発生しやすい。この場合、モータの実トルクがトルク指令からはずれていき、その結果としてモータ相電流が大きくなって過電流にいたる懸念がある。 However, when the motor whose control method is switched as described above is mounted as a vehicle power source and driven by the rectangular wave control method, the sampling period, which is the timing for detecting the actual motor current, is longer than the PWM control method. Therefore, the actual motor current cannot be accurately grasped depending on the variation of the detected motor current value, and the emergency switching from the rectangular wave control method to the PWM control method is delayed, resulting in a motor overcurrent. Can happen. In particular, such a situation is likely to occur, for example, when both the accelerator and the brake are stepped on at the same time when the rectangular wave control is being executed while the input voltage to the inverter is low. In this case, there is a concern that the actual torque of the motor deviates from the torque command, and as a result, the motor phase current increases and leads to an overcurrent.
本発明の目的は、矩形波制御方式で駆動されている交流モータについてＰＷＭ制御方式への緊急切替判定をより適切に行うことでモータ過電流が発生するのを抑制できるモータ制御システムを提供することである。 An object of the present invention is to provide a motor control system capable of suppressing the occurrence of motor overcurrent by more appropriately performing emergency switching determination to a PWM control system for an AC motor driven by a rectangular wave control system. It is.
本発明は、直流電圧をインバータで交流電圧に変換して印加することにより交流モータを駆動制御するモータ制御システムであって、前記交流モータに流れるモータ電流を検出する電流検出部と、前記交流モータの運転条件に応じて、前記インバータにおける前記電圧変換の制御方式を選択的に設定する制御方式選択する制御装置と、を備え、前記制御装置は、前記インバータへの入力電圧と前記交流モータの必要電圧との関係から前記インバータにおける前記電圧変換の制御方式を矩形波制御方式と、前記矩形波制御方式よりも交流電圧の基本波成分が小さい別の制御方式との間で選択的に設定する制御方式設定部と、前記制御方式設定部により前記矩形波制御が選択されたときに、前記電流検出部によって検出されるモータ電流に基づいて求められる前記交流モータの実際トルクがトルク指令値となるようにトルク偏差の比例積分制御にしたがってトルク制御する矩形波制御部と、前記電流検出部により検出されたモータ電流の電流位相をｄｑ平面上における閾値と比較して前記電流位相が前記閾値を超えたときに前記矩形波制御方式から前記別の制御方式へと切り替える制御方式切替部と、前記矩形波制御方式の実行中に、前記矩形波制御部におけるトルク偏差の比例積分制御で用いられる積分項の値が所定値を超えたときに前記制御方式切替部における前記電流位相の比較対象を前記ｄｑ平面上における第１閾値から前記ｄｑ平面上で進角側または低ｑ軸電流側にある第２閾値へ変更する閾値変更部と、を含む。 The present invention relates to a motor control system for driving and controlling an AC motor by converting a DC voltage into an AC voltage by an inverter and applying the AC voltage, a current detection unit for detecting a motor current flowing in the AC motor, and the AC motor And a control device for selecting a control method for selectively setting the control method of the voltage conversion in the inverter according to the operating conditions of the inverter, and the control device requires the input voltage to the inverter and the AC motor. Control that selectively sets the voltage conversion control method in the inverter between the rectangular wave control method and another control method in which the fundamental wave component of the AC voltage is smaller than the rectangular wave control method in relation to the voltage Based on the motor current detected by the current detection unit when the rectangular wave control is selected by the method setting unit and the control method setting unit A rectangular wave control unit that performs torque control in accordance with proportional integral control of a torque deviation so that an actual torque of the AC motor to be obtained becomes a torque command value, and a current phase of the motor current detected by the current detection unit on a dq plane A control method switching unit that switches from the rectangular wave control method to the other control method when the current phase exceeds the threshold value in comparison with the threshold value in the rectangular wave control method, When a value of an integral term used in proportional integral control of torque deviation in the control unit exceeds a predetermined value, the current phase comparison target in the control method switching unit is changed from the first threshold on the dq plane to the dq plane. And a threshold value changing unit for changing to the second threshold value on the advance side or the low q-axis current side.
本発明のモータ制御システムにおいて、前記閾値変更部は、前記積分項の値が所定値を超えている状態が所定時間継続したときに前記閾値変更処理を実行してもよい。 In the motor control system of the present invention, the threshold value changing unit may execute the threshold value changing process when a state where the value of the integral term exceeds a predetermined value continues for a predetermined time.
また、本発明のモータ制御システムにおいて、前記閾値変更部は、前記インバータへの入力電圧が所定値より低いときに前記閾値変更処理を実行してもよい。 In the motor control system of the present invention, the threshold value changing unit may execute the threshold value changing process when an input voltage to the inverter is lower than a predetermined value.
また、本発明のモータ制御システムにおいて、前記別の制御方式は、正弦波パルス幅変調制御方式および過変調パルス幅変調制御方式を含み、前記制御方式切替部は、前記交流モータの制御方式を、前記矩形波制御方式から前記過変調パルス幅変調制御方式を経て正弦波パルス幅変調制御方式へ切り替えるか、または、前記矩形波制御方式から前記正弦波パルス幅変調制御方式へ直に切り替えてもよい。 Further, in the motor control system of the present invention, the another control method includes a sine wave pulse width modulation control method and an overmodulation pulse width modulation control method, and the control method switching unit sets the control method of the AC motor, The rectangular wave control method may be switched to the sine wave pulse width modulation control method via the overmodulation pulse width modulation control method, or may be directly switched from the rectangular wave control method to the sine wave pulse width modulation control method. .
さらに、本発明のモータ制御システムにおいて、前記閾値切替部は、前記閾値変更処理を実行してから予め規定された一定時間を経過したときに前記閾値を前記第２閾値から前記第１閾値へと戻す処理を実行してもよい。 Furthermore, in the motor control system of the present invention, the threshold value switching unit changes the threshold value from the second threshold value to the first threshold value after a predetermined time has elapsed since the threshold value changing process was executed. You may perform the process to return.
本発明に係るモータ制御システムによれば、矩形波制御方式の実行中に、トルク偏差の比例積分制御で用いられる積分項の値が所定値を超えたときに制御方式切替部における電流位相の比較対象をｄｑ平面上における第１閾値からｄｑ平面上で進角側または低ｑ軸電流側にある第２閾値へ変更する構成とした。これにより、モータ電流のサンプリング周期が比較的長い矩形波制御において検出されるモータ電流値にばらつきがあっても、例えばアクセルとブレーキの両踏み等に起因して実トルクがトルク指令からはずれていくような場合に、上記積分項に基づく判定によって的確なタイミングで矩形波制御方式からＰＷＭ制御方式へと制御モードを切り替えることができ、その結果、モータ過電流の発生を効果的に抑制できる。 According to the motor control system of the present invention, during the execution of the rectangular wave control method, when the value of the integral term used in the proportional integral control of the torque deviation exceeds a predetermined value, the current phase comparison in the control method switching unit is performed. The target is changed from the first threshold on the dq plane to the second threshold on the advance side or the low q-axis current side on the dq plane. As a result, even if the motor current value detected in the rectangular wave control in which the sampling period of the motor current is relatively long varies, the actual torque deviates from the torque command due to, for example, both depression of the accelerator and the brake. In such a case, the control mode can be switched from the rectangular wave control method to the PWM control method at an appropriate timing by the determination based on the integral term, and as a result, generation of motor overcurrent can be effectively suppressed.
以下に、本発明に係る実施の形態（以下、実施形態という）について添付図面を参照しながら詳細に説明する。この説明において、具体的な形状、材料、数値、方向等は、本発明の理解を容易にするための例示であって、用途、目的、仕様等にあわせて適宜変更することができる。 DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Hereinafter, embodiments according to the present invention (hereinafter referred to as embodiments) will be described in detail with reference to the accompanying drawings. In this description, specific shapes, materials, numerical values, directions, and the like are examples for facilitating the understanding of the present invention, and can be appropriately changed according to the application, purpose, specification, and the like.
以下では、本実施形態のモータ制御システムがモータおよびエンジンを動力源とするハイブリッド車両に適用された例について説明するが、モータのみを動力源とする電気自動車に用いられてもよい。 Hereinafter, an example in which the motor control system of the present embodiment is applied to a hybrid vehicle using a motor and an engine as a power source will be described, but the motor control system may be used for an electric vehicle using only a motor as a power source.
また、この車両には、１台でモータ機能と発電機機能とを有するモータ・ジェネレータを２台用いるものとして説明するが、これは例示であって、モータ機能のみを有するモータを１台、発電機機能のみを有するモータを１台用いるものとしてもよい。あるいは、モータ・ジェネレータを１台のみ用いるものとしてもよく、３台以上用いるものとしてもよい。 In addition, this vehicle will be described as using two motors / generators having a motor function and a generator function. However, this is an example, and one motor having only a motor function is generated. One motor having only a machine function may be used. Alternatively, only one motor / generator may be used, or three or more may be used.
さらに、以下では、モータを、その回転子あるいは固定子が突極を有しない非突極形式として、その作動領域が負のｄ軸電流のところにあるものを説明するが、突極を有する形式のモータであってもよい。突極を有する形式のモータの場合の作動領域はｄ軸電流が正であるので、矩形波制御方式から過変調ＰＷＭ制御方式に切り替わる領域はｄ軸電流が正の領域となる。したがって、非突極形式のモータについての説明におけるｄ軸電流の符号を反転させることで、突極形式のモータの説明とすることができる。例えば、非突極形式のモータの場合、負のｄ軸電流値であるが、突極形式のモータの場合には、正のｄ軸電流値となる。 Furthermore, in the following, the motor will be described as a non-salient pole type whose rotor or stator has no salient poles, and the operating area is at a negative d-axis current. It may be a motor. Since the d-axis current is positive in the operation region in the case of a motor having a salient pole, the region where the rectangular wave control method is switched to the overmodulation PWM control method is a region where the d-axis current is positive. Therefore, by reversing the sign of the d-axis current in the description of the non-salient pole type motor, the description of the salient pole type motor can be made. For example, in the case of a non-salient pole type motor, the negative d-axis current value is used, but in the case of a salient pole type motor, it is a positive d-axis current value.
図１は、本実施形態のモータ制御システムが適用されるハイブリッド車両１０の概略構成を示す。図１中、動力伝達系は丸棒状の軸要素として図示され、電力系は実線で図示され、信号系は破線で図示されている。 図１に示すように、ハイブリッド車両１０は、走行用動力源としてのエンジン１２と、別の走行用動力源であるモータ（ＭＧ２）１４と、エンジン１２の出力軸１８が連結される動力分配機構２０を介して回転軸２２が接続されるモータ（ＭＧ１）２４と、各モータ１４，２４に駆動電力を供給可能なバッテリ１６と、上記エンジン１２およびモータ１４，２４の各作動を統括的に制御するとともに、バッテリ１６の充放電を制御する制御装置１００とを備える。 FIG. 1 shows a schematic configuration of a hybrid vehicle 10 to which the motor control system of the present embodiment is applied. In FIG. 1, the power transmission system is illustrated as a round bar-shaped shaft element, the power system is illustrated by a solid line, and the signal system is illustrated by a broken line. As shown in FIG. 1, the hybrid vehicle 10 includes a power distribution mechanism in which an engine 12 as a traveling power source, a motor (MG2) 14 as another traveling power source, and an output shaft 18 of the engine 12 are coupled. The motor (MG1) 24 to which the rotary shaft 22 is connected via the motor 20, the battery 16 capable of supplying drive power to the motors 14 and 24, and the operations of the engine 12 and the motors 14 and 24 are comprehensively controlled. And a control device 100 that controls charging and discharging of the battery 16.
エンジン１２は、ガソリンや軽油等を燃料とする内燃機関であり、制御装置１００からの指令に基づいてクラッキング、スロットル開度、燃料噴射量、点火タイミング等が制御されて、エンジン１２の始動、運転、停止等が制御される。 The engine 12 is an internal combustion engine that uses gasoline, light oil, or the like as fuel, and based on commands from the control device 100, cracking, throttle opening, fuel injection amount, ignition timing, and the like are controlled to start and operate the engine 12. , Stop, etc. are controlled.
エンジン１２から動力分配機構２０へと延伸する出力軸１８の近傍にはエンジン回転数Ｎｅを検出する回転数センサ２８が設けられている。また、エンジン１２には、エンジン冷却媒体である冷却水の温度Ｔｗを検出する温度センサ１３が設けられている。回転数センサ２８および温度センサ１３による各検出値は、制御装置１００に送信されるようになっている。 A rotation speed sensor 28 for detecting the engine rotation speed Ne is provided in the vicinity of the output shaft 18 extending from the engine 12 to the power distribution mechanism 20. Further, the engine 12 is provided with a temperature sensor 13 that detects a temperature Tw of cooling water that is an engine cooling medium. Each detected value by the rotation speed sensor 28 and the temperature sensor 13 is transmitted to the control device 100.
動力分配機構２０は、例えば遊星歯車機構によって好適に構成されることができる。エンジン１２から出力軸１８を介して動力分配機構２０に入力された動力は、変速機３０および車軸３２を介して駆動輪３４に伝達されて、車両１０がエンジン動力によって走行することができる。 The power distribution mechanism 20 can be suitably configured by, for example, a planetary gear mechanism. The power input from the engine 12 to the power distribution mechanism 20 via the output shaft 18 is transmitted to the drive wheels 34 via the transmission 30 and the axle 32 so that the vehicle 10 can travel with the engine power.
変速機３０は、エンジン１２およびモータ１４の少なくとも一方から入力される回転を減速して車軸３２に出力することができ、制御装置１００からの指令に応じて複数の変速段の間で切り替え可能であってもよい。変速機３０に用いられる変速機構は、如何なる公知構成のものが用いられてもよく、また、階段状の変速ではなく滑らかに連続して変速する無段階変速機構が用いられてもよい。 The transmission 30 can decelerate and output the rotation input from at least one of the engine 12 and the motor 14 to the axle 32, and can be switched between a plurality of shift stages according to a command from the control device 100. There may be. As the speed change mechanism used in the transmission 30, any known structure may be used, and a continuously variable speed change mechanism that smoothly and continuously shifts may be used instead of a step-like speed change.
上記動力分配機構２０は、出力軸１８を介して入力されるエンジン１２の動力の一部または全部を、回転軸２２を介してモータ（ＭＧ１）２４に入力することができる。このとき、モータ２４は、例えば三相同期型交流モータによって好適に構成される。モータ２４は発電機として機能することができ、発電された三相交流電圧がインバータ３６によって直流電圧に変換されてバッテリ１６に充電されるか、または、モータ（ＭＧ２）１４の駆動電圧として用いられる。 The power distribution mechanism 20 can input a part or all of the power of the engine 12 input via the output shaft 18 to the motor (MG1) 24 via the rotary shaft 22. At this time, the motor 24 is preferably configured by, for example, a three-phase synchronous AC motor. The motor 24 can function as a generator, and the generated three-phase AC voltage is converted into a DC voltage by the inverter 36 and charged to the battery 16 or used as a drive voltage for the motor (MG2) 14. .
また、モータ（ＭＧ１）２４は、バッテリ１６からコンバータ３５およびインバータ３６を介して供給された電力により回転駆動される電動機としても機能することができる。モータ（ＭＧ１）２４が回転駆動されて回転軸２２に出力される動力は、動力分配機構２０および出力軸１８を介してエンジン１２に入力されてクランキングを行うことができる。さらに、モータ２４をバッテリ１６から供給される電力により回転駆動して、その動力を動力分配機構２０および変速機３０を介して車軸３２に出力することにより走行用動力として用いることも可能である。 The motor (MG1) 24 can also function as an electric motor that is rotationally driven by the electric power supplied from the battery 16 via the converter 35 and the inverter 36. The motive power output to the rotary shaft 22 when the motor (MG1) 24 is driven to rotate can be input to the engine 12 via the power distribution mechanism 20 and the output shaft 18 to perform cranking. Further, the motor 24 can be used as driving power by rotating the motor 24 with the electric power supplied from the battery 16 and outputting the power to the axle 32 via the power distribution mechanism 20 and the transmission 30.
主として電動機として機能するモータ（ＭＧ２）１４は、例えば三相同期型交流モータによって好適に構成されることができ、バッテリ１６から供給される直流電圧が、必要に応じてコンバータ３５で昇圧され、その後インバータ３８で三相交流電圧に変換されて駆動電圧として印加されることにより回転駆動される。モータ（ＭＧ２）１４が駆動されて回転軸１５に出力される動力は、変速機３０および車軸３２を介して駆動輪３４に伝達され、これによりエンジン１２が停止した状態でいわゆるＥＶ走行が行われる。また、モータ（ＭＧ２）１４は、運転者のアクセル操作により急加速要求があった場合等に、走行用動力を出力してエンジン出力をアシストする機能も有する。 The motor (MG2) 14 that mainly functions as an electric motor can be suitably configured by, for example, a three-phase synchronous AC motor, and the DC voltage supplied from the battery 16 is boosted by the converter 35 as necessary, and thereafter The inverter 38 is rotationally driven by being converted into a three-phase AC voltage and applied as a drive voltage. The motive power output to the rotary shaft 15 by driving the motor (MG2) 14 is transmitted to the drive wheels 34 via the transmission 30 and the axle 32, and so-called EV traveling is performed with the engine 12 stopped. . The motor (MG2) 14 also has a function of assisting the engine output by outputting the driving power when there is a sudden acceleration request due to the driver's accelerator operation.
制御装置１００は、各種の制御プログラムを実行するＣＰＵ、制御プログラムや制御用マップ等を予め記憶するＲＯＭ、このＲＯＭから読み出された制御プログラムや各センサによる検出値などを一時的に記憶するＲＡＭ等からなるマイクロコンピュータにより好適に構成される。制御装置１００は、エンジン回転数Ｎｅ、バッテリ電流Ｉｂ、バッテリ電圧Ｖｂ、バッテリ温度Ｔｂ、アクセル開度信号Ａｃｃ、車速Ｓｖ、ブレーキ操作信号Ｂｒ、エンジン冷却水の水温Ｔｗ、コンバータ３５の出力電圧またはインバータ３６，３８の入力電圧であるシステム電圧ＶＨ、およびモータ１４，２４を流れるモータ電流等が入力される入力ポート、ならびに、エンジン１２、コンバータ３５およびインバータ３６，３８等の運転または作動を制御する制御信号を出力する出力ポートを含む。 The control device 100 includes a CPU that executes various control programs, a ROM that stores a control program and a control map in advance, and a RAM that temporarily stores a control program read from the ROM, detection values by each sensor, and the like. It is suitably configured by a microcomputer composed of, for example. The control device 100 includes an engine speed Ne, a battery current Ib, a battery voltage Vb, a battery temperature Tb, an accelerator opening signal Acc, a vehicle speed Sv, a brake operation signal Br, an engine cooling water temperature Tw, an output voltage of the converter 35 or an inverter. The system voltage VH, which is the input voltage of 36, 38, the input port to which the motor current flowing through the motors 14, 24, etc. are input, and the control for controlling the operation or operation of the engine 12, the converter 35, the inverters 36, 38, etc. It includes an output port that outputs a signal.
なお、本実施形態では、１つの制御装置１００でエンジン１２、モータ１４，２４、コンバータ３５、インバータ３６，３８、バッテリ１６等の作動制御や状態監視を行うものとして説明するが、例えば、エンジン１２の運転状態を制御するエンジンＥＣＵ（Electronic Control Unit、以下に同じ）、コンバータ３５およびインバータ３６，３８を作動制御してモータ１４，２４の駆動を制御するモータＥＣＵ、バッテリ１６のＳＯＣを管理するバッテリＥＣＵ等を個別に設けて、上記制御装置１００がハイブリッドＥＣＵとして上記個別の各ＥＣＵを統括制御するように構成してもよい。 In the present embodiment, a description will be given assuming that the operation control and state monitoring of the engine 12, the motors 14 and 24, the converter 35, the inverters 36 and 38, the battery 16, and the like are performed by one control device 100. For example, the engine 12 An engine ECU (Electronic Control Unit, the same applies hereinafter) for controlling the operation state of the motor, a motor ECU for controlling the drive of the motors 14 and 24 by controlling the converter 35 and the inverters 36 and 38, and a battery for managing the SOC of the battery 16 An ECU or the like may be provided separately, and the control device 100 may be configured to perform overall control of the individual ECUs as a hybrid ECU.
次に、制御装置１００によって制御される、インバータ３６，３８における電力変換について説明するが、いずれのインバータも同じ制御が可能であることから、ここでは主として走行用動力を出力するモータ１４に接続されたインバータ３８を例に説明する。 Next, power conversion in the inverters 36 and 38 controlled by the control device 100 will be described. Since both inverters can be controlled in the same manner, the inverter 14 is mainly connected to the motor 14 that outputs traveling power. The inverter 38 will be described as an example.
図２に示すように、制御装置１００では、インバータ３８における電力変換について正弦波ＰＷＭ制御方式、ならびに、別の制御方式である過変調ＰＷＭ制御方式および矩形波制御方式の３つの制御方式を切り替えて使用する。 As shown in FIG. 2, the control device 100 switches between three control methods of a sine wave PWM control method and another control method, an overmodulation PWM control method and a rectangular wave control method, for power conversion in the inverter 38. use.
正弦波ＰＷＭ制御方式は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、インバータ３８に含まれる例えばＩＧＢＴ等のスイッチング素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波（通常は三角波）との電圧比較にしたがって制御する。この結果、インバータ３８からは、所定の１制御周期内で基本波成分が正弦波となるようにパルス幅が調整された多数のパルス状電圧がモータ１４へ出力される。周知のように、正弦波ＰＷＭ制御方式では、インバータ入力電圧に対する上記基本波成分の振幅の比率（以下、適宜に「変調率」という）を｛（３）1/2｝／２｛（２）1/2｝＝０．６１までしか高めることができない。 The sine wave PWM control method is used as a general PWM control. For example, the switching element such as IGBT included in the inverter 38 is turned on / off by using a sine wave voltage command value and a carrier wave (usually a triangular wave). Control according to the voltage comparison. As a result, the inverter 38 outputs a large number of pulse voltages whose pulse widths are adjusted so that the fundamental wave component becomes a sine wave within a predetermined control cycle. As is well known, in the sine wave PWM control system, the ratio of the amplitude of the fundamental wave component to the inverter input voltage (hereinafter referred to as “modulation factor” as appropriate) is {(3) 1/2 } / 2 {(2) It can only be increased to 1/2 } = 0.61.
過変調ＰＷＭ制御方式では、振幅が上記搬送波よりも大きくなった正弦波状の電圧指令値と搬送波との電圧比較にしたがって上記正弦波ＰＷＭ制御方式と同様のＰＷＭ制御を行うものである。これにより、基本波成分は少し歪んだ正弦波状のものになるが、変調率を０．６１から０．７８の範囲で高めることができる。 In the overmodulation PWM control method, PWM control similar to the sine wave PWM control method is performed according to a voltage comparison between a sine wave voltage command value having an amplitude larger than that of the carrier wave and the carrier wave. As a result, the fundamental wave component has a slightly distorted sine wave shape, but the modulation factor can be increased in the range of 0.61 to 0.78.
矩形波制御方式では、上記１制御周期内で、オンデューティ比５０％の１つの矩形波パルス電圧がモータ１４へ出力される。これにより変調率は｛（６）1/2｝／π＝０．７８に高めることができ、過変調ＰＷＭ制御の場合よりもさらに歪んだ略正弦波状の基本波成分となるものの、その振幅はＰＷＭ制御方式よりも大きくなる。 In the rectangular wave control method, one rectangular wave pulse voltage with an on-duty ratio of 50% is output to the motor 14 within the one control period. As a result, the modulation factor can be increased to {(6) 1/2 } /π=0.78, which becomes a substantially sinusoidal fundamental wave component that is further distorted than in the case of overmodulation PWM control, but its amplitude is It becomes larger than the PWM control method.
モータ１４では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧または逆起電圧が高くなり、その必要電圧が高くなる。コンバータ３５による昇圧電圧、すなわち、インバータ入力電圧であるシステム電圧ＶＨは、このモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ３５による昇圧電圧すなわちシステム電圧ＶＨには限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。 In the motor 14, when the rotational speed or the output torque increases, the induced voltage or the counter electromotive voltage increases, and the required voltage increases. The boosted voltage by the converter 35, that is, the system voltage VH, which is the inverter input voltage, needs to be set higher than this motor required voltage. On the other hand, there is a limit value (VH maximum voltage) in the boosted voltage by the converter 35, that is, the system voltage VH.
したがって、モータ必要電圧がシステム電圧の最大値より低い領域では、変調率の大きさにしたがって正弦波ＰＷＭ方式または過変調ＰＷＭ制御方式による最大トルク制御が適用され、ベクトル制御にしたがったモータ電流制御によって出力トルクＴｒがトルク指令値Ｔｒ＊となるよう制御される。 Therefore, in the region where the required motor voltage is lower than the maximum value of the system voltage, the maximum torque control by the sine wave PWM method or the overmodulation PWM control method is applied according to the magnitude of the modulation factor, and the motor current control according to the vector control The output torque Tr is controlled to become the torque command value Tr *.
一方、モータ必要電圧がシステム電圧の最大値に達すると、システム電圧ＶＨおよび変調率を維持した上で弱め界磁制御にしたがった矩形波制御方式が適用される。矩形波制御方式では、基本波成分の振幅が固定されるため、電力演算によって求められるモータ１４の実際トルクＴｒとトルク指令値Ｔ＊との偏差ΔＴｒに基づく、矩形波パルスの電圧位相制御によってトルク制御が実行される。 On the other hand, when the required motor voltage reaches the maximum value of the system voltage, the rectangular wave control method according to the field weakening control is applied while maintaining the system voltage VH and the modulation rate. In the rectangular wave control method, since the amplitude of the fundamental wave component is fixed, the torque is obtained by voltage phase control of the rectangular wave pulse based on the deviation ΔTr between the actual torque Tr of the motor 14 and the torque command value T * obtained by power calculation. Control is executed.
図３は、制御装置１００において実行される制御方式設定ルーチンを示すフローチャートである。このルーチンは、システム駆動時に所定時間ごとに繰り返し実行されるもので、本発明における制御方式設定部に相当する。 FIG. 3 is a flowchart showing a control method setting routine executed in the control device 100. This routine is repeatedly executed every predetermined time when the system is driven, and corresponds to a control method setting unit in the present invention.
具体的には、図３に示すように、制御装置１００は、ステップＳ１０によって、入力されたアクセル開度Ａｃｃ等に基づく車両要求出力からモータ１４のトルク指令値Ｔｒ＊を算出する。続いて、制御装置１００は、ステップＳ１２において、予め記憶されたマップ等を参照することにより、モータ１４のトルク指令値Ｔｒ＊および回転数からモータ必要電圧Ｖｍを算出する。そして、制御装置１００は、ステップＳ１４によって、モータ必要電圧Ｖｍとシステム電圧ＶＨとの関係にしたがって、弱め界磁制御（矩形波制御方式）および最大トルク制御（正弦波または過変調ＰＷＭ制御方式）のいずれを適用してモータ制御を行うかを選択的に設定する。最大トルク制御適用時に、正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式のいずれを用いるかについては、ベクトル制御にしたがう電圧指令値の変調率範囲に応じて決定する。このような制御方式制御ルーチンが実行されることにより、モータ１４の運転条件にしたがって、図２に示した複数の制御方式のうちから適正な制御方式が選択される。 Specifically, as shown in FIG. 3, in step S <b> 10, control device 100 calculates torque command value Tr * of motor 14 from the vehicle request output based on input accelerator opening Acc and the like. Subsequently, in step S12, control device 100 refers to a map or the like stored in advance, and calculates required motor voltage Vm from torque command value Tr * of motor 14 and the rotational speed. In step S14, control device 100 performs either field weakening control (rectangular wave control method) or maximum torque control (sine wave or overmodulation PWM control method) according to the relationship between required motor voltage Vm and system voltage VH. Select whether to apply and control the motor selectively. Whether to use the sine wave PWM control system or the overmodulation PWM control system when applying the maximum torque control is determined according to the modulation rate range of the voltage command value according to the vector control. By executing such a control method control routine, an appropriate control method is selected from the plurality of control methods shown in FIG.
その結果、図４に示されるように、低回転域から中回転域にかけての領域Ａ１はトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御方式が用いられ、中回転域から高回転域にかけての領域Ａ２では過変調ＰＷＭ制御方式、より高回転領域Ａ３では矩形波制御方式が適用される。特に、過変調ＰＷＭ制御方式および矩形波制御方式の適用により、モータ１４の出力向上が実現される。このように図２に示した３つの制御方式のいずれを用いるかについては、実現可能な変調率の範囲内で決定される。 As a result, as shown in FIG. 4, a sine wave PWM control method is used in the region A1 from the low rotation region to the medium rotation region to reduce torque fluctuation, and the region A2 from the medium rotation region to the high rotation region. In the overmodulation PWM control method, the rectangular wave control method is applied in the higher rotation region A3. In particular, the output of the motor 14 can be improved by applying the overmodulation PWM control method and the rectangular wave control method. As described above, which of the three control methods shown in FIG. 2 is used is determined within the range of the modulation rate that can be realized.
図５は、制御装置１００によって実行される正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式における制御ブロックを示す。図５に示す制御ブロック５０は、制御装置１００によって実行される所定プログラムに従った制御演算処理によって実現されるが、その一部又は全部がハードウェア要素によって実現されてもよい。 FIG. 5 shows control blocks in the sine wave PWM control method and the overmodulation PWM control method executed by the control device 100. The control block 50 shown in FIG. 5 is realized by control arithmetic processing according to a predetermined program executed by the control device 100, but part or all of the control block 50 may be realized by hardware elements.
図５を参照すると、ＰＷＭ制御ブロック５０は、電流指令生成部５２と、ＰＩ演算部５４と、２軸３軸変換部５６と、ＰＷＭ信号生成部５８と、３軸２軸変換部６０と、回転数演算部６２とを含む。 Referring to FIG. 5, the PWM control block 50 includes a current command generation unit 52, a PI calculation unit 54, a 2-axis 3-axis conversion unit 56, a PWM signal generation unit 58, and a 3-axis 2-axis conversion unit 60, A rotation speed calculation unit 62.
電流指令生成部５２は、予め作成されたテーブル等に従って、モータ１４のトルク指令値Ｔｒ＊に応じたｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を生成する。 The current command generator 52 generates a d-axis current command value Id * and a q-axis current command value Iq * according to the torque command value Tr * of the motor 14 in accordance with a table created in advance.
モータ１４には、三相コイルのうちＵ相およびＶ相に流れるモータ電流Ｉｕ，ＩＶを検出するための電流センサ３９が設けられており、これらのセンサ３９によって検出されたＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流Ｉｖが３軸２軸変換部６０に入力される。なお、Ｗ相電流Ｉｗ＝−（Ｉｕ＋Ｉｖ）の関係から３軸２軸変換部６０において算出される。 The motor 14 is provided with a current sensor 39 for detecting motor currents Iu and IV flowing in the U-phase and the V-phase among the three-phase coils. The U-phase currents Iu and V detected by these sensors 39 are provided. The phase current Iv is input to the three-axis / two-axis conversion unit 60. It is calculated by the three-axis / two-axis converter 60 from the relationship of the W-phase current Iw = − (Iu + Iv).
また、モータ１４には、ロータ回転角θを検出するための例えばレゾルバ等からなる回転角センサ４１が設けられており、このセンサ４１によって検出された回転角θが回転数演算部６２に入力されて、モータ回転数Ｎｍが求められる。 Further, the motor 14 is provided with a rotation angle sensor 41 made of, for example, a resolver for detecting the rotor rotation angle θ, and the rotation angle θ detected by the sensor 41 is input to the rotation speed calculation unit 62. Thus, the motor rotation speed Nm is obtained.
３軸２軸変換部６０は、回転角センサ４１によって検出されるモータ１４の回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、検出および算出されたモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを基に、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。 The three-axis / two-axis conversion unit 60 detects and calculates motor currents Iu, Iv, Iw detected and calculated by coordinate conversion using the rotation angle θ of the motor 14 detected by the rotation angle sensor 41 (three phases → two phases). Based on this, the d-axis current Id and the q-axis current Iq are calculated.
ＰＩ演算部５４には、電流指令生成部５２によって求められたｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に対する、３軸２軸変換部６０によって求められたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの各偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄ＊−Ｉｄ），ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑ＊−Ｉｑ）が入力される。ＰＩ演算部５４は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑのそれぞれについて、所定ゲインによるＰＩ演算（比例積分演算）を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を生成する。この生成ではモータ１４の回転数Ｎｍも参照される。 The PI calculation unit 54 includes the d-axis currents Id and q obtained by the three-axis biaxial conversion unit 60 for the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * obtained by the current command generation unit 52. Each deviation ΔId (ΔId = Id * −Id) and ΔIq (ΔIq = Iq * −Iq) of the shaft current Iq is input. The PI calculation unit 54 performs a PI calculation (proportional integration calculation) with a predetermined gain for each of the d-axis current deviation ΔId and the q-axis current deviation ΔIq to obtain a control deviation, and a d-axis voltage command value corresponding to the control deviation Vd * and q-axis voltage command value Vq * are generated. In this generation, the rotational speed Nm of the motor 14 is also referred to.
２軸３軸変換部５６は、モータ１４の回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。このとき、ｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊から各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗへの変換には、システム電圧ＶＨも反映される。 The 2-axis 3-axis conversion unit 56 converts the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * into the U-phase and V-phase by coordinate conversion using the rotation angle θ of the motor 14 (2 phase → 3 phase). , W-phase voltage command values Vu, Vv, Vw are converted. At this time, the system voltage VH is also reflected in the conversion from the d-axis and q-axis voltage command values Vd * and Vq * to the phase voltage command values Vu, Vv and Vw.
ＰＷＭ信号生成部５８は、各相における電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと所定の搬送波との比較に基づいて、インバータ３８に含まれる複数（例えば６つ）のスイッチング素子をオン・オフさせるためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６を生成する。インバータ３８が、ＰＷＭ制御ブロック５０によって生成されたスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６に従ってスイッチング制御されることにより、モータ１４に対してトルク指令値Ｔｒ＊に従ったトルクを出力するための交流電圧が印加される。 The PWM signal generation unit 58 is used to turn on / off a plurality of (for example, six) switching elements included in the inverter 38 based on a comparison between the voltage command values Vu, Vv, Vw in each phase and a predetermined carrier wave. Switching control signals S1 to S6 are generated. The inverter 38 is subjected to switching control according to the switching control signals S1 to S6 generated by the PWM control block 50, whereby an AC voltage for outputting torque according to the torque command value Tr * is applied to the motor 14. The
本実施形態のモータ制御システムの制御装置１００には、制御モード設定部６４と、ＶＨ指令値生成部６６と、ＰＷＭ信号生成部６８とがさらに設けられている。 The control device 100 of the motor control system of the present embodiment is further provided with a control mode setting unit 64, a VH command value generation unit 66, and a PWM signal generation unit 68.
制御モード設定部６４は、図３に示したフローチャートに従って最大トルク制御（正弦波ＰＷＭ制御方式または過変調ＰＷＭ制御方式）が選択されたときに、以下に示す変調率演算に従って、正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式の一方を選択する。 When the maximum torque control (sine wave PWM control method or overmodulation PWM control method) is selected according to the flowchart shown in FIG. 3, the control mode setting unit 64 performs the sine wave PWM control method according to the modulation factor calculation shown below. One of the overmodulation PWM control methods is selected.
制御モード設定部６４は、ＰＩ演算部５４によって生成されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を用いて、下記（１），（２）式に従ってモータ必要電圧の振幅Ｖｍ＿ａｍｐを算出する。 The control mode setting unit 64 uses the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * generated by the PI calculation unit 54, and the amplitude Vm_amp of the motor necessary voltage according to the following equations (1) and (2). Is calculated.
Ｖｍ＿ａｍｐ＝｜Ｖｄ＊｜・ｃｏｓα＋｜Ｖｑ＊｜・ｓｉｎα …（１）
ｔａｎα＝Ｖｑ＊／Ｖｄ＊ …（２）
Vm_amp = | Vd * | .cosα + | Vq * | .sinα (1)
tan α = Vq * / Vd * (2)
さらに、制御モード設定部６４は、システム電圧ＶＨに対する上記演算によるモータ必要電圧振幅Ｖｍ＿ａｍｐの比である変調率Ｋｍｄを下記（３）式に従って演算する。 Furthermore, the control mode setting unit 64 calculates the modulation factor Kmd, which is the ratio of the motor required voltage amplitude Vm_amp by the above calculation to the system voltage VH, according to the following equation (3).
Ｋｍｄ＝Ｖｍ＿ａｍｐ／ＶＨ＊ …（３） Kmd = Vm_amp / VH * (3)
制御モード設定部６４は、上記の演算により求められた変調率Ｋｍｄに従って、正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式の一方を選択する。なお、制御モード設定部６４による制御方式の選択はＰＷＭ信号生成部６８における搬送波の切替えに反映されてもよい。すなわち、過変調ＰＷＭ制御方式時には、ＰＷＭ信号生成部５８におけるＰＷＭ変調時に用いられる搬送波が、正弦波ＰＷＭ制御方式時の一般的なものから切り替えられてもよい。 The control mode setting unit 64 selects one of the sine wave PWM control method and the overmodulation PWM control method according to the modulation factor Kmd obtained by the above calculation. The selection of the control method by the control mode setting unit 64 may be reflected in the carrier wave switching in the PWM signal generation unit 68. That is, at the time of the overmodulation PWM control method, the carrier wave used at the time of PWM modulation in the PWM signal generation unit 58 may be switched from a general one at the time of the sine wave PWM control method.
ＶＨ指令値生成部６６は、図３に示したフローチャートに従い、モータ１４のトルク指令値Ｔｒ＊および回転数Ｎｍに応じて、システム電圧ＶＨの制御指令値ＶＨ＊（以下、電圧指令値ＶＨ＊ともいう）を生成する。 The VH command value generation unit 66 follows the flowchart shown in FIG. 3 in accordance with the torque command value Tr * and the rotational speed Nm of the motor 14 and controls the control command value VH * (hereinafter also referred to as voltage command value VH *) of the system voltage VH. Say).
ＰＷＭ信号生成部６８は、電圧センサ４０によって検出されたバッテリ電圧Ｖｂと現在のシステム電圧ＶＨとに基づき、コンバータ３５の出力電圧ＶＨが電圧指令値ＶＨ＊となるように、所定のＰＷＭ制御方式に従って、コンバータ３５に含まれる例えばＩＧＢＴ等のスイッチング素子をオン・オフさせるためのスイッチング制御信号Ｓ７，Ｓ８を生成する。 The PWM signal generator 68 follows a predetermined PWM control method so that the output voltage VH of the converter 35 becomes the voltage command value VH * based on the battery voltage Vb detected by the voltage sensor 40 and the current system voltage VH. Then, switching control signals S7 and S8 for turning on / off switching elements such as IGBTs included in the converter 35 are generated.
このような構成により、モータ１４の出力トルクがトルク指令値Ｔｒ＊と一致するように、モータ電流Ｉｄ，Ｉｑのフィードバック制御が行なわれる。なお、過変調ＰＷＭ制御方式の適用時には、３軸２軸変換部６０におけるモータ実電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗからｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑへの変換時に、高調波成分を除去するためのフィルタ処理が併せて実行されてもよい。 With such a configuration, feedback control of the motor currents Id and Iq is performed so that the output torque of the motor 14 matches the torque command value Tr *. When applying the overmodulation PWM control method, a harmonic component is removed at the time of conversion from the motor actual currents Iu, Iv, Iw to the d-axis current Id, q-axis current Iq in the three-axis / two-axis conversion unit 60. Filter processing may also be executed.
次に、図６を参照して、矩形波制御方式に用いられる制御ブロック７０について説明する。 Next, the control block 70 used for the rectangular wave control method will be described with reference to FIG.
図６に示すように、矩形波制御ブロック７０は、電力演算部７２と、トルク演算部７４と、ＰＩ演算部７６と、矩形波発生部７８と、信号発生部８０とを含む。なお、図６に示す制御ブロックについても、制御装置１００によって実行される所定プログラムに従った制御演算処理によって実現されるが、その一部又は全部がハードウェア要素によって実現されてもよい。 As shown in FIG. 6, the rectangular wave control block 70 includes a power calculation unit 72, a torque calculation unit 74, a PI calculation unit 76, a rectangular wave generation unit 78, and a signal generation unit 80. The control block shown in FIG. 6 is also realized by control arithmetic processing according to a predetermined program executed by the control device 100, but a part or all of the control block may be realized by hardware elements.
電力演算部７２は、電流センサ３９によって検出されるＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流Ｉｖから求められる各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとにより、下記（４）式に従ってモータ１４への供給電力Ｐｍを算出する。 The power calculation unit 72 uses the phase currents Iu, Iv, Iw obtained from the U-phase current Iu and the V-phase current Iv detected by the current sensor 39 and the phase voltages Vu, Vv, Vw as follows (4). The power supply Pm supplied to the motor 14 is calculated according to the equation.
Ｐｍ＝Ｉｕ・Ｖｕ＋Ｉｖ・Ｖｖ＋Ｉｗ・Ｖｗ …（４） Pm = Iu.Vu + Iv.Vv + Iw.Vw (4)
トルク演算部７４は、電力演算部７２によって求められたモータ電力Ｐｍおよび回転角センサ４１によって検出されるモータ１４の回転角θから算出される角速度ωを用いて、下記（５）式に従ってトルク推定値または実際トルクＴｒを算出する。 The torque calculation unit 74 uses the motor power Pm obtained by the power calculation unit 72 and the angular velocity ω calculated from the rotation angle θ of the motor 14 detected by the rotation angle sensor 41 to estimate torque according to the following equation (5). The value or actual torque Tr is calculated.
Ｔｒ＝Ｐｍ／ω …（５） Tr = Pm / ω (5)
ＰＩ演算部７６へは、トルク指令値Ｔｒ＊に対する実際トルクＴｒのトルク偏差ΔＴｒ（ΔＴｒ＝Ｔｒ＊−Ｔｒ）が入力される。ＰＩ演算部７６は、トルク偏差ΔＴｒについて所定の比例ゲインＧｐおよび積分ゲインＧｉによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相Φｖを設定する。具体的には、正トルク発生（Ｔｒ＞０）時には、トルク不足時には電圧位相を進める一方で、トルク過剰時には電圧位相を遅らせるとともに、負トルク発生（Ｔｒ＜０）時には、トルク不足時には電圧位相を遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相を進める。なお、本実施形態ではトルク偏差ΔＴｒを解消するためにＰＩ演算部７６において比例積分制御を実行するものとして説明するが、これに限定されるものではなく、比例積分微分制御（ＰＩＤ制御）を行ってもよい。 A torque deviation ΔTr (ΔTr = Tr * −Tr) of the actual torque Tr with respect to the torque command value Tr * is input to the PI calculation unit 76. The PI calculation unit 76 performs a PI calculation with a predetermined proportional gain Gp and integral gain Gi on the torque deviation ΔTr to obtain a control deviation, and sets the phase Φv of the rectangular wave voltage according to the obtained control deviation. Specifically, when positive torque is generated (Tr> 0), the voltage phase is advanced when torque is insufficient, while when the torque is excessive, the voltage phase is delayed, and when negative torque is generated (Tr <0), the voltage phase is increased when torque is insufficient. While delaying, the voltage phase is advanced when the torque is excessive. In this embodiment, the PI calculation unit 76 is described as executing proportional integral control in order to eliminate the torque deviation ΔTr. However, the present invention is not limited to this, and proportional integral differential control (PID control) is performed. May be.
矩形波発生部７８は、ＰＩ演算部７６によって設定された電圧位相Φｖに従って、各相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。信号発生部８０は、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従ってスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６を発生する。インバータ３８がスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相Φｖに従った矩形波パルスが、モータ１４の各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとして印加される。 The rectangular wave generator 78 generates each phase voltage command value (rectangular wave pulse) Vu, Vv, Vw according to the voltage phase Φv set by the PI calculator 76. The signal generator 80 generates switching control signals S1 to S6 according to the phase voltage command values Vu, Vv, and Vw. When the inverter 38 performs a switching operation according to the switching control signals S1 to S6, a rectangular wave pulse according to the voltage phase Φv is applied as each phase voltage Vu, Vv, Vw of the motor 14.
このように、矩形波制御方式時には、トルク（電力）のフィードバック制御により、モータトルク制御を行なうことができる。ただし、矩形波制御方式ではモータ印加電圧の操作量が位相のみとなるので、モータ印加電圧の振幅および位相を操作量とできるＰＷＭ制御方式と比較して、その制御応答性は低下する。また、電力演算部７２における電力演算（上記（４）式）の際には、検出されたモータ電流（Ｉｕ，Ｉｖ）から高調波成分を除去するためのフィルタ処理が併せて実行されてもよい。 Thus, in the rectangular wave control method, the motor torque control can be performed by the feedback control of the torque (electric power). However, since the operation amount of the motor applied voltage is only the phase in the rectangular wave control method, the control responsiveness is lowered as compared with the PWM control method in which the amplitude and phase of the motor applied voltage can be the operation amount. In addition, when performing power calculation (the above formula (4)) in the power calculation unit 72, filter processing for removing harmonic components from the detected motor current (Iu, Iv) may be executed together. .
上述したように、本実施形態のモータ制御システムでは、正弦波ＰＷＭ制御方式から過変調ＰＷＭ制御方式、過変調ＰＷＭ制御方式から矩形波電圧位相制御方式への制御モードの切替は、変調率Ｋｍｄ、あるいは変調率に対応する電圧指令振幅Ｖｍ＿ａｍｐに基づいて行われるが、矩形波制御方式から過変調ＰＷＭ制御方式への切替は、矩形波制御方式において電圧指令振幅Ｖｍ＿ａｍｐが一定であるので、モータ１４を流れる実電流の位相と予めｄｑ平面上で規定される閾値との比較によって切替のタイミングを判定することで行われる。 As described above, in the motor control system of the present embodiment, switching of the control mode from the sine wave PWM control method to the overmodulation PWM control method and from the overmodulation PWM control method to the rectangular wave voltage phase control method is performed using the modulation factor Kmd, Alternatively, the switching is performed based on the voltage command amplitude Vm_amp corresponding to the modulation factor, but the switching from the rectangular wave control method to the overmodulation PWM control method is performed because the voltage command amplitude Vm_amp is constant in the rectangular wave control method. This is done by determining the switching timing by comparing the phase of the flowing actual current with a threshold value defined in advance on the dq plane.
図７は、ｄｑ平面上で規定される切替ライン８２を示す図である。この切替ライン８２は、モータ１４のベクトル制御に用いられるｄ軸電流（横軸）とｑ軸電流（縦軸）とによって規定されるｄｑ平面上において、モータ実電流であるｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの電流位相と比較される多数の閾値ポイント（第１閾値）を繋いで描かれる曲線である。この切替ライン８２の下側または進角側が矩形波制御方式が適用される領域Ａ３に相当し、この切替ライン８２の上側または遅角側が過変調ＰＷＭ制御方式が適用される領域Ａ２に相当する。 FIG. 7 is a diagram illustrating the switching line 82 defined on the dq plane. This switching line 82 has d-axis currents Id and q which are actual motor currents on a dq plane defined by a d-axis current (horizontal axis) and a q-axis current (vertical axis) used for vector control of the motor 14. It is a curve drawn by connecting a number of threshold points (first threshold values) to be compared with the current phase of the axis current Iq. The lower side or advance side of the switching line 82 corresponds to the region A3 where the rectangular wave control method is applied, and the upper side or retard side of the switching line 82 corresponds to the region A2 where the overmodulation PWM control method is applied.
制御装置１００は、矩形波制御方式によりモータ１４を駆動制御しているとき、モータ１４を流れる実電流Ｉｑ，Ｉｄと上記切替ライン８２とを比較して、矩形波制御方式から過変調ＰＷＭ制御方式への切替タイミングを判定する。ここでモータ実電流としてのｑ軸電流Ｉｑおよびｄ軸電流Ｉｄは、ＰＷＭ制御ブロック５０に含まれる３軸２軸変換部６０を用いて、電流センサ３９で検出されたＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流Ｉｖから生成されたものを用いることができる。ただし、上記３軸２軸変換部６０と同様の機能を実行するブロックを矩形波制御ブロック７０内に含んでもよい。 When controlling the motor 14 by the rectangular wave control method, the control device 100 compares the actual currents Iq and Id flowing through the motor 14 with the switching line 82 to change from the rectangular wave control method to the overmodulation PWM control method. The switching timing to is determined. Here, the q-axis current Iq and the d-axis current Id as the motor actual current are obtained by using the 3-axis 2-axis conversion unit 60 included in the PWM control block 50 and the U-phase current Iu and V-phase detected by the current sensor 39. What was generated from the current Iv can be used. However, the rectangular wave control block 70 may include a block that performs the same function as the three-axis / two-axis conversion unit 60.
例えば、図７において、モータ１４の実電流位相が点Ｘ１で示すｄ軸ｑ軸の電流位相ポイントで矩形波制御されている状態から、点Ｘ２で示すｄ軸ｑ軸の電流位相ポイントへと移行して切替ライン８２を下側から上側へ、又は進角側から遅角側へと超えたとき、制御装置１００は、モータ１４（すなわちインバータ３８）の制御方式を矩形波制御方式から過変調ＰＷＭ制御方式へと切り替える。 For example, in FIG. 7, the actual current phase of the motor 14 is shifted from a state where rectangular wave control is performed at the current phase point of the d-axis and q-axis indicated by the point X1 to the current phase point of the d-axis and q-axis indicated by the point X2. When the switching line 82 is exceeded from the lower side to the upper side or from the advance side to the retard side, the control device 100 changes the control method of the motor 14 (ie, the inverter 38) from the rectangular wave control method to the overmodulation PWM. Switch to the control method.
通常時には、上記のようにして矩形波制御方式から過変調ＰＷＭ制御方式への切替が実行される。しかし、矩形波制御方式では、電流センサ３９によるモータ実電流の検出タイミングであるサンプリング周期がＰＷＭ制御方式に比べて長いために、検出されたモータ電流値のばらつき具合によってはモータ実電流を正確に把握することができず、矩形波制御方式からＰＷＭ制御方式への緊急切替が遅れてしまってモータ過電流となることが起こり得る。 Normally, switching from the rectangular wave control method to the overmodulation PWM control method is executed as described above. However, in the rectangular wave control method, the sampling period, which is the detection timing of the actual motor current by the current sensor 39, is longer than in the PWM control method. Therefore, the actual motor current is accurately determined depending on the variation in the detected motor current value. It is not possible to grasp this, and it is possible that the emergency switching from the rectangular wave control method to the PWM control method is delayed, resulting in a motor overcurrent.
特に、このような事態は、インバータ３８への入力電圧、すなわちシステム電圧ＶＨが低い状態で矩形波制御方式が適用されているときに、アクセルとブレーキの両方を同時に踏んだ場合などに発生しやすい。この場合、図７のマップ上で示すように、トルク指令値Ｔｒ＊が変化していないにもかかわらず、実際トルクまたはトルク推定値Ｔｒが増大してトルク指令値Ｔｒ＊からはずれていく。すると、図９に示すように、矩形波制御方式からＰＷＭ制御方式への制御モードの切替を行う前に、モータ実電流が点線で示す過電流ライン（ＩUL：モータ電流上限値、ＩLL：モータ電流下限値）を超えて増加してしまうことになる。 In particular, such a situation is likely to occur when both the accelerator and the brake are stepped on simultaneously when the rectangular wave control method is applied with the input voltage to the inverter 38, that is, the system voltage VH being low. . In this case, as shown in the map of FIG. 7, the actual torque or the estimated torque value Tr increases and deviates from the torque command value Tr * even though the torque command value Tr * has not changed. Then, as shown in FIG. 9, before switching the control mode from the rectangular wave control method to the PWM control method, the overcurrent line (I UL : motor current upper limit value, I LL : Motor current lower limit value).
そこで、本実施形態のモータ制御システムでは、制御装置１００において、ｄｑ平面上で規定される切替ライン８２を所定の条件下で変更することにより、矩形波制御方式で駆動されているモータ１４についてＰＷＭ制御方式への切替判定をより適切に行えるようにした。 Therefore, in the motor control system of the present embodiment, the control device 100 changes the switching line 82 defined on the dq plane under a predetermined condition, whereby the motor 14 driven by the rectangular wave control method is PWMed. The switching decision to the control method can be performed more appropriately.
次に、制御装置１００において実行される矩形波制御緊急切替ルーチンについて説明する。図１０は、矩形波制御緊急切替ルーチンの処理手順を示すフローチャートである。このルーチンは、モータ１４について矩形波制御が適用されているときに所定時間ごとに繰り返し実行される。また、図１１は、後述するステップＳ２０およびＳ２２の判定処理を模式的に示す図である。 Next, a rectangular wave control emergency switching routine executed in the control device 100 will be described. FIG. 10 is a flowchart showing the processing procedure of the rectangular wave control emergency switching routine. This routine is repeatedly executed at predetermined time intervals when rectangular wave control is applied to the motor 14. FIG. 11 is a diagram schematically showing determination processing in steps S20 and S22 described later.
まず、制御装置１００は、ステップＳ２０によって、矩形波制御ブロック７０のＰＩ演算部７６において実行されるトルク偏差ΔＴｒの比例積分制御のうち積分項ＧｉΔＴｒの値（ここでＧｉは所定の積分ゲイン）がトルク偏差閾値ΔＴｒ＿ｔｈｒを超えたか否かを判定する。この判定で、否定的判定、すなわち上記積分項ＧｉΔＴｒの値がトルク偏差閾値ΔＴｒ＿ｔｈｒを超えていないと判定されると、そのままルーチンの処理を終了する。ここで、上記トルク偏差閾値ΔＴｒ＿ｔｈｒは、例えばアクセルとブレーキとが同時に両踏みされたとき等にモータの実際トルクがトルク指令値から次第に離れて大きくなるような状況を適切に検知できる値として経験、実験、シュミレーション等から求められて予め記憶されている。 First, in step S20, the control device 100 determines that the value of the integral term GiΔTr (where Gi is a predetermined integral gain) in the proportional integral control of the torque deviation ΔTr executed in the PI calculation unit 76 of the rectangular wave control block 70. It is determined whether or not the torque deviation threshold value ΔTr_thr has been exceeded. If this determination is negative, that is, if it is determined that the value of the integral term GiΔTr does not exceed the torque deviation threshold value ΔTr_thr, the routine processing is terminated. Here, the torque deviation threshold value ΔTr_thr is experienced as a value that can appropriately detect a situation in which the actual torque of the motor gradually increases away from the torque command value, for example, when both the accelerator and the brake are stepped on simultaneously. It is obtained from experiments, simulations, etc. and stored in advance.
一方、上記ステップＳ２０において肯定的判定、すなわち上記積分項ＧｉΔＴｒの値がトルク偏差閾値ΔＴｒ＿ｔｈｒを超えていると判定されると、制御装置１００は、続くステップＳ２２によって、その状態が所定時間ｔ１以上継続するか否かについて判定する。この判定において、否定的判定、すなわち所定時間ｔ１を経過する前に上記積分項ＧｉΔＴｒの値がトルク偏差閾値ΔＴｒ＿ｔｈｒ以下になったと判定されると、そのままルーチンの処理を終了する。 On the other hand, if the determination in step S20 is affirmative, that is, if it is determined that the value of the integral term GiΔTr exceeds the torque deviation threshold value ΔTr_thr, the control device 100 continues that state for a predetermined time t1 or more in subsequent step S22. It is determined whether or not to do so. In this determination, if the determination is negative, that is, if it is determined that the value of the integral term GiΔTr has become equal to or smaller than the torque deviation threshold value ΔTr_thr before the predetermined time t1 has elapsed, the routine processing is ended as it is.
ここで、矩形波制御の実行中に車両１０が悪路や低μ路等を走行した場合などに車輪３４が一時空転してから路面をグリップする、いわゆるスリップ・グリップが発生したときも上記のようなモータの実際トルクのトルク指令値からの乖離が大きくなることがあるが、上記所定時間ｔ１は車輪のスリップ・グリップ時には後述する切替ラインの変更処理を実行しないようにするための適切な値として、経験、実験、シュミレーション等から求められて予め記憶されている。 Here, when the vehicle 10 travels on a rough road, a low μ road, or the like during the execution of the rectangular wave control, the above-described slip grip occurs when the wheel 34 grips the road surface after the wheel 34 temporarily idles. Although the deviation from the torque command value of the actual torque of the motor may become large, the predetermined time t1 is an appropriate value for preventing the switching line changing process described later from being executed during the slip / grip of the wheel. Are obtained from experience, experiment, simulation, etc. and stored in advance.
上記ステップＳ２２において、肯定的判定、すなわち上記積分項ＧｉΔＴｒの値がトルク偏差閾値ΔＴｒ＿ｔｈｒを超えている状態が所定時間ｔ１以上継続していると判定されたとき、図１２に示すように切替ライン８２を進角側または低ｑ軸電流側にある別の切替ライン８４へ矢印８６方向に変更する。この緊急切替ラインの変更タイミングが図１１において三角印９０で示されている。 When the determination in step S22 is affirmative, that is, when it is determined that the state where the value of the integral term GiΔTr exceeds the torque deviation threshold value ΔTr_thr continues for a predetermined time t1 or longer, as shown in FIG. Is changed in the direction of arrow 86 to another switching line 84 on the advance side or the low q-axis current side. The change timing of this emergency switching line is indicated by a triangle mark 90 in FIG.
上記の切替ラインの変更について換言すれば、ｄｑ平面上で矩形波制御方式の適用領域Ａ３が狭くなる一方で過変調ＰＷＭ制御方式の適用領域Ａ２が広がるように切替ラインが変更されることになる。これにより、切替ライン変更前には矩形波制御が適用される電流位相ポイントＸ１についても、この変更処理が実行されることで、直ちに矩形波制御方式から過変調ＰＷＭ制御方式を経て正弦波ＰＷＭ制御方式へと緊急的に切り替えられる。このように切替ラインの緊急切替処理が実行されるときに矩形波制御から正弦波ＰＷＭ制御方式まで制御モードを切り替えることとするのは、正弦波ＰＷＭ制御方式が過変調ＰＷＭ制御方式よりもモータ印加電圧の基本波成分の振幅がより小さくモータ実電流を迅速に低下させるのに有利だからである。ただし、このように過変調ＰＷＭ制御を経由して正弦波ＰＷＭ制御へと制御モードを緊急切替する場合に限定されるものではなく、矩形波制御方式から正弦波ＰＷＭ制御方式へと直に切り替えられてもよい。 In other words, the switching line is changed so that the application area A3 of the rectangular wave control method is narrowed on the dq plane while the application area A2 of the overmodulation PWM control method is expanded. . Thus, the current phase point X1 to which the rectangular wave control is applied before the change of the switching line is also executed, so that the sine wave PWM control immediately passes from the rectangular wave control method to the overmodulation PWM control method. Switch to the system urgently. In this way, when the emergency switching process of the switching line is executed, the control mode is switched from the rectangular wave control to the sine wave PWM control method because the sine wave PWM control method applies the motor more than the overmodulation PWM control method. This is because the amplitude of the fundamental wave component of the voltage is smaller, which is advantageous for quickly reducing the actual motor current. However, it is not limited to the case where the control mode is urgently switched to the sine wave PWM control via the overmodulation PWM control in this way, but can be directly switched from the rectangular wave control method to the sine wave PWM control method. May be.
この制御モードの緊急切替の様子を図１３に示す。図１３のうち、上側に示されるのがモータ実電流の波形であり、下側に示されるのがモータの制御方式（または制御モード）である。図示されるように、モータ実電流が過電流ラインＩUL，ＩLLを超えて増加する前に、モータ１４の制御モードを三角印９０のタイミングで矩形波制御方式から過変調ＰＷＭ制御を経て正弦波ＰＷＭ制御へと緊急切替を行うことによってモータ１４で過電流が発生するのを効果的に抑制することができる。 The state of emergency switching in this control mode is shown in FIG. In FIG. 13, a waveform of the motor actual current is shown on the upper side, and a motor control method (or control mode) is shown on the lower side. As shown in the figure, before the actual motor current increases beyond the overcurrent lines I UL and I LL , the control mode of the motor 14 is changed from a rectangular wave control method to a sine through the overmodulation PWM control at the timing of the triangle mark 90. The occurrence of overcurrent in the motor 14 can be effectively suppressed by performing emergency switching to the wave PWM control.
再び図１０を参照すると、続くステップＳ２６によって、上記のように切替ラインが緊急的に変更されてから予め規定した一定時間を経過したか否かが判定される。そして、この一定時間を経過するのを待って、続くステップＳ２８によって、ｄｑ平面上で規定される切替ラインを元の切替ライン８２に戻す処理を実行する。ここでの一定時間とは、制御モードを正弦波ＰＷＭ制御に移行してモータ実電流を低減するのに十分な時間であり、経験、実験、シュミレーション等により得られたものを予め記憶させておくことができる。このように緊急切替ラインを元に戻す処理を実行して、このルーチンの処理を終了する。 Referring to FIG. 10 again, in a subsequent step S26, it is determined whether or not a predetermined time has elapsed since the switching line was urgently changed as described above. Then, after waiting for the certain time to elapse, a process of returning the switching line defined on the dq plane to the original switching line 82 is executed in the subsequent step S28. Here, the fixed time is a time sufficient to shift the control mode to sine wave PWM control and reduce the actual motor current, and the results obtained from experience, experiment, simulation, etc. are stored in advance. be able to. Thus, the process which returns an emergency switching line is performed, and the process of this routine is complete | finished.
なお、本実施形態において、通常時にモータ１４の実電流の電流位相がｄｑ平面上で規定される切替ライン８２を下側から上側へ、又は進角側から遅角側へ超えたときに制御モードを矩形波制御方式から過変調ＰＷＭ制御方式へ切り替える処理を実行する制御装置１００が本発明における制御方式切替部に対応し、制御装置１００において実行される矩形波制御緊急切替ルーチンにおけるステップＳ２４が本発明における閾値変更部に対応する。 In this embodiment, when the current phase of the actual current of the motor 14 exceeds the switching line 82 defined on the dq plane from the lower side to the upper side, or from the advance side to the retard side, in the normal mode, The control device 100 that executes the process of switching from the rectangular wave control method to the overmodulation PWM control method corresponds to the control method switching unit in the present invention, and step S24 in the rectangular wave control emergency switching routine executed in the control device 100 is the main step. This corresponds to the threshold value changing unit in the invention.
上述したように本実施形態のモータ制御システムによれば、矩形波制御方式の実行中に、トルク偏差ΔＴｒの比例積分制御で用いられる積分項ＧｉΔＴｒの値が所定値ΔＴｒ＿ｔｈｒを超えたときにモータ電流の電流位相の比較対象をｄｑ平面上における切替ライン８２からｄｑ平面上で進角側または低ｑ軸電流側にある切替ライン８４に緊急的に変更する構成とした。これにより、モータ電流のサンプリング周期が比較的長い矩形波制御において検出されるモータ電流値にばらつきがあっても、例えばアクセルとブレーキの両踏み等に起因して実トルクがトルク指令からはずれていくような場合に、上記積分項ＧｉΔＴｒに基づく判定によって的確なタイミングで矩形波制御方式からＰＷＭ制御方式へと制御モードを切り替えることができ、その結果、モータ過電流の発生を効果的に抑制できる。 As described above, according to the motor control system of the present embodiment, when the value of the integral term GiΔTr used in the proportional integral control of the torque deviation ΔTr exceeds the predetermined value ΔTr_thr during the execution of the rectangular wave control method. The current phase comparison target is urgently changed from the switching line 82 on the dq plane to the switching line 84 on the advance side or the low q-axis current side on the dq plane. As a result, even if the motor current value detected in the rectangular wave control in which the sampling period of the motor current is relatively long varies, the actual torque deviates from the torque command due to, for example, both depression of the accelerator and the brake. In such a case, the control mode can be switched from the rectangular wave control method to the PWM control method at an appropriate timing by the determination based on the integral term GiΔTr, and as a result, generation of motor overcurrent can be effectively suppressed.
また、本実施形態のモータ制御システムによれば、上記トルク偏差ΔＴｒの比例積分制御で用いられる積分項ＧｉΔＴｒの値が所定値ΔＴｒ＿ｔｈｒを超えた状態が所定時間ｔ１以上継続したときに切替ラインの変更処理を実行するようにしたので、悪路や低μ路の走行時におけるスリップ・グリップをアクセルおよびブレーキの両踏みとは区別して上記切替ラインの変更を行わないようにすることができる。 Further, according to the motor control system of the present embodiment, the change of the switching line is performed when the state where the value of the integral term GiΔTr used in the proportional integral control of the torque deviation ΔTr exceeds the predetermined value ΔTr_thr continues for the predetermined time t1 or more. Since the processing is executed, it is possible to distinguish the slip / grip when traveling on a rough road or a low μ road from the stepping on the accelerator and the brake so that the switching line is not changed.
なお、本発明に係るモータ制御システムは、上記において例示した実施形態の構成に限定されるものではなく、種々の変更または改良が可能である。 The motor control system according to the present invention is not limited to the configuration of the embodiment exemplified above, and various changes or improvements can be made.
例えば、上記においてはトルク偏差の比例積分制御で用いられる積分項の値が所定値を超えた状態が所定時間以上継続したときに、ｄｑ平面上で規定される切替ラインを緊急的に変更するものとしたが、これに限定されず、トルク偏差の比例積分制御で用いられる積分項の値が所定値を超えたときに切替ラインの変更処理を実行するものとしてもよい。このようにすれば、より早いタイミングで矩形波制御方式からＰＷＭ制御方式への切替が行われ、モータ過電流が発生するのをより効果的に抑制できる。 For example, in the above, the switching line defined on the dq plane is urgently changed when the value of the integral term used in the proportional integral control of the torque deviation exceeds a predetermined value for a predetermined time or longer. However, the present invention is not limited to this, and the switching line changing process may be executed when the value of the integral term used in the proportional deviation integral control of the torque deviation exceeds a predetermined value. In this way, switching from the rectangular wave control method to the PWM control method is performed at an earlier timing, and the occurrence of motor overcurrent can be more effectively suppressed.
また、上記においてはトルク偏差の比例積分制御で用いられる積分項の値が所定値を超えた状態が所定時間以上継続したと判定された場合に、そのときのシステム電圧ＶＨが所定電圧（例えば３００ボルト）よりも低いか否かを判定し、この判定が肯定的であるとき、すなわちシステム電圧ＶＨが所定電圧よりも低いときに上記切替ラインの緊急変更処理を実行してもよい。このようにシステム電圧ＶＨが所定電圧よりも低いときに矩形波制御方式が適用されるのは、モータ回転数が比較的低いとき（例えば、２５００ｒｐｍ以下）であり、このように低回転域では電流センサによるモータ電流のサンプリング周期が更に長くなって検出電流値にばらつきが生じやすく、矩形波制御方式から過変調ＰＷＭ制御方式への切替えの遅れが発生しやすくなるからである。 In the above description, when it is determined that the state where the value of the integral term used in the proportional integral control of the torque deviation exceeds a predetermined value continues for a predetermined time or longer, the system voltage VH at that time is set to a predetermined voltage (for example, 300 If the determination is affirmative, that is, the system voltage VH is lower than a predetermined voltage, the emergency change processing of the switching line may be executed. As described above, the rectangular wave control method is applied when the system voltage VH is lower than the predetermined voltage when the motor rotational speed is relatively low (for example, 2500 rpm or less). This is because the sampling period of the motor current by the sensor is further increased and the detected current value is likely to vary, and a delay in switching from the rectangular wave control method to the overmodulation PWM control method is likely to occur.
また、上記においては切替ラインの変更処理を実行した後、一定時間経過後に元に戻す処理を実行するものとして説明したが、これに限定されず、変調率Ｋｍｄに基づき選択されるモータの制御方式が矩形波制御方式以外の別の制御方式、すなわちＰＷＭ制御方式となったときに、上記切替ラインを元に戻す処理を実行してもよい。 In the above description, the switching line changing process is executed, and then the process of returning to the original state after a predetermined time has elapsed. However, the present invention is not limited to this, and the motor control method selected based on the modulation factor Kmd When switching to another control method other than the rectangular wave control method, that is, the PWM control method, the process of returning the switching line may be executed.
さらに、上記においては矩形波制御実行中にトルクフィードバック制御の積分項に基づきＰＷＭ制御方式への緊急切替を判定するものとしたが、制御装置は、矩形波制御実行中にアクセル開度信号およびブレーキ操作信号に基づきアクセルとブレーキの両踏みを検知したときに上記のような切替ラインの変更を行って矩形波制御方式からＰＷＭ制御方式への緊急切替を実行してもよい。 Further, in the above description, the emergency switching to the PWM control method is determined based on the integral term of the torque feedback control during execution of the rectangular wave control. When both accelerator and brake depressions are detected based on the operation signal, the switching line as described above may be changed to execute emergency switching from the rectangular wave control method to the PWM control method.
１０ ハイブリッド車両、１２ エンジン、１３ 温度センサ、１４，２４ モータ、１５ 回転軸、１６ バッテリ、１８ 出力軸、２０ 動力分配機構、２２ 回転軸、２８ 回転数センサ、３０ 変速機、３２ 車軸、３４ 駆動輪または車輪、３５ コンバータ、３６，３８ インバータ、３９ 電流センサ、４０ 電圧センサ、４１ 回転角センサ、４２ 電流センサ、５０ ＰＷＭ制御ブロック、５２ 電流指令生成部、５４ ＰＩ演算部、５６ ２軸３軸変換部、５８ ＰＷＭ信号生成部、６０ ３軸２軸変換部、６２ 回転数演算部、６４ 制御モード設定部、６６ VH指令値生成部、６８ PWM信号生成部、７０ 矩形波制御ブロック、７２ 電力演算部、７４ トルク演算部、７６ ＰＩ演算部、７８ 矩形波発生部、８０ 信号発生部、８２，８４ 切替ライン、１００ 制御装置。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Hybrid vehicle, 12 Engine, 13 Temperature sensor, 14, 24 Motor, 15 Rotating shaft, 16 Battery, 18 Output shaft, 20 Power distribution mechanism, 22 Rotating shaft, 28 Rotational speed sensor, 30 Transmission, 32 Axle, 34 Drive Wheel or wheel, 35 converter, 36, 38 inverter, 39 current sensor, 40 voltage sensor, 41 rotation angle sensor, 42 current sensor, 50 PWM control block, 52 current command generation unit, 54 PI calculation unit, 56 2-axis 3-axis Conversion unit, 58 PWM signal generation unit, 60 3-axis 2-axis conversion unit, 62 rotational speed calculation unit, 64 control mode setting unit, 66 VH command value generation unit, 68 PWM signal generation unit, 70 rectangular wave control block, 72 power Calculation unit, 74 Torque calculation unit, 76 PI calculation unit, 78 Rectangular wave generation unit, 80 Signal generation unit, 82, 8 Switching line, 100 control device.
Claims (5)
前記交流モータに流れるモータ電流を検出する電流検出部と、
前記交流モータの運転条件に応じて、前記インバータにおける前記電圧変換の制御方式を選択的に設定する制御方式選択する制御装置と、を備え、
前記制御装置は、前記インバータへの入力電圧と前記交流モータの必要電圧との関係から前記インバータにおける前記電圧変換の制御方式を矩形波制御方式と、前記矩形波制御方式よりも交流電圧の基本波成分が小さい別の制御方式との間で選択的に設定する制御方式設定部と、
前記制御方式設定部により前記矩形波制御が選択されたときに、前記電流検出部によって検出されるモータ電流に基づいて求められる前記交流モータの実際トルクがトルク指令値となるようにトルク偏差の比例積分制御にしたがってトルク制御する矩形波制御部と、
前記電流検出部により検出されたモータ電流の電流位相をｄｑ平面上における閾値と比較して前記電流位相が前記閾値を超えたときに前記矩形波制御方式から前記別の制御方式へと切り替える制御方式切替部と、
前記矩形波制御方式の実行中に、前記矩形波制御部におけるトルク偏差の比例積分制御で用いられる積分項の値が所定値を超えたときに前記制御方式切替部における前記電流位相の比較対象を前記ｄｑ平面上における第１閾値から前記ｄｑ平面上で進角側または低ｑ軸電流側にある第２閾値へ変更する閾値変更部と、を含む、
モータ制御システム。 A motor control system for driving and controlling an AC motor by applying a DC voltage converted to an AC voltage by an inverter,
A current detector for detecting a motor current flowing in the AC motor;
A control device for selecting a control method for selectively setting the control method of the voltage conversion in the inverter according to the operating condition of the AC motor, and
The control device uses a rectangular wave control method as a voltage conversion control method in the inverter based on a relationship between an input voltage to the inverter and a necessary voltage of the AC motor, and a fundamental wave of an AC voltage rather than the rectangular wave control method. A control method setting unit that selectively sets between another control method having a small component;
When the rectangular wave control is selected by the control method setting unit, the torque deviation is proportional so that the actual torque of the AC motor obtained based on the motor current detected by the current detection unit becomes a torque command value. A rectangular wave control unit for torque control according to integral control;
A control method for switching from the rectangular wave control method to the other control method when the current phase exceeds the threshold value by comparing the current phase of the motor current detected by the current detection unit with a threshold value on the dq plane. A switching unit;
During execution of the rectangular wave control method, when the value of the integral term used in the proportional integral control of torque deviation in the rectangular wave control unit exceeds a predetermined value, the current phase comparison target in the control method switching unit is A threshold value changing unit for changing from a first threshold value on the dq plane to a second threshold value on the advance side or the low q-axis current side on the dq plane,
Motor control system.
前記閾値変更部は、前記積分項の値が所定値を超えている状態が所定時間継続したときに前記閾値変更処理を実行する、モータ制御システム。 The motor control system according to claim 1,
The threshold value changing unit executes the threshold value changing process when a state in which the value of the integral term exceeds a predetermined value continues for a predetermined time.
前記閾値変更部は、前記インバータへの入力電圧が所定値より低いときに前記閾値変更処理を実行する、モータ制御システム。 The motor control system according to claim 1 or 2,
The said threshold value change part is a motor control system which performs the said threshold value change process, when the input voltage to the said inverter is lower than predetermined value.
前記別の制御方式は、正弦波パルス幅変調制御方式および過変調パルス幅変調制御方式を含み、前記制御方式切替部は、前記交流モータの制御方式を、前記矩形波制御方式から前記過変調パルス幅変調制御方式を経て正弦波パルス幅変調制御方式へ切り替えるか、または、前記矩形波制御方式から前記正弦波パルス幅変調制御方式へ直に切り替える、モータ制御システム。 The motor control system according to any one of claims 1 to 3,
The another control method includes a sine wave pulse width modulation control method and an overmodulation pulse width modulation control method, and the control method switching unit changes the control method of the AC motor from the rectangular wave control method to the overmodulation pulse. A motor control system that switches to a sine wave pulse width modulation control system through a width modulation control system or directly switches from the rectangular wave control system to the sine wave pulse width modulation control system.
前記閾値切替部は、前記閾値変更処理を実行してから予め規定された一定時間を経過したときに前記閾値を前記第２閾値から前記第１閾値へと戻す処理を実行する、モータ制御システム。 The motor control system according to any one of claims 1 to 5,
The motor control system, wherein the threshold value switching unit executes a process of returning the threshold value from the second threshold value to the first threshold value after a predetermined time has elapsed since the threshold value changing process was executed.
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