JP2012044520A - 周波数変換方法、及び、周波数変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ミキサーを用いた高周波信号から低周波信号への周波数変換を、より低い周波数の信号を用いて実現可能とすること。
【解決手段】周波数変換回路３０Ａでは、ミキサー３１によるＲＦ信号とローカル発振信号Ｌｏとの合成信号Ｍｉｘから、ＢＰＦ３３−１によって、周波数「ｆ１＝ａ×ｆ_ＬＯ＋ｆ_ＯＵＴ」を含む信号Ｆ１が抽出され、ＢＰＦ３３−２によって、周波数「ｆ２＝ｎ×ａ×ｆ_ＬＯ＋ｆ_ＯＵＴ」を含む信号Ｆ２が抽出される。次いで、サンプル・アンド・ホールド回路３６によって、加算器３５による信号Ｆ１とＦ２との加算信号ＡＤＤのピーク値がサンプリングされ、変換先周波数ｆ_ＯＵＴの信号が出力される。
【選択図】図２

Description

本発明は、受信信号の周波数を変換する周波数変換方法等に関する。

スーパーへテロダイン方式の無線通信装置では、ミキサーを用いて、高周波信号である受信信号（ＲＦ信号）に、装置内部で生成したローカル発振信号である局部発振信号を乗算して、中間周波数の信号（ＩＦ信号）に変換（ダウンコンバート）する周波数変換が行われる（例えば、特許文献１参照）。

特開平１１−３４０８６０号公報

ミキサーによる変換後の周波数は、入力される高周波信号の周波数と局部発振信号の周波数との差周波数となる。そのため、高周波信号を低い周波数の信号に変換するためには、局部発振信号の周波数を高周波信号の周波数に近づける必要があった。一般的に、局部発振信号の生成にはＰＬＬ（Phase Locked Loop）が用いられるが、このＰＬＬは、発振周波数が高いほど、消費電力が大きくなる特性がある。本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、ミキサーを用いた高周波信号から低周波信号への周波数変換を、低い周波数の信号を用いて実現可能とすることを目的としている。

上記課題を解決するための第１の形態は、受信信号の周波数を変換先周波数に変換する周波数変換方法であって、前記受信信号にローカル発振信号を乗算することと、前記乗算後の信号から、前記ローカル発振信号の周波数をａ倍（ａは１以上の整数）したローカル基準周波数と前記変換先周波数との和の第１周波数の信号を抽出することと、前記乗算後の信号から、前記ローカル基準周波数を２倍した周波数と前記変換先周波数との和の第２周波数の信号を抽出することと、前記第１周波数の信号と前記第２周波数の信号とを加算することと、前記加算後の信号の包絡線を検波することと、を含む周波数変換方法である。

また、他の形態として、受信信号の周波数を変換先周波数に変換する周波数変換装置であって、前記受信信号にローカル発振信号を乗算する乗算部と、前記乗算後の信号から、前記ローカル発振信号の周波数をａ倍（ａは１以上の整数）したローカル基準周波数と前記変換先周波数との和の第１周波数の信号を抽出する第１抽出部と、前記乗算後の信号から、前記ローカル基準周波数を２倍した周波数と前記変換先周波数との和の第２周波数の信号を抽出する第２抽出部と、前記第１周波数の信号と前記第２周波数の信号とを加算する加算部と、前記加算後の信号の包絡線を検波する検波部と、を備えた周波数変換装置を構成しても良い。

この第１の形態等によれば、第１周波数は、ローカル発振信号の周波数をａ倍したローカル基準周波数と変換先周波数との和の周波数である。第２周波数は、ローカル基準周波数を２倍した周波数と前記変換先周波数との和の周波数である。そして、受信信号にローカル発振信号を乗算した信号から、第１周波数の信号成分を抽出した信号が第１周波数の信号であり、第２周波数の信号成分を抽出した信号が第２周波数の信号である。第１周波数の信号と第２周波数の信号とを加算した加算信号の包絡線を検波することで、変換先周波数の信号が得られる。この原理については詳細に後述する。ローカル発振信号の高調波を利用するため、受信信号の周波数より十分に低い周波数のローカル発振信号を用いて、受信信号の周波数を、十分に低い変換先周波数に変換することができる。

第２の形態は、受信信号の周波数を変換先周波数に変換する周波数変換方法であって、前記受信信号にローカル発振信号を乗算することと、前記乗算後の信号から、前記ローカル発振信号の周波数をａ倍（ａは１以上の整数）したローカル基準周波数と前記変換先周波数との和の第１周波数の信号を抽出することと、前記乗算後の信号から、前記ローカル基準周波数を２〜ｋ倍（ｋは２以上の整数）した周波数それぞれと、前記変換先周波数との和である第２〜第ｋ周波数の信号を抽出することと、前記第１周波数の信号と、前記第２〜第ｋ周波数の信号とを加算することと、前記加算後の信号の包絡線を検波することと、を含む周波数変換方法である。

また、他の形態として、受信信号の周波数を変換先周波数に変換する周波数変換装置であって、前記受信信号にローカル発振信号を乗算する乗算部と、前記乗算後の信号から、前記ローカル発振信号の周波数をａ倍（ａは１以上の整数）したローカル基準周波数と前記変換先周波数との和の第１周波数の信号を抽出する第１抽出部と、前記乗算後の信号から、前記ローカル基準周波数を２〜ｋ倍（ｋは２以上の整数）した周波数それぞれと、前記変換先周波数との和である第２〜第ｋ周波数の信号を抽出する第２〜第ｋ抽出部と、前記第１周波数の信号と、前記第２〜第ｋ周波数の信号とを加算する加算部と、前記加算後の信号の包絡線を検波する検波部と、を備えた周波数変換装置を構成しても良い。

この第２の形態等によれば、第１周波数は、ローカル発振信号の周波数をａ倍したローカル基準周波数と変換先周波数との和の周波数である。第２〜第ｋ周波数は、ローカル基準周波数を２〜ｋ倍（ｋは２以上の整数）した周波数それぞれと、変換先周波数との和の周波数である。そして、受信信号にローカル発振信号を乗算した信号から、第１〜第ｋ周波数の信号成分を抽出した信号が第１〜第ｋ周波数の信号である。第１〜第ｋ周波数の信号を全て加算した加算信号の包絡線を検波することで、変換先周波数の信号が得られる。この原理については詳細に後述する。ローカル発振信号の高調波を利用するため、受信信号の周波数より十分に低い周波数のローカル発振信号を用いて、受信信号の周波数を、十分に低い変換先周波数に変換することができる。

第３の形態として、第１の形態の周波数変換方法であって、前記加算の前に、前記第２周波数の信号を増幅することを更に含む、周波数変換方法を構成しても良い。

この第３の形態によれば、第１周波数の信号と第２周波数の信号との加算の前に、第２周波数の信号が増幅される。第２周波数の信号は、ローカル発振信号の高調波を用いているために振幅が小さい。そのため、加算前に第２周波数の信号を増幅することで、第１周波数の信号に振幅を合わせることができる。第１周波数の信号と第２周波数の信号との振幅を合わせることで、受信信号の周波数変換を一層適切に行うことができる。

第４の形態として、第２の形態の周波数変換方法であって、前記加算の前に、前記第２〜第ｋ周波数の信号を増幅することを更に含む、周波数変換方法を構成しても良い。

この第４の形態によれば、第１周波数の信号と、第２〜第ｋ周波数の信号それぞれとの加算の前に、第２〜第ｋ周波数の信号が増幅される。第２〜第ｋ周波数の信号は、ローカル発振信号の高調波を用いているために振幅が小さい。そのため、加算前に第２〜第ｋ周波数の信号それぞれを増幅することで、第１周波数の信号と第２〜第ｋ周波数の信号それぞれとの振幅を合わせることができる。第１周波数の信号と第２〜第ｋ周波数の信号それぞれとの振幅を合わせることで、受信信号の周波数変換を一層適切に行うことができる。

第５の形態として、第１〜第４の何れかの形態の周波数変換方法であって、前記包絡線を検波することは、前記ローカル発振信号に基づいて前記加算後の信号をサンプリングすることを含む、周波数変換方法を構成しても良い。

この第５の形態によれば、包絡線の検波は、ローカル発振信号に基づき、加算後の信号をサンプリングすることで実現される。

第６の形態として、第１〜第５の何れかの形態の周波数変換方法であって、前記受信信号は、測位用衛星から送信される測位用信号であり、前記変換先周波数は、受信信号の周波数の１／１０以下に設定されることを含む、周波数変換方法を構成しても良い。

ＲＦ受信回路の構成図。 第１実施例における周波数変換回路の構成図。 周波数変換回路における信号ＡＤＤの信号波形図。 図３の信号波形の一部拡大図。 第２実施例における周波数変換回路の構成図。 周波数変換回路における信号ＡＤＤの信号波形図。 ｃｏｓ関数の和のグラフ。

以下、図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。なお、以下では、本発明を、ＲＦ受信回路に適用した場合を説明する。

［構成］
図１は、本実施形態におけるＲＦ受信回路２０のブロック構成図である。図１に示すように、ＲＦ受信回路２０は、ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）フィルタ２１と、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）２２と、周波数変換回路３０と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）２３とを備えて構成される。

ＳＡＷフィルタ２１は、バンドパスフィルタであり、ＲＦ受信アンテナ１０で受信された受信信号であるＲＦ（Radio Frequency）信号に対して、所定帯域の信号を通過させ帯域外の周波数成分を遮断する。ＬＮＡ２２は、低雑音アンプであり、ＳＡＷフィルタ２１から出力されたＲＦ信号を増幅する。

周波数変換回路３０は、ＬＮＡ２２から出力されたＲＦ信号を、変換先周波数である中間周波数の信号（ＩＦ信号）にダウンコンバージョン（周波数変換）する。ＬＰＦ２３は、周波数変換回路３０から出力されるＩＦ信号に対して、所定の低帯域の信号を通過させ、帯域外の周波数成分を遮断する。この最終的に変換される周波数を以下「変換先周波数ｆ_ＯＵＴ」という。本実施形態において変換先周波数ｆ_ＯＵＴは、ＩＦ信号の周波数ｆ_ＩＦとなる。

続いて、このように構成されるＲＦ受信回路２０における周波数変換回路３０についての、二つの実施例を説明する。

＜第１実施例＞
先ず、第１実施例を説明する。
（構成）
図２は、第１実施例における周波数変換回路３０Ａの回路構成図である。図２に示すように、周波数変換回路３０Ａは、ミキサー３１と、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）３２と、ＢＰＦ３３−１，３３−２と、増幅器３４と、加算器３５と、サンプル・アンド・ホールド回路３６と、タイミング調整回路３７とを備えて構成される。

ミキサー３１は、周波数ｆ_ＲＦのＲＦ信号と、ローカル発振信号Ｌｏを乗算（合成）して出力する。ＰＬＬ３２は、ローカル発振周波数ｆ_Ｌｏのローカル発振信号Ｌｏを生成する。

ＢＰＦ３３−１は、ミキサー３１から出力される信号Ｍｉｘのうち、周波数「ｆ１＝ａ×ｆ_Ｌｏ＋ｆ_ＯＵＴ」を含む所定帯域の信号を通過させ、帯域外の周波数成分を遮断する。但し、「ａ」は予め定められる１以上の整数であり、ｆ１＜ｆ_ＲＦである。つまり、ＢＰＦ３３−１によって、ローカル発振周波数ｆ_ＬＯのａ倍の周波数（以下適宜「ローカル基準周波数」という。）と変換先周波数ｆ_ＯＵＴとの和の周波数ｆ１の信号Ｆ１が抽出される。

ＢＰＦ３３−２は、ミキサー３１から出力される信号Ｍｉｘのうち、周波数「ｆ２＝２×ａ×ｆ_Ｌｏ＋ｆ_ｏｕｔ」を含む所定帯域の信号を通過させ、帯域外の周波数成分を遮断する。但し、ｆ２＜ｆ_ＲＦである。つまり、ＢＰＦ３３−２によって、ローカル基準周波数を更に２倍した周波数と変換先周波数ｆ_ＯＵＴとの和の周波数ｆ２の信号Ｆ２が抽出される。周波数ｆ１，ｆ２の関係式から明らかなように、ローカル発振周波数ｆ_ＬＯは、ＲＦ信号の周波数ｆ_ＲＦよりも十分に低い周波数である。

また、増幅器３４は、ＢＰＦ３３−２の出力信号Ｆ２を、その振幅がＢＰＦ３３−１の出力信号Ｆ１の振幅に一致するように増幅する。これは、後段の加算器３５において加算される両信号の振幅を合わせ、適切な周波数変換を実現するためである。なお、この増幅器３４は、周波数変換回路３０Ａに必須な構成要素ではなく、例えば、ＢＰＦ３３−１，３３−２それぞれの出力信号のレベルに応じて等、必要に応じて設ければ良い。

加算器３５は、ＢＰＦ３３−１からの出力信号Ｆ１と、増幅器３４からの出力信号Ｆ２とを加算する。

タイミング調整回路３７は、ＰＬＬ３２から出力されるローカル発振信号Ｌｏの周波数と同一であり、位相を調整したタイミング信号を生成する。後述するが、加算信号ＡＤＤのピーク値は、ローカル発振信号Ｌｏの周期となる。タイミング調整回路３７は、加算信号ＡＤＤのピーク値のタイミングに合わせるように位相を調整したタイミング信号を生成する。但し、この位相調整は、設計段階で予め定められるものである。

サンプル・アンド・ホールド回路３６は、タイミング調整回路３７からのタイミング信号に従って、加算器３５の加算信号ＡＤＤのピーク値をサンプリングすることで、加算信号ＡＤＤの包絡線（振幅の最大値）を検波する。より具体的には、加算信号ＡＤＤの正のピーク値をサンプリングすることで、加算信号ＡＤＤの正側の包絡線を検波する。正側の包絡線を検波する方法としては、例えば、ダイオード回路等で加算信号ＡＤＤの正側の信号成分のみを取り出した上で検波する等の方法がある。

上述したように、信号Ｆ１の周波数ｆ１は次式（１ａ）を満たし、信号Ｆ２の周波数ｆ２は次式（１ｂ）を満たすように設計される。
但し、「ａ」は１以上の整数（ａ＝１，２，３，・・・）である。

本実施例における周波数変換回路３０は、ローカル発振信号Ｌｏの高調波を利用して信号Ｆ１，Ｆ２を生成し、これらを加算した加算信号ＡＤＤの包絡線を検波することで、所望の変換先周波数ｆ_ＯＵＴの信号を得る。以下、その原理を、具体例を交えて詳細に説明する。

（具体例）
原理の説明の当たり、式（１ａ），（１ｂ）を満たす具体的な数値例として、次の３例を用いることとする。
「例１」・・局部発振周波数Ｆ_Ｌｏ＝１００ＭＨｚ、ＩＦ周波数Ｆ_ＩＦ＝２ＭＨｚ、ＲＦ周波数Ｆ_ＲＦ＝１５０２ＭＨｚ、ａ＝７
「例２」・・局部発振周波数Ｆ_Ｌｏ＝１２１ＭＨｚ、ＩＦ周波数Ｆ_ＩＦ＝２．４２ＭＨｚ、ＲＦ周波数Ｆ_ＲＦ＝１．５７５４２ＧＨｚ（ＧＰＳ衛星信号の周波数）、ａ＝６
「例３」・・局部発振周波数Ｆ_Ｌｏ＝２５．８ＭＨｚ、ＩＦ周波数Ｆ_ＩＦ＝１．６２ＭＨｚ、ＲＦ周波数Ｆ_ＲＦ＝１．５７５４２ＧＭＨｚ（ＧＰＳ衛星信号の周波数）、ａ＝３０

（原理１）
続いて、式（１ａ），（１ｂ）を満たす周波数ｆ１，ｆ２の信号Ｆ１，Ｆ２を加算し、その加算信号の包絡線を取ることで、周波数ｆ_ＯＵＴの信号が得られる原理を説明する。

先ず、周波数ｆ１，ｆ２は、上式（１ａ），（１ｂ）を満たす。従って、加算器３５から出力される信号ＡＤＤは、次式（２）となる。

ここで、式（３）のようにＡ，Ｂを定義する。
すると、式（２）は、次式（４）となる。

図３は、式（４）のグラフである。図３（ａ）は、式（４）の右辺第１項のグラフであり、図３（ｂ）は、式（４）の右辺第２項のグラフである。図３（ｃ）は、式（４）の右辺全体のグラフ（すなわち、図３（ａ），（ｂ）のグラフの和）である。

ところで、式（４）における周波数Ａ，Ｂの具体的な数値として、上述の具体例「例１」〜「例３」で考えると、次のようになる。すなわち、「例１」では、
Ａ＝２π×ａ×Ｌｏ＝２π×７×１００ＭＨｚ＝２π×７００ＭＨｚ
Ｂ＝２π×２ＭＨｚ
となる。また、「例２」では、
Ａ＝２π×６×１２１ＭＨｚ＝２π×７２６ＭＨｚ
Ｂ＝２π×２．４２ＭＨｚ
となる。また、「例３」では、
Ａ＝２π×３０×２５．８ＭＨｚ＝２π×７７４ＭＨｚ
Ｂ＝２π×１．６２ＭＨｚ
となる。つまり、上式（３）で定義される周波数Ａ，Ｂは、Ａ＞＞Ｂ、といえる。

さて、式（４）の右辺第１項は、周波数Ａに関する項である「２（ｓｉｎ（１．５Ａ）×ｃｏｓ（０．５Ａ））」と、周波数Ｂに関する項である「ｃｏｓＢ」とを乗算した信号である。従って、Ａ＞＞Ｂ、であるから、式（４）の右辺第１項の信号波形は、高周波信号である「２（ｓｉｎ（１．５Ａ）×ｃｏｓ（０．５Ａ））」を、低周波信号である「ｃｏｓＢ」で変調した信号波形となる。

また、式（４）の右辺第１項の信号波形の包絡線は、図３（ａ）の点線で示すように、時間軸（横軸）に対して対称であり、正負方向の振幅の大きさが同じである。これは、高周波信号である「２（ｓｉｎ（１．５Ａ）×ｃｏｓ（０．５Ａ））２」が奇関数だからである。すなわち、ｓｉｎ関数は奇関数であり、ｃｏｓ関数は偶関数である。また、奇関数であるｓｉｎ関数と、偶関数であるｃｏｓ関数との積は、奇関数となる。そして、奇関数は、原点に関して点対称であるから、原点を中心とする１周期の範囲［−π〜π］では、正方向の最大値と、負方向の最大値（より正確には最小値の絶対値）とが等しい。このため、高周波信号である「２（ｓｉｎ（１．５Ａ）×ｃｏｓ（０．５Ａ））２」は、正負方向それぞれの振幅が等しく、右辺第１項の信号波形の包絡線は、時間軸（横軸）に対して対称であり、正負方向の振幅の大きさが同じとなる。

また、式（４）の右辺第２項は、周波数Ａに関する項である「２（ｃｏｓ（１．５Ａ）×ｃｏｓ（０．５Ａ））」と、周波数Ｂに関する項である「ｓｉｎＢ」とを乗算した信号である。従って、Ａ＞＞Ｂ、であるから、式（４）の右辺第２項の信号波形は、高周波信号である「２（ｃｏｓ（１．５Ａ）×ｃｏｓ（０．５Ａ））」を、低周波信号である「ｓｉｎＢ」で変調した信号波形となる。また、式（４）の右辺第２項の信号波形の包絡線（点線で示されている）は、図３（ｂ）から明らかなように、時間軸（横軸）に対して対称ではなく、正負方向の振幅の大きさが異なり、周波数Ｂを強く含む周波数で変化する波形となる。

そして、式（４）の右辺第１項と式（４）の右辺第２項とを加算した式（４）の右辺全体の信号波形は、図３（ｃ）に示すような、図３（ａ）の信号波形と、図３（ｂ）の信号波形を加算した信号波形となる。図３（ｃ）に示すように、式（４）の右辺の信号波形の正側の包絡線（一点鎖線で示されている）は、第２項の包絡線が周波数Ｂを強く含む周波数で変化することに起因して、周波数Ｂを強く含む周波数で変化する波形となる。

サンプル・アンド・ホールド回路３６は、加算信号ＡＤＤのピーク値をサンプリングする。つまり、加算信号ＡＤＤの正側の包絡線を検波する。この原理については（原理２）として後述する。サンプル・アンド・ホールド回路３６から出力されるＩＦ信号は、信号Ｂとなる。

なお、上述の具体例「例１」〜「例３」を含む、式（１ａ），（１ｂ）を満たす何れの組合せにおいても、式（２）で与えられる加算器３５の加算信号ＡＤＤの信号波形は、図３（ｃ）に示す信号波形と同じであり、横軸（時間軸）のスケールが異なるのみである。

（原理２）
次いで、サンプル・アンド・ホールド回路３６のサンプリングタイミングについて説明する。

図４は、図３の信号波形の一部を時間軸方向に拡大表示した図である。すなわち、図３（ａ）に示した式（４）の右辺第１項の信号波形と、図３（ｂ）に示した式（４）の右辺第２項の信号波形と、図３（ｃ）に示した式（４）の右辺全体（信号ＡＤＤ）の信号波形とを重ねて示している。

図４に示すように、式（４）の右辺第１項の信号波形と、式（４）の右辺第２項の信号波形との周期及び位相は一致しており、従って、式（４）の右辺第１項の信号波形、及び、式（４）の右辺第２項の信号波形それぞれと、式（４）の右辺全体（信号ＡＤＤ）との周期及び位相は一致している。そして、式（４）の右辺全体（信号ＡＤＤ）の正方向のピーク値の周期は、局部発振信号Ｌｏの周期に一致する。

このため、サンプル・アンド・ホールド回路３６は、局部発振信号Ｌｏに同期して、信号ＡＤＤをサンプリングする。またこのとき、サンプリングタイミングを信号ＡＤＤのピーク値に合わせるために、例えば、局部発振信号Ｌｏの位相を少しずつずらしながら、出力信号ＩＦの信号強度が最も大きくなる移相量をサーチすることとしても良い。

＜第２実施例＞
次に、第２実施例を説明する。なお、以下において、実施例１と同一の構成要素については同符号を付し、詳細な説明を省略する。

（構成）
図５は、第２実施例における周波数変換回路３０Ｂの回路構成図である。図５に示すように、周波数変換回路３０Ｂは、ミキサー３１と、ＰＬＬ３２と、（ｋ−１）個のＢＰＦ３３−２，３３−３，・・・，３３−ｋと、（ｋ−１）個の増幅器３４−２，３４−３，・・・，３４−ｋと、加算器３５と、サンプル・アンド・ホールド回路３６と、タイミング調整回路３７とを備えて構成される。但し、「ｋ」は２以上の予め設計される値であり、ｋの値に応じて回路構成も予め定まる。また、増幅器３４−２，３４−３，・・・，３４−ｋは、第１実施例と同様に、周波数変換回路３０Ｂに必須な構成要素ではなく、例えば、ＢＰＦ３３−１，３３−２，・・・，３３−ｋそれぞれの出力信号のレベルに応じて等、必要に応じて設ければ良い。

ＢＰＦ３３−ｍ（ｍ＝１，２，・・・ｋ）は、ミキサー３１から出力される信号Ｍｉｘのうち、周波数「ｆｍ＝ｍ×ａ×ｆ_ＬＯ＋ｆ_ＯＵＴ」を含む所定帯域の信号を通過させ、帯域外の周波数成分を遮断する。但し、「ａ」は第１実施例と同様、予め定められる１以上の整数であり、ｆｍ＜ｆ_ＲＦである。つまり、ＢＰＦ３３−ｍによって、ローカル発振周波数ｆ_ＬＯのａ倍のローカル基準周波数を更にｍ倍した周波数と、変換先周波数ｆ_ＯＵＴとの和の周波数ｆｍの信号Ｆｍが抽出される。すなわち、信号Ｆｍの周波数ｆｍは式（５）を満たす。
周波数ｆｍがＲＦ信号の周波数ｆ_ＲＦよりも小さくこと、及びこの式（５）から明らかな通り、ローカル発振周波数ｆ_ＬＯは、ＲＦ信号の周波数ｆ_ＲＦよりも十分に低い周波数である。

本実施例における周波数変換回路３０Ｂは、ローカル発振信号Ｌｏの高調波を利用して信号Ｆ１，Ｆ２，・・・Ｆｋを生成し、これらを全て加算した加算信号ＡＤＤの包絡線を検波することで、所望の変換先周波数ｆ_ＯＵＴの信号を得る。以下、この第２実施例の原理を、具体例を交えて詳細に説明する。

（具体例）
原理の説明に当たって、式（５）を満たす具体的な数値例として、次の例を用いることとする。
「例４」・・局部発振周波数Ｆ_Ｌｏ＝２８６ＭＨｚ、変換先周波数Ｆ_ＯＵＴ＝２．４２ＭＨｚ

そして、図６は、上述の「例４」の信号波形である。図６（ａ）は、ｋ＝３、の場合の、信号ＡＤＤ（＝ｆ１＋ｆ２＋ｆ３）の信号波形を示し、図６（ｂ）は、ｋ＝４、の場合の、信号ＡＤＤ（＝ｆ１＋ｆ２＋ｆ３＋ｆ４）の信号波形を示している。図６（ａ），（ｂ）は、何れも、時間軸（横軸）のスケールは同じであり、正側の包絡線は、周波数Ｆ_ＯＵＴの信号となる。

（原理）
続いて、式（５）を満たす周波数ｆ１，ｆ２，・・，ｆｋそれぞれの信号Ｆ１，Ｆ２，・・，Ｆｋを加算し、その加算信号の包絡線を取ることで、周波数ｆ_ＯＵＴの信号が得られる原理を説明する。

先ず、加算器３５から出力される加算信号ＡＤＤは、次式（６）となる。

ここで、式（７）のようにＡ，Ｂを定義する。
すると、上式（６）は、次式（８）となる。

上述のように、Ａ＞＞Ｂ、である。このため、式（８）の右辺第１項の信号波形は、周波数Ａに関する項である「Σｓｉｎ（ｋ・Ａ）」の高周波信号を、周波数Ｂに関する項である「ｃｏｓＢ」の低周波信号で変調した信号波形となる。また、式（８）の右辺第２項の信号波形は、周波数Ａに関する項である「Σｃｏｓ（ｋ・Ａ）」の高周波信号を、周波数Ｂに関する項である「ｓｉｎＢ」の低周波信号で変調した信号波形となる。

ところで、ｓｉｎ関数は奇関数であり、原点に関して点対称である。このため、式（８）の右辺第１項の「Σｓｉｎ（ｋ・Ａ）」の信号波形は、１周期の範囲［−π＜Ａ＜π］において、正方向の振幅の最大値と、負方向の振幅の最大値（より正確には最小値の絶対値）とは等しい。従って、式（８）の右辺第１項の波形の包絡線は、時間軸（横軸）に対して対称であり、正負方向の振幅の大きさが同じである。

図７は、式（８）の右辺第２項の後半「Σｃｏｓ（ｋ・Ａ）」のグラフである。なお、図７では、１周期の範囲［−π＜Ａ＜π］における、ｋ＝１，２，３，４、のそれぞれの場合の信号波形を示している。

図７に示すように、［−π＜Ａ＜π］の範囲では、Ａ＝０、のとき、全てのｋについて、ｃｏｓ（ｋ・Ａ）＝１、となる。つまり、［−π＜Ａ＜π］の範囲における「Σｃｏｓ（ｋ・Ａ）」の正側の最大値は、「ｋ」となる。一方、負側の最大値（より正確には最小値）を考えると、［−π＜Ａ＜π］の範囲において、全てのｋについて、ｃｏｓ（ｋ・Ａ）＝−１、となる「Ａ」は存在しない。すなわち、「Σｃｏｓ（ｋ・Ａ）」の負側の最小値は「−ｋ」より大きい。つまり、式（８）の右辺第２項の「Σｃｏｓ（ｋ・Ａ）」は、正側と負側とでは振幅の最大値が異なる。このため、式（８）の右辺第２項の信号の包絡線は、時間軸に対して対称ではなく、正負方向の振幅の大きさが異なり、周波数Ｂを強く踏む周波数で変化する波形となる。

従って、式（８）の右辺全体の信号の正側の包絡線は、式（８）の右辺第２項の周波数Ｂでのうねりに起因して、周波数Ｂを強く含む周波数で変化する波形となる。

［作用・効果］
このように、本実施形態における周波数変換回路３０Ａ，３０Ｂは、ローカル発振信号Ｌｏを用いて、高周波信号であるＲＦ信号を中間周波数の信号（ＩＦ信号）に変換するが、ＲＦ信号とローカル発振信号Ｌｏとの差周波数よりも低い周波数に変換することができる。つまり、所望の変換先周波数への変換を、従来のミキサーより、低い周波数のローカル発振信号Ｌｏを用いて実現することができる。このため、従来に比較して、ＰＬＬ３２の電力消費を低減することができ、ひいては、ＲＦ受信回路２０全体の電力消費を低減することが可能となる。

［変形例］
なお、本発明の適用可能な実施形態は、上述の実施形態に限定されることなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能なのは勿論である。

例えば、上述の実施形態では、加算信号ＡＤＤの正側の包絡線を検波しているが、負側の包絡線を検波することにしても良い。この場合、サンプル・アンド・ホールド回路３６は、加算信号ＡＤＤの負のピーク値をサンプリングする。

また、上述の実施形態では、周波数変換回路３０をスーパーヘテロダイン方式の無線通信装置に適用することを想定して、上述の実施形態では、変換先周波数を中間周波数として説明した。しかし、周波数変換回路３０は、周波数を変換する目的として他の信号処理回路として用いることが可能であることは勿論である。

１０ ＲＦ受信アンテナ
２０ ＲＦ受信回路
２１ ＳＡＷ、２２ ＬＮＡ、２３ ＬＰＦ
３０ 周波数変換回路
３１ ミキサー、３２ ＰＬＬ、３３ ＢＰＦ、３４ 増幅器、３５ 加算器
３６ サンプル・アンド・ホールド回路、３７ タイミング調整回路

Claims (8)

1. 受信信号の周波数を変換先周波数に変換する周波数変換方法であって、
   前記受信信号にローカル発振信号を乗算することと、
   前記乗算後の信号から、前記ローカル発振信号の周波数をａ倍（ａは１以上の整数）したローカル基準周波数と前記変換先周波数との和の第１周波数の信号を抽出することと、
   前記乗算後の信号から、前記ローカル基準周波数を２倍した周波数と前記変換先周波数との和の第２周波数の信号を抽出することと、
   前記第１周波数の信号と前記第２周波数の信号とを加算することと、
   前記加算後の信号の包絡線を検波することと、
   を含む周波数変換方法。
2. 受信信号の周波数を変換先周波数に変換する周波数変換方法であって、
   前記受信信号にローカル発振信号を乗算することと、
   前記乗算後の信号から、前記ローカル発振信号の周波数をａ倍（ａは１以上の整数）したローカル基準周波数と前記変換先周波数との和の第１周波数の信号を抽出することと、
   前記乗算後の信号から、前記ローカル基準周波数を２〜ｋ倍（ｋは２以上の整数）した周波数それぞれと、前記変換先周波数との和である第２〜第ｋ周波数の信号を抽出することと、
   前記第１周波数の信号と、前記第２〜第ｋ周波数の信号とを加算することと、
   前記加算後の信号の包絡線を検波することと、
   を含む周波数変換方法。
3. 前記加算の前に、前記第２周波数の信号を増幅することを更に含む、
   請求項１に記載の周波数変換方法。
4. 前記加算の前に、前記第２〜第ｋ周波数の信号を増幅することを更に含む、
   請求項２に記載の周波数変換方法。
5. 前記包絡線を検波することは、前記ローカル発振信号に基づいて前記加算後の信号をサンプリングすることを含む、
   請求項１〜４の何れか一項に記載の周波数変換方法。
6. 前記受信信号は、測位用衛星から送信される測位用信号であり、
   前記変換先周波数は、受信信号の周波数の１／１０以下に設定されることを含む、
   請求項１〜５の何れか一項に記載の周波数変換方法。
7. 受信信号の周波数を変換先周波数に変換する周波数変換装置であって、
   前記受信信号にローカル発振信号を乗算する乗算部と、
   前記乗算後の信号から、前記ローカル発振信号の周波数をａ倍（ａは１以上の整数）したローカル基準周波数と前記変換先周波数との和の第１周波数の信号を抽出する第１抽出部と、
   前記乗算後の信号から、前記ローカル基準周波数を２倍した周波数と前記変換先周波数との和の第２周波数の信号を抽出する第２抽出部と、
   前記第１周波数の信号と前記第２周波数の信号とを加算する加算部と、
   前記加算後の信号の包絡線を検波する検波部と、
   を備えた周波数変換装置。
8. 受信信号の周波数を変換先周波数に変換する周波数変換装置であって、
   前記受信信号にローカル発振信号を乗算する乗算部と、
   前記乗算後の信号から、前記ローカル発振信号の周波数をａ倍（ａは１以上の整数）したローカル基準周波数と前記変換先周波数との和の第１周波数の信号を抽出する第１抽出部と、
   前記乗算後の信号から、前記ローカル基準周波数を２〜ｋ倍（ｋは２以上の整数）した周波数それぞれと、前記変換先周波数との和である第２〜第ｋ周波数の信号を抽出する第２〜第ｋ抽出部と、
   前記第１周波数の信号と、前記第２〜第ｋ周波数の信号とを加算する加算部と、
   前記加算後の信号の包絡線を検波する検波部と、
   を備えた周波数変換装置。