JP2012023294A - Led lighting device - Google Patents

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a LED lighting device capable of improving required volume for configuring a circuit, reliability and circuit life by reducing cost and number of components, thus significantly increasing power transfer efficiency.SOLUTION: A series circuit section 21 is connected with a detection resistance Rthat converts and detects, into a voltage, each of detection currents that are a current Iwhen a switching element Q is turned on and a load current Iwhen the switching element Q is turned off. Between DC output terminals of a full-wave rectifier 10, a resistance R2 that outputs a partial voltage based on an output voltage of the full-wave rectifier 10 is connected. A controller 22 reduces an error between an output voltage from the resistance R2 and a voltage detected by the detection resistance Rand turns on/off the switching element Q for feedback control so as to approach the output voltage.

Description

本発明は、ＬＥＤ点灯装置に関する。   The present invention relates to an LED lighting device.

従来、ＬＥＤ点灯装置として、力率改善回路を備えたものが知られている。従来の力率改善回路は、定電圧出力であるため、出力に大型コンデンサを必要とするとともに、かつ制御系に乗算回路を必要としている。   Conventionally, an LED lighting device having a power factor correction circuit is known. Since the conventional power factor correction circuit is a constant voltage output, it requires a large capacitor for the output and a multiplier circuit for the control system.

又、特許文献１が公知である。特許文献１は、交流を整流化する整流化直流電源に対してインダクタ、スイッチング素子、及び電流検出抵抗の直列回路が接続されるとともに、前記スイッチング素子及び電流検出抵抗の直列回路に対してＬＥＤ（発光ダイオード）及びインダクタ電流検出抵抗の直列回路が並列に接続されている。そして、前記インダクタ、スイッチング素子、及び前記スイッチング素子をオンオフする制御回路により昇圧チョッパ（力率改善回路）が構成されている。   Patent Document 1 is known. In Patent Document 1, a series circuit of an inductor, a switching element, and a current detection resistor is connected to a rectified DC power supply that rectifies alternating current, and an LED ( A series circuit of a light emitting diode) and an inductor current detection resistor is connected in parallel. A boost chopper (power factor correction circuit) is configured by the inductor, the switching element, and a control circuit for turning on and off the switching element.

特開２００１−３１３４２３号公報、図１、図４JP 2001-313423 A, FIG. 1 and FIG.

前記特許文献１において、ＬＥＤに流れる負荷電流を検出する構成としては、発光ダイオード電流検出器、誤差増幅器及び前記誤差増幅器の一方の制御入力端及び出力端側間に接続されたコンデンサからなる積分回路を備えている。そして、特許文献１では、発光ダイオードに流れる負荷電流を検出して、前記誤差増幅器で基準電位源と比較し、前記積分回路で低周波交流の周期より速い応答を抑制すべく、前記スイッチング素子の制御回路に帰還させて、該制御回路により、スイッチング素子をオンオフすることにより、低周波交流の周期より長い時間領域で見た場合に、前記負荷電流を平均化させるようにしている。   In the above-mentioned Patent Document 1, as an arrangement for detecting a load current flowing through an LED, an integration circuit comprising a light emitting diode current detector, an error amplifier, and a capacitor connected between one control input end and output end of the error amplifier. It has. In Patent Document 1, the load current flowing in the light emitting diode is detected, compared with a reference potential source by the error amplifier, and in order to suppress a response faster than the period of the low-frequency alternating current by the integrating circuit, The load current is averaged when viewed in a time region longer than the period of the low-frequency alternating current by feeding back to the control circuit and turning on and off the switching element by the control circuit.

特許文献１が上記のように構成している理由は、前提として特許文献１の力率改善回路（ＰＦＣ）が、定電力出力を想定した構成であり、短時間で出力をフィードバックできない構成のためである。すなわち、特許文献１の定電力出力を想定した構成は、入力電圧が高いほど入力電流を必要としなくなる構成のため、対策がなければ入力電圧と入力電流が比例する関係とはならず、力率は悪化する。この対策としては、入力電流を全波整流した上で、その波形全体を大きくしたり、或いは小さくしたりする方法しかない。このため、特許文献１では、長時間に渡り変化の少ない制御偏差を目標値（全波整流波形）に乗算できる制御系（制御回路）が必須となっており、短時間で出力をフィードバック（帰還）させない理由となっている。このため、特許文献１では、制御系の回路の簡素化、コスト低減を図ることができない問題がある。   The reason why Patent Document 1 is configured as described above is that the power factor correction circuit (PFC) of Patent Document 1 is assumed to be a constant power output as a premise and the output cannot be fed back in a short time. It is. In other words, the configuration assuming the constant power output of Patent Document 1 is a configuration that requires no input current as the input voltage is higher. Therefore, if there is no countermeasure, the relationship between the input voltage and the input current is not proportional. Will get worse. As a countermeasure, there is only a method of making the entire waveform larger or smaller after full-wave rectifying the input current. Therefore, in Patent Document 1, a control system (control circuit) capable of multiplying a target value (full-wave rectified waveform) by a control deviation with little change over a long period of time is essential, and the output is fed back (feedback) in a short time. ) It is a reason not to let it. For this reason, Patent Document 1 has a problem that simplification of the control system circuit and cost reduction cannot be achieved.

本願発明の目的は、定電流出力でも定電圧出力でもない出力を、ＬＥＤに印加する構成としている力率改善回路を設けて、出力の大型コンデンサを不要とするとともに制御系の乗算回路を不要とすることにより、コスト、部品点数を少なくでき、そのため、回路を構成するための必要体積、信頼性、回路寿命を改善できることができ、さらに、電力伝達効率を大幅に改善できるＬＥＤ点灯装置を提供することにある。   An object of the present invention is to provide a power factor correction circuit configured to apply an output that is neither a constant current output nor a constant voltage output to an LED, so that a large output capacitor is unnecessary and a multiplication circuit of a control system is unnecessary. Thus, it is possible to reduce the cost and the number of parts, and therefore, it is possible to improve the necessary volume, reliability, and circuit life for configuring a circuit, and further to provide an LED lighting device that can greatly improve power transmission efficiency. There is.

上記問題点を解決するために、請求項１の発明は、交流を整流化する整流化直流電源と、前記整流化直流電源の直流出力端間に接続されたインダクタとスイッチング手段の直列回路部、及び前記スイッチング手段のオンオフを行う制御部を含み、直流出力端に平滑コンデンサを備えていない力率改善回路と、前記力率改善回路に接続されるとともに前記力率改善回路からの直流出力により駆動される単数の発光ダイオード又は発光ダイオード列（以下、発光ダイオード部という）を備えたＬＥＤ点灯装置であって、前記直列回路部には、前記スイッチング手段がオン時に前記直列回路部に流れる直流電流と、前記スイッチング手段がオフ時に前記発光ダイオード部に流れる負荷電流に関係した負荷関連電流とをそれぞれ検出電流として、該検出電流を電圧に変換して検出する検出抵抗が接続され、前記整流化直流電源の直流出力端間には前記整流化直流電源の出力電圧に基づいた目標値としての分圧電圧を出力する目標値出力回路が接続され、前記制御部は、前記目標値出力回路からの目標値と、前記検出抵抗が検出した電圧との誤差を縮小して前記目標値に近づくようにフィードバック制御すべく前記スイッチング手段をオンオフすることを特徴とするＬＥＤ点灯装置を要旨としている。   In order to solve the above problems, the invention of claim 1 is a rectified DC power supply for rectifying AC, an inductor connected between DC output terminals of the rectified DC power supply, and a series circuit portion of switching means, And a control unit for turning on and off the switching means, and a power factor correction circuit not provided with a smoothing capacitor at a DC output terminal, and connected to the power factor correction circuit and driven by a DC output from the power factor improvement circuit The LED lighting device includes a single light-emitting diode or a light-emitting diode array (hereinafter referred to as a light-emitting diode unit), and the series circuit unit includes a direct current that flows through the series circuit unit when the switching unit is on. The load-related current related to the load current flowing through the light emitting diode section when the switching means is off is used as the detection current, respectively. A detection resistor for detecting a current by converting it into a voltage is connected, and a target value for outputting a divided voltage as a target value based on the output voltage of the rectified DC power supply is connected between the DC output terminals of the rectified DC power supply. An output circuit is connected, and the control unit reduces the error between the target value from the target value output circuit and the voltage detected by the detection resistor, and performs the feedback control so as to approach the target value by reducing the error. The gist of the present invention is an LED lighting device that is turned on and off.

請求項２の発明は、請求項１において、前記発光ダイオード部は、前記力率改善回路の出力端に対して、絶縁トランスを介して接続されていることを特徴とする。
請求項３の発明は、請求項２において、前記絶縁トランスの二次巻線に対して、全波整流手段を介して前記発光ダイオード部が接続され、前記スイッチング手段は、前記インダクタに接続された第１スイッチング素子と、前記インダクタに対して前記絶縁トランスの一次巻線を介して接続されるとともに前記第１スイッチング素子に対して並列接続された第２スイッチング素子とを含み、前記制御部は、前記第１及び第２スイッチング素子を交互にオンオフさせて、第１スイッチング素子がオン、第２スイッチング素子がオフの第４期間は、前記インダクタを充電駆動させ、第１スイッチング素子がオフ、第２スイッチング素子がオンであって、第４期間よりも短くした第５期間では、前記絶縁トランスをフォワード動作させることにより、前記発光ダイオード部を発光させることを特徴とする。 According to a second aspect of the present invention, in the first aspect, the light emitting diode section is connected to an output terminal of the power factor correction circuit via an insulating transformer.
According to a third aspect of the present invention, in the second aspect, the light emitting diode portion is connected to the secondary winding of the isolation transformer via a full-wave rectifying means, and the switching means is connected to the inductor. A first switching element; and a second switching element connected to the inductor via a primary winding of the insulating transformer and connected in parallel to the first switching element, and the control unit includes: The first and second switching elements are alternately turned on and off, and in a fourth period in which the first switching element is on and the second switching element is off, the inductor is charged and driven, and the first switching element is off, In the fifth period in which the switching element is on and shorter than the fourth period, the insulating transformer is forward operated, Wherein the emit serial light emitting diode.

請求項４の発明は、請求項２において、前記絶縁トランスの一次巻線は、前記インダクタに対して接続された接続点を介して互いに接続された第１の一次巻線と第２の一次巻線を含み、前記発光ダイオード部は、前記絶縁トランスの二次巻線に対して、接続向きを互いに反対にして接続された複数の発光ダイオード列が並列接続された回路を含み、前記スイッチング手段は、第１スイッチング素子と、第２スイッチング素子を含み、前記直列回路部は、前記第１の一次巻線及び前記第１スイッチング素子の第１直列回路と、前記第２の一次巻線及び前記第２スイッチング素子の第２直列回路とが並列接続された並列回路を含み、前記インダクタ、前記並列回路及び前記検出抵抗が直列接続されたものであり、前記制御部は、前記第１及び第２スイッチング素子を同時にオンさせて前記インダクタを充電する第１期間、第２スイッチング素子をオフさせるとともに第１スイッチング素子をオンさせる第２期間、前記第１及び第２スイッチング素子を同時にオンさせて前記インダクタを充電する第１期間、第２スイッチング素子をオンさせるとともに第１スイッチング素子をオフさせる第３期間を順次繰り返し、第２及び第３期間で前記絶縁トランスをフォワード動作させることにより、前記複数の発光ダイオード列が並列接続された回路を交互に発光させることを特徴とする。   According to a fourth aspect of the present invention, in the second aspect, the primary winding of the isolation transformer is a first primary winding and a second primary winding connected to each other via a connection point connected to the inductor. The light emitting diode unit includes a circuit in which a plurality of light emitting diode rows connected in opposite directions to the secondary winding of the isolation transformer are connected in parallel, and the switching means The first switching element and the second switching element, wherein the series circuit unit includes the first primary winding and the first series circuit of the first switching element, the second primary winding and the first switching element. A switching circuit including a parallel circuit connected in parallel to a second series circuit of two switching elements, wherein the inductor, the parallel circuit, and the detection resistor are connected in series; A first period in which the switching element is turned on simultaneously to charge the inductor; a second period in which the second switching element is turned off and the first switching element is turned on; and the first and second switching elements are turned on simultaneously to turn on the inductor The first period of charging the second switching element and the third period of turning off the first switching element are sequentially repeated, and the insulating transformer is forward-operated in the second and third periods, whereby the plurality of light emission A circuit in which the diode arrays are connected in parallel is caused to emit light alternately.

請求項５の発明は、請求項１において、前記発光ダイオード部の入力端は、前記インダクタ（以下、第１インダクタという）と前記スイッチング手段間の第１接続点に対して接続され、前記発光ダイオード部の出力端は、第２インダクタを介して前記第１接続点に対して接続されるとともに、コンデンサを介して前記直列回路部と前記検出抵抗間の第２接続点に対して接続されていることを特徴とする。   According to a fifth aspect of the present invention, in the first aspect, an input terminal of the light emitting diode section is connected to a first connection point between the inductor (hereinafter referred to as a first inductor) and the switching means, and the light emitting diode The output terminal of the unit is connected to the first connection point via a second inductor, and is connected to the second connection point between the series circuit unit and the detection resistor via a capacitor. It is characterized by that.

請求項６の発明は、請求項１において、前記発光ダイオード部の入力端は、前記インダクタ（以下、第１インダクタという）と前記スイッチング手段間の第１接続点に対して接続されるとともに、コンデンサを介して前記直列回路部と前記検出抵抗間の第２接続点に対して接続され、前記発光ダイオード部の出力端は、第２インダクタを介して前記第１接続点に対して接続されていることを特徴とする。   According to a sixth aspect of the present invention, in the first aspect, the input end of the light emitting diode portion is connected to a first connection point between the inductor (hereinafter referred to as a first inductor) and the switching means, and a capacitor. Is connected to a second connection point between the series circuit portion and the detection resistor, and an output terminal of the light emitting diode portion is connected to the first connection point via a second inductor. It is characterized by that.

請求項１の発明によれば、定電流出力でも定電圧出力でもない出力を、ＬＥＤに印加する構成としている力率改善回路を設けて、出力の大型コンデンサを不要とするとともに制御系の乗算回路を不要とすることにより、コスト、部品点数を少なくでき、そのため、回路を構成するための必要体積、信頼性、回路寿命を改善できることができ、さらに、電力伝達効率を大幅に改善できる。   According to the first aspect of the present invention, there is provided a power factor correction circuit configured to apply an output which is neither a constant current output nor a constant voltage output to the LED, so that a large output capacitor is not required and a multiplication circuit for a control system is provided. By eliminating the need for cost, the cost and the number of parts can be reduced, so that the required volume, reliability, and circuit life for configuring the circuit can be improved, and the power transmission efficiency can be greatly improved.

請求項２の発明によれば、降圧型の絶縁トランスにより、二次側の感電が防止できるとともに、二次側を一次側よりも小さく電圧変換できるため、絶縁トランスの二次側に接続される発光ダイオード部の発光ダイオード列を構成するＬＥＤ直列数を抑制することができる。   According to the invention of claim 2, the step-down type insulating transformer can prevent electric shock on the secondary side, and the secondary side can be converted to a voltage smaller than the primary side, so that it is connected to the secondary side of the insulating transformer. It is possible to suppress the number of LEDs in series constituting the light emitting diode row of the light emitting diode section.

請求項３の発明によれば、降圧型の絶縁トランスにより、二次側の感電が防止できるとともに、ＬＥＤ電流のフィートバックを省略できるため、単に部品点数削減による小型化・低コスト化を実現するのみならず、長寿命化を確保できる。   According to the third aspect of the present invention, the step-down type insulation transformer can prevent electric shock on the secondary side and can eliminate the LED current footback, thereby realizing a reduction in size and cost by simply reducing the number of components. In addition, a long service life can be secured.

請求項４の発明によれば、降圧型の絶縁トランスにより、絶縁トランスの二次側からのＬＥＤ電流のフィートバックを省略できるため、単に部品点数削減による小型化・低コスト化を実現するのみならず、長寿命化を確保できる。   According to the invention of claim 4, since the step-down type insulation transformer can eliminate the footback of the LED current from the secondary side of the insulation transformer, it is only necessary to realize miniaturization and cost reduction by reducing the number of parts. Therefore, a long life can be secured.

請求項５の発明によれば、非絶縁、かつ高力率で、電圧変換回路１段の構成を備え、電源電流の連続する（スイッチング素子のライズタイムやフォールタイム程度の時間内に生じる無視できない程度の増減を伴わないことをさす）ＬＥＤ点灯装置においては、通常、発光ダイオード（ＬＥＤ）の直列数を電源電圧よりも高くする必要があるが、それを小さく抑えることが可能となる。   According to the fifth aspect of the present invention, a non-insulated and high power factor, one-stage voltage conversion circuit configuration is provided, and the power source current continues (cannot be ignored within the rise time or fall time of the switching element). In an LED lighting device, it is usually necessary to make the number of light emitting diodes (LEDs) in series higher than the power supply voltage, but this can be kept small.

請求項６の発明によれば、請求項５と同様の効果に加えて、電源電流のみならず、ＬＥＤに流れる負荷電流さえも連続状態（スイッチング素子のライズタイムやフォールタイム程度の時間内に生じる無視できない程度の増減を伴わないことをさす）を維持する為、負荷を長く引き回しても、放射ノイズを低く抑えることができる。   According to the invention of claim 6, in addition to the same effect as that of claim 5, not only the power supply current but also the load current flowing in the LED is generated in a continuous state (in the time of the rise time or fall time of the switching element). Therefore, even if the load is extended for a long time, radiation noise can be kept low.

（ａ）は第１実施形態のＬＥＤ点灯装置の電気回路図、（ｂ）は電流の流れを示す説明図、（ｃ）は電流の波形図。(A) is an electrical circuit diagram of the LED lighting device of the first embodiment, (b) is an explanatory diagram showing the flow of current, (c) is a waveform diagram of the current. （ａ）は第２実施形態のＬＥＤ点灯装置の電気回路図、（ｂ）は電流の流れを示す説明図、（ｃ）は電流の波形図。(A) is an electrical circuit diagram of the LED lighting device of 2nd Embodiment, (b) is explanatory drawing which shows the flow of an electric current, (c) is a waveform diagram of an electric current. （ａ）は第３実施形態のＬＥＤ点灯装置の電気回路図、（ｂ）は電流の流れを示す説明図、（ｃ）及び（ｄ）は電流の波形図。(A) is an electrical circuit diagram of the LED lighting device of 3rd Embodiment, (b) is explanatory drawing which shows the flow of an electric current, (c) And (d) is a wave form diagram of an electric current. （ａ）は第４実施形態のＬＥＤ点灯装置の電気回路図、（ｂ）〜（ｄ）は電流の流れを示す説明図。(A) is an electrical circuit diagram of the LED lighting device of 4th Embodiment, (b)-(d) is explanatory drawing which shows the flow of an electric current. （ａ）は三角波発振器、誤差増幅器の各出力のタイムチャート、（ｂ）は比較器の出力のタイムチャート、（ｃ）、（ｄ）はトグルフリップフロップ回路の出力のタイムチャート、（ｅ）、（ｆ）は第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の出力のタイムチャート。(A) is a time chart of each output of the triangular wave oscillator and error amplifier, (b) is a time chart of the output of the comparator, (c) and (d) are time charts of the output of the toggle flip-flop circuit, (e), (F) is a time chart of outputs of the first switching element and the second switching element. （ａ）は第５実施形態のＬＥＤ点灯装置の電気回路図、（ｂ）は電流の流れを示す説明図、（ｃ）は電流の波形図。(A) is an electric circuit diagram of the LED lighting device of 5th Embodiment, (b) is explanatory drawing which shows the flow of an electric current, (c) is a wave form diagram of an electric current. （ａ）〜（ｄ）は電流Ｉ１〜Ｉ４の波形図、（ｅ）は励磁電流の波形図。(A) ~ (d) shows a waveform of the current I 1 ~I 4, (e) shows a waveform of the exciting current. 変形例の電気回路図。The electric circuit diagram of a modification. （ａ）は電流目標値と制御対象電流の波形、（ｂ）〜（ｅ）はピーク検出比較器ＣＰ１、ロ電流検出用比較器ＣＰ２、ＲＳＦＦ及びスイッチング素子Ｑの出力波形図。(A) is a waveform of a current target value and a current to be controlled, and (b) to (e) are output waveform diagrams of a peak detection comparator CP1, a low current detection comparator CP2, RSFF, and a switching element Q.

（第１実施形態）
以下、本発明を具体化したＬＥＤ点灯装置の第１実施形態を図１（ａ）〜（ｃ）を参照して説明する。図１（ａ）に示すように、ＬＥＤ点灯装置は、ダイオードブリッジからなる整流化直流電源としての全波整流器１０と、力率改善回路２０と、発光ダイオード部３０とを備えている。力率改善回路２０は、全波整流器１０の直流出力端間に接続されたインダクタＬとスイッチング手段としてのスイッチング素子Ｑの直列回路部２１、及びスイッチング素子Ｑのオンオフを行う制御部２２を備えている。スイッチング素子Ｑは本実施形態では、ＭＯＳＦＥＴにより構成されているが、バイポーラトランジスタに代えても良い。直列回路部２１の出力端には、スイッチング素子Ｑがオン時に流れる直流電流と、スイッチング素子Ｑがオフ時に発光ダイオード部３０に流れる負荷電流（負荷関連電流）とをそれぞれ検出電流として、該検出電流を電圧に変換して検出する検出抵抗ＲＳＨ（検出抵抗）が接続されている。なお、全波整流器１０の直流出力端間は、ＬＥＤ点灯装置内部の制御電源にも接続されている。 (First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment of an LED lighting device embodying the present invention will be described with reference to FIGS. As shown in FIG. 1A, the LED lighting device includes a full-wave rectifier 10 as a rectified DC power source including a diode bridge, a power factor correction circuit 20, and a light emitting diode unit 30. The power factor correction circuit 20 includes an inductor L connected between DC output terminals of the full-wave rectifier 10 and a series circuit unit 21 of a switching element Q as a switching means, and a control unit 22 that turns on and off the switching element Q. Yes. In this embodiment, the switching element Q is composed of a MOSFET, but may be replaced with a bipolar transistor. At the output terminal of the series circuit unit 21, a direct current that flows when the switching element Q is on and a load current (load-related current) that flows through the light emitting diode unit 30 when the switching element Q is off are detected currents, respectively. Is connected to a detection resistor R SH (detection resistor) that detects and converts the voltage into a voltage. Note that between the DC output terminals of the full-wave rectifier 10 is also connected to a control power supply inside the LED lighting device.

本実施形態では、発光ダイオード部３０は、複数の発光ダイオード（ＬＥＤ）の直列回路からなる。そして、インダクタＬ側のＬＥＤのアノードがインダクタＬに接続され、検出抵抗ＲＳＨ側のＬＥＤのカソードがスイッチング素子Ｑと検出抵抗ＲＳＨの接続点に接続されている。なお、発光ダイオード部３０は、前記構成に限定されるものではなく、発光ダイオードの直列回路を複数並列接続した回路により構成しても良い。図１（ａ）に示すように、発光ダイオード部３０は、昇圧用のインダクタＬとスイッチング素子Ｑとの接続点と、スイッチング素子Ｑと、検出抵抗ＲＳＨとの接続点間に接続されている。本実施形態では、インダクタＬにより昇圧されるため、必然的に、発光ダイオード部３０を構成するＬＥＤの数は多く接続される。 In the present embodiment, the light emitting diode unit 30 includes a series circuit of a plurality of light emitting diodes (LEDs). The anode of the LED on the inductor L side is connected to the inductor L, and the cathode of the LED on the detection resistor R SH side is connected to the connection point between the switching element Q and the detection resistor R SH . In addition, the light emitting diode part 30 is not limited to the said structure, You may comprise by the circuit which connected the series circuit of the light emitting diode in parallel. As shown in FIG. 1A, the light emitting diode unit 30 is connected between a connection point between the step-up inductor L and the switching element Q, and a connection point between the switching element Q and the detection resistor R SH . . In the present embodiment, since the voltage is boosted by the inductor L, a large number of LEDs constituting the light emitting diode unit 30 are inevitably connected.

全波整流器１０の直流出力端間には、抵抗Ｒ１、Ｒ２の直列回路が接続されている。抵抗Ｒ２の分圧電圧が、全波整流器１０の出力電圧に基づいた目標値としての分圧電圧を出力する。抵抗Ｒ２は、目標値出力回路に相当する。   A series circuit of resistors R <b> 1 and R <b> 2 is connected between the DC output terminals of the full-wave rectifier 10. The divided voltage of the resistor R2 outputs a divided voltage as a target value based on the output voltage of the full-wave rectifier 10. The resistor R2 corresponds to a target value output circuit.

制御部２２は、誤差増幅器ＥＡと、三角波発振器ＯＳＣと、比較器ＣＰとを備え、スイッチング素子Ｑを制御する。誤差増幅器ＥＡの非反転入力端子には、抵抗Ｒ２の分圧電圧が、電流目標値として入力される。誤差増幅器ＥＡの反転入力端子には、検出抵抗ＲＳＨの電圧が入力される。検出抵抗ＲＳＨの電圧は、制御対象電流（すなわち、検出電流）が電圧に変換されたものである。誤差増幅器ＥＡは、全波整流器１０の出力電圧に応じた抵抗Ｒ２の分圧電圧と、検出抵抗ＲＳＨの電圧とを比較し、その誤差を増幅した出力信号Ｓ１を比較器ＣＰに出力する。比較器ＣＰは、誤差増幅器ＥＡの出力信号Ｓ１よりも三角波発振器ＯＳＣの三角波信号Ｓ２が低くなる場合に出力信号をハイレベルとし、出力信号Ｓ１よりも三角波信号Ｓ２が高くなる場合に出力信号をローレベルとする。 The control unit 22 includes an error amplifier EA, a triangular wave oscillator OSC, and a comparator CP, and controls the switching element Q. The divided voltage of the resistor R2 is input as a current target value to the non-inverting input terminal of the error amplifier EA. The voltage of the detection resistor R SH is input to the inverting input terminal of the error amplifier EA. The voltage of the detection resistor R SH is obtained by converting the control target current (that is, the detection current) into a voltage. The error amplifier EA compares the divided voltage of the resistor R2 corresponding to the output voltage of the full-wave rectifier 10 with the voltage of the detection resistor RSH , and outputs an output signal S1 obtained by amplifying the error to the comparator CP. The comparator CP sets the output signal to a high level when the triangular wave signal S2 of the triangular wave oscillator OSC becomes lower than the output signal S1 of the error amplifier EA, and lowers the output signal when the triangular wave signal S2 becomes higher than the output signal S1. Level.

従って、誤差増幅器ＥＡの出力信号Ｓ１の電圧が上昇すると比較器ＣＰの出力パルス幅（出力信号がハイレベルとなるパルス幅）が長くなる。このため、比較器ＣＰの出力パルス幅が長くなると、スイッチング素子Ｑの導通時間が長くなり、逆に比較器ＣＰの出力パルス幅が短くなると、スイッチング素子Ｑの導通時間が短くなる。このようにして、スイッチング素子Ｑは、誤差増幅器ＥＡの出力信号Ｓ１の電圧が上昇するに従いオン時間が長くなるようにデューティ制御される。すなわち、力率改善回路２０は、定電流出力でも定電圧出力でもなく、全波整流器１０の出力電圧に応じて、電流が制御されて力率を改善するとともに、発光ダイオード部３０に出力電圧を印加する。そして、ＬＥＤ点灯装置は、力率改善回路２０の直流出力端には平滑コンデンサを備えていないところが特徴となっている。   Accordingly, when the voltage of the output signal S1 of the error amplifier EA increases, the output pulse width of the comparator CP (pulse width at which the output signal becomes high level) becomes longer. For this reason, when the output pulse width of the comparator CP becomes longer, the conduction time of the switching element Q becomes longer. Conversely, when the output pulse width of the comparator CP becomes shorter, the conduction time of the switching element Q becomes shorter. In this way, the switching element Q is duty-controlled so that the ON time becomes longer as the voltage of the output signal S1 of the error amplifier EA increases. That is, the power factor improvement circuit 20 is not a constant current output or a constant voltage output, and the current is controlled according to the output voltage of the full-wave rectifier 10 to improve the power factor, and the output voltage is supplied to the light emitting diode unit 30. Apply. The LED lighting device is characterized in that a smoothing capacitor is not provided at the DC output terminal of the power factor correction circuit 20.

上記ＬＥＤ点灯装置では、スイッチング素子Ｑがオンすると、図１（ｂ）に示すように、電流Ｉ３は、スイッチング素子Ｑを流れ、電流Ｉ２として検出される。又、スイッチング素子Ｑがオフすると、発光ダイオード部３０を流れる負荷電流を示すＩ１の方向に流れる。Ｉ１は負荷電流（すなわち、負荷関連電流）であって、電流Ｉ３は電流Ｉ１として検出される。負荷電流Ｉ１が流れることにより、発光ダイオード部３０が点灯する。 In the LED lighting device, when the switching element Q is turned on, a current I 3 flows through the switching element Q and is detected as a current I 2 as shown in FIG. When the switching element Q is turned off, it flows in the direction of I 1 indicating the load current flowing through the light emitting diode section 30. I 1 is a load current (ie, load related current), and current I 3 is detected as current I 1 . By the load current I 1 flows, the light emitting diode unit 30 is turned on.

検出抵抗ＲＳＨにより電流Ｉ３（検出電流）を電圧波形として検出され、全波整流器１０の出力電圧Ｖの分圧波形と一致するように、誤差増幅器ＥＡ，比較器ＣＰ，三角波発振器ＯＳＣにより自動制御される。その結果、Ｉ３の電流波形は入力電圧の整流後電圧（すなわち、全波整流器１０の出力電圧）と相似となり、概略、図１（ｃ）に示す通りとなり、力率が改善される。 The current I 3 (detected current) is detected as a voltage waveform by the detection resistor R SH and automatically detected by the error amplifier EA, the comparator CP, and the triangular wave oscillator OSC so as to coincide with the divided waveform of the output voltage V of the full-wave rectifier 10. Be controlled. As a result, the current waveform of I 3 is similar to the voltage after rectification of the input voltage (that is, the output voltage of the full-wave rectifier 10), and is roughly as shown in FIG. 1C, and the power factor is improved.

「相似」とは、ＬＥＤに流れる負荷関連電流が、整流化直流電源の電圧の大きさに比例する大きさとなる関係をいう。
又、本実施形態の図１（ｃ）、他の実施形態の図２（ｃ）、図３（ｃ）、（ｄ）では、説明の便宜上、デューティ比５０％でスイッチング素子Ｑを、商用周波数の半サイクル当たり、オンオフを７回繰り返したときの状態を示しているが、前記半サイクル当たりのオンオフ回数は、限定されるものではない。 “Similarity” refers to a relationship in which a load-related current flowing in an LED has a magnitude proportional to the voltage of the rectified DC power supply.
Further, in FIG. 1C of this embodiment and FIGS. 2C, 3C, and 3D of other embodiments, for convenience of explanation, the switching element Q is set to a commercial frequency with a duty ratio of 50%. Although the state when ON / OFF is repeated seven times per half cycle is shown, the number of ON / OFF times per half cycle is not limited.

本実施形態では、下記の特徴を有する。
（１）ＬＥＤ点灯装置の直列回路部２１は、スイッチング素子Ｑ（スイッチング手段）がオン時に直列回路部２１に流れる電流Ｉ２（直流電流）と、スイッチング素子Ｑがオフ時に発光ダイオード部３０に流れる負荷電流Ｉ１（負荷関連電流）とをそれぞれ検出電流として、該検出電流を電圧に変換して検出する検出抵抗ＲＳＨが接続されている。全波整流器１０（整流化直流電源）の直流出力端間には全波整流器１０の出力電圧に基づいた分圧電圧を出力する抵抗Ｒ２（目標値出力回路）が接続されている。制御部２２は、抵抗Ｒ２（目標値出力回路）からの出力電圧（目標値）と、検出抵抗ＲＳＨが検出した電圧との誤差を縮小して出力電圧（目標値）に近づくようにフィードバック制御すべくスイッチング素子Ｑ（スイッチング手段）をオンオフする。この結果、本実施形態のＬＥＤ点灯装置は、定電流出力でも定電圧出力でもない出力を、ＬＥＤに印加する構成としている力率改善回路２０を設けて、出力の大型コンデンサを不要とするとともに制御系の乗算回路を不要とすることにより、コスト、部品点数を少なくでき、そのため、回路を構成するための必要体積、信頼性、回路寿命を改善できることができ、さらに、電力伝達効率を大幅に改善できる。 This embodiment has the following features.
(1) The series circuit portion 21 of the LED lighting device has a current I 2 (DC current) that flows through the series circuit portion 21 when the switching element Q (switching means) is on and a light current through the light emitting diode portion 30 when the switching element Q is off. A detection resistor R SH that detects the load current I 1 (load-related current) as a detection current and converts the detection current into a voltage is connected. A resistor R2 (target value output circuit) that outputs a divided voltage based on the output voltage of the full-wave rectifier 10 is connected between the DC output terminals of the full-wave rectifier 10 (rectified DC power supply). The control unit 22 performs feedback control so as to reduce the error between the output voltage (target value) from the resistor R2 (target value output circuit) and the voltage detected by the detection resistor RSH and approach the output voltage (target value). Therefore, the switching element Q (switching means) is turned on / off. As a result, the LED lighting device according to the present embodiment is provided with the power factor correction circuit 20 configured to apply an output that is neither a constant current output nor a constant voltage output to the LED, and does not require a large output capacitor and is controlled. By eliminating the need for a multiplier circuit, the cost and the number of parts can be reduced, so that the required volume, reliability, and circuit life for circuit construction can be improved, and power transfer efficiency has been greatly improved. it can.

（第２実施形態：請求項５）
次に、第２実施形態のＬＥＤ点灯装置を説明する。なお、本実施形態を含め、以下に説明する実施形態では、すでに説明した実施形態の構成と同一構成又は相当する構成については、断りがない場合を除いて同一符号を付し、すでに説明した実施形態と異なる構成を中心に説明する。本実施形態では、第１実施形態で説明した昇圧用のインダクタＬの符号としてＬ１を使用する。 (Second Embodiment: Claim 5)
Next, the LED lighting device of 2nd Embodiment is demonstrated. In the embodiments described below, including this embodiment, the same or equivalent configurations as those of the embodiments described above are denoted by the same reference numerals unless otherwise noted, and the configurations already described. The description will focus on the configuration different from the form. In the present embodiment, a L 1 as the sign of the inductor L for booster described in the first embodiment.

ＬＥＤ点灯装置のインダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ間にはダイオードＤ１が接続されている。ダイオードＤ１のアノードはインダクタＬ１に接続されるとともにカソードは第１接続点Ｐ１を介してＬＥＤ列に接続されている。インダクタＬ１、ダイオードＤ１、スイッチング素子Ｑにより、直列回路部２１が構成されている。なお、ダイオードＤ１は、後述する電流Ｉ３が流れる際に、電流Ｉ３がインダクタＬ１へ流れるのを防止するためのものであるが、省略してもよい。インダクタＬ１は、第１インダクタに相当する。 Inductor L 1 and the diode D1 is between the switching elements Q of the LED lighting device is connected. The anode of the diode D1 cathode is connected to the inductor L 1 is connected to the LED string through the first connection point P1. The inductor L 1 , the diode D 1 , and the switching element Q constitute a series circuit unit 21. The diode D1, when the current flows I 3 to be described later, the current I 3 is intended to prevent the flow to the inductor L 1, it may be omitted. The inductor L 1 corresponds to the first inductor.

発光ダイオード部３０（ＬＥＤ列）の入力端は、直列回路部２１において、ダイオードＤ１とスイッチング素子Ｑ間の第１接続点Ｐ１に対して接続されている。発光ダイオード部３０の出力端は、第２インダクタとしてのインダクタＬ２、ダイオードＤ２を介して第１接続点Ｐ１に対して接続されるとともに、コンデンサＣを介して直列回路部２１と検出抵抗ＲＳＨ間の第２接続点Ｐ２に対して接続されている。ダイオードＤ２のアノードはインダクタＬ２に接続され、カソードは第１接続点Ｐ１に接続されている。ダイオードＤ２は、スイッチング素子Ｑのオン時に、コンデンサＣの放電電流をスイッチング素子Ｑへ流すと共に、インダクタＬ１からインダクタＬ２へ電流を流さないようにするためのものである。なお、ダイオードＤ２は、省略してもよい。 The input terminal of the light emitting diode unit 30 (LED array) is connected to the first connection point P1 between the diode D1 and the switching element Q in the series circuit unit 21. The output terminal of the light emitting diode unit 30 is connected to the first connection point P1 through an inductor L 2 as a second inductor and a diode D2, and the series circuit unit 21 and the detection resistor R SH through a capacitor C. It is connected to the second connection point P2 between. The anode of the diode D2 is connected to the inductor L 2, the cathode is connected to the first connection point P1. Diode D2, the when the switching element Q, with flow a discharge current of the capacitor C to the switching element Q, is intended for preventing the flow of current from the inductor L 1 to the inductor L 2. The diode D2 may be omitted.

本実施形態では、スイッチング素子Ｑがオンすれば、図２（ｂ）に示すように、電流Ｉ２とＩ４が流れる。電流Ｉ２は、直列回路部２１、検出抵抗ＲＳＨを流れる電流である。このとき、インダクタＬ１が充電されるとともに、コンデンサＣが放電し、かつインダクタＬ２が充電される。Ｉ４は、コンデンサＣからインダクタＬ２、ダイオードＤ２、スイッチング素子Ｑを介して流れる放電電流である。又、スイッチング素子Ｑがオフすれば、電流Ｉ１とＩ３が負荷電流として流れる。すなわち、負荷電流Ｉ１，Ｉ３によりＬＥＤ列が点灯する。スイッチング素子Ｑのオフ毎にインダクタＬ１が放電されてコンデンサＣが充電され、検出抵抗ＲＳＨを介して電流Ｉ１が流れる。又、スイッチング素子Ｑのオフ毎にインダクタＬ２が放電されて、ＬＥＤを電流Ｉ３が流れ、コンデンサＣが充電される。 In the present embodiment, when the switching element Q is turned on, currents I 2 and I 4 flow as shown in FIG. The current I 2 is a current that flows through the series circuit unit 21 and the detection resistor R SH . At this time, the inductor L 1 is charged, the capacitor C is discharged, and the inductor L 2 is charged. I 4 is a discharge current flowing from the capacitor C through the inductor L 2 , the diode D 2, and the switching element Q. When the switching element Q is turned off, the currents I 1 and I 3 flow as load currents. That is, the LED string is turned on by the load currents I 1 and I 3 . Each off of the switching element Q is inductor L 1 is discharged is charged capacitor C, current flows I 1 through the detection resistor R SH. Moreover, the inductor L 2 for every off of the switching element Q is discharged, LED a current I 3 flows, capacitor C is charged.

制御部２２は、検出抵抗ＲＳＨにより電流（Ｉ１＋Ｉ２）を電圧波形として検出し、全波整流器１０の出力電圧Ｖの分圧波形と一致するように、誤差増幅器ＥＡ，比較器ＣＰ，三角波発振器ＯＳＣにより自動制御する。ここで、Ｉ１は負荷電流と関連する負荷関連電流である。その結果、電流波形は、概略、図２（ｃ）に示すようになり、力率が改善されているのが分かる。コンデンサＣへの充放電は（電流Ｉ１×スイッチング素子Ｑのオフ時間）＝（電流Ｉ４×スイッチング素子Ｑのオン時間）が自動的に調整され、Ｉ１＋Ｉ４の電流波形は入力電圧の整流後電圧（すなわち、全波整流器１０の出力電圧）と相似となり、力率が改善される。なお、コンデンサＣは、整流電圧Ｖ程度に充電されるが、高周波駆動されるため、平滑コンデンサのような大容量を必要としない。 The control unit 22 detects the current (I 1 + I 2 ) as a voltage waveform with the detection resistor R SH and matches the divided waveform of the output voltage V of the full-wave rectifier 10 with the error amplifier EA, the comparator CP, It is automatically controlled by a triangular wave oscillator OSC. Here, I 1 is a load related current related to the load current. As a result, the current waveform is roughly as shown in FIG. 2C, and it can be seen that the power factor is improved. The charging / discharging of the capacitor C is automatically adjusted such that (current I 1 × off time of the switching element Q) = (current I 4 × on time of the switching element Q), and the current waveform of I 1 + I 4 is the input voltage Similar to the voltage after rectification (that is, the output voltage of the full-wave rectifier 10), the power factor is improved. Note that the capacitor C is charged to about the rectified voltage V, but is driven at a high frequency and therefore does not require a large capacity like a smoothing capacitor.

本実施形態では、下記の特徴を有する。
（２）ＬＥＤ点灯装置では、発光ダイオード部３０の入力端は、インダクタＬ１（第１インダクタ）とスイッチング素子Ｑ間の第１接続点Ｐ１に対して接続されている。発光ダイオード部３０の出力端は、インダクタＬ２を介して第１接続点Ｐ１に対して接続されるとともに、コンデンサＣを介して直列回路部２１と検出抵抗ＲＳＨ間の第２接続点Ｐ２に対して接続されている。このため、非絶縁、かつ高力率で、電圧変換回路（すなわち、力率改善回路）１段の構成を備え、電源電流の連続する（スイッチング素子のライズタイムやフォールタイム程度の時間内に生じる無視できない程度の増減を伴わないことをさす）ＬＥＤ点灯装置においては、通常、発光ダイオード（ＬＥＤ）の直列数を電源電圧よりも高くする必要があるが、それを小さく抑えることが可能となる。 This embodiment has the following features.
(2) In the LED lighting device, the input end of the light emitting diode unit 30 is connected to the first connection point P1 between the inductor L 1 (first inductor) and the switching element Q. Output end of the light emitting diode 30 is connected to the first connection point P1 via the inductor L 2, the second connection point P2 between the detection resistor R SH and the series circuit unit 21 via a capacitor C Are connected to each other. For this reason, it is non-insulated and has a high power factor, a voltage conversion circuit (that is, a power factor correction circuit) with one stage, and the power source current is continuous (occurs within the rise time and fall time of the switching element). In an LED lighting device, it is usually necessary to make the number of light emitting diodes (LEDs) in series higher than the power supply voltage, but this can be kept small.

（第３実施形態：請求項６）
第３実施形態のＬＥＤ点灯装置では、第２実施形態と異なる構成を中心に説明する。第３実施形態では、図３（ａ）に示すように、第１接続点Ｐ１にはダイオードＤ３のアノードが接続され、ダイオードＤ３のカソードに発光ダイオード部３０の入力端が接続されている。すなわち、発光ダイオード部３０の入力端は、インダクタＬ１に対して、第１接続点Ｐ１に対して接続されている。又、発光ダイオード部３０の入力端は、コンデンサＣを介して第２接続点Ｐ２に対して接続されている。又、発光ダイオード部３０の出力端は、インダクタＬ２（第２インダクタ）を介して第１接続点Ｐ１に対して接続されているところが、第２実施形態と異なっている。 (Third embodiment: Claim 6)
The LED lighting device according to the third embodiment will be described focusing on the configuration different from the second embodiment. In the third embodiment, as shown in FIG. 3A, the anode of the diode D3 is connected to the first connection point P1, and the input terminal of the light emitting diode unit 30 is connected to the cathode of the diode D3. That is, the input terminal of the light emitting diode 30, to the inductor L 1, is connected to the first connection point P1. The input end of the light emitting diode unit 30 is connected to the second connection point P2 via the capacitor C. Further, the output end of the light emitting diode unit 30 is connected to the first connection point P1 via the inductor L 2 (second inductor), which is different from the second embodiment.

ＬＥＤ点灯装置では、スイッチング素子Ｑがオンすると、図３（ｂ）に示すように電流Ｉ２とＩ４が流れる。電流Ｉ２は、直列回路部２１、検出抵抗ＲＳＨを流れる電流である。電流Ｉ４は、コンデンサＣから発光ダイオード部３０、インダクタＬ２、スイッチング素子Ｑを介して流れる放電電流である。すなわち、この場合、スイッチング素子Ｑがオンした場合、コンデンサＣが放電されるとともにインダクタＬ２が充電され、かつ、インダクタＬ１が充電される。従って、発光ダイオード部３０は、放電電流Ｉ４により点灯する。又、スイッチング素子Ｑが、オフすると電流Ｉ１とＩ３が流れる。電流Ｉ１は、インダクタＬ１、ダイオードＤ１，Ｄ３、コンデンサＣ、検出抵抗ＲＳＨを流れる電流である。電流Ｉ３は、インダクタＬ２、ダイオードＤ３、発光ダイオード部３０を流れる電流である。この場合、スイッチング素子Ｑのオフ毎に、インダクタＬ１が放電されるとともに、コンデンサＣが充電され、検出抵抗ＲＳＨを介して電流Ｉ１が流れる。又、スイッチング素子Ｑのオフ毎に、インダクタＬ２が放電されて、ＬＥＤを電流Ｉ３が流れる。この結果、電流Ｉ３により、発光ダイオード部３０が点灯する。 In the LED lighting device, when the switching element Q is turned on, currents I 2 and I 4 flow as shown in FIG. The current I 2 is a current that flows through the series circuit unit 21 and the detection resistor R SH . The current I 4 is a discharge current that flows from the capacitor C through the light emitting diode unit 30, the inductor L 2 , and the switching element Q. That is, in this case, when the switching element Q is turned on, the inductor L 2 is charged with the capacitor C is discharged, and the inductor L 1 is charged. Accordingly, the light emitting diode unit 30 is lit by the discharge current I 4. When the switching element Q is turned off, currents I 1 and I 3 flow. A current I 1 is a current flowing through the inductor L 1 , the diodes D1 and D3, the capacitor C, and the detection resistor R SH . The current I 3 is a current that flows through the inductor L 2 , the diode D 3, and the light emitting diode unit 30. In this case, each off the switching element Q, together with the inductor L 1 is discharged, the capacitor C is charged, current flows I 1 through the detection resistor R SH. Moreover, each off the switching element Q, the inductor L 2 is discharged, through the LED current I 3. As a result, the current I 3, light emitting diode 30 is turned on.

制御部２２は、検出抵抗ＲＳＨにより電流（Ｉ１＋Ｉ２）を電圧波形として検出し、全波整流器１０の出力電圧Ｖの分圧波形と一致するように、誤差増幅器ＥＡ，比較器ＣＰ，三角波発振器ＯＳＣにより自動制御する。ここで、Ｉ１は負荷電流と関連する負荷関連電流である。コンデンサＣへの充放電は（電流Ｉ１×スイッチング素子Ｑのオフ時間）＝（電流Ｉ４×スイッチング素子Ｑのオン時間）が自動的に調整され、入力電圧の整流後電圧と相似となる。その結果、電流波形は、概略、図３（ｃ）に示すようになり、力率が改善されているのが分かる。なお、コンデンサＣは、整流電圧Ｖ程度に充電されるが、高周波駆動されるため、平滑コンデンサのような大容量を必要としない。このように、第３実施形態では、ＬＥＤの接続場所が異なるため、電流Ｉ１＋Ｉ３ではなく、電流Ｉ３＋Ｉ４で駆動されるところが第２実施形態と異なっている。そして、第３実施形態は、第２実施形態に対し、負荷電流までも連続動作するように改良した回路となる。 The control unit 22 detects the current (I 1 + I 2 ) as a voltage waveform with the detection resistor R SH and matches the divided waveform of the output voltage V of the full-wave rectifier 10 with the error amplifier EA, the comparator CP, It is automatically controlled by a triangular wave oscillator OSC. Here, I 1 is a load related current related to the load current. Charge / discharge of the capacitor C is automatically adjusted such that (current I 1 × off time of the switching element Q) = (current I 4 × on time of the switching element Q), and is similar to the rectified voltage of the input voltage. As a result, the current waveform is roughly as shown in FIG. 3C, and it can be seen that the power factor is improved. Note that the capacitor C is charged to about the rectified voltage V, but is driven at a high frequency and therefore does not require a large capacity like a smoothing capacitor. Thus, the third embodiment differs from the second embodiment in that it is driven by the current I 3 + I 4 instead of the current I 1 + I 3 because the LED connection location is different. And 3rd Embodiment becomes a circuit improved so that it may operate | move continuously to load current with respect to 2nd Embodiment.

本実施形態では、下記の特徴がある。
（３） ＬＥＤ点灯装置の発光ダイオード部３０の入力端は、インダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ間の第１接続点Ｐ１に対して接続されるとともに、コンデンサＣを介して直列回路部２１と検出抵抗ＲＳＨ間の第２接続点Ｐ２に対して接続されている。発光ダイオード部３０の出力端は、インダクタＬ２を介して第１接続点Ｐ１に対して接続されている。この結果、第２実施形態と同様の効果を奏する。さらに、電源電流のみならず、ＬＥＤに流れる負荷電流さえも連続状態（スイッチング素子のライズタイムやフォールタイム程度の時間内に生じる無視できない程度の増減を伴わないことをさす）を維持する為、負荷を長く引き回しても、放射ノイズを低く抑えることができる。 This embodiment has the following features.
(3) the input end of the light emitting diode portion 30 of the LED lighting device is connected to the first connection point P1 between the inductor L 1 and the switching element Q, detection resistor series circuit unit 21 via a capacitor C It is connected to the second connection point P2 between R SH. Output end of the light emitting diode 30 is connected to the first connection point P1 via the inductor L 2. As a result, the same effects as those of the second embodiment are obtained. Furthermore, not only the power supply current but also the load current flowing through the LED is maintained in a continuous state (which means that there is no non-negligible increase / decrease occurring within the rise time or fall time of the switching element). Even if it is routed for a long time, radiation noise can be kept low.

（第４実施形態：請求項２，３）
第４実施形態のＬＥＤ点灯装置では、図４（ａ）に示すように発光ダイオード部３０は、力率改善回路２０の出力端に対して、降圧型の絶縁トランス４０を介して接続されている。絶縁トランス４０の一次巻線は、接続点Ｐを介して接続された第１の一次巻線４０ａと第２の一次巻線４０ｂを有する。接続点Ｐは、インダクタＬに接続されている。発光ダイオード部３０は、絶縁トランスの二次巻線４０ｃに対して、接続向きを互いに反対にして接続された複数の発光ダイオード列が並列接続された回路から構成されている。図４（ａ）〜（ｃ）では、説明の便宜上、２つのＬＥＤが互いに並列接続された回路で図示しているが、各ＬＥＤのシンボルはＬＥＤ列として表すために、代表的に図示しているものと理解されたい。なお、第１の一次巻線４０ａ，第２の一次巻線４０ｂ、二次巻線４０ｃの巻き比を、ｎ：ｎ：１とするとき、（入力電圧ピーク電圧）＜（発光ダイオード部３０の順電圧のｎ倍）が成立するように設定されている。 (Fourth embodiment: claims 2 and 3)
In the LED lighting device according to the fourth embodiment, as shown in FIG. 4A, the light emitting diode unit 30 is connected to the output terminal of the power factor correction circuit 20 via a step-down insulation transformer 40. . The primary winding of the insulating transformer 40 has a first primary winding 40a and a second primary winding 40b connected via a connection point P. The connection point P is connected to the inductor L. The light emitting diode unit 30 is configured by a circuit in which a plurality of light emitting diode rows connected in opposite directions to the secondary winding 40c of the insulating transformer are connected in parallel. 4 (a) to 4 (c), for convenience of explanation, two LEDs are shown in a circuit connected in parallel to each other. However, the symbols of the LEDs are representatively illustrated in order to represent them as LED strings. I want you to understand. When the turns ratio of the first primary winding 40a, the second primary winding 40b, and the secondary winding 40c is n: n: 1, (input voltage peak voltage) <(light emitting diode portion 30 (N times the forward voltage) is established.

第１の一次巻線４０ａ及び第１スイッチング素子Ｑ１の第１直列回路２１Ａと、第２の一次巻線４０ｂ及び第２スイッチング素子Ｑ２の第２直列回路２１Ｂとが並列接続されて並列回路が構成されている。そして、インダクタＬと、該並列回路と検出抵抗ＲＳＨが直列接続されることにより、直列回路部２１が構成されている。 A first series circuit 21A of the first primary winding 40a and the first switching element Q1 and a second series circuit 21B of the second primary winding 40b and the second switching element Q2 are connected in parallel to form a parallel circuit. Has been. Then, an inductor L, by said parallel circuit and the detection resistor R SH are connected in series, the series circuit unit 21 is constructed.

スイッチング手段は、第１スイッチング素子Ｑ１と、第２スイッチング素子Ｑ２により構成されている。又、比較器ＣＰの出力端が、第１オア回路ＯＲ１、第２オア回路ＯＲ２の各一方の入力端子に接続されるとともに、トグルフリップフロップ回路ＴＦＦの入力端子に接続されている。トグルフリップフロップ回路ＴＦＦの「Ｑ」出力端子と、「Ｑバー」出力端子は、それぞれ第１オア回路ＯＲ１、第２オア回路ＯＲ２の各他方の入力端子に接続されている。   The switching means includes a first switching element Q1 and a second switching element Q2. The output terminal of the comparator CP is connected to one input terminal of each of the first OR circuit OR1 and the second OR circuit OR2 and to the input terminal of the toggle flip-flop circuit TFF. The “Q” output terminal and the “Q bar” output terminal of the toggle flip-flop circuit TFF are connected to the other input terminals of the first OR circuit OR1 and the second OR circuit OR2, respectively.

制御部２２は、誤差増幅器ＥＡ、三角波発振器ＯＳＣ、比較器ＣＰ、トグルフリップフロップ回路ＴＦＦ、第１オア回路ＯＲ１、及び第２オア回路ＯＲ２により構成されている。上記構成により、図５に示すように制御部２２は、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２を同時にオンさせてインダクタＬを充電する第１期間Ｔ１、続く第２スイッチング素子Ｑ２をオフさせるとともに第１スイッチング素子Ｑ１をオンさせる第２期間Ｔ２が得られる。又、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２を同時にオンさせてインダクタＬを充電する第１期間Ｔ１、続く第２スイッチング素子Ｑ２をオンさせるとともに第１スイッチング素子をオフさせる第３期間Ｔ３を得る。制御部２２は、このように、「Ｔ１，Ｔ２」と「Ｔ１，Ｔ３」が順次繰り返される。   The control unit 22 includes an error amplifier EA, a triangular wave oscillator OSC, a comparator CP, a toggle flip-flop circuit TFF, a first OR circuit OR1, and a second OR circuit OR2. With the above configuration, as shown in FIG. 5, the control unit 22 turns on the first switching element Q1 and the second switching element Q2 simultaneously to charge the inductor L, and turns off the subsequent second switching element Q2. At the same time, a second period T2 during which the first switching element Q1 is turned on is obtained. In addition, a first period T1 in which the first switching element Q1 and the second switching element Q2 are simultaneously turned on to charge the inductor L, and a subsequent third period T3 in which the second switching element Q2 is turned on and the first switching element is turned off. obtain. In this way, the control unit 22 sequentially repeats “T1, T2” and “T1, T3”.

上記ＬＥＤ点灯装置では、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２が同時にオンする第１期間Ｔ１では、インダクタＬが充電される。絶縁トランス４０の２次側は０Ｖとなり発光ダイオード部３０は消灯状態である（図４（ｂ）参照）。なお図４（ｂ）〜（ｄ）中、実線及び点線で示した矢印は電流の流れを示す。   In the LED lighting device, the inductor L is charged in the first period T1 in which the first switching element Q1 and the second switching element Q2 are simultaneously turned on. The secondary side of the insulating transformer 40 becomes 0 V, and the light emitting diode unit 30 is in the off state (see FIG. 4B). 4B to 4D, arrows indicated by solid lines and dotted lines indicate current flows.

次に、第２スイッチング素子Ｑ２がオフ、第１スイッチング素子Ｑ１がオンの第２期間Ｔ２では、充電されたインダクタLの電流が絶縁トランス４０をフォワード動作させ、発光ダイオード部３０を点灯させる（図４（ｃ）参照２）。第２期間Ｔ２において、第１スイッチング素子Ｑ１を通過して検出抵抗ＲＳＨで検出される電流（検出電流）は負荷関連電流に相当する。そして、再度、第１期間に戻り、インダクタＬが充電され、次の第３期間Ｔ３では、第１スイッチング素子Ｑ１がオフ、第２スイッチング素子Ｑ２がオンすることにより、充電されたインダクタＬの電流が絶縁トランス４０をフォワード動作させ、発光ダイオード部３０を点灯させる（図４（ｄ）参照）。第３期間Ｔ３において、第２スイッチング素子Ｑ２を通過して検出抵抗ＲＳＨで検出される電流（検出電流）は負荷関連電流に相当する。以後、以上の繰り返しが行われる。このように第２期間Ｔ２及び第３期間Ｔ３で絶縁トランス４０がフォワード動作することにより、複数の発光ダイオード列が並列接続された回路を交互に発光させることができる。 Next, in the second period T2 in which the second switching element Q2 is off and the first switching element Q1 is on, the charged current of the inductor L causes the insulating transformer 40 to forwardly operate and the light emitting diode unit 30 is lit (see FIG. See 4 (c) 2). In the second period T2, the current (detected current) that passes through the first switching element Q1 and is detected by the detection resistor RSH corresponds to a load-related current. Then, again in the first period, the inductor L is charged. In the next third period T3, the first switching element Q1 is turned off and the second switching element Q2 is turned on. Causes the insulating transformer 40 to perform forward operation and turns on the light emitting diode unit 30 (see FIG. 4D). In the third period T3, the current (detected current) that passes through the second switching element Q2 and is detected by the detection resistor R SH corresponds to the load-related current. Thereafter, the above repetition is performed. As described above, by the forward operation of the insulating transformer 40 in the second period T2 and the third period T3, a circuit in which a plurality of light emitting diode arrays are connected in parallel can be made to emit light alternately.

（負荷の分類）
負荷には、抵抗性負荷、定電流請求項１負荷、及び定電圧性負荷がある。負荷の動作点（電流，電圧）＝（Ｉ０，Ｖ０）において、印加電圧（または印加電流）を僅かにｄＶ（またはｄＩ）だけ変動させたとき、ｄＶ／ｄＩ＝Ｖ０／Ｉ０となるように変化する負荷を抵抗性負荷といい、ｄＶ／ｄＩ＞Ｖ０／Ｉ０となる負荷を定電流性負荷といい、ｄＶ／ｄＩ＜Ｖ０／Ｉ０ となる負荷を定電圧性負荷という。ここで、前記左右両項の差が大きくなるほど、「定電流性が強い」または「定電圧性が強い」という。発光ダイオード部３０のＬＥＤ負荷は極めて定電圧性が強い負荷となる。抵抗性負荷は、出力電圧が例えば１０％狂えば、消費電力は２１％狂うことになる。定電圧性負荷であるＬＥＤは、その定電圧性の強さに応じて消費電力の狂いは２１％を越えて、どこまでも増加するが、一方、出力電流が例えば１０％狂った場合は、定電圧性が強いほど消費電力の狂いは１０％に漸近する利点がある。 (Load classification)
The load includes a resistive load, a constant current claim 1 load, and a constant voltage load. When the applied voltage (or applied current) is slightly changed by dV (or dI) at the load operating point (current, voltage) = (I 0 , V 0 ), dV / dI = V 0 / I 0 A load that changes in this way is called a resistive load, a load that satisfies dV / dI> V 0 / I 0 is called a constant current load, and a load that satisfies dV / dI <V 0 / I 0 is a constant voltage load That's it. Here, the larger the difference between the left and right terms, the more “constant current property” or “strong constant voltage property”. The LED load of the light emitting diode unit 30 is a load having a very constant voltage characteristic. When the output voltage of the resistive load is 10% off, for example, the power consumption is 21% off. In the LED which is a constant voltage load, the power consumption deviation exceeds 21% depending on the strength of the constant voltage characteristic, and increases to any extent. On the other hand, if the output current goes wrong, for example, 10%, the constant voltage The stronger the characteristic, the more advantageous the deviation of power consumption approaches 10%.

なお、通常の絶縁トランスは、二次側の情報をフィードバックせずとも、一次側情報のみである程度の精度を維持できる。通常の絶縁トランスは、内部のスイッチング素子のデューティに比例する電圧を出力する、言わば「出力電圧制御形」となっており、出力電流を直接一定値に制御することはできず、二次側にＬＥＤ負荷を接続した場合、電力変動の大きな駆動源となる。このため、一般的には、通常この変動を抑える為に、二次側のＬＥＤ電流を検出してフィードバックすることにより、出力電圧を高精度に制御する形式が取られている。このフィードバックには一般的にはフォトカプラが用いられる。   Note that a normal isolation transformer can maintain a certain degree of accuracy with only primary side information without feeding back secondary side information. A normal isolation transformer outputs a voltage proportional to the duty of the internal switching element, so to speak, it is an “output voltage control type”, and the output current cannot be directly controlled to a constant value, and is not connected to the secondary side. When an LED load is connected, it becomes a drive source with a large power fluctuation. For this reason, in general, in order to suppress this fluctuation, a form in which the output voltage is controlled with high accuracy by detecting and feeding back the LED current on the secondary side is generally adopted. A photocoupler is generally used for this feedback.

本実施形態では、それに対して、同じ絶縁トランスでも、内部のスイッチング素子のデューティに比例する電流を出力する、言わば「出力電流制御形」を採用するため、出力電流を直接一定値に制御できる。このため、ＬＥＤ負荷にとっては電力変動の小さな駆動源となり、二次側の情報（即ちＬＥＤ電流）をフィードバックする必要が無くなる。前記フォトカプラはＬＥＤ素子を内蔵しており、光量が徐々に減少する欠点を有するため、出力電力の変動要因となる。本実施形態では、二次側からのフィードバックを省略できるため、単に部品点数削減による小型化・低コスト化を実現するのみならず、長寿命化を確保するための重要な要件となる。又、降圧型の絶縁トランスにより二次側の感電が防止できる。   In the present embodiment, on the other hand, the output current can be directly controlled to a constant value because the output current is proportional to the duty of the internal switching element, that is, the “output current control type” is adopted even with the same isolation transformer. For this reason, it becomes a drive source with a small electric power fluctuation | variation for LED load, and it becomes unnecessary to feed back the secondary side information (namely, LED current). Since the photocoupler has a built-in LED element and has a drawback that the amount of light gradually decreases, it becomes a variation factor of output power. In the present embodiment, since feedback from the secondary side can be omitted, it is an important requirement not only for realizing downsizing and cost reduction by simply reducing the number of parts, but also for ensuring a long life. Moreover, the secondary side electric shock can be prevented by the step-down insulation transformer.

（第５実施形態：請求項２，４）
第５実施形態のＬＥＤ点灯装置を第４実施形態と異なる構成を中心に説明する。図６（ａ）に示すように、降圧型の絶縁トランス４０は一次巻線４０ａと二次巻線４０ｃとを備えている。二次巻線４０ｃには、全波整流手段としてのダイオードブリッジからなる全波整流器５０を介して発光ダイオード部３０が接続されている。なお、図６（ａ）〜（ｃ）では、説明の便宜上、１つのＬＥＤのみ図示されているが、複数の発光ダイオードが直列接続された発光ダイオード列を代表的に図示しているものと理解されたい。 (Fifth embodiment: claims 2 and 4)
The LED lighting device of 5th Embodiment is demonstrated centering on a different structure from 4th Embodiment. As shown in FIG. 6A, the step-down insulation transformer 40 includes a primary winding 40a and a secondary winding 40c. The light emitting diode part 30 is connected to the secondary winding 40c via the full wave rectifier 50 which consists of a diode bridge as a full wave rectification means. In FIGS. 6A to 6C, only one LED is shown for convenience of explanation, but it is understood that a light emitting diode array in which a plurality of light emitting diodes are connected in series is representatively illustrated. I want to be.

スイッチング手段は、インダクタＬに接続された第１スイッチング素子Ｑ１と、インダクタＬに対して絶縁トランス４０の一次巻線４０ａを介して接続されるとともに第１スイッチング素子Ｑ１に対して並列接続された第２スイッチング素子Ｑ２により構成されている。第１スイッチング素子Ｑ１のゲートは比較器ＣＰの出力端に接続されている。又、第２スイッチング素子Ｑ２のゲートは、比較器ＣＰの出力端に対してノット回路２５を介して接続されている。制御部２２は、誤差増幅器ＥＡ、比較器ＣＰ、三角波発振器ＯＳＣ、ノット回路２５により構成されている。   The switching means includes a first switching element Q1 connected to the inductor L and a first switching element Q1 connected to the inductor L via the primary winding 40a of the insulating transformer 40 and connected in parallel to the first switching element Q1. It is comprised by 2 switching element Q2. The gate of the first switching element Q1 is connected to the output terminal of the comparator CP. The gate of the second switching element Q2 is connected to the output terminal of the comparator CP through a knot circuit 25. The control unit 22 includes an error amplifier EA, a comparator CP, a triangular wave oscillator OSC, and a knot circuit 25.

誤差増幅器ＥＡは、第１スイッチング素子Ｑ１のゲートに印加するゲート信号のＯＮ（＝Ｈｉ）デューティサイクルが５０％以上となるよう、その出力は一定値以上に上がらないように、出力電圧が制限されている。この結果、本実施形態では、後述する第４期間が第５期間よりも長くなるようにされている。   The output voltage of the error amplifier EA is limited so that the ON (= Hi) duty cycle of the gate signal applied to the gate of the first switching element Q1 is 50% or more so that its output does not rise above a certain value. ing. As a result, in the present embodiment, a fourth period described later is made longer than the fifth period.

上記構成により、図７に示すように制御部２２は、第１スイッチング素子Ｑ１をオンし、同時に第２スイッチング素子Ｑ２をオフさせる期間Ｉ、及び期間ＩＩと、第１スイッチング素子Ｑ１をオフし、同時に第２スイッチング素子Ｑ２をオンさせる期間ＩＩＩが得られる。前記期間Ｉ，期間ＩＩは第４期間に相当し、期間ＩＩＩは第５期間に相当する。期間Ｉ，期間ＩＩの間中、インダクタＬは充電され続けて、電流Ｉ１が、図６（ｂ）に示すように、インダクタＬ、第１スイッチング素子Ｑ１、検出抵抗ＲＳＨを流れる。又、このうち期間Ｉの間だけ絶縁トランス４０のフライバック動作により、電流Ｉ３で示す流れで、その励磁電流を、二次巻線４０ｃ、全波整流器５０を介してＬＥＤ側へ放出することで磁束のゼロリセットを完了する。 With the above configuration, as shown in FIG. 7, the control unit 22 turns on the first switching element Q1, and simultaneously turns off the first switching element Q1 and the period I and the period II in which the second switching element Q2 is turned off. At the same time, a period III in which the second switching element Q2 is turned on is obtained. The period I and the period II correspond to the fourth period, and the period III corresponds to the fifth period. During the period I, a period II, the inductor L continues to be charged, current I1, as shown in FIG. 6 (b), the inductor L, the first switching element Q1, through the sense resistor R SH. Further, by only flyback operation of the isolation transformer 40 during these periods I, in the flow shown by the current I 3, to release the excitation current, the secondary winding 40c, via a full-wave rectifier 50 to the LED side To complete the zero reset of the magnetic flux.

又、期間ＩＩＩの間中は、図６（ｃ）に示すように一次巻線４０ａ、第２スイッチング素子Ｑ２を通過する電流Ｉ２で示すように流れることにより、インダクタＬの励磁電流は、フォワード動作する絶縁トランス４０と、ＬＥＤとを通して放電する。電流Ｉ４はこのときに二次巻線４０ｃ、全波整流器５０、ＬＥＤに流れる電流である。ここで、電流Ｉ４は、電流Ｉ２よりも小さくなるが、この差分は、絶縁トランス４０の励磁電流である。この期間中に絶縁トランス４０の励磁インダクタは充電されることになる。この結果、ＬＥＤは電流Ｉ３，Ｉ４により発光する。期間Ｉ及び期間ＩＩＩのときに、検出抵抗ＲＳＨで検出される検出電流は、負荷関連電流に相当する。 Also, during the period III, by flows as indicated by the current I 2 passing through as shown in FIG. 6 (c) the primary winding 40a, the second switching element Q2, the exciting current of the inductor L, the forward Discharge occurs through the operating isolation transformer 40 and the LED. The current I 4 is a current flowing through the secondary winding 40c, the full-wave rectifier 50, and the LED at this time. Here, the current I 4 is smaller than the current I 2 , but this difference is the exciting current of the insulating transformer 40. During this period, the exciting inductor of the insulating transformer 40 is charged. As a result, the LED emits light with currents I 3 and I 4 . The detection current detected by the detection resistor R SH during the period I and the period III corresponds to the load-related current.

なお、期間Ｉと期間ＩＩＩは同じ値になるため、絶縁トランス４０の励磁インダクタのゼロリセットを完了させるためには、必ず、「第１スイッチング素子Ｑ１がオン、Ｑ２がオフの期間」を「第２スイッチング素子Ｑ２がオン、第１スイッチング素子Ｑ１がオフの期間」よりも長くする必要がある。このため、前述したように第１スイッチング素子Ｑ１のゲート信号のＯＮデューティサイクルを５０％以上としている。上記の構成により、第４実施形態と同様に絶縁トランス４０の二次側のＬＥＤ電流のフィートバックを省略できるため、単に部品点数削減による小型化・低コスト化を実現するのみならず、長寿命化を確保できる。又、又、降圧型の絶縁トランスにより二次側の感電が防止できる。   Since the period I and the period III have the same value, in order to complete the zero reset of the exciting inductor of the insulating transformer 40, the “period in which the first switching element Q1 is on and Q2 is off” must be set to “the first period”. It is necessary to make it longer than the “period in which the second switching element Q2 is on and the first switching element Q1 is off”. For this reason, as described above, the ON duty cycle of the gate signal of the first switching element Q1 is set to 50% or more. With the above configuration, since the LED current footback on the secondary side of the isolation transformer 40 can be omitted as in the fourth embodiment, not only can the size and cost be reduced by reducing the number of components, but also a long service life. Can be secured. Moreover, the secondary side electric shock can be prevented by the step-down type insulating transformer.

なお、本発明の実施形態は前記実施形態に限定されるものではなく、下記のように変更しても良い。
・ 第１〜３実施形態の制御部２２の代わりに、図８の制御部２２に変更してもよい。図８の制御部２２は、ピーク検出比較器ＣＰ１、ゼロ電流検出用比較器ＣＰ２、及びＲＳＦＦ（ＲＳ−フリップフロップ）からなる。ピーク検出比較器ＣＰ１の反転入力端子には、抵抗Ｒ２（目標値出力回路）からの分圧電圧が入力される。この分圧電圧は電流目標値となるものである。ピーク検出比較器ＣＰ１の非反転入力端子と、ゼロ電流検出用比較器ＣＰ２の反転入力端子には、スイッチング素子Ｑと検出抵抗ＲＳＨとの接続点が接続されている。ゼロ電流検出用比較器ＣＰ２の非反転入力端子には、基準電圧電源Ｖｒｅｆが接続されている。ピーク検出比較器ＣＰ１とゼロ電流検出用比較器ＣＰ２の出力端子は、それぞれＲＳＦＦのリセット入力端子Ｒ及びセット端子Ｓに接続されている。ＲＳＦＦのＱ端子は、スイッチング素子Ｑのゲートに接続されている。このように構成すると、図９（ｂ）〜（ｅ）に示すように、ピーク検出比較器ＣＰ１，ゼロ電流検出用比較器ＣＰ２、及びＲＳＦＦが動作し、スイッチング素子Ｑがオンオフ動作する。この結果、力率改善回路２０は、第１実施形態〜第３実施形態の力率改善回路２０の動作モードが連続モードで動作したのが、図９（ａ）に示すように臨海モードで動作させることができる。 In addition, embodiment of this invention is not limited to the said embodiment, You may change as follows.
-You may change to the control part 22 of FIG. 8 instead of the control part 22 of 1st-3rd embodiment. The control unit 22 in FIG. 8 includes a peak detection comparator CP1, a zero current detection comparator CP2, and an RSFF (RS flip-flop). The divided voltage from the resistor R2 (target value output circuit) is input to the inverting input terminal of the peak detection comparator CP1. This divided voltage becomes a current target value. A connection point between the switching element Q and the detection resistor R SH is connected to the non-inverting input terminal of the peak detection comparator CP1 and the inverting input terminal of the zero current detection comparator CP2. A reference voltage power supply Vref is connected to the non-inverting input terminal of the comparator for detecting zero current CP2. The output terminals of the peak detection comparator CP1 and the zero current detection comparator CP2 are connected to the reset input terminal R and the set terminal S of the RSFF, respectively. The Q terminal of RSFF is connected to the gate of the switching element Q. With this configuration, as shown in FIGS. 9B to 9E, the peak detection comparator CP1, the zero current detection comparator CP2, and the RSFF operate, and the switching element Q performs an on / off operation. As a result, the power factor correction circuit 20 operates in the coastal mode as shown in FIG. 9A, in which the operation mode of the power factor correction circuit 20 of the first to third embodiments operates in the continuous mode. Can be made.

・ 前記各実施形態において、発光ダイオード部３０をダイオード列で構成する代わりに、単一の発光ダイオードに変更してもよい。   In each of the above embodiments, the light emitting diode unit 30 may be changed to a single light emitting diode instead of a diode array.

１０…全波整流器（整流化直流電源）、２０…力率改善回路、
２２…制御部、３０…発光ダイオード部、Ｌ…インダクタ、
２１…直列回路部、Ｑ…スイッチング素子（スイッチング手段）、
Ｒ２…抵抗（目標値出力回路）、ＲＳＨ…検出抵抗。 10 ... full wave rectifier (rectified DC power supply), 20 ... power factor correction circuit,
22 ... Control part, 30 ... Light emitting diode part, L ... Inductor,
21 ... Series circuit part, Q ... Switching element (switching means),
R2: Resistance (target value output circuit), R SH : Detection resistance.

Claims (6)

交流を整流化する整流化直流電源と、前記整流化直流電源の直流出力端間に接続されたインダクタとスイッチング手段の直列回路部、及び前記スイッチング手段のオンオフを行う制御部を含み、直流出力端に平滑コンデンサを備えていない力率改善回路と、前記力率改善回路に接続されるとともに前記力率改善回路からの直流出力により駆動される単数の発光ダイオード又は発光ダイオード列（以下、発光ダイオード部という）を備えたＬＥＤ点灯装置であって、
前記直列回路部には、前記スイッチング手段がオン時に前記直列回路部に流れる直流電流と、前記スイッチング手段がオフ時に前記発光ダイオード部に流れる負荷電流に関係した負荷関連電流とをそれぞれ検出電流として、該検出電流を電圧に変換して検出する検出抵抗が接続され、
前記整流化直流電源の直流出力端間には前記整流化直流電源の出力電圧に基づいた目標値としての分圧電圧を出力する目標値出力回路が接続され、
前記制御部は、前記目標値出力回路からの目標値と、前記検出抵抗が検出した電圧との誤差を縮小して前記目標値に近づくようにフィードバック制御すべく前記スイッチング手段をオンオフすることを特徴とするＬＥＤ点灯装置。 A DC output terminal including a rectified DC power supply for rectifying alternating current, an inductor connected between DC output terminals of the rectified DC power supply and a switching circuit, and a control unit for turning on and off the switching means. A power factor improvement circuit not including a smoothing capacitor, and a single light-emitting diode or light-emitting diode array (hereinafter referred to as a light-emitting diode unit) connected to the power factor improvement circuit and driven by a DC output from the power factor improvement circuit LED lighting device equipped with,
In the series circuit part, a direct current flowing through the series circuit part when the switching means is on and a load-related current related to a load current flowing through the light emitting diode part when the switching means is off are detected currents, respectively. A detection resistor for detecting the current detected by converting the detection current into a voltage is connected,
A target value output circuit that outputs a divided voltage as a target value based on the output voltage of the rectified DC power supply is connected between the DC output terminals of the rectified DC power supply,
The controller turns on and off the switching means to perform feedback control so as to reduce the error between the target value from the target value output circuit and the voltage detected by the detection resistor so as to approach the target value. LED lighting device. 前記発光ダイオード部は、前記力率改善回路の出力端に対して、降圧型の絶縁トランスを介して接続されていることを特徴とする請求項１に記載のＬＥＤ点灯装置。   2. The LED lighting device according to claim 1, wherein the light emitting diode unit is connected to an output terminal of the power factor correction circuit via a step-down insulation transformer. 前記絶縁トランスの二次巻線に対して、全波整流手段を介して前記発光ダイオード部が接続され、前記スイッチング手段は、前記インダクタに接続された第１スイッチング素子と、前記インダクタに対して前記絶縁トランスの一次巻線を介して接続されるとともに前記第１スイッチング素子に対して並列接続された第２スイッチング素子とを含み、
前記制御部は、前記第１及び第２スイッチング素子を交互にオンオフさせて、第１スイッチング素子がオン、第２スイッチング素子がオフの第４期間は、前記インダクタを充電駆動させ、第１スイッチング素子がオフ、第２スイッチング素子がオンであって、第４期間よりも短くした第５期間では、前記絶縁トランスをフォワード動作させることにより、前記発光ダイオード部を発光させることを特徴とする請求項２に記載のＬＥＤ点灯装置。 The light emitting diode portion is connected to the secondary winding of the isolation transformer via full-wave rectification means, and the switching means includes a first switching element connected to the inductor, and the inductor to the inductor. A second switching element connected via a primary winding of an insulating transformer and connected in parallel to the first switching element;
The control unit alternately turns on and off the first and second switching elements to charge and drive the inductor during a fourth period in which the first switching element is on and the second switching element is off. 3. The light emitting diode unit is caused to emit light by performing a forward operation of the insulating transformer in a fifth period in which the second switching element is on and the second switching element is on and shorter than the fourth period. LED lighting device according to. 前記絶縁トランスの一次巻線は、前記インダクタに対して接続された接続点を介して互いに接続された第１の一次巻線と第２の一次巻線を含み、前記発光ダイオード部は、前記絶縁トランスの二次巻線に対して、接続向きを互いに反対にして接続された複数の発光ダイオード列が並列接続された回路を含み、前記スイッチング手段は、第１スイッチング素子と、第２スイッチング素子を含み、前記直列回路部は、前記第１の一次巻線及び前記第１スイッチング素子の第１直列回路と、前記第２の一次巻線及び前記第２スイッチング素子の第２直列回路とが並列接続された並列回路を含み、前記インダクタ、前記並列回路及び前記検出抵抗が直列接続されたものであり、
前記制御部は、前記第１及び第２スイッチング素子を同時にオンさせて前記インダクタを充電する第１期間、第２スイッチング素子をオフさせるとともに第１スイッチング素子をオンさせる第２期間、前記第１及び第２スイッチング素子を同時にオンさせて前記インダクタを充電する第１期間、第２スイッチング素子をオンさせるとともに第１スイッチング素子をオフさせる第３期間を順次繰り返し、第２及び第３期間で前記絶縁トランスをフォワード動作させることにより、前記複数の発光ダイオード列が並列接続された回路を交互に発光させることを特徴とする請求項２に記載のＬＥＤ点灯装置。 The primary winding of the isolation transformer includes a first primary winding and a second primary winding connected to each other via a connection point connected to the inductor, and the light emitting diode unit includes the insulating transformer. A circuit in which a plurality of light emitting diode rows connected in opposite directions to each other are connected in parallel to the secondary winding of the transformer, and the switching means includes a first switching element and a second switching element. And the series circuit unit includes a first series circuit of the first primary winding and the first switching element, and a second series circuit of the second primary winding and the second switching element connected in parallel. The inductor, the parallel circuit, and the detection resistor are connected in series.
The controller includes a first period in which the first and second switching elements are simultaneously turned on to charge the inductor, a second period in which the second switching element is turned off and the first switching element is turned on, the first and second switching elements A first period in which the second switching element is simultaneously turned on and the inductor is charged, and a third period in which the second switching element is turned on and the first switching element is turned off are sequentially repeated. The LED lighting device according to claim 2, wherein a circuit in which the plurality of light emitting diode arrays are connected in parallel is caused to emit light alternately by performing a forward operation. 前記発光ダイオード部の入力端は、前記インダクタ（以下、第１インダクタという）と前記スイッチング手段間の第１接続点に対して接続され、
前記発光ダイオード部の出力端は、第２インダクタを介して前記第１接続点に対して接続されるとともに、コンデンサを介して前記直列回路部と前記検出抵抗間の第２接続点に対して接続されていることを特徴とする請求項１に記載のＬＥＤ点灯装置。 An input end of the light emitting diode unit is connected to a first connection point between the inductor (hereinafter referred to as a first inductor) and the switching means,
An output terminal of the light emitting diode part is connected to the first connection point via a second inductor, and is connected to a second connection point between the series circuit part and the detection resistor via a capacitor. The LED lighting device according to claim 1, wherein the LED lighting device is provided. 前記発光ダイオード部の入力端は、前記インダクタ（以下、第１インダクタという）と前記スイッチング手段間の第１接続点に対して接続されるとともに、コンデンサを介して前記直列回路部と前記検出抵抗間の第２接続点に対して接続され、
前記発光ダイオード部の出力端は、第２インダクタを介して前記第１接続点に対して接続されていることを特徴とする請求項１に記載のＬＥＤ点灯装置。 An input terminal of the light emitting diode part is connected to a first connection point between the inductor (hereinafter referred to as a first inductor) and the switching means, and between the series circuit part and the detection resistor via a capacitor. Connected to the second connection point of
2. The LED lighting device according to claim 1, wherein an output terminal of the light emitting diode unit is connected to the first connection point via a second inductor.
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