JP2010183729A - Power supply circuit and illumination apparatus - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、駆動電流の異なる複数の負荷回路に電力を供給する電源回路に関する。 The present invention relates to a power supply circuit that supplies power to a plurality of load circuits having different drive currents.
LED(発光ダイオード)など、定電流制御すべき負荷が複数ある場合、複数の負荷の駆動電流が同じであれば、複数の負荷を直列接続して負荷回路を構成し、電源回路に接続して、複数の負荷に同じ電流を流す。
複数の負荷の駆動電流が異なる場合には、複数の負荷を駆動電流ごとに分けて、駆動電流が同じ負荷だけを直列接続して複数の負荷回路を構成し、それぞれ異なる電源回路に接続する。
電源回路の構成としては、共通の電源回路から直列に抵抗を接続して各々の負荷に供給する駆動電流を制限する構成や、駆動電流をフィードバックして、各々にバックコンバータなどを用いて定電流駆動制御する構成が知られている。
When there are multiple loads that should be controlled at constant current, such as LEDs (light emitting diodes), if the drive currents of the multiple loads are the same, connect the multiple loads in series to form a load circuit and connect to the power supply circuit , Flow the same current through multiple loads.
When the drive currents of a plurality of loads are different, the plurality of loads are divided for each drive current, and only a load having the same drive current is connected in series to form a plurality of load circuits, which are connected to different power supply circuits.
The power supply circuit is configured by connecting a resistor in series from a common power supply circuit to limit the drive current supplied to each load, or by feeding back the drive current and using a buck converter for each. A configuration for driving control is known.
従来、駆動電流の異なる複数の負荷を駆動する場合は、共通の電源回路を用いて抵抗で電流制限をする構成や、各々に異なる定電流駆動回路を用意する必要があった。
共通の電源回路に直列に抵抗を接続した構成は、構成が簡易であり、回路の小型化・製造コストの削減が図れる反面、電力効率が悪い。
また、各々にフライバックコンバータなどを用いる構成は、電力効率が高い反面、構成が複雑であり、回路が大型化し、製造コストが高くなる。
この発明は、例えば、上記のような課題を解決するためになされたものであり、駆動電流が異なる複数の負荷回路に電力を供給する電源回路において、製造コストを低く、電力効率を高く、信頼性を高くすることを目的とする。
Conventionally, when driving a plurality of loads having different driving currents, it has been necessary to prepare a configuration in which a common power supply circuit is used to limit current with a resistor, and different constant current driving circuits for each.
A configuration in which a resistor is connected in series to a common power supply circuit is simple in configuration and can reduce the size of the circuit and the manufacturing cost, but has poor power efficiency.
In addition, the configuration using a flyback converter or the like is high in power efficiency, but the configuration is complicated, the circuit becomes large, and the manufacturing cost increases.
The present invention has been made, for example, in order to solve the above-described problems. In a power supply circuit that supplies power to a plurality of load circuits having different drive currents, the manufacturing cost is low, the power efficiency is high, and the reliability is improved. The purpose is to increase the nature.
この発明にかかる電源回路は、第一の駆動電流で動作する第一の負荷回路と、上記第一の駆動電流よりも大きい第二の駆動電流で動作する第二の負荷回路とに対して電力を供給する電源回路において、
上記電源回路は、定電流回路と、電流加算回路とを有し、
上記定電流回路は、電圧生成回路と、電流検出回路と、電圧検出回路と、制御回路とを有し、上記第一の負荷回路と上記第二の負荷回路とを直列に電気接続した直列負荷回路に対して、上記第一の駆動電流を供給し、
上記電流加算回路は、上記第一の駆動電流と上記第二の駆動電流との差にあたる電流値の電流を上記第二の負荷回路に対して供給し、
上記電圧生成回路は、上記直列負荷回路に対して印加する電圧を生成し、
上記電流検出回路は、上記第一の負荷回路、及び、上記第二の負荷回路のうちのいずれかを電流検出対象回路とし、上記電流検出対象回路を流れる電流を検出し、
上記電圧検出回路は、上記第一の負荷回路、及び、上記第二の負荷回路、及び、上記直列負荷回路のうちのいずれかを電圧検出対象回路とし、上記電圧検出対象回路の両端に発生する電圧を検出し、
上記制御回路は、上記電圧検出回路が検出した電圧が所定の電圧値以下となる範囲内で、上記電流検出回路が検出した電流が所定の電流値となるよう、上記電圧生成回路を制御することを特徴とする。
The power supply circuit according to the present invention is configured to supply power to a first load circuit that operates with a first drive current and a second load circuit that operates with a second drive current larger than the first drive current. In the power supply circuit that supplies
The power supply circuit has a constant current circuit and a current addition circuit,
The constant current circuit includes a voltage generation circuit, a current detection circuit, a voltage detection circuit, and a control circuit, and a series load in which the first load circuit and the second load circuit are electrically connected in series. Supplying the first drive current to the circuit;
The current adding circuit supplies a current having a current value corresponding to a difference between the first driving current and the second driving current to the second load circuit;
The voltage generation circuit generates a voltage to be applied to the series load circuit,
The current detection circuit uses any one of the first load circuit and the second load circuit as a current detection target circuit, detects a current flowing through the current detection target circuit,
The voltage detection circuit has one of the first load circuit, the second load circuit, and the series load circuit as a voltage detection target circuit, and is generated at both ends of the voltage detection target circuit. Detect the voltage,
The control circuit controls the voltage generation circuit so that the current detected by the current detection circuit becomes a predetermined current value within a range where the voltage detected by the voltage detection circuit is equal to or less than a predetermined voltage value. It is characterized by.
この発明にかかる電源回路によれば、定電流回路が、複数の負荷回路を直列接続した直列負荷回路に対して所定の電流を供給し、電流加算回路が、複数の負荷回路のうち一部の負荷回路に対して不足分の電流を供給する。電圧が高く、比較的大きな電流を供給する定電流回路を、電力効率の高い回路構成とし、電圧が低く、比較的小さな電流を供給する電流加算回路に、構成の簡易な回路を用いることにより、駆動電流の異なる複数の負荷回路を駆動する電源回路の電力効率を高くしつつ、製造コストを低くすることができる。
また、制御回路は、電圧検出回路が検出した電圧が所定の電圧値以下となるように、かつ、電流検出回路が検出した駆動電流が所定の電流値となるように、電圧生成回路を制御する。これにより、電源回路の過電圧出力を防ぎ、過電圧による負荷回路の破壊を防ぐことができ、高い信頼性を確保することができる。
According to the power supply circuit of the present invention, the constant current circuit supplies a predetermined current to a series load circuit in which a plurality of load circuits are connected in series, and the current adding circuit is a part of the plurality of load circuits. Supply insufficient current to the load circuit. A constant current circuit that supplies a relatively large current with a high voltage has a circuit configuration with high power efficiency, and a current addition circuit that supplies a relatively small current with a low voltage uses a simple configuration circuit. The manufacturing cost can be reduced while increasing the power efficiency of the power supply circuit that drives a plurality of load circuits having different driving currents.
In addition, the control circuit controls the voltage generation circuit so that the voltage detected by the voltage detection circuit is equal to or lower than a predetermined voltage value, and the drive current detected by the current detection circuit becomes a predetermined current value. . Thereby, the overvoltage output of the power supply circuit can be prevented, the load circuit can be prevented from being destroyed by the overvoltage, and high reliability can be ensured.
実施の形態1.
実施の形態1について、図1〜図9を用いて説明する。
Embodiment 1 FIG.
The first embodiment will be described with reference to FIGS.
図1は、この実施の形態における照明装置800の機能ブロックの構成を示すブロック構成図である。
照明装置800は、例えば、白色LEDと赤色LEDなど、複数種類の発光素子を有する。照明装置800は、複数種類の発光素子が発した光を混合することにより、演色性が高く、電球色など所望の色温度の光を発する。
発光素子は、種類ごとに電気的特性が異なり、例えば、駆動電流値が異なっている。
FIG. 1 is a block configuration diagram showing a functional block configuration of the
The
The light emitting elements have different electrical characteristics for each type, for example, different drive current values.
照明装置800は、複数の発光素子ユニット851,852と、電源回路100とを有する。
それぞれの発光素子ユニット851,852(負荷回路、発光素子直列回路)は、単一種類の発光素子を有する。発光素子ユニット851,852が有する発光素子が複数の場合、発光素子は、互いに直列に電気接続されている。
The
Each of the light
電源回路100は、発光素子ユニット851,852を点灯するための電力を、発光素子ユニット851,852に対して供給する。電源回路100は、定電流回路110、電流加算回路150を有する。
定電流回路110は、複数の発光素子ユニット851,852を直列に電気接続した回路(以下「直列負荷回路」と呼ぶ。)に対して、電流を供給する。
電流加算回路は、複数の発光素子ユニット851,852のうち一部の発光素子ユニット852に対して、電流を供給する。
この例では、発光素子ユニット851(第一の負荷回路)には、定電流回路110から供給された電流が流れ、発光素子ユニット852(第二の負荷回路)には、定電流回路110から供給された電流と電流加算回路150から供給された電流とを合わせた電流が流れる。
定電流回路110は、発光素子ユニット851の発光素子を所望の明るさで点灯させる駆動電流値(以下「第一の駆動電流」と呼ぶ。)の電流を生成する。電流加算回路150は、発光素子ユニット852の発光素子を所望の明るさで点灯させる駆動電流値(以下「第二の駆動電流」と呼ぶ。)と、第一の駆動電流との差にあたる電流値の電流を生成する。
これにより、発光素子ユニット851には、第一の駆動電流が流れ、発光素子ユニット852には、第二の駆動電流が流れ、それぞれの発光素子が所望の明るさで点灯する。
The
The constant
The current adding circuit supplies a current to some of the light
In this example, the current supplied from the constant
The constant
As a result, the first drive current flows through the light
定電流回路110は、電圧生成回路111、電流検出回路112、電圧検出回路113、制御回路114を有する。
電圧生成回路111は、直列負荷回路に印加する電圧を生成する。
電流検出回路112は、発光素子ユニット851を流れる電流を検出する。なお、電流検出回路112は、発光素子ユニット851ではなく、発光素子ユニット852を流れる電流を検出する構成としてもよい。以下、電流検出回路112が電流検出の対象とする回路を、電流検出対象回路と呼ぶ。
電圧検出回路113は、直列負荷回路の両端に発生する電圧を検出する。なお、電圧検出回路113は、直列負荷回路ではなく、発光素子ユニット851あるいは発光素子ユニット852の両端に発生する電圧を検出する構成としてもよい。以下、電圧検出回路113が電圧検出の対象とする回路を、電圧検出対象回路と呼ぶ。
制御回路114は、電流検出回路112が検出した電流と、電圧検出回路113が検出した電圧とに基づいて、電圧生成回路111を制御する。具体的に言えば、制御回路114は、電圧検出回路113が検出した電圧が所定の電圧値(以下「最大電圧値」と呼ぶ。)以下となる範囲内で、電流検出回路112が検出した電流が所定の電流値(以下「目標電流値」と呼ぶ。)となるよう、電圧生成回路111が生成する電圧を調整する。すなわち、電圧検出回路113が検出した電圧が最大電圧値より低く、かつ、電流検出回路112が検出した電流が目標電流値より少ない場合、制御回路114は、電圧生成回路111が生成する電圧を高くする。逆に、電圧検出回路113が検出した電圧が最大電圧値より高い場合や、電流検出回路112が検出した電流が目標電流値より多い場合には、制御回路114は、電圧生成回路111が生成する電圧を低くする。
The constant
The
The
The
The
この例では、目標電流値は、第一の駆動電流である。また、電流検出対象回路が発光素子ユニット852である場合には、目標電流値は、第二の駆動電流である。
最大電圧値は、発光素子における順方向電圧のバラツキを考慮した上で、正常動作の範囲内といえる最大値をもとに設定する。例えば、電流検出対象回路を流れる電流が目標電流値よりも少ない場合、制御回路114は、電圧生成回路111が生成する電圧を上昇させて、電流検出対象回路を流れる電流を目標電流値にしようとする。しかし、周辺温度の低下に伴って発光素子における順方向電圧が上昇した場合や、発光素子が断線故障した場合などの異常時には、電圧生成回路111が生成する電圧を上昇させても、電流検出対象回路を流れる電流があまり増えないので、更に、電圧生成回路111が生成する電圧を上昇させると、発光素子ユニット851,852やその他の回路を破壊する可能性がある。そこで、電圧生成回路111が生成する電圧を上昇させて、電圧検出対象回路の両端電圧が最大電圧値に達した場合には、制御回路114は、電圧生成回路111が生成する電圧をそれ以上高くしないことにより、回路を保護する。
In this example, the target current value is the first drive current. Further, when the current detection target circuit is the light emitting
The maximum voltage value is set based on a maximum value that can be said to be within a normal operation range in consideration of variations in forward voltage in the light emitting element. For example, when the current flowing through the current detection target circuit is smaller than the target current value, the
図2は、この実施の形態における電源回路100の回路構成を示す電気回路図である。
電源回路100は、直流あるいは脈流電圧を入力して、発光素子ユニット851,852に電力を供給する。
FIG. 2 is an electric circuit diagram showing a circuit configuration of the
The
電圧生成回路111は、例えば、フライバックコンバータである。フライバックコンバータは、オンオフ動作を行う絶縁型スイッチング電源である。電圧生成回路111は、入力コンデンサC11、スイッチング素子Q12、トランスT60、整流素子D13、平滑コンデンサC14(第一のコンデンサ)を有する。
入力コンデンサC11は、電源回路100の入力端子間に電気接続されている。入力コンデンサC11は、電源を入力する。入力コンデンサC11は、電源回路100が入力した電圧のリプルを除去して平滑するとともに、電源回路100内で発生したスイッチングノイズが外部に漏れるのを防ぐ。
スイッチング素子Q12は、例えばMOSFETであり、制御回路114からの指示を表わす信号にしたがって、開閉する。
トランスT60は、一次巻線L63と、二つの二次巻線L61(第一の巻線),L62(第二の巻線)を有する。このうち、電圧生成回路111を構成するのは、一次巻線L63と二次巻線L61である。トランスT60は、一次側の電力を絶縁して二次側へ伝達する。
一次巻線L63(第三の巻線)は、スイッチング素子Q12を介して、電源回路100の入力端子間に電気接続されている。スイッチング素子Q12は、入力された電圧のスイッチングを行い、必要なエネルギーをトランスT60に蓄積させる。
整流素子D13のアノード端子は、二次巻線L61(第一の巻線)の一端に電気接続している。整流素子D13のカソード端子は、平滑コンデンサC14(第一のコンデンサ)の陽極端子と電気接続している。平滑コンデンサC14の陰極端子は、二次巻線L61の他端に電気接続している。すなわち、二次巻線L61・整流素子D13・平滑コンデンサC14は、閉ループを構成する。整流素子D13は、二次巻線L61の出力を整流する。平滑コンデンサC14は、整流素子D13が整流した二次巻線L61の出力を平滑する。すなわち、二次巻線L61を流れる電流が、整流素子D13により整流され、平滑コンデンサC14を充電する。
The
The input capacitor C11 is electrically connected between the input terminals of the
Switching element Q12 is, for example, a MOSFET, and opens and closes according to a signal representing an instruction from
The transformer T60 includes a primary winding L63 and two secondary windings L61 (first winding) and L62 (second winding). Among these, the
The primary winding L63 (third winding) is electrically connected between the input terminals of the
The anode terminal of the rectifying element D13 is electrically connected to one end of the secondary winding L61 (first winding). The cathode terminal of the rectifying element D13 is electrically connected to the anode terminal of the smoothing capacitor C14 (first capacitor). The cathode terminal of the smoothing capacitor C14 is electrically connected to the other end of the secondary winding L61. That is, the secondary winding L61, the rectifying element D13, and the smoothing capacitor C14 constitute a closed loop. The rectifying element D13 rectifies the output of the secondary winding L61. The smoothing capacitor C14 smoothes the output of the secondary winding L61 rectified by the rectifying element D13. That is, the current flowing through the secondary winding L61 is rectified by the rectifying element D13 and charges the smoothing capacitor C14.
直列負荷回路(発光素子直列回路)の陽極側端子(発光素子ユニット851の陽極側端子)は、平滑コンデンサC14の陽極端子に電気接続されている。直列負荷回路の陰極側端子(発光素子ユニット852の陰極側端子)は、電流検出回路112を介して、平滑コンデンサC14の陰極端子に電気接続されている。これにより、平滑コンデンサC14に充電された電圧が、直列負荷回路に印加され、平滑コンデンサC14を放電する電流が、直列負荷回路を流れる。
The anode side terminal (the anode side terminal of the light emitting element unit 851) of the series load circuit (light emitting element series circuit) is electrically connected to the anode terminal of the smoothing capacitor C14. The cathode side terminal of the series load circuit (the cathode side terminal of the light emitting element unit 852) is electrically connected to the cathode terminal of the smoothing capacitor C14 via the
電流加算回路150は、整流素子D51、平滑コンデンサC52、電流制限抵抗R53を有する。
整流素子D51のアノード端子は、二次巻線L62の一端に電気接続している。整流素子D51のカソード端子は、平滑コンデンサC52の陽極端子に電気接続している。平滑コンデンサC52の陰極端子は、二次巻線L62の他端に電気接続している。二次巻線L62の巻数は、二次巻線L61の巻数よりも少ない。すなわち、二次巻線L62・整流素子D51・平滑コンデンサC52は、閉ループを構成する。整流素子D51は、二次巻線L62の出力を整流する。平滑コンデンサC52は、整流素子D51が整流した二次巻線L62の出力を平滑する。すなわち、二次巻線L62を流れる電流が、整流素子D51により整流され、平滑コンデンサC52を充電する。
電流制限抵抗R53の一端は、平滑コンデンサC52の陽極端子に電気接続されている。電流制限抵抗R53は、発光素子ユニット852へ流入する電流を制限する。
The current adding
The anode terminal of the rectifying element D51 is electrically connected to one end of the secondary winding L62. The cathode terminal of the rectifying element D51 is electrically connected to the anode terminal of the smoothing capacitor C52. The cathode terminal of the smoothing capacitor C52 is electrically connected to the other end of the secondary winding L62. The number of turns of the secondary winding L62 is smaller than the number of turns of the secondary winding L61. That is, the secondary winding L62, the rectifier element D51, and the smoothing capacitor C52 constitute a closed loop. The rectifying element D51 rectifies the output of the secondary winding L62. The smoothing capacitor C52 smoothes the output of the secondary winding L62 rectified by the rectifying element D51. That is, the current flowing through the secondary winding L62 is rectified by the rectifying element D51 and charges the smoothing capacitor C52.
One end of the current limiting resistor R53 is electrically connected to the anode terminal of the smoothing capacitor C52. The current limiting resistor R53 limits the current flowing into the light emitting
発光素子ユニット852の陽極側端子は、電流制限抵抗R53の他端に電気接続されている。発光素子ユニット852の陰極側端子は、平滑コンデンサC52の陰極端子に電気接続されている。これにより、平滑コンデンサC52に充電された電圧が、発光素子ユニット852に印加される。、電流制限抵抗R53は、発光素子ユニット852へ流入する電流を制限する。電流制限抵抗R53により制限された電流が、発光素子ユニット852を流れる。
なお、電流制限抵抗R53に代えて、例えば、定電流ダイオードなどを用いて、平滑コンデンサC52を放電する電流を制限する構成としてもよい。
The anode side terminal of the light emitting
Instead of the current limiting resistor R53, for example, a constant current diode may be used to limit the current that discharges the smoothing capacitor C52.
電圧検出回路113は、抵抗R31(電圧電流変換回路)を有する。抵抗R31の一端は、直列負荷回路の陽極側端子(発光素子ユニット851の陽極側端子)に電気接続している。抵抗R31の他端は、直列負荷回路の陰極側端子(発光素子ユニット852の陰極側端子)に電気接続している。すなわち、抵抗R31は、直列負荷回路と並列に電気接続している。これにより、抵抗R31には、直列負荷回路(この場合、直列負荷回路が「電圧検出対象回路」となる。)の両端電圧に比例する電流が流れる。なお、抵抗R31の抵抗値は、直列負荷回路の正常動作時における等価抵抗値と比較して十分大きいものとする。
The
電流検出回路112は、抵抗R21を有する。抵抗R21の一端は、直列負荷回路の陰極側端子に電気接続している。抵抗R21の他端は、平滑コンデンサC14の陰極端子に電気接続している。これにより、抵抗R21には、発光素子ユニット851(この場合、発光素子ユニット851が「電流検出対象回路」となる。)を流れる電流と、電圧検出回路113を流れる電流とを合わせた電流が流れ、それに比例する電圧が、抵抗R21の両端に発生する。なお、抵抗R21の抵抗値は、直列負荷回路の正常動作時における等価抵抗値と比較して十分小さいものとする。
The
制御回路114は、基準電圧源V41、差動増幅器A42、フォトカプラPC、制御IC145を有する。
基準電圧源V41は、所定の電圧値を有する直流電圧を生成する。差動増幅器A42は、例えば、オペアンプである。差動増幅器A42(誤差増幅器)は、抵抗R21(電流検出抵抗)に発生する電圧(電流値情報)と、基準電圧源V41の基準電圧とに基づいて演算を行い、フォトカプラPCへ出力信号を出力する。差動増幅器A42は、電流検出回路112の両端電圧と、基準電圧源V41の電圧とを比較する。差動増幅器A42の電源は、例えば、電圧生成回路111の出力電圧から取る。
フォトカプラPCは、トランスT60の一次側回路と二次側回路とを電気的に絶縁しつつ、信号を伝達する。フォトカプラPCは、差動増幅器A42(誤差増幅器)からの出力信号を絶縁して制御IC145に送る。
制御IC145は、フォトカプラPCを介して伝達された差動増幅器A42による比較結果を表わす信号に基づいて、スイッチング素子Q12を開閉する信号を生成する。
なお、制御回路114は、例えば、アナログデジタル変換回路や、マイクロコンピュータなどを用いて構成してもよい。
The
The reference voltage source V41 generates a DC voltage having a predetermined voltage value. The differential amplifier A42 is, for example, an operational amplifier. The differential amplifier A42 (error amplifier) performs an operation based on the voltage (current value information) generated in the resistor R21 (current detection resistor) and the reference voltage of the reference voltage source V41, and outputs an output signal to the photocoupler PC. Output. The differential amplifier A42 compares the voltage across the
The photocoupler PC transmits a signal while electrically insulating the primary side circuit and the secondary side circuit of the transformer T60. The photocoupler PC insulates the output signal from the differential amplifier A42 (error amplifier) and sends it to the
Note that the
スイッチング素子Q12がオンになると、入力コンデンサC11の両端電圧が、一次巻線L63に印加され、一次巻線L63を流れる電流が増えていく。このとき、二次巻線L61,L62には、逆電圧が発生するが、整流素子D13,D51の働きにより、二次巻線L61,L62には、電流が流れない。スイッチング素子Q12がオフになると、一次巻線L63を流れる電流が0になり、磁束を維持するため、二次巻線L61,L62に電流が流れる。整流素子D13,D51がオンになり、二次巻線L61には、平滑コンデンサC14の両端電圧とほぼ等しい電圧が印加され、二次巻線L62には、平滑コンデンサC52の両端電圧とほぼ等しい電圧が印加される。これにより、二次巻線L61,L62を流れる電流は、減少していき、0になる。これを繰り返すことにより、トランスT60の一次巻線L63に供給されたエネルギーが、二次側へ伝達され、平滑コンデンサC14と平滑コンデンサC52とには、二次巻線L61と二次巻線L62との巻数比にほぼ比例する電圧が充電される。
トランスT60の一次巻線L63に供給されるエネルギーは、スイッチング素子Q12をオンにしている時間の割合が多い方が大きくなり、平滑コンデンサC14,C52に充電される電圧が高くなる。制御IC145は、このように、スイッチング素子Q12をオンする期間の割合を制御することによって、平滑コンデンサC14,C52に充電される電圧を調整する。
When the switching element Q12 is turned on, the voltage across the input capacitor C11 is applied to the primary winding L63, and the current flowing through the primary winding L63 increases. At this time, a reverse voltage is generated in the secondary windings L61 and L62, but no current flows through the secondary windings L61 and L62 due to the action of the rectifying elements D13 and D51. When the switching element Q12 is turned off, the current flowing through the primary winding L63 becomes 0, and the current flows through the secondary windings L61 and L62 in order to maintain the magnetic flux. The rectifying elements D13 and D51 are turned on, a voltage substantially equal to the voltage across the smoothing capacitor C14 is applied to the secondary winding L61, and a voltage approximately equal to the voltage across the smoothing capacitor C52 is applied to the secondary winding L62. Is applied. As a result, the current flowing through the secondary windings L61 and L62 decreases and becomes zero. By repeating this, the energy supplied to the primary winding L63 of the transformer T60 is transmitted to the secondary side, and the secondary winding L61 and the secondary winding L62 are transmitted to the smoothing capacitor C14 and the smoothing capacitor C52. A voltage that is approximately proportional to the turns ratio is charged.
The energy supplied to the primary winding L63 of the transformer T60 increases as the proportion of time during which the switching element Q12 is turned on increases, and the voltage charged in the smoothing capacitors C14 and C52 increases. In this way, the
電流検出回路112が出力した電圧が、基準電圧源V41の電圧値より低い場合、制御IC145は、スイッチング素子Q12のオン期間の割合を増やし、平滑コンデンサC14,C52に充電される電圧を高くする。これにより、発光素子ユニット851,852を流れる電流が増加する。
電流検出回路112が出力した電圧が、基準電圧源V41の電圧値より高い場合、制御IC145は、スイッチング素子Q12のオン期間の割合を減らし、平滑コンデンサC14,C52に充電される電圧を低くする。これにより、発光素子ユニット851,852を流れる電流が減少する。
このようにして、制御回路114は、電流検出回路112に流れる電流が、所定の電流(目標電流値)となるように、電圧生成回路111が生成する電圧を調整する。
電圧生成回路111の出力電圧が直列負荷回路(発光素子ユニット851,852)に駆動電流を流す。電流検出回路112の検出した駆動電流と目標電流値とが一致するように、制御回路114が電圧生成回路111のスイッチング素子Q12のオンオフの開閉割合を制御する。これにより、定電流回路110は、直列負荷回路(発光素子直列回路、発光素子ユニット851,852)に所定の電流(目標電流値。この例では第一の駆動電流)を流す定電流駆動回路として動作する。
When the voltage output from the
When the voltage output from the
In this way, the
The output voltage of the
直列負荷回路(発光素子直列回路)は、複数の発光素子ユニット851,852を直列に接続したものである。第一の発光素子ユニット851は、主たる発光出力となる。第二の発光素子ユニット852は、従たる発光出力となる。発光素子ユニット851は、例えば、4個の白色発光ダイオードが直列に接続されている。発光素子ユニット852は、従となるので発光出力が少なくてよく、例えば、1個の赤色発光ダイオードが用いられる。必要な発光出力を得るために、白色発光ダイオードには、例えば、350mAの駆動電流(第一の駆動電流)を流し、赤色発光ダイオードには、例えば、400mAの駆動電流(第二の駆動電流)を流す。すなわち、発光素子ユニット852を駆動する電流(第二の駆動電流)は、発光素子ユニット851を駆動する電流(第一の駆動電流)よりも50mA大きい。
The series load circuit (light emitting element series circuit) is formed by connecting a plurality of light emitting
定電流回路110が生成する電流(第一の駆動電流)は、二次巻線L61(第一の巻線)から、整流素子D13を通って、平滑コンデンサC14を充電し、平滑コンデンサC14から、発光素子ユニット851、発光素子ユニット852、電流検出回路112を通るループを流れる。
電流加算回路150が生成する電流は、二次巻線L62から、整流素子D51を通って、平滑コンデンサC52を充電し、平滑コンデンサC52から、発光素子ユニット852を通るループを流れて、発光素子ユニット851や電流検出回路112は通らない。
このため、発光素子ユニット851には、定電流回路110が生成した電流(第一の駆動電流)が流れ、発光素子ユニット852には、定電流回路110が生成した電流(第一の駆動電流)と、電流加算回路150が生成した電流(第二の駆動電流と第一の駆動電流との差。発光素子ユニット852に第一の駆動電流を流した場合に不足する電流)とを合計した電流(第二の駆動電流)が流れる。また、電流検出回路112には、定電流回路110が生成した電流(第一の駆動電流)が流れる。
例えば、定電流回路110が350mAの電流を供給し、電流加算回路150が50mAの電流を供給すれば、発光素子ユニット851を流れる電流(第一の駆動電流)は350mAになり、発光素子ユニット852を流れる電流(第二の駆動電流)は400mAになる。
なお、ここでは、電圧検出回路113を流れる電流や、定電流回路110の出力から電源を取る差動増幅器A42などの電源電流は、発光素子ユニット851を流れる電流よりも十分小さいものとし無視している。
The current (first drive current) generated by the constant
The current generated by the current adding
Therefore, the current (first driving current) generated by the constant
For example, if the constant
Here, the current flowing through the
図3は、この実施の形態における各部の電圧及び電流の関係を示す図である。
横軸は、直列負荷回路及び電流検出回路112の両端電圧を示す。縦軸は、直列負荷回路及び電圧検出回路113及び電圧検出回路113を流れる電流を示す。曲線511は、直列負荷回路の電圧電流特性を示す。直線512は、電流検出回路112の電圧電流特性を示す。直線513は、電圧検出回路113の電圧電流特性(Ig1を基準にして、下方向を正とする)を示す。
制御回路114は、電流検出回路112の両端電圧が、基準電圧値VREFに一致するよう、電圧生成回路111が生成する電圧を調整する。すなわち、制御回路114は、電流検出回路112が検出する電流が、電流値Ig1に一致するよう、電圧生成回路111が生成する電圧を調整する。
電流検出回路112が検出する電流は、発光素子ユニット851を流れる電流I1と、電圧検出回路113を流れる電流IVdとの合計である。電圧生成回路111が生成する電圧が曲線511と直線513との交点の電圧値VSより低いと、電流検出回路112が検出する電流が電流値Ig1より少ないので、制御回路114は、電圧生成回路111が生成する電圧を高くする。また、電圧生成回路111が生成する電圧が電圧値VSより高いと、電流検出回路112が検出する電流が電流値Ig1より多いので、制御回路114は、電圧生成回路111が生成する電圧を低くする。このような制御の結果、電圧生成回路111は、電圧値VSの電圧を生成する。
FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the voltage and current of each part in this embodiment.
The horizontal axis represents the voltage across the series load circuit and the
The
The current detected by the
発光素子ユニット851が断線故障するなどして、発光素子ユニット851を電流が流れなくなった場合、電流検出回路112が検出する電流は、電圧検出回路113を流れる電流IVdだけになる。制御回路114は、電流検出回路112が検出する電流が電流値Ig1より少ないので、電圧生成回路111が生成する電圧を高くする。電圧生成回路111が生成する電圧が直線513と電圧軸との交点の電圧値VMAXに達すると、電流検出回路112が検出する電流が電流値Ig1に一致する。電圧生成回路111は、電圧値VMAXの電圧を生成する状態で安定する。
In the case where the light emitting
また、発光素子ユニット851の周辺温度が低下するなどして、発光素子の順方向電圧が高くなると、曲線511が、図中右方向へ移動する。すると、曲線511と直線513との交点は、直線513に沿って、図中右下方向へ移動する。これにより、発光素子ユニット851には、通常時よりも少ない電流が流れる。これにより、順方向電圧の上昇による発光素子ユニット851における消費電力の上昇を抑えることができる。
Further, when the forward voltage of the light emitting element increases due to a decrease in the ambient temperature of the light emitting
その他、予期せぬ故障などにより、直列負荷回路の電圧電流特性曲線がいかなる曲線になったとしても、電圧生成回路111が生成する電圧は、電圧値VMAX以下に制御される。
In addition, no matter what the voltage-current characteristic curve of the series load circuit becomes due to an unexpected failure or the like, the voltage generated by the
図4は、この実施の形態における各部の電圧及び電流の関係を示す図である。
横軸は、発光素子ユニット852及び電流制限抵抗R53の両端電圧を示す。縦軸は、発光素子ユニット852及び電流制限抵抗R53を流れる電流を示す。曲線521は、発光素子ユニット852の電圧電流特性を示す。直線522は、電流制限抵抗R53の電圧電流特性(VC2及びI1を基準にして、左方向を正とする)を示す。
FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the voltage and current of each part in this embodiment.
The horizontal axis indicates the voltage across the light emitting
電圧生成回路111が生成する電圧を、制御回路114が調整して、電圧値VSに一致させると、平滑コンデンサC52には、電圧値VSにほぼ比例した電圧値VC2の電圧が充電される。
発光素子ユニット852を流れる電流は、発光素子ユニット851を流れる電流I1と、平滑コンデンサC52を放電する電流I2とを合計した電流である。平滑コンデンサC52の両端電圧は、発光素子ユニット852の両端電圧V2と、電流制限抵抗R53の両端電圧Vrとに分圧される。このため、電流制限抵抗R53には、電流値ΔIの電流が流れ、発光素子ユニット852には、電流値I1と電流値ΔIとを合計した電流値I2の電流が流れる。
When the
Current flowing through the
発光素子ユニット851の順方向電圧の変動により、電圧値VSが変動すると、電圧値VC2が変動するので、電流値ΔIが変動する。また、発光素子ユニット852の順方向電圧の変動により、曲線521が変動すると、曲線521と直線522との交点が変動し、電流値ΔIが変動する。
例えば、発光素子ユニット851が、1個あたりの順方向電圧が3.7Vの白色発光ダイオード3個を直列に接続したものであり、発光素子ユニット852が、順方向電圧が3.1Vの赤色発光ダイオード1個である場合、電圧値VSは、14.2Vになる。二次巻線L62の巻数が、二次巻線L61の巻数の半分であれば、平滑コンデンサC52の両端電圧は、平滑コンデンサC14の両端電圧の約半分の7.0Vになり、電流制限抵抗R53の抵抗値が約118Ωであれば、電流値ΔIは、約50mAとなる。
The variation of the forward voltage of the light emitting
For example, the light emitting
電流制限抵抗R53の抵抗値がある程度大きければ、直線522の傾きが小さいので、電圧VC2の変動や曲線521の変動による電流値ΔIの変動は小さく、電流値ΔIは、ほぼ一定となる。
If the resistance value of the current limiting resistor R53 to some extent large, the inclination of the
いかなる場合であっても、電圧生成回路111が生成する電圧の電圧値VSは、電圧値VMAX以下となる。これにより、平滑コンデンサC52に充電される電圧VC2が、所定の電圧値以下となるから、電流制限抵抗R53を流れる電流の電流値ΔIは、所定の電流値以下となる。したがって、発光素子ユニット852に過剰な電流が流れることはない。
In any case, the voltage value V S of the voltage generated by the
図5は、この実施の形態における電圧検出回路113の変形例を示す電気回路図である。電圧検出回路の変形例113a〜113cは、電圧電流変換回路として抵抗R31の代わりに接続する回路である。
FIG. 5 is an electric circuit diagram showing a modification of the
電圧検出回路113aは、ツェナーダイオードなどの定電圧ダイオードZ32と抵抗R33とを直列に電気接続した回路である。電圧検出対象回路の両端電圧が定電圧ダイオードZ32の降伏電圧値より低い場合は、電流が流れず、電圧検出対象回路の両端電圧が定電圧ダイオードZ32の降伏電圧値を超えると、定電圧ダイオードZ32がオンになり、電圧検出対象回路の両端電圧と定電圧ダイオードZ32の降伏電圧との差に比例する電流が流れる。
The
電圧検出回路113bは、二つの抵抗R34,R35と、スイッチング素子Q36とを有する。スイッチング素子Q36は、例えば、バイポーラトランジスタであり、コレクタ端子とベース端子との間に抵抗R34が電気接続され、ベース端子とエミッタ端子との間に抵抗R35が電気接続されている。抵抗R34,R35は、十分大きい抵抗値を有する。電圧検出対象回路の両端電圧を、抵抗R34,R35が分圧し、抵抗R35の両端に発生した電圧がスイッチング素子Q36のベース−エミッタ間順方向電圧値を超えると、スイッチング素子Q36がオンになる。
The
電圧検出回路113cは、電圧検出回路113bに加えて、差動増幅器A37、抵抗R38を有する。差動増幅器A37の正入力端子は、抵抗R34と抵抗R35との接続点に電気接続し、差動増幅器A37の負入力端子は、参照電圧Vrefに電気接続し、差動増幅器A37の出力端子が、スイッチング素子Q36のベース端子に電気接続している。また、抵抗R38は、スイッチング素子Q36のコレクタ端子に電気接続し、スイッチング素子Q36がオンになったとき流れる電流を制限する。抵抗R34と抵抗R35との接続点の電位が参照電圧Vrefを超えると、スイッチング素子Q36がオンになり、抵抗R38を介して電流が流れる。
The
図6は、電圧検出回路113a〜113cを用いた場合の各部の電圧及び電流の関係を示す図である。
曲線514は、電圧検出回路113a〜113cの電圧電流特性を示す。
電圧検出回路113として、電圧検出回路113a〜113cのいずれを用いた場合も、曲線514は、ほぼ同じ形状となり、両端電圧が閾値VTHより低い場合は、ほとんど電流が流れず、両端電圧が閾値VTHより高い場合は、両端電圧の電圧値と閾値VTHとの差にほぼ比例する電流が流れる。
電圧検出回路113aを用いた場合、閾値VTHは、定電圧ダイオードZ32の降伏電圧値とほぼ等しい。オン電流は、抵抗R33の抵抗値により制限される。
電圧検出回路113bを用いた場合、閾値VTHは、スイッチング素子Q36のベース−エミッタ間順方向電圧値を(R4+R5)/R5倍した電圧値(ただし、R4は、抵抗R34の抵抗値。R5は、抵抗R35の抵抗値である。)とほぼ等しい。オン電流は、抵抗R34の抵抗値と、スイッチング素子Q36の増幅率により制限される。
電圧検出回路113cを用いた場合、閾値VTHは、抵抗R34、R35により分圧された電圧が、参照電圧Vrefと等しくなる電圧値である。オン電流は、抵抗R38により制限される。
FIG. 6 is a diagram illustrating the relationship between the voltage and current of each unit when the
A
When any of the
When the
When the
When the
いずれの場合も、直列負荷回路(発呼素子直列回路)が正常に動作している場合は、電流IVdがほとんど流れないので、消費電力を抑えることができる。また、直列負荷回路に異常が発生した場合の最大電圧値VMAXを低くすることができる。
なお、電圧電流変換回路は、上記説明した抵抗R31や、電圧検出回路113a〜113cに限らず、他の構成であってもよい。
In any case, when the series load circuit (calling element series circuit) is operating normally, the current IVd hardly flows, so that the power consumption can be suppressed. Further, the maximum voltage value V MAX when an abnormality occurs in the series load circuit can be lowered.
The voltage-current conversion circuit is not limited to the resistor R31 and the
図7は、この実施の形態における電源回路100の回路構成の別の例を示す電気回路図である。
FIG. 7 is an electric circuit diagram showing another example of the circuit configuration of the
電圧生成回路111は、例えば、フォワードコンバータである。電圧生成回路111は、入力コンデンサC11、スイッチング素子Q12、一次巻線L63、二次巻線L61、整流素子D13、整流素子D15、コイルL16、平滑コンデンサC14を有する。整流素子D13のアノード端子は、二次巻線L61の一端に電気接続している。整流素子D15のアノード端子は、二次巻線L61の他端に電気接続している。整流素子D13,D15のカソード端子は、ともに、コイルL16の一端に電気接続している。コイルL16の他端は、平滑コンデンサC14の陽極端子に電気接続している。
スイッチング素子Q12がオンになると、入力コンデンサC11の両端電圧が一次巻線L63に印加され、二次巻線L61,L62の両端に電圧が発生する。整流素子D13はオンになり、二次巻線L61を電流が流れ、コイルL16を介して平滑コンデンサC14を充電する。二次巻線L61を流れる電流は、コイルL16の働きにより、ほとんど変化しない。また、整流素子D51はオフになり、二次巻線L62は電流が流れない。一次巻線L63に供給されたエネルギーにより、一次巻線L63を流れる電流が増えていく。
スイッチング素子Q12がオフになると、一次巻線L63を流れる電流が0になる。コイルL16の働きにより、二次巻線L61を流れる電流は、急には増えず、トランスT60内の磁束を維持するため、二次巻線L62を電流が流れ、整流素子D51がオンになり、平滑コンデンサC52を充電する。二次巻線L62の両端には、平滑コンデンサC52の両端電圧とほぼ等しい電圧が印加され、二次巻線L61の両端に、逆電圧が発生する。整流素子D13がオフになり、コイルL16を流れる電流を維持するため、整流素子D15がオンになり、平滑コンデンサC14の充電を続ける。
これを繰り返すことにより、トランスT60の一次側から二次側へエネルギーが伝達される。
The
When the switching element Q12 is turned on, the voltage across the input capacitor C11 is applied to the primary winding L63, and a voltage is generated across the secondary windings L61 and L62. The rectifier element D13 is turned on, a current flows through the secondary winding L61, and the smoothing capacitor C14 is charged via the coil L16. The current flowing through the secondary winding L61 hardly changes due to the action of the coil L16. Further, the rectifying element D51 is turned off, and no current flows through the secondary winding L62. Due to the energy supplied to the primary winding L63, the current flowing through the primary winding L63 increases.
When the switching element Q12 is turned off, the current flowing through the primary winding L63 becomes zero. Due to the action of the coil L16, the current flowing through the secondary winding L61 does not increase suddenly, and in order to maintain the magnetic flux in the transformer T60, the current flows through the secondary winding L62, the rectifying element D51 is turned on, The smoothing capacitor C52 is charged. A voltage substantially equal to the voltage across the smoothing capacitor C52 is applied to both ends of the secondary winding L62, and a reverse voltage is generated across the secondary winding L61. The rectifying element D13 is turned off and the current flowing through the coil L16 is maintained, so that the rectifying element D15 is turned on and charging of the smoothing capacitor C14 is continued.
By repeating this, energy is transmitted from the primary side of the transformer T60 to the secondary side.
このように、電圧生成回路111は、フライバックコンバータに限らず、フォワードコンバータであってもよいし、他の方式であってもよい。
Thus, the
なお、電流加算回路150も同様に、フォワード方式であってもよいし、他の方式であってもよい。
Similarly, the current adding
また、この例において、電流加算回路150が出力する電流は、発光素子ユニット852だけでなく、電流検出回路112も通るよう構成している。これにより、電流検出回路112は、発光素子ユニット852を電流検出対象回路とし、発光素子ユニット852を流れる電流と、電圧検出回路113を流れる電流とを合わせた電流を検出する。
このような構成とした場合、制御回路114は、電流検出回路112が検出した電流に基づいて、発光素子ユニット852を流れる電流が所定の電流値になるよう、電圧生成回路111が生成する電圧を調整する。電流加算回路150が生成する電流の電流値ΔIは、ほぼ一定なので、発光素子ユニット851には、発光素子ユニット852を流れる電流の電流値から、電流加算回路150が生成した電流の電流値ΔIを差し引いた電流値の電流が流れる。
したがって、このような構成としても、発光素子ユニット851及び発光素子ユニット852をそれぞれ流れる電流を、所望の値とすることができる。
In this example, the current output from the current adding
In such a configuration, the
Accordingly, even with such a configuration, the currents flowing through the light emitting
図8は、この実施の形態における電源回路100の回路構成の更に別の例を示す電気回路図である。
この例において、電圧検出回路113は、直列負荷回路ではなく、発光素子ユニット852に並列に電気接続されている。すなわち、電圧検出回路113は、発光素子ユニット852を電圧検出対象回路とし、発光素子ユニット852の両端電圧を検出する。
これにより、発光素子ユニット852に異常が発生した場合に、発光素子ユニット852に過電圧が発生するのを防ぐことができる。
FIG. 8 is an electric circuit diagram showing still another example of the circuit configuration of the
In this example, the
Thereby, when an abnormality occurs in the light emitting
図9は、この実施の形態における電源回路100の回路構成のまた更に別の例を示す電気回路図である。
この例においては、発光素子ユニット851と発光素子ユニット852との接続順序が逆になっている。また、電圧検出回路113は、発光素子ユニット851に並列に電気接続されている。すなわち、電圧検出回路113は、発光素子ユニット851を電圧検出対象回路とし、発光素子ユニット851の両端電圧を検出する。
これにより、発光素子ユニット851に異常が発生した場合に、発光素子ユニット851に過電圧が発生するのを防ぐことができる。
FIG. 9 is an electric circuit diagram showing still another example of the circuit configuration of the
In this example, the connection order of the light emitting
Accordingly, when an abnormality occurs in the light emitting
この実施の形態における電源回路100は、第一の駆動電流で動作する第一の負荷回路(発光素子ユニット851)と、上記第一の駆動電流よりも大きい第二の駆動電流で動作する第二の負荷回路(発光素子ユニット852)とに対して電力を供給する。
上記電源回路100は、定電流回路110と、電流加算回路150とを有する。
上記定電流回路110は、電圧生成回路111と、電流検出回路112と、電圧検出回路113と、制御回路114とを有し、上記第一の負荷回路と上記第二の負荷回路とを直列に電気接続した直列負荷回路に対して、上記第一の駆動電流を供給する。
上記電流加算回路150は、上記第一の駆動電流と上記第二の駆動電流との差にあたる電流値の電流を上記第二の負荷回路に対して供給する。
上記電圧生成回路111は、上記直列負荷回路に対して印加する電圧を生成する。
上記電流検出回路112は、上記第一の負荷回路、及び、上記第二の負荷回路のうちのいずれかを電流検出対象回路とし、上記電流検出対象回路を流れる電流を検出する。
上記電圧検出回路113は、上記第一の負荷回路、及び、上記第二の負荷回路、及び、上記直列負荷回路のうちのいずれかを電圧検出対象回路とし、上記電圧検出対象回路の両端に発生する電圧を検出する。
上記制御回路114は、上記電圧検出回路113が検出した電圧が所定の電圧値(最大電圧値)以下となる範囲内で、上記電流検出回路112が検出した電流が所定の電流値となるよう、上記電圧生成回路111を制御する。
The
The
The constant
The current adding
The
The
The
The
この実施の形態における電源回路100によれば、駆動電流が異なる複数の負荷回路(発光素子ユニット851,852)を直列に電気接続した直列負荷回路(発光素子直列回路)に対して、定電流回路110が第一の駆動電流を供給し、第一の駆動電流よりも大きい第二の駆動電流を流す一部の負荷回路(発光素子ユニット852)に対して、電流加算回路150が、第二の駆動電流と第一の駆動電流との差分にあたる電流を供給する。また、電流加算回路150は、供給する電流値が小さく、比較的簡易かつ安価な構成で実現できるため、電流加算回路150の回路自体の消費電力が少ない。
電源回路100は、駆動電流の異なる複数の負荷回路(発光素子ユニット)へ同時に電力を供給することができるので、従来のような、複数の定電流駆動回路を用いたり、一つの電源回路から複数の負荷回路に抵抗で電流制限を行ったりする構成と異なり、部品点数を減らすことができ、製造コストを削減し、信頼性を高めて、電力効率を向上させることができる。
第一の負荷回路あるいは第二の負荷回路に異常が生じた場合、電圧検出回路113が電圧検出対象回路の両端電圧を検出し、検出した電圧が所定の電圧値以下となるよう、制御回路114が電圧生成回路111を制御するので、過電圧の発生を防ぎ、電源回路100や負荷回路の信頼性を高くすることができる。
According to the
Since the
When an abnormality occurs in the first load circuit or the second load circuit, the
この実施の形態における電源回路100において、上記電圧検出回路113は、上記電圧検出対象回路と並列に電気接続した電圧電流変換回路(抵抗R31)を有する。
上記電流検出回路112は、上記電圧電流変換回路を流れる電流と、上記電流検出対象回路を流れる電流とを合わせた電流を検出する。
In the
The
この実施の形態における電源回路100によれば、電圧電流変換回路を流れる電流と電流検出対象回路を流れる電流とを合わせた電流を、電流検出回路112が検出するので、制御回路114は、電流検出回路112が検出した電流のみに基づいて、電圧生成回路111を制御すればよく、制御回路114の構成を簡易化することができ、電源回路100の製造コストを削減することができる。
According to the
この実施の形態における電源回路100において、電圧電流変換回路は、例えば、抵抗R31である。この構成によれば、回路構成が比較的簡易なので、電源回路100の製造コストを削減することができる。
In the
あるいは、電圧電流変換回路は、抵抗R33と定電圧ダイオードZ32との直列回路である。この構成によれば、正常動作時の消費電力を抑えることができるとともに、最大電圧値VMAXを低くすることができる。 Alternatively, the voltage-current conversion circuit is a series circuit of a resistor R33 and a constant voltage diode Z32. According to this configuration, power consumption during normal operation can be suppressed, and the maximum voltage value V MAX can be lowered.
あるいは、電圧電流変換回路は、トランジスタ(スイッチング素子Q36)と、上記トランジスタのコレクタ端子とベース端子との間に電気接続された第一の抵抗R34と、上記トランジスタのベース端子とエミッタ端子との間に電気接続された第二の抵抗R35とからなる回路である。この構成によれば、正常動作時の消費電力を抑えることができ、最大電圧値VMAXを低くすることができるとともに、閾値VTHを比較的自由に設計することができる。 Alternatively, the voltage-current conversion circuit includes a transistor (switching element Q36), a first resistor R34 electrically connected between the collector terminal and the base terminal of the transistor, and a base terminal and an emitter terminal of the transistor. And a second resistor R35 electrically connected to the circuit. According to this configuration, power consumption during normal operation can be suppressed, the maximum voltage value V MAX can be lowered, and the threshold value V TH can be designed relatively freely.
この実施の形態における電源回路100において、上記制御回路114は、上記電流検出回路112が検出した電流が所定の電流値より小さい場合に、上記電圧生成回路111が生成する電圧を高くし、上記電流検出回路112が検出した電流が所定の電流値より大きい場合に、上記電圧生成回路111が生成する電圧を低くする。
In the
この実施の形態における電源回路100によれば、電圧検出回路113を流れる電流を含む電流を電流検出回路112が検出しているので、電流検出回路112が検出した電流に基づいて、制御回路114が電圧生成回路111を制御すれば、電圧検出回路113が検出する電圧を、所定の電圧値以下にすることができる。
According to the
この実施の形態における電源回路100は、更に、トランスT60を有する。
上記トランスT60は、第一の巻線(二次巻線L61)と、第二の巻線(二次巻線L62)とを有する。
上記電圧生成回路111は、上記第一の巻線を流れる電流からエネルギーを得て、上記直列負荷回路に対して印加する電圧を生成する。
上記電流加算回路150は、上記第二の巻線を流れる電流からエネルギーを得て、上記第二の負荷回路(発光素子ユニット852)に対して供給する電流を生成する。
The
The transformer T60 has a first winding (secondary winding L61) and a second winding (secondary winding L62).
The
The current adding
この実施の形態における電源回路100によれば、一つのトランスT60から、電圧生成回路111及び電流加算回路150がエネルギーを得て、電圧及び電流を生成するので、電源回路100の部品数を少なくすることができる。
According to the
この実施の形態における電源回路100において、上記電圧生成回路111は、第一のコンデンサ(平滑コンデンサC14)を有し、上記第一のコンデンサの両端に発生する電圧を上記直列負荷回路に対して印加する。
上記第一のコンデンサは、上記第一の巻線(二次巻線L61)を流れる電流により充電される。
In the
The first capacitor is charged by a current flowing through the first winding (secondary winding L61).
この実施の形態における電源回路100によれば、第一の巻線を流れる電流により、第一のコンデンサを充電するので、充電電圧の調整が容易である。
According to the
この実施の形態における電源回路100において、上記電流加算回路150は、第二のコンデンサ(平滑コンデンサC52)と、電流制限回路(電流制限抵抗R53)とを有し、上記第二のコンデンサを放電する電流を上記第二の負荷回路(発光素子ユニット852)に対して供給する。
上記第二のコンデンサは、上記第二の巻線(二次巻線L62)を流れる電流により充電される。
上記電流制限回路は、上記第二のコンデンサを放電する電流を制限する。
In the
The second capacitor is charged by a current flowing through the second winding (secondary winding L62).
The current limiting circuit limits a current for discharging the second capacitor.
この実施の形態における電源回路100によれば、電流加算回路150は、第二の負荷回路(発光素子ユニット852)が必要とする第二の駆動電流に対して不足する電流(第二の駆動電流と第一の駆動電流との差)のみを供給すればよく、出力電圧及び出力電流が小さくてよいため、電流加算回路150が比較的簡易な構成であっても、全体として電源回路100の電力効率を大幅に落とすことにならない。
電源回路100は、一つの定電流回路と、不足する電流を供給する簡易な回路とで構成でき、電力効率を落とさずに、駆動電流の異なる複数の負荷回路を駆動することができるとともに、部品点数を削減し、回路を小型化し、信頼性を高めることができる。
According to the
The
この実施の形態における電源回路100において、上記トランスT60は、更に、第三の巻線(一次巻線L63)を有する。
上記制御回路114は、上記第三の巻線に供給される電力(エネルギー)を調整することにより、上記電圧生成回路111が生成する電圧を調整する。
In the
The
この実施の形態における電源回路100によれば、トランスT60の一次側に電力を供給して、二次側からエネルギーを引き出すので、一次側の回路と二次側の回路とを電気的に絶縁することができ、電圧生成回路111が生成する電圧が高電圧であっても安全性を高めることができる。
According to the
この実施の形態における照明装置800は、上記電源回路100と、第一の発光素子ユニット851と、第二の発光素子ユニット852とを有する。
上記第一の発光素子ユニット851は、一または直列に電気接続された複数の第一の発光素子を有し、上記第一の負荷回路として上記電源回路100に電気接続されている。
上記第一の発光素子は、上記第一の駆動電流により発光する。
上記第二の発光素子ユニット852は、一または直列に電気接続された複数の第二の発光素子を有し、上記第二の負荷回路として上記電源回路100に電気接続されている。
上記第二の発光素子は、上記第二の駆動電流により発光する。
The
The first light emitting
The first light emitting element emits light by the first driving current.
The second light emitting
The second light emitting element emits light by the second driving current.
この実施の形態における照明装置800によれば、駆動電流の異なる複数種類の発光素子を組み合わせるので、演色性が高く、所望の色温度を有する光を発することができる。
According to
以上説明した照明装置800は、発光素子直列回路(直列負荷回路)と電源回路100とを有する。
上記発光素子直列回路は、直列に接続された第一及び第二の発光素子ユニット851,852を有する。上記第一の発光素子ユニット851は、1個または直列接続された複数の第一の発光素子を有する。上記第二の発光素子ユニット852は、上記第一の発光素子よりも駆動電流が大きい1個または直列接続された複数の第二の発光素子を有する。
上記電源回路100は、トランスT60と、電流検出回路112と、電圧検出回路113と、電流制限回路(電流制限抵抗R53)と、制御回路114とを有する。
上記トランスT60は、一次巻線L63と第一の駆動電流を供給するための第一の出力巻線(二次巻線L61)と第二の駆動電流に対して不足する電流(第一の駆動電流との差分)を供給する第二の出力巻線(二次巻線L62)とを有する。
上記発光素子直列回路は、上記トランスT60の上記第一の出力巻線に接続されて上記第一の発光素子ユニット851が上記第一の出力巻線から供給される第一の駆動電流で駆動される。
上記第二の発光素子ユニット852は、上記トランスT60の上記第二の出力巻線に接続されて上記第二の出力巻線から付加用電流が供給され、上記第一の駆動電流にこの付加用電流が加算された第二の駆動電流により駆動される。
上記電流検出回路112は、上記第一または第二の駆動電流を検出する。
上記電圧検出回路113は、上記発光素子ユニット851,852に印加される電圧の全て、又は一部の電圧値情報を検出し、上記制御回路114に伝達する。
上記電流制限回路は、上記トランスT60の第二の出力巻線に接続され、上記第二の発光素子ユニットへの上記付加用電流を制限する。
上記制御回路114は、上記電流検出回路112により伝達された電流値情報により、上記発光素子ユニット851,852へ流れる駆動電流の上昇を抑える制御を行い、上記電圧検出回路113によって伝達された電圧値情報により、上記発光素子ユニット851,852へ印加される電圧の上昇を抑える制御を行い、上記第一または第二の駆動電流に基づき、上記第一または第二の駆動電流を制御する。
The
The light emitting element series circuit includes first and second light emitting
The
The transformer T60 includes a primary winding L63, a first output winding (secondary winding L61) for supplying the first driving current, and a current (first driving) that is insufficient with respect to the second driving current. A second output winding (secondary winding L62) for supplying a difference from the current.
The light emitting element series circuit is connected to the first output winding of the transformer T60, and the first light emitting
The second light emitting
The
The
The current limiting circuit is connected to the second output winding of the transformer T60 and limits the additional current to the second light emitting element unit.
The
第一の巻線(二次巻線L61)に、発光素子ユニット851とこれより電流を多く要する発光素子ユニット852とを直列接続し、電流検出抵抗R21にて所定の電流(第一の駆動電流)を検出し、制御回路114にてMOSFET(スイッチング素子Q12)の開閉時間割合を制御して、発光素子直列回路(二つの発光素子ユニット851,852を直列接続した回路)を定電流制御にて駆動する。また、発光素子ユニット852は、第二の巻線(二次巻線L62)から所望の発光出力を得るために必要な電流に対して不足する電流(第二の駆動電流と第一の駆動電流との差分)の供給を受け、第二の駆動電流にて駆動される。
これにより、照明装置800は、一つの定電流駆動回路(定電流回路110)と、不足する電流を供給する簡易な回路(電流加算回路150)とで構成される電源回路を用いることにより、従来のような、複数の定電流駆動回路を用いたり、一つの電源回路から複数の発光素子ユニットに抵抗で電流制限を行ったりする構成と異なり、電力効率を落とさずに、駆動電流の異なる複数の発光素子ユニットを同時に駆動することができるとともに、部品点数を削減し、回路を小型化し、信頼性を高めることができる。
また、発光ダイオードの周囲温度が低下し順方向電圧が上昇した場合でも、定電流駆動回路が出力電圧の上昇を抑制する機能を有しているので、発光ダイオードの輝度の変化や異常な消費電力の増加を防止できる。
A light emitting
As a result, the
In addition, even if the ambient temperature of the light emitting diode decreases and the forward voltage increases, the constant current drive circuit has a function to suppress the increase in output voltage. Can be prevented.
以上説明した照明装置800は、駆動電流の異なる複数種類の発光素子(例えば、純白色の発光ダイオードと、赤色もしくは緑色の発光ダイオードなど)を組み合わせて用いることにより、電球色(光源色)すなわち純白色よりもやや低い所望の色温度の光を発することができる。
複数の発光素子を駆動電流ごとに分け、駆動電流が同じ同種の発光素子ごとに直列に接続して複数の負荷回路を構成する。
The
A plurality of light emitting elements are divided for each drive current, and a plurality of load circuits are configured by connecting in series each light emitting element of the same type having the same drive current.
複数の負荷回路ごとに電源回路を接続する構成の場合、電源回路として、安価な抵抗器や、半導体の活性領域の制御特性を利用した回路を用いると、電源回路の効率が低下する。また、電源回路として、比較的効率のよいスイッチモードの制御回路、例えば、フライバックコンバータなどのDC/DCコンバータを使用すると、製造コストが高くなるとともに、部品点数の増加に伴い、信頼性が低くなる。 In the case of a configuration in which a power supply circuit is connected for each of a plurality of load circuits, the efficiency of the power supply circuit is reduced if an inexpensive resistor or a circuit using control characteristics of an active region of a semiconductor is used as the power supply circuit. In addition, if a relatively efficient switch mode control circuit, for example, a DC / DC converter such as a flyback converter, is used as the power supply circuit, the manufacturing cost increases and the reliability decreases as the number of components increases. Become.
これに対し、以上説明した照明装置800は、定電流回路110が、複数の負荷回路すべてを直列に接続した回路に対して電流を供給し、電流加算回路150が、複数の負荷回路のうち一部の負荷回路に対して不足分の電流を供給する。電流加算回路150は、定電流回路110と比較して、電圧が低く、供給する電流も少ない。定電流回路110には、フライバックコンバータなど絶縁型の電源回路方式を用いることにより、電気効率を高くする。電流加算回路150には、比較的簡易かつ安価な回路を用いることにより、製造コストを低くするとともに、信頼性を高くする。
On the other hand, in the
また、抵抗R31(電圧検出回路113)を、直列負荷回路と並列に接続することにより、定電流回路110の出力電圧の上昇が抑制される。
一般に、発光ダイオードは、周囲温度が低下すると順方向電圧が上昇する特性を有する。また、発光ダイオードは、順方向電流が増加すると順方向電圧が上昇する特性を有する。したがって、順方向電流の増加は、発光素子ユニット851,852全体の順方向電圧の上昇につながる。
例えば、発光素子ユニット851,852の周囲温度が低下し、発光素子の順方向電圧が上昇した場合、発光素子ユニット851,852を流れる電流(第一の駆動電流)が減少する。電流検出回路112が検出した電流が所定の電流値より少なくなるので、制御回路114は、電圧生成回路111が生成する電圧を上昇させる。電圧生成回路111が生成する電圧の上昇により、発光素子直列回路(直列負荷回路)を流れる電流(第一の駆動電流)が増えるとともに、抵抗R31(電圧検出回路113)を流れる電流も増える。
電流検出回路112が検出した電流が所定の電流値になったとき、発光素子直列回路を流れる電流(第一の駆動電流)は、抵抗R31を流れる電流の増加分だけ少なくなり、発光素子直列回路を流れる電流(第一の駆動電流)の増加が抑制される。
また、発光素子直列回路を流れる電流(第一の駆動電流)の増加が抑制される分、電圧生成回路111が生成する電圧が低い電圧値で安定するので、電圧生成回路111の出力電圧の上昇も抑制される。
つまり、抵抗R31は、周囲温度低下による発光素子ユニット851,852の順方向電圧上昇に対して、発光素子ユニット851,852への印加電圧の上昇(出力電圧の上昇)を抑える働きを持つ。
これにより、定電流回路110は、出力電圧の上昇を抑制する制御と、電流フィードバック制御とを行う一つの定電流駆動回路として機能する。
Further, by connecting the resistor R31 (voltage detection circuit 113) in parallel with the series load circuit, an increase in the output voltage of the constant
In general, a light emitting diode has a characteristic that the forward voltage increases as the ambient temperature decreases. In addition, the light emitting diode has a characteristic that the forward voltage increases as the forward current increases. Therefore, an increase in the forward current leads to an increase in the forward voltage of the entire light emitting
For example, when the ambient temperature of the light emitting
When the current detected by the
In addition, since the voltage generated by the
That is, the resistor R31 has a function of suppressing an increase in voltage applied to the light emitting
Thereby, the constant
以上説明した照明装置800によれば、必要とする電流の異なる発光ダイオードを駆動する場合であっても、絶縁型の定電圧駆動回路の二次側に、個別に定電流駆動用DC/DCコンバータを設ける必要がない。電圧上昇を抑制する機能を有する一つの定電流駆動回路(定電流回路110)と簡易な回路(電流加算回路150)との構成で、複数の種類の駆動電流の異なる発光ダイオードを駆動して、各々に必要な発光出力を得ることができる。
According to the illuminating
電流加算回路150は、出力電圧が低く、出力電流も少ないので、フィードバック制御などをせず、電流制限抵抗R53により出力電流を制限するだけの極めて簡易な構成で実現しても、電力効率をあまり下げることはなく、部品点数の削減による製造コストの削減や信頼性向上によるメリットのほうが大きい。
Since the current adding
複数の発光素子ユニットを並列に接続する構成において、定電流駆動用DC/DCコンバータを複数設けるのではなく、一つのDC/DCコンバータの出力から、電流制限抵抗を用いて、出力を分離して、一部の発光素子ユニットに電流を供給する構成も考えられるが、その構成の場合、電流制限抵抗R53の両端電圧が高くなるので、電流制限抵抗R53における電力損失が大きくなり、電気効率が低下する。 In a configuration in which a plurality of light emitting element units are connected in parallel, a plurality of constant current driving DC / DC converters are not provided, but the output is separated from the output of one DC / DC converter using a current limiting resistor. A configuration is also conceivable in which a current is supplied to some of the light emitting element units. In this configuration, the voltage across the current limiting resistor R53 increases, so that the power loss in the current limiting resistor R53 increases and the electrical efficiency decreases. To do.
これに対し、以上説明した照明装置800は、二次巻線L61よりも巻数の少ない二次巻線L62からエネルギーを得て、平滑コンデンサC52を充電するので、平滑コンデンサC52の両端電圧は、平滑コンデンサC14の両端電圧より低くなる。したがって、電流制限抵抗R53の両端電圧が低く、電流制限抵抗R53における電力損失が小さく、電気効率が高い。
なお、二次巻線L61の巻数に対する二次巻線L62の巻数の比率は、直列負荷回路全体の両端電圧に対する発光素子ユニット852の両端電圧の比率以上とする。
On the other hand, the
Note that the ratio of the number of turns of the secondary winding L62 to the number of turns of the secondary winding L61 is equal to or greater than the ratio of the voltage across the light emitting
なお、発光素子ユニット851,852の発光素子は、白色発光ダイオードや赤色発光ダイオードに限らず、他の色の発光ダイオードでもよいし、有機EL素子など他の種類の発光素子であってもよい。また、1つの発光素子ユニットを構成する発光素子の数は、任意の数でよいし、発光素子ユニットの数も、2以上の任意の数でよい。その場合、駆動電流値が異なる発光素子ユニットごとに、電流加算回路150を一つずつ設けてもよいし、一つの電流加算回路150から、電流制限抵抗を用いて出力を分離する構成であってもよい。また、複数の発光素子ユニットの接続順序は、任意の順序でよい。
The light emitting elements of the light emitting
制御回路114は、差動増幅器A42に代えて、積分器、アナログ乗算器、IC、マイコンなどを用いて構成してもよい。
電圧検出回路113は、上記説明した例に限らず、他の構成であってもよい。電圧検出回路113は、両端電圧が上昇すると、流れる電流が増える特性であればよい。ただし、電圧検出回路113は、両端電圧が所定の電圧値より低い場合には、流れる電流が少なく、両端電圧が所定の電圧値を超えると、流れる電流が急に増える特性を有しているほうが好ましい。
上述したように、電圧検出回路113は、電圧検出対象回路と並列に接続する。電圧検出対象回路は、直列負荷回路に限らず、いずれか一つの発光素子ユニットであってもよいし、3以上の発光素子ユニットのうちの全部または一部であってもよい。
また、整流素子D13,D51に代えて、MOSFETなどのスイッチング素子を設ける構成とし、スイッチング素子Q12の開閉と同期して、スイッチング素子を能動的に開閉制御する同期整流式の整流回路を用いてもよい。
The
The
As described above, the
Further, instead of the rectifier elements D13 and D51, a switching element such as a MOSFET may be provided, and a synchronous rectification type rectifier circuit that actively controls switching of the switching element in synchronization with opening and closing of the switching element Q12 may be used. Good.
また、第二の負荷回路(発光素子ユニット852)のような小出力の従となる発光出力用に、小容量で高効率の定電流駆動用DC/DCコンバータを構成することは難しいが、以上説明した電源回路100は、構成が簡易であり、電気効率が向上し、省エネルギーに寄与できる。
特に、発光素子ユニット851を構成する発光素子(主たる発光出力を得るための発光ダイオード)の数が多く、発光素子ユニット852を構成する発光素子(従たる発光出力を得るための発光ダイオード)の数が少ない場合に、電気効率がより一層向上する。
また、スイッチング動作を行う定電流駆動用DC/DCコンバータの数が減ることにより、電気ノイズが減少する。
更に、電圧検出回路113として抵抗R31を接続することにより、発光素子ユニットの周囲温度が低下し、発光素子ユニットの順方向電圧が上昇した場合に、発光素子ユニットへの印加電圧の上昇(出力電圧の上昇)を抑えることができる。これにより、印加電圧の上昇によって発光素子ユニットの順方向電流が増加し、発光素子ユニットの順方向電圧が更に上昇することを未然に防ぐことができる。また、発光素子の電流値の変化を抑えることにより、発光素子の輝度変化を抑え、明るさを一定に保つことができる。また、予期せぬ出力電力の増加を防止できる。例えば、発光素子の経年変化や、発光素子の故障によるインピーダンスの上昇などの原因により、発光素子の順方向電圧が上昇した場合も、同様の上昇抑制効果を奏する。
また、発光素子ユニットへの印加電圧の上昇を抑制することにより、直列負荷回路(発光素子直列回路)の電流・電圧が必要以上になることを防止し、照明装置としての信頼性を向上できる。また、発光素子に加わる電圧が必要以上になることを防止できるので、発光素子の破損を防ぐことができる。
抵抗R31の抵抗値が比較的小さい場合、発光素子がオープンモードで故障した場合は、抵抗R31と電流検出抵抗R21とによる定電圧制御のような動作となり、過電圧になるのを防ぐことができる。
また、出力電圧の上昇を抑制する機能を有する定電流制御を行うことにより、発光素子の点灯直後や温度が低く順方向電圧が大きい場合は、駆動回路の出力電圧の上昇を抑え、その後、順方向電圧が下がってくると、所望の電流値で定電流駆動される制御ができる。
また、このような定電流制御を行うことにより、発光素子の順方向電圧が大きいときに、過大な電力になって駆動回路が過負荷になることを防ぎ、駆動回路や発光素子ユニットの信頼性を向上させる。
In addition, although it is difficult to configure a small-capacity, high-efficiency constant-current driving DC / DC converter for a light-emitting output that is a slave of a small output such as the second load circuit (light-emitting element unit 852), The described
In particular, the number of light emitting elements (light emitting diodes for obtaining main light emitting output) constituting the light emitting
In addition, the electric noise is reduced by reducing the number of constant current driving DC / DC converters that perform the switching operation.
Further, by connecting the resistor R31 as the
Further, by suppressing an increase in the voltage applied to the light emitting element unit, it is possible to prevent the current and voltage of the series load circuit (light emitting element series circuit) from becoming more than necessary, and to improve the reliability as the lighting device. In addition, since the voltage applied to the light emitting element can be prevented from becoming more than necessary, the light emitting element can be prevented from being damaged.
When the resistance value of the resistor R31 is relatively small, and the light emitting element fails in the open mode, an operation such as constant voltage control by the resistor R31 and the current detection resistor R21 is performed, and an overvoltage can be prevented.
In addition, by performing constant current control that has a function of suppressing an increase in the output voltage, immediately after the light emitting element is turned on or when the temperature is low and the forward voltage is large, the increase in the output voltage of the drive circuit is suppressed. When the directional voltage decreases, it is possible to perform a constant current drive control with a desired current value.
In addition, by performing such constant current control, when the forward voltage of the light emitting element is large, it is possible to prevent excessive power consumption and overloading the drive circuit, and to improve the reliability of the drive circuit and the light emitting element unit. To improve.
以上説明した照明装置800において、上記電圧検出回路113は、上記発光素子ユニット851,852に印加される電圧が予め定められた電圧値(閾値VTH)以上に達した場合にのみ、上記制御IC145へ電圧値情報を伝達する。
電圧検出回路113は、例えば、一定の電圧以上が加わった場合に電流が流れる降伏効果を有する。電圧検出回路113は、例えば、ツェナーダイオード(定電圧ダイオードZ32)と、抵抗R33との直列回路である。ツェナーダイオードは、発光素子ユニット851の発光素子の順方向電圧の合計値より高い降伏電圧を有するものを用いる。
これにより、電圧検出対象回路の両端電圧が所定の電圧値(降伏電圧)より低い場合は、抵抗R33に電流が流れず、抵抗R33における電力損失が発生しない。
電圧検出対象回路の両端電圧が所定の電圧値(降伏電圧)を超えると、抵抗R33に電流が流れ、電圧の上昇を抑制する。
なお、電圧検出回路113は、同様の電圧電流特性を有するものであれば、他の半導体素子を用いたものであってもよいし、他の構成であってもよい。
In the illuminating
For example, the
Thus, when the voltage across the voltage detection target circuit is lower than a predetermined voltage value (breakdown voltage), no current flows through the resistor R33, and no power loss occurs in the resistor R33.
When the voltage between both ends of the voltage detection target circuit exceeds a predetermined voltage value (breakdown voltage), a current flows through the resistor R33, and an increase in voltage is suppressed.
Note that the
以上説明した照明装置800によれば、定電流回路110の出力電圧が、一定の電圧(ツェナーダイオードの降伏電圧)を超える場合にのみ、抵抗R33に電流が流れ、発光素子への印加電圧の上昇を抑える。
定電流回路110の出力電圧が、一定の電圧に達しない場合は、抵抗R33に電流が流れないので、通常時における電力損失を軽減できる。
According to the
When the output voltage of the constant
実施の形態2.
実施の形態2について、図10〜図11を用いて説明する。
なお、実施の形態1と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を省略する。
The second embodiment will be described with reference to FIGS.
In addition, about the part which is common in Embodiment 1, the same code | symbol is attached | subjected and description is abbreviate | omitted.
図10は、この実施の形態における電源回路100の回路構成を示す電気回路図である。
FIG. 10 is an electric circuit diagram showing a circuit configuration of the
電圧生成回路111は、例えば、降圧チョッパ回路である。電圧生成回路111は、入力コンデンサC11、スイッチング素子Q12、整流素子D13、トランスT60の一次巻線L64、平滑コンデンサC14を有する。
スイッチング素子Q12は、例えば、MOSFETであり、制御回路114からの指示を表わす信号にしたがって開閉する。スイッチング素子Q12の一端は、入力コンデンサC11の陽極側端子に電気接続している。スイッチング素子Q12の他端は、一次巻線L64の一端と、整流素子D13のカソード端子とに電気接続している。一次巻線L64の他端は、平滑コンデンサC14の陽極端子に電気接続している。整流素子D13のアノード端子は、入力コンデンサC11の陰極端子と平滑コンデンサC14の陰極端子とに電気接続している。
The
Switching element Q12 is, for example, a MOSFET, and opens and closes according to a signal representing an instruction from
スイッチング素子Q12がオンになると、一次巻線L64の両端には、入力コンデンサC11の両端電圧と、平滑コンデンサC14の両端電圧との差にあたる電圧が印加される。入力コンデンサC11の両端電圧のほうが大きければ、一次巻線L64を流れる電流は増えていき、平滑コンデンサC14を充電する。二次巻線L62には、逆電圧が発生し、整流素子D51の働きにより、電流は流れない。
スイッチング素子Q12がオフになると、磁束を維持するため、整流素子D13がオンになって、一次巻線L64を電流が流れ続け、平滑コンデンサC14の充電を続ける。一次巻線L64の両端には、平滑コンデンサC14の両端電圧にほぼ等しい電圧が印加される。二次巻線L62の両端電圧の極性が逆になり、整流素子D51がオンになって、二次巻線L62に電流が流れ、平滑コンデンサC52を充電する。
これを繰り返すことにより、トランスT60の一次巻線L64に供給されたエネルギーの一部を、二次巻線L62に伝達する。
When the switching element Q12 is turned on, a voltage corresponding to the difference between the voltage across the input capacitor C11 and the voltage across the smoothing capacitor C14 is applied across the primary winding L64. If the voltage across the input capacitor C11 is larger, the current flowing through the primary winding L64 increases and charges the smoothing capacitor C14. A reverse voltage is generated in the secondary winding L62, and no current flows due to the function of the rectifying element D51.
When the switching element Q12 is turned off, the rectifying element D13 is turned on in order to maintain the magnetic flux, the current continues to flow through the primary winding L64, and the smoothing capacitor C14 continues to be charged. A voltage substantially equal to the voltage across the smoothing capacitor C14 is applied across the primary winding L64. The polarity of the voltage across the secondary winding L62 is reversed, the rectifying element D51 is turned on, a current flows through the secondary winding L62, and the smoothing capacitor C52 is charged.
By repeating this, a part of the energy supplied to the primary winding L64 of the transformer T60 is transmitted to the secondary winding L62.
電圧検出回路113は、電圧検出対象回路(この図では、直列負荷回路であるが、発光素子ユニット851や発光素子ユニット852であってもよい。)と並列に電気接続し、電圧検出対象回路の両端電圧を検出して、電圧検出回路113を流れる電流に変換する。
電流検出回路112は、電流検出対象回路(この図では、発光素子ユニット851であるが、発光素子ユニット852であってもよい。)を流れる電流と、電圧検出回路113を流れる電流とを合わせた電流を検出して、電流検出回路112の両端電圧に変換する。
制御回路114は、電流検出回路112の両端電圧を所定の基準電圧値V41と比較して、電流検出回路112の両端電圧が基準電圧値V41と一致するよう、電圧生成回路111を制御する。具体的には、スイッチング素子Q12をオンする期間の長さや、スイッチング素子Q12を開閉する周期を調整することにより、平滑コンデンサC14に充電される電圧を調整する。
The
The
The
発光素子ユニット851や発光素子ユニット852に異常が発生し、流れる電流が少なくなった場合、制御回路114は、電圧生成回路111が生成する電圧を高くするが、電圧検出回路113を流れる電流が増えるため、電流検出回路112の両端電圧が上昇し、制御回路114は、電圧生成回路111が生成する電圧を所定の最大電圧値以上にはしない。これにより、過電圧による電源回路100や発光素子ユニット851,852の破壊を防ぎ、信頼性を高めることができる。
When an abnormality occurs in the light emitting
図11は、この実施の形態における電源回路100の回路構成の別の例を示す電気回路図である。
FIG. 11 is an electric circuit diagram showing another example of the circuit configuration of the
電圧生成回路111は、例えば、昇圧チョッパ回路である。電圧生成回路111は、入力コンデンサC11、トランスT60の一次巻線L64、スイッチング素子Q12、整流素子D13、平滑コンデンサC14を有する。
スイッチング素子Q12は、例えば、MOSFETであり、制御回路114からの指示を表わす信号にしたがって開閉する。スイッチング素子Q12の一端は、一次巻線L64の一端に電気接続している。スイッチング素子Q12の他端は、入力コンデンサC11の陰極端子と平滑コンデンサC14の陰極端子とに電気接続している。一次巻線L64の他端は、入力コンデンサC11の陽極端子に電気接続している。整流素子D13のアノード端子は、一次巻線L64とスイッチング素子Q12との接続点に電気接続している。整流素子D13のカソード端子は、平滑コンデンサC14の陽極端子に電気接続している。
The
Switching element Q12 is, for example, a MOSFET, and opens and closes according to a signal representing an instruction from
スイッチング素子Q12がオンになると、一次巻線L64の両端には、入力コンデンサC11の両端電圧とほぼ等しい電圧が印加され、一次巻線L64を流れる電流が増えていく。このとき、二次巻線L62には、逆電圧が発生し、整流素子D51の働きにより、二次巻線L62には、電流が流れない。
スイッチング素子Q12がオフになると、磁束を維持するため、整流素子D13がオンになって、一次巻線L64を電流が流れ続け、平滑コンデンサC14を充電する。一次巻線L64の両端には、平滑コンデンサC14の両端電圧と、入力コンデンサC11の両端電圧との差にあたる電圧が印加される。平滑コンデンサC14の両端電圧のほうが大きければ、一次巻線L64を流れる電流は減っていく。二次巻線L62の両端電圧の極性が逆になり、整流素子D51がオンになって、二次巻線L62に電流が流れ、平滑コンデンサC52を充電する。
これを繰り返すことにより、トランスT60の一次巻線L64に供給されたエネルギーの一部を、二次巻線L62に伝達する。
When the switching element Q12 is turned on, a voltage substantially equal to the voltage across the input capacitor C11 is applied to both ends of the primary winding L64, and the current flowing through the primary winding L64 increases. At this time, a reverse voltage is generated in the secondary winding L62, and no current flows through the secondary winding L62 due to the function of the rectifying element D51.
When the switching element Q12 is turned off, the rectifying element D13 is turned on to maintain the magnetic flux, and the current continues to flow through the primary winding L64, thereby charging the smoothing capacitor C14. A voltage corresponding to the difference between the voltage across the smoothing capacitor C14 and the voltage across the input capacitor C11 is applied across the primary winding L64. If the voltage across the smoothing capacitor C14 is larger, the current flowing through the primary winding L64 decreases. The polarity of the voltage across the secondary winding L62 is reversed, the rectifying element D51 is turned on, a current flows through the secondary winding L62, and the smoothing capacitor C52 is charged.
By repeating this, a part of the energy supplied to the primary winding L64 of the transformer T60 is transmitted to the secondary winding L62.
このように、電圧生成回路111は、フライバックコンバータやフォワードコンバータのような絶縁型の電源回路方式でなく、降圧チョッパ回路や昇圧チョッパ回路のような電源回路方式におけるチョークコイルを、トランスT60に置き換えた構成であってもよい。
電流加算回路150は、トランスT60の二次巻線L62からエネルギーを得て、平滑コンデンサC52を充電し、発光素子ユニット852に供給する電流を生成する。
As described above, the
The current adding
この実施の形態における電源回路100において、上記制御回路114は、上記第一の巻線(一次巻線L64)に供給される電力(エネルギー)を調整することにより、上記電圧生成回路111が生成する電圧を調整する。
In the
この実施の形態における電源回路100によれば、電圧生成回路111が、降圧チョッパ回路や昇圧チョッパ回路のような電源回路方式である場合も、トランスT60を用いて分割したエネルギーにより、電流加算回路150が第二の負荷回路に供給する電流を生成することができる。このような構成においても、実施の形態1と同様、電圧検出回路113が電圧検出対象回路の両端電圧を検出し、電圧検出回路113が検出した電圧が所定の電圧値以下となるよう、制御回路114が電圧生成回路111を制御するので、過電圧の発生を防ぎ、電源回路100や負荷回路の信頼性を高くすることができる。
According to the
実施の形態3.
実施の形態3について、図12を用いて説明する。
図12は、この実施の形態における電源回路100の回路構成の一例を示す電気回路図である。
なお、実施の形態1と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を省略する。
Embodiment 3 FIG.
Embodiment 3 will be described with reference to FIG.
FIG. 12 is an electric circuit diagram showing an example of the circuit configuration of the
In addition, about the part which is common in Embodiment 1, the same code | symbol is attached | subjected and description is abbreviate | omitted.
電流検出回路112は、電流検出対象回路である発光素子ユニット851を流れる電流に比例する電圧を生成する。電流検出回路112は、例えば、抵抗R21を有する。抵抗R21は、直列負荷回路と直列に電気接続されている。電流検出回路112は、抵抗R21の両端に発生する電圧を、電流検出電圧として出力する。抵抗R21の抵抗値は、直列負荷回路が正常に動作している場合の等価抵抗値と比較して、十分に小さいものとする。
The
電圧検出回路113は、電圧検出対象回路である直列負荷回路の両端電圧に比例する電圧を生成する。電圧検出回路113は、例えば、二つの抵抗R34,R35を有する。抵抗R34の一端は、発光素子ユニット851の陽極側端子に電気接続している。抵抗R34の他端は、抵抗R35の一端に電気接続している。抵抗R35の他端は、電圧生成回路111の負側出力端子に電気接続している。電圧検出回路113は、抵抗R35の両端に発生する電圧を、電圧検出電圧として出力する。二つの抵抗R34,R35の抵抗値の合計は、直列負荷回路が正常に動作している場合の等価抵抗値と比較して、十分に大きいものとする。
The
制御回路114は、二つの基準電圧源V41,V46、二つの差動増幅器A42,A47、二つの整流素子D43,D48、フォトカプラPC、制御IC145を有する。
差動増幅器A42は、電流検出回路112が出力した電流検出電圧を、基準電圧源V41の電圧値と比較する。差動増幅器A47は、電圧検出回路113が出力した電圧検出電圧を、基準電圧源V46の電圧値と比較する。なお、基準電圧源V41の電圧値と、基準電圧源V46の電圧値とが等しい場合は、基準電圧源V46がない構成とし、差動増幅器A47は、電圧検出回路113が出力した電圧検出電圧を、基準電圧源V41の電圧値と比較する構成としてもよい。
二つの整流素子D43,D48は、二つの差動増幅器A42,A47の出力をワイヤードオア接続する。
これにより、電流検出回路112が出力した電流検出電圧が基準電圧源V41の電圧値より高いか、あるいは、電圧検出回路113が出力した電圧検出電圧が基準電圧源V46の電圧値より高いかのいずれかの場合に、フォトカプラPCがオンになり、電流検出電圧が基準電圧源V41の電圧値より低く、かつ、電流検出電圧が基準電圧源V46の電圧値より低い場合に、フォトカプラPCがオフになる。
制御IC145は、フォトカプラPCを介して伝達された信号に基づいて、スイッチング素子Q12を開閉し、電圧生成回路111が生成する電圧を調整する。制御IC145は、フォトカプラPCがオンのとき、スイッチング素子Q12をオンにする期間を短くするなどして、電圧生成回路111が生成する電圧を低くし、フォトカプラPCがオフのとき、スイッチング素子Q12をオンにする期間を長くするなどして、電圧生成回路111が生成する電圧を高くする。
すなわち、制御回路114は、電流検出回路112が検出した電流が所定の電流値より少なく、かつ、電圧検出回路113が検出した電圧が所定の電圧値より低い場合に、電圧生成回路111が生成する電圧を高くし、電流検出回路112が検出した電流が所定の電流値より多い場合、および、電圧検出回路113が検出した電圧が所定の電圧値より高い場合に、電圧生成回路111が生成する電圧を低くする。
The
The differential amplifier A42 compares the current detection voltage output from the
The two rectifying elements D43 and D48 connect the outputs of the two differential amplifiers A42 and A47 by wired OR.
Thus, either the current detection voltage output from the
The
That is, the
発光素子ユニット851や発光素子ユニット852に異常が発生し、流れる電流が少なくなった場合、制御回路114は、電圧生成回路111が生成する電圧を高くするが、電圧検出回路113が検出する電圧が高くなるため、制御回路114は、電圧生成回路111が生成する電圧を所定の最大電圧値以上にはしない。これにより、過電圧による電源回路100や発光素子ユニット851,852の破壊を防ぎ、信頼性を高めることができる。
When an abnormality occurs in the light emitting
また、電流検出回路112や差動増幅器A42が故障して、電流検出対象回路を流れる電流を正しく検出できなくなり、制御回路114が、電圧生成回路111が生成する電圧を高くした場合であっても、電圧検出回路113が検出する電圧が高くなるため、電圧検出回路113及び差動増幅器A47が正常に動作していれば、制御回路114は、電圧生成回路111が生成する電圧を所定の最大電圧値以上にはしない。これにより、過電圧による電源回路100や発光素子ユニット851,852の破壊を防ぎ、信頼性を高めることができる。
Further, even when the
この実施の形態における電源回路100において、上記電圧検出回路113は、上記電圧検出対象回路(直列負荷回路)の両端に発生する電圧に比例する電圧を生成し、生成した電圧を電圧検出電圧として出力する。
上記電流検出回路112は、上記電流検出対象回路(発光素子ユニット851)を流れる電流を検出し、検出した電流に比例する電圧を電流検出電圧として出力する。
上記制御回路114は、上記電圧検出回路113が出力した電圧検出電圧と、上記電流検出回路112が出力した電流検出電圧とに基づいて、上記電圧生成回路111が生成する電圧を調整する。
In the
The
The
この実施の形態における電源回路100によれば、制御回路114が、電圧検出回路113が検出した電圧と、電流検出回路112が検出した電流とをそれぞれ独立に入力して、電圧生成回路111が生成する電圧を調整するので、いずれか一方の系統が故障した場合であっても、過電圧による電源回路100や発光素子ユニット851,852の破壊を防ぎ、信頼性を高めることができる。
According to the
この実施の形態における電源回路100において、上記制御回路114は、上記電圧検出回路113が出力した電圧検出電圧が所定の第一の基準電圧値より小さく、かつ、上記電流検出回路112が出力した電流検出電圧が所定の第二の基準電圧値より小さい場合に、上記電圧生成回路111が生成する電圧を高くし、上記電圧検出回路113が出力した電圧検出電圧が所定の第一の基準電圧値より大きい場合、および、上記電流検出回路112が出力した電流検出電圧が所定の第二の基準電圧値より大きい場合に、上記電圧生成回路111が生成する電圧を低くする。
In the
この実施の形態における電源回路100によれば、電圧検出回路113が検出した電圧が所定の電圧値以下となる範囲内で、電流検出回路112が検出した電流が所定の電流値となるよう、制御回路114が電圧生成回路111を制御するので、過電圧による電源回路100や発光素子ユニット851,852の破壊を防ぎ、信頼性を高めることができる。
According to the
以上説明した照明装置800において、上記制御回路114は、上記電圧検出回路113によって伝達された、上記発光素子ユニット851,852へ印加された電圧値情報が、予め定められた電圧値情報以上に達した場合にのみ、上記発光素子ユニット851,852へ印加される電圧の上昇を抑える制御を行う。
例えば、制御回路114は、差動増幅器A42(誤差増幅器)とは別の差動増幅器A47(誤差増幅器)を設け、電圧値情報となる発光素子ユニットの印加電圧と、基準電圧源V41とは別の基準電圧源V46によるあらかじめ定めた一定の電圧とを入力して演算する。これにより、あからじめ定めた電圧値情報以上に達した場合に、出力電圧の上昇を抑制する制御を行うことができる。
なお、基準電圧源V46を設ける代わりに、制御回路の内部や周辺に、あらかじめ定める一定の電圧に相当する電圧値情報を用意する構成としてもよい。
In the
For example, the
Instead of providing the reference voltage source V46, voltage value information corresponding to a predetermined voltage may be prepared inside or around the control circuit.
以上説明した照明装置800によれば、電圧検出回路113における電力損失が小さく、電気効率が高くなる。
また、電圧検出回路113の回路構成が簡易であり、出力電圧が高電圧である場合であっても、降伏電圧の高いツェナーダイオードのような高価な部品が不要なので、発光装置の製造コストが安くなる。
また、差動増幅器A42に異常が発生した場合でも、差動増幅器A47などにより、出力電圧の上昇を抑えるので、安全性が高い。
According to the
Further, even if the circuit configuration of the
Further, even when an abnormality occurs in the differential amplifier A42, since the increase in the output voltage is suppressed by the differential amplifier A47 or the like, the safety is high.
100 電源回路、110 定電流回路、111 電圧生成回路、112 電流検出回路、113 電圧検出回路、114 制御回路、145 制御IC、150 電流加算回路、511,514,521 曲線、512,513,522 直線、800 照明装置、851,852 発光素子ユニット、A37,A42,A47 差動増幅器、C11 入力コンデンサ、C14,C52 平滑コンデンサ、D13,D15,D43,D48,D51 整流素子、L16 コイル、L61,L62 二次巻線、L63,L64 一次巻線、PC フォトカプラ、Q12,Q36 スイッチング素子、R21,R31,R33,R34,R35,R38 抵抗、R53 電流制限抵抗、T60 トランス、V41,V46 基準電圧源、Z32 定電圧ダイオード。 100 power supply circuit, 110 constant current circuit, 111 voltage generation circuit, 112 current detection circuit, 113 voltage detection circuit, 114 control circuit, 145 control IC, 150 current addition circuit, 511, 514, 521 curve, 512, 513, 522 straight line , 800 Lighting device, 851, 852 Light emitting element unit, A37, A42, A47 Differential amplifier, C11 input capacitor, C14, C52 smoothing capacitor, D13, D15, D43, D48, D51 Rectifier, L16 coil, L61, L62 Secondary winding, L63, L64 Primary winding, PC photocoupler, Q12, Q36 switching element, R21, R31, R33, R34, R35, R38 resistance, R53 current limiting resistance, T60 transformer, V41, V46 Reference voltage source, Z32 Constant voltage diode .
Claims (12)
上記電源回路は、定電流回路と、電流加算回路とを有し、
上記定電流回路は、電圧生成回路と、電流検出回路と、電圧検出回路と、制御回路とを有し、上記第一の負荷回路と上記第二の負荷回路とを直列に電気接続した直列負荷回路に対して、上記第一の駆動電流を供給し、
上記電流加算回路は、上記第一の駆動電流と上記第二の駆動電流との差にあたる電流値の電流を上記第二の負荷回路に対して供給し、
上記電圧生成回路は、上記直列負荷回路に対して印加する電圧を生成し、
上記電流検出回路は、上記第一の負荷回路、及び、上記第二の負荷回路のうちのいずれかを電流検出対象回路とし、上記電流検出対象回路を流れる電流を検出し、
上記電圧検出回路は、上記第一の負荷回路、及び、上記第二の負荷回路、及び、上記直列負荷回路のうちのいずれかを電圧検出対象回路とし、上記電圧検出対象回路の両端に発生する電圧を検出し、
上記制御回路は、上記電圧検出回路が検出した電圧が所定の電圧値以下となる範囲内で、上記電流検出回路が検出した電流が所定の電流値となるよう、上記電圧生成回路を制御することを特徴とする電源回路。 In a power supply circuit that supplies power to a first load circuit that operates with a first drive current and a second load circuit that operates with a second drive current larger than the first drive current,
The power supply circuit has a constant current circuit and a current addition circuit,
The constant current circuit includes a voltage generation circuit, a current detection circuit, a voltage detection circuit, and a control circuit, and a series load in which the first load circuit and the second load circuit are electrically connected in series. Supplying the first drive current to the circuit;
The current adding circuit supplies a current having a current value corresponding to a difference between the first driving current and the second driving current to the second load circuit;
The voltage generation circuit generates a voltage to be applied to the series load circuit,
The current detection circuit uses any one of the first load circuit and the second load circuit as a current detection target circuit, detects a current flowing through the current detection target circuit,
The voltage detection circuit has one of the first load circuit, the second load circuit, and the series load circuit as a voltage detection target circuit, and is generated at both ends of the voltage detection target circuit. Detect the voltage,
The control circuit controls the voltage generation circuit so that the current detected by the current detection circuit becomes a predetermined current value within a range where the voltage detected by the voltage detection circuit is equal to or less than a predetermined voltage value. A power circuit characterized by.
上記電流検出回路は、上記電圧電流変換回路を流れる電流と、上記電流検出対象回路を流れる電流とを合わせた電流を検出することを特徴とする請求項1に記載の電源回路。 The voltage detection circuit has a voltage-current conversion circuit electrically connected in parallel with the voltage detection target circuit,
2. The power supply circuit according to claim 1, wherein the current detection circuit detects a current obtained by combining a current flowing through the voltage-current conversion circuit and a current flowing through the current detection target circuit.
抵抗と、
抵抗と定電圧ダイオードとの直列回路と、
トランジスタと、上記トランジスタのコレクタ端子とベース端子との間に電気接続された第一の抵抗と、上記トランジスタのベース端子とエミッタ端子との間に電気接続された第二の抵抗とからなる回路と
のうちのいずれかであることを特徴とする請求項2に記載の電源回路。 The voltage-current converter circuit is
Resistance,
A series circuit of a resistor and a constant voltage diode;
A circuit comprising a transistor, a first resistor electrically connected between the collector terminal and the base terminal of the transistor, and a second resistor electrically connected between the base terminal and the emitter terminal of the transistor; The power supply circuit according to claim 2, wherein the power supply circuit is any one of the above.
上記電流検出回路は、上記電流検出対象回路を流れる電流を検出し、検出した電流に比例する電圧を電流検出電圧として出力し、
上記制御回路は、上記電圧検出回路が出力した電圧検出電圧と、上記電流検出回路が出力した電流検出電圧とに基づいて、上記電圧生成回路が生成する電圧を調整することを特徴とする請求項1に記載の電源回路。 The voltage detection circuit generates a voltage proportional to the voltage generated at both ends of the voltage detection target circuit, outputs the generated voltage as a voltage detection voltage,
The current detection circuit detects a current flowing through the current detection target circuit, and outputs a voltage proportional to the detected current as a current detection voltage.
The control circuit adjusts a voltage generated by the voltage generation circuit based on a voltage detection voltage output from the voltage detection circuit and a current detection voltage output from the current detection circuit. The power supply circuit according to 1.
上記トランスは、第一の巻線と、第二の巻線とを有し、
上記電圧生成回路は、上記第一の巻線を流れる電流からエネルギーを得て、上記直列負荷回路に対して印加する電圧を生成し、
上記電流加算回路は、上記第二の巻線を流れる電流からエネルギーを得て、上記第二の負荷回路に対して供給する電流を生成することを特徴とする請求項1乃至請求項6のいずれかに記載の電源回路。 The power supply circuit further includes a transformer,
The transformer has a first winding and a second winding,
The voltage generation circuit obtains energy from the current flowing through the first winding, generates a voltage to be applied to the series load circuit,
7. The current adding circuit according to claim 1, wherein the current adding circuit generates energy to be supplied to the second load circuit by obtaining energy from the current flowing through the second winding. The power circuit according to the above.
上記第一のコンデンサは、上記第一の巻線を流れる電流により充電されることを特徴とする請求項7に記載の電源回路。 The voltage generation circuit has a first capacitor, applies a voltage generated across the first capacitor to the series load circuit,
The power supply circuit according to claim 7, wherein the first capacitor is charged by a current flowing through the first winding.
上記第二のコンデンサは、上記第二の巻線を流れる電流により充電され、
上記電流制限回路は、上記第二のコンデンサを放電する電流を制限することを特徴とする請求項7または請求項8に記載の電源回路。 The current adding circuit has a second capacitor and a current limiting circuit, and supplies a current for discharging the second capacitor to the second load circuit,
The second capacitor is charged by a current flowing through the second winding,
9. The power supply circuit according to claim 7, wherein the current limiting circuit limits a current for discharging the second capacitor.
上記制御回路は、上記第三の巻線に供給される電力を調整することにより、上記電圧生成回路が生成する電圧を調整することを特徴とする請求項7乃至請求項9のいずれかに記載の電源回路。 The transformer further includes a third winding,
The said control circuit adjusts the voltage which the said voltage generation circuit produces | generates by adjusting the electric power supplied to a said 3rd coil | winding, The Claim 7 thru | or 9 characterized by the above-mentioned. Power supply circuit.
上記第一の発光素子ユニットは、一または直列に電気接続された複数の第一の発光素子を有し、上記第一の負荷回路として上記電源回路に電気接続され、
上記第一の発光素子は、上記第一の駆動電流により発光し、
上記第二の発光素子ユニットは、一または直列に電気接続された複数の第二の発光素子を有し、上記第二の負荷回路として上記電源回路に電気接続され、
上記第二の発光素子は、上記第二の駆動電流により発光することを特徴とする照明装置。 A power supply circuit according to any one of claims 1 to 11, a first light emitting element unit, and a second light emitting element unit,
The first light emitting element unit has one or a plurality of first light emitting elements electrically connected in series, and is electrically connected to the power supply circuit as the first load circuit,
The first light emitting element emits light by the first driving current,
The second light emitting element unit has one or a plurality of second light emitting elements electrically connected in series, and is electrically connected to the power supply circuit as the second load circuit,
The lighting device according to claim 2, wherein the second light emitting element emits light by the second driving current.
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Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN101944740A (en) * | 2010-09-17 | 2011-01-12 | 深圳市金流明光电技术有限公司 | Multichannel direct current sharing method and device |
JP2012216536A (en) * | 2011-03-31 | 2012-11-08 | Dongwoon Anatech Co Ltd | Light driving apparatus |
CN107969054A (en) * | 2017-12-30 | 2018-04-27 | 欧普照明股份有限公司 | LED drive power, the control method of electric power output voltage and LED lamp |
US10237935B2 (en) | 2016-05-20 | 2019-03-19 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Emission control device, light-emitting module, light-emitting unit, and lighting fixture |
US10492257B2 (en) | 2016-05-20 | 2019-11-26 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Lighting device and lighting fixture |
Citations (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH02299464A (en) * | 1989-05-10 | 1990-12-11 | Murata Mfg Co Ltd | Multiple output power circuit |
JPH1023751A (en) * | 1996-07-02 | 1998-01-23 | Nagano Japan Radio Co | Power supply apparatus |
JPH11214183A (en) * | 1998-01-22 | 1999-08-06 | Hochiki Corp | Light emitting circuit |
JP2002244103A (en) * | 2001-02-14 | 2002-08-28 | Hitachi Metals Ltd | Liquid crystal backlight drive circuit |
JP2002247840A (en) * | 2001-02-20 | 2002-08-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Power supply |
JP2005237185A (en) * | 2004-01-22 | 2005-09-02 | Koito Mfg Co Ltd | Power supply unit and vehicular lighting fixture |
WO2007069200A1 (en) * | 2005-12-13 | 2007-06-21 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Led lighting device |
JP4680306B2 (en) * | 2009-02-05 | 2011-05-11 | 三菱電機株式会社 | Power supply circuit and lighting device |
JP5006840B2 (en) * | 2008-05-29 | 2012-08-22 | 三菱電機株式会社 | Light emitting device and lighting device |
-
2009
- 2009-02-05 JP JP2009024749A patent/JP5289084B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH02299464A (en) * | 1989-05-10 | 1990-12-11 | Murata Mfg Co Ltd | Multiple output power circuit |
JPH1023751A (en) * | 1996-07-02 | 1998-01-23 | Nagano Japan Radio Co | Power supply apparatus |
JPH11214183A (en) * | 1998-01-22 | 1999-08-06 | Hochiki Corp | Light emitting circuit |
JP2002244103A (en) * | 2001-02-14 | 2002-08-28 | Hitachi Metals Ltd | Liquid crystal backlight drive circuit |
JP2002247840A (en) * | 2001-02-20 | 2002-08-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Power supply |
JP2005237185A (en) * | 2004-01-22 | 2005-09-02 | Koito Mfg Co Ltd | Power supply unit and vehicular lighting fixture |
WO2007069200A1 (en) * | 2005-12-13 | 2007-06-21 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Led lighting device |
JP5006840B2 (en) * | 2008-05-29 | 2012-08-22 | 三菱電機株式会社 | Light emitting device and lighting device |
JP4680306B2 (en) * | 2009-02-05 | 2011-05-11 | 三菱電機株式会社 | Power supply circuit and lighting device |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN101944740A (en) * | 2010-09-17 | 2011-01-12 | 深圳市金流明光电技术有限公司 | Multichannel direct current sharing method and device |
JP2012216536A (en) * | 2011-03-31 | 2012-11-08 | Dongwoon Anatech Co Ltd | Light driving apparatus |
US10237935B2 (en) | 2016-05-20 | 2019-03-19 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Emission control device, light-emitting module, light-emitting unit, and lighting fixture |
US10492257B2 (en) | 2016-05-20 | 2019-11-26 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Lighting device and lighting fixture |
CN107969054A (en) * | 2017-12-30 | 2018-04-27 | 欧普照明股份有限公司 | LED drive power, the control method of electric power output voltage and LED lamp |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP5289084B2 (en) | 2013-09-11 |
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