JP2012016005A - 無線ネットワークのリソースブロックにおいて暗黙的に埋め込まれたパイロットシンボルを有するデータシンボルを符号化する方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ＭＩＭＯ技法及びＯＦＤＭ技法に基づくネットワークのリソースブロックを符号化する方法を提供する。
【解決手段】データシンボルのセット２１０が変調コンステレーションのセットから選択され、データシンボルのセットのサンプル平均が求められる。各データシンボルは、まず、サンプル平均だけシフトされて、シフトされたデータシンボルが取得され、次いで、シフトされたシンボルに第１の定数が乗算されて、スケーリングされたデータシンボルが取得される。第２の定数が、スケーリングされたデータシンボルに加算されて、マッピングされたデータシンボルが取得される。サンプル平均に第３の定数が乗算されて、サンプル平均のマッピングされたシンボル２３０が取得される。マッピングされたデータシンボルのセット及びサンプル平均のマッピングされたシンボルは、その後、リソースブロック２４０として送信される。
【選択図】図２Ａ

Description

この発明は、包括的には、無線通信ネットワークにおける信号符号化に関し、より詳細には、変調コンステレーションのセットから選択されたデータシンボルを、多入力多出力(ＭＩＭＯ)直交周波数分割多重(ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ)ネットワーク及びＭＩＭＯ−ＯＦＤＭベースのリレー支援協調通信ネットワーク上において複数の送信機アンテナでデータサブキャリアにマッピングすることに関する。

無線通信ネットワークにおいて、直交周波数分割(ＯＦＤＭ)及び多入力多出力(ＭＩＭＯ)の送受信機は、より広い伝送帯域幅にわたって周波数選択フェージングチャネルの信頼性を改善することができ、また、マルチユーザーセルラー(移動)ネットワークにおける周波数選択性スケジューリング利得(frequency-selective scheduling gain)を利用することもできる。

ＭＩＭＯ技法は、絶え間なく拡大する高性能無線ネットワークをサポートするために必要とされるデータレートの莫大な増加を、帯域幅の追加を必要とすることなく提供する。さらに、ＯＦＤＭ変調を有するＭＩＭＯ技法は、セルラーネットワークにおいて、時間周波数選択性チャネルフェージングに対する信頼性、マルチユーザーダイバーシティ、及び干渉軽減が改善されたより広い伝送帯域幅にわたって高いデータレート能力を提供する。

空間領域、時間領域、及び周波数領域においてＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ無線チャネルを推定するために、未知の送信データシンボルと共に既知のパイロットシンボルを明示的に送信することが従来技術において一般的に行われている。これらのパイロットシンボルは、受信機が検出する必要がある。

米国特許第６１８５２５８号明細書

しかしながら、パイロットシンボルを別途送信することは、電力、時間、及び帯域幅(周波数)を浪費する。これらの電力、時間、及び帯域幅は、パイロットシンボルを別途送しないならば、データレートを増加させるのに用いることができる。より重要なことに、固定数のパイロットシンボルは、高速に変化するチャネルを推定するのに十分でないことがある。あまり変化しないチャネルを固定数のパイロットシンボルで推定することも効率的でない。

たとえば、ＭＩＭＯ技術及びＯＦＤＭ技術に基づくＩＥＥＥ８０２．１１ｎ標準規格、ＩＥＥＥ８０２．１６ｅ標準規格、及び３ＧＰＰ ＬＴＥ標準規格に従って設計された既存のネットワークでは、既知のパイロットシンボル及び未知の変調されたデータシンボルは、異なった所定時間周波数リソースユニットにスパンする。すなわち、これらのパイロットシンボル及びデータシンボルは重なり合っていない。パイロットシンボル及びデータシンボルを重なり合わない形式で時間周波数リソースブロック(ＲＢ)に配置する際に、多くの異なる構成が起こりうるので、その結果、従来のＲＢの設計及び実施では柔軟性が低い。

例として、従来のネットワークにおいて、空間多重化(ＳＭＵＸ)を有するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭネットワークのＲＢ設計は、アラモウチ符号化等の空間周波数符号化又は時空間符号化を有するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭネットワークのＲＢ設計とは異なる。これについては、アラモウチ他の２００１年２月６日付けの米国特許第６，１８５，２５８号(特許文献１)の「Transmitter diversity technique for wireless communications」を参照されたい。

同様にして、従来のＲＢ設計は、マルチユーザーＭＩＭＯ−ＯＦＤＭネットワーク、協調した複数の基地局を有するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭネットワーク(協調マルチポイント送信(ＣｏＭＰ)とも呼ばれる)、及び複数のリレー局を利用して信頼性を増加させると共にカバレッジを強化する協調通信ネットワーク等のいくつかのネットワークについて極めて柔軟性がない。

この発明の実施の形態は、ＭＩＭＯ技法及びＯＦＤＭ技法に基づくネットワークのリソースブロックを符号化する方法を提供する。

この方法は、埋め込みリソースブロック(ＥＲＢ：embedded resource block)においてデータシンボルにパイロットシンボルを暗黙的に埋め込む。これらの暗黙的なパイロットシンボルは、マッピング機能を用いて未知の変調されたデータシンボルに埋め込まれる。

その結果、従来技術のように送信時間及び帯域幅等の貴重なリソースを割り当てて既知のパイロットシンボルを明示的に搬送する必要がない。これによって、時間及び帯域幅のリソースが大幅に節約され、それにより、全体的なネットワークスペクトル効率が改善される。

この発明のＥＲＢ設計におけるデータシンボルのすべては、暗黙的なパイロットシンボルの一部を含むので、この発明は、チャネル推定の正確度を改善し、それによって、変動が大きなチャネルにわたって信頼性及び性能を改善すると共に、ほとんど変動しないチャネルにわたってリソース利用の効率を改善する。

パイロットシンボルをこの発明のＥＲＢに暗黙的に埋め込むために使用するマッピング関数は、送信データシンボルの平均値エネルギーに基づく。パイロットシンボルを明示的に送信しないものの、チャネルを推定することができ、次いで、元のデータシンボルを回復することができる。

この発明の実施の形態による埋め込みリソースブロック(ＥＲＢ)のブロック図である。 この発明の実施の形態による送信機において単一データストリーム用のＥＲＢの符号化のブロック図である。 この発明の実施の形態によるマッピング関数のブロック図である。 この発明の実施の形態による空間多重化用のＥＲＢの符号化のブロック図である。 この発明の実施の形態によるアラモウチ符号化ストリームを伴った２つの送信機アンテナ用のＥＲＢの符号化のブロック図である。 この発明の実施の形態によるスタックドアラモウチ符号化を伴った４つの送信機アンテナ用のＥＲＢの符号化のブロック図である。

以下のシナリオ、すなわち
単一データストリーム用のＥＲＢ、
空間多重化用のＥＲＢ、
アラモウチ符号化を伴った２つの送信機アンテナ用のＥＲＢ、
スタックドアラモウチ(stacked Alamouti)符号化を伴った４つの送信機アンテナ用のＥＲＢ、及び
リレー支援協調通信ネットワーク用のＥＲＢ設計、
についてこの発明のＥＲＢ設計を説明する。

図１は、この発明の実施の形態による埋め込みリソースブロック(ＥＲＢ)１００を示している。２次元時間周波数平面において、ＥＲＢは、Ｎ_Ｆ個の連続した周波数(又はサブキャリア又はサブチャネル)トーンにわたってＮ_Ｔ個の連続したデータシンボルによってスパンされた時間周波数リソースユニットにより記載されている。各シンボルは、変調コンステレーションのセットから選択され、送信されるデータを表す。異なるシンボルは異なるコンステレーションから選択することができることに留意されたい。したがって、実際には、変調コンステレーションのうちの１つ又は複数のセットからシンボルを選択することができる。

直交周波数分割多重(ＯＦＤＭ)変調による無線通信では、チャネルコヒーレンス時間は、チャネルがその間一定の状態である連続したＯＦＤＭシンボルの数として定義される。チャネルコヒーレンス帯域幅は、チャネルがその間一定の状態である連続したサブキャリアの数として定義される。

ＯＦＤＭシンボルの数の観点からの時間領域(Ｔ)におけるチャネルコヒーレンス(ｃ)は、

によって近似的に与えられる。ここで、関数ｒｏｕｎｄ(ｘ)はｘに最も近い整数を求め、ｆ_ｄはドップラースプレッドであり、Ｔ_ＳはＯＦＤＭシンボル長である。

同様にして、サブキャリアの数の観点からの周波数領域(Ｆ)におけるチャネルコヒーレンスは、

によって近似的に与えられる。ここで、σ_ＲＭＳは二乗平均平方根(ＲＭＳ)チャネル遅延スプレッドであり、Δ_ｆはサブキャリア間隔である。Ｎ_Ｔがチャネルコヒーレンス時間Ｎ_ｃ，Ｔよりも小さくなるように選択されると共に、Ｎ_Ｆがチャネルコヒーレンス帯域幅Ｎ_ｃ，Ｆよりも小さくなるように選択されるとき、無線チャネルは、サイズＮ_Ｔ×Ｎ_Ｆのリソースユニットのリソースブロック１００にわたって一定の状態であるように近似される。

ＩＥＥＥ８０２．１６ｅ標準規格、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎ標準規格、及び３ＧＰＰ ＬＴＥ標準規格に従って設計されたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭベースのネットワークで用いられる変調コンステレーションには、４位相偏移変調(ＱＰＳＫ)、１６直交振幅変調(ＱＡＭ)、６４−ＱＡＭ、Ｍ位相偏移変調、及びＭ値２次元変調が含まれる。

これらのいずれをも選択することができる。

単一データストリーム用の埋め込みリソースブロック
図２Ａに示すように、長さＮ−１のデータシンボルのセット２１０が、１つ又は複数のアンテナからなるセット２０１を有する送信機２００に提供される。これらのシンボルは、変調コンステレーションのセットから選択され、送信されるデータを表す。データシンボルは、Ｄ(１)，Ｄ(２)，…，Ｄ(Ｎ−１)によって表される。Ｄ(ｉ)(ｉ＝１，…，Ｎ−１)のそれぞれが、コンステレーションのセットから選択される。データシンボルは、チャネルにより送信されるマッピングされたデータシンボルＸ(１)，Ｘ(２)，…，Ｘ(Ｎ−１)２３０として、リソースブロック１００のＮ＝Ｎ_Ｔ×Ｎ_Ｆ個のリソースにわたってマッピングされる(２２０)。後述するサンプル平均のマッピングされたシンボルＸ(Ｎ)も送信される。
ステップ１：Ｎ−１個のデータシンボルＤ(１)，Ｄ(２)，…，Ｄ(Ｎ−１)２１０を入力として提供する。データシンボルは、変調コンステレーション(１つ又は複数)のセットから選択され、送信されるデータを表す。正の定数α_１、α_２、及びβ２１１のセットである第１の定数、第２の定数、及び第３の定数を提供する。これらの定数は、エネルギーの対応する第１の関数、第２の関数、及び第３の関数に依存する。平均エネルギー、平均値エネルギー、及びピークエネルギー等の例示の関数は後述される。

データシンボルのセットのサンプル平均ｍが求められる。
ステップ２：ＥＲＢ１００へのマッピング２２０を

に従って実行する。

ステップ３：マッピングされたデータシンボルＸ(１)，Ｘ(２)，…，Ｘ(Ｎ−１)及びサンプル平均のマッピングされたシンボルＸ(Ｎ)２３０を、Ｎ_Ｆ個の連続した周波数トーンにわたってＮ_Ｔ個の連続したシンボルによってスパンされたリソースユニットを用いてチャネルによりリソースブロックとして送信する(２４０)。

上記マッピング関数２３０において、ｍはＮ−１個のデータシンボルＤ(１)，Ｄ(２)，…，Ｄ(Ｎ−１)のサンプル平均であり、ｎは、送信用の利用可能な時間周波数リソースユニットに対するインデックスであり、ｋはダミー変数である。

Ｅ_Ｓが、Ｎ−１個の送信されるマッピングされたデータシンボルのそれぞれの平均値エネルギーである場合、定数α_１、α_２、及びβ２１１は、以下の関数に従って

としてそれぞれ選択される。

したがって、データシンボルＸ(１)，Ｘ(２)，…，Ｘ(Ｎ−１)２３０のそれぞれがたとえばＥ_Ｓの平均値エネルギーで送信されることを確実にすることができる。

図２Ｂに示すように、本方法のマッピング関数２２０は、以下のように説明することができる。
(ステップ２２１)Ｎ−１個のデータシンボルからなるセットのサンプル平均ｍを求め；
(ステップ２２２)Ｎ−１個のデータシンボルのそれぞれがサンプル平均ｍだけシフトされ、この２番目のステップにおいてシフトされたデータシンボルに第１の定数α_１を乗算し、次いで、第２の定数βだけオフセットすることによって、Ｎ−１個のスケーリングされたデータシンボルが形成され；
(ステップ２２３)サンプル平均に第３の定数α_２が乗算され、サンプル平均のマッピングされたシンボルが得られる。マッピングされたデータシンボル及びサンプル平均のマッピングされたシンボルは、その後、時間周波数リソースユニットＸ(１)，Ｘ(２)，…，Ｘ(Ｎ)により送信することができる。

この発明の方法によれば、どのパイロットシンボルも明示的に送信されないが、Ｎ−１個のスケーリングされたシンボルのそれぞれは、チャネルを推定することを可能にするためにパイロットシンボルを暗黙的に含む。サンプル平均シンボルα_２ｍによって、元のＮ−１個のデータシンボルを回復することが可能になる。以下のこの発明の受信機におけるチャネル推定及びデータ検出の説明において、これらのオペレーションを明らかにする。

ＥＲＢマッピングユニットの出力におけるマッピングされたシンボルＸ(１)，Ｘ(２)，…，Ｘ(Ｎ−１)及びサンプル平均のマッピングされたシンボルは、Ｎ_Ｆ個のサブキャリアトーン及びＮ_Ｔ個のＯＦＤＭシンボルを用いてリソースブロック１００により送信される(２４０)。

従来技術のようにＥＲＢ内の既知のパイロットシンボルは明示的に送信されない。その代わり、パイロットシンボルは、リソースブロックにおいて各データシンボルに暗黙的に符号化される。その結果、このＥＲＢマッピングルールによって達成されるスペクトル効率は非常に高い。Ｎ−１個のデータシンボルを送信するのにＮ個のリソースユニットを用いるので、リソースブロックのスペクトル効率は(Ｎ−１)／Ｎである。

たとえば、Ｎ_Ｔ＝３個のＯＦＤＭシンボル及びＮ_Ｆ＝６個の周波数トーンがあるとき、Ｎ＝Ｎ_Ｔ＊Ｎ_Ｆ＝３＊６＝１８個のリソースユニットがあり、スペクトル効率は１７／１８＝９４．５％である。Ｎ_Ｔ＝１の場合、この発明のＥＲＢマッピングルールは、単一のＯＦＤＭシンボル内のサブキャリアに適用可能である一方、Ｎ_Ｆ＝１のとき、この発明のＥＲＢマッピングルールは、所与のサブキャリアトーン上のＯＦＤＭシンボルに適用可能である。より重要なことに、Ｎ_Ｆ＝１のとき、この発明のＥＲＢマッピングルールは、非ＯＦＤＭネットワーク(単一キャリア変調ネットワーク等)にも適用可能である。

単一データストリームを伴ったＥＲＢのチャネル推定及びデータ復調
次に、上述したマッピングを利用する単一データストリーム及びＭ_Ｒ個の受信機アンテナのＯＦＤＭネットワークについて、チャネルを推定し、元のシンボルＤ(１)，Ｄ(２)，…，Ｄ(Ｎ−１)を回復する方法を説明する。この発明のＥＲＢマッピングルールは、パイロットシンボルを何ら送信することなくチャネル推定を可能にする。すなわち、チャネルは、暗黙的なパイロットトーンから推定される。

Ｎ_Ｔ個のＯＦＤＭシンボル及びのＯＦＤＭシンボル当たりＮ_Ｆ個のサブキャリアを有するｎ番目の時間周波数リソースユニット上の受信信号は、

によって与えられる。ここで、ｌ＝１，…，Ｍ_Ｒであり、ｎ＝１，…，Ｎ_ＴＮ_Ｆである。

要素Ｙ_ｌ(ｎ)(ｌ＝１，…，Ｍ_Ｒ)を１つのベクトル

にスタックし、同様に、

とすると、

と記述することができ、ここで、

は、ベクトル値雑音プラス干渉ベクトルである。

式(１)から、この発明のマッピングルールを逆にしたものを利用すると、チャネルの推定値

は、

として取得することができる。

この発明のＥＲＢマッピングルールによる第１のマッピングされたＮ−１個のシンボルＸ(１)，Ｘ(２)，…，Ｘ(Ｎ−１)のそれぞれは、第１の定数α_１によってスケーリングされかつ第２の定数βだけオフセットされたそのデータシンボルＤ(１)，Ｄ(２)，…，Ｄ(Ｎ−１)のサンプル平均シフトバージョンである。この特性のために、サンプル平均のマッピングされたシンボル、すなわち組み込まれたパイロットシンボル、として送信された最初のＮ−１個の受信シンボルのサンプル平均ｍによりチャネルを推定することが可能になる。有効雑音確率変数(effective noise random variable)

は、β(Ｎ−１)によってスケーリングされることに留意されたい。すなわち、第２の定数β若しくはデータシンボルの数Ｎ−１、又は双方を増加させることによって、この雑音の分散を低減することができ、それによって、チャネル推定値

の正確度を改善することができる。

上記チャネル推定値を用いると、シンボルＤ(１)，Ｄ(２)，…，Ｄ(Ｎ−１)は、

として推定することができる。ここで、ｎ＝１，…，Ｎ−１であり、「＾」は推定値を示す。

上記推定値

は、変調シンボルＤ(ｎ)の「ソフト」推定値とも呼ばれることに留意すべきである。上記推定値は、データシンボルＤ(ｎ)が属する任意のコンステレーションについて有効である。従来技術において利用可能な既知の技法を用いると、変調シンボルＤ(ｎ)において符号化されている各ビットの対数尤度比(ＬＬＲ)情報、及び推定値

のハード判定復調バージョンを生成することは容易である。

上述したＥＲＢマッピングルールは、ＥＲＢの出力におけるＮ個のすべての変調シンボルが１シンボル当たり同じレベルの平均値エネルギーで送信されるときについて考案されていることも特筆しておく。１シンボル当たりの平均値送信エネルギーが等しくないことを可能にするように、上記のＥＲＢマッピングルールを非自明な方法で変更することも可能であり、これらの変更を以下で説明する。

シンボルＸ(ｎ)が送信される平均値エネルギーはＥ_Ｓ(ｎ)である。次に、以下の２Ｎ−１個の定数

を定義して、Ｄ(１)，Ｄ(２)，…，Ｄ(Ｎ−１)からＸ(１)，Ｘ(２)，…，Ｘ(Ｎ)へのマッピングを

として行う。

このＥＲＢマッピングルールと前述したＥＲＢマッピングルールとの間の唯一の相違は、ここでは、３つの定数α_１、α_２、及びβを有するのではなく、２Ｎ−１個の第１の定数からなるセット｛α_１(１)，…，α_１(Ｎ−１)｝、α_２、及び第２の定数のセット｛β(１)，…，β(Ｎ−１)｝を有するということである。式(１)で説明した前の受信信号モデルを用いると、チャネルは、

として推定される。

上記推定されたチャネルを用いると、シンボルＤ(１)，Ｄ(２)，…，Ｄ(Ｎ−１)は、

として推定することができる。ここで、ｎ＝１，…，Ｎ−１である。

空間多重化用の埋め込みリソースブロック
単一ストリームＳＩＭＯ−ＯＦＤＭネットワークのＥＲＢマッピングルールは、複数の送信機アンテナ及び複数のデータストリームを有する送信機に拡張することができる。

Ｋ個の送信機アンテナを有するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭネットワークの符号化ルールを説明する。ストリームの数は、送信機アンテナの数よりも少なくすることができる。簡単にするために、ストリームの数は送信機アンテナの数に等しいものと仮定する。

ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭマッピングの所望の数のシンボルは、各ストリームがＮ個のシンボルを有するＫ個のストリームに分割される。チャネル使用の数がＮ_Ｔ＊Ｎ_Ｆ＝Ｎ＋Ｋとなるように、Ｎ_Ｔ個のＯＦＤＭシンボル及びＯＦＤＭシンボル当たりＮ_Ｆ個のサブキャリアが用いられる。送信機アンテナｋにおけるｎ番目の時間周波数リソース(又はチャネル使用ｎ)のシンボルはＤ_ｋ(ｎ)によって示される。

図３は、空間多重化を有するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭのＥＲＢマッピングルールを示している。
ステップ１：すでに述べたように、データシンボルのセットが入力として提供される。シンボルの数Ｎは、ストリームの数Ｋで割り切れるように選択される。Ｎ＊Ｋ個のシンボルは、Ｄ_１(１)，Ｄ_１(２)，…，Ｄ_１(Ｎ)，…，Ｄ_Ｋ(１)，Ｄ_Ｋ(２)，…，Ｄ_Ｋ(Ｎ)３１０として再配列される。ここで、Ｄ_ｋ(１)，Ｄ_ｋ(２)，…，Ｄ_ｋ(Ｎ)は、送信機アンテナｋに対応するシンボルである。マッピングユニット３２０には、正の定数α_１、α_２、βに加えて第４の定数δも提供される。この第４の定数は、エネルギーの第４の関数に依存する。

一例として、定数α_１、α_２、β、及びδは、以下のように選択することができる。Ｅ_Ｓが１送信機アンテナ当たりの１送信シンボル当たりの平均値エネルギーを示す場合、

を選択することによって、Ｋ個の送信機アンテナのそれぞれにおけるＮ＋Ｋ個の変調シンボルのそれぞれがＥ_Ｓの平均値エネルギーで送信されることを確実にすることができる。
ステップ２：

ステップ３：チャネル使用ｎ(ｎ＝１，…，Ｎ＋Ｋ)において、送信機アンテナ１からＸ_１(ｎ)を送信し、送信機アンテナ２からＸ_２(ｎ)を送信し、以下同様に送信し、送信機アンテナＫからＸ_Ｋ(ｎ)を送信する(３３０)。

ＥＲＢマッピングされたシンボルが送信される時間周波数リソースユニットの総数はＫ＋Ｎ＝Ｎ_ＴＮ_Ｆに等しいことに留意されたい。すなわち、ＥＲＢマッピングルールのスペクトル効率はＫＮ／(Ｋ＋Ｎ)であり、１ストリーム当たりの効率はＮ／(Ｎ＋Ｋ)である。たとえば、Ｎ_Ｔ＝３個のＯＦＤＭシンボル及びＮ_Ｆ＝６個の周波数トーンのとき、リソースユニットはＮ＝Ｎ_Ｔ＊Ｎ_Ｆ＝３＊６＝１８個である。

Ｋ＝２個のストリームの場合、スペクトル効率は２＊１６／１８＝１．７７７８である一方、１ストリーム当たりの効率は１６／１８＝８８．９％である。Ｎ_Ｔ＝１の場合、この発明のＳＭＵＸ ＥＲＢマッピングルールは、単一のＯＦＤＭシンボル内のサブキャリアに適用可能である一方、Ｎ_Ｆ＝１のとき、この発明のＳＵＭＸ ＥＲＢマッピングルールは、所与のサブキャリアトーン上のＯＦＤＭシンボルに適用可能である。

空間多重化を伴ったＥＲＢのチャネル推定及びデータ復調
Ｋ個の送信機アンテナについて上記マッピングルールによるチャネル推定及びデータ復調を説明する。チャネルがＮ_Ｔ＊Ｎ_Ｆ＝Ｎ＋Ｋ個のチャネル使用にわたって一定の状態であるようにパラメータＮ_Ｆ、Ｎ_Ｔ、及びＫが選択される。これにより、ベクトル値受信信号は以下のように与えられる。

各送信アンテナから受信アンテナアレイへのチャネルの推定値は、

である。

上記において、ｔ＝１〜Ｋである。

Ｍ_Ｒ×Ｋの行列Ｇを、

となるように定義する。

次に、データ検出が２つのステップで進む。第１のステップにおいて、中間変数ｍ_１，１，ｍ_Ｋ，１，…，ｍ_Ｋ，Ｋが

として検出される。

ｍ_１，１，ｍ_Ｋ，１，…，ｍ_Ｋ，Ｋの上記推定値を用いると、マッピング前のシンボルＤ_１(１)，Ｄ_１(２)，…，Ｄ_１(Ｎ)，…，Ｄ_Ｋ(１)，Ｄ_Ｋ(２)，…，Ｄ_Ｋ(Ｎ)は、

として検出することができる。

アラモウチ送信用の埋め込みリソースブロック
アラモウチブロック符号化は、２つの送信機アンテナによるデータ伝送に広く用いられている送信機ダイバーシティ技法である。この発明のＥＲＢマッピングルールを有しない従来のアラモウチ符号化では、２つの連続したチャネル使用時における２つの変調シンボルＳ_１及びＳ_２は、以下のように２つの送信機アンテナから送信される。

第１のチャネル使用の期間中、送信機アンテナ１はＳ_１を送信し、アンテナ２はＳ_２を送信する。第２のチャネル使用の期間中、アンテナ１は−Ｓ_２ ^＊を送信し、送信機アンテナ２はＳ_１ ^＊を送信する。ここで、＊は複素共役を示す。２つの送信機アンテナによる２つのチャネル使用にわたるこれらの２つのシンボルは、行列形式で

として表される。

上記行列において、列はチャネル使用を表し、行は送信機アンテナを表す。チャネル使用が、周波数領域、たとえばＯＦＤＭシンボルの２つの連続したサブキャリアトーンにある場合、上記アラモウチ符号化は空間周波数ブロック符号(ＳＦＢＣ)に関連する。チャネル使用が、時間領域、たとえば２つの連続したＯＦＤＭシンボルにわたる所与の周波数トーンにある場合、上記アラモウチ符号化は時空間ブロック符号(ＳＴＢＣ)に関連する。

上記行列は直交している。その結果、チャネルが２つのチャネル使用にわたってあまり変化しない場合、受信機は、最大比合成(ＭＲＣ)受信機等の単純な線形受信機でフルダイバーシティを抽出する。

従来のアラモウチ符号化は、受信機がデータ検出前にＭＩＭＯチャネルを推定することができるように、既知のパイロットシンボルを送信機から明示的に送信することを要する。

図４に示すように、この発明は、アラモウチ符号化及び”暗黙的な”パイロットシンボルを用いた２つの送信機アンテナ及びＭ_Ｒ個の受信機アンテナを有するＯＦＤＭネットワークのＥＲＢマッピングルールを提供する。この発明のマッピングルールは、アラモウチ符号化のＳＴＢＣバージョン及びＳＦＢＣバージョンの双方に等しく適用可能である。このマッピングルールは、Ｎ_Ｔ＊Ｎ_Ｆ＝２Ｎ＋２個のチャネル使用にわたって送信を行うのに２Ｎ個のシンボルを要する。マッピングユニットの概念図が図４に示されている。
ステップ１：２Ｎ個のシンボルのうちＤ_１(１)，Ｄ_１(２)，…，Ｄ_１(Ｎ)４１０は第１の送信機アンテナに入力される一方、Ｄ_２(１)，Ｄ_２(２)，…，Ｄ_２(Ｎ)は第２の送信機アンテナに入力される。マッピングユニット４２０には、この発明の４つの定数α_１、α_２、β、及びδが提供される。

一例として、定数α_１、α_２、β、及びδは、以下のように選択することができる。Ｅ_Ｓが２つの送信機アンテナのそれぞれ当たりの１送信シンボル当たりの平均値エネルギーを示す場合、

を選択することによって、２つの送信機アンテナのそれぞれにおける各変調シンボルがＥ_Ｓの平均値エネルギーで送信されることを確実にすることができる。

ステップ２：マッピングユニットは以下の演算

を実行して、シーケンスＸ_１(１)，Ｘ_１(２)，…，Ｘ_１(Ｎ＋１)，及びＸ_２(１)，Ｘ_２(２)，…，Ｘ_２(Ｎ＋１)を取得する。
ステップ３：チャネル使用２ｋ−１(ｋ＝１，…，Ｎ＋１)において、送信機は送信機アンテナ１からＸ_１(ｋ)を送信する一方、送信機２からＸ_２(ｋ)を送信する。チャネル使用２ｋ(ｋ＝１，…，Ｎ＋１)において、送信機は送信機アンテナ１から−Ｘ_２ ^＊(ｋ)を送信する一方、送信機アンテナ２からＸ_１ ^＊(ｋ)を送信する(４３０)。

ＳＦＢＣ／ＳＴＢＣ符号化を伴ったＥＲＢのチャネル推定及びデータ復調
ＥＲＢマッピングされたシンボルがアラモウチ符号化で送信される時間周波数リソースユニットの総数は２Ｎ＋２＝Ｎ_ＴＮ_Ｆに等しいことに留意されたい。すなわち、この発明のＥＲＢマッピングルールのスペクトル効率は２Ｎ／(２Ｎ＋２)＝Ｎ／(Ｎ＋１)であり、１ストリーム当たりの効率もＮ／(Ｎ＋１)に等しい。

たとえば、Ｎ_Ｔ＝３個のＯＦＤＭシンボル及びＮ_Ｆ＝６個の周波数トーンのとき、リソースユニットは２Ｎ＋２＝Ｎ_Ｔ＊Ｎ_Ｆ＝３＊６＝１８個である。これにより、スペクトル効率は２＊８／１８＝８８．９％であり、これは、１ストリーム当たりの効率にも等しい。Ｎ_Ｔ＝１の場合、この発明のＥＲＢマッピングルールは、単一のＯＦＤＭシンボル内のＳＦＢＣ送信に適用可能である一方、Ｎ_Ｆ＝１のとき、この発明のＥＲＢマッピングルールは、所与のサブキャリアトーン上のＳＴＢＣ送信に適用可能である。

次に、２つの送信機アンテナによる上述したマッピングルールを用いたチャネル推定及びデータ復調の方法を説明する。チャネルは、Ｎ_ＴＮ_Ｆ＝２Ｎ＋２個のチャネル使用にわたって一定の状態であると仮定すると、ベクトル値受信信号は以下のように与えられる。

上記において、

は、第１の送信アンテナ及び第２の送信アンテナからＭ_Ｒ個の受信機アンテナのそれぞれへのＭ_Ｒ×１のチャネル利得である。上記式における他のすべてのボールド体の変数も、長さＭ_Ｒ×１のベクトルである。

上述したこの発明のマッピングルールを利用すると、チャネル

の推定値は、

として取得することができる。

中間変数ｍ_１及びｍ_２の推定値は、

として取得することができる。

ｍ_１及びｍ_２の上記推定値を用いると、元のシンボルＤ_１(１)，Ｄ_１(２)，…，Ｄ_１(Ｎ)及びＤ_２(１)，Ｄ_２(２)，…，Ｄ_２(Ｎ)を以下のように検出することができる。

スタックドアラモウチ送信用の埋め込みリソースブロック
２つの送信機アンテナ及びアラモウチ符号化を有するＯＦＤＭネットワークについて説明したＥＲＢマッピングルールと同様に、この発明は、４つの送信機アンテナ及びスタックドアラモウチ符号化を有するＯＦＤＭネットワークのマッピングルールを提供する。

まず、ＥＲＢを有しない従来のスタックドアラモウチ符号化を簡単に説明する。２つのチャネル使用で送信される４つのシンボルＳ_１、Ｓ_２、Ｓ_３、及びＳ_４について、ＥＲＢを有しない従来のスタックドアラモウチ符号化オペレーションは以下のように説明される。

第１のチャネル使用の間、送信機アンテナ１からＳ_１を送信し、送信機アンテナ２からＳ_２を送信し、送信機アンテナ３からＳ_３を送信し、送信機アンテナ４からＳ_４を送信する。第２のチャネル使用の間、送信機アンテナ１から−Ｓ_２ ^＊を送信し、送信機アンテナ２からＳ_１ ^＊を送信し、送信機アンテナ３から−Ｓ_４ ^＊を送信し、送信機アンテナ４からＳ_３ ^＊を送信する。

上記手順は、行列形式で

として記述することもできることに留意されたい。

最初の２×２部分行列

は直交していることを指摘しておくことは重要である。その結果、そのエントリＳ_１及びＳ_２は、最大可能ダイバーシティ利得を提供するために線形受信機で検出することができる。

同様にして、２番目の２×２部分行列

も直交しており、そのエントリＳ_３及びＳ_４も、最大可能ダイバーシティ利得を提供するために線形受信機を用いて検出することができる。しかしながら、最初の部分行列Ｓ_１及び２番目の部分行列Ｓ_２は互いに直交していないことに留意されたい。その結果、或る形態の干渉除去(又は緩和)手順を用いて、部分行列Ｓ_１により部分行列Ｓ_２に対して引き起こされる干渉及びその逆の干渉が最小にされる。

チャネル使用が、周波数領域、たとえばＯＦＤＭシンボルの連続したサブキャリアトーンにある場合、上記スタックドアラモウチ符号化はスタックドＳＦＢＣと呼ばれる。チャネル使用が時間領域(たとえば、２つの連続したＯＦＤＭシンボルにわたる所与の周波数トーン)にある場合、上記アラモウチ符号化はスタックドＳＴＢＣと呼ばれる。上述したスタックドＳＦＢＣ符号化及びスタックドＳＴＢＣ符号化は、受信機がデータ検出の前にＭＩＭＯチャネルを推定することができるように、送信機からの既知のパイロットシンボルの送信を要することを指摘しておくことは重要である。

図５に示すように、この発明は、スタックドＳＴＢＣ／ＳＦＢＣ符号化による、４つの送信機アンテナ及びＭ_Ｒ個の受信機アンテナを有するＯＦＤＭネットワークのＥＲＢマッピングルールを提供する。このマッピングルールは、Ｎ_ＴＮ_Ｆ＝２Ｎ＋４個のチャネル使用にわたって送信を行うのに４Ｎ個のシンボルを要する。
ステップ１：シンボル５１０の数Ｎが２で割り切れるように選択される。４Ｎ個のシンボルは、Ｄ_１(１)，Ｄ_１(２)，…，Ｄ_１(Ｎ)が第１の送信機アンテナに入力され、Ｄ_２(１)，Ｄ_２(２)，…，Ｄ_２(Ｎ)が第２の送信機アンテナに入力され、Ｄ_３(１)，Ｄ_３(２)，…，Ｄ_３(Ｎ)が第３の送信機アンテナに入力され、Ｄ_４(１)，Ｄ_４(２)，…，Ｄ_４(Ｎ)が第４の送信機アンテナに入力されるように再配列される。

ＥＲＢマッピングユニット５２０には、正の定数α_１、α_２、β、及びδが提供される。

一例として、定数α_１、α_２、β、及びδは、以下のように選択することができる。Ｅ_Ｓが２つの送信機アンテナのそれぞれ当たりの１送信シンボル当たりの平均値エネルギーを示す場合、

を選択することによって、スタックドＳＴＢＣ／ＳＦＢＣ方式による２つの送信機アンテナのそれぞれにおける各変調シンボルがＥ_Ｓの平均値エネルギーで送信されることを確実にすることができる。
ステップ２：

ステップ３：チャネル使用２ｎ−１(ｎ＝１，２，…，Ｎ＋２)において、送信機アンテナ１からＸ_１(ｎ)を送信し、送信機アンテナ２からＸ_２(ｎ)を送信し、送信機アンテナ３からＸ_３(ｎ)を送信し、送信機アンテナ４からＸ_４(ｎ)を送信する。チャネル使用２ｎ(ｎ＝１，２，…，Ｎ＋２)において、送信機アンテナ１から−Ｘ_２ ^＊(ｎ)を送信し、送信機アンテナ２からＸ_１ ^＊(ｎ)を送信し、送信機アンテナ３から−Ｘ_４ ^＊(ｎ)を送信し、送信機アンテナ４からＸ_３ ^＊(ｎ)を送信する(５３０)。

スタックドＳＴＢＣ／ＳＦＢＣによるＥＲＢのチャネル推定及びデータ復調
ＥＲＢマッピングされたシンボルがスタックドＳＴＢＣ／ＳＦＢＣにより送信される時間周波数リソースユニットの総数は２Ｎ＋４＝Ｎ_ＴＮ_Ｆに等しい。すなわち、ＥＲＢマッピングルールのスペクトル効率は４Ｎ／(２Ｎ＋４)＝２Ｎ／(Ｎ＋２)であり、１ストリーム当たりの効率はＮ／(Ｎ＋２)に等しい。

たとえば、Ｎ_Ｔ＝３個のＯＦＤＭシンボル及びＮ_Ｆ＝６個の周波数トーンのとき、２Ｎ＋４＝Ｎ_Ｔ＊Ｎ_Ｆ＝３＊６＝１８個のリソースユニットを有する。これにより、スペクトル効率は４＊７／１８＝１．５６であり、１ストリーム当たりの効率は７／９＝７７．８％に等しい。Ｎ_Ｔ＝１の場合、この発明のＥＲＢマッピングルールは、単一のＯＦＤＭシンボル内のスタックドＳＦＢＣ送信に適用可能である一方、Ｎ_Ｆ＝１のとき、この発明のＥＲＢマッピングルールは、所与のサブキャリアトーンにおけるスタックドＳＴＢＣ送信に適用可能である。

次に、４つの送信機アンテナを有するスタックドＳＴＢＣ／ＳＦＢＣ符号化の上述したマッピングルールによるチャネル推定及びデータ復調を説明する。

チャネルは、Ｎ_ＴＮ_Ｆ＝２Ｎ＋４個のチャネル使用にわたって一定の状態であると仮定すると、ベクトル値受信信号は以下のように与えられる。

上記において、

は、それぞれ、第１の送信アンテナ、第２の送信アンテナ、第３の送信アンテナ、及び第４の送信アンテナからＭ_Ｒ個の受信機アンテナのそれぞれへのＭ_Ｒ×１のチャネル利得である。上記式における他のすべてのボールド体の変数も、長さＭ_Ｒ×１のベクトルである。

このセクションの初めに説明したこの発明のＥＲＢマッピングルールを利用すると、チャネル

の推定値は、

として取得することができる。

上記チャネル推定値を用いて、行列Ｇは

となるように定義される。

行列Ｇのサイズは２Ｍ_Ｒ×４であることに留意されたい。

次に、実際のデータ検出が２つのステップで進む。第１のステップにおいて、中間変数ｍ_１，１、ｍ_２，１、ｍ_３，１、ｍ_４，１、ｍ_１，２、ｍ_２，２、ｍ_３，２、及びｍ_４，２が

として検出される。

上記を用いると、マッピング前のシンボルＤ_１(１)，Ｄ_１(２)，…，Ｄ_１(Ｎ)，…，Ｄ_４(１)，Ｄ_４(２)，…，Ｄ_４(Ｎ)を以下の手順に従って検出することができる。

リレー支援通信用の埋め込みリソースブロック
この発明のＥＲＢは、基地局、一組の移動局、及び１つ又は複数のリレー局を含むネットワークにも適用することができる。リレー局は、固定のものとすることもできるし、移動できるものとすることもでき、基地局と移動局との間の情報送信の信頼性を改善すると共に送信範囲(又はカバレッジ)を増加させるように意図されている。簡単にするために、移動局をソースと表記し、基地局をデスティネーションと表記し、リレー局をリレーと表記する。同様にして、基地局もソースと表記することがあり、移動局もデスティネーションと表記することがある。

単一ストリームネットワークのＥＲＢマッピングと同様に、ソースにおけるＮ−１個のシンボルからなるセットＤ(１)，Ｄ(２)，…，Ｄ(Ｎ−１)は、ＥＲＢマッピングユニットに入力され、Ｘ(１)，Ｘ(２)，…，Ｘ(Ｎ)が以下のように生成される。
ステップ１：Ｄ(１)，Ｄ(２)，…，Ｄ(Ｎ−１)を入力し、定数α_１、α_２、及びβを入力する。

一例として、定数α_１、α_２、及びβは、以下のように選択することができる。Ｅ_ＳがＮ個の送信シンボルのそれぞれ当たりの平均値エネルギーを示す場合、

を選択することによって、マッピングされたシンボルＸ(１)，Ｘ(２)，…，Ｘ(Ｎ)のそれぞれをＥ_Ｓの平均値エネルギーで送信することができることを確実にすることができる。
ステップ２：マッピング

を実行する。

リレー支援通信によるＥＲＢのチャネル推定及びデータ復調
リレー支援通信のＥＲＢマッピングルールは、さまざまなタイプのリレー機能に適用可能である。一例として、リレーは、固定利得増幅係数又は可変利得増幅係数のいずれかを用いることによって増幅転送を実行することができる。Ｎ_Ｔ＝１の場合、この発明のＥＲＢマッピングルールは、単一のＯＦＤＭシンボル内でのソース送信、リレー送信、及びデスティネーション送信に適用可能である一方、Ｎ_Ｆ＝１のとき、この発明のＥＲＢマッピングルールは、所与のサブキャリアトーン上でのソース送信、リレー送信、及びデスティネーション送信に適用可能である。

次に、リレーが増幅転送信号処理を実行する一例示のリレーネットワークについてのリレー及びデスティネーションにおけるチャネル推定、雑音分散推定、及びデータ検出の方法を説明する。

ソースからのデスティネーションにおけるローパスベースバンド受信信号は、

によって与えられる。ここで、

は、サイズＭ_Ｒ×１を有するベクトル値チャネル利得である。変数

もサイズＭ_Ｒ×１を有する。また、雑音

の各要素はσ_ＳＤ ^２の分散を有するものと仮定する。

同様にして、ソースからのリレーにおける信号は、

によって与えられる。ここで、

は、サイズＭ_Ｒ×１を有するベクトル値チャネル利得である。変数

もサイズＭ_Ｒ×１を有する。また、雑音

の各要素はσ_ＳＲ ^２の分散を有するものと仮定する。

デスティネーションにおける

の推定値は、

によって与えられる。

同様にして、デスティネーションにおける

の推定値は、

によって与えられる。

チャネル推定値

を用いると、リレーにおけるソース信号Ｘ(ｎ)(ｎ＝１，…，Ｎ)の推定値は、

によって与えられる。ここで、Ｇ_ＡＦはリレーの増幅器利得である。

リレーが自身の信号をデスティネーションに送信するとき、デスティネーションにおける受信信号は、

によって与えられる。

デスティネーションにおける

の推定値は、

によって与えられる。

ソース及びリレーに起因したデスティネーションにおける雑音分散の推定値は、

である。

最後に、デスティネーションにおけるＤ(１)，…，Ｄ(Ｎ−１)の推定値は、

によって与えられる。

上述したような定数α_１、α_２、及びβの選択された値は例示にすぎず、ＥＲＢマッピングユニットの出力において可変の送信電力でシンボルを送信することを可能にするα_１、α_２、及びβの他の選択肢も可能であることを指摘しておくことは重要である。

Claims (14)

1. 無線ネットワークの送信機においてデータシンボルを符号化する方法であって、
   送信されるデータシンボルのセットを送信機に提供するステップであって、各該データシンボルは、変調コンステレーションのセットから選択されるものと、
   前記データシンボルのセットのサンプル平均を求めるステップと、
   各前記データシンボルを前記サンプル平均だけシフトしてシフトされたデータシンボルを取得するステップと、
   前記シフトされたデータシンボルに第１の定数を乗算してスケーリングされたデータシンボルを取得するステップであって、前記第１の定数は前記データシンボルのセットのエネルギーの第１の関数に依存するものと、
   前記スケーリングされたデータシンボルに第２の定数を加算してマッピングされたデータシンボルを取得するステップであって、前記第２の定数は前記データシンボルのセットの前記エネルギーの第２の関数に依存するものと、
   前記サンプル平均に第３の定数を乗算してサンプル平均のマッピングされたシンボルを取得するステップと、
   前記マッピングされたデータシンボルのセット及び前記サンプル平均のマッピングされたシンボルをリソースブロックとしてチャネルにより送信するステップと、
   を含み、前記ステップは前記送信機において実行される、方法。
2. 前記リソースブロックは、Ｎ_Ｔ個の連続したマッピングされたデータシンボルによってスパンされた時間周波数リソースユニットを含む、請求項１に記載の方法。
3. 前記時間周波数リソースユニットがＮ_Ｆ個の連続した周波数トーンにわたって前記Ｎ_Ｔ個の連続したデータシンボルによってスパンされたものであって、Ｎ_Ｆは１よりも大きく、Ｎ_Ｔ＝１である、請求項２に記載の方法。
4. 前記時間周波数リソースユニットがＮ_Ｆ個の連続した周波数トーンにわたって前記Ｎ_Ｔ個の連続したデータシンボルによってスパンされたものであって、Ｎ_Ｆは１に等しく、Ｎ_Ｔは１よりも大きい、請求項２に記載の方法。
5. 前記時間周波数リソースユニットがＮ_Ｆ個の連続した周波数トーンにわたって前記Ｎ_Ｔ個の連続したデータシンボルによってスパンされたものであって、Ｎ_Ｆ及びＮ_Ｔは共に１よりも大きい、請求項２に記載の方法。
6. 前記変調コンステレーションは、４位相偏移変調、１６直交振幅変調(ＱＡＭ)、及び６４ＱＡＭからなる群から選択される、請求項１に記載の方法。
7. 前記データシンボルのセットはＤ(１)，Ｄ(２)，…，Ｄ(Ｎ−１)であり、定数のセットはα_１、α_２、及びβであり、前記マッピングは
   

   

   に従い、ここで、Ｘ(１)，Ｘ(２)，…，Ｘ(Ｎ)はマッピングされたデータシンボルであり、ｍは前記Ｎ−１個のデータシンボルＤ(１)，Ｄ(２)，…，Ｄ(Ｎ−１)のサンプル平均であり、Ｘ(Ｎ)はサンプル平均のマッピングされたシンボルであり、ｎは送信用の前記時間周波数リソースユニットのインデックスであり、ｋはダミー変数である、請求項２に記載の方法。
8. Ｅ_Ｓは、前記Ｎ個のマッピングされたデータシンボルＸ(１)，Ｘ(２)，…，Ｘ(Ｎ)のそれぞれの平均エネルギーであり、前記定数α_１、α_２、及びβは、以下の関数に従って
   

   

   としてそれぞれ選択される、請求項７に記載の方法。
9. 前記リソースブロックのスペクトル効率は(Ｎ−１)／Ｎである、請求項７に記載の方法。
10. 前記マッピングされたデータシンボルを受信シンボルとして受信するステップと、
    前記受信シンボルを合計として合算するステップと、
    前記合計をβ(Ｎ−１)によってスケーリングするステップと、
    をさらに含む、請求項７に記載の方法。
11. 前記データシンボルのセットをＫ個のストリームに分割するステップと、
    第４の定数
    

    

    を用いて、各前記ストリームを前記送信機の異なるアンテナで送信するステップと、
    をさらに含む、請求項８に記載の方法。
12. 有効雑音確率変数
    

    

    がβ(Ｎ−１)によってスケーリングされる、請求項７に記載の方法。
13. 雑音の分散を低減させるβを選択するステップ、
    をさらに含む、請求項１０に記載の方法。
14. 前記マッピングされたデータシンボルの数を増加させて雑音の分散を低減させるステップをさらに含む、請求項１０に記載の方法。

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