JP2011503945A

JP2011503945A - Ｃｄｍａシステムにおける周波数オフセットの推定

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Publication number: JP2011503945A
Application number: JP2010531501A
Authority: JP
Inventors: サイモン・ニコラス・ウォーカー
Original assignee: イセラ・インコーポレーテッド
Priority date: 2007-11-06
Filing date: 2008-10-24
Publication date: 2011-01-27
Anticipated expiration: 2028-10-24
Also published as: JP5349485B2; US20110007644A1; EP2213009B1; WO2009059907A1; CN101919170B; TW200935772A; CN101919170A; US8737292B2; EP2213009A1; GB0721758D0; TWI454072B

Abstract

本発明は、周波数オフセットを推定する方法を提供する。その方法は、第1の周波数にタイミングを合わせた無線信号を受信するステップと、第2の周波数にタイミングを合わせたローカル信号を生成するステップと、複数の同期サーチを実施するステップであって、各サーチが、無線信号の、ローカル信号に対する異なるタイミングオフセットで、無線信号とローカル信号の間の相関を表す1組の相関結果を得ることを含むステップとを含む。その場合、その方法は、一連の結果を見つけるステップであって、複数の同期サーチのそれぞれから1つの結果が見つけられ、一連の結果に関して、一連の結果のうち、隣接サーチからの結果の間でのタイミングオフセットの差が指定最大値内にあるステップを含む。第1及び第2の周波数の間の周波数オフセットを、一連の結果から求めることができる。

Description

本発明は、受信した無線信号中の周波数オフセットの推定に関し、特に、広帯域符号分割多元接続方式(W-CDMA)システムなどのセルラ移動通信システムのセルサーチにおける同期を目的としたものであるがこの目的には限定されない。

無線受信機が送信機から意味のあるデータを取得できるためには、その受信機が受信信号と適切に同期している必要がある。すなわち、受信機は、受信した信号に関して正しいタイミングでデータのサンプリングを行わなければならない。これを果たすために、送信機は、形態が受信機にわかっており、かつ、受信データのタイミングを決定するための基準として受信機が使用できる、ある種の同期信号を同報通信しなければならない。

例えば、W-CDMAシステムで信号を取得するために、受信機は、3つの同報通信チャネル、すなわち、一次同期チャネル(P-SCH)、二次同期チャネル(S-SCH)、共通パイロットチャネル(CPICH)に同期する。初期セルサーチについては、最初に、P-SCHを使用して一次同期を行ってスロットタイミングに関する情報を提供し、次いで、S-SCHを使用して二次同期を行ってコードグループ及びフレーム境界に関する情報を提供する(すなわち、フレーム内のスロット位置、すなわち、フレーム境界の取得)。

同期サーチを行うための一方法が、「Cell Search Robust to Initial Frequency Offset in WCDMA Systems」(June Moon and Yong-Hwan Lee、School of Electrical Engineering、Seoul National University、「the 13th IEEE International Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications」(2002、ISBN:0-7803-7589-0)から)というタイトルの論文で論じられている。簡単に要約すると、これは、整合フィルタを使って、受信したP-SCHを、P-SCHコードのローカルに生成されたバージョンと相関させ、次いで、二次同期の前のピーク検出を行う前に、コヒーレント結合スキームを使って、多数のタイムスロットにわたる結果の平均をとることに関する。

図1に関して、同期の難しさを論じる。図1は、第1のクロック(ck_tx)6を有する送信機2と、第2のクロック(ck_rx)8を有する受信機4を備えた、無線通信システム1を概略的に示す。例えば、送信機は、セルラW-CDMAネットワークの基地局であってよく、また、受信機4は、モバイル端末であってよい。

送信機2は、P-SCH、S-SCH、及びCPICHを含めて、第1のクロック(ck_tx)6に依存する第1の周波数f_txで、データを受信機4に送信する。受信機4は、第2のクロック(ck_rx)8に依存する第2の周波数f_rxで、そのデータのサンプリングを行う。第1の周波数f_tx及び第2の周波数f_rxは、名目上同じである。しかし、実際には、例えば、製造上の違いなどのために、2つのクロックが完全に同一ということはない。したがって、第2のクロック(ck_rx)8は、実際は、第1のクロック(ck_tx)6とはわずかに(必ずしも無視できるほどではないが)異なり、その結果、実際にはf_rxがf_tx+f₀に等しくなるような周波数オフセットf₀が得られる。受信機4が携帯電話などのモバイル端末の場合、周波数の誤差が特に重大になりやすい。なぜならば、このような消費者装置のクロック8に使用されている水晶発振器は安価なもののことが多く、したがって、誤差が生じやすく、また製造が普及しやすいからである。

受信データの性質のために、送信機周波数f_txと受信機周波数f_rxの間のいかなる周波数差f₀も、起点の周りを回転している、すなわち係数e^jφtを掛けた、通常の固定データベクトルとして見える。この場合、φは、周波数誤差f₀に依存する。

Moon & Leeは、改善されたコヒーレント結合スキームにより、このような周波数誤差に対しより強固になった同期方法を説明している。しかし、上述のMoon & Leeの参考文献で見逃されている点が1つあり、それは、受信機のサンプリングクロック8が送信機のクロック6とは異なるために時間シフトが生じることである。すなわち、データのサンプリングが、送信されるときとはわずかに異なる速度で行われるため、このサンプリングシフトが、データの時間における一定の動きとして、すなわち、送信データに対する受信データのスライディングとして知覚される。

例えば、一次同期を試みた後、二次同期が失敗する場合がある。これは、データが予期されたところになくて、返される相関値が非常に小さい場合があるためである。そのため、平均をとる程度、したがって推定の正確さもまた、時間ドリフトによって決まる。実際には、セル端の境界でP-SCHを信頼性高く検出するためには、現在の技術を使った許容周波数誤差は、実装に応じて1kHzから2kHzの間である。この程度の周波数補正は、通常、詳細なAFC(自動周波数制御)と呼ばれる。

これよりも大きい周波数誤差の補正のための粗いAFCであれば、典型的には、トライアル、及び、サーチごとに徐々に増加させながら受信機クロックを調整する誤差サーチを伴う。これは、時間のかかるプロセスである。

「Cell Search Robust to Initial Frequency Offset in WCDMA Systems」(June Moon and Yong-Hwan Lee、School of Electrical Engineering、Seoul National University、「the 13th IEEE International Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications」(2002、ISBN:0-7803-7589-0)から)

周波数誤差推定の素早く正確な方法を提供することは有利であろう。より大きな周波数誤差にも対処できれば、それも有利であろう。特に、受信機4が携帯電話などのモバイル消費者装置の場合、クロック8のためにより安価な発振器を使用できることが好ましいであろう。

本発明の一態様によれば、周波数オフセットを推定する方法であって、第1の周波数にタイミングを合わせた無線信号を受信するステップと、第2の周波数にタイミングを合わせたローカル信号を生成するステップと、複数の同期サーチを実施するステップであって、各サーチが、無線信号の、ローカル信号に対する異なるタイミングオフセットで、無線信号とローカル信号の間の相関を表す1組の相関結果を得ることを含むステップと、一連の結果を見つけるステップであって、複数の前記同期サーチのそれぞれから1つの結果が見つけられ、一連の結果に関して、一連の結果のうち、隣接サーチからの結果の間でのタイミングオフセットの差が指定最大値内にあるステップと、前記一連の結果から第1及び第2の周波数の間の周波数オフセットを求めるステップとを含む方法が提供される。

この解決策は、有利には、既存の技術に比べ、より高速でより正確な周波数誤差推定方法を提供する。この解決策は、コードで実装するのが容易であるため、また、より大きな周波数誤差に対応できて安価な発振器用水晶の使用を可能にするため、より安価である。

実施形態において、その方法は、各同期サーチごとに、対応する受信信号エネルギーの順で、相関結果のそれぞれを配列するステップを含むことができる。これは、信号エネルギーに応じて結果に優先順位を付けることを可能にすることによって、推定の効率を改善する。

さらなる実施形態において、前記一連の結果を見つける前記ステップを、各同期サーチから、最大の受信信号エネルギーを有する、相関結果の上位部分のみを使って実施することができる。したがって、特定の低エネルギーの結果を完全に無視することによって、効率をさらに改善することができる。

さらなる実施形態において、周波数オフセットを求めるステップは、前記一連の結果のうち、異なるサーチからの相関結果の少なくとも2つの間のタイミングオフセットの差から、周波数オフセットを求めるステップを含むことができる。周波数オフセットを求めるステップは、前記一連の結果のうち、相関結果の実数部分の総計及び虚数部分の総計から位相を求めるステップを含むことができる。推定の正確さは同期サーチ間の時間間隔にそれほど強く影響されないため、後者が好ましい。

さらなる実施形態において、周波数オフセットを求めるステップは、前記一連の結果のうち、相関結果の実数部分の総計及び虚数部分の総計の大きさが所定の閾値より上であることを条件とすることができる。これは、有利には、結果を閾値と比較して偽のアラームの可能性を減じることを可能にする。

さらなる実施形態において、その方法は、前記推定を使って、周波数オフセットを補正するステップを含むことができる。無線信号を受信するステップは、同期コードが同報通信される同期チャネルを受信するステップを含み、ローカル信号を生成するステップは、同期コードのローカルバージョンを生成するステップを含むことができる。同期チャネルは、W-CDMAセルラ通信システムの一次同期チャネルであってもよい。本発明は、このような状況で特に有効かつ適用可能である。

本発明の別の態様によれば、第1の周波数にタイミングを合わせた無線信号を受信するよう構成された受信手段と、第2の周波数にタイミングを合わせたローカル信号を生成するよう構成された生成手段と、複数の同期サーチを実施するよう構成された相関手段であって、各サーチが、無線信号の、ローカル信号に対する異なるタイミングオフセットで、無線信号とローカル信号の間の相関を表す1組の相関結果を得ることを含む相関手段と、一連の結果を見つけるよう構成された周波数オフセット推定手段であって、複数の前記同期サーチのそれぞれから1つの結果が見つけられ、一連の結果に関して、一連の結果のうち、隣接サーチからの結果の間でのタイミングオフセットの差が指定最大値内にあり、また、前記一連の結果から、第1及び第2の周波数の間の周波数オフセットを推定するよう構成された周波数オフセット推定手段とを含む無線受信機が提供される。

本発明の別の態様によれば、受信された、第1の周波数にタイミングを合わせた無線信号と、生成された、第2の周波数にタイミングを合わせたローカル信号の間の周波数オフセットを推定するためのコンピュータプログラム製品であって、プログラムはコードを含み、このコードは、プロセッサによって実行されると、複数の同期サーチを実施するステップであって、各サーチが、無線信号の、ローカル信号に対する異なるタイミングオフセットで、無線信号とローカル信号の間の相関を表す1組の相関結果を得ることを含むステップと、一連の結果を見つけるステップであって、複数の前記同期サーチのそれぞれから1つの結果が見つけられ、一連の結果に関して、一連の結果のうち、隣接サーチからの結果の間でのタイミングオフセットの差が指定最大値内にあるステップと、前記一連の結果から周波数オフセットを求めるステップとを実行するよう構成された、コンピュータプログラム製品が提供される。

本発明の別の態様によれば、第1の周波数にタイミングを合わせた無線信号を送信するよう構成された基地局と、モバイル端末とを含む無線セルラ通信システムであって、モバイル端末は、前記無線信号を受信するよう構成された受信手段と、第2の周波数にタイミングを合わせたローカル信号を生成するよう構成された生成手段と、複数の同期サーチを実施するよう構成された相関手段であって、各サーチが、無線信号の、ローカル信号に対する異なるタイミングオフセットで、無線信号とローカル信号の間の相関を表す1組の相関結果を得ることを含む相関手段と、一連の結果を見つけるよう構成された周波数オフセット推定手段であって、複数の前記同期サーチのそれぞれから1つの結果が見つけられ、一連の結果に関して、一連の結果のうち、隣接サーチからの結果の間でのタイミングオフセットの差が指定最大値内にあり、また、前記一連の結果から、第1及び第2の周波数の間の周波数オフセットを推定するよう構成された周波数オフセット推定手段とを含む、無線セルラ通信システムが提供される。

次に、本発明をよりよく理解するために、また、本発明をどのようにして実施するかを示すために、例として添付の図面について述べる。

通信システムの概略を示す図である。制御チャネルの概略を示す図である。いくつかの同期機能の概略ブロック図である。図3の機能の理想化された出力を示す図である。タイミングドリフトをさらに含む、図4aの出力を示す。ノイズをさらに含む、図4bの出力を示す。相関結果の表である。タイミングドリフトの影響を受けた相関結果の表である。タイミングドリフト及びノイズの影響を受けた相関結果の表である。

図2は、W-CDMAシステムの一次共通物理制御チャネル(P-CCPCH)10を示す。P-CCPCHは、連続して送信される複数のタイムスロット11を含み、各スロット11は10シンボルの長さを有し、各シンボルは256チップの長さを有する。図示のように、10シンボルごとの最初のシンボルは、256チップの一次同期コードの形態で一次同期チャネル(P-SCH)12を送信するために使用される。受信機4は、一次同期コード12のローカルに生成されたバージョンも有し、それを使って、コードのローカルバージョンを受信信号10と相関させることにより初期スロットタイミングを取得する。

すでに述べたように、このような同期サーチを行うための一方法が、上述の論文、「Cell Search Robust to Initial Frequency Offset in WCDMA Systems」(Moon & Lee)において論じられている。完全を期すために、その方法をここで概説するが、当業者はその方法、及びその他の同期サーチを行う方法に精通していることが理解されるであろう。選ばれた特定の方法が決定的に重要なわけではなく、本発明の原理を異なる同期方法に拡張できる。主要ポイントは、サーチが、結果的に、ある範囲の、ローカルコードに対する受信信号の異なるタイミングオフセットで、受信信号とローカルコードの間の相関を表す1組の測定値をもたらすことである。

図3は、一次同期に関与する、受信機4の機能のいくつかを示す概略ブロック図である。機能には、整合フィルタ14、アキュムレータ16、及び大きさブロック18が含まれる。整合フィルタ14は、受信フロントエンド(図示せず)から入力を受け取り、アキュムレータ16へ出力を提供するよう構成される。アキュムレータ16は、整合フィルタ14からの出力を受け取り、大きさブロック18に出力を提供するよう構成される。大きさブロックは、アキュムレータ16からの出力を受け取り、ピーク検出機能(図示せず)を含む、受信機4のさらなる段階に出力を提供するよう構成される。

実施形態では、受信機4がソフトウェアモデム、すなわち「ソフトモデム」であり、これによって、信号処理の少なくともいくらかは、汎用プログラマブルプロセッサ上を走るソフトウェアで実装される。好ましくは、このソフトウェアモデムは、ソフトベースバンドモデムである。すなわち、受信側では、アンテナからのRF信号の受信から、ベースバンドへのミックスダウンまで、全ての無線機能が専用ハードウェアで実装される。しかし、ベースバンド領域における全ての機能は、受信機4のメモリ上に記憶されるソフトウェアで実装され、受信機のプロセッサ(これも図示せず)によって実行される。

したがって、整合フィルタ14、アキュムレータ16、及び大きさブロック18のそれぞれは、好ましくは、メモリ中に記憶され、プロセッサによって実行されるコードの一部を含む。

動作において、信号の受信は、受信フロントエンド(図示せず)での時間t=iT_cによる、ダウン変換、低域フィルタリング、及びサンプリングで開始する。T_cはチップ期間であり、iはチップ指数である。指数iは、チップ単位で測定される、スロット開始からの時間オフセットの測定値である。次いで、整合フィルタ14は、受信フロントエンドからのその入力として、信号サンプルr[i]を受け取る。サンプルr[i]を、次式によって表すことができる。

上式で、E_tx[i]はP-SCHコードの送信エネルギーであり、α[i]はチャネルフェージングによる利得の変化を表し、θ[i]は、チャネルとRFキャリアのオフセットによる位相の歪みを表し、C_P―SCH[i]はP-SCHコードであり、kT_cはチャネルと受信機のフィルタリングによる遅延であり、n[i]はセル内干渉、セル間干渉、熱ノイズを含むノイズ項である。P-SCHコードは、10シンボルのスロット(2560チップ)の最初のシンボル(256チップ)で送信されるため、送信されるE_txを次式によって表すことができる。

また、P-SCHコードは、次式のように、長さ16の2つのコードX₁及びX₂を使って生成することができる。
C_P―SCH[i]=(i+j)X₁[i(div)16]X₂[i(mod)16]
上式において、
X₁=[1,1,1,-1,-1,1,-1,-1,1,1,1,-1,1,-1,1,1];
X₂=[1,1,1,1,1,1,-1,-1,1,-1,1,-1,1,-1,-1,1]
また、i(div)16はi/16の商であり、i(mod)16はi/16の剰余である。

整合フィルタ14は、各時間指数iについて複数の部分相関値a_k,j[i]を出力する。この場合、j=1...4であり、kはk番目のスロットのスロット指数である。これらの部分相関値は、各スロットkの四半分jそれぞれについての、ローカル信号と受信信号の間のi=0...2559の可能タイミングオフセットそれぞれにおける、受信信号10とローカルに生成された基準信号(すなわち、P-SCHコードのローカルに生成されたバージョン)の間の相関の測定値である。

上式において、η[i]はn[i]とC_{P_SCH}[i]の相関による干渉である。

アキュムレータ16は、整合フィルタ14から出力される部分相関値a_k,j[i]を受け取り、j=1...4の四半分とkスロットにわたる各チップ指数iについての結果を結合し、そのようにして複数の相関結果Z[i]を生成する。この累算は、好ましくはコヒーレント結合スキームに従ったものであり、これによって、相関結果は次のようになる。

上式において、Kは、検討中のスロットの総数であり、好ましくは16に等しい。したがって、各スロットkについて、アキュムレータ16は、最初の部分相関値a_k,0[i]の複素共役をとって、それに2番目の部分相関値a_k,1[i]を掛け、2番目の部分相関値a_k,1[i]の複素共役をとって、それに3番目の部分相関値a_k,2[i]を掛け、3番目の部分相関値a_k,2[i]の複素共役をとって、それに4番目の部分相関値a_k,3[i]を掛ける。次いで、アキュムレータ16は、各スロットkにわたって、これらの倍数をそれぞれ合計し、その結果、受信信号とローカルに生成されたP-SCHコード信号の間のi=0...2559のタイミングオフセットそれぞれについて、相関結果Z[i]が得られる。

大きさブロック18は、アキュムレータ16により出力された相関結果Z[i]を受け取り、それぞれの絶対値の2乗をとって、次のように、ローカルに生成されたP-SCHコード信号に対する、受信信号のi=0...2559の異なるタイミングオフセットに対応する、受け取ったP-SCHのエネルギーの測定値E_rx[i]を生成する。
E_rx[i]∝|Z[i]|²

実際、好ましい実施形態では、上述の測定は、チップごとに1度ではなく、チップ速度の2倍の速度で行われる。その結果、5120の結果が得られる。すなわち、t=1/2iT_cであり、したがって、チップ指数iは、実際は、チップのタイミングオフセットの半分の数の測定値である。

図4aに概略的に示すように、理想的なケースでは、測定値E_rx[i]は、受信信号のP-SCHコード12のタイミングが、ローカルに生成されたP-SCHコードのタイミングと時間的に正確に整列する、チップタイミング指数付近に、狭いスパイク20を生成する(ピーク20の幅は必ずしも縮尺通りではないことに留意されたい)。したがって、ピーク検出によって、スロットタイミングのチップ指数を求める、すなわち、スロットT_bの開始部分を突き止めることができる。

Moon & Leeはまた、どのようにして上記の計算に基づき周波数誤差f₀を求めることができるかについても説明している。しかし、Moon & Leeの方法は、関連するサンプリングドリフトを無視している。サンプリングドリフトとは、サンプリングされたデータの、時間における一定の動き、すなわち、送信データに対する受信データのスライディングとしてとして知覚されるものである。この影響については補正することが望ましいであろう。特に、二次同期に進む前に補正することが望ましい。したがって、次に、改良された周波数誤差推定方法を提供する、本発明の一実施形態を説明する。

最初に、これは、複数の同期サーチの実施を伴い、好ましくは、そのそれぞれが上記のやり方で行われる。これは、複数の相関結果の組Z_n[i]を生成する。この場合、nは1...Nからのサーチの数であり、Nは、サーチの総数である。また、上述のように、1チップ当たり2つの結果がとられる(1スロット当たり2560チップ)ように、好ましくはi=0...5119である。例えば、Nは約10かもしれないが、これは、設計上の選択の問題である。

Z[i]の絶対値の2乗をとることにより、各結果について信号エネルギーの測定値E_rx[i]を求める。次いで、それらの結果が信号エネルギー順に配列され、上位M個の結果を除き全て破棄される(少なくともこの計算の目的で)。Mという値が、例えば、上位32候補を返すために選択されることがある。しかし、選択される値Mは設計上の選択の問題であり、より多くのサーチを使用する方が全体にわたってピークが返されるチャンスがより多いために選択される、Nというサーチ数に依存してもよい。実際、周波数誤差、サーチ総数、検出の限界に応じて、最上位の候補のみをとる(すなわち、M=1)ことによって、よい結果が得られる場合がある。しかし、この限定的なケースは、補正すべき最大周波数誤差が増加するほど難しいものになる。これは、相関ピークサイズの減少による。なぜならば、相関に追加された各チップのベクトルは回転するからである。

したがって、図5aに示すように、結果Z_nm[i]の、縦N横Mの表が生成される。この場合、n=1...Nであり、m=1...Mである。縦列は、左から右に、それぞれ、次の連続して行われる同期サーチを表し、したがって、隣り合う縦列は、時間的に連続して実施される。表の各エントリはタイミングオフセットt_nmの測定値も含み、これは、単に、そのエントリのチップ指数iに等しい。

図4aに示すような、ノイズも干渉もない理想化されたシナリオでは、図5aの表の最上段横列(m=1)の各エントリは、常に、スロット境界T_bでピーク20に対応する。さらに、周波数誤差がないため、各エントリのタイムオフセットは、t₁₁=t₂₁=t₃₁=...=t_N1となるように、時間的に完全に整列している。

実際には余分なピーク(図示せず)がある場合があることに留意されたい。特に、そこでP-SCHシーケンスが4つの部分相関に分割された場合、主ピーク20から64チップオフセットの倍数でピークが生じる。さらに、P-SCHコードは階層的であるため、その他の位置でその他のピークが存在し得る。

次に、図4bと図5bを参照しながら、周波数誤差は含まれるが、ノイズと干渉の影響は依然として無視される、いくぶん理想化されたシナリオについて考察する。この場合、最上段の横列(m=1)のエントリは、それぞれ、依然としてスロット境界でピーク20に対応する。しかし、これらのエントリは、送信された周波数f_txとサンプリング周波数f_rxの間の周波数差によって生じる、連続サーチnそれぞれにおけるタイミングドリフトδの影響を受けやすい。これは、受信機4から見て、ピーク20、すなわちスロット境界T_bがドリフトしているように見えるという影響がある。図4bは、サーチn=1...Nによって検出されたものにそれぞれ対応する、ピーク20₁...20_Nを概略的に示す(この場合も、図4bが必ずしも縮尺通りではないことに留意されたい)。サーチが一定の時間間隔で行われるとすると、ドリフトδはあるサーチから次のサーチまで一定である。したがって、図5aに示すように、t₂₁=t₁₁+δ、t₃₁=t₁₁+2δなどであり、この場合、一般式は、t_nl=t₁₁+(n-1)δであり、その横列の最終エントリは、t_N1=t₁₁+(N-1)δである。

Z[i]が多数のスロットにわたる累算の結果であるため、iは「ラップアラウンド」変数として考えることができる点に留意されたい。すなわち、ドリフトがi+(n-1)b>5119を満たすようであるならば(すなわち、スロット長がどれほどであろうと)、iは、事実上、i-5120になる。

次に、図4cと図5cを参照しながら、周波数誤差とノイズの両方が考慮される、より現実的な状況について論じる。ここでは、ノイズという用語を、ホワイトノイズ、すなわち熱ノイズにのみ限定することを意図していない。そうではなく、この説明の目的で、セル間干渉、セル内干渉、マルチパス干渉、及びその他のあらゆるタイプのひずみなどの、干渉も含み得る。図4cは、ノイズ21が加えられた、図4bの状況を示す。図示のノイズ21はきわめて図式化したもので、特定の形態を意図したものでは全くないことに留意されたい。ただし、いくつかのノイズピーク22を、スロット境界に対応するピーク20と同様の高さ順であるとして示してある。P-SCHの信号対雑音比は、典型的には非常に低いので、大きさという点でノイズをスロット境界ピーク20と比較できる。したがって、このノイズ21からピーク20を取り出すことは容易ではないことが理解できよう。

図5cに示すように、NxM表のエントリの多く、又はほとんどは、実際には、ノイズ22によるものであろうし、実際のスロット境界ピーク20₁...20_Nの表中での位置は、さらなる分析なしには明らかではないであろう。例として、図5cのスロット境界ピーク20₁...20_Nの位置は、t₁₂,t₂₃=t₁₂+δ、t₃₁=t₁₂+2δ、・・・、t_nm=t₁₂+(n-1)δ、・・・、t_Nm=t₁₂+(N-1)δである。これらのエントリは、表を横切る「一続き(run)」を形成するものと考えることができる。しかし、もちろん、δは最初はわかっていないので、エントリt₁₂、t₂₃、t₃₁などは、最初は、他の任意のノイズエントリと何ら異なって見えない。したがって、必要とされるエントリの位置、及び、一続きの経路はすぐに明らかにはならない。表中の不必要なエントリの間から一続きを明らかにするための方法が必要である。次に、そのような方法を説明する。

最初に、最大タイミングドリフトΔを指定する。これは、一続きをサーチする上での制約を与えるものである。Δの値は、送信機クロック6と受信機クロック8の間に生じ得る最大周波数差に依存する。携帯電話などの安価な消費者装置(少なくとも、基地局などの送信機と比べて比較的安価)の発振器に安価な水晶が使用されている場合には、この値は、通常、受信機クロック8における誤差に大きく依存する。Δの典型的な値は、チップの半分であってもよい。

次いで、本方法は、Δを使って一続きを探す。すなわち、セル境界ピーク20に対応する一続きのエントリを探す。したがって、あるエントリは、隣接サーチ(すなわち、一連のサーチにおいて時間的に隣接したサーチ)からのエントリのΔの範囲内にある場合にのみ、一続きに含まれる。そうではないと判定されるまで、表中の各エントリを候補とみなすことができる。最初の縦列の最初の候補(n=1、m=1)から開始して、2番目の縦列(n=2)のいずれか他の候補が、その最初の候補の最大時間ドリフトΔ内に含まれるタイミングオフセットを有するかどうかが判定される。すなわち、t₂₁≦t₁₁+Δかどうか、t₂₂≦t₁₁+Δかどうか、t₂₃≦t₁₁+Δかどうかというように、t_2M≦t₁₁+Δかどうかという判定までが行われる。

次いで、最初の縦列の次の候補(n=1、m=2)に移動し、2番目の縦列(n=2)のいずれか他の候補が、次の候補の最大時間ドリフトΔ内に含まれるタイミングオフセットを有するかどうかが判定される。すなわち、t₂₁≦t₁₂+Δかどうか、t₂₂≦t₁₂+Δかどうか、t₂₃≦t₁₂+Δかどうかというように、t_2M≦t₁₂+Δかどうかという判定までが行われる。これが最初の縦列(n=1)のM個の候補それぞれについて続けられる。したがって、最初の縦列の各値mについて、2番目の縦列のいずれかの候補が、m番目の候補の最大時間ドリフトΔ内に含まれるタイミングオフセットを有するかどうかが判定される。すなわち、t₂₁≦t_1m+Δかどうか、t₂₂≦t_1m+Δかどうか、t₂₃≦t_1m+Δかどうかというように、t_2M≦t_1m+Δかどうかという判定までが行われる。ここでは、肯定的な判定を「ヒット」と呼ぶ場合がある。

図5cの例では、n=1、m=1における候補は、実際には必要のないノイズエントリである。したがって、2番目の縦列の候補はどれも、そのエントリの最大時間ドリフトΔの範囲内に入る。しかし、m=2、n=1におけるエントリは、真のスロット境界の結果であり、したがって、2番目の縦列の候補の1つがそのエントリのΔの範囲に入る。この例では、それは、n=2、及びm=3における候補である。

しかし、ノイズエントリは実にどのタイミングでも現れ得るので、2つだけの隣接する縦列を比較するならば、上述のテストは複数の「ヒット」を検出する可能性が常にあるということに留意されたい。なぜならば、2番目の縦列の不必要なノイズエントリが、最初の縦列のエントリの1つのΔ内にタイミングオフセットを偶然有するということが起こり得るからである。この点が、個々のヒットではなく、表を横切る一続きを探すことが重要な理由である。

したがって、本方法は、以下のように続く。2番目の縦列の最初の候補(n=2、m=1)について、3番目の縦列(n=3)のいずれか他の候補が、その候補の最大時間ドリフトΔ内に含まれるタイミングオフセットを有するかどうかが判定される。すなわち、t₃₁≦t₂₁+Δかどうか、t₃₂≦t₂₁+Δかどうか、t₃₃≦t₂₁+Δかどうかというように、t_3M≦t₂₁+Δかどうかという判定までが行われる。次いで、3番目の縦列のいずれかの候補が2番目の縦列の2番目の候補のΔ内に入るかどうかが判定される。すなわち、t₃₁≦t₂₂+Δかどうか、t₃₂≦t₂₂+Δかどうか、t₃₃≦t₂₂+Δかどうかというように、t_3M≦t₂₂+Δかどうかという判定までが行われる。これが2番目の縦列のM個の候補のそれぞれについて続けられる。したがって、2番目の縦列のm番目の候補について、3番目の縦列のいずれかの候補が、その候補のΔ内に含まれるかどうかが判定される。すなわち、t₃₁≦t_2m+Δかどうか、t₃₂≦t_2m+Δかどうか、t₃₃≦t_2m+Δかどうかというように、t_3M≦t_2m+Δかどうかという判定までが行われる。図5cの例では、このようにして、次のヒットがn=3、m=1にあるとわかる。

したがって、1番目と2番目の縦列の比較で検出された偽のヒットはどれも、まずは除外することができる。1つの横列において2つの偽のヒットが検出される可能性はきわめて低いからである。表の幅全体にわたって一続きのヒットを好ましく作り上げるために、3番目と4番目の縦列、4番目と5番目の縦列というように、(N-1)番目の縦列とN番目の縦列についてまで比較を続けることによって、さらにその可能性を減じることができる。しかし、一続きは途切れも含み得ること、1つ以上の途切れを含む一続きでも使用できることに留意されたい。この場合、最後の良好な候補からΔの倍数を考慮する。

一般化した判定を、次のように表現できる。すなわち、(n-1)番目の縦列のm番目の候補について、n番目の縦列のいずれかの候補のタイミングオフセットt_nmが、その(n-1)番目の縦列のm番目の候補のタイミングオフセットt_(n-l)mの最大タイミングオフセットΔ内に入るかどうかを判定する。

この一続きについての分析が、好ましくは、+veと-veの周波数オフセットをチェックするために+Δと-Δの両方向(左から右へ、右から左へ)で行われることに留意されたい。

いったんNのエントリの一続きがこのようにして発見されると、その一続き中の最初と最後のエントリのタイミングオフセットの間の比較を使って、タイミングドリフトδを推定することができる。すなわち、δ=(t_N-t₁)/(N-1)であり、この式で、t_Nは一続き中のN番目のエントリのタイミングオフセットであり、t₁は一続き中の1番目のエントリのタイミングオフセットである。1番目とN番目のエントリを使うことによって、最良の推定が得られる。なぜならば、それらによって最大タイミングドリフト(N-1)δが得られ、したがって、推定における誤差が最も少ないからである。例えば、ベストフィット分析によるなど、その他のオプションが可能な場合もある。

タイミングドリフトδが求められると、周波数オフセットf₀を求めるのも容易である。

これに代わる推定は以下の通りである。表中の一続き(run)から検出されたコヒーレント項が一緒に追加される。すなわち、一続きからのZ[i]結果の実数部分(Re)が総計され、一続きからのZ[i]結果の虚数部分(Im)が総計される。次いで、この実数の総計と虚数の総計を使って、アークタンジェント(Im/Re)（arctan(Im/Re)）により位相オフセットを生成することができる。アークタンジェント(Im/Re)に適切なスカラー量を掛けると、周波数オフセットが得られる。
すなわち、

前者の正確さは、サーチ間の時間及びサーチ数によって決定するため、この後者の推定が好ましい。サーチ間の時間がより長いこと、及び/又はサーチ回数がより多いことによって正確さは改善されるが、不利な点は、長くかかることである。

後者の推定にはさらなる利点もある。なぜならば、コヒーレント合計の大きさを閾値と比較して、偽のアラームの可能性を減じることができるからである。すなわち、次の場合に、一続きは偽アラームとして検出される。

実施形態では、前者の推定を使って、後者の結果をチェックすることができる。両方を一緒に使うことによって、この分野における非常に堅固な技術が提供される。例えば、何らかの所定の許容誤差の範囲で2つの推定が一致するならば、本方法が隣接ラスタに固定されないことを証明できる。キャリア周波数が、有効信号から1ラスタ(200kHz)オフセット離れているならば、アルゴリズムは依然として検出を示すが、周波数は、位相ベクトルが単位円を何回か回るために、誤ったものになるであろう。

次いで、電圧の変化を電圧制御クロックの水晶に適用して、当業者によく知られているような周波数の変化を与えることによって、この周波数オフセットの推定を自動周波数制御(AFC)動作で使って周波数差を補正することができる。

本方法は、受信機のメモリに記憶され受信機のプロセッサ上で実行されるコードの一部を含む、周波数オフセット推定機能(図示せず)を用いて、受信機4によってソフトウェアで実装することが好ましい。

完全を期すために、受信機4によって実装された周波数オフセット推定機能が、実際に、見た目で表という言葉が表すものを生成する可能性は低いことに、もちろん留意されたい。そうではなく、わかりやすく言えば、その機能は、表と考えることができる組織化された配列を使用する。

上述の実施形態を例として説明したにすぎないことを理解されよう。当業者には、その他の使用法、変形形態が明らかであるかもしれない。本発明の範囲は、上述の実施形態に限定されるものではなく、以下の特許請求の範囲によってのみ限定されるものである。

1 無線通信システム
2 送信機
4 受信機
6 送信機クロック
8 受信機クロック
10 一次共通物理制御チャネル(P-CCPCH)、受信信号
11 タイムスロット
12 一次同期チャネル(P-SCH)、一次同期コード、P-SCHコード
14 整合フィルタ
16 アキュムレータ
18 大きさブロック
20 スパイク、ピーク
21 ノイズ
22 ノイズピーク、ノイズ

Claims

周波数オフセットを推定する方法であって、
第1の周波数にタイミングを合わせた無線信号を受信するステップと、
第2の周波数にタイミングを合わせたローカル信号を生成するステップと、
複数の同期サーチを実施するステップであって、各サーチが、前記無線信号の、前記ローカル信号に対する異なるタイミングオフセットで、前記無線信号と前記ローカル信号の間の相関を表す1組の相関結果を得ることを含むステップと、
一連の結果を見つけるステップであって、複数の前記同期サーチのそれぞれから1つの結果が見つけられ、前記一連の結果に関して、前記一連の結果のうち、隣接サーチからの結果の間でのタイミングオフセットの差が指定最大値内にあるステップと、
前記一連の結果から前記第1及び第2の周波数の間の周波数オフセットを求めるステップとを含む方法。
各同期サーチごとに、対応する受信信号エネルギーの順で、前記相関結果のそれぞれを配列するステップを含む、請求項1に記載の方法。
前記一連の結果を見つける前記ステップは、各同期サーチから、最大の受信信号エネルギーを有する、前記相関結果の上位部分のみを使って実施される、請求項2に記載の方法。
前記推定を使って、前記周波数オフセットを補正するステップを含む、請求項1から3のいずれか一項に記載の方法。
前記周波数オフセットを求める前記ステップは、前記一連の結果のうち、異なるサーチからの前記相関結果の少なくとも2つの間のタイミングオフセットの差から、前記周波数オフセットを求めるステップを含む、請求項1から4のいずれか一項に記載の方法。
前記周波数オフセットを求める前記ステップは、前記一連の結果のうち、前記相関結果の実数部分の総計及び虚数部分の総計から位相を求めるステップを含む、請求項1から5のいずれか一項に記載の方法。
前記周波数オフセットを求める前記ステップは、前記一連の結果のうち、前記相関結果の実数部分の総計及び虚数部分の総計の大きさが所定の閾値より上であることを条件とする、請求項1から6のいずれか一項に記載の方法。
前記無線信号を受信する前記ステップは、同期コードが同報通信される同期チャネルを受信するステップを含み、前記ローカル信号を生成する前記ステップは、前記同期コードのローカルバージョンを生成するステップを含む、請求項1から7のいずれか一項に記載の方法。
前記同期チャネルは、W-CDMAセルラ通信システムの一次同期チャネルである、請求項8に記載の方法。
第1の周波数にタイミングを合わせた無線信号を受信するよう構成された受信手段と、
第2の周波数にタイミングを合わせたローカル信号を生成するよう構成された生成手段と、
複数の同期サーチを実施するよう構成された相関手段であって、各サーチが、前記無線信号の、前記ローカル信号に対する異なるタイミングオフセットで、前記無線信号と前記ローカル信号の間の相関を表す1組の相関結果を得ることを含む相関手段と、
一連の結果を見つけるよう構成された周波数オフセット推定手段であって、複数の前記同期サーチのそれぞれから1つの結果が見つけられ、前記一連の結果に関して、前記一連の結果のうち、隣接サーチからの結果の間でのタイミングオフセットの差が指定最大値内にあり、また、前記一連の結果から、前記第1及び第2の周波数の間の周波数オフセットを推定するよう構成された周波数オフセット推定手段とを含む無線受信機。
前記周波数オフセット推定手段は、各同期サーチごとに、対応する受信信号エネルギーの順で、前記相関結果のそれぞれを配列するよう構成される、請求項10に記載の受信機。
前記周波数オフセット推定手段は、各同期サーチから、最大の受信信号エネルギーを有する、前記相関結果の上位部分のみを使って、前記一連の結果を見つけるよう構成される、請求項11に記載の受信機。
前記周波数オフセット推定手段は、前記一連の結果のうち、異なるサーチからの前記相関結果の少なくとも2つの間のタイミングオフセットの差から、前記周波数オフセットを求めるよう構成される、請求項10から12のいずれか一項に記載の受信機。
前記周波数オフセット推定手段は、前記一連の結果のうち、前記相関結果の実数部分の総計及び虚数部分の総計から求められた位相から、前記周波数オフセットを求めるよう構成される、請求項10から13のいずれか一項に記載の受信機。
前記周波数オフセット推定手段は、前記一連の結果のうち、前記相関結果の実数部分の総計及び虚数部分の総計の大きさが所定の閾値より上であることを条件に前記周波数オフセットを求めるよう構成される、請求項10から14のいずれか一項に記載の受信機。
前記推定を使って、前記周波数オフセットを補正する自動周波数補正手段を含む、請求項10から15のいずれか一項に記載の受信機。
前記受信手段は、同期コードが同報通信される、前記無線信号中の同期チャネルを受信するよう構成され、前記ローカル信号は、前記同期コードのローカルバージョンを含む、請求項10から16のいずれか一項に記載の受信機。
前記同期チャネルは、W-CDMAセルラ通信システムの一次同期チャネルである、請求項17に記載の受信機。
受信された、第1の周波数にタイミングを合わせた無線信号と、生成された、第2の周波数にタイミングを合わせたローカル信号の間の周波数オフセットを推定するためのコンピュータプログラム製品であって、プログラムはコードを含み、前記コードは、プロセッサによって実行されると、
複数の同期サーチを実施するステップであって、各サーチが、前記無線信号の、前記ローカル信号に対する異なるタイミングオフセットで、前記無線信号と前記ローカル信号の間の相関を表す1組の相関結果を得ることを含むステップと、
一連の結果を見つけるステップであって、複数の前記同期サーチのそれぞれから1つの結果が見つけられ、前記一連の結果に関して、前記一連の結果のうち、隣接サーチからの結果の間でのタイミングオフセットの差が指定最大値内にあるステップと、
前記一連の結果から前記周波数オフセットを求めるステップとを実行するよう構成された、コンピュータプログラム製品。
第1の周波数にタイミングを合わせた無線信号を送信するよう構成された基地局と、モバイル端末とを含む無線セルラ通信システムであって、前記モバイル端末は、
前記無線信号を受信するよう構成された受信手段と、
第2の周波数にタイミングを合わせたローカル信号を生成するよう構成された生成手段と、
複数の同期サーチを実施するよう構成された相関手段であって、各サーチが、前記無線信号の、前記ローカル信号に対する異なるタイミングオフセットで、前記無線信号と前記ローカル信号の間の相関を表す1組の相関結果を得ることを含む相関手段と、
一連の結果を見つけるよう構成された周波数オフセット推定手段であって、複数の前記同期サーチのそれぞれから1つの結果が見つけられ、前記一連の結果に関して、前記一連の結果のうち、隣接サーチからの結果の間でのタイミングオフセットの差が指定最大値内にあり、また、前記一連の結果から、前記第1及び第2の周波数の間の周波数オフセットを推定するよう構成された周波数オフセット推定手段とを含む、無線セルラ通信システム。