JP2011211886A - Dc power supply, power converter - Google Patents

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To suppress a switching loss of a semiconductor switch, to simplify a semiconductor cooling mechanism, and to increase an upper limit value of permissible switching frequency in a DC power supply.SOLUTION: The DC power supply 1 and a primary winding of a transformer 2 are connected through the semiconductor switch. A secondary winding of the transformer and a smoothing filter consisting of a reactor Lo and a capacitor Co are connected through a rectifying diode bridge D5-D8. A resonance circuit constituted of a capacitor to be charged by resonance with a leakage inductance of the transformer, or an inductor connected to the secondary winding in series, when one side of the secondary winding of the transformer is positive polarity in a circuit for generating a DC power supply, and a parallel circuit of a semiconductor switch and a diode connected to the capacitor in series, is arranged in the secondary side of the transformer. In the DC power supply, when the another side of the secondary winding of the transformer becomes positive polarity, the capacitor can be discharged.

Description

本発明は直流電力を出力する直流電源装置に関する。   The present invention relates to a DC power supply device that outputs DC power.

不安定な直流電源電圧を安定な直流電圧に調節する、もしくは直流電源から絶縁した直流電圧を取り出すのにＤＣ／ＤＣコンバータが用いられる。このＤＣ／ＤＣコンバータは直流電源に接続された半導体スイッチをスイッチングさせ電力変換を行っている。このスイッチング動作において電流・電圧の積で決まる電力損失が発生する。以下、これをスイッチング損失と言う。スイッチング損失は変圧器の一次巻線側の半導体スイッチＱ１〜Ｑ４がオン・オフのスイッチングを行う毎に発生するため、高周波でスイッチングすると半導体スイッチでの発熱が大きくなる。そのため大きな冷却装置が必要となり、直流電源装置が大きくなる。また、冷却装置の小型化のためスイッチング周波数を下げると平滑化フィルタを大きくする必要がある、かつ制御性能が劣化する。   A DC / DC converter is used to adjust an unstable DC power supply voltage to a stable DC voltage, or to extract an insulated DC voltage from the DC power supply. This DC / DC converter performs power conversion by switching a semiconductor switch connected to a DC power source. In this switching operation, power loss determined by the product of current and voltage occurs. Hereinafter, this is referred to as switching loss. Since the switching loss occurs every time the semiconductor switches Q1 to Q4 on the primary winding side of the transformer perform on / off switching, heat generation at the semiconductor switch increases when switching is performed at a high frequency. Therefore, a large cooling device is required, and the DC power supply device becomes large. In addition, if the switching frequency is lowered to reduce the size of the cooling device, it is necessary to increase the smoothing filter, and the control performance deteriorates.

従来技術の特許文献１や特許文献２には、このスイッチング損失を低減し、スイッチング周波数を高くすることによって直流電源装置の小型・軽量化を達成することを目的とし、図３に示す半導体スイッチＱ７とそれに逆並列接続されたダイオードＤ１１とそれに直列接続された共振コンデンサＣｃ３で構成された共振回路６を変圧器２の二次巻線に接続された整流ダイオードの直流出力部と平滑化フィルタ５の間に並列接続された回路構成を提案している。   Patent Documents 1 and 2 of the prior art aim to reduce the switching loss and increase the switching frequency to achieve a reduction in size and weight of the DC power supply device, and the semiconductor switch Q7 shown in FIG. And a resonance circuit 6 composed of a diode D11 connected in reverse parallel thereto and a resonance capacitor Cc3 connected in series to the DC output section of the rectifier diode connected to the secondary winding of the transformer 2 and the smoothing filter 5 It proposes a circuit configuration connected in parallel between them.

動作原理を図４に示す。ｍｏｄｅ１において、半導体スイッチＱ１，Ｑ４がオン状態で変圧器２を介し負荷に電力を供給しているとき、半導体スイッチＱ７をオンすると、変圧器２の漏れインダクタンスもしくは該変圧器２の二次巻線と直列接続されたインダクタと共振コンデンサＣｃ３とで共振し、ｍｏｄｅ２に示す経路で共振電流９が流れる。この共振電流９によって共振コンデンサＣｃ３が変圧器２の二次巻線電圧の約２倍まで充電される。これにより整流ダイオードが逆バイアスされ、二次巻線に電流が流れなくなる。ｍｏｄｅ３に示すように共振コンデンサＣｃ３に充電された電荷は、負荷電流が『リアクタＬｏ→負荷→ダイオードＤ１１→共振コンデンサＣｃ３』の経路を通り放電される。共振コンデンサＣｃ３の電位が二次巻線電圧より大きな期間、二次巻線に電流が流れず、二次巻線が開放されたと等価な状態になる。よって変圧器２の一次側には励磁電流のみしか流れず、半導体スイッチＱ１，Ｑ４は小さな電流でのターンオフとなり損失を低減することが可能となる。半導体スイッチＱ７においては、共振コンデンサＣｃ３を放電している間、ダイオードＤ１１を電流が流れており、ゼロ電流ターンオフが可能となる。   The operating principle is shown in FIG. In mode 1, when the semiconductor switches Q 1 and Q 4 are on and supplying power to the load via the transformer 2, if the semiconductor switch Q 7 is turned on, the leakage inductance of the transformer 2 or the secondary winding of the transformer 2 And the resonant capacitor Cc3 resonate, and a resonance current 9 flows through a path indicated by mode2. This resonance current 9 charges the resonance capacitor Cc3 to about twice the secondary winding voltage of the transformer 2. As a result, the rectifier diode is reverse-biased and no current flows through the secondary winding. As indicated by mode 3, the charge charged in the resonance capacitor Cc 3 is discharged through a path of “reactor Lo → load → diode D 11 → resonance capacitor Cc 3”. During a period when the potential of the resonant capacitor Cc3 is larger than the secondary winding voltage, no current flows through the secondary winding, and an equivalent state is obtained when the secondary winding is opened. Therefore, only the exciting current flows on the primary side of the transformer 2, and the semiconductor switches Q1 and Q4 are turned off with a small current, and the loss can be reduced. In the semiconductor switch Q7, a current flows through the diode D11 while discharging the resonant capacitor Cc3, and zero current turn-off is possible.

次に、ｍｏｄｅ５において、半導体スイッチＱ２，Ｑ３がオン状態で変圧器２を介し負荷に電力を供給しているとき、半導体スイッチＱ７をオンすると、変圧器２の漏れインダクタンスもしくは該変圧器の二次巻線と直列接続されたインダクタと共振コンデンサＣｃ３とで共振し、ｍｏｄｅ６に示す経路で共振電流１０が流れる。この共振電流１０によって共振コンデンサＣｃ３が変圧器２の二次巻線電圧の約２倍まで充電される。これにより整流ダイオードが逆バイアスされ、二次巻線に電流が流れなくなる。共振コンデンサＣｃ３に充電された電荷は、負荷電流が『リアクタＬｏ→負荷→ダイオードＤ１１→共振コンデンサＣｃ３』のｍｏｄｅ７に示す経路を通り放電される。共振コンデンサＣｃ３の電位が二次巻線電圧より大きな期間、電流が流れず、二次巻線が開放されたと等価な状態になる。よって変圧器２の一次側には励磁電流のみしか流れず、半導体スイッチＱ２，Ｑ３は小さな電流でのターンオフとなり損失を低減することが可能となる。その後、半導体スイッチＱ７においてはｍｏｄｅ７に示す様に、共振コンデンサＣｃ３を放電している間、ダイオードＤ１１を電流が流れており、ゼロ電流ターンオフが可能となる。このように従来技術では、半導体スイッチＱ１・Ｑ４の組、Ｑ２・Ｑ３の組をスイッチングする際に、両組とも共振回路６を動作させソフトスイッチングを実現している。   Next, in mode 5, when the semiconductor switches Q2 and Q3 are on and supplying power to the load via the transformer 2, when the semiconductor switch Q7 is turned on, the leakage inductance of the transformer 2 or the secondary of the transformer Resonance is caused by the inductor connected in series with the winding and the resonance capacitor Cc3, and the resonance current 10 flows through a path indicated by mode6. This resonant current 10 charges the resonant capacitor Cc3 to about twice the secondary winding voltage of the transformer 2. As a result, the rectifier diode is reverse-biased and no current flows through the secondary winding. The electric charge charged in the resonance capacitor Cc3 is discharged through a path indicated by mode 7 of “reactor Lo → load → diode D11 → resonance capacitor Cc3”. During the period when the potential of the resonant capacitor Cc3 is larger than the secondary winding voltage, no current flows, and the state is equivalent to when the secondary winding is opened. Therefore, only the exciting current flows on the primary side of the transformer 2, and the semiconductor switches Q2 and Q3 are turned off with a small current, and the loss can be reduced. Thereafter, in the semiconductor switch Q7, as indicated by mode 7, while the resonant capacitor Cc3 is being discharged, current flows through the diode D11, and zero current turn-off becomes possible. As described above, in the prior art, when switching the pair of semiconductor switches Q1 and Q4 and the pair of Q2 and Q3, both sets operate the resonance circuit 6 to realize soft switching.

特開平４−３６８４６４号公報JP-A-4-368464 ＵＳＰ５８８６８８４USP 5888684

従来技術では図３において、共振回路６を動作した際に共振コンデンサＣｃ３に溜まった電荷を図４におけるｍｏｄｅ３，ｍｏｄｅ７に示すように負荷電流によって放電する。そのため軽負荷時において負荷電流が小さくなった際、共振コンデンサＣｃ３の放電に要する時間が長くなる。よって仮に図４のｍｏｄｅ３において負荷電流が小さく共振コンデンサＣｃ３の放電に掛かる時間が長くなりｍｏｄｅ６において電荷の放電を終えていない場合、ｍｏｄｅ６でＱ７をターンオンする際に共振回路６が所望の動作をせず、整流ダイオードが逆バイアスされない可能性がある。これによりｍｏｄｅ７において半導体スイッチＱ２，Ｑ３に流れる電流を低減することができず、ソフトターンオフが不可能となる。そのため、図３に示す従来技術では、共振コンデンサＣｃ３の放電を待った後に次の半導体スイッチ組を動作させる必要がある。よって従来技術では一次側半導体スイッチをソフトスイッチングすることが可能となる条件が負荷条件によって決定される、もしくは全ての負荷条件においてソフトスイッチング可能とするために駆動周波数を低くし、共振コンデンサＣｃ３の放電時間を十分に確保する必要がある。   In the prior art, in FIG. 3, when the resonance circuit 6 is operated, the electric charge accumulated in the resonance capacitor Cc3 is discharged by a load current as indicated by mode 3 and mode 7 in FIG. Therefore, when the load current becomes small at light load, the time required for discharging the resonant capacitor Cc3 becomes long. Therefore, if the load current is small in mode 3 of FIG. 4 and the time taken to discharge the resonant capacitor Cc3 is long and the discharge of charge is not completed in mode 6, the resonant circuit 6 causes the desired operation when turning on Q7 in mode 6. The rectifier diode may not be reverse biased. As a result, the current flowing through the semiconductor switches Q2 and Q3 in mode 7 cannot be reduced, and soft turn-off becomes impossible. Therefore, in the prior art shown in FIG. 3, it is necessary to operate the next semiconductor switch set after waiting for the resonance capacitor Cc3 to discharge. Therefore, in the prior art, the condition that enables soft switching of the primary-side semiconductor switch is determined by the load condition, or in order to enable soft switching under all load conditions, the drive frequency is lowered and the resonance capacitor Cc3 is discharged. It is necessary to secure enough time.

本発明は上記の欠点を改善するために提案されたもので、その目的は、インバータ回路を構成する半導体スイッチＱ１〜Ｑ４のスイッチング損失を抑制し、半導体冷却系の簡素化を可能とし、負荷条件によって生じる許容可能なスイッチング周波数の上限を高くすることにある。   The present invention has been proposed in order to improve the above-mentioned drawbacks, and the object thereof is to suppress the switching loss of the semiconductor switches Q1 to Q4 constituting the inverter circuit, to enable the simplification of the semiconductor cooling system, and to satisfy the load condition. Is to increase the upper limit of the allowable switching frequency caused by.

上記の目的を達成するため、本発明は、直流電源と変圧器の一次巻線とを半導体スイッチを介して接続し、変圧器の二次巻線とリアクタとコンデンサからなる平滑化フィルタとを整流ダイオードブリッジで接続し、直流電源を生成する回路において変圧器二次巻線の一方が正極性のとき、変圧器の漏れインダクタンスまたは該二次巻線と直列接続されたインダクタとの共振により充電されるコンデンサと、該コンデンサに直列接続された半導体スイッチとダイオードとの並列回路によって構成される共振回路を変圧器二次側に持ち、変圧器二次巻線の他方が正極性となったとき前記コンデンサの放電が可能となることを特徴とした直流電源装置を発明の要旨とするものである。   In order to achieve the above object, the present invention connects a DC power supply and a primary winding of a transformer through a semiconductor switch, and rectifies a secondary winding of the transformer, a smoothing filter composed of a reactor and a capacitor. When one of the transformer secondary windings is positive in a circuit that is connected by a diode bridge and generates a DC power supply, it is charged by leakage inductance of the transformer or resonance with the inductor connected in series with the secondary winding. Having a resonant circuit constituted by a parallel circuit of a capacitor and a semiconductor switch and a diode connected in series to the capacitor on the transformer secondary side, and the other side of the transformer secondary winding is positive The gist of the present invention is a DC power supply device that is capable of discharging a capacitor.

本発明によって、電力変換装置のスイッチング周波数を上昇させることが可能となる。   By this invention, it becomes possible to raise the switching frequency of a power converter device.

本発明の直流電源装置、第１の実施例を示す。1 shows a first embodiment of a DC power supply device according to the present invention. 第１の実施例の動作を説明するための図である。It is a figure for demonstrating operation | movement of a 1st Example. 従来例を示す。A conventional example is shown. 従来例の動作を説明するための図である。It is a figure for demonstrating operation | movement of a prior art example. 本発明の直流電源装置、第２の実施例を示す。The DC power supply device of the present invention, a second embodiment is shown. 第２の実施例の動作を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the operation | movement of a 2nd Example. 本発明の直流電源装置、第３の実施例を示す。A DC power supply apparatus according to a third embodiment of the present invention will be described. 第３の実施例の動作を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the operation | movement of a 3rd Example. 従来技術における励磁電流検出方法を示す図である。It is a figure which shows the excitation current detection method in a prior art.

以下、図面を参照して本発明の実施例を説明する。   Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

本発明の実施例について説明する。図１は本発明の第１の実施例を示す。図において、１は直流電源、２は変圧器、３および４は共振回路、５は平滑化フィルタで、Ｑ１〜Ｑ４はインバータ回路を構成する半導体スイッチ、その各半導体スイッチにはダイオードＤ１〜Ｄ４が逆並列接続されている。変圧器２の二次巻線はダイオードＤ５〜Ｄ８で構成される整流ダイオードブリッジに接続され、平滑化フィルタで平滑化後、負荷に接続される。図においてダイオードＤ７には、半導体スイッチＱ５およびそれに逆並列接続されたダイオードＤ９と、それに直列接続された共振コンデンサＣｃ１によって構成された共振回路３が並列接続されている。ダイオードＤ８にも同様な回路素子で構成される共振回路４が並列接続されている。なお、半導体スイッチには、バイポーラトランジスタ，ＭＯＳ−ＦＥＴ，サイリスタ，ＧＴＯ，ＩＧＢＴ等が考えられるが、ここではＩＧＢＴを使って説明する。   Examples of the present invention will be described. FIG. 1 shows a first embodiment of the present invention. In the figure, 1 is a DC power source, 2 is a transformer, 3 and 4 are resonance circuits, 5 is a smoothing filter, Q1 to Q4 are semiconductor switches constituting an inverter circuit, and each of the semiconductor switches has diodes D1 to D4. Connected in reverse parallel. The secondary winding of the transformer 2 is connected to a rectifier diode bridge composed of diodes D5 to D8, smoothed by a smoothing filter, and then connected to a load. In the figure, a diode D7 is connected in parallel to a semiconductor circuit Q5, a diode D9 connected in antiparallel thereto, and a resonance circuit 3 constituted by a resonance capacitor Cc1 connected in series thereto. A resonant circuit 4 composed of similar circuit elements is also connected in parallel to the diode D8. In addition, although a bipolar transistor, MOS-FET, thyristor, GTO, IGBT etc. can be considered as a semiconductor switch, it demonstrates using IGBT here.

図２は図１の実施例を説明するための動作原理を示したものである。ｍｏｄｅ１において、半導体スイッチＱ１，Ｑ４がオン状態で変圧器２を介し負荷に電力を供給しているとき、半導体スイッチＱ５をオンすると、変圧器２の漏れインダクタンスもしくは該変圧器巻線と直列接続されたインダクタと共振コンデンサＣｃ１で共振し、ｍｏｄｅ２に示す経路で共振電流７が流れる。この共振電流７によって共振コンデンサＣｃ１が変圧器２の二次巻線電圧の約２倍まで充電される。これにより整流ダイオードが逆バイアスされ、二次巻線に電流が流れなくなる。共振コンデンサＣｃ１に充電された電荷は、負荷電流が『リアクタＬｏ→負荷→ダイオードＤ９→共振コンデンサＣｃ１』の経路を通り放電される（ｍｏｄｅ３）。共振コンデンサＣｃ１の電位が二次巻線電圧より大きな期間、二次巻線には電流が流れず、二次巻線が開放されたと等価な状態になる。よって変圧器２の一次側には励磁電流のみしか流れず、半導体スイッチＱ１，Ｑ４は小さな電流でのターンオフとなり損失を低減することが可能となる。半導体スイッチＱ５においては、共振コンデンサＣｃ１を放電している間、ダイオードＤ９を電流が流れており、ゼロ電流スイッチングが可能となる。   FIG. 2 shows an operation principle for explaining the embodiment of FIG. In mode 1, when the semiconductor switches Q1 and Q4 are in the on state and supplying power to the load via the transformer 2, when the semiconductor switch Q5 is turned on, the leakage inductance of the transformer 2 or the transformer winding is connected in series. The inductor and the resonance capacitor Cc1 resonate, and the resonance current 7 flows through the path indicated by mode2. This resonance current 7 charges the resonance capacitor Cc1 to about twice the secondary winding voltage of the transformer 2. As a result, the rectifier diode is reverse-biased and no current flows through the secondary winding. The charge charged in the resonance capacitor Cc1 is discharged through the path of “reactor Lo → load → diode D9 → resonance capacitor Cc1” (mode 3). During a period when the potential of the resonant capacitor Cc1 is larger than the secondary winding voltage, no current flows through the secondary winding, and the state becomes equivalent to the secondary winding being opened. Therefore, only the exciting current flows on the primary side of the transformer 2, and the semiconductor switches Q1 and Q4 are turned off with a small current, and the loss can be reduced. In the semiconductor switch Q5, a current flows through the diode D9 while the resonant capacitor Cc1 is discharged, and zero current switching is possible.

次に、ｍｏｄｅ５において、半導体スイッチＱ２，Ｑ３がオン状態で変圧器２を介し負荷に電力を供給しているとき、半導体スイッチＱ６をオンすると、変圧器２の漏れインダクタンスもしくは該変圧器巻線と直列接続されたインダクタと共振コンデンサＣｃ２で共振し、ｍｏｄｅ６に示す経路で共振電流８が流れる。この共振電流８によって共振コンデンサＣｃ２が変圧器２の二次巻線電圧の約２倍まで充電される。これにより整流ダイオードが逆バイアスされ、二次巻線には電流が流れなくなる。共振コンデンサＣｃ２に充電された電荷は、負荷電流が『リアクタＬｏ→負荷→ダイオードＤ１０→共振コンデンサＣｃ２』の経路を通り放電される（ｍｏｄｅ７）。共振コンデンサＣｃ２の電位が二次巻線電圧より大きな期間、二次巻線には電流が流れず、二次巻線が開放されたと等価な状態になる。よって変圧器２の一次側には励磁電流のみしか流れず、半導体スイッチＱ２，Ｑ３は小さな電流でのターンオフとなり損失を低減することが可能となる。半導体スイッチＱ６においては、共振コンデンサＣｃ２を放電している間、ダイオードＤ１０を電流が流れており、ゼロ電流スイッチングが可能となる。   Next, in mode 5, when the semiconductor switches Q2 and Q3 are in the ON state and power is being supplied to the load via the transformer 2, when the semiconductor switch Q6 is turned on, the leakage inductance of the transformer 2 or the transformer winding Resonance occurs between the inductor connected in series and the resonance capacitor Cc2, and the resonance current 8 flows through the path indicated by mode6. This resonant current 8 charges the resonant capacitor Cc2 to about twice the secondary winding voltage of the transformer 2. As a result, the rectifier diode is reverse-biased and no current flows through the secondary winding. The electric charge charged in the resonance capacitor Cc2 is discharged through a path of “reactor Lo → load → diode D10 → resonance capacitor Cc2” (mode 7). During a period when the potential of the resonant capacitor Cc2 is higher than the secondary winding voltage, no current flows through the secondary winding, and the state becomes equivalent to the secondary winding being opened. Therefore, only the exciting current flows on the primary side of the transformer 2, and the semiconductor switches Q2 and Q3 are turned off with a small current, and the loss can be reduced. In the semiconductor switch Q6, a current flows through the diode D10 while the resonant capacitor Cc2 is discharged, and zero current switching is possible.

このように、半導体スイッチＱ１・Ｑ４の組、Ｑ２・Ｑ３の組で直流電源１から電力を負荷へ供給するにあたり、Ｑ１・Ｑ４の組には共振回路３を、Ｑ２・Ｑ３の組には共振回路４を用いてソフトスイッチングを実現する。共振回路３を動作させた際に共振コンデンサＣｃ１に充電された電荷は、共振回路４を動作させている間、上述の負荷電流経路『リアクタＬｏ→負荷→ダイオードＤ９→共振コンデンサＣｃ１』で放電可能となり、共振回路４を動作させた際に共振コンデンサＣｃ２に充電された電荷は、共振回路３を動作させている間、上述の負荷電流回路『リアクタＬｏ→負荷→ダイオードＤ１０→共振コンデンサＣｃ２』で放電可能となる。そのため従来技術で課題となった、図３における共振コンデンサＣｃ３の放電を待った後に次の半導体スイッチ組を動作させる必要があることによる駆動周波数の上限をなくすことが可能となる。言い換えると、同じ負荷条件において、スイッチング周波数を従来よりも高くすることにより直流電源装置の小型・軽量化が可能となるとともに、半導体スイッチのスイッチング損失を従来技術と同様レベルに抑えることが可能となる。ここで、従来技術では変圧器鉄心の偏磁状態を把握するため励磁電流を観測しており、励磁電流は変圧器一次巻線電流および変圧器二次巻線電流を電流センサにてそれぞれ検出し、演算することにより算出していた。このため変圧器一次側および二次側に電流センサが必要となる。図９に従来技術における励磁電流検出方法を示す。図９に於いて、変圧器一次巻線電流Ｉ1を一次側電流センサ１９にて、二次巻線電流Ｉ2を二次側電流センサ２０にて検出する。励磁電流Ｉexは変圧器の巻数比をＮ1：Ｎ2とすると、一次および二次電流を用いて次式で算出される。 As described above, when power is supplied from the DC power source 1 to the load by the pair of semiconductor switches Q1 and Q4 and the pair of Q2 and Q3, the resonance circuit 3 is provided for the combination of Q1 and Q4, and the resonance is provided for the combination of Q2 and Q3. Soft switching is realized using the circuit 4. The charge charged in the resonance capacitor Cc1 when the resonance circuit 3 is operated can be discharged through the load current path “reactor Lo → load → diode D9 → resonance capacitor Cc1” while the resonance circuit 4 is operated. Thus, the charge charged in the resonance capacitor Cc2 when the resonance circuit 4 is operated is the load current circuit “reactor Lo → load → diode D10 → resonance capacitor Cc2” while the resonance circuit 3 is operated. Discharge is possible. Therefore, it becomes possible to eliminate the upper limit of the driving frequency due to the necessity of operating the next semiconductor switch group after waiting for the discharge of the resonant capacitor Cc3 in FIG. In other words, by increasing the switching frequency under the same load condition, the DC power supply can be reduced in size and weight, and the switching loss of the semiconductor switch can be suppressed to the same level as in the prior art. . Here, in the prior art, the excitation current is observed in order to grasp the biased state of the transformer core, and the excitation current is detected by a current sensor for the transformer primary winding current and the transformer secondary winding current, respectively. It was calculated by calculating. For this reason, current sensors are required on the primary and secondary sides of the transformer. FIG. 9 shows an excitation current detection method in the prior art. In FIG. 9, the transformer primary winding current I 1 is detected by the primary side current sensor 19 and the secondary winding current I 2 is detected by the secondary side current sensor 20. The excitation current I ex is calculated by the following equation using the primary and secondary currents, where the transformer turns ratio is N 1 : N 2 .

Figure 2011211886
Figure 2011211886

本実施例では、ｍｏｄｅ３およびｍｏｄｅ７において、変圧器一次巻線に備えた一次側電流センサ１のみを用いて直接、励磁電流を検出することにより、変圧器鉄心の偏磁状態を把握することが可能であり、変圧器鉄心の偏磁を検出した場合、電圧印加時間を短くするなどして消磁し、ヒステリシス曲線が原点中心として描かれるようなＩＧＢＴのスイッチングパターンを生成することにより偏磁抑制制御が可能となる。つまり、本実施例に於いて、ｍｏｄｅ３およびｍｏｄｅ７では変圧器二次巻線が等価的に開放された状態となり、変圧器一次巻線に励磁電流のみが流れる。このとき、一次側電流センサの出力値は、   In the present embodiment, in mode 3 and mode 7, it is possible to grasp the state of magnetic demagnetization of the transformer core by directly detecting the excitation current using only the primary side current sensor 1 provided in the primary winding of the transformer. When the magnetism of the transformer core is detected, the magnetism is demagnetized, for example, by shortening the voltage application time, and the magnetism suppression control is performed by generating an IGBT switching pattern in which the hysteresis curve is drawn as the center of the origin. It becomes possible. That is, in this embodiment, in mode 3 and mode 7, the transformer secondary winding is equivalently opened, and only the exciting current flows in the transformer primary winding. At this time, the output value of the primary current sensor is

Figure 2011211886
Figure 2011211886

となり、変圧器一次巻線に備えた電流センサでこの励磁電流を検出することにより、変圧器鉄心の偏磁状態を把握し偏磁抑制制御を行うことが可能となる。よって本実施例では図９に於いて、二次側電流センサ２０を設置する必要はない。 Thus, by detecting this exciting current with a current sensor provided in the primary winding of the transformer, it is possible to grasp the demagnetization state of the transformer core and perform demagnetization suppression control. Therefore, in this embodiment, it is not necessary to install the secondary side current sensor 20 in FIG.

図５は本発明の第２の実施例を示す。図１の第１の実施例と同じ素子には同じ記号を用いている。図１の実施例と異なる点は、二次側に配置する共振回路の接続箇所である。ｍｏｄｅ１において、半導体スイッチＱ１，Ｑ４がオン状態で変圧器２を介し負荷に電力を供給しているとき、半導体スイッチＱ９をオンすると、変圧器２の漏れインダクタンスもしくは該変圧器二次巻線と直列接続されたインダクタと共振コンデンサＣｃ５で共振し、ｍｏｄｅ２に示す経路で共振電流１３が流れる。この共振電流１３によって共振コンデンサＣｃ５が変圧器２の二次巻線電圧の約２倍まで充電される。これにより整流ダイオードが逆バイアスされ、二次巻線には電流が流れなくなる。共振コンデンサＣｃ５に充電された電荷は、負荷電流が『リアクタＬｏ→負荷→ダイオードＤ１３→共振コンデンサＣｃ５』の経路を通り放電される（ｍｏｄｅ３）。共振コンデンサＣｃ５の電位が二次巻線電圧より大きな期間、二次巻線に電流が流れず、二次巻線が開放されたと等価な状態になる。よって変圧器２の一次側には励磁電流のみしか流れず、半導体スイッチＱ１，Ｑ４は小さな電流でのターンオフとなり損失を低減することが可能となる。半導体スイッチＱ９においては、共振コンデンサＣｃ５を放電している間、ダイオードＤ１３を電流が流れており、ゼロ電流スイッチングが可能となる。   FIG. 5 shows a second embodiment of the present invention. The same symbols are used for the same elements as in the first embodiment of FIG. The difference from the embodiment of FIG. 1 is the connection location of the resonance circuit arranged on the secondary side. In mode 1, when the semiconductor switches Q1 and Q4 are in the ON state and power is supplied to the load via the transformer 2, when the semiconductor switch Q9 is turned on, the leakage inductance of the transformer 2 or the transformer secondary winding is connected in series. The resonance is caused by the connected inductor and the resonance capacitor Cc5, and the resonance current 13 flows through the path indicated by mode2. This resonant current 13 charges the resonant capacitor Cc5 to about twice the secondary winding voltage of the transformer 2. As a result, the rectifier diode is reverse-biased and no current flows through the secondary winding. The charge charged in the resonance capacitor Cc5 is discharged through a path of “reactor Lo → load → diode D13 → resonance capacitor Cc5” (mode 3). During a period when the potential of the resonant capacitor Cc5 is larger than the secondary winding voltage, no current flows through the secondary winding, and an equivalent state is obtained when the secondary winding is opened. Therefore, only the exciting current flows on the primary side of the transformer 2, and the semiconductor switches Q1 and Q4 are turned off with a small current, and the loss can be reduced. In the semiconductor switch Q9, a current flows through the diode D13 while discharging the resonant capacitor Cc5, and zero current switching is possible.

次に、ｍｏｄｅ５において、半導体スイッチＱ２，Ｑ３がオン状態で変圧器２を介し負荷に電力を供給しているとき、半導体スイッチＱ８をオンすると、変圧器２の漏れインダクタンスもしくは該変圧器二次巻線と直列接続されたインダクタと共振コンデンサＣｃ４で共振し、ｍｏｄｅ６に示す経路で共振電流１４が流れる。この共振電流１４によって共振コンデンサＣｃ４が変圧器２の二次巻線電圧の約２倍まで充電される。これにより整流ダイオードが逆バイアスされ、二次巻線には電流が流れなくなる。共振コンデンサＣｃ４に充電された電荷は、負荷電流が『リアクタＬｏ→負荷→ダイオードＤ１２→共振コンデンサＣｃ４』の経路を通り放電される（ｍｏｄｅ７）。共振コンデンサＣｃ４の電位が二次巻線電圧より大きな期間、二次巻線に電流が流れず、二次巻線が開放されたと等価な状態になる。よって変圧器２の一次側には励磁電流のみしか流れず、半導体スイッチＱ２，Ｑ３は小さな電流でのターンオフとなり損失を低減することが可能となる。半導体スイッチＱ８においては、共振コンデンサＣｃ４を放電している間、ダイオードＤ１２を電流が流れており、ゼロ電流スイッチングが可能となる。   Next, in mode 5, when the semiconductor switches Q2 and Q3 are in the ON state and power is supplied to the load via the transformer 2, when the semiconductor switch Q8 is turned on, the leakage inductance of the transformer 2 or the secondary winding of the transformer Resonance is caused by the inductor connected in series with the line and the resonance capacitor Cc4, and the resonance current 14 flows through the path indicated by mode6. This resonant current 14 charges the resonant capacitor Cc4 to about twice the secondary winding voltage of the transformer 2. As a result, the rectifier diode is reverse-biased and no current flows through the secondary winding. The charge charged in the resonance capacitor Cc4 is discharged through the path of “reactor Lo → load → diode D12 → resonance capacitor Cc4” (mode 7). During a period when the potential of the resonant capacitor Cc4 is larger than the secondary winding voltage, no current flows through the secondary winding, and an equivalent state is obtained when the secondary winding is opened. Therefore, only the exciting current flows on the primary side of the transformer 2, and the semiconductor switches Q2 and Q3 are turned off with a small current, and the loss can be reduced. In the semiconductor switch Q8, a current flows through the diode D12 while the resonant capacitor Cc4 is discharged, and zero current switching is possible.

このように、半導体スイッチＱ１・Ｑ４の組、Ｑ２・Ｑ３の組で直流電源１から電力を負荷へ供給するにあたり、Ｑ１・Ｑ４の組には共振回路１２を、Ｑ２・Ｑ３の組には共振回路１１を用いてソフトスイッチングを実現する。共振回路１２を動作させた際に共振コンデンサＣｃ５に充電された電荷は、共振回路１１を動作させている間、上述の負荷電流経路『リアクタＬｏ→負荷→ダイオードＤ１３→共振コンデンサＣｃ５』で放電可能となり、共振回路１１を動作させた際に共振コンデンサＣｃ４に充電された電荷は、共振回路１２を動作させている間、上述の負荷電流経路『リアクタＬｏ→負荷→ダイオードＤ１２→共振コンデンサＣｃ４』で放電可能となる。そのため従来技術で課題となった、図３における共振コンデンサＣｃ３の放電を待った後に次の半導体スイッチ組を動作させる必要があることによる駆動周波数の上限をなくすことが可能となる。言い換えると、同じ負荷条件において、スイッチング周波数を従来よりも高くすることにより直流電源装置の小型・軽量化が可能となるとともに、半導体スイッチのスイッチング損失を従来技術と同様レベルに抑えることが可能となる。   As described above, when power is supplied from the DC power source 1 to the load by the pair of semiconductor switches Q1 and Q4 and the pair of Q2 and Q3, the resonance circuit 12 is provided for the combination of Q1 and Q4, and the resonance is provided for the combination of Q2 and Q3. Soft switching is realized using the circuit 11. The charge charged in the resonance capacitor Cc5 when the resonance circuit 12 is operated can be discharged through the load current path “reactor Lo → load → diode D13 → resonance capacitor Cc5” while the resonance circuit 11 is operated. Thus, when the resonance circuit 11 is operated, the charge charged in the resonance capacitor Cc4 is in the load current path “reactor Lo → load → diode D12 → resonance capacitor Cc4” while the resonance circuit 12 is operated. Discharge is possible. Therefore, it becomes possible to eliminate the upper limit of the driving frequency due to the necessity of operating the next semiconductor switch group after waiting for the discharge of the resonant capacitor Cc3 in FIG. In other words, by increasing the switching frequency under the same load condition, the DC power supply can be reduced in size and weight, and the switching loss of the semiconductor switch can be suppressed to the same level as in the prior art. .

ここで、本発明の他の実施形態として、共振回路１１をダイオードＤ５と並列接続し、共振回路１２をダイオードＤ７と並列接続する構成が考えられる。さらには、共振回路１１をダイオードＤ６と並列接続し、共振回路１２をダイオードＤ８と並列接続する構成も考えられる。これらの実施形態においても、電力変換装置のスイッチング周波数を上昇させるという効果を奏することが可能である。本実施例に於いても、第１の実施例と同様、ｍｏｄｅ３およびｍｏｄｅ７において、変圧器二次巻線が等価的に開放された状態となり、変圧器一次巻線に励磁電流のみが流れる時に、変圧器一次巻線に備えた電流センサでこの励磁電流を検出することにより、変圧器鉄心の偏磁状態を把握し偏磁抑制制御を行うことが可能となる。   Here, as another embodiment of the present invention, a configuration in which the resonant circuit 11 is connected in parallel with the diode D5 and the resonant circuit 12 is connected in parallel with the diode D7 is conceivable. Further, a configuration in which the resonance circuit 11 is connected in parallel with the diode D6 and the resonance circuit 12 is connected in parallel with the diode D8 is also conceivable. Also in these embodiments, it is possible to achieve an effect of increasing the switching frequency of the power conversion device. In this embodiment, as in the first embodiment, in mode 3 and mode 7, when the transformer secondary winding is equivalently opened, and only the excitation current flows in the transformer primary winding, By detecting this exciting current with a current sensor provided in the primary winding of the transformer, it is possible to grasp the biased state of the transformer core and to control bias suppression.

図７は本発明の第３の実施例を示す。図１および図５の実施例と同じ素子には同じ記号を用いている。図１の実施例と異なる点は、共振回路における半導体スイッチおよびダイオードの極性である。また図８に動作原理を示す。ｍｏｄｅ１において、半導体スイッチＱ１，Ｑ４がオン状態で変圧器２を介し負荷に電力を供給しているとき、変圧器２の二次巻線には負荷電流および変圧器２の漏れインダクタンスもしくは該変圧器巻線と直列接続されたインダクタと共振コンデンサＣｃ６で共振することによる共振電流１７が重畳して流れる。共振コンデンサＣｃ６が共振によって充電された後、共振電流１７が流れなくなり変圧器２の二次巻線には負荷電流のみが流れる（ｍｏｄｅ２）。ｍｏｄｅ３において半導体スイッチＱ１０を導通させることにより整流ダイオードが逆バイアスされ、変圧器２の二次巻線は開放されたと等価な状態になり、変圧器２の一次巻線には励磁電流のみしか流れず半導体スイッチＱ１，Ｑ４は小さな電流でのターンオフとなりスイッチング損失を低減することが可能となる。半導体スイッチＱ１０においては、共振コンデンサＣｃ６を放電し終えた後、ｍｏｄｅ４においてゼロ電流ターンオフが可能となる。   FIG. 7 shows a third embodiment of the present invention. The same symbols are used for the same elements as in the embodiment of FIGS. The difference from the embodiment of FIG. 1 is the polarity of the semiconductor switches and diodes in the resonant circuit. FIG. 8 shows the operation principle. In mode 1, when the semiconductor switches Q1 and Q4 are in the ON state and supplying power to the load via the transformer 2, the secondary winding of the transformer 2 includes the load current and the leakage inductance of the transformer 2 or the transformer. A resonance current 17 caused by resonance with the inductor connected in series with the winding and the resonance capacitor Cc6 flows in a superimposed manner. After the resonance capacitor Cc6 is charged by resonance, the resonance current 17 does not flow, and only the load current flows in the secondary winding of the transformer 2 (mode 2). By conducting the semiconductor switch Q10 in mode 3, the rectifier diode is reverse-biased, and the secondary winding of the transformer 2 becomes equivalent to being opened, and only the excitation current flows through the primary winding of the transformer 2. The semiconductor switches Q1 and Q4 are turned off with a small current, and the switching loss can be reduced. In the semiconductor switch Q10, after discharging the resonant capacitor Cc6, zero current turn-off is possible in mode4.

次に、ｍｏｄｅ５において、半導体スイッチＱ２，Ｑ３がオン状態で変圧器２を介し負荷に電力を供給しているとき、変圧器２の二次巻線には負荷電流および変圧器２の漏れインダクタンスもしくは該変圧器巻線と直列接続されたインダクタと共振コンデンサＣｃ７で共振することによる共振電流１８が重畳して流れる。共振コンデンサＣｃ７が共振によって充電された後、共振電流１８が流れなくなり変圧器２の二次巻線には負荷電流のみが流れる（ｍｏｄｅ６）。Ｍｏｄｅ７において半導体スイッチＱ１１を導通させることにより整流ダイオードが逆バイアスされ、変圧器２の二次巻線は開放されたと等価な状態になり、変圧器２の一次巻線には励磁電流のみしか流れず半導体スイッチＱ２，Ｑ３は小さな電流でのターンオフとなりスイッチング損失を低減することが可能となる。半導体スイッチＱ１１においては、共振コンデンサＣｃ７を放電し終えた後、ｍｏｄｅ８においてゼロ電流ターンオフが可能となる。   Next, in mode 5, when the semiconductor switches Q2 and Q3 are in the ON state and supply power to the load via the transformer 2, the secondary winding of the transformer 2 has a load current and a leakage inductance of the transformer 2 or A resonance current 18 caused by resonance with an inductor connected in series with the transformer winding and the resonance capacitor Cc7 flows in a superimposed manner. After the resonance capacitor Cc7 is charged by resonance, the resonance current 18 stops flowing, and only the load current flows through the secondary winding of the transformer 2 (mode 6). By conducting the semiconductor switch Q11 in Mode 7, the rectifier diode is reverse-biased, and the secondary winding of the transformer 2 becomes equivalent to being opened, and only the excitation current flows through the primary winding of the transformer 2. The semiconductor switches Q2 and Q3 are turned off with a small current, and the switching loss can be reduced. In the semiconductor switch Q11, after discharging the resonant capacitor Cc7, zero current turn-off becomes possible in mode8.

上記した各実施例において、負荷条件によって駆動周期内で共振コンデンサの放電時間を確保できない場合、つまり共振コンデンサが充電を行おうとする動作時に、当該共振コンデンサの放電がまだ終了していない場合には、当該共振コンデンサの放電が終了するまで共振動作を止めて、その後、共振コンデンサの放電が終了した際に共振動作を再開するようにすると良い。本実施例に於いても、第１の実施例と同様、ｍｏｄｅ３およびｍｏｄｅ７において、変圧器二次巻線が等価的に開放された状態となり、変圧器一次巻線に励磁電流のみが流れる時に、変圧器一次巻線に備えた電流センサでこの励磁電流を検出することにより、変圧器鉄心の偏磁状態を把握し偏磁抑制制御を行うことが可能となる。   In each of the above-described embodiments, when the discharge time of the resonance capacitor cannot be secured within the driving period due to the load condition, that is, when the resonance capacitor is not yet discharged during the operation of charging the resonance capacitor. It is preferable to stop the resonance operation until the discharge of the resonance capacitor is finished, and then restart the resonance operation when the discharge of the resonance capacitor is finished. In this embodiment, as in the first embodiment, in mode 3 and mode 7, when the transformer secondary winding is equivalently opened, and only the excitation current flows in the transformer primary winding, By detecting this exciting current with a current sensor provided in the primary winding of the transformer, it is possible to grasp the biased state of the transformer core and to control bias suppression.

ここで、本発明の他の実施形態として、共振回路１５をダイオードＤ５と並列接続し、共振回路１６をダイオードＤ６と並列接続する構成が考えられる。さらには、共振回路１５をダイオードＤ５と並列接続し、共振回路１６をダイオードＤ７と並列接続する構成も考えられる。さらには、共振回路１５をダイオードＤ６と並列接続し、共振回路１６をダイオードＤ８と並列接続する構成も考えられる。これらの実施形態においても、電力変換装置のスイッチング周波数を上昇させるという効果を奏することが可能である。   Here, as another embodiment of the present invention, a configuration in which the resonant circuit 15 is connected in parallel with the diode D5 and the resonant circuit 16 is connected in parallel with the diode D6 is conceivable. Further, a configuration in which the resonance circuit 15 is connected in parallel with the diode D5 and the resonance circuit 16 is connected in parallel with the diode D7 is also conceivable. Further, a configuration in which the resonance circuit 15 is connected in parallel with the diode D6 and the resonance circuit 16 is connected in parallel with the diode D8 is also conceivable. Also in these embodiments, it is possible to achieve an effect of increasing the switching frequency of the power conversion device.

本発明は直流電力を出力する直流電源装置に関するものであり、直流電源装置を用いるあらゆる分野に適用可能である。特に、直流電源として車両に搭載された発電機または、鉄道の架線から電力を供給される電源を備え、負荷としてエアコンや照明用のインバータを備える自動車や鉄道車両のような車両に適用可能である。   The present invention relates to a DC power supply device that outputs DC power, and can be applied to all fields using the DC power supply device. In particular, the present invention is applicable to vehicles such as automobiles and railway vehicles that include a generator mounted on a vehicle as a DC power source or a power source that is supplied with electric power from a railway overhead line, and that includes an air conditioner or an inverter for lighting as a load. .

１ 直流電源
２ 変圧器
３，４，６，１１，１２，１５，１６ 共振回路
５ 平滑化フィルタ
７，８，９，１０，１３，１４，１７，１８ 共振電流
１９ 一次側電流センサ
２０ 二次側電流センサ
Ｅ 直流電源装置
Ｑ１〜Ｑ１１ 半導体スイッチ
Ｄ１〜Ｄ４，Ｄ９〜Ｄ１５ フライホイールダイオード
Ｄ５〜Ｄ８ 整流ダイオード
Ｌｃ 共振リアクタ（変圧器２の漏れインダクタンスまたは追加リアクタ）
Ｌｏ 平滑用リアクタ
Ｃｃ１〜Ｃｃ７ 共振コンデンサ
Ｃｏ 平滑用コンデンサ
Ｉ1 変圧器一次巻線電流
Ｉ2 変圧器二次巻線電流 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 DC power supply 2 Transformer 3, 4, 6, 11, 12, 15, 16 Resonant circuit 5 Smoothing filter 7, 8, 9, 10, 13, 14, 17, 18 Resonant current 19 Primary side current sensor 20 Secondary Side current sensor E DC power supply devices Q1 to Q11 Semiconductor switches D1 to D4, D9 to D15 Flywheel diodes D5 to D8 Rectifier diode Lc Resonant reactor (leakage inductance of transformer 2 or additional reactor)
Lo Smoothing reactor Cc1 to Cc7 Resonance capacitor Co Smoothing capacitor I 1 Transformer primary winding current I 2 Transformer secondary winding current

Claims (15)

直流電源と、前記直流電源と変圧器の一次巻線とを一次側半導体スイッチを介して接続して構成される一次側回路と、前記変圧器の二次巻線とリアクタおよびコンデンサからなる平滑化フィルタとを整流ダイオードブリッジを介して接続して構成される二次側回路と、を備え、直流電源を生成する直流電源装置において、
前記変圧器の二次巻線の一方が正極性のとき、変圧器の漏れインダクタンスまたは該二次巻線と直列接続されたインダクタとの共振により充電される共振コンデンサと、前記共振コンデンサに直列接続された二次側半導体スイッチとダイオードの並列回路と、によって構成される共振回路を前記二次側回路に持ち、前記変圧器の二次巻線の他方が正極性となる期間に前記共振コンデンサの放電が可能であることを特徴とした直流電源装置。 A smoothing comprising a DC power source, a primary side circuit configured by connecting the DC power source and a primary winding of the transformer via a primary side semiconductor switch, a secondary winding of the transformer, a reactor, and a capacitor In a DC power supply device that generates a DC power supply, comprising a secondary circuit configured by connecting a filter via a rectifier diode bridge,
When one of the secondary windings of the transformer is positive, a resonant capacitor charged by resonance with a leakage inductance of the transformer or an inductor connected in series with the secondary winding, and connected in series to the resonant capacitor The secondary side circuit has a resonance circuit constituted by the secondary side semiconductor switch and the diode parallel circuit, and the other side of the secondary winding of the transformer is positive. A direct current power supply device capable of discharging. 請求項１に記載の直流電源装置において、前記整流ダイオードブリッジを構成する複数のダイオードの内、少なくとも２つのダイオードに前記共振回路を並列接続したことを特徴とする直流電源装置。   2. The DC power supply device according to claim 1, wherein the resonance circuit is connected in parallel to at least two diodes among the plurality of diodes constituting the rectifier diode bridge. 前記一次側半導体スイッチがオン状態からオフ状態へ遷移する直前に、前記二次側半導体スイッチをターンオンさせ、前記共振コンデンサに充電することによって前記整流ダイオードブリッジを逆バイアスし、前記一次側半導体スイッチに流れる負荷電流を低減またはゼロとした状態で、前記一次側半導体スイッチをターンオフさせることを特徴とする請求項１または２に記載の直流電源装置。   Immediately before the primary-side semiconductor switch transitions from the on-state to the off-state, the secondary-side semiconductor switch is turned on, and the resonant capacitor is charged to reverse bias the rectifier diode bridge. 3. The DC power supply device according to claim 1, wherein the primary-side semiconductor switch is turned off in a state where a flowing load current is reduced or zero. 4. 前記並列回路は、前記ダイオードの極性が前記整流ダイオードブリッジの極性と同一、かつ前記二次側半導体スイッチの極性が前記整流ダイオードブリッジの極性と逆となる向きに接続されていることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の直流電源装置。   The parallel circuit is connected so that the polarity of the diode is the same as the polarity of the rectifier diode bridge, and the polarity of the secondary-side semiconductor switch is opposite to the polarity of the rectifier diode bridge. The DC power supply device according to any one of claims 1 to 3. 前記一次側半導体スイッチがオフ状態からオン状態へ遷移した際に、前記変圧器の漏れインダクタンスまたは前記変圧器の二次巻線と直列接続されたリアクトルと前記共振コンデンサとで共振することによって前記共振コンデンサを充電し、
前記二次側半導体スイッチを導通させることによって整流ダイオードブリッジを逆バイアスし、前記一次側半導体スイッチに流れる負荷電流を低減またはゼロとした状態で、前記一次側半導体スイッチをターンオフさせることを特徴とする請求項１または２に記載の直流電源装置。 When the primary-side semiconductor switch transitions from an off state to an on state, the resonance is caused by resonating between a leakage inductance of the transformer or a reactor connected in series with a secondary winding of the transformer and the resonance capacitor. Charge the capacitor,
The rectifier diode bridge is reverse-biased by conducting the secondary-side semiconductor switch, and the primary-side semiconductor switch is turned off in a state where the load current flowing through the primary-side semiconductor switch is reduced or zero. The DC power supply device according to claim 1 or 2. 前記並列回路は、前記ダイオードの極性が前記整流ダイオードブリッジの極性と逆、かつ前記二次側半導体スイッチの極性が前記整流ダイオードブリッジの極性と同一となる向きに接続されていることを特徴とする請求項１または２または５に記載の直流電源装置。   The parallel circuit is connected so that the polarity of the diode is opposite to the polarity of the rectifier diode bridge, and the polarity of the secondary-side semiconductor switch is the same as the polarity of the rectifier diode bridge. The direct-current power supply device according to claim 1, 2 or 5. 請求項１乃至６のいずれかに記載の直流電源装置において、
前記直流電源装置の駆動周期内で前記共振コンデンサの放電時間を確保できない場合は、前記共振コンデンサの放電が終えるまで、前記二次側半導体スイッチのスイッチングを行わないことを特徴とする直流電源装置。 The DC power supply device according to any one of claims 1 to 6,
When the discharge time of the resonance capacitor cannot be secured within the drive cycle of the DC power supply device, the secondary side semiconductor switch is not switched until the discharge of the resonance capacitor is finished. 車両に搭載された発電機または架線から直流電力を供給される直流電源と、
前記直流電源と変圧器の一次巻線とを一次側半導体スイッチを介して接続して構成される一次側回路と、
前記変圧器の二次巻線とリアクタおよびコンデンサからなる平滑化フィルタとを整流ダイオードブリッジを介して接続して構成される二次側回路と、
前記平滑化フィルタと接続されるインバータと、
前記インバータにより駆動されるエアコンまたは照明、を備える車両において、
前記変圧器の二次巻線の一方が正極性のとき、変圧器の漏れインダクタンスまたは該二次巻線と直列接続されたインダクタとの共振により充電される共振コンデンサと、前記共振コンデンサに直列接続された二次側半導体スイッチとダイオードの並列回路と、によって構成される共振回路を前記二次側回路に持ち、前記変圧器の二次巻線の他方が正極性となる期間に前記共振コンデンサの放電が可能であることを特徴とした車両。 A DC power source that is supplied with DC power from a generator or overhead wire mounted on the vehicle;
A primary side circuit configured by connecting the DC power source and the transformer primary winding via a primary side semiconductor switch;
A secondary circuit configured by connecting a secondary winding of the transformer and a smoothing filter including a reactor and a capacitor via a rectifier diode bridge;
An inverter connected to the smoothing filter;
In a vehicle comprising an air conditioner or lighting driven by the inverter,
When one of the secondary windings of the transformer is positive, a resonant capacitor charged by resonance with a leakage inductance of the transformer or an inductor connected in series with the secondary winding, and connected in series to the resonant capacitor The secondary side circuit has a resonance circuit constituted by the secondary side semiconductor switch and the diode parallel circuit, and the other side of the secondary winding of the transformer is positive. A vehicle characterized by being capable of discharging. 請求項８に記載の車両において、前記整流ダイオードブリッジを構成する複数のダイオードの内、少なくとも２つのダイオードに前記共振回路を並列接続したことを特徴とする車両。   9. The vehicle according to claim 8, wherein the resonance circuit is connected in parallel to at least two of the plurality of diodes constituting the rectifier diode bridge. 前記一次側半導体スイッチがオン状態からオフ状態へ遷移する直前に、前記二次側半導体スイッチをターンオンさせ、前記共振コンデンサに充電することによって前記整流ダイオードブリッジを逆バイアスし、前記一次側半導体スイッチに流れる負荷電流を低減またはゼロとした状態で、前記一次側半導体スイッチをターンオフさせることを特徴とする請求項８または９に記載の車両。   Immediately before the primary-side semiconductor switch transitions from the on-state to the off-state, the secondary-side semiconductor switch is turned on, and the resonant capacitor is charged to reverse bias the rectifier diode bridge. 10. The vehicle according to claim 8, wherein the primary-side semiconductor switch is turned off in a state where the flowing load current is reduced or zero. 前記並列回路は、前記ダイオードの極性が前記整流ダイオードブリッジの極性と同一、かつ前記二次側半導体スイッチの極性が前記整流ダイオードブリッジの極性と逆となる向きに接続されていることを特徴とする請求項８乃至１０のいずれかに記載の車両。   The parallel circuit is connected so that the polarity of the diode is the same as the polarity of the rectifier diode bridge, and the polarity of the secondary-side semiconductor switch is opposite to the polarity of the rectifier diode bridge. The vehicle according to any one of claims 8 to 10. 前記一次側半導体スイッチがオフ状態からオン状態へ遷移した際に、前記変圧器の漏れインダクタンスまたは前記変圧器の二次巻線と直列接続されたリアクトルと前記共振コンデンサとで共振することによって前記共振コンデンサを充電し、
前記二次側半導体スイッチを導通させることによって整流ダイオードブリッジを逆バイアスし、前記一次側半導体スイッチに流れる負荷電流を低減またはゼロとした状態で、前記一次側半導体スイッチをターンオフさせることを特徴とする請求項８または９に記載の車両。 When the primary-side semiconductor switch transitions from an off state to an on state, the resonance is caused by resonating between a leakage inductance of the transformer or a reactor connected in series with a secondary winding of the transformer and the resonance capacitor. Charge the capacitor,
The rectifier diode bridge is reverse-biased by conducting the secondary-side semiconductor switch, and the primary-side semiconductor switch is turned off in a state where the load current flowing through the primary-side semiconductor switch is reduced or zero. The vehicle according to claim 8 or 9. 前記並列回路は、前記ダイオードの極性が前記整流ダイオードブリッジの極性と逆、かつ前記二次側半導体スイッチの極性が前記整流ダイオードブリッジの極性と同一となる向きに接続されていることを特徴とする請求項８または９または１２に記載の車両。   The parallel circuit is connected so that the polarity of the diode is opposite to the polarity of the rectifier diode bridge, and the polarity of the secondary-side semiconductor switch is the same as the polarity of the rectifier diode bridge. The vehicle according to claim 8 or 9 or 12. 請求項８乃至１３のいずれかに記載の車両において、
前記直流電源装置の駆動周期内で前記共振コンデンサの放電時間を確保できない場合は、前記共振コンデンサの放電が終えるまで、前記二次側半導体スイッチのスイッチングを行わないことを特徴とする車両。 The vehicle according to any one of claims 8 to 13,
When the discharge time of the resonance capacitor cannot be secured within the driving cycle of the DC power supply device, the vehicle is not switched on the secondary side semiconductor switch until the discharge of the resonance capacitor is completed. 請求項１乃至７のいずれかに記載の直流電源装置において、
前記二次側半導体スイッチを動作させて、前記整流ダイオードが逆バイアスされ前記変圧器の二次巻線が開放状態となった際に、前記変圧器の一次巻線に備えた電流センサにより励磁電流を検出することにより、前記変圧器の鉄心の偏磁状態を把握し、偏磁抑制制御を行うことを特徴とした電力変換器。 The DC power supply device according to any one of claims 1 to 7,
When the secondary side semiconductor switch is operated and the rectifier diode is reverse-biased and the secondary winding of the transformer is opened, an excitation current is provided by a current sensor provided in the primary winding of the transformer. A power converter characterized in that the bias magnetism state of the iron core of the transformer is ascertained by detecting the bias and the bias magnetism suppression control is performed.
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